スイッチング電源装置
【課題】従来よりも損失を低減することができ、瞬時停電時や負荷急変時でも負荷に対して要求電圧を安定的に供給可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置１Ａは、交流電圧ＶＩＮをスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングして生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷを一次巻線Ｔ１に供給し、二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、誘起電圧を整流平滑する二次側整流平滑部３Ａと、二次側整流平滑部３Ａから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４とを備え、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは、二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧ＶＯの交流成分に基づいてフィードバック制御される。
【解決手段】スイッチング電源装置１Ａは、交流電圧ＶＩＮをスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングして生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷを一次巻線Ｔ１に供給し、二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、誘起電圧を整流平滑する二次側整流平滑部３Ａと、二次側整流平滑部３Ａから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４とを備え、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは、二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧ＶＯの交流成分に基づいてフィードバック制御される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部から入力される交流電圧を負荷に供給すべき所定の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、マイクロプロセッサ等の半導体集積回路を駆動するスイッチング電源装置には、低出力電圧化、大出力電流化、高効率化といったことが求められている。これらの要求を満足するよう設計された従来のスイッチング電源装置としては、例えば、非特許文献１に記載のスイッチング電源装置が知られている。
【０００３】
図７に示すように、この従来のスイッチング電源装置１Ｄは、商用交流電圧等の交流電圧ＶＩＮを２つのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ｄと、該誘起電圧を整流および平滑することにより得た二次側出力電圧ＶＯを負荷に供給する二次側整流平滑部３Ｄとを備えている。また、スイッチング電源装置１Ｄでは、出力電圧検出部５Ｄ、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ｄにより、二次側出力電圧ＶＯが所望の電圧（負荷の要求電圧）となるようにスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がフィードバック制御される。
【０００４】
このスイッチング電源装置１Ｄによれば、商用ブリッジダイオードおよび絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えた一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】佐藤守男，トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ増刊“グリーン・エレクトロニクス Ｎｏ．１ 高効率・低雑音の電源回路設計”，第１章 交流電流スイッチング電源の設計と試作，ＣＱ出版社，２０１０年４月１日発行，ｐ．１４−１５（図１４）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、このスイッチング電源装置１Ｄは、交流電圧ＶＩＮを出力する外部電源側において瞬時停電が発生した場合に二次側出力電圧ＶＯを要求電圧に維持することができなかった。また、スイッチング電源装置１Ｄは、交流電圧ＶＩＮがゼロ付近となる時間帯で上記フィードバック制御が機能しないため、負荷の急変に対する応答性が悪く、二次側出力電圧ＶＯにオーバーシュートおよびアンダーシュートが生じやすかった。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、従来の一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができ、しかも瞬時停電時や負荷急変時においても負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、外部から入力された交流電圧をスイッチング素子で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、絶縁型ＰＦＣ部は、二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御されることを特徴とする。
【０００９】
この構成では、二次側出力電圧の交流成分を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータ部が二次側に備えられており、該交流成分は絶縁されることなくＤＣ／ＤＣコンバータ部に直接的にフィードバックされる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。したがって、この構成によれば、瞬時停電や負荷急変に伴って二次側出力電圧が変動した場合においても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部が昇圧／降圧動作をすることにより該変動を直ちに修正することができ、負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができる。
【００１０】
また、この構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部で直流成分の安定化を行う必要がないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成する各素子（昇圧／降圧動作に欠かせないチョークコイル等）に流れる電流はリプル電流のみとなる。したがって、この構成によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えた従来の一般的なスイッチング電源装置よりも、ＤＣ／ＤＣコンバータ部における損失を低減することができる。
【００１１】
上記第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、上記トランスが第１のトランスと第２のトランスとを有し、上記絶縁型ＰＦＣ部が、第１のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第１のスイッチング部により交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を第１のトランスの一次巻線に供給し、該第１のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第１の絶縁型ＰＦＣ回路と、第２のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第２のスイッチング部により交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を第２のトランスの一次巻線に供給し、該第２のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第２の絶縁型ＰＦＣ回路とを有し、第１の絶縁型ＰＦＣ回路および第２の絶縁型ＰＦＣ回路は、第１のスイッチング部と第２のスイッチング部とが交互にＯＮ／ＯＦＦするようにインターリーブ制御されるよう構成されることが好ましい。
【００１２】
この構成によれば、二次側出力電圧のリプル電圧（交流成分）を低減することができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部における充放電電流による損失をさらに低減することができる。
【００１３】
また、上記課題を解決するために、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置は、外部から入力された交流電圧を一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子でスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、絶縁型ＰＦＣ部は、二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御されることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、第１実施形態に係るスイッチング電源装置と同様に、瞬時停電や負荷急変に伴う二次側出力電圧の変動を直ちに修正し、負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができる。
【００１５】
また、この構成では、絶縁型ＰＦＣ部が一次側整流平滑部を有しているので、スイッチング電圧の極性が反転することはない。したがって、この構成によれば、トランスをフライバック動作させる際にスイッチング素子のデューティ比を広い範囲で可変とすることができるので、外部から入力される交流電圧（入力電圧）の許容電圧範囲を広くすることができる。
【００１６】
ここで、上記各実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部は、高電位ラインにドレインが接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ラインに接続された第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、チョークコイルの他端と低電位ラインの間に接続された第１のコンデンサと、高電位ラインおよび低電位ラインの間に接続された第２のコンデンサと、二次側出力電圧の交流成分に基づいて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部とで構成することができる。
【００１７】
また、スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が正の場合は、第１のスイッチング素子が該スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、第２のコンデンサの蓄積電荷で第１のコンデンサを充電する降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が負の場合は、第２のスイッチング素子が該スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、第１のコンデンサの蓄積電荷で第２のコンデンサを充電する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成することで、比較的容易に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、従来の一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができ、しかも瞬時停電時や負荷急変時においても負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の具体的一例を示す回路図である。
【図３】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の等価回路図であって、（Ａ）は降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合の等価回路図、（Ｂ）は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合の等価回路図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源装置の電圧波形である。
【図５】第１実施形態に係るスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。
【００２１】
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１Ａは、外部から入力された交流電圧ＶＩＮをスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、該トランスＴの二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、二次巻線Ｔ２の誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部３Ａと、二次側整流平滑部３Ａから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４と、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をフィードバック制御するための出力電圧検出部５、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ａとを備えている。
【００２２】
絶縁型ＰＦＣ部２Ａにおいては、トランスＴの一次巻線Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ１およびスイッチング素子ＳＷ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２としては、同図に示すＦＥＴの他、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴも使用することができる。但し、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２として、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用する場合には、別途バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴと並列にダイオードを接続する必要がある。
【００２３】
交流電圧ＶＩＮが“正”の場合は、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ状態、スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦ状態とされる。これにより、外部交流電源から流れ込んできた電流は、一次巻線Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ２のダイオードを順次通って流れ、スイッチング電圧ＶＳＷの極性は“正”となる。一方、交流電圧ＶＩＮが“負”の場合は、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子ＳＷ２がＯＮ状態とされる。これにより、外部交流電源から流れ込んできた電流は、スイッチング素子ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１のダイオード、一次巻線Ｔ１を順次通って流れ、スイッチング電圧ＶＳＷの極性は“負”となる。
【００２４】
つまり、スイッチング電源装置１Ａでは、スイッチング電圧ＶＳＷが正負両方の極性をとり得る。したがって、二次巻線Ｔ２の誘起電圧も正負両方の極性をとり得る。
【００２５】
二次側整流平滑部３Ａは、誘起電圧の極性に応じていずれか一方が電流を流す２つのダイオードと平滑コンデンサとを有する。２つのダイオードは、それぞれアノードが二次巻線Ｔ２の端部に接続され、カソードが高電位ライン８Ｈに接続されている。二次巻線Ｔ２のセンタータップは、低電位ライン８Ｌが接続されている。また、平滑コンデンサは、高電位ライン８Ｈと低電位ライン８Ｌの間に接続されている。
【００２６】
出力電圧検出部５は、検出した二次側出力電圧ＶＯを直流成分と交流成分とに分離する分離部を内包し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４には二次側出力電圧ＶＯの交流成分のみがフィードバックされる。また、絶縁型ＰＦＣ部２Ａのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を制御するスイッチング制御部７Ａには、絶縁部６によって絶縁された後の直流成分がフィードバックされる。
【００２７】
一次側と二次側の絶縁を確保しつつ、二次側出力電圧ＶＯに基づいて一次側に備えられた絶縁型ＰＦＣ部２Ａをフィードバック制御するためには、フォトカプラ等からなる絶縁部６の存在が必要不可欠である。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は二次側に備えられているので、絶縁することなく、二次側出力電圧ＶＯの交流成分を直接的にフィードバックすることができる。
【００２８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、スイッチング制御部９（図２）の制御下で、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとしても降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとしても動作する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとなっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、例えば、図２に示す構成とすることで、比較的容易に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【００２９】
すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、高電位ライン８Ｈにドレインが接続された第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ライン８Ｌに接続された第２のスイッチング素子Ｑ２と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に一端が接続されたチョークコイルＬと、チョークコイルＬの他端と低電位ライン８Ｌの間に接続された第１のコンデンサＣ１と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して負荷側において高電位ライン８Ｈおよび低電位ライン８Ｌの間に接続された第２のコンデンサＣ２と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御するスイッチング制御部９とを備えている。このうち、第２のコンデンサＣ２は、二次側整流平滑部３Ａの平滑コンデンサを兼ねていることが部品点数削減の観点から好ましい。
【００３０】
スイッチング制御部９は、フィードバックされてきた二次側出力電圧ＶＯの交流成分の極性（正／負）および絶対値の多寡に基づいて、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。本実施形態において、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はいずれもＦＥＴであるが、これに代えてバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用することもできる。
【００３１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４にフィードバックされてきた交流成分が“正”の場合、すなわち二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧よりも高い場合、スイッチング制御部９は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を低下させるべくＤＣ／ＤＣコンバータ部４を降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させる。この場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を、第２のコンデンサＣ２と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点（高電位ライン８Ｈ）を入力、チョークコイルＬと第１のコンデンサＣ１との接続点を出力とする等価回路として取り扱うことができる（図３（Ａ）参照）。
【００３２】
同図に示すように、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合は、スイッチング制御部９の制御下で第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、第２のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷を第１のコンデンサＣ１に移動させる。これにより、第２のコンデンサＣ２は放電し、両端電圧（＝二次側出力電圧ＶＯ）が低下する。一方、第１のコンデンサＣ１は充電され、両端電圧が上昇する。なお、第２のスイッチング素子Ｑ２はＯＦＦのままであり、同期整流のためのダイオードとみなすことができる。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４にフィードバックされてきた交流成分が“負”の場合、すなわち二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧よりも低い場合、スイッチング制御部９は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を上昇させるべくＤＣ／ＤＣコンバータ部４を昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させる。この場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を、チョークコイルＬと第１のコンデンサＣ１との接続点を入力、第２のコンデンサＣ２と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点（高電位ライン８Ｈ）を出力とする等価回路として取り扱うことができる（図３（Ｂ）参照）。
【００３４】
同図に示すように、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合は、スイッチング制御部９の制御下で第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、第１のコンデンサＣ１に蓄積されていた電荷を第２のコンデンサＣ２に移動させる。これにより、第１のコンデンサＣ１は放電し、両端電圧が低下する。一方、第２のコンデンサＣ２は充電され、両端電圧（＝二次側出力電圧ＶＯ）が上昇する。なお、第１のスイッチング素子Ｑ１はＯＦＦのままであり、同期整流のためのダイオードとみなすことができる。
【００３５】
一方、前記の通り、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいてフィードバック制御される。このため、図４に示すように、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧は、瞬時停電や負荷急変に伴って変動するものの、その直流成分は予め負荷の要求電圧に一致している。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を降圧または昇圧することにより、瞬時停電や負荷急変に伴うＡＣ的な変動のみを修正すればよい。
【００３６】
言い換えると、スイッチング電源装置１Ａでは、負荷の要求電圧と二次側出力電圧ＶＯとの間にずれが生じた場合に、直流成分の安定化を担当する絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、交流成分の安定化を担当するＤＣ／ＤＣコンバータ部４とが協働することにより、二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧に維持される。なお、当然ながら、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは力率改善のための波形整形も行う。
【００３７】
以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、交流成分の安定化を担当するＤＣ／ＤＣコンバータ部４が二次側に備えられているので、絶縁することなく二次側出力電圧ＶＯの交流成分をＤＣ／ＤＣコンバータ部４（スイッチング制御部９）に直接的にフィードバックすることができる。したがって、スイッチング電源装置１Ａによれば、二次側出力電圧ＶＯの変動に対する応答性を高めることができる。
【００３８】
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４で直流成分の安定化を行う必要がないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を構成する第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２並びにチョークコイルＬに流れる電流は交流成分の電流（リプル電流）のみとなる。したがって、スイッチング電源装置１Ａによれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した従来の一般的なスイッチング電源装置に比べて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４における損失を低減することができる。
【００３９】
（変形例）
第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａは、種々の変形例が考えられる。例えば、図５に示すスイッチング電源装置１Ｂは、並列に接続された第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂおよび第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’からなるインターリーブ回路で絶縁型ＰＦＣ部が構成されている。
【００４０】
このうち、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂにおいては、第１のトランスＴａの一次巻線Ｔａ１、スイッチング素子ＳＷａ１およびスイッチング素子ＳＷａ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２は、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。この変形例では、一組のスイッチング素子ＳＷａ１およびＳＷａ２が本発明の「第１のスイッチング部」として機能する。
【００４１】
同様に、第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’においても、第２のトランスＴｂの一次巻線Ｔｂ１、スイッチング素子ＳＷｂ１およびスイッチング素子ＳＷｂ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷｂ１、ＳＷｂ２も、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。この変形例では、一組のスイッチング素子ＳＷｂ１およびＳＷｂ２が本発明の「第２のスイッチング部」として機能する。
【００４２】
二次側整流平滑部３Ｂは、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側の二次巻線Ｔａ２にアノードが接続された２つのダイオードと、第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側の二次巻線Ｔｂ２にアノードが接続された２つのダイオードとを有する。各ダイオードのカソードは高電位ライン８Ｈに接続され、各二次巻線Ｔａ２、Ｔｂ２のセンタータップは低電位ライン８Ｌに接続されている。また、平滑コンデンサは、高電位ライン８Ｈと低電位ライン８Ｌの間に接続されている。
【００４３】
スイッチング制御部７Ｂは、二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいて、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂのスイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２、および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷｂ１、ＳＷｂ２を制御する。具体的には、交流電圧ＶＩＮが“正”の期間（図５中の上側ラインがプラス、下側ラインがマイナス極性の期間）は、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側のスイッチング素子ＳＷａ１および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側のスイッチング素子ＳＷｂ１は、スイッチング制御部７Ｂによる制御に基づき、デットタイム（両方のスイッチング素子がＯＦＦ状態となっている期間）を挟みながら交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことで、インターリーブ動作を行う。一方、交流電圧ＶＩＮが“負”の期間（図５中の上側ラインがマイナス、下側ラインがプラス極性の期間）は、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側のスイッチング素子ＳＷａ２および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側のスイッチング素子ＳＷａ２は、スイッチング制御部７Ｂによる制御に基づき、デットタイムを挟みながら交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことで、インターリーブ動作を行う。
【００４４】
図５に示していない他の構成要素（ＤＣ／ＤＣコンバータ部４、出力電圧検出部５、絶縁部６）については、第１実施形態のものと同じであるため、ここでは説明を省略する。
【００４５】
この変形例に係るスイッチング電源装置１Ｂによれば、二次側出力電圧ＶＯのリプル電圧（交流成分）が低減されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４における充放電電流による損失をさらに低減することができる。また、スイッチング電源装置１Ｂによれば、第１および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ、２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２、ＳＷｂ１、ＳＷｂ２に流れる電流量が約１／２になるので、絶縁型ＰＦＣ部における損失を半減することもできる。
【００４６】
［第２実施形態］
図６に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１Ｃは、外部から入力された交流電圧ＶＩＮを一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子ＳＷでスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、該トランスＴの二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ｃと、二次巻線Ｔ２の誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部３Ｃと、二次側整流平滑部３Ｃから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４と、スイッチング素子ＳＷをフィードバック制御するための出力電圧検出部５、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ｃとを備えている。
【００４７】
図１との比較から明らかなように、スイッチング電源装置１Ｃは、絶縁型ＰＦＣ部２Ａではなく絶縁型ＰＦＣ部２Ｃを備えている点と、二次側整流平滑部３Ａではなく二次側整流平滑部３Ｃを備えている点と、スイッチング制御部７Ａではなくスイッチング制御部７Ｃを備えている点において、スイッチング電源装置１Ａと相違している。
【００４８】
本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｃによれば、一次側整流平滑部の商用ブリッジダイオードによって交流電圧ＶＩＮが整流されるので、絶縁型ＰＦＣ部２Ｃにおけるスイッチング素子ＳＷおよび二次側整流平滑部３Ｃにおけるダイオードが１つでよく、部品点数を削減できるとともに、スイッチング制御部７Ｃを簡素化することができる。
【００４９】
また、このスイッチング電源装置１Ｃでは、スイッチング電圧ＶＳＷの極性が反転することがないので、トランスＴをフライバック動作させる際にスイッチング素子ＳＷのデューティ比を広い範囲（ほぼゼロ〜７５％程度）で可変とすることができ、交流電圧ＶＩＮの許容電圧範囲を広くすることができる。
【００５０】
なお、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｃは、商用ブリッジダイオードの分だけスイッチング電源装置１Ａよりも損失が大きい点に注意が必要である。
【００５１】
以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した具体的な形態に限定されるものではなく、当業者であれば、種々の変形例を想到し得ることは自明である。
【符号の説明】
【００５２】
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ スイッチング電源装置
２Ａ、２Ｂ、２Ｂ’、２Ｃ 絶縁型ＰＦＣ部
３Ａ、３Ｂ、３Ｃ 二次側整流平滑部
４ ＤＣ／ＤＣコンバータ部
５ 出力電圧検出部
６ 絶縁部
７Ａ、７Ｂ、７Ｃ スイッチング制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、外部から入力される交流電圧を負荷に供給すべき所定の直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、マイクロプロセッサ等の半導体集積回路を駆動するスイッチング電源装置には、低出力電圧化、大出力電流化、高効率化といったことが求められている。これらの要求を満足するよう設計された従来のスイッチング電源装置としては、例えば、非特許文献１に記載のスイッチング電源装置が知られている。
【０００３】
図７に示すように、この従来のスイッチング電源装置１Ｄは、商用交流電圧等の交流電圧ＶＩＮを２つのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ｄと、該誘起電圧を整流および平滑することにより得た二次側出力電圧ＶＯを負荷に供給する二次側整流平滑部３Ｄとを備えている。また、スイッチング電源装置１Ｄでは、出力電圧検出部５Ｄ、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ｄにより、二次側出力電圧ＶＯが所望の電圧（負荷の要求電圧）となるようにスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２がフィードバック制御される。
【０００４】
このスイッチング電源装置１Ｄによれば、商用ブリッジダイオードおよび絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えた一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】佐藤守男，トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ増刊“グリーン・エレクトロニクス Ｎｏ．１ 高効率・低雑音の電源回路設計”，第１章 交流電流スイッチング電源の設計と試作，ＣＱ出版社，２０１０年４月１日発行，ｐ．１４−１５（図１４）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、このスイッチング電源装置１Ｄは、交流電圧ＶＩＮを出力する外部電源側において瞬時停電が発生した場合に二次側出力電圧ＶＯを要求電圧に維持することができなかった。また、スイッチング電源装置１Ｄは、交流電圧ＶＩＮがゼロ付近となる時間帯で上記フィードバック制御が機能しないため、負荷の急変に対する応答性が悪く、二次側出力電圧ＶＯにオーバーシュートおよびアンダーシュートが生じやすかった。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、従来の一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができ、しかも瞬時停電時や負荷急変時においても負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、外部から入力された交流電圧をスイッチング素子で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、絶縁型ＰＦＣ部は、二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御されることを特徴とする。
【０００９】
この構成では、二次側出力電圧の交流成分を安定化するＤＣ／ＤＣコンバータ部が二次側に備えられており、該交流成分は絶縁されることなくＤＣ／ＤＣコンバータ部に直接的にフィードバックされる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。したがって、この構成によれば、瞬時停電や負荷急変に伴って二次側出力電圧が変動した場合においても、ＤＣ／ＤＣコンバータ部が昇圧／降圧動作をすることにより該変動を直ちに修正することができ、負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができる。
【００１０】
また、この構成では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部で直流成分の安定化を行う必要がないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成する各素子（昇圧／降圧動作に欠かせないチョークコイル等）に流れる電流はリプル電流のみとなる。したがって、この構成によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ部を備えた従来の一般的なスイッチング電源装置よりも、ＤＣ／ＤＣコンバータ部における損失を低減することができる。
【００１１】
上記第１実施形態に係るスイッチング電源装置は、上記トランスが第１のトランスと第２のトランスとを有し、上記絶縁型ＰＦＣ部が、第１のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第１のスイッチング部により交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を第１のトランスの一次巻線に供給し、該第１のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第１の絶縁型ＰＦＣ回路と、第２のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第２のスイッチング部により交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を第２のトランスの一次巻線に供給し、該第２のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第２の絶縁型ＰＦＣ回路とを有し、第１の絶縁型ＰＦＣ回路および第２の絶縁型ＰＦＣ回路は、第１のスイッチング部と第２のスイッチング部とが交互にＯＮ／ＯＦＦするようにインターリーブ制御されるよう構成されることが好ましい。
【００１２】
この構成によれば、二次側出力電圧のリプル電圧（交流成分）を低減することができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部における充放電電流による損失をさらに低減することができる。
【００１３】
また、上記課題を解決するために、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置は、外部から入力された交流電圧を一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子でスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部とを備え、絶縁型ＰＦＣ部は、二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御されることを特徴とする。
【００１４】
この構成によれば、第１実施形態に係るスイッチング電源装置と同様に、瞬時停電や負荷急変に伴う二次側出力電圧の変動を直ちに修正し、負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができる。
【００１５】
また、この構成では、絶縁型ＰＦＣ部が一次側整流平滑部を有しているので、スイッチング電圧の極性が反転することはない。したがって、この構成によれば、トランスをフライバック動作させる際にスイッチング素子のデューティ比を広い範囲で可変とすることができるので、外部から入力される交流電圧（入力電圧）の許容電圧範囲を広くすることができる。
【００１６】
ここで、上記各実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータ部は、高電位ラインにドレインが接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ラインに接続された第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、チョークコイルの他端と低電位ラインの間に接続された第１のコンデンサと、高電位ラインおよび低電位ラインの間に接続された第２のコンデンサと、二次側出力電圧の交流成分に基づいて、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部とで構成することができる。
【００１７】
また、スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が正の場合は、第１のスイッチング素子が該スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、第２のコンデンサの蓄積電荷で第１のコンデンサを充電する降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が負の場合は、第２のスイッチング素子が該スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、第１のコンデンサの蓄積電荷で第２のコンデンサを充電する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように上記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を構成することで、比較的容易に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、従来の一般的なスイッチング電源装置よりも損失を低減することができ、しかも瞬時停電時や負荷急変時においても負荷に対して要求電圧を安定的に供給し続けることができるスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の具体的一例を示す回路図である。
【図３】ＤＣ／ＤＣコンバータ部の等価回路図であって、（Ａ）は降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合の等価回路図、（Ｂ）は昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合の等価回路図である。
【図４】本発明に係るスイッチング電源装置の電圧波形である。
【図５】第１実施形態に係るスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
【図６】本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、添付図面を参照しつつ、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。
【００２１】
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係るスイッチング電源装置を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１Ａは、外部から入力された交流電圧ＶＩＮをスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、該トランスＴの二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、二次巻線Ｔ２の誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部３Ａと、二次側整流平滑部３Ａから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４と、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２をフィードバック制御するための出力電圧検出部５、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ａとを備えている。
【００２２】
絶縁型ＰＦＣ部２Ａにおいては、トランスＴの一次巻線Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ１およびスイッチング素子ＳＷ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２としては、同図に示すＦＥＴの他、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴも使用することができる。但し、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２として、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用する場合には、別途バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴと並列にダイオードを接続する必要がある。
【００２３】
交流電圧ＶＩＮが“正”の場合は、スイッチング素子ＳＷ１がＯＮ状態、スイッチング素子ＳＷ２がＯＦＦ状態とされる。これにより、外部交流電源から流れ込んできた電流は、一次巻線Ｔ１、スイッチング素子ＳＷ１、スイッチング素子ＳＷ２のダイオードを順次通って流れ、スイッチング電圧ＶＳＷの極性は“正”となる。一方、交流電圧ＶＩＮが“負”の場合は、スイッチング素子ＳＷ１がＯＦＦ状態、スイッチング素子ＳＷ２がＯＮ状態とされる。これにより、外部交流電源から流れ込んできた電流は、スイッチング素子ＳＷ２、スイッチング素子ＳＷ１のダイオード、一次巻線Ｔ１を順次通って流れ、スイッチング電圧ＶＳＷの極性は“負”となる。
【００２４】
つまり、スイッチング電源装置１Ａでは、スイッチング電圧ＶＳＷが正負両方の極性をとり得る。したがって、二次巻線Ｔ２の誘起電圧も正負両方の極性をとり得る。
【００２５】
二次側整流平滑部３Ａは、誘起電圧の極性に応じていずれか一方が電流を流す２つのダイオードと平滑コンデンサとを有する。２つのダイオードは、それぞれアノードが二次巻線Ｔ２の端部に接続され、カソードが高電位ライン８Ｈに接続されている。二次巻線Ｔ２のセンタータップは、低電位ライン８Ｌが接続されている。また、平滑コンデンサは、高電位ライン８Ｈと低電位ライン８Ｌの間に接続されている。
【００２６】
出力電圧検出部５は、検出した二次側出力電圧ＶＯを直流成分と交流成分とに分離する分離部を内包し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４には二次側出力電圧ＶＯの交流成分のみがフィードバックされる。また、絶縁型ＰＦＣ部２Ａのスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を制御するスイッチング制御部７Ａには、絶縁部６によって絶縁された後の直流成分がフィードバックされる。
【００２７】
一次側と二次側の絶縁を確保しつつ、二次側出力電圧ＶＯに基づいて一次側に備えられた絶縁型ＰＦＣ部２Ａをフィードバック制御するためには、フォトカプラ等からなる絶縁部６の存在が必要不可欠である。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は二次側に備えられているので、絶縁することなく、二次側出力電圧ＶＯの交流成分を直接的にフィードバックすることができる。
【００２８】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、スイッチング制御部９（図２）の制御下で、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとしても降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとしても動作する双方向ＤＣ／ＤＣコンバータとなっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、例えば、図２に示す構成とすることで、比較的容易に双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを実現することができる。
【００２９】
すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、高電位ライン８Ｈにドレインが接続された第１のスイッチング素子Ｑ１と、第１のスイッチング素子Ｑ１のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ライン８Ｌに接続された第２のスイッチング素子Ｑ２と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に一端が接続されたチョークコイルＬと、チョークコイルＬの他端と低電位ライン８Ｌの間に接続された第１のコンデンサＣ１と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して負荷側において高電位ライン８Ｈおよび低電位ライン８Ｌの間に接続された第２のコンデンサＣ２と、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御するスイッチング制御部９とを備えている。このうち、第２のコンデンサＣ２は、二次側整流平滑部３Ａの平滑コンデンサを兼ねていることが部品点数削減の観点から好ましい。
【００３０】
スイッチング制御部９は、フィードバックされてきた二次側出力電圧ＶＯの交流成分の極性（正／負）および絶対値の多寡に基づいて、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。本実施形態において、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はいずれもＦＥＴであるが、これに代えてバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを使用することもできる。
【００３１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４にフィードバックされてきた交流成分が“正”の場合、すなわち二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧よりも高い場合、スイッチング制御部９は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を低下させるべくＤＣ／ＤＣコンバータ部４を降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させる。この場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を、第２のコンデンサＣ２と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点（高電位ライン８Ｈ）を入力、チョークコイルＬと第１のコンデンサＣ１との接続点を出力とする等価回路として取り扱うことができる（図３（Ａ）参照）。
【００３２】
同図に示すように、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合は、スイッチング制御部９の制御下で第１のスイッチング素子Ｑ１がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、第２のコンデンサＣ２に蓄積されていた電荷を第１のコンデンサＣ１に移動させる。これにより、第２のコンデンサＣ２は放電し、両端電圧（＝二次側出力電圧ＶＯ）が低下する。一方、第１のコンデンサＣ１は充電され、両端電圧が上昇する。なお、第２のスイッチング素子Ｑ２はＯＦＦのままであり、同期整流のためのダイオードとみなすことができる。
【００３３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ部４にフィードバックされてきた交流成分が“負”の場合、すなわち二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧よりも低い場合、スイッチング制御部９は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を上昇させるべくＤＣ／ＤＣコンバータ部４を昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作させる。この場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を、チョークコイルＬと第１のコンデンサＣ１との接続点を入力、第２のコンデンサＣ２と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点（高電位ライン８Ｈ）を出力とする等価回路として取り扱うことができる（図３（Ｂ）参照）。
【００３４】
同図に示すように、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する場合は、スイッチング制御部９の制御下で第２のスイッチング素子Ｑ２がＯＮ／ＯＦＦを繰り返し、第１のコンデンサＣ１に蓄積されていた電荷を第２のコンデンサＣ２に移動させる。これにより、第１のコンデンサＣ１は放電し、両端電圧が低下する。一方、第２のコンデンサＣ２は充電され、両端電圧（＝二次側出力電圧ＶＯ）が上昇する。なお、第１のスイッチング素子Ｑ１はＯＦＦのままであり、同期整流のためのダイオードとみなすことができる。
【００３５】
一方、前記の通り、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいてフィードバック制御される。このため、図４に示すように、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧は、瞬時停電や負荷急変に伴って変動するものの、その直流成分は予め負荷の要求電圧に一致している。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４は、二次側整流平滑部３Ａの出力電圧を降圧または昇圧することにより、瞬時停電や負荷急変に伴うＡＣ的な変動のみを修正すればよい。
【００３６】
言い換えると、スイッチング電源装置１Ａでは、負荷の要求電圧と二次側出力電圧ＶＯとの間にずれが生じた場合に、直流成分の安定化を担当する絶縁型ＰＦＣ部２Ａと、交流成分の安定化を担当するＤＣ／ＤＣコンバータ部４とが協働することにより、二次側出力電圧ＶＯが負荷の要求電圧に維持される。なお、当然ながら、絶縁型ＰＦＣ部２Ａは力率改善のための波形整形も行う。
【００３７】
以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、交流成分の安定化を担当するＤＣ／ＤＣコンバータ部４が二次側に備えられているので、絶縁することなく二次側出力電圧ＶＯの交流成分をＤＣ／ＤＣコンバータ部４（スイッチング制御部９）に直接的にフィードバックすることができる。したがって、スイッチング電源装置１Ａによれば、二次側出力電圧ＶＯの変動に対する応答性を高めることができる。
【００３８】
また、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４で直流成分の安定化を行う必要がないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４を構成する第１および第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２並びにチョークコイルＬに流れる電流は交流成分の電流（リプル電流）のみとなる。したがって、スイッチング電源装置１Ａによれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを使用した従来の一般的なスイッチング電源装置に比べて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４における損失を低減することができる。
【００３９】
（変形例）
第１実施形態に係るスイッチング電源装置１Ａは、種々の変形例が考えられる。例えば、図５に示すスイッチング電源装置１Ｂは、並列に接続された第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂおよび第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’からなるインターリーブ回路で絶縁型ＰＦＣ部が構成されている。
【００４０】
このうち、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂにおいては、第１のトランスＴａの一次巻線Ｔａ１、スイッチング素子ＳＷａ１およびスイッチング素子ＳＷａ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。スイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２は、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。この変形例では、一組のスイッチング素子ＳＷａ１およびＳＷａ２が本発明の「第１のスイッチング部」として機能する。
【００４１】
同様に、第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’においても、第２のトランスＴｂの一次巻線Ｔｂ１、スイッチング素子ＳＷｂ１およびスイッチング素子ＳＷｂ２からなる直列回路が交流電圧ＶＩＮを出力する外部交流電源に並列接続されている。第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷｂ１、ＳＷｂ２も、基本的にいずれか一方がＯＮ状態となり、他方がＯＦＦ状態となるよう制御される。この変形例では、一組のスイッチング素子ＳＷｂ１およびＳＷｂ２が本発明の「第２のスイッチング部」として機能する。
【００４２】
二次側整流平滑部３Ｂは、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側の二次巻線Ｔａ２にアノードが接続された２つのダイオードと、第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側の二次巻線Ｔｂ２にアノードが接続された２つのダイオードとを有する。各ダイオードのカソードは高電位ライン８Ｈに接続され、各二次巻線Ｔａ２、Ｔｂ２のセンタータップは低電位ライン８Ｌに接続されている。また、平滑コンデンサは、高電位ライン８Ｈと低電位ライン８Ｌの間に接続されている。
【００４３】
スイッチング制御部７Ｂは、二次側出力電圧ＶＯの直流成分に基づいて、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂのスイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２、および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷｂ１、ＳＷｂ２を制御する。具体的には、交流電圧ＶＩＮが“正”の期間（図５中の上側ラインがプラス、下側ラインがマイナス極性の期間）は、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側のスイッチング素子ＳＷａ１および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側のスイッチング素子ＳＷｂ１は、スイッチング制御部７Ｂによる制御に基づき、デットタイム（両方のスイッチング素子がＯＦＦ状態となっている期間）を挟みながら交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことで、インターリーブ動作を行う。一方、交流電圧ＶＩＮが“負”の期間（図５中の上側ラインがマイナス、下側ラインがプラス極性の期間）は、第１の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ側のスイッチング素子ＳＷａ２および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ’側のスイッチング素子ＳＷａ２は、スイッチング制御部７Ｂによる制御に基づき、デットタイムを挟みながら交互にＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返すことで、インターリーブ動作を行う。
【００４４】
図５に示していない他の構成要素（ＤＣ／ＤＣコンバータ部４、出力電圧検出部５、絶縁部６）については、第１実施形態のものと同じであるため、ここでは説明を省略する。
【００４５】
この変形例に係るスイッチング電源装置１Ｂによれば、二次側出力電圧ＶＯのリプル電圧（交流成分）が低減されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ部４における充放電電流による損失をさらに低減することができる。また、スイッチング電源装置１Ｂによれば、第１および第２の絶縁型ＰＦＣ部２Ｂ、２Ｂ’のスイッチング素子ＳＷａ１、ＳＷａ２、ＳＷｂ１、ＳＷｂ２に流れる電流量が約１／２になるので、絶縁型ＰＦＣ部における損失を半減することもできる。
【００４６】
［第２実施形態］
図６に、本発明の第２実施形態に係るスイッチング電源装置を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置１Ｃは、外部から入力された交流電圧ＶＩＮを一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子ＳＷでスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧ＶＳＷをトランスＴの一次巻線Ｔ１に供給し、該トランスＴの二次巻線Ｔ２に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部２Ｃと、二次巻線Ｔ２の誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部３Ｃと、二次側整流平滑部３Ｃから出力された電圧を所望の二次側出力電圧ＶＯに変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部４と、スイッチング素子ＳＷをフィードバック制御するための出力電圧検出部５、絶縁部６およびスイッチング制御部７Ｃとを備えている。
【００４７】
図１との比較から明らかなように、スイッチング電源装置１Ｃは、絶縁型ＰＦＣ部２Ａではなく絶縁型ＰＦＣ部２Ｃを備えている点と、二次側整流平滑部３Ａではなく二次側整流平滑部３Ｃを備えている点と、スイッチング制御部７Ａではなくスイッチング制御部７Ｃを備えている点において、スイッチング電源装置１Ａと相違している。
【００４８】
本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｃによれば、一次側整流平滑部の商用ブリッジダイオードによって交流電圧ＶＩＮが整流されるので、絶縁型ＰＦＣ部２Ｃにおけるスイッチング素子ＳＷおよび二次側整流平滑部３Ｃにおけるダイオードが１つでよく、部品点数を削減できるとともに、スイッチング制御部７Ｃを簡素化することができる。
【００４９】
また、このスイッチング電源装置１Ｃでは、スイッチング電圧ＶＳＷの極性が反転することがないので、トランスＴをフライバック動作させる際にスイッチング素子ＳＷのデューティ比を広い範囲（ほぼゼロ〜７５％程度）で可変とすることができ、交流電圧ＶＩＮの許容電圧範囲を広くすることができる。
【００５０】
なお、本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｃは、商用ブリッジダイオードの分だけスイッチング電源装置１Ａよりも損失が大きい点に注意が必要である。
【００５１】
以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した具体的な形態に限定されるものではなく、当業者であれば、種々の変形例を想到し得ることは自明である。
【符号の説明】
【００５２】
１Ａ、１Ｂ、１Ｃ スイッチング電源装置
２Ａ、２Ｂ、２Ｂ’、２Ｃ 絶縁型ＰＦＣ部
３Ａ、３Ｂ、３Ｃ 二次側整流平滑部
４ ＤＣ／ＤＣコンバータ部
５ 出力電圧検出部
６ 絶縁部
７Ａ、７Ｂ、７Ｃ スイッチング制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から入力された交流電圧をスイッチング素子で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、
前記誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、
前記二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
を備え、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、前記二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御される、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスは、第１のトランスと第２のトランスとを有し、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、
前記第１のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第１のスイッチング部により前記交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を前記第１のトランスの一次巻線に供給し、該第１のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第１の絶縁型ＰＦＣ回路と、
前記第２のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第２のスイッチング部により前記交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を前記第２のトランスの一次巻線に供給し、該第２のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第２の絶縁型ＰＦＣ回路と
を有し、
前記第１の絶縁型ＰＦＣ回路および前記第２の絶縁型ＰＦＣ回路は、前記第１のスイッチング部と前記第２のスイッチング部とが交互にＯＮ／ＯＦＦするようにインターリーブ制御されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
外部から入力された交流電圧を一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子でスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、
前記誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、
前記二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
を備え、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、前記二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御される、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、
高電位ラインにドレインが接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ラインに接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端と前記低電位ラインの間に接続された第１のコンデンサと、
前記高電位ラインおよび前記低電位ラインの間に接続された第２のコンデンサと、
前記二次側出力電圧の交流成分に基づいて、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、
前記スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が正の場合は、前記第１のスイッチング素子が前記スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、前記第２のコンデンサの蓄積電荷で前記第１のコンデンサを充電する降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、
前記スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が負の場合は、前記第２のスイッチング素子が前記スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、前記第１のコンデンサの蓄積電荷で前記第２のコンデンサを充電する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する、
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
外部から入力された交流電圧をスイッチング素子で直接スイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、
前記誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、
前記二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
を備え、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、前記二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御される、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスは、第１のトランスと第２のトランスとを有し、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、
前記第１のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第１のスイッチング部により前記交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を前記第１のトランスの一次巻線に供給し、該第１のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第１の絶縁型ＰＦＣ回路と、
前記第２のトランスに直列に接続された一組のスイッチング素子からなる第２のスイッチング部により前記交流電圧をスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧を前記第２のトランスの一次巻線に供給し、該第２のトランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる第２の絶縁型ＰＦＣ回路と
を有し、
前記第１の絶縁型ＰＦＣ回路および前記第２の絶縁型ＰＦＣ回路は、前記第１のスイッチング部と前記第２のスイッチング部とが交互にＯＮ／ＯＦＦするようにインターリーブ制御されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
外部から入力された交流電圧を一次側整流平滑部で整流および平滑し、該整流および平滑後の電圧をスイッチング素子でスイッチングし、該スイッチングにより生じさせたスイッチング電圧をトランスの一次巻線に供給し、該トランスの二次巻線に誘起電圧を生じさせる絶縁型ＰＦＣ部と、
前記誘起電圧を整流および平滑する二次側整流平滑部と、
前記二次側整流平滑部から出力された電圧を所望の二次側出力電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
を備え、
前記絶縁型ＰＦＣ部は、前記二次側出力電圧の直流成分に基づいてフィードバック制御され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、降圧および昇圧の両動作が可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、前記二次側出力電圧の交流成分に基づいてフィードバック制御される、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、
高電位ラインにドレインが接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子のソースにドレインが接続され、ソースが低電位ラインに接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続されたチョークコイルと、
前記チョークコイルの他端と前記低電位ラインの間に接続された第１のコンデンサと、
前記高電位ラインおよび前記低電位ラインの間に接続された第２のコンデンサと、
前記二次側出力電圧の交流成分に基づいて、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を制御するスイッチング制御部と、
を備えたことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、
前記スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が正の場合は、前記第１のスイッチング素子が前記スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、前記第２のコンデンサの蓄積電荷で前記第１のコンデンサを充電する降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、
前記スイッチング制御部にフィードバックされた交流成分が負の場合は、前記第２のスイッチング素子が前記スイッチング制御部の制御下でスイッチングし、前記第１のコンデンサの蓄積電荷で前記第２のコンデンサを充電する昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する、
ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２０１２−２２８０７３（Ｐ２０１２−２２８０７３Ａ）
【公開日】平成２４年１１月１５日（２０１２．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−９３６６９（Ｐ２０１１−９３６６９）
【出願日】平成２３年４月２０日（２０１１．４．２０）
【出願人】（０００００４６０６）ニチコン株式会社 (656)
【出願人】（３０４０２８７２６）国立大学法人 大分大学 (181)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１１月１５日（２０１２．１１．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年４月２０日（２０１１．４．２０）
【出願人】（０００００４６０６）ニチコン株式会社 (656)
【出願人】（３０４０２８７２６）国立大学法人 大分大学 (181)
【Ｆターム（参考）】
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