スイッチング電源装置
【課題】電源装置の外部環境の急変に対する過渡的な出力電圧の変動を小さくする高速応答特性を有し、小形化、低コスト化が容易なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】演算手段２８には、負の一次関数等で出力電圧Ｖｏと出力微分値Ｖｄの関係を規定する制御関数式が定義される。演算手段２８は、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧信号Ｖｉ，出力電圧信号Ｖｏをサンプリングし、以降の主スイッチング素子１４のオン時間及びオフ時間を、上記制御関数式を満足するように算出する。駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて、主スイッチング素子１４をオン・オフさせる駆動パルスＶ１４を生成する。演算手段１１０は、定期的に回路定数のパラメータ推定を行い、回路定数を定期的に更新する。
【解決手段】演算手段２８には、負の一次関数等で出力電圧Ｖｏと出力微分値Ｖｄの関係を規定する制御関数式が定義される。演算手段２８は、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧信号Ｖｉ，出力電圧信号Ｖｏをサンプリングし、以降の主スイッチング素子１４のオン時間及びオフ時間を、上記制御関数式を満足するように算出する。駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて、主スイッチング素子１４をオン・オフさせる駆動パルスＶ１４を生成する。演算手段１１０は、定期的に回路定数のパラメータ推定を行い、回路定数を定期的に更新する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、デジタル制御型の制御回路を用いて出力を定電圧化するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、デジタルプロセッサ等を用いたインテリジェント性の高いデジタル制御型の制御回路を用いて、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御やＰＦＭ(Pulse
Frequency Modulation)制御等を行って出力を定電圧化するスイッチング電源装置があった。特に近年は、電源装置の外部環境の急変に対して出力電圧の過渡的な変動を小さくすることが強く求められている。
【０００３】
スイッチング電源装置の外部環境が急変する状況として、動作中に入力電圧が急峻に変動したり、負荷の状態が変化し出力電流が急峻に増減したりすることが考えられる。また、停止しているスイッチング電源装置に入力電圧が投入されて起動するときの動作も問題になる。
【０００４】
例えば、情報通信機器やサーバ等に用いられるスイッチング電源装置の場合、出力電流がほぼゼロから定格負荷まで急峻に変化する状況が頻繁に起こり得ることから、負荷急変に対する出力電圧制御の高速応答特性が求められる。また、１つの入力電源ラインから多数のボード基板に電圧供給するシステムにおいては、メンテナンス時に他のボード基板が活線挿抜されることによって、システムの電源ラインの負荷状態が変化し、当該電源ラインから電力供給を受けているスイッチング電源装置の入力電圧が急変することが想定される。従って、この種のシステムに用いられるスイッチング電源装置は、入力急変に対する出力電圧制御の高速応答特性が求められる。さらに、一般的な事項として、入力電圧を投入した時、出力電圧がゼロから上昇して所定の出力電圧に達する過程でオーバーシュートや振動が生じると、負荷である電子機器が誤動作したり故障したりするおそれがあるので、スイッチング電源装置は、出力電圧が単調に増加して立ち上がることが求められる。
【０００５】
これらの課題を解決するため、例えば特許文献１に開示されているように、動作中の入力電圧に相当する信号（入力電圧信号）、出力電圧に相当する信号（出力電圧信号）、及び当該出力電圧の変化を示す出力電圧微分値に相当する信号（出力微分信号）を取得し、各信号に基づいて所定のデジタル演算処理を行い、主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定するスイッチング電源装置が提案されている。このスイッチング電源装置は、制御回路の演算手段に、傾きが負の一次関数等で出力電圧信号と出力微分値の関係を規定する制御関数式が定義されている。演算手段は、主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧信号、出力電圧信号及び出力微分信号をサンプリングし、以降の主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を、上記の制御関数式を満足するように算出する。そして、演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づき、駆動パルス生成手段が、主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。このとき、出力微分信号は、平滑コンデンサの電流を測定するコンデンサ電流検出手段、又は出力電圧信号を微分する微分手段などを通じて入手する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−９１９７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献１のスイッチング電源装置の場合、入力電圧信号及び出力電圧信号は、いずれも入力電圧及び出力電圧のアナログ情報を単純にＡ／Ｄ変換器でデジタル化したものであり入手が容易であるが、出力微分信号を入手するのは容易ではない。例えば、平滑コンデンサに流れる電流を測定し、そのアナログ情報をデジタル化して出力微分信号を入手する方法の場合、通常は、電流−電圧変換回路を設け、コンデンサ電流をアナログ／アナログ変換した後、Ａ／Ｄ変換器でデジタル化しなければならず、電源装置が大形化したり損失が増加したりする問題があった。また、Ａ／Ｄ変換器でデジタル化した出力電圧信号を微分演算して出力微分信号を入手する方法の場合、計算回数の増大により制御の遅れが問題になるので、制御回路を高速動作させるためには、制御回路の機能を削って計算回数を減らしたり、高速動作可能な高価なマイクロコンピュータを使用したりしなければならなかった。
【０００８】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、電源装置の外部環境の急変に対する過渡的な出力電圧の変動を小さくする高速応答特性を有し、小形化、低コスト化が容易なデジタル制御型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、オン・オフ動作する主スイッチング素子を含む電力変換回路と、当該オン・オフ動作を制御することによって出力電圧を定電圧化する制御回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定する演算手段と、前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段とを有し、
前記演算手段には、出力電圧と、当該出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数として含み、当該２つの変数の関係を、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧がその出力電圧を定電圧化する目標値よりも低い範囲にあるときは、対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは、対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは、対応する出力微分値がゼロになるように規定する制御関数式が定義され、
前記演算手段は、主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧を検出した入力電圧信号と、出力電圧を検出又は推定した出力電圧信号とをサンプリングし、サンプリングした当該２つの信号に基づいて導出される次回又はそれ以降のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号及び出力微分値が前記制御関数式に規定される関係を満たすように、当該サンプリングタイミング以降のスイッチング周期における主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理を行い、
前記駆動パルス生成手段は、上記２つの信号のサンプリングタイミング以降のスイッチング周期において、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて前記主スイッチング素子をオン・オフさせるよう、駆動パルスを生成するスイッチング電源装置である。
【００１０】
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期ごとに行うものでもよい。その場合、前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給を止めて入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給をする動作を行い、前記演算手段は、前記各信号のサンプリングを、前記インダクタンス素子が励磁エネルギーを放出している期間に行う。あるいは、前記駆動パルス生成手段は、前記各信号のサンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する。
【００１１】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給をすると共に、入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給し続ける動作を行い、前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期の半分の周期で行い、前記駆動パルス生成手段は、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成するものでもよい。
【００１２】
前記制御回路は、状態変数の推定手段であるオブザーバを備え、前記オブザーバは、前記演算手段が入力電圧信号をサンプリングするタイミングで、当該入力電圧信号及び出力電圧を検出した出力電圧信号を入手すると共に、前記演算手段がその直前に決定したオン時間及びオフ時間を入手し、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号を推定する処理を行い、前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う。
【００１３】
前記オブザーバは、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号、及び出力電流が流れる経路に存在する寄生インピーダンスによる電圧降下成分を推定する処理を行い、前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号及びオン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号及び前記電圧降下成分とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行うものでもよい。また、前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と出力微分値との関係を、負の傾きを有する一次関数で規定されていてもよい。
【００１４】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と目標値の差が所定の値を超える範囲では、出力微分値が出力電圧によらず一定になるよう規定されている。
【００１５】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、互いの合計時間が一定になるように算出する。あるいは、前記演算手段は、オフ時間を、オン時間が一定になるように算出する。あるいは、前記演算手段は、オン時間を、オフ時間が一定になるように算出するものでも良い。その場合、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最大時比率を超える関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最小時比率を下回る関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。
【００１６】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、スイッチング周期に対するオンの時比率が一定になるように算出するものでもよい。その場合、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最大時間を超えたとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最小時間を下回ったとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。
【００１７】
前記演算手段は、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、前記演算手段がサンプリングした実際の出力電圧信号と、過去にオン時間及びオフ時間を決定したときに予想した当該サンプリングタイミングにおける出力電圧信号との差が小さくなるように更新する。複数の前記回路定数を組み合わせて成る定数である複合定数が定義され、前記パラメータ推定は、当該複合定数の単位で行われるものでもよい。また、前記回路定数又は前記複合定数に基づく前記パラメータ推定は、オフライン最小二乗法を用いて行われるものでもよい。
【００１８】
例えば、前記電力変換回路は、入力電圧を断続する前記主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフする整流素子と、前記整流素子の両端の断続電圧を平滑する平滑インダクタ及び平滑コンデンサとを備えた降圧チョッパ回路であり、
前記演算処理回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周期Ｔ、前記平滑インダクタのインダクタンスＬ、前記平滑コンデンサの容量Ｃ、前記出力電流Ｉｏ、前記平滑インダクタの寄生抵抗の抵抗値Ｒを用いて次式（１）、（２）で定義される前記複合定数であるｐ及びＶｏｆｓがデフォルト値として初期設定され、
【数１】
【数２】
前記演算手段は、電源動作中に前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓをパラメータ推定によって定期的に更新し、
前記パラメータ推定は、前記演算手段が、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとにサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及び、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとの時比率として算出したδ（ｋ−１），δ（ｋ−２）の各値を取得し、前記各値を含む以下の式（３）〜式（５）により表される評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出することによって行われるスイッチング電源装置である。
【数３】
【数４】
【数５】
【００１９】
さらに、前記演算手段は、前記パラメータ推定を行うタイミングごとに、上記の演算処理を経て決定されるオン時間及びオフ時間を僅かに拡散変動させ、当該拡散変動によって出力電圧が変動している期間中に各信号のサンプリングを行って、前記パラメータ推定を行うものである。
【発明の効果】
【００２０】
この発明のスイッチング電源装置は、検出値である入力電圧信号及び出力電圧信号の２つの信号に基づき、上記制御関数を充足するようにオン時間及びオフ時間等を算出し、主スイッチング素子のオン・オフを制御する。従って、電源装置の外部環境の急変に対する高速応答特性を、シンプルで安価な制御回路によって実現することができる。
【００２１】
また、オブザーバを用いて出力電圧信号を推定する構成にすることによって、安価で低速のマイクロコンピュータ等を使用した場合でも、制御回路の動作遅れの影響を最小限に抑えることができる。さらに、出力電流に相当する信号（例えば、上記の電圧降下成分）も合わせてオブザーバが推定する構成にすることによって、出力電流が流れる経路にある寄生インピーダンスの影響を考慮した制御が可能になり、出力電圧制御の精度を向上させることができる。
【００２２】
さらに、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、定期的に更新する構成にすることによって、各回路素子のインピーダンス（抵抗値、インダクタンス、キャパシタンス、半導体の導通抵抗など）の個体差、温度変動、経時変化の影響が確実にキャンセルされ、出力電圧制御をより高精度に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。
【図２】この発明の第一の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図３】この発明の第一の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図４】この発明の第一の実施形態の入力投入時の動作を説明する制御関数式のグラフ（ａ）、タイムチャート（ｂ）、及び、期間Ｂの動作を説明するグラフ（ｃ）である。
【図５】図４の制御関数式の変形例のグラフ（ａ）と、そのときの動作を説明するタイムチャート（ｂ）である。
【図６】この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。
【図７】この発明の第二の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図８】この発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。
【図９】この発明の第三の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図１０】この発明の第三の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図１１】この発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図である。
【図１２】この発明の第四の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図１３】この発明の第四の実施形態の通常動作を説明するタイムチャートである。
【図１４】この発明のスイッチング電源装置の第五の実施形態を示す回路図である。
【図１５】この発明のスイッチング電源装置の第六の実施形態を示す回路図である。
【図１６】この発明のスイッチング電源装置の第七の実施形態を示す回路図である。
【図１７】この発明のスイッチング電源装置の第八の実施形態を示す回路図である。
【図１８】この発明のスイッチング電源装置の第九の実施形態を示す回路図である。
【図１９】この発明のスイッチング電源装置の第十の実施形態を示す回路図である。
【図２０】この発明のスイッチング電源装置の第十一の実施形態を示す回路図である。
【図２１】この発明の第十一の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図２２】この発明のスイッチング電源装置の第十二の実施形態を示す回路図である。
【図２３】この発明の第十二の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図２４】制御関数式の他の変形例のグラフ（ａ）と不適切な制御関数式の例を示すグラフ（ｂ）である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１〜図５に基づいて説明する。第一の実施形態のスイッチング電源装置１０は、入力直流電源１２から供給される入力電圧をオン・オフする主スイッチング素子１４と、主スイッチング素子１４の出力とグランドの間に接続され、主スイッチング素子１４と相補的にオン・オフする整流素子１６と、整流素子１６の両端に生じる断続電圧を平滑するローパスフィルタ構成の平滑インダクタ１８及び平滑コンデンサ２０を備え、平滑コンデンサ２０の両端に発生する直流の出力電圧が負荷２２に供給される。主スイッチング素子１４と整流素子１６は、ここではＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが用いられ、出力電圧の定電圧化制御を行う制御回路２４が出力する所定の時比率の駆動パルスによってオン・オフ駆動される。
【００２５】
これらの構成は降圧チョッパ回路と呼ばれる一般的な電力変換回路であり、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間も、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって負荷２２に電力供給し続ける動作を行う。
【００２６】
制御回路２４は、複数のアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と称す）２６ａ，２６ｂ、演算手段２８、及び駆動パルス生成手段３０を備えている。Ａ／Ｄ変換器２６ａは、入力電圧を検出したアナログ情報が入力され、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングであって、主スイッチング素子１４がオンの期間又は平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している期間における所定のタイミングごとにサンプリングし、デジタル情報の入力電圧信号Ｖｉに変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器２６ｂは、出力電圧を検出したアナログ情報が入力され、同様のサンプリング周期でデジタル情報の出力電圧信号Ｖｏに変換して出力する。
【００２７】
演算手段２８には、出力電圧と出力微分値を変数として含み、当該２つの変数相互の関係を規定する制御関数式が定義されている。この制御関数式は、出力電圧の定電圧化の目標値等を定数として含み、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧が目標値よりも低い範囲にあるときは対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは対応する出力微分値がゼロになる、という関係を規定する。
【００２８】
ここでは、制御関数式は負の傾きを有する一次関数式であり、具体的には、出力電圧と出力微分値との関係を式（６）のように規定する。
【数６】
式（６）において、Ｖｏは出力電圧、Ｖｄは出力微分値である。τは正の定数であり、（−１／τ）が傾きである。Ｖｒｅｆは、出力電圧を定電圧化する目標値である。また、出力微分値Ｖｄは、平滑コンデンサ２０に流れるコンデンサ電流Ｉｃを容量Ｃで除算したものに相当する。
【００２９】
演算手段２８は、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂから、上記のサンプリング周期で、入力電圧を検出した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧を検出した出力電圧信号Ｖｏをサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算処理を行い、次回のサンプリングタイミングで検出されるであろう出力電圧Ｖｏ及びその時の出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、当該サンプリング以降の主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間を算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるように、オン時間及びオフ時間を算出する。具体的な演算処理の内容については、後の動作説明の中で述べる。
【００３０】
駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８が決定したオン時間及びオフ時間（スイッチング周期及び主スイッチング素子がオンする時比率δ）に基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。駆動パルスＶ１４は、一定のスイッチング周期Ｔを有し、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示し、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示し、その他の期間はハイレベルを示す。詳しくは、後の動作説明の中で述べる。
【００３１】
以下、スイッチング電源装置１０の動作について説明する。ここで、制御回路２４で行われる各種の演算処理等に要する時間は十分短く無視できるものとする。図２、図３は、スイッチング電源装置１０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段２８が各信号をサンプリングする周期はスイッチング周期と等しくＴであり、サンプリング周期Ｔごとにｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）のタイミングでサンプリングを行う。
【００３２】
なお、スイッチング電源装置１０は、定常動作中においても、比較的小さな外乱（例えば、環境温度の変化など）の影響により、主スイッチング素子１４のオン時間及びオフ時間がスイッチング周期毎に微妙に変化する。図３では、定常動作を説明する便宜のため、その微妙な変化を誇張して現わしてある。
【００３３】
まず、図２に示すように、演算手段２８がｔ（ｋ）のタイミングで、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングに決定した時比率δ（ｋ−１）を取得し、同じく、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ１１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段２８が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ１２）。そして、サンプリングした信号Ｖｉ（ｋ），Ｖｏ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）に基づいて所定の演算処理を行い、主スイッチング素子１４の次の時比率δ（ｋ）を算出する（ステップＳ１３）。時比率δ（ｋ）は、式（７）のように定義されている。
【数７】
Ｔはスイッチング周期であり、ｔｏｎ（ｋ），ｔｏｆｆ（ｋ）は主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間である。
【００３４】
以下、演算手段２８が時比率δ（ｋ）を算出するための演算処理の内容を説明する。平滑コンデンサ２０に流れるコンデンサ電流Ｉｃの傾きは平滑インダクタ１８のインダクタンスＬの逆数に比例するため、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）におけるコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１）は、ｔ（ｋ）のタイミングでサンプリングした各信号と、ｔｏｎ（ｋ）及びｔｏｆｆ（ｋ）を用いて、式（８）のように表すことができる。
【数８】
式（８）のオン時間ｔｏｎ（ｋ）とオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ）をスイッチング周期Ｔと時比率δ（ｋ）に置き換えて表すと式（９）のようになり、同様に式（１０）が得られる。
【数９】
【数１０】
【００３５】
また、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）における出力電圧Ｖｏ（ｋ＋１）は、式（１１）のように表わすことができ、同様に式（１２）が得られる。
【数１１】
【数１２】
【００３６】
そして、式（９）〜式（１２）からコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１），Ｉｃ（ｋ），Ｉｃ（ｋ−１）を消去すると、式（１３）が得られる。同様に、式（９）〜式（１２）からコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ），Ｉｃ（ｋ−１）及びＶｏ（ｋ＋１）を消去すると、式（１４）が得られる。
【数１３】
【数１４】
ここで、式（１３），（１４）のｕ（ｋ），ｕ（ｋ−１）は、式（１５）に示すように定義した複合信号であり、ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は、スイッチング周期Ｔ、インダクタンスＬ、容量Ｃという複数の回路定数を組み合わせて成る複合定数であり、それぞれ式（１６）〜式（１８）のように定義されている。
【数１５】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【００３７】
上述したように、演算手段２８は、次回のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）で検出されるであろう出力電圧Ｖｏ及びその時の出力微分値Ｖｄが式（６）の関係を充足するように時比率δ（ｋ）を決定する。式（６）の制御関数式にサンプリングタイミングの概念を盛り込み、かつ、出力微分値Ｖｄをコンデンサ電流Ｉｃ及び容量Ｃで表わすと、式（１９）を導出することができる。
【数１９】
そして、式（１９）に式（１３），（１４）を代入することによってコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１）と出力電圧Ｖｏ（ｋ＋１）を消去して整理すると、時比率δ（ｋ）を算出する式（２０）が得られる。
【数２０】
ここで、ｓは（−Ｔ／τ）である。式（２０）によれば、当初からデフォルト設定されている回路定数等を除き、δ（ｋ）を算出するのに必要な情報は、入力電圧Ｖｉ（ｋ）、出力電圧Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１）、及び、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）と時比率δ（ｋ−１）との積である複合信号ｕ（ｋ−１）である。これらは、いずれもサンプリングタイミングｔ（ｋ）が経過した時点で既知の情報であり、式（２０）に基づいて時比率δ（ｋ）を算出することが可能であることが分かる。
【００３８】
このように、演算手段２８は、ステップＳ１３において、ステップＳ１１，Ｓ１２で入手した信号等を式（２０）に代入することによって、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）までの時比率δ（ｋ）を算出する。
【００３９】
次に、駆動パルス生成手段３０が、ステップＳ１３で決定した時比率δ（ｋ）に基づいて、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ１４）。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期Ｔの中間時点を挟んで前後に等しい期間が時比率δ（ｋ）の期間に設定され、当該期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該時比率δ（ｋ）の期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示す。
【００４０】
スイッチング電源装置１０は、ステップＳ１１〜Ｓ１４を繰り返すことによって、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。
【００４１】
次に、スイッチング電源装置１０の過渡的な動作について説明する。ここで、駆動パルス生成手段３０が生成可能な駆動パルスＶ１４は、オンの最大時比率δｍａｘと最小時比率δｍｉｎが設定されている。最大時比率δｍａｘは、電力変換回路の安全性を向上させたり、各機能ブロックの同期をとって適正に動作させたりする目的で、１００％よりも狭い値、例えば、６０〜９５％程度に設定することが考えられる。
【００４２】
動作を停止しているスイッチング電源装置１０に入力直流電源１２が投入され、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに達するまでの過渡的な動作を、図４に示す。図４（ａ）は、横軸が出力電圧信号Ｖｏ、縦軸が出力微分値Ｖｄのグラフであり、破線が式（６）の制御関数式を示す直線である。スイッチング電源装置１０が停止しているとき、出力電圧信号Ｖｏはゼロである。そして、入力が投入されると、出力電圧が上昇を開始し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄが実線で示す軌跡を辿って変化し、出力電圧信号Ｖｏが目標値Ｖｒｅｆに等しくなって安定する。
【００４３】
入力投入直後の期間Ａは、図４（ｂ）に示すように、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が大きいので、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）は、オンの最大時比率δｍａｘを超えてしまう。駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８で算出された時比率δ（ｋ）が最大時比率δｍａｘよりも大きいときは、一律に最大時比率δｍａｘの駆動パルスＶ１４を出力する。従って、期間Ａは、最大時比率δｍａｘという非常に大きな制御量によって、出力電圧が急速に上昇する。
【００４４】
期間Ｂになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が比較的小さくなり、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）が最大時比率δｍａｘ以下の値まで小さくなる。すると、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係がグラフの破線に沿って（すなわち、式（６）の関係を満たしながら）変化する。詳しくは、スイッチング周期Ｔごとに、図４（ｃ）に示す動作が行われる。式（６）は、いわゆる一次遅れ系の制御を表す制御関数式なので、出力電圧信号Ｖｏは、図４（ｂ）に示すように、定数τを時定数とする指数関数の曲線を描きながら上昇する。そして、期間Ｃになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなり、図２、図３で説明した定常動作を行う。
【００４５】
入力急変や負荷急変のときの過渡的動作も、上述した入力投入のときの動作と基本的に同様である。例えば、定常動作を行っている最中に入力電圧が急激に上昇したり負荷が急激に軽くなったりすると、出力電圧が上昇して、一時的に出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄが式（６）を充足しなくなる。出力電圧信号Ｖｏが上昇して目標値Ｖｒｅｆとの差が大きくなると、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）は、オンの最小時比率δｍｉｎよりも小さな値（例えば、マイナスの値）になる。駆動パルス生成手段３０は、算出された時比率δ（ｋ）が最小時比率δｍｉｎよりも小さいときは、一律に最小時比率δｍｉｎ（例えばゼロ％）の駆動パルスＶ１４を出力する。従って、入力電圧が急激に上昇した直後の期間等は、一律に最小時比率δｍｉｎで動作し、入力からの電力供給を最小限に抑えることによって、出力電圧を急速に低下させようとする。
【００４６】
その後、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が比較的小さくなり、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）がオンの最小時比率δｍｉｎ以上の値になり、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動する。そして、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄがグラフの破線に沿って変化し、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなって、図２、図３で説明した定常動作を行う。
【００４７】
以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、制御回路２４の演算手段２８に、制御関数式である式（６）が定義され、出力電圧と出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数にとり、出力電圧の目標値Ｖｒｅｆを介して所定の関係を規定する。そして、演算手段２８は、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏをサンプリングし、式（６）を充足するように導出された式（２０）を用いて、オン時間及びオフ時間を決定する時比率δを算出する。従って、計算回数が多い微分計算による動作遅れが解消され、シンプルで安価な制御回路で高速応答特性を実現することができる。また、入力電圧や出力電圧が急変したとき、その急変の情報が即座に演算処理に反映されるので、入力急変や負荷急変に対する応答が速い。また、式（２０）で算出した時比率δが最小時比率δｍｉｎから最大時比率δｍａｘの範囲にないときは、主スイッチング素子のオンの時比率が一律に最小時比率δｍｉｎ又は最大時比率δｍａｘに設定され、出力電圧と目標値の偏差を小さくするための制御量が瞬時に最大になる。
【００４８】
さらに、演算手段２８が算出する時比率δ（ｋ）は、出力電圧信号Ｖｏと出力微分値Ｖｄが式（６）の直線関係を充足するように変化するため、出力電圧が所定の目標値Ｖｒｅｆに達して定常動作に入るまでの過程で（例えば、図４における期間Ａ，Ｂ）、出力電圧にオーバーシュートや振動が発生しない。
【００４９】
また、式（６）の制御関数式を変更することによって、入力投入時の出力電圧等の変化の具合を容易に調整することができる。例えば、式（６）の係数τを大きめに変更すれば、図４（ａ）の破線の傾きが小さくなって短時間で期間Ａが終了するので、コンデンサ電流（Ｉｃに相当）のピーク値が小さくなり電子部品のストレスが軽減され、同時に、出力電圧の上昇速度が緩やかになって期間Ｂが長くなり、スイッチング電源装置１０の起動時間が長くなる。
【００５０】
また、式（６）に条件を加え、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆの差がεを超える範囲では、出力微分値Ｖｄが一定の値Ｖｄｄになるよう規定することもできる。その場合の制御関数式は、式（２１）〜式（２３）のように表される。
【数２１】
【数２２】
【数２３】
演算手段２８に式（２１）〜式（２３）の制御関数式が定義されると、上記の式（２０）に相当する時比率δ（ｋ）の演算式が３種類になり、出力電圧信号Vｏの値によって使い分けることになる。図５に示すように、入力投入直後の期間Ａは、該当する一つの演算式から求まる時比率δ（ｋ）がオンの最大時比率δｍａｘを超えるので、一律に最大時比率δｍａｘの駆動パルスＶ１４を出力するが、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が、短時間のうちに式（２１）〜式（２３）を示す破線上に達して期間Ｂ１に移行する。従って、コンデンサ電流（Ｉｃに相当）のピーク値を、比較的小さな値に制限することができる。
【００５１】
期間Ｂ１，Ｂ２は、期間ごとに該当する演算式が選択され、選択された演算式から時比率δ（ｋ）を求める。ここで求まる時比率δ（ｋ）は、最大時比率δｍａｘ以下の値になるので、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係がグラフの破線に沿って変化する。そして、期間Ｃになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなり、図２、図３で説明した定常動作が行われる。
【００５２】
このとき、式（２２）の係数τを調節すれば、コンデンサ電流のピーク値を小さく抑えつつ、期間Ｂ１，Ｂ２の時間を短くすることができる。例えば、係数τを小さな値に設定することによって、図４における期間Ｂと同等の時間に設定することも可能である。すなわち、式（６）に代えて式（２１）〜式（２３）を制御関数式に用いれば、スイッチング電源装置１０の起動時間とコンデンサ電流のピーク値を、各々独立に調整することができる。
【００５３】
次に、この発明の第二の実施形態のスイッチング電源装置４０について図６、図７を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置４０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂ、演算手段４４及び駆動パルス生成手段４６が設けられている。
【００５４】
Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期の半分の周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオンの期間、及び、平滑インダクタ１８がオンの期間に蓄えられた励磁エネルギーを出力に放出している期間における任意のタイミングである。ここで、「励磁エネルギーを出力に放出している」状態とは、当該励磁エネルギーを放出する電流が、出力から平滑インダクタ１８の向きに流れている状態も含む。
【００５５】
演算手段４４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。しかし、演算手段２８と異なり、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂから、上述したスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて、式（２０）に類似する所定の演算を行い、次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出する。
【００５６】
駆動パルス生成手段４６は、演算手段４４が決定した時比率δに基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。しかし、駆動パルスＶ１４は、上記駆動パルス生成手段３０のものとは異なり、スイッチングの１周期Ｔの中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を主スイッチング素子１４のオン期間とするパルス電圧であって、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベル、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間はローレベル、その他の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００５７】
上記の演算手段４４及び駆動パルス生成手段４６の場合、サンプリングが、平滑インダクタ１８に電流が流れていない期間（電流ゼロ期間）中に行われると、出力微分値Ｖｄを利用した式（６）に基づく出力の制御が不能になる。しかし、スイッチング電源装置４０は、スイッチング電源装置１０と同様に、主スイッチング素子１４及び整流素子１６として双方向に導通可能なＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが使用されているので、例えば負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になっても、平滑インダクタ１８は電流を連続して流し続け、上記の電流ゼロ期間は生じない。従って、スイッチング周期Ｔにおける任意のタイミングでサンプリングを行うことができる。
【００５８】
以下、スイッチング電源装置４０の動作について説明する。入力が投入された後の定常動作を示すフローチャートは、上記スイッチング電源装置１０で説明した図２と同様である。その結果、図７のタイムチャートに示すように、スイッチング周期Ｔの半分の周期ごとに時比率δが可変調整される。従って、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、時比率δを調整する頻度が２倍となり、出力電圧の制御の遅れが半分になるので、制御の応答が一段と高速化される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。
【００５９】
次に、この発明の第三の実施形態のスイッチング電源装置５０について図８〜図１０を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置５０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂ、演算手段５４及び駆動パルス生成手段５６が設けられている。
【００６０】
Ａ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるタイミングである。
【００６１】
演算手段５４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。しかし、演算手段２８と異なり、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂから、上述したスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンに転じるタイミングでサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算を行い、時比率δを算出する。
【００６２】
スイッチング電源装置５０の制御回路２４は、比較的安価で汎用的なデジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段５４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、高速演算可能なデジタルＩＣ等で構成された上記の演算手段２８の場合は、次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出したのに対して、この演算手段５４の場合は、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるようにオンの時比率δを算出する。
【００６３】
駆動パルス生成手段５６は、演算手段５４が決定した時比率δに基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。しかし、駆動パルスＶ１４は、上記駆動パルス生成手段３０のものとは異なり、サンプリングのタイミングから開始する時比率δの期間を主スイッチング素子１４のオン期間とするパルス電圧であり、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベル、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間はローレベル、その他の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００６４】
以下、スイッチング電源装置５０の動作について説明する。図１０は、スイッチング電源装置５０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段５４が各信号をサンプリングする周期はスイッチング周期と等しくＴであり、主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるサンプリング周期Ｔごとにｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）のタイミングでサンプリングを行う。
【００６５】
まず、図９に示すように、演算手段５４がｔ（ｋ）のタイミングで、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングに決定した時比率δ（ｋ），δ（ｋ−１）を取得し、同じく、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ２１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段５４が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ２２）。その後、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）を上記の式（１３）に代入し、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の予測値であるＶｏ１（ｋ＋１）を算出する。（ステップＳ２３）。そして、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び予測値Ｖｏ１（ｋ＋１）を次の式（２４）に代入し、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する（ステップ２４）。
【数２４】
式（２４）は、上記の式（２０）のｋをｋ＋１とし、ｋ−１をｋとして表したものである。ただし、式（２４）の右辺の分母に含まれるＶｉ（ｋ）は、本来ならＶｉ（ｋ＋１）となるところであるが、ｔ（ｋ）直後のタイミングで入力電圧信号Ｖｉ（ｋ＋１）は未知なので、既知のＶｉ（ｋ）で代用している。
【００６６】
このようにして、演算手段５４は、サンプリングタイミングｔ（ｋ＋２）における出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、タイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する。なお、スイッチング電源装置５０の場合、サンプリングが主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるタイミングで行うため、コンデンサ電流Ｉｃのスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得る。従って、式（２４）は、この点を考慮した形に変形することが望ましいが、ここでは説明を省略する。
【００６７】
次に、駆動パルス生成手段５６が、ステップＳ２４で決定した時比率δ（ｋ＋１）に基づいて、タイミングｔ（ｋ＋１）後の駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ２５）。駆動パルスＶ１４は、時比率δ（ｋ＋１）の期間がタイミングｔ（ｋ＋１）から始まるように設定されているので、当該期間に主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該時比率δ（ｋ）の期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示す。
【００６８】
スイッチング電源装置５０は、ステップＳ２１〜Ｓ２５を繰り返すことによって、図１０に示す動作を行い、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。演算手段５４は、次回のサンプリングタイミング後の時比率δを算出するため、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、制御動作にスイッチングの１周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置５０は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路２４を構成することができる。
【００６９】
次に、この発明の第四の実施形態のスイッチング電源装置６０について図１１〜図１３を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置６０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂ、演算手段６４及び駆動パルス生成手段６６が設けられている。
【００７０】
Ａ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングであって、主スイッチング素子１４がオンの期間又は平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している期間における所定のタイミングである。ただし、後述するように、演算手段６４が決定するスイッチング周期は変化する。
【００７１】
演算手段６４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。そして、上述のサンプリングタイミングで入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂからサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算処理を行い、オン時間及びオフ時間を算出する。
【００７２】
スイッチング電源装置６０の制御回路２４は、比較的安価で汎用的なデジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段６４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、ここでは、次回のサンプリングタイミング後の主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間を算出する。また、ここでは、オン時間が一定のＰＦＭ制御が行われるようにオフ時間を算出する。従って、スイッチング周期及びサンプリング周期が変化する。
【００７３】
駆動パルス生成手段６６は、演算手段６４が決定したオン時間及びオフ時間に基づき、駆動パルスＶ１４と、駆動パルスＶ１６を生成する。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間が主スイッチング素子１４のオン期間になるように設定され、当該オンの期間はハイレベルを示し、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、当該オン期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示し、その他の期間はハイレベルを示す。
【００７４】
以下、スイッチング電源装置６０の動作について説明する。図１３は、スイッチング電源装置６０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段６４が各信号をサンプリングする周期は、スイッチング周期と同期してＴ（ｋ−１），Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）のように変化する。サンプリングのタイミングは、ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）である。
【００７５】
まず、図１２に示すように、ｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段６４が、自らｔ（ｋ）以前のタイミングに決定したオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ），ｔｏｆｆ（ｋ−１）と、ｔ（ｋ−１）のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ３１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段６４が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ３２）。その後、オフ時間ｔｏｆｆ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び過去のオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）を上記の式（１３）に代入し、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の予測値であるＶｏ１（ｋ＋１）を算出する。（ステップＳ３３）。ここで、式（１３）はｔｏｆｆ，Ｖｉを含んでいないが、式（７），（１５）を用いてｕをｔｏｆｆとＶｉに展開すれば、予測値Ｖｏ１を算出可能であることが分かる。そして、上記の式（２４）を用いて、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後のオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）を算出する（ステップ３４）。
【００７６】
このようにして、演算手段６４は、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋２）で検出されるであろう出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、オフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）を算出する。
【００７７】
次に、駆動パルス生成手段６６が、ステップＳ３４で決定したオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）と固定値であるオン時間ｔｏｎに基づいて、タイミングｔ（ｋ＋１）後における駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ３５）。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期Ｔ（ｋ＋１）の中間時点を挟んで前後に等しい期間がオン時間ｔｏｎの期間に設定され、当該期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示し、オン時間ｔｏｎの前後にオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）の半分の期間が各々設けられ、当該期間は主スイッチング素子１４をオフさせるローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該オン時間ｔｏｎの期間はローレベルを示し、その前後のｔｏｆｆ（ｋ＋１）の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００７８】
スイッチング電源装置６０は、ステップＳ３１〜Ｓ３５を繰り返すことによって、図１３に示す動作を行い、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＦＭ制御される。スイッチング電源装置６０は、次回のサンプリングタイミング後のオフ時間ｔｏｆｆを算出するため、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、制御動作にスイッチングの１周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置６０は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路２４を構成することができる。
【００７９】
次に、この発明の第五の実施形態のスイッチング電源装置７０について、図１４に基づいて説明する。ここで、第三の実施形態のスイッチング電源装置５０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置７０は、上記スイッチング電源装置５０と同様に、一般的な降圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出して出力の負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００８０】
しかし、スイッチング電源装置７０は、ＭＯＳ型ＦＥＴの整流素子１６に代えて、グランドから主スイッチング素子１４及び平滑インダクタ１８の接続点に向けて導通可能なダイオードである整流素子７２が設けられ、制御回路２４に代わる制御回路７４は、駆動パルス１４のみを出力するよう構成されている。整流素子７２は一方向にしか導通しないので、負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になると、平滑インダクタ１８の電流が連続せず、電流ゼロ期間が生じる。
【００８１】
制御回路７４は、上記スイッチング電源装置５０の制御回路２４の動作と異なり、図示しない演算手段等が、スイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミングでサンプリングを行って時比率δを算出する。このサンプリングタイミングは、電流ゼロ期間ではないので、出力微分値Ｖｄを利用した式（６）に基づく出力制御が不能になることはない。また、出力電流が小さくなって臨界点以下になると、式（２４）が成立しなくなるので、式（２４）と異なる特有の演算式に基づいて時比率δを算出する。そして、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングから開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する動作を行う。制御回路７４の上記以外の動作、すなわち、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出し、その時比率δはスイッチング周期一定の条件の下で算出される（ＰＷＭ制御を行う）という動作は、スイッチング電源装置５０の制御回路２４と同様である。
【００８２】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置７０は、整流素子７２としてダイオードが使用されているが、上記のスイッチング電源装置５０と同様の優れた作用効果を奏する。ただし、スイッチング電源装置７０は、いわゆる電流ゼロ期間が存在するため、図６で説明した第二の実施形態のスイッチング電源装置４０のように、制御回路７４に設けられた図示しない演算手段等が、入力電圧信号Ｖｉ等のサンプリングをスイッチング周期の半分の周期ごとに行い、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を主スイッチング素子１４のオン期間とする、という制御回路２４の構成を適用することができないので注意が必要である。
【００８３】
次に、この発明の第六の実施形態のスイッチング電源装置７６について、図１５に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置７０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置７６は、上記スイッチング電源装置７０と異なり、一般的な昇圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。また、主スイッチング素子１４のオフ期間は、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給も同時に行われる。
【００８４】
スイッチング電源装置７６は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止する点で、上記スイッチング電源装置７０と動作が異なる。従って、後述する制御回路７８の演算手段等がサンプリングを行うタイミングを主スイッチング素子のオフ期間に設定しないと、出力の制御が不能になる。さらに、整流素子７２は一方向にしか導通しないので、負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になると、平滑インダクタ１８の電流が連続せず電流ゼロ期間が生じる。従って、当該サンプリングのタイミングを上記の電流ゼロ期間を除いた期間中に設定する必要がある。
【００８５】
制御回路７８は、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後（平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している状態）のタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、当該サンプリングタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する。また、当該演算手段が行う演算内容は、降圧チョッパ回路の式（２４）等とは異なる昇圧チョッパ回路特有の演算式で表される。特に、コンデンサ電流のスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得るので、この点を考慮した演算式を導出する必要がある。制御回路７８の上記以外の動作、すなわち、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出し、その時比率δはスイッチング周期一定の条件の下で算出される（ＰＷＭ制御を行う）という動作は、スイッチング電源装置７０の制御回路７４と同様である。
【００８６】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置７６は、昇圧チョッパ型の電力変換回路を備え、整流素子７２にダイオードを用いているが、上記のスイッチング電源装置７０と同様の優れた作用効果を奏する。
【００８７】
次に、この発明の第七の実施形態のスイッチング電源装置８０について、図１６に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置７６と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置８０は、上記スイッチング電源装置７６と異なり、一般的な昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００８８】
スイッチング電源装置８０の場合、主スイッチング素子１４のオフ期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給が行われない点で、上記スイッチング電源装置７６と動作が異なる。しかし、出力の制御不能状態を回避するための条件は同様であり、後述する制御回路８２は、演算手段等がサンプリングを行うタイミングを主スイッチング素子のオフ期間であって、且つ、上記の電流ゼロ期間を除いた期間に設定する必要がある。
【００８９】
制御回路８２は、上記スイッチング電源装置７６の制御回路７８と同様に、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後のタイミングでサンプリングを行う。図示しない駆動パルス生成手段は、サンプリングのタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する。また、当該演算手段が行う演算内容は、昇圧チョッパ回路の演算式とは異なる昇降圧チョッパ回路特有の演算式が用いられる。特に、コンデンサ電流のスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得るので、この点を考慮した演算式を導出する必要がある。
【００９０】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置８０は、昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えているが、上記のスイッチング電源装置７６と同様の優れた作用効果を奏する。
【００９１】
次に、この発明の第八の実施形態のスイッチング電源装置８４について、図１７に基づいて説明する。ここで、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置８４は、上記スイッチング電源装置１０の電力変換回路にトランス８６、整流側同期整流素子８８及び転流側同期整流素子８９が追加された、シングルエンディドフォワード型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ、トランス８６及び整流側同期整流素子８８を介して電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間も、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって出力の負荷２２に電力供給し続ける動作を行う。従って、整流側同期整流素子８８を主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と同位相のパルス電圧で駆動し、転流側同期整流素子８９を駆動パルスＶ１４と逆位相の駆動パルスＶ１６で駆動することによって、上記スイッチング電源装置１０と同様の動作で出力電圧が制御される。
【００９２】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置８４は、シングルエンディッドフォワード型の電力変換回路を備えているが、降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置１０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。
【００９３】
次に、この発明の第九の実施形態のスイッチング電源装置９０について、図１８に基づいて説明する。ここで、第七の実施形態のスイッチング電源装置８０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９０は、上記スイッチング電源装置８０の電力変換回路にトランス８６が追加された、フライバック型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によってインダクタンス素子であるトランス８６を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、トランス８６に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００９４】
制御回路８２は、上記スイッチング電源装置８０の制御回路８２と同様の動作を行う。すなわち、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに、主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後のタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する動作を行う。
【００９５】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置９０は、フライバック型の電力変換回路を備えているが、昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置８０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。
【００９６】
次に、この発明の第十の実施形態のスイッチング電源装置９２について、図１９に基づいて説明する。ここで、第五の実施形態のスイッチング電源装置７０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９２は、２つの主スイッチング素子１４ａ，１４ｂ、カップリングコンデンサ９４、トランス８６、ダイオードである２つの整流素子７２ａ，７２ｂ、平滑インダクタ１８及び平滑コンデンサ２０で構成された、一般的なハーフブリッジ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４ａと１４ｂが制御回路９６から駆動パルスＶ１４ａ，Ｖ１４ｂを受け、スイッチング周期ごとに交互にオン・オフ制御される。主スイッチング素子１４ａ，１４ｂのオン期間は、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ、トランス８６及び整流素子７２ａ，７２ｂを介して電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって平滑インダクタ１８を励磁する。主スイッチング素子１４ａ，１４ｂのオフ期間は、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって出力の負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００９７】
制御回路９６は、上記スイッチング電源装置７０の制御回路７４の動作と同様に、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、スイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４ａ又は１４ｂがオフに転じるタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングから開始する期間を主スイッチング素子１４ａ又は１４ｂのオフ期間とする駆動パルスＶ１４ａ，Ｖ１４ｂを生成する動作を行う。
【００９８】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置９２は、複数の主スイッチング素子を有するハーフブリッジ型の電力変換回路を備えているが、降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置７０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。また、プッシュプル型、フルブリッジ型、カスケードフォワード型等の多石式電力変換回路を備えたスイッチング電源装置も、スイッチング電源装置９２と同様の考え方で構成することができる。
【００９９】
次に、この発明の第十一の実施形態のスイッチング電源装置９８について、図２０に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置４０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９８の電力変換回路の構成は、図６に示すスイッチング電源装置４０と同じく降圧チョッパ型である。
【０１００】
制御回路１００は、Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂ、オブザーバ１０２、演算手段１０４、及び駆動パルス生成手段４６で構成されている。すなわち、図４に示す上記スイッチング電源装置４０の制御回路２４の構成に加え、オブザーバ１０２が新設され、演算手段４４に代えてオブザーバ１０２に対応した動作を行う演算手段１０４が設けられている。また、平滑インダクタ１８のコイルの寄生抵抗１８ａを回路図上に明記した。この寄生抵抗１８ａは、出力電流Ｉｏが流れる経路に存在する寄生インピーダンスの一種でありこの実施形態では、出力電圧精度を向上させるため、寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓを含めて、演算手段１０４が時比率δを算出する。
【０１０１】
Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂには、入力電圧及び出力電圧を検出したアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングされ、デジタル情報に変換された入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期の半分の周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオンの期間、又は、平滑インダクタ１８がオンの期間に蓄えられた励磁エネルギーを出力に放出している期間における任意のタイミングである。
【０１０２】
オブザーバ１０２は、観測器とも呼ばれる状態変数の推定手段であって、特定の回路部分の検出値（測定値）を利用して、検出困難な箇所の動作状態を推定する機能を備えている。ここでは、検出が比較的容易な入力電圧信号Ｖｉ及び出力電圧信号Ｖｏと、当該サンプリングの直前に演算手段１０４が決定した時比率δとに基づいて、次のサンプリングタイミングで検出されるであろう出力電圧信号の推定値Ｖｏ２、及び、次のサンプリングタイミングにおける電圧降下成分の推定値Ｖｏｆｓ２を算出する。
【０１０３】
スイッチング電源装置９８の制御回路１００は、比較的安価な汎用デジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段１０４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、この演算手段１０４は、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるようにオンの時比率δを算出する。
【０１０４】
演算手段１０４は、検出値である入力電圧信号Ｖｉと、オブザーバ１０２の推定値である出力電圧信号Ｖｏ２及び電圧降下成分Ｖｏｆｓ２を、上述したスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングする。そして、これらの信号に基づいて所定の演算処理を行い、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、演算手段１０４は、以前に算出した時比率δ等をオブザーバ１０２に向けて出力する働きもする。
【０１０５】
以下、スイッチング電源装置９８の定常動作について、図２１のフローチャートに基づいて説明する。ここで、スイッチング電源装置９８の動作を示すタイムチャートは、上記スイッチング電源装置４０の動作を示す図７とほぼ同様に表されるので、参照するとよい。
【０１０６】
まず、オブザーバ１０２がｔ（ｋ）のタイミングで、ｔ（ｋ）以前のタイミングに演算手段１０４が決定した時比率δ（ｋ），δ（ｋ−１）を取得し、同じく、ｔ（ｋ）以前のタイミングに演算手段１０４がサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ４１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、オブザーバ１０２が、検出値である入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ４２）。そして、オブザーバ１０２が、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、時比率δ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）に基づいて、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の推定値Ｖｏ２（ｋ＋１）と電圧降下成分の推定値Ｖｏｆｓ２（ｋ＋１）を算出する（ステップＳ４３）。
【０１０７】
その後、演算手段１０４が、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）と、推定値Ｖｏ２（ｋ＋１）及び電圧降下成分Ｖｏｆｓ（ｋ＋１）とを、次の式（２５）に代入し、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する（ステップＳ４４）。
【数２５】
【数２６】
式（２５）は、右辺最終項に電圧降下成分Ｖｏｆｓを含んでおり、電圧降下成分Ｖｏｆｓは式（２６）のように定義され、平滑インダクタ１８の寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒ等で表わされる。式（２６）は、上述の式（２）である。式（２５）は、式（８）の「Vｏ（ｋ）」を「Ｖｏ（ｋ）＋Ｒ・Ｉｏ」に置き換え、上記と同様の考え方で導出できる。ここでは、出力電流Ｉｏ及び寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒを、平滑インダクタ１８のインダクタンスＬや平滑コンデンサ２０の容量Ｃ等の回路定数と同等に取り扱っており、電圧降下成分Ｖｏｆｓは複合定数として扱うことができる。
【０１０８】
そして、ステップＳ４４の後、駆動パルス生成手段４６が、演算手段１０４が算出した時比率δ（ｋ＋１）に基づき、タイミングｔ（ｋ＋１）後の駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ４５）。
【０１０９】
スイッチング電源装置９８は、ステップＳ４１〜Ｓ４５を繰り返すことによって、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。演算手段１０４は、次回のサンプリングタイミング後の時比率δを算出するため、上記スイッチング電源装置４０と比較すると、制御動作にスイッチングの半周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、出力電流Ｉｏが流れる経路に存在する寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓも考慮した出力電圧制御が行われるので、出力電圧の精度がさらに向上する。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置４０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置９８は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路１００を構成することができる。
【０１１０】
次に、この発明の第十二の実施形態のスイッチング電源装置１０６について、図２２に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置１０６の電力変換回路は、上記スイッチング電源装置１０と同じく降圧チョッパ回路である。また、制御回路１０８は、上記スイッチング電源装置１０の制御回路２４の演算手段２８に代えて、演算手段１１０が設けられている。また、平滑インダクタ１８のコイルの寄生抵抗１８ａを回路図上に明記した。ここでは、寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓが大きいため出力電圧制御への影響が無視できず、出力電圧精度を向上させるため、演算手段１１０が時比率δを算出するときに考慮される。
【０１１１】
演算手段１１０は、上記スイッチング電源装置１０の制御回路２８と同様の動作を行い、さらに、演算手段１１０にデフォルト値として初期設定されている回路定数について定期的にパラメータ推定を行って更新し、回路定数の個体差、温度による変化又は経時的な変化を考慮した出力電圧制御を行う。回路定数とは、ここでは主スイッチング素子１４のスイッチング周期Ｔ、平滑インダクタ１８のインダクタンスＬ、平滑コンデンサ２０の容量Ｃ、出力電流Ｉｏ、寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒ及び電圧降下成分Ｖｏｆｓをいう。
【０１１２】
ここで、演算手段１１０に定義されているパラメータ推定用の評価関数Ｊ（Ｎ）ついて説明する。まず、上記の式（１３）に電圧降下成分Ｖｏｆｓを盛り込み、ｋ＋１をｋに、ｋをｋ−１に、ｋ−１をｋ−２にそれぞれ置き換えて、式（２７）を得る。
【数２７】
式（２７）に含まれる複合定数ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２，及び電圧降下成分である複合定数Ｖｏｆｓは、式（１６）〜式（１８）、式（２６）で定義されている。また、ｕ（ｋ−１），ｕ（ｋ−２）は、式（１５）と同様のものである。
【０１１３】
パラメータ推定は、インダクタンスＬ、容量Ｃ等の多数個の回路定数の単位、又はａ１，ａ２等の複合定数の単位でも行うことが可能であるが、ここでは、推定する複合定数の数を少なくして演算回数を減らすことにより、同等の推定精度を維持しつつ、演算手段１１０の処理の高速化を図っている。
【０１１４】
式（２７）の複合定数ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２を個々の回路定数で表わし、式（２８）に示す新たな複合定数ｐを定義すると、式（２７）を式（２９）のように変形することができる。式（２８）は、上述の式（１）である。
【数２８】
【数２９】
【０１１５】
式（２９）は、左辺に複合定数を含んでおらず、右辺第１項のカッコ内にも複合定数を含んでいない。そこで、左辺全体を、式（３０）のように複合信号ν１（ｋ）と表わし、右辺第１項のカッコ内を式（３１）のように複合信号ν２（ｋ）と表わす。すると、式（３２）が得られる。式（３０）、（３１）は、上述の式（４）、（５）である。
【数３０】
【数３１】
【数３２】
【０１１６】
次に、パラメータ推定のための評価関数を定義する。制御回路１０８の本来の目的は、出力電圧を高精度に制御することである。従って、出力電圧信号Ｖｏを基にしてパラメータ推定を行うことが望ましく、特に高精度にパラメータ推定を行うためには、タイミングｔ（ｋ）における検出値Ｖｏa（ｋ）と、それ以前に予測したタイミングｔ（ｋ）の予測値Ｖｏｂ（ｋ）との差を評価することとし、評価関数Ｊｘ（Ｎ）を式（３３）のように定義する方法が考えられる。
【数３３】
この場合、ｔ（１）〜ｔ（Ｎ）の各タイミングで得られる予測誤差を二乗したものの平均値を評価関数Ｊx（Ｎ）としている。
【０１１７】
しかし、制御回路１０８では、演算手段１１０の処理の高速化を図るため、複合定数の種類をさらに削減すると共に、単独の出力電圧信号Ｖｏの予測誤差に代えて、複数の出力電圧信号を組み合わせた複合信号ν１（ｋ）の予測誤差を用いる。すなわち、複合信号ν１を基にしてパラメータ推定を行うこととし、タイミングｔ（ｋ）における検出値ν１a（ｋ）と、それ以前に予測したタイミングｔ（ｋ）の予測値ν１ｂ（ｋ）との差（以下、予測誤差と称す。）を評価するため、式（３４）のように評価関数Ｊ（Ｎ）を定義している。
【数３４】
さらに、式（３４）は、予測値ν１ｂ（ｋ）を式（３２）の右辺に置き換えることによって、式（３５）のように表わすことができる。式（３５）は、上述の式（３）である。
【数３５】
【０１１８】
このとき、式（３４）に含まれるν１ａ（ｋ）は、式（３０）から分かるように、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）にサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２）により算出可能である。従って、複合信号ν１ａ（ｋ）は、現時点の検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）の項が含まれるので、式（３３）における検出値Ｖｏａ（ｋ）に相当するものといえる。
【０１１９】
また、式（３５）の複合信号ν２ｂ（ｋ）は、式（３１）から分かるように、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）にサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及び、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）の時比率として算出した時比率δ（ｋ−１），δ（ｋ−２）により算出可能である。従って、複合信号ν２ｂ（ｋ）を含む複合信号ν１ｂ（ｋ）は、現時点の検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）を含まず、いずれも過去の検出値等だけから成るので、式（３３）における予測値Ｖｏｂ（ｋ）に相当するものといえる。
【０１２０】
次に、演算手段１１０が行うパラメータ推定の動作について、図２３に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０６は、図１〜図３を用いて説明したように、第一実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の定常動作を行い、定常動作と並行して演算手段１１０がパラメータ推定を行う。パラメータ推定は、図２３に示すように、スイッチング周期Ｔよりも十分長い周期Ｔａごとに１回行われ、その１回が期間Ｔｂの間に行われる。
【０１２１】
期間Ｔｂに入ると、まず、演算手段１１０が、Ｎ個の予測誤差を求めることができるように、期間Ｔｃの間にＮ回のサンプリング等を行って上記の各信号を取得する。次に、取得した各信号に基づき、Ｎ個の予測誤差の二乗の平均値である評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出する。そして、タイミングｔｄになると、従前の複合定数ｐ及びＶｏｆｓを新たに算出したものに更新する。従って、更新後は新たな複合定数ｐ及びＶｏｆｓに基づいて出力電圧制御が行われるので、図２３に示すように、出力電圧Ｖｏが従前の電圧Ｖ１から新たな電圧Ｖ２に変化する。
【０１２２】
上記の期間Ｔｂの動作は周期Ｔａごとに繰り返し行われ、定期的に複合定数ｐ及びＶｏｆｓが更新される。従って、制御回路１０８は常に適正な複合定数を用いて出力電圧制御を行うことができる。なお、式（３５）の評価関数Ｊ（Ｎ）を使用し、定期的に複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出する動作は、オフライン最小二乗法を用いたパラメータ推定の一種であるといえる。
【０１２３】
ここで、スイッチング電源装置１０６は、図２３に示すように、出力電圧信号Ｖｏ（１）〜Ｖｏ（Ｎ）をサンプリングする期間Ｔｃの間、出力電圧Ｖｏが電圧Ｖ１を挟んで上下に変動している。これは、演算手段１１０が、上記の定常動作を行うために時比率δを決定するに際して、パラメータ推定を行う期間Ｔｃの間、時比率δを僅かに拡散変動させていることによる。拡散変動とは、図２のフローチャートに従って算出した時比率δをランダム増減させることをいい、この拡散変動によって出力電圧ＶｏをΔＶｏだけ変動させることができる。従って、この演算手段１１０を用いて出力電圧Ｖｏを意図的に変動させることによって、複合定数ｐ及びＶｏｆｓの推定を、より高精度に行うことができる。
【０１２４】
なお、上記のパラメータ推定は、出力電圧Ｖｏの変動ΔＶｏが１ｍ〜１０ｍＶもあれば、一定以上の高い精度で行うことができるので、時比率δの拡散変動の幅を必要以上に大きくする必要はない。パラメータ推定の精度がさほど高くなくてよいときは、拡散変動を行わなくても構わない。
【０１２５】
以上説明したように、この実施形態のスイッチング電源装置１０６は、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の優れた作用効果を得ることができ、さらに、定期的にオフライン最小二乗法を用いたパラメータ推定を行うことによって回路定数の個体差、温度による変化又は経時的な変化を定期的に監視して適正な値に更新するので、高精度な出力電圧制御を継続して行うことができる。
【０１２６】
また、式（２７）と式（３３）を用いてパラメータ推定を行うことも可能であるが、その場合、推定する複合定数（ａ１，ａ２等）の種類が多くなるので、その分、パラメータ推定の処理にある程度の時間が掛かってしまう。それに対してこの演算手段１１０は、推定する複合定数が少ない（ｐ，Ｖｏｆｓの２種類のみ）ので、推定の処理を極めて高速に行うことができるという利点がある。
【０１２７】
なお、この発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、制御回路の演算手段に定義される制御関数式は、入力投入時等の出力電圧の変化の具合を調節するため、式（６）、式（２１）〜式（２３）のような直線的な関係式ではなく、図２４（ａ）に示すように曲線的な関係式にしてもよい。ただし、図２４（ｂ）のような、出力電圧の１つの値に対応する出力微分値が複数存在する制御関数式を使用すると、上述した演算手段の処理を適正に行うことができない。
【０１２８】
また、第一から第十の実施形態の説明で述べたように、制御回路の演算手段が主スイッチング素子のオン時間、オフ時間、時比率などを算出するとき、「スイッチング周期を一定にする」等の条件設定をすることが望ましい。それによって、時比率などを算出する演算式が、式（２０）のように比較的シンプルな形に表すことができるからである。この発明は、様々な電力変換回路のスイッチング電源装置に適用することができ、上記の条件設定は、個々の電力変換回路の動作に応じて適当な方法を選択することができる。
【０１２９】
例えば、スイッチング周期が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＷＭ制御（図３、図１０）、主スイッチング素子１４のオン時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御（図１３）、及び、主スイッチング素子１４のオフ時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御は、上記実施形態で例示した電力変換回路に適用可能である。特に、主スイッチング素子１４のオン時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御（図１３）は、いわゆる電流共振回路を備えた電力変換回路等の制御に好適である。
【０１３０】
また、実施形態として例示していないが、主スイッチング素子１４のオフ時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御も可能である。このＰＦＭ制御は、いわゆる電圧共振回路を備えた電力変換回路等の制御に好適である。また、スイッチングの１周期に対するオン時間の時比率が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御も可能であり、例えば、上記実施形態で例示した昇圧チョッパ型、昇降圧チョッパ型、又はフライバック型の電力変換回路に適用し、意図的に電流ゼロ期間が生じるように動作させれば、ダイオードで成る整流素子のリカバリ電流の発生を防止し、スイッチングノイズや主スイッチング素子のクロス損失の発生を抑える効果を得ることができる。
【０１３１】
また、演算手段等がスイッチング周期に同期した周期でサンプリングし、駆動パルス生成手段がそのサンプリング周期の中間点を挟んで前後の期間を主スイッチング素子のオン期間又はオフ期間とする駆動パルスを生成する、という構成は（図３、図１３）、演算手段等がサンプリングするタイミングをいわゆる電流ゼロ期間以外の期間に設定することにより、上記実施形態で例示したいずれの電力変換回路にも適用可能である。当該構成によれば、演算手段が時比率などを算出する演算式が、例えば式（２０）のように比較的シンプルな一次式の形に表すことができて処理が簡単になり、また、演算手段等で多少の処理時間が生じたとしても、最大時比率Ｄｍａｘや最小時比率Ｄｍｉｎの設定を適宜調節すれば当該処理時間の影響をマスクすることも可能である。従って、比較的安価な中低速デジタルＩＣで、上記の制御回路を構成することができるという利点がある。
【０１３２】
また、演算手段等がスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングし、所定の演算を行って次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出する、という構成は（図６）、演算手段等が主スイッチング素子のオン期間にもサンプリングを行われるので、昇圧チョッパ型、昇降圧チョッパ型、フライバック型等の電力変換回路には適用できないが、降圧チョッパ型、シングルエンディッドフォワード型、ハーフブリッジ型等の電力変換回路に適用が可能である。
【０１３３】
また、パラメータ推定を行って回路定数又は複合定数を更新する構成は、電力変換回路の形態や定常動作の形態によらず、適用することができる。ただし、上記の式（２７）〜式（３５）は降圧チョッパ回路に特有の式なので、他の電力変換回路にそのまま適用することができず、個別に式を導出する必要がある。また、パラメータ推定は、上記のオフライン最小二乗法を用いる以外にも、逐次最小二乗法、その他最小二乗法以外の公知の方法を使用してもよい。
【符号の説明】
【０１３４】
１０，４０，５０，６０，７０，７６，８０，８４，９０，９２，９８，１０６ スイッチング電源装置
１４，１４ａ，１４ｂ 主スイッチング素子
１６，７２，７２ａ，７２ｂ 整流素子
１８ 平滑インダクタ
２０ 平滑コンデンサ
２４，７４，７８，８２，９６，１００，１０８ 制御回路
２６ａ，２６ｂ，４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂ，６２ａ，６２ｂ Ａ／Ｄ変換器
２８，４４，５４，６４，１０４，１１０ 演算手段
３０，４６，５６，６６ 駆動パルス生成手段
８６ トランス
８８ 整流側同期整流素子
８９ 転流側同期整流素子
９４ カップリングコンデンサ
１０２ オブザーバ
【技術分野】
【０００１】
この発明は、デジタル制御型の制御回路を用いて出力を定電圧化するスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、デジタルプロセッサ等を用いたインテリジェント性の高いデジタル制御型の制御回路を用いて、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御やＰＦＭ(Pulse
Frequency Modulation)制御等を行って出力を定電圧化するスイッチング電源装置があった。特に近年は、電源装置の外部環境の急変に対して出力電圧の過渡的な変動を小さくすることが強く求められている。
【０００３】
スイッチング電源装置の外部環境が急変する状況として、動作中に入力電圧が急峻に変動したり、負荷の状態が変化し出力電流が急峻に増減したりすることが考えられる。また、停止しているスイッチング電源装置に入力電圧が投入されて起動するときの動作も問題になる。
【０００４】
例えば、情報通信機器やサーバ等に用いられるスイッチング電源装置の場合、出力電流がほぼゼロから定格負荷まで急峻に変化する状況が頻繁に起こり得ることから、負荷急変に対する出力電圧制御の高速応答特性が求められる。また、１つの入力電源ラインから多数のボード基板に電圧供給するシステムにおいては、メンテナンス時に他のボード基板が活線挿抜されることによって、システムの電源ラインの負荷状態が変化し、当該電源ラインから電力供給を受けているスイッチング電源装置の入力電圧が急変することが想定される。従って、この種のシステムに用いられるスイッチング電源装置は、入力急変に対する出力電圧制御の高速応答特性が求められる。さらに、一般的な事項として、入力電圧を投入した時、出力電圧がゼロから上昇して所定の出力電圧に達する過程でオーバーシュートや振動が生じると、負荷である電子機器が誤動作したり故障したりするおそれがあるので、スイッチング電源装置は、出力電圧が単調に増加して立ち上がることが求められる。
【０００５】
これらの課題を解決するため、例えば特許文献１に開示されているように、動作中の入力電圧に相当する信号（入力電圧信号）、出力電圧に相当する信号（出力電圧信号）、及び当該出力電圧の変化を示す出力電圧微分値に相当する信号（出力微分信号）を取得し、各信号に基づいて所定のデジタル演算処理を行い、主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定するスイッチング電源装置が提案されている。このスイッチング電源装置は、制御回路の演算手段に、傾きが負の一次関数等で出力電圧信号と出力微分値の関係を規定する制御関数式が定義されている。演算手段は、主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧信号、出力電圧信号及び出力微分信号をサンプリングし、以降の主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を、上記の制御関数式を満足するように算出する。そして、演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づき、駆動パルス生成手段が、主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。このとき、出力微分信号は、平滑コンデンサの電流を測定するコンデンサ電流検出手段、又は出力電圧信号を微分する微分手段などを通じて入手する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１１−９１９７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献１のスイッチング電源装置の場合、入力電圧信号及び出力電圧信号は、いずれも入力電圧及び出力電圧のアナログ情報を単純にＡ／Ｄ変換器でデジタル化したものであり入手が容易であるが、出力微分信号を入手するのは容易ではない。例えば、平滑コンデンサに流れる電流を測定し、そのアナログ情報をデジタル化して出力微分信号を入手する方法の場合、通常は、電流−電圧変換回路を設け、コンデンサ電流をアナログ／アナログ変換した後、Ａ／Ｄ変換器でデジタル化しなければならず、電源装置が大形化したり損失が増加したりする問題があった。また、Ａ／Ｄ変換器でデジタル化した出力電圧信号を微分演算して出力微分信号を入手する方法の場合、計算回数の増大により制御の遅れが問題になるので、制御回路を高速動作させるためには、制御回路の機能を削って計算回数を減らしたり、高速動作可能な高価なマイクロコンピュータを使用したりしなければならなかった。
【０００８】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、電源装置の外部環境の急変に対する過渡的な出力電圧の変動を小さくする高速応答特性を有し、小形化、低コスト化が容易なデジタル制御型のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、オン・オフ動作する主スイッチング素子を含む電力変換回路と、当該オン・オフ動作を制御することによって出力電圧を定電圧化する制御回路とを備えたスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定する演算手段と、前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段とを有し、
前記演算手段には、出力電圧と、当該出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数として含み、当該２つの変数の関係を、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧がその出力電圧を定電圧化する目標値よりも低い範囲にあるときは、対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは、対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは、対応する出力微分値がゼロになるように規定する制御関数式が定義され、
前記演算手段は、主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧を検出した入力電圧信号と、出力電圧を検出又は推定した出力電圧信号とをサンプリングし、サンプリングした当該２つの信号に基づいて導出される次回又はそれ以降のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号及び出力微分値が前記制御関数式に規定される関係を満たすように、当該サンプリングタイミング以降のスイッチング周期における主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理を行い、
前記駆動パルス生成手段は、上記２つの信号のサンプリングタイミング以降のスイッチング周期において、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて前記主スイッチング素子をオン・オフさせるよう、駆動パルスを生成するスイッチング電源装置である。
【００１０】
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期ごとに行うものでもよい。その場合、前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給を止めて入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給をする動作を行い、前記演算手段は、前記各信号のサンプリングを、前記インダクタンス素子が励磁エネルギーを放出している期間に行う。あるいは、前記駆動パルス生成手段は、前記各信号のサンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する。
【００１１】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給をすると共に、入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給し続ける動作を行い、前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期の半分の周期で行い、前記駆動パルス生成手段は、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成するものでもよい。
【００１２】
前記制御回路は、状態変数の推定手段であるオブザーバを備え、前記オブザーバは、前記演算手段が入力電圧信号をサンプリングするタイミングで、当該入力電圧信号及び出力電圧を検出した出力電圧信号を入手すると共に、前記演算手段がその直前に決定したオン時間及びオフ時間を入手し、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号を推定する処理を行い、前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う。
【００１３】
前記オブザーバは、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号、及び出力電流が流れる経路に存在する寄生インピーダンスによる電圧降下成分を推定する処理を行い、前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号及びオン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号及び前記電圧降下成分とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行うものでもよい。また、前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と出力微分値との関係を、負の傾きを有する一次関数で規定されていてもよい。
【００１４】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と目標値の差が所定の値を超える範囲では、出力微分値が出力電圧によらず一定になるよう規定されている。
【００１５】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、互いの合計時間が一定になるように算出する。あるいは、前記演算手段は、オフ時間を、オン時間が一定になるように算出する。あるいは、前記演算手段は、オン時間を、オフ時間が一定になるように算出するものでも良い。その場合、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最大時比率を超える関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最小時比率を下回る関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。
【００１６】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、スイッチング周期に対するオンの時比率が一定になるように算出するものでもよい。その場合、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最大時間を超えたとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最小時間を下回ったとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する。
【００１７】
前記演算手段は、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、前記演算手段がサンプリングした実際の出力電圧信号と、過去にオン時間及びオフ時間を決定したときに予想した当該サンプリングタイミングにおける出力電圧信号との差が小さくなるように更新する。複数の前記回路定数を組み合わせて成る定数である複合定数が定義され、前記パラメータ推定は、当該複合定数の単位で行われるものでもよい。また、前記回路定数又は前記複合定数に基づく前記パラメータ推定は、オフライン最小二乗法を用いて行われるものでもよい。
【００１８】
例えば、前記電力変換回路は、入力電圧を断続する前記主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフする整流素子と、前記整流素子の両端の断続電圧を平滑する平滑インダクタ及び平滑コンデンサとを備えた降圧チョッパ回路であり、
前記演算処理回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周期Ｔ、前記平滑インダクタのインダクタンスＬ、前記平滑コンデンサの容量Ｃ、前記出力電流Ｉｏ、前記平滑インダクタの寄生抵抗の抵抗値Ｒを用いて次式（１）、（２）で定義される前記複合定数であるｐ及びＶｏｆｓがデフォルト値として初期設定され、
【数１】
【数２】
前記演算手段は、電源動作中に前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓをパラメータ推定によって定期的に更新し、
前記パラメータ推定は、前記演算手段が、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとにサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及び、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとの時比率として算出したδ（ｋ−１），δ（ｋ−２）の各値を取得し、前記各値を含む以下の式（３）〜式（５）により表される評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出することによって行われるスイッチング電源装置である。
【数３】
【数４】
【数５】
【００１９】
さらに、前記演算手段は、前記パラメータ推定を行うタイミングごとに、上記の演算処理を経て決定されるオン時間及びオフ時間を僅かに拡散変動させ、当該拡散変動によって出力電圧が変動している期間中に各信号のサンプリングを行って、前記パラメータ推定を行うものである。
【発明の効果】
【００２０】
この発明のスイッチング電源装置は、検出値である入力電圧信号及び出力電圧信号の２つの信号に基づき、上記制御関数を充足するようにオン時間及びオフ時間等を算出し、主スイッチング素子のオン・オフを制御する。従って、電源装置の外部環境の急変に対する高速応答特性を、シンプルで安価な制御回路によって実現することができる。
【００２１】
また、オブザーバを用いて出力電圧信号を推定する構成にすることによって、安価で低速のマイクロコンピュータ等を使用した場合でも、制御回路の動作遅れの影響を最小限に抑えることができる。さらに、出力電流に相当する信号（例えば、上記の電圧降下成分）も合わせてオブザーバが推定する構成にすることによって、出力電流が流れる経路にある寄生インピーダンスの影響を考慮した制御が可能になり、出力電圧制御の精度を向上させることができる。
【００２２】
さらに、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、定期的に更新する構成にすることによって、各回路素子のインピーダンス（抵抗値、インダクタンス、キャパシタンス、半導体の導通抵抗など）の個体差、温度変動、経時変化の影響が確実にキャンセルされ、出力電圧制御をより高精度に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。
【図２】この発明の第一の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図３】この発明の第一の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図４】この発明の第一の実施形態の入力投入時の動作を説明する制御関数式のグラフ（ａ）、タイムチャート（ｂ）、及び、期間Ｂの動作を説明するグラフ（ｃ）である。
【図５】図４の制御関数式の変形例のグラフ（ａ）と、そのときの動作を説明するタイムチャート（ｂ）である。
【図６】この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。
【図７】この発明の第二の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図８】この発明のスイッチング電源装置の第三の実施形態を示す回路図である。
【図９】この発明の第三の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図１０】この発明の第三の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図１１】この発明のスイッチング電源装置の第四の実施形態を示す回路図である。
【図１２】この発明の第四の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図１３】この発明の第四の実施形態の通常動作を説明するタイムチャートである。
【図１４】この発明のスイッチング電源装置の第五の実施形態を示す回路図である。
【図１５】この発明のスイッチング電源装置の第六の実施形態を示す回路図である。
【図１６】この発明のスイッチング電源装置の第七の実施形態を示す回路図である。
【図１７】この発明のスイッチング電源装置の第八の実施形態を示す回路図である。
【図１８】この発明のスイッチング電源装置の第九の実施形態を示す回路図である。
【図１９】この発明のスイッチング電源装置の第十の実施形態を示す回路図である。
【図２０】この発明のスイッチング電源装置の第十一の実施形態を示す回路図である。
【図２１】この発明の第十一の実施形態の定常動作を説明するフローチャートである。
【図２２】この発明のスイッチング電源装置の第十二の実施形態を示す回路図である。
【図２３】この発明の第十二の実施形態の定常動作を説明するタイムチャートである。
【図２４】制御関数式の他の変形例のグラフ（ａ）と不適切な制御関数式の例を示すグラフ（ｂ）である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１〜図５に基づいて説明する。第一の実施形態のスイッチング電源装置１０は、入力直流電源１２から供給される入力電圧をオン・オフする主スイッチング素子１４と、主スイッチング素子１４の出力とグランドの間に接続され、主スイッチング素子１４と相補的にオン・オフする整流素子１６と、整流素子１６の両端に生じる断続電圧を平滑するローパスフィルタ構成の平滑インダクタ１８及び平滑コンデンサ２０を備え、平滑コンデンサ２０の両端に発生する直流の出力電圧が負荷２２に供給される。主スイッチング素子１４と整流素子１６は、ここではＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが用いられ、出力電圧の定電圧化制御を行う制御回路２４が出力する所定の時比率の駆動パルスによってオン・オフ駆動される。
【００２５】
これらの構成は降圧チョッパ回路と呼ばれる一般的な電力変換回路であり、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間も、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって負荷２２に電力供給し続ける動作を行う。
【００２６】
制御回路２４は、複数のアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と称す）２６ａ，２６ｂ、演算手段２８、及び駆動パルス生成手段３０を備えている。Ａ／Ｄ変換器２６ａは、入力電圧を検出したアナログ情報が入力され、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングであって、主スイッチング素子１４がオンの期間又は平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している期間における所定のタイミングごとにサンプリングし、デジタル情報の入力電圧信号Ｖｉに変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器２６ｂは、出力電圧を検出したアナログ情報が入力され、同様のサンプリング周期でデジタル情報の出力電圧信号Ｖｏに変換して出力する。
【００２７】
演算手段２８には、出力電圧と出力微分値を変数として含み、当該２つの変数相互の関係を規定する制御関数式が定義されている。この制御関数式は、出力電圧の定電圧化の目標値等を定数として含み、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧が目標値よりも低い範囲にあるときは対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは対応する出力微分値がゼロになる、という関係を規定する。
【００２８】
ここでは、制御関数式は負の傾きを有する一次関数式であり、具体的には、出力電圧と出力微分値との関係を式（６）のように規定する。
【数６】
式（６）において、Ｖｏは出力電圧、Ｖｄは出力微分値である。τは正の定数であり、（−１／τ）が傾きである。Ｖｒｅｆは、出力電圧を定電圧化する目標値である。また、出力微分値Ｖｄは、平滑コンデンサ２０に流れるコンデンサ電流Ｉｃを容量Ｃで除算したものに相当する。
【００２９】
演算手段２８は、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂから、上記のサンプリング周期で、入力電圧を検出した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧を検出した出力電圧信号Ｖｏをサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算処理を行い、次回のサンプリングタイミングで検出されるであろう出力電圧Ｖｏ及びその時の出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、当該サンプリング以降の主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間を算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるように、オン時間及びオフ時間を算出する。具体的な演算処理の内容については、後の動作説明の中で述べる。
【００３０】
駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８が決定したオン時間及びオフ時間（スイッチング周期及び主スイッチング素子がオンする時比率δ）に基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。駆動パルスＶ１４は、一定のスイッチング周期Ｔを有し、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示し、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示し、その他の期間はハイレベルを示す。詳しくは、後の動作説明の中で述べる。
【００３１】
以下、スイッチング電源装置１０の動作について説明する。ここで、制御回路２４で行われる各種の演算処理等に要する時間は十分短く無視できるものとする。図２、図３は、スイッチング電源装置１０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段２８が各信号をサンプリングする周期はスイッチング周期と等しくＴであり、サンプリング周期Ｔごとにｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）のタイミングでサンプリングを行う。
【００３２】
なお、スイッチング電源装置１０は、定常動作中においても、比較的小さな外乱（例えば、環境温度の変化など）の影響により、主スイッチング素子１４のオン時間及びオフ時間がスイッチング周期毎に微妙に変化する。図３では、定常動作を説明する便宜のため、その微妙な変化を誇張して現わしてある。
【００３３】
まず、図２に示すように、演算手段２８がｔ（ｋ）のタイミングで、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングに決定した時比率δ（ｋ−１）を取得し、同じく、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ１１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段２８が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ１２）。そして、サンプリングした信号Ｖｉ（ｋ），Ｖｏ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）に基づいて所定の演算処理を行い、主スイッチング素子１４の次の時比率δ（ｋ）を算出する（ステップＳ１３）。時比率δ（ｋ）は、式（７）のように定義されている。
【数７】
Ｔはスイッチング周期であり、ｔｏｎ（ｋ），ｔｏｆｆ（ｋ）は主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間である。
【００３４】
以下、演算手段２８が時比率δ（ｋ）を算出するための演算処理の内容を説明する。平滑コンデンサ２０に流れるコンデンサ電流Ｉｃの傾きは平滑インダクタ１８のインダクタンスＬの逆数に比例するため、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）におけるコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１）は、ｔ（ｋ）のタイミングでサンプリングした各信号と、ｔｏｎ（ｋ）及びｔｏｆｆ（ｋ）を用いて、式（８）のように表すことができる。
【数８】
式（８）のオン時間ｔｏｎ（ｋ）とオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ）をスイッチング周期Ｔと時比率δ（ｋ）に置き換えて表すと式（９）のようになり、同様に式（１０）が得られる。
【数９】
【数１０】
【００３５】
また、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）における出力電圧Ｖｏ（ｋ＋１）は、式（１１）のように表わすことができ、同様に式（１２）が得られる。
【数１１】
【数１２】
【００３６】
そして、式（９）〜式（１２）からコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１），Ｉｃ（ｋ），Ｉｃ（ｋ−１）を消去すると、式（１３）が得られる。同様に、式（９）〜式（１２）からコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ），Ｉｃ（ｋ−１）及びＶｏ（ｋ＋１）を消去すると、式（１４）が得られる。
【数１３】
【数１４】
ここで、式（１３），（１４）のｕ（ｋ），ｕ（ｋ−１）は、式（１５）に示すように定義した複合信号であり、ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２は、スイッチング周期Ｔ、インダクタンスＬ、容量Ｃという複数の回路定数を組み合わせて成る複合定数であり、それぞれ式（１６）〜式（１８）のように定義されている。
【数１５】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【００３７】
上述したように、演算手段２８は、次回のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）で検出されるであろう出力電圧Ｖｏ及びその時の出力微分値Ｖｄが式（６）の関係を充足するように時比率δ（ｋ）を決定する。式（６）の制御関数式にサンプリングタイミングの概念を盛り込み、かつ、出力微分値Ｖｄをコンデンサ電流Ｉｃ及び容量Ｃで表わすと、式（１９）を導出することができる。
【数１９】
そして、式（１９）に式（１３），（１４）を代入することによってコンデンサ電流Ｉｃ（ｋ＋１）と出力電圧Ｖｏ（ｋ＋１）を消去して整理すると、時比率δ（ｋ）を算出する式（２０）が得られる。
【数２０】
ここで、ｓは（−Ｔ／τ）である。式（２０）によれば、当初からデフォルト設定されている回路定数等を除き、δ（ｋ）を算出するのに必要な情報は、入力電圧Ｖｉ（ｋ）、出力電圧Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１）、及び、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）と時比率δ（ｋ−１）との積である複合信号ｕ（ｋ−１）である。これらは、いずれもサンプリングタイミングｔ（ｋ）が経過した時点で既知の情報であり、式（２０）に基づいて時比率δ（ｋ）を算出することが可能であることが分かる。
【００３８】
このように、演算手段２８は、ステップＳ１３において、ステップＳ１１，Ｓ１２で入手した信号等を式（２０）に代入することによって、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）までの時比率δ（ｋ）を算出する。
【００３９】
次に、駆動パルス生成手段３０が、ステップＳ１３で決定した時比率δ（ｋ）に基づいて、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ１４）。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期Ｔの中間時点を挟んで前後に等しい期間が時比率δ（ｋ）の期間に設定され、当該期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該時比率δ（ｋ）の期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示す。
【００４０】
スイッチング電源装置１０は、ステップＳ１１〜Ｓ１４を繰り返すことによって、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。
【００４１】
次に、スイッチング電源装置１０の過渡的な動作について説明する。ここで、駆動パルス生成手段３０が生成可能な駆動パルスＶ１４は、オンの最大時比率δｍａｘと最小時比率δｍｉｎが設定されている。最大時比率δｍａｘは、電力変換回路の安全性を向上させたり、各機能ブロックの同期をとって適正に動作させたりする目的で、１００％よりも狭い値、例えば、６０〜９５％程度に設定することが考えられる。
【００４２】
動作を停止しているスイッチング電源装置１０に入力直流電源１２が投入され、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに達するまでの過渡的な動作を、図４に示す。図４（ａ）は、横軸が出力電圧信号Ｖｏ、縦軸が出力微分値Ｖｄのグラフであり、破線が式（６）の制御関数式を示す直線である。スイッチング電源装置１０が停止しているとき、出力電圧信号Ｖｏはゼロである。そして、入力が投入されると、出力電圧が上昇を開始し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄが実線で示す軌跡を辿って変化し、出力電圧信号Ｖｏが目標値Ｖｒｅｆに等しくなって安定する。
【００４３】
入力投入直後の期間Ａは、図４（ｂ）に示すように、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が大きいので、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）は、オンの最大時比率δｍａｘを超えてしまう。駆動パルス生成手段３０は、演算手段２８で算出された時比率δ（ｋ）が最大時比率δｍａｘよりも大きいときは、一律に最大時比率δｍａｘの駆動パルスＶ１４を出力する。従って、期間Ａは、最大時比率δｍａｘという非常に大きな制御量によって、出力電圧が急速に上昇する。
【００４４】
期間Ｂになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が比較的小さくなり、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）が最大時比率δｍａｘ以下の値まで小さくなる。すると、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係がグラフの破線に沿って（すなわち、式（６）の関係を満たしながら）変化する。詳しくは、スイッチング周期Ｔごとに、図４（ｃ）に示す動作が行われる。式（６）は、いわゆる一次遅れ系の制御を表す制御関数式なので、出力電圧信号Ｖｏは、図４（ｂ）に示すように、定数τを時定数とする指数関数の曲線を描きながら上昇する。そして、期間Ｃになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなり、図２、図３で説明した定常動作を行う。
【００４５】
入力急変や負荷急変のときの過渡的動作も、上述した入力投入のときの動作と基本的に同様である。例えば、定常動作を行っている最中に入力電圧が急激に上昇したり負荷が急激に軽くなったりすると、出力電圧が上昇して、一時的に出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄが式（６）を充足しなくなる。出力電圧信号Ｖｏが上昇して目標値Ｖｒｅｆとの差が大きくなると、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）は、オンの最小時比率δｍｉｎよりも小さな値（例えば、マイナスの値）になる。駆動パルス生成手段３０は、算出された時比率δ（ｋ）が最小時比率δｍｉｎよりも小さいときは、一律に最小時比率δｍｉｎ（例えばゼロ％）の駆動パルスＶ１４を出力する。従って、入力電圧が急激に上昇した直後の期間等は、一律に最小時比率δｍｉｎで動作し、入力からの電力供給を最小限に抑えることによって、出力電圧を急速に低下させようとする。
【００４６】
その後、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差が比較的小さくなり、式（２０）を用いて算出される時比率δ（ｋ）がオンの最小時比率δｍｉｎ以上の値になり、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動する。そして、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄがグラフの破線に沿って変化し、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなって、図２、図３で説明した定常動作を行う。
【００４７】
以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、制御回路２４の演算手段２８に、制御関数式である式（６）が定義され、出力電圧と出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数にとり、出力電圧の目標値Ｖｒｅｆを介して所定の関係を規定する。そして、演算手段２８は、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏをサンプリングし、式（６）を充足するように導出された式（２０）を用いて、オン時間及びオフ時間を決定する時比率δを算出する。従って、計算回数が多い微分計算による動作遅れが解消され、シンプルで安価な制御回路で高速応答特性を実現することができる。また、入力電圧や出力電圧が急変したとき、その急変の情報が即座に演算処理に反映されるので、入力急変や負荷急変に対する応答が速い。また、式（２０）で算出した時比率δが最小時比率δｍｉｎから最大時比率δｍａｘの範囲にないときは、主スイッチング素子のオンの時比率が一律に最小時比率δｍｉｎ又は最大時比率δｍａｘに設定され、出力電圧と目標値の偏差を小さくするための制御量が瞬時に最大になる。
【００４８】
さらに、演算手段２８が算出する時比率δ（ｋ）は、出力電圧信号Ｖｏと出力微分値Ｖｄが式（６）の直線関係を充足するように変化するため、出力電圧が所定の目標値Ｖｒｅｆに達して定常動作に入るまでの過程で（例えば、図４における期間Ａ，Ｂ）、出力電圧にオーバーシュートや振動が発生しない。
【００４９】
また、式（６）の制御関数式を変更することによって、入力投入時の出力電圧等の変化の具合を容易に調整することができる。例えば、式（６）の係数τを大きめに変更すれば、図４（ａ）の破線の傾きが小さくなって短時間で期間Ａが終了するので、コンデンサ電流（Ｉｃに相当）のピーク値が小さくなり電子部品のストレスが軽減され、同時に、出力電圧の上昇速度が緩やかになって期間Ｂが長くなり、スイッチング電源装置１０の起動時間が長くなる。
【００５０】
また、式（６）に条件を加え、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆの差がεを超える範囲では、出力微分値Ｖｄが一定の値Ｖｄｄになるよう規定することもできる。その場合の制御関数式は、式（２１）〜式（２３）のように表される。
【数２１】
【数２２】
【数２３】
演算手段２８に式（２１）〜式（２３）の制御関数式が定義されると、上記の式（２０）に相当する時比率δ（ｋ）の演算式が３種類になり、出力電圧信号Vｏの値によって使い分けることになる。図５に示すように、入力投入直後の期間Ａは、該当する一つの演算式から求まる時比率δ（ｋ）がオンの最大時比率δｍａｘを超えるので、一律に最大時比率δｍａｘの駆動パルスＶ１４を出力するが、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が、短時間のうちに式（２１）〜式（２３）を示す破線上に達して期間Ｂ１に移行する。従って、コンデンサ電流（Ｉｃに相当）のピーク値を、比較的小さな値に制限することができる。
【００５１】
期間Ｂ１，Ｂ２は、期間ごとに該当する演算式が選択され、選択された演算式から時比率δ（ｋ）を求める。ここで求まる時比率δ（ｋ）は、最大時比率δｍａｘ以下の値になるので、駆動パルス生成手段３０は、時比率δ（ｋ）の駆動パルスＶ１４を出力して主スイッチング素子１４を駆動し、出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係がグラフの破線に沿って変化する。そして、期間Ｃになると、出力電圧信号Ｖｏと目標値Ｖｒｅｆとの差がなくなり、図２、図３で説明した定常動作が行われる。
【００５２】
このとき、式（２２）の係数τを調節すれば、コンデンサ電流のピーク値を小さく抑えつつ、期間Ｂ１，Ｂ２の時間を短くすることができる。例えば、係数τを小さな値に設定することによって、図４における期間Ｂと同等の時間に設定することも可能である。すなわち、式（６）に代えて式（２１）〜式（２３）を制御関数式に用いれば、スイッチング電源装置１０の起動時間とコンデンサ電流のピーク値を、各々独立に調整することができる。
【００５３】
次に、この発明の第二の実施形態のスイッチング電源装置４０について図６、図７を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置４０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂ、演算手段４４及び駆動パルス生成手段４６が設けられている。
【００５４】
Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期の半分の周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオンの期間、及び、平滑インダクタ１８がオンの期間に蓄えられた励磁エネルギーを出力に放出している期間における任意のタイミングである。ここで、「励磁エネルギーを出力に放出している」状態とは、当該励磁エネルギーを放出する電流が、出力から平滑インダクタ１８の向きに流れている状態も含む。
【００５５】
演算手段４４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。しかし、演算手段２８と異なり、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂから、上述したスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて、式（２０）に類似する所定の演算を行い、次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出する。
【００５６】
駆動パルス生成手段４６は、演算手段４４が決定した時比率δに基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。しかし、駆動パルスＶ１４は、上記駆動パルス生成手段３０のものとは異なり、スイッチングの１周期Ｔの中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を主スイッチング素子１４のオン期間とするパルス電圧であって、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベル、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間はローレベル、その他の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００５７】
上記の演算手段４４及び駆動パルス生成手段４６の場合、サンプリングが、平滑インダクタ１８に電流が流れていない期間（電流ゼロ期間）中に行われると、出力微分値Ｖｄを利用した式（６）に基づく出力の制御が不能になる。しかし、スイッチング電源装置４０は、スイッチング電源装置１０と同様に、主スイッチング素子１４及び整流素子１６として双方向に導通可能なＮ−ｃｈのＭＯＳ型ＦＥＴが使用されているので、例えば負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になっても、平滑インダクタ１８は電流を連続して流し続け、上記の電流ゼロ期間は生じない。従って、スイッチング周期Ｔにおける任意のタイミングでサンプリングを行うことができる。
【００５８】
以下、スイッチング電源装置４０の動作について説明する。入力が投入された後の定常動作を示すフローチャートは、上記スイッチング電源装置１０で説明した図２と同様である。その結果、図７のタイムチャートに示すように、スイッチング周期Ｔの半分の周期ごとに時比率δが可変調整される。従って、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、時比率δを調整する頻度が２倍となり、出力電圧の制御の遅れが半分になるので、制御の応答が一段と高速化される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。
【００５９】
次に、この発明の第三の実施形態のスイッチング電源装置５０について図８〜図１０を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置５０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂ、演算手段５４及び駆動パルス生成手段５６が設けられている。
【００６０】
Ａ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるタイミングである。
【００６１】
演算手段５４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。しかし、演算手段２８と異なり、入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器５２ａ，５２ｂから、上述したスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンに転じるタイミングでサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算を行い、時比率δを算出する。
【００６２】
スイッチング電源装置５０の制御回路２４は、比較的安価で汎用的なデジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段５４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、高速演算可能なデジタルＩＣ等で構成された上記の演算手段２８の場合は、次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出したのに対して、この演算手段５４の場合は、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるようにオンの時比率δを算出する。
【００６３】
駆動パルス生成手段５６は、演算手段５４が決定した時比率δに基づき、主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と、整流素子１６の駆動パルスＶ１６を生成する。しかし、駆動パルスＶ１４は、上記駆動パルス生成手段３０のものとは異なり、サンプリングのタイミングから開始する時比率δの期間を主スイッチング素子１４のオン期間とするパルス電圧であり、時比率δの期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベル、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、時比率δの期間はローレベル、その他の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００６４】
以下、スイッチング電源装置５０の動作について説明する。図１０は、スイッチング電源装置５０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段５４が各信号をサンプリングする周期はスイッチング周期と等しくＴであり、主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるサンプリング周期Ｔごとにｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）のタイミングでサンプリングを行う。
【００６５】
まず、図９に示すように、演算手段５４がｔ（ｋ）のタイミングで、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングに決定した時比率δ（ｋ），δ（ｋ−１）を取得し、同じく、自らがｔ（ｋ）以前のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ２１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段５４が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ２２）。その後、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）を上記の式（１３）に代入し、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の予測値であるＶｏ１（ｋ＋１）を算出する。（ステップＳ２３）。そして、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び予測値Ｖｏ１（ｋ＋１）を次の式（２４）に代入し、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する（ステップ２４）。
【数２４】
式（２４）は、上記の式（２０）のｋをｋ＋１とし、ｋ−１をｋとして表したものである。ただし、式（２４）の右辺の分母に含まれるＶｉ（ｋ）は、本来ならＶｉ（ｋ＋１）となるところであるが、ｔ（ｋ）直後のタイミングで入力電圧信号Ｖｉ（ｋ＋１）は未知なので、既知のＶｉ（ｋ）で代用している。
【００６６】
このようにして、演算手段５４は、サンプリングタイミングｔ（ｋ＋２）における出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、タイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する。なお、スイッチング電源装置５０の場合、サンプリングが主スイッチング素子１４がオフからオンに転じるタイミングで行うため、コンデンサ電流Ｉｃのスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得る。従って、式（２４）は、この点を考慮した形に変形することが望ましいが、ここでは説明を省略する。
【００６７】
次に、駆動パルス生成手段５６が、ステップＳ２４で決定した時比率δ（ｋ＋１）に基づいて、タイミングｔ（ｋ＋１）後の駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ２５）。駆動パルスＶ１４は、時比率δ（ｋ＋１）の期間がタイミングｔ（ｋ＋１）から始まるように設定されているので、当該期間に主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該時比率δ（ｋ）の期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示す。
【００６８】
スイッチング電源装置５０は、ステップＳ２１〜Ｓ２５を繰り返すことによって、図１０に示す動作を行い、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。演算手段５４は、次回のサンプリングタイミング後の時比率δを算出するため、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、制御動作にスイッチングの１周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置５０は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路２４を構成することができる。
【００６９】
次に、この発明の第四の実施形態のスイッチング電源装置６０について図１１〜図１３を基にして説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。スイッチング電源装置６０は、図１に示すスイッチング電源装置１０の構成とほぼ同様であるが、Ａ／Ｄ変換器２６ａ，２６ｂ、演算手段２８及び駆動パルス生成手段３０に代えて、動作の異なるＡ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂ、演算手段６４及び駆動パルス生成手段６６が設けられている。
【００７０】
Ａ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂには、各部のアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングし、デジタル情報に変換した入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期に同期したタイミングであって、主スイッチング素子１４がオンの期間又は平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している期間における所定のタイミングである。ただし、後述するように、演算手段６４が決定するスイッチング周期は変化する。
【００７１】
演算手段６４には、上記演算手段２８と同様に、式（６）の制御関数式が定義されている。そして、上述のサンプリングタイミングで入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを、上記Ａ／Ｄ変換器６２ａ，６２ｂからサンプリングする。そして、当該２つの信号等に基づいて所定の演算処理を行い、オン時間及びオフ時間を算出する。
【００７２】
スイッチング電源装置６０の制御回路２４は、比較的安価で汎用的なデジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段６４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、ここでは、次回のサンプリングタイミング後の主スイッチング素子１４のオン時間とオフ時間を算出する。また、ここでは、オン時間が一定のＰＦＭ制御が行われるようにオフ時間を算出する。従って、スイッチング周期及びサンプリング周期が変化する。
【００７３】
駆動パルス生成手段６６は、演算手段６４が決定したオン時間及びオフ時間に基づき、駆動パルスＶ１４と、駆動パルスＶ１６を生成する。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間が主スイッチング素子１４のオン期間になるように設定され、当該オンの期間はハイレベルを示し、その他の期間はローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と同期した逆位相のパルス電圧であって、当該オン期間は整流素子１６をオフさせるローレベルを示し、その他の期間はハイレベルを示す。
【００７４】
以下、スイッチング電源装置６０の動作について説明する。図１３は、スイッチング電源装置６０に入力が投入された後、定常動作を行なっている様子を示している。演算手段６４が各信号をサンプリングする周期は、スイッチング周期と同期してＴ（ｋ−１），Ｔ（ｋ），Ｔ（ｋ＋１）のように変化する。サンプリングのタイミングは、ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ），ｔ（ｋ＋１）、ｔ（ｋ＋２）である。
【００７５】
まず、図１２に示すように、ｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段６４が、自らｔ（ｋ）以前のタイミングに決定したオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ），ｔｏｆｆ（ｋ−１）と、ｔ（ｋ−１）のタイミングにサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ３１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、演算手段６４が入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ３２）。その後、オフ時間ｔｏｆｆ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、及び過去のオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）を上記の式（１３）に代入し、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の予測値であるＶｏ１（ｋ＋１）を算出する。（ステップＳ３３）。ここで、式（１３）はｔｏｆｆ，Ｖｉを含んでいないが、式（７），（１５）を用いてｕをｔｏｆｆとＶｉに展開すれば、予測値Ｖｏ１を算出可能であることが分かる。そして、上記の式（２４）を用いて、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後のオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）を算出する（ステップ３４）。
【００７６】
このようにして、演算手段６４は、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋２）で検出されるであろう出力電圧信号Ｖｏ及び出力微分値Ｖｄの関係が式（６）を充足するように、オフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）を算出する。
【００７７】
次に、駆動パルス生成手段６６が、ステップＳ３４で決定したオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）と固定値であるオン時間ｔｏｎに基づいて、タイミングｔ（ｋ＋１）後における駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ３５）。駆動パルスＶ１４は、サンプリング周期Ｔ（ｋ＋１）の中間時点を挟んで前後に等しい期間がオン時間ｔｏｎの期間に設定され、当該期間は主スイッチング素子１４をオンさせるハイレベルを示し、オン時間ｔｏｎの前後にオフ時間ｔｏｆｆ（ｋ＋１）の半分の期間が各々設けられ、当該期間は主スイッチング素子１４をオフさせるローレベルを示す。一方、駆動パルスＶ１６は、駆動パルスＶ１４と位相が逆転したパルス電圧であり、当該オン時間ｔｏｎの期間はローレベルを示し、その前後のｔｏｆｆ（ｋ＋１）の期間は整流素子１６をオンさせるハイレベルを示す。
【００７８】
スイッチング電源装置６０は、ステップＳ３１〜Ｓ３５を繰り返すことによって、図１３に示す動作を行い、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＦＭ制御される。スイッチング電源装置６０は、次回のサンプリングタイミング後のオフ時間ｔｏｆｆを算出するため、上記スイッチング電源装置１０と比較すると、制御動作にスイッチングの１周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置１０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置６０は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路２４を構成することができる。
【００７９】
次に、この発明の第五の実施形態のスイッチング電源装置７０について、図１４に基づいて説明する。ここで、第三の実施形態のスイッチング電源装置５０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置７０は、上記スイッチング電源装置５０と同様に、一般的な降圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出して出力の負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００８０】
しかし、スイッチング電源装置７０は、ＭＯＳ型ＦＥＴの整流素子１６に代えて、グランドから主スイッチング素子１４及び平滑インダクタ１８の接続点に向けて導通可能なダイオードである整流素子７２が設けられ、制御回路２４に代わる制御回路７４は、駆動パルス１４のみを出力するよう構成されている。整流素子７２は一方向にしか導通しないので、負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になると、平滑インダクタ１８の電流が連続せず、電流ゼロ期間が生じる。
【００８１】
制御回路７４は、上記スイッチング電源装置５０の制御回路２４の動作と異なり、図示しない演算手段等が、スイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオフに転じるタイミングでサンプリングを行って時比率δを算出する。このサンプリングタイミングは、電流ゼロ期間ではないので、出力微分値Ｖｄを利用した式（６）に基づく出力制御が不能になることはない。また、出力電流が小さくなって臨界点以下になると、式（２４）が成立しなくなるので、式（２４）と異なる特有の演算式に基づいて時比率δを算出する。そして、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングから開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する動作を行う。制御回路７４の上記以外の動作、すなわち、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出し、その時比率δはスイッチング周期一定の条件の下で算出される（ＰＷＭ制御を行う）という動作は、スイッチング電源装置５０の制御回路２４と同様である。
【００８２】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置７０は、整流素子７２としてダイオードが使用されているが、上記のスイッチング電源装置５０と同様の優れた作用効果を奏する。ただし、スイッチング電源装置７０は、いわゆる電流ゼロ期間が存在するため、図６で説明した第二の実施形態のスイッチング電源装置４０のように、制御回路７４に設けられた図示しない演算手段等が、入力電圧信号Ｖｉ等のサンプリングをスイッチング周期の半分の周期ごとに行い、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を主スイッチング素子１４のオン期間とする、という制御回路２４の構成を適用することができないので注意が必要である。
【００８３】
次に、この発明の第六の実施形態のスイッチング電源装置７６について、図１５に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置７０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置７６は、上記スイッチング電源装置７０と異なり、一般的な昇圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。また、主スイッチング素子１４のオフ期間は、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給も同時に行われる。
【００８４】
スイッチング電源装置７６は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止する点で、上記スイッチング電源装置７０と動作が異なる。従って、後述する制御回路７８の演算手段等がサンプリングを行うタイミングを主スイッチング素子のオフ期間に設定しないと、出力の制御が不能になる。さらに、整流素子７２は一方向にしか導通しないので、負荷２２に供給する出力電流が小さくなって臨界点以下になると、平滑インダクタ１８の電流が連続せず電流ゼロ期間が生じる。従って、当該サンプリングのタイミングを上記の電流ゼロ期間を除いた期間中に設定する必要がある。
【００８５】
制御回路７８は、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後（平滑インダクタ１８が励磁エネルギーを放出している状態）のタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、当該サンプリングタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する。また、当該演算手段が行う演算内容は、降圧チョッパ回路の式（２４）等とは異なる昇圧チョッパ回路特有の演算式で表される。特に、コンデンサ電流のスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得るので、この点を考慮した演算式を導出する必要がある。制御回路７８の上記以外の動作、すなわち、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出し、その時比率δはスイッチング周期一定の条件の下で算出される（ＰＷＭ制御を行う）という動作は、スイッチング電源装置７０の制御回路７４と同様である。
【００８６】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置７６は、昇圧チョッパ型の電力変換回路を備え、整流素子７２にダイオードを用いているが、上記のスイッチング電源装置７０と同様の優れた作用効果を奏する。
【００８７】
次に、この発明の第七の実施形態のスイッチング電源装置８０について、図１６に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置７６と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置８０は、上記スイッチング電源装置７６と異なり、一般的な昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によって内蔵する平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００８８】
スイッチング電源装置８０の場合、主スイッチング素子１４のオフ期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給が行われない点で、上記スイッチング電源装置７６と動作が異なる。しかし、出力の制御不能状態を回避するための条件は同様であり、後述する制御回路８２は、演算手段等がサンプリングを行うタイミングを主スイッチング素子のオフ期間であって、且つ、上記の電流ゼロ期間を除いた期間に設定する必要がある。
【００８９】
制御回路８２は、上記スイッチング電源装置７６の制御回路７８と同様に、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後のタイミングでサンプリングを行う。図示しない駆動パルス生成手段は、サンプリングのタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する。また、当該演算手段が行う演算内容は、昇圧チョッパ回路の演算式とは異なる昇降圧チョッパ回路特有の演算式が用いられる。特に、コンデンサ電流のスイッチング周期ごとの振幅成分が出力電圧設定の偏差の要因となり得るので、この点を考慮した演算式を導出する必要がある。
【００９０】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置８０は、昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えているが、上記のスイッチング電源装置７６と同様の優れた作用効果を奏する。
【００９１】
次に、この発明の第八の実施形態のスイッチング電源装置８４について、図１７に基づいて説明する。ここで、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置８４は、上記スイッチング電源装置１０の電力変換回路にトランス８６、整流側同期整流素子８８及び転流側同期整流素子８９が追加された、シングルエンディドフォワード型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ、トランス８６及び整流側同期整流素子８８を介して電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって平滑インダクタ１８を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間も、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって出力の負荷２２に電力供給し続ける動作を行う。従って、整流側同期整流素子８８を主スイッチング素子１４の駆動パルスＶ１４と同位相のパルス電圧で駆動し、転流側同期整流素子８９を駆動パルスＶ１４と逆位相の駆動パルスＶ１６で駆動することによって、上記スイッチング電源装置１０と同様の動作で出力電圧が制御される。
【００９２】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置８４は、シングルエンディッドフォワード型の電力変換回路を備えているが、降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置１０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。
【００９３】
次に、この発明の第九の実施形態のスイッチング電源装置９０について、図１８に基づいて説明する。ここで、第七の実施形態のスイッチング電源装置８０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９０は、上記スイッチング電源装置８０の電力変換回路にトランス８６が追加された、フライバック型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４のオン期間に、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ電力供給を停止し、入力直流電源１２によってインダクタンス素子であるトランス８６を励磁する。そして、主スイッチング素子１４のオフ期間に、トランス８６に蓄積された励磁エネルギーを、ダイオードである整流素子７２を介して出力に放出し、負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００９４】
制御回路８２は、上記スイッチング電源装置８０の制御回路８２と同様の動作を行う。すなわち、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、主スイッチング素子１４のスイッチング周期ごとに、主スイッチング素子１４がオンからオフに転じた直後のタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングの直前から開始する期間を主スイッチング素子１４のオフ期間とする駆動パルスＶ１４を生成する動作を行う。
【００９５】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置９０は、フライバック型の電力変換回路を備えているが、昇降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置８０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。
【００９６】
次に、この発明の第十の実施形態のスイッチング電源装置９２について、図１９に基づいて説明する。ここで、第五の実施形態のスイッチング電源装置７０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９２は、２つの主スイッチング素子１４ａ，１４ｂ、カップリングコンデンサ９４、トランス８６、ダイオードである２つの整流素子７２ａ，７２ｂ、平滑インダクタ１８及び平滑コンデンサ２０で構成された、一般的なハーフブリッジ型の電力変換回路を備えている。すなわち、この電力変換回路は、主スイッチング素子１４ａと１４ｂが制御回路９６から駆動パルスＶ１４ａ，Ｖ１４ｂを受け、スイッチング周期ごとに交互にオン・オフ制御される。主スイッチング素子１４ａ，１４ｂのオン期間は、入力直流電源１２から出力の負荷２２へ、トランス８６及び整流素子７２ａ，７２ｂを介して電力供給を行うと共に、入力直流電源１２によって平滑インダクタ１８を励磁する。主スイッチング素子１４ａ，１４ｂのオフ期間は、平滑インダクタ１８に蓄積された励磁エネルギーを放出することによって出力の負荷２２に電力供給する動作を行う。
【００９７】
制御回路９６は、上記スイッチング電源装置７０の制御回路７４の動作と同様に、出力の制御不能状態を回避すべく、図示しない演算手段等が、スイッチング周期ごとに主スイッチング素子１４ａ又は１４ｂがオフに転じるタイミングでサンプリングを行い、図示しない駆動パルス生成手段が、サンプリングのタイミングから開始する期間を主スイッチング素子１４ａ又は１４ｂのオフ期間とする駆動パルスＶ１４ａ，Ｖ１４ｂを生成する動作を行う。
【００９８】
以上の構成を備えたスイッチング電源装置９２は、複数の主スイッチング素子を有するハーフブリッジ型の電力変換回路を備えているが、降圧チョッパ型の電力変換回路を備えたスイッチング電源装置７０と同様の方法で制御が行われ、同様の優れた作用効果を奏する。また、プッシュプル型、フルブリッジ型、カスケードフォワード型等の多石式電力変換回路を備えたスイッチング電源装置も、スイッチング電源装置９２と同様の考え方で構成することができる。
【００９９】
次に、この発明の第十一の実施形態のスイッチング電源装置９８について、図２０に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置４０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置９８の電力変換回路の構成は、図６に示すスイッチング電源装置４０と同じく降圧チョッパ型である。
【０１００】
制御回路１００は、Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂ、オブザーバ１０２、演算手段１０４、及び駆動パルス生成手段４６で構成されている。すなわち、図４に示す上記スイッチング電源装置４０の制御回路２４の構成に加え、オブザーバ１０２が新設され、演算手段４４に代えてオブザーバ１０２に対応した動作を行う演算手段１０４が設けられている。また、平滑インダクタ１８のコイルの寄生抵抗１８ａを回路図上に明記した。この寄生抵抗１８ａは、出力電流Ｉｏが流れる経路に存在する寄生インピーダンスの一種でありこの実施形態では、出力電圧精度を向上させるため、寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓを含めて、演算手段１０４が時比率δを算出する。
【０１０１】
Ａ／Ｄ変換器４２ａ，４２ｂには、入力電圧及び出力電圧を検出したアナログ情報が入力され、所定のタイミングでサンプリングされ、デジタル情報に変換された入力電圧信号Ｖｉ、出力電圧信号Ｖｏを出力する。サンプリングは、主スイッチング素子１４のスイッチング周期の半分の周期ごとに行われ、そのタイミングは、主スイッチング素子１４がオンの期間、又は、平滑インダクタ１８がオンの期間に蓄えられた励磁エネルギーを出力に放出している期間における任意のタイミングである。
【０１０２】
オブザーバ１０２は、観測器とも呼ばれる状態変数の推定手段であって、特定の回路部分の検出値（測定値）を利用して、検出困難な箇所の動作状態を推定する機能を備えている。ここでは、検出が比較的容易な入力電圧信号Ｖｉ及び出力電圧信号Ｖｏと、当該サンプリングの直前に演算手段１０４が決定した時比率δとに基づいて、次のサンプリングタイミングで検出されるであろう出力電圧信号の推定値Ｖｏ２、及び、次のサンプリングタイミングにおける電圧降下成分の推定値Ｖｏｆｓ２を算出する。
【０１０３】
スイッチング電源装置９８の制御回路１００は、比較的安価な汎用デジタルＩＣを用いて構成されているため、演算手段１０４が行う演算処理等に要する時間が無視できない。従って、この演算手段１０４は、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、ここでは、オン時間とオフ時間の合計を常に一定にする条件を加え、スイッチング周期一定のＰＷＭ制御が行われるようにオンの時比率δを算出する。
【０１０４】
演算手段１０４は、検出値である入力電圧信号Ｖｉと、オブザーバ１０２の推定値である出力電圧信号Ｖｏ２及び電圧降下成分Ｖｏｆｓ２を、上述したスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングする。そして、これらの信号に基づいて所定の演算処理を行い、次回のサンプリングタイミング後の期間の時比率δを算出する。また、演算手段１０４は、以前に算出した時比率δ等をオブザーバ１０２に向けて出力する働きもする。
【０１０５】
以下、スイッチング電源装置９８の定常動作について、図２１のフローチャートに基づいて説明する。ここで、スイッチング電源装置９８の動作を示すタイムチャートは、上記スイッチング電源装置４０の動作を示す図７とほぼ同様に表されるので、参照するとよい。
【０１０６】
まず、オブザーバ１０２がｔ（ｋ）のタイミングで、ｔ（ｋ）以前のタイミングに演算手段１０４が決定した時比率δ（ｋ），δ（ｋ−１）を取得し、同じく、ｔ（ｋ）以前のタイミングに演算手段１０４がサンプリングしたＶｉ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−１）を取得する（ステップＳ４１）。同じくｔ（ｋ）のタイミングで、オブザーバ１０２が、検出値である入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）をサンプリングする（ステップＳ４２）。そして、オブザーバ１０２が、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）、時比率δ（ｋ）、及び過去の時比率δ（ｋ−１）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ−１）、出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１）に基づいて、ｔ（ｋ＋１）のタイミングの出力電圧信号の推定値Ｖｏ２（ｋ＋１）と電圧降下成分の推定値Ｖｏｆｓ２（ｋ＋１）を算出する（ステップＳ４３）。
【０１０７】
その後、演算手段１０４が、時比率δ（ｋ）、入力電圧信号Ｖｉ（ｋ）及び出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）と、推定値Ｖｏ２（ｋ＋１）及び電圧降下成分Ｖｏｆｓ（ｋ＋１）とを、次の式（２５）に代入し、次のサンプリングタイミングｔ（ｋ＋１）後の時比率δ（ｋ＋１）を算出する（ステップＳ４４）。
【数２５】
【数２６】
式（２５）は、右辺最終項に電圧降下成分Ｖｏｆｓを含んでおり、電圧降下成分Ｖｏｆｓは式（２６）のように定義され、平滑インダクタ１８の寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒ等で表わされる。式（２６）は、上述の式（２）である。式（２５）は、式（８）の「Vｏ（ｋ）」を「Ｖｏ（ｋ）＋Ｒ・Ｉｏ」に置き換え、上記と同様の考え方で導出できる。ここでは、出力電流Ｉｏ及び寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒを、平滑インダクタ１８のインダクタンスＬや平滑コンデンサ２０の容量Ｃ等の回路定数と同等に取り扱っており、電圧降下成分Ｖｏｆｓは複合定数として扱うことができる。
【０１０８】
そして、ステップＳ４４の後、駆動パルス生成手段４６が、演算手段１０４が算出した時比率δ（ｋ＋１）に基づき、タイミングｔ（ｋ＋１）後の駆動パルスＶ１４と駆動パルスＶ１６を生成する（ステップＳ４５）。
【０１０９】
スイッチング電源装置９８は、ステップＳ４１〜Ｓ４５を繰り返すことによって、出力電圧が目標値Ｖｒｅｆに等しくなるようにＰＷＭ制御される。演算手段１０４は、次回のサンプリングタイミング後の時比率δを算出するため、上記スイッチング電源装置４０と比較すると、制御動作にスイッチングの半周期分の時間遅れが生じるものの、十分に実用的な応答速度が確保される。また、出力電流Ｉｏが流れる経路に存在する寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓも考慮した出力電圧制御が行われるので、出力電圧の精度がさらに向上する。また、入力投入、入力急変及び負荷急変等の過渡的動作も、上記スイッチング電源装置４０の動作と基本的に同様であり、出力電圧が変化する際にオーバーシュートや振動が発生しない。このように、スイッチング電源装置９８は、比較的安価な中低速デジタルＩＣでも、優れた制御特性を備えた制御回路１００を構成することができる。
【０１１０】
次に、この発明の第十二の実施形態のスイッチング電源装置１０６について、図２２に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。スイッチング電源装置１０６の電力変換回路は、上記スイッチング電源装置１０と同じく降圧チョッパ回路である。また、制御回路１０８は、上記スイッチング電源装置１０の制御回路２４の演算手段２８に代えて、演算手段１１０が設けられている。また、平滑インダクタ１８のコイルの寄生抵抗１８ａを回路図上に明記した。ここでは、寄生抵抗１８ａに起因する電圧降下成分Ｖｏｆｓが大きいため出力電圧制御への影響が無視できず、出力電圧精度を向上させるため、演算手段１１０が時比率δを算出するときに考慮される。
【０１１１】
演算手段１１０は、上記スイッチング電源装置１０の制御回路２８と同様の動作を行い、さらに、演算手段１１０にデフォルト値として初期設定されている回路定数について定期的にパラメータ推定を行って更新し、回路定数の個体差、温度による変化又は経時的な変化を考慮した出力電圧制御を行う。回路定数とは、ここでは主スイッチング素子１４のスイッチング周期Ｔ、平滑インダクタ１８のインダクタンスＬ、平滑コンデンサ２０の容量Ｃ、出力電流Ｉｏ、寄生抵抗１８ａの抵抗値Ｒ及び電圧降下成分Ｖｏｆｓをいう。
【０１１２】
ここで、演算手段１１０に定義されているパラメータ推定用の評価関数Ｊ（Ｎ）ついて説明する。まず、上記の式（１３）に電圧降下成分Ｖｏｆｓを盛り込み、ｋ＋１をｋに、ｋをｋ−１に、ｋ−１をｋ−２にそれぞれ置き換えて、式（２７）を得る。
【数２７】
式（２７）に含まれる複合定数ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２，及び電圧降下成分である複合定数Ｖｏｆｓは、式（１６）〜式（１８）、式（２６）で定義されている。また、ｕ（ｋ−１），ｕ（ｋ−２）は、式（１５）と同様のものである。
【０１１３】
パラメータ推定は、インダクタンスＬ、容量Ｃ等の多数個の回路定数の単位、又はａ１，ａ２等の複合定数の単位でも行うことが可能であるが、ここでは、推定する複合定数の数を少なくして演算回数を減らすことにより、同等の推定精度を維持しつつ、演算手段１１０の処理の高速化を図っている。
【０１１４】
式（２７）の複合定数ａ１，ａ２，ｂ１，ｂ２を個々の回路定数で表わし、式（２８）に示す新たな複合定数ｐを定義すると、式（２７）を式（２９）のように変形することができる。式（２８）は、上述の式（１）である。
【数２８】
【数２９】
【０１１５】
式（２９）は、左辺に複合定数を含んでおらず、右辺第１項のカッコ内にも複合定数を含んでいない。そこで、左辺全体を、式（３０）のように複合信号ν１（ｋ）と表わし、右辺第１項のカッコ内を式（３１）のように複合信号ν２（ｋ）と表わす。すると、式（３２）が得られる。式（３０）、（３１）は、上述の式（４）、（５）である。
【数３０】
【数３１】
【数３２】
【０１１６】
次に、パラメータ推定のための評価関数を定義する。制御回路１０８の本来の目的は、出力電圧を高精度に制御することである。従って、出力電圧信号Ｖｏを基にしてパラメータ推定を行うことが望ましく、特に高精度にパラメータ推定を行うためには、タイミングｔ（ｋ）における検出値Ｖｏa（ｋ）と、それ以前に予測したタイミングｔ（ｋ）の予測値Ｖｏｂ（ｋ）との差を評価することとし、評価関数Ｊｘ（Ｎ）を式（３３）のように定義する方法が考えられる。
【数３３】
この場合、ｔ（１）〜ｔ（Ｎ）の各タイミングで得られる予測誤差を二乗したものの平均値を評価関数Ｊx（Ｎ）としている。
【０１１７】
しかし、制御回路１０８では、演算手段１１０の処理の高速化を図るため、複合定数の種類をさらに削減すると共に、単独の出力電圧信号Ｖｏの予測誤差に代えて、複数の出力電圧信号を組み合わせた複合信号ν１（ｋ）の予測誤差を用いる。すなわち、複合信号ν１を基にしてパラメータ推定を行うこととし、タイミングｔ（ｋ）における検出値ν１a（ｋ）と、それ以前に予測したタイミングｔ（ｋ）の予測値ν１ｂ（ｋ）との差（以下、予測誤差と称す。）を評価するため、式（３４）のように評価関数Ｊ（Ｎ）を定義している。
【数３４】
さらに、式（３４）は、予測値ν１ｂ（ｋ）を式（３２）の右辺に置き換えることによって、式（３５）のように表わすことができる。式（３５）は、上述の式（３）である。
【数３５】
【０１１８】
このとき、式（３４）に含まれるν１ａ（ｋ）は、式（３０）から分かるように、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）にサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２）により算出可能である。従って、複合信号ν１ａ（ｋ）は、現時点の検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）の項が含まれるので、式（３３）における検出値Ｖｏａ（ｋ）に相当するものといえる。
【０１１９】
また、式（３５）の複合信号ν２ｂ（ｋ）は、式（３１）から分かるように、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）にサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及び、タイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）の時比率として算出した時比率δ（ｋ−１），δ（ｋ−２）により算出可能である。従って、複合信号ν２ｂ（ｋ）を含む複合信号ν１ｂ（ｋ）は、現時点の検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ）を含まず、いずれも過去の検出値等だけから成るので、式（３３）における予測値Ｖｏｂ（ｋ）に相当するものといえる。
【０１２０】
次に、演算手段１１０が行うパラメータ推定の動作について、図２３に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０６は、図１〜図３を用いて説明したように、第一実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の定常動作を行い、定常動作と並行して演算手段１１０がパラメータ推定を行う。パラメータ推定は、図２３に示すように、スイッチング周期Ｔよりも十分長い周期Ｔａごとに１回行われ、その１回が期間Ｔｂの間に行われる。
【０１２１】
期間Ｔｂに入ると、まず、演算手段１１０が、Ｎ個の予測誤差を求めることができるように、期間Ｔｃの間にＮ回のサンプリング等を行って上記の各信号を取得する。次に、取得した各信号に基づき、Ｎ個の予測誤差の二乗の平均値である評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出する。そして、タイミングｔｄになると、従前の複合定数ｐ及びＶｏｆｓを新たに算出したものに更新する。従って、更新後は新たな複合定数ｐ及びＶｏｆｓに基づいて出力電圧制御が行われるので、図２３に示すように、出力電圧Ｖｏが従前の電圧Ｖ１から新たな電圧Ｖ２に変化する。
【０１２２】
上記の期間Ｔｂの動作は周期Ｔａごとに繰り返し行われ、定期的に複合定数ｐ及びＶｏｆｓが更新される。従って、制御回路１０８は常に適正な複合定数を用いて出力電圧制御を行うことができる。なお、式（３５）の評価関数Ｊ（Ｎ）を使用し、定期的に複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出する動作は、オフライン最小二乗法を用いたパラメータ推定の一種であるといえる。
【０１２３】
ここで、スイッチング電源装置１０６は、図２３に示すように、出力電圧信号Ｖｏ（１）〜Ｖｏ（Ｎ）をサンプリングする期間Ｔｃの間、出力電圧Ｖｏが電圧Ｖ１を挟んで上下に変動している。これは、演算手段１１０が、上記の定常動作を行うために時比率δを決定するに際して、パラメータ推定を行う期間Ｔｃの間、時比率δを僅かに拡散変動させていることによる。拡散変動とは、図２のフローチャートに従って算出した時比率δをランダム増減させることをいい、この拡散変動によって出力電圧ＶｏをΔＶｏだけ変動させることができる。従って、この演算手段１１０を用いて出力電圧Ｖｏを意図的に変動させることによって、複合定数ｐ及びＶｏｆｓの推定を、より高精度に行うことができる。
【０１２４】
なお、上記のパラメータ推定は、出力電圧Ｖｏの変動ΔＶｏが１ｍ〜１０ｍＶもあれば、一定以上の高い精度で行うことができるので、時比率δの拡散変動の幅を必要以上に大きくする必要はない。パラメータ推定の精度がさほど高くなくてよいときは、拡散変動を行わなくても構わない。
【０１２５】
以上説明したように、この実施形態のスイッチング電源装置１０６は、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０と同様の優れた作用効果を得ることができ、さらに、定期的にオフライン最小二乗法を用いたパラメータ推定を行うことによって回路定数の個体差、温度による変化又は経時的な変化を定期的に監視して適正な値に更新するので、高精度な出力電圧制御を継続して行うことができる。
【０１２６】
また、式（２７）と式（３３）を用いてパラメータ推定を行うことも可能であるが、その場合、推定する複合定数（ａ１，ａ２等）の種類が多くなるので、その分、パラメータ推定の処理にある程度の時間が掛かってしまう。それに対してこの演算手段１１０は、推定する複合定数が少ない（ｐ，Ｖｏｆｓの２種類のみ）ので、推定の処理を極めて高速に行うことができるという利点がある。
【０１２７】
なお、この発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、制御回路の演算手段に定義される制御関数式は、入力投入時等の出力電圧の変化の具合を調節するため、式（６）、式（２１）〜式（２３）のような直線的な関係式ではなく、図２４（ａ）に示すように曲線的な関係式にしてもよい。ただし、図２４（ｂ）のような、出力電圧の１つの値に対応する出力微分値が複数存在する制御関数式を使用すると、上述した演算手段の処理を適正に行うことができない。
【０１２８】
また、第一から第十の実施形態の説明で述べたように、制御回路の演算手段が主スイッチング素子のオン時間、オフ時間、時比率などを算出するとき、「スイッチング周期を一定にする」等の条件設定をすることが望ましい。それによって、時比率などを算出する演算式が、式（２０）のように比較的シンプルな形に表すことができるからである。この発明は、様々な電力変換回路のスイッチング電源装置に適用することができ、上記の条件設定は、個々の電力変換回路の動作に応じて適当な方法を選択することができる。
【０１２９】
例えば、スイッチング周期が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＷＭ制御（図３、図１０）、主スイッチング素子１４のオン時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御（図１３）、及び、主スイッチング素子１４のオフ時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御は、上記実施形態で例示した電力変換回路に適用可能である。特に、主スイッチング素子１４のオン時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御（図１３）は、いわゆる電流共振回路を備えた電力変換回路等の制御に好適である。
【０１３０】
また、実施形態として例示していないが、主スイッチング素子１４のオフ時間が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御も可能である。このＰＦＭ制御は、いわゆる電圧共振回路を備えた電力変換回路等の制御に好適である。また、スイッチングの１周期に対するオン時間の時比率が一定になることを条件としてオン時間及びオフ時間を決定するＰＦＭ制御も可能であり、例えば、上記実施形態で例示した昇圧チョッパ型、昇降圧チョッパ型、又はフライバック型の電力変換回路に適用し、意図的に電流ゼロ期間が生じるように動作させれば、ダイオードで成る整流素子のリカバリ電流の発生を防止し、スイッチングノイズや主スイッチング素子のクロス損失の発生を抑える効果を得ることができる。
【０１３１】
また、演算手段等がスイッチング周期に同期した周期でサンプリングし、駆動パルス生成手段がそのサンプリング周期の中間点を挟んで前後の期間を主スイッチング素子のオン期間又はオフ期間とする駆動パルスを生成する、という構成は（図３、図１３）、演算手段等がサンプリングするタイミングをいわゆる電流ゼロ期間以外の期間に設定することにより、上記実施形態で例示したいずれの電力変換回路にも適用可能である。当該構成によれば、演算手段が時比率などを算出する演算式が、例えば式（２０）のように比較的シンプルな一次式の形に表すことができて処理が簡単になり、また、演算手段等で多少の処理時間が生じたとしても、最大時比率Ｄｍａｘや最小時比率Ｄｍｉｎの設定を適宜調節すれば当該処理時間の影響をマスクすることも可能である。従って、比較的安価な中低速デジタルＩＣで、上記の制御回路を構成することができるという利点がある。
【０１３２】
また、演算手段等がスイッチング周期の半分の周期ごとの所定のタイミングでサンプリングし、所定の演算を行って次回のサンプリングタイミングまでの期間の時比率δを算出する、という構成は（図６）、演算手段等が主スイッチング素子のオン期間にもサンプリングを行われるので、昇圧チョッパ型、昇降圧チョッパ型、フライバック型等の電力変換回路には適用できないが、降圧チョッパ型、シングルエンディッドフォワード型、ハーフブリッジ型等の電力変換回路に適用が可能である。
【０１３３】
また、パラメータ推定を行って回路定数又は複合定数を更新する構成は、電力変換回路の形態や定常動作の形態によらず、適用することができる。ただし、上記の式（２７）〜式（３５）は降圧チョッパ回路に特有の式なので、他の電力変換回路にそのまま適用することができず、個別に式を導出する必要がある。また、パラメータ推定は、上記のオフライン最小二乗法を用いる以外にも、逐次最小二乗法、その他最小二乗法以外の公知の方法を使用してもよい。
【符号の説明】
【０１３４】
１０，４０，５０，６０，７０，７６，８０，８４，９０，９２，９８，１０６ スイッチング電源装置
１４，１４ａ，１４ｂ 主スイッチング素子
１６，７２，７２ａ，７２ｂ 整流素子
１８ 平滑インダクタ
２０ 平滑コンデンサ
２４，７４，７８，８２，９６，１００，１０８ 制御回路
２６ａ，２６ｂ，４２ａ，４２ｂ，５２ａ，５２ｂ，６２ａ，６２ｂ Ａ／Ｄ変換器
２８，４４，５４，６４，１０４，１１０ 演算手段
３０，４６，５６，６６ 駆動パルス生成手段
８６ トランス
８８ 整流側同期整流素子
８９ 転流側同期整流素子
９４ カップリングコンデンサ
１０２ オブザーバ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オン・オフ動作する主スイッチング素子を含む電力変換回路と、当該オン・オフ動作を制御することによって出力電圧を定電圧化する制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定する演算手段と、前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段とを有し、
前記演算手段には、出力電圧と、当該出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数として含み、当該２つの変数の関係を、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧がその出力電圧を定電圧化する目標値よりも低い範囲にあるときは、対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは、対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは、対応する出力微分値がゼロになるように規定する制御関数式が定義され、
前記演算手段は、
主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧を検出した入力電圧信号と、出力電圧を検出又は推定した出力電圧信号とをサンプリングし、
サンプリングした当該２つの信号に基づいて導出される次回又はそれ以降のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号及び出力微分値が前記制御関数式に規定される関係を満たすように、当該サンプリングタイミング以降のスイッチング周期における主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理を行い、
前記駆動パルス生成手段は、上記２つの信号のサンプリングタイミング以降のスイッチング周期において、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて前記主スイッチング素子をオン・オフさせるよう、駆動パルスを生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期ごとに行う請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給を止めて入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給をする動作を行い、
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングを、前記インダクタンス素子が励磁エネルギーを放出している期間に行う請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記駆動パルス生成手段は、前記各信号のサンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給をすると共に、入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、
前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給し続ける動作を行い、
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期の半分の周期で行い、
前記駆動パルス生成手段は、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、状態変数の推定手段であるオブザーバを備え、
前記オブザーバは、前記演算手段が入力電圧信号をサンプリングするタイミングで、当該入力電圧信号及び出力電圧を検出した出力電圧信号を入手すると共に、前記演算手段がその直前に決定したオン時間及びオフ時間を入手し、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号を推定する処理を行い、
前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う請求項１乃至５のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記オブザーバは、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号、及び出力電流が流れる経路に存在する寄生インピーダンスによる電圧降下成分を推定する処理を行い、
前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号及びオン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号及び前記電圧降下成分とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と出力微分値との関係を、負の傾きを有する一次関数で規定された請求項１乃至７のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と目標値の差が所定の値を超える範囲では、出力微分値が出力電圧によらず一定になるよう規定された請求項１乃至８のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、互いの合計時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記演算手段は、オフ時間を、オン時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記演算手段は、オン時間を、オフ時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最大時比率を超える関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最小時比率を下回る関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する請求項１０乃至１２のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、スイッチング周期に対するオンの時比率が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最大時間を超えたとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最小時間を下回ったとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する請求項１４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記演算手段は、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、前記演算手段がサンプリングした実際の出力電圧信号と、過去にオン時間及びオフ時間を決定したときに予想した当該サンプリングタイミングにおける出力電圧信号との差が小さくなるように更新する請求項１乃至１５のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１７】
複数の前記回路定数を組み合わせて成る複合定数が定義され、前記パラメータ推定は、当該複合定数の単位で行われる請求項１６記載のスイッチング電源装置。
【請求項１８】
前記回路定数又は前記複合定数に基づく前記パラメータ推定は、オフライン最小二乗法を用いて行われる請求項１６又は１７記載のスイッチング電源装置。
【請求項１９】
前記電力変換回路は、入力電圧を断続する前記主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフする整流素子と、前記整流素子の両端の断続電圧を平滑する平滑インダクタ及び平滑コンデンサとを備えた降圧チョッパ回路であり、
前記演算処理回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周期Ｔ、前記平滑インダクタのインダクタンスＬ、前記平滑コンデンサの容量Ｃ、前記出力電流Ｉｏ、前記平滑インダクタの寄生抵抗の抵抗値Ｒを用いて次式（１）、（２）で定義される前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓがデフォルト値として初期設定され、
前記演算手段は、電源動作中に前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓをパラメータ推定によって定期的に更新し、
前記パラメータ推定は、前記演算手段が、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとにサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及びタイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとの時比率として算出したδ（ｋ−１），δ（ｋ−２）の各値を取得し、前記各値を含む以下の式（３）〜式（５）により表される評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出することによって行われる請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項２０】
前記演算手段は、前記パラメータ推定を行うタイミングごとに、上記の演算処理を経て決定されるオン時間及びオフ時間を僅かに拡散変動させ、当該拡散変動によって出力電圧が変動している期間中に各信号のサンプリングを行って、前記パラメータ推定を行う請求項１６乃至１９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
オン・オフ動作する主スイッチング素子を含む電力変換回路と、当該オン・オフ動作を制御することによって出力電圧を定電圧化する制御回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、前記主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を決定する演算手段と、前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段とを有し、
前記演算手段には、出力電圧と、当該出力電圧の変化を示す出力微分値とを変数として含み、当該２つの変数の関係を、出力電圧の一つの値に対応する出力微分値が一つだけ存在する連続関数式であって、出力電圧がその出力電圧を定電圧化する目標値よりも低い範囲にあるときは、対応する出力微分値が正の値になり、出力電圧が目標値よりも高い範囲にあるときは、対応する出力微分値が負の値になり、出力電圧が目標値に等しいときは、対応する出力微分値がゼロになるように規定する制御関数式が定義され、
前記演算手段は、
主スイッチング素子のスイッチング周期に同期したタイミングで、入力電圧を検出した入力電圧信号と、出力電圧を検出又は推定した出力電圧信号とをサンプリングし、
サンプリングした当該２つの信号に基づいて導出される次回又はそれ以降のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号及び出力微分値が前記制御関数式に規定される関係を満たすように、当該サンプリングタイミング以降のスイッチング周期における主スイッチング素子のオン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理を行い、
前記駆動パルス生成手段は、上記２つの信号のサンプリングタイミング以降のスイッチング周期において、前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間に基づいて前記主スイッチング素子をオン・オフさせるよう、駆動パルスを生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期ごとに行う請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給を止めて入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給をする動作を行い、
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングを、前記インダクタンス素子が励磁エネルギーを放出している期間に行う請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記駆動パルス生成手段は、前記各信号のサンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該サンプリング周期の中間時点を挟んで前後に等しい期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電力変換回路は、前記主スイッチング素子のオン期間に、入力直流電源から出力への電力供給をすると共に、入力直流電源によって内蔵するインダクタンス素子を励磁し、
前記主スイッチング素子のオフ期間に、前記インダクタンス素子に蓄積された励磁エネルギーを出力に放出して電力供給し続ける動作を行い、
前記演算手段は、前記各信号のサンプリングと、オン時間及びオフ時間のうちの少なくとも一方を算出する演算処理とを、前記主スイッチング素子のスイッチング周期の半分の周期で行い、
前記駆動パルス生成手段は、スイッチングの１周期の中の２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオン期間とする駆動パルスを生成し、又は、当該２回目のサンプリングタイミングを挟んで前後の期間を前記主スイッチング素子のオフ期間とする駆動パルスを生成する請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記制御回路は、状態変数の推定手段であるオブザーバを備え、
前記オブザーバは、前記演算手段が入力電圧信号をサンプリングするタイミングで、当該入力電圧信号及び出力電圧を検出した出力電圧信号を入手すると共に、前記演算手段がその直前に決定したオン時間及びオフ時間を入手し、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号を推定する処理を行い、
前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う請求項１乃至５のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記オブザーバは、入手した入力電圧信号、出力電圧信号、オン時間及びオフ時間に基づいて、次のサンプリングタイミングにおける出力電圧信号、及び出力電流が流れる経路に存在する寄生インピーダンスによる電圧降下成分を推定する処理を行い、
前記演算手段は、当該入力電圧信号、出力電圧信号及びオン時間及びオフ時間と、前記オブザーバが推定した出力電圧信号及び前記電圧降下成分とをサンプリングし、それらに基づいて上記の演算処理を行う請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と出力微分値との関係を、負の傾きを有する一次関数で規定された請求項１乃至７のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記演算手段に定義された制御関数式は、出力電圧と目標値の差が所定の値を超える範囲では、出力微分値が出力電圧によらず一定になるよう規定された請求項１乃至８のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、互いの合計時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記演算手段は、オフ時間を、オン時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記演算手段は、オン時間を、オフ時間が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最大時比率を超える関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間が、オンの時比率として可変可能な最小時比率を下回る関係にあるとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時比率で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する請求項１０乃至１２のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記演算手段は、オン時間及びオフ時間の双方を、スイッチング周期に対するオンの時比率が一定になるように算出する請求項１乃至９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最大時間を超えたとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最大時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成し、
前記演算手段が決定したオン時間及びオフ時間の合計値が、可変可能な最小時間を下回ったとき、前記駆動パルス生成手段は、当該最小時間で前記主スイッチング素子をオン・オフさせる駆動パルスを生成する請求項１４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記演算手段は、デフォルト値として初期設定されている回路定数についてパラメータ推定を行い、前記演算手段がサンプリングした実際の出力電圧信号と、過去にオン時間及びオフ時間を決定したときに予想した当該サンプリングタイミングにおける出力電圧信号との差が小さくなるように更新する請求項１乃至１５のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【請求項１７】
複数の前記回路定数を組み合わせて成る複合定数が定義され、前記パラメータ推定は、当該複合定数の単位で行われる請求項１６記載のスイッチング電源装置。
【請求項１８】
前記回路定数又は前記複合定数に基づく前記パラメータ推定は、オフライン最小二乗法を用いて行われる請求項１６又は１７記載のスイッチング電源装置。
【請求項１９】
前記電力変換回路は、入力電圧を断続する前記主スイッチング素子と、前記主スイッチング素子と相補的にオン・オフする整流素子と、前記整流素子の両端の断続電圧を平滑する平滑インダクタ及び平滑コンデンサとを備えた降圧チョッパ回路であり、
前記演算処理回路には、前記主スイッチング素子のスイッチング周期Ｔ、前記平滑インダクタのインダクタンスＬ、前記平滑コンデンサの容量Ｃ、前記出力電流Ｉｏ、前記平滑インダクタの寄生抵抗の抵抗値Ｒを用いて次式（１）、（２）で定義される前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓがデフォルト値として初期設定され、
前記演算手段は、電源動作中に前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓをパラメータ推定によって定期的に更新し、
前記パラメータ推定は、前記演算手段が、タイミングｔ（ｋ），ｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとにサンプリングした検出値である出力電圧信号Ｖｏ（ｋ），Ｖｏ（ｋ−１），Ｖｏ（ｋ−２），Ｖｉ（ｋ−１），Ｖｉ（ｋ−２）、及びタイミングｔ（ｋ−１），ｔ（ｋ−２）ごとの時比率として算出したδ（ｋ−１），δ（ｋ−２）の各値を取得し、前記各値を含む以下の式（３）〜式（５）により表される評価関数Ｊ（Ｎ）が最小になる前記複合定数ｐ及びＶｏｆｓを算出することによって行われる請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項２０】
前記演算手段は、前記パラメータ推定を行うタイミングごとに、上記の演算処理を経て決定されるオン時間及びオフ時間を僅かに拡散変動させ、当該拡散変動によって出力電圧が変動している期間中に各信号のサンプリングを行って、前記パラメータ推定を行う請求項１６乃至１９のいずれか記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【公開番号】特開２０１３−３１２３５（Ｐ２０１３−３１２３５Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６３４９３（Ｐ２０１１−１６３４９３）
【出願日】平成２３年７月２６日（２０１１．７．２６）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２６日（２０１１．７．２６）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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