モータの駆動装置
【課題】電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、SRモータを当該インバータで駆動することでSRモータの高効率化を図ることを課題とする。
【解決手段】電流源を実現する電圧チョッパ回路10と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータ20とを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路40を接続する。
【解決手段】電流源を実現する電圧チョッパ回路10と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータ20とを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路40を接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、モータの駆動装置に関する。
【背景技術】
【0002】
交流モータの駆動には直流を交流に変換するインバータが広く用いられている。その大多数は電圧型インバータであり、直流電圧をスイッチングすることにより任意の交流電圧に変換するものである。
【0003】
交流モータの出力トルクは通電電流に比例するため、通常は電圧型インバータで電流を制御して駆動される。その際、トルクリップルを減らすために、モータの発生磁束をなるべく正弦波に近づけ、かつ電流は正弦波に制御される。
【0004】
一方、直流電流をスイッチングして、疑似的な正弦波電流が通流可能な電流型インバータも存在する。しかしながら、電流型インバータは電圧型インバータで用いるスイッチング素子に加えて、電源への電流還流防止ダイオードが必要となるため一般的にはあまり用いられていない。
【0005】
また、電流型インバータは通常電圧源(負荷にコンデンサを含むもの)駆動に用いられており、モータのような電流源負荷(負荷にインダクタンスを含むもの)の駆動は電流変化時の誘起電圧が理想的には無限大となるために用いられていない。
【0006】
一方、交流モータは大きく分類して、誘導機、同期機とスイッチドリラクタンス機(以下、SRモータとする)に分類できる。特に、SRモータは高速回転可能であり、回転子が鉄だけで構成可能なために低コスト化ができるモータである。
【0007】
通常、SRモータには非対称ブリッジのインバータが用いられ、パルス状の電流を印加すればよいが、前述したようにパルス上の電流は実現困難であるため、パルス状の電圧を印加して電流を制御する方法が用いられていた(特許文献1)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【特許文献1】特開平10−023778号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
しかしながら、従来技術である電流型インバータでモータのようなインダクタンス負荷を駆動する場合、電流の時間変化に比例してモータの両端に誘起電圧が発生する。特に、方形波電流を通流した場合には、電流の時間変化は無限大となるために、その誘起電圧も無限大となる。そのためにインバータを駆動する半導体素子の電圧定格を超えてしまい、半導体素子が破壊されてしまうという問題点があった。
【0010】
また、SRモータの駆動方法では、疑似的に方形波電流を実現するために電流ヒステリシス制御が用いられているが、電圧が十分高くない場合には電流の立ち上がりが遅くなり、実際に電流が必要なモータ位置よりも前から電流を通電する必要があり、銅損の増加を招いていた。
【0011】
また、電流を遮断する際にも瞬時に遮断できず、オン時と同様に銅損の増加を招いており、さらには負のトルクを発生する原因ともなっていた。さらに、一定電流を通流するための電流ヒステリシス制御においては、電流リップルを小さくするためにはスイッチング周波数を増加させる必要があり、スイッチング損失の増加を招いていた。
【0012】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、SRモータを当該インバータで駆動することでSRモータの高効率化を図ることを解決課題とする。
【課題を解決するための手段】
【0013】
以上の課題を解決するため、本発明に係るモータの駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ回路と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路とを備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続されることを特徴とする。
【0014】
本発明によれば、電圧チョッパ回路に流れる電流を制御することにより、擬似的な直流電流源を実現し、クランプ回路を備えた電流型インバータにより電流の極性を正負選択可能にし、電流型インバータのクランプ回路に並列に負荷回路を接続することにより、モータの各相に方形波電流を通電することができる。
【0015】
本発明においては、前記クランプ回路に備えられたスイッチを半導体デバイスとして、コンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することもできる。
【0016】
本発明によれば、クランプ回路に備えられたスイッチとコンデンサが負荷回路と並列に接続され、かつ、コンデンサの電圧をスイッチにより制御することで、方形波電流がインダクタンスに通流されたときに発生する誘起電圧をコンデンサ電圧に抑えることができ、半導体素子を破壊することなく、モータに方形波電流が通流可能となる。
【0017】
本発明は、前記電流型インバータに用いる半導体素子として、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプとすることもできる。本発明によれば、ノーマリーオンタイプの半導体素子を用いることで、半導体素子を制御するドライブ回路が故障した際にも直流電流が遮断されることがなく、装置全体の信頼性を向上させることができる。
【0018】
本発明は、前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することもできる。本発明によれば、上記駆動回路でSRモータを駆動することにより、トルクが必要なときだけ電流を通電することができ、銅損を低減させることができる。さらに、SRモータのインダクタンスの変化が一定の時に、一定電流を通流可能なため、トルクリップルを低減できる。また、3相のみならず、4相、5相駆動にもブリッジ回路を追加するだけで対応できる。
【0019】
本発明は、前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路において、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンするようにすることもできる。本発明によれば、各相非対称ブリッジはスイッチング回数の少ない方形波駆動で駆動され、例えば、3相であれば120度の期間をオン、4相であれば90度の期間をオンすることで、スイッチング損失を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】本発明の一実施形態に係るモータの駆動回路を示す図である。
【図2】図1の駆動回路における電圧チョッパのスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。
【図3】図1の駆動回路における電圧チョッパの直流電流Ibusの波形を示すタイムチャートである。
【図4】図1の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードの電流Ireturnの波形を示すタイムチャートである。
【図5】図1の駆動回路における電圧チョッパの電流Ipowerの波形を示すタイムチャートである。
【図6】図1の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードに印加される電圧Vbusの波形を示すタイムチャートである。
【図7】図1の駆動回路における電圧チョッパのインダクタンスに印加される電圧VbusLのむ形を示すタイムチャートである。
【図8】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動回路を示す図である。
【図9】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。
【図10】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図11】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図12】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のコンデンサに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図13】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図14】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図15】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図16】図1の駆動回路における電圧クランプ回路の電圧センサの検出電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図17】図1の駆動回路における負荷部の駆動波形を示すタイムチャートである。
【図18】図1の駆動回路における負荷部の直流電流の波形を示すタイムチャートである。
【図19】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図20】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図21】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図22】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図23】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図24】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図25】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図26】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図27】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図28】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図29】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図30】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図31】図1の駆動回路における負荷部のバス電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図32】図1の駆動回路における負荷部のU相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図33】図1の駆動回路における負荷部のV相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図34】図1の駆動回路における負荷部のW相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図35】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相のスイッチに印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図36】図1の駆動回路における負荷部のU相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図37】図1の駆動回路における負荷部のV相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図38】図1の駆動回路における負荷部のW相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図39】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図40】本発明の一実施形態におけるモータ駆動回路の動作例を説明するための拡大部分を示す図である。
【図41】図40における拡大部分の各スイッチの動作波形を示すタイムチャートである。
【図42】図40における拡大部分の電流源部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。
【図43】図40における拡大部分の電流源部における還流ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図44】図40における拡大部分の電流源部における電圧源側から発生する電流の波形を示すタイムチャートである。
【図45】図40における拡大部分のクランプ部におけるスイッチSに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図46】図40における拡大部分のクランプ部におけるスイッチRに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図47】図40における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図48】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。
【図49】図40における拡大部分の負荷部におけるV相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図50】図40における拡大部分の負荷部におけるW相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図51】図40における拡大部分の負荷部におけるW相ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図52】図40における拡大部分の負荷部におけるV相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図53】図40における拡大部分の負荷部におけるW相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図54】図40における拡大部分の電源部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。
【図55】図40における拡大部分の電源部における整流インダクタにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図56】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチSにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図57】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチRにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図58】図40における拡大部分の電源部におけるクランプコンデンサ電圧を示すタイムチャートである。
【図59】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチScにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図60】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。
【図61】図40における拡大部分の負荷部におけるU相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図62】図40における拡大部分の負荷部におけるV相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図63】図40における拡大部分の負荷部におけるW相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図64】図40における拡大部分の負荷部におけるV相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図65】図40における拡大部分の負荷部におけるW相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図66】図40における拡大部分の負荷部におけるSw_SとSw_Rの動作を示すタイムチャートである。
【図67】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電流を示すタイムチャートである。
【図68】図40における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサの電圧センサの検出波形を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0021】
以下、この発明の好適な実施の形態を、添付図面等を参照しながら詳細に説明する。ただし、各図において、各部の寸法および縮尺は、実際のものと適宜に異ならせてある。また、以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。
【0022】
[実施形態]
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動回路を示す図である。図1に示すように、本実施形態のモータ駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ(Current Source generation circuit)10と、この電圧チョッパ10に直列に、電圧をクランプして電流極性を制御できる電流型インバータ(Voltage clamp circuit)20が接続されている。また、電流型インバータ20の負荷には、スイッチとコンデンサからなるクランプ回路が直列に接続される。クランプ回路に並列に、モータ各相の駆動回路(Load inverter circuit)30が接続される。図1の駆動回路は、SRモータ駆動用の非対称ブリッジを示してあるが、誘導機や同期機を駆動する場合には相数分だけHブリッジインバータが接続される。
【0023】
図1に示すように、電圧チョッパ10は、電圧源11と、還流ダイオード12と、整流インダクタ13と、電流センサ14と、スイッチSSとから構成される。
【0024】
電圧チョッパのスイッチSSは電流センサ14で取得した電流信号IBUSにより図2に示すようにオン,オフし,スイッチSsは図8に示す駆動回路により駆動される。スイッチSw_Ssの駆動回路は、図8に示すように、コンパレータ50、リミッタ51、PIコントローラ52、加算器53、および、三角波発生回路54を備える。流したい電流よりもIbusが大きければSSをオフし、逆にIbusが流したい電流よりも小さければSSをオンするようにPWM制御され、図3に示すような直流電流を発生させる。また、還流ダイオード12には図4に示すような電流が流れ、電圧源11からは図5に示すような電流が発生する。さらに、電圧チョッパ10におけるバス電圧は図6に示すような波形となり、整流インダクタにかかる電圧は図7に示すようになる。
【0025】
電流型インバータ20は、スイッチSw_S、Sw_R、Sw_Sc、および、クランプコンデンサ21と、電圧センサ22を備える。スイッチSw_S、Sw_R、Sw_Scは、図8に示す駆動回路で駆動され、NOT回路60、AND回路61、コンパレータ62、63を備える。
これらのスイッチの駆動回路において,図66に示すようにスイッチSw_RとスイッチSw_Scは同条件で駆動され,スイッチSw_RとスイッチSw_Sは互いに反対の動作をする。スイッチSw_RとスイッチSw_Scは図67に示すように電流センサから取得した信号IDCが正のとき,すなわちモータ側に電流を供給しているときで,かつ図68に示すようにコンデンサの電圧Vcが設定値150Vを超えた場合にオンとなり,コンデンサにたまった電荷をスイッチSw_Sc, Sw_Rを通して放出する。このときスイッチSw_Sはオフとなるように動作する。
【0026】
モータの駆動回路30に正方向(図1の上から下)の電流を通電したい場合は、図9に示すように、電流型インバータのスイッチSをオンし、スイッチRはオフ、負方向の電流を通電したい場合はスイッチSをオフし、スイッチRをオンする。したがって、モータの駆動回路30の直流電流IDCは電流が相から相へ切り替えるとき以外は直流電流IBUSと同じとなる。
【0027】
なお、上記スイッチSw_Sには図10に示すような電流が流れ、上記スイッチSw_Rには、図11に示すような電流が流れる。さらに、クランプコンデンサ21には、図12に示すような電流が流れる。
【0028】
また、上記スイッチSw_Sには図13に示すような電圧が印加され、上記スイッチSw_Rには、図14に示すような電圧が印加される。さらに、クランプコンデンサ21に接続されたスイッチSw_Scには、図15に示すような電圧が印加される。また、クランプコンデンサ21には図16に示すような電圧が印加される。
【0029】
モータの駆動回路30は、スイッチSw_U、Sw_V、Sw_Wとを備え、モータの各相の駆動負荷回路40が接続されている。各スイッチSw_U、Sw_V、Sw_Wには、図17に示すような信号が印加される。
【0030】
電流を相から相へ(例えば、U相からV相へ)切り替える時は、電流の時間変化率が無限大となるために、モータのインダクタンスにより過大な誘起電圧が発生するが、負荷電圧はクランプ回路に並列であり、かつ、クランプ回路の電圧Vcは電圧センサ22により測定されており、コンデンサ電圧が指令値以上のときは、クランプ回路のスイッチSw_Scをオンすることにより、コンデンサ21の電荷を放出し、また、コンデンサ電圧が指令値以下のときは電荷をコンデンサ21に蓄積することにより、駆動回路30の電圧はコンデンサ電圧にクランプされる。
【0031】
なお、駆動回路30には図18に示すようなバス電流が流れる。また、U相スイッチSw_Uには図19に示すような電流が流れ、V相スイッチSw_Vには図20に示すような電流が流れる。また、W相スイッチSw_Wには図21に示すような電流が流れる。これらの各相のスイッチの電流の関係は図22に示すようになる。また、U相ダイオードには図23に示すような電流が流れ、V相ダイオードには図24に示すような電流が流れる。また、W相ダイオードには図25に示すような電流が流れる。これらの各相のダイオードに流れる電流の関係は図26に示すようになる。
【0032】
さらに、U相の負荷には図27のような電流が流れ、V相の負荷には図28のような電流が流れる。また、W相の負荷には図29のような電流が流れる。各相の負荷に流れる電流の関係は図30に示すようになり、本発明によれば、方形波電流を印加することができる。
【0033】
なお、モータの駆動回路30のバス電圧は図31に示すようになり、U相スイッチにかかる電圧は図32に示すようになる。また、V相スイッチにかかる電圧は図33のようになり、W相スイッチにかかる電圧は図34に示すようになる。これらの各相スイッチにかかる電圧の関係は、図35に示すようになる。
【0034】
また、U相負荷にかかる電圧は図36に示すようになり、V相負荷にかかる電圧は図37のようになる。W相負荷かかる電圧は図38に示すようになる。これらの各相にかかる電圧の関係は、図39に示すようになる。
【0035】
[動作例]
次に、本実施形態の動作例を図40〜図68に基づいて説明する。図40ではモータの電流をW相からV相,そしてU相に順番に通流している状態を示している。SW_RとSW_Sは相の切り替え時に動作する。図41は図40においてW相からV相に電流を切り替えている状態の拡大図である。図41では[1]から[4]までの4つのモードを示しており,[1]はSw_Ssがオフ,Sw_Sがオンの状態,[2]はSw_Ssがオンの状態,[3]は切り替え直後の状態でIdcが負に流れる状態,[4]はスイッチSw_Rがオンの状態である。図42に示すように直流電流IbusはスイッチSw_Ssにより制御されているので一定値となっており,[2]の状態であるSw_Ssがオンするときのみ図43,
図44に示すように電源からIpowerが供給され,ダイオードの電流Ireturnが減少する。電流がW相からV相に切り替わるとき,すなわち[1]から[3]の状態に切り替わるとき,図53および図52に示すようにW相の電流Isrm_Wは一次的に減少し,V相の電流Isrm_Vが一次的に上昇する。このときW相に発生する誘起電圧により図47に示すコンデンサ電流Icが上昇し,図48に示すようにIdcが負の値となる。その結果図68に示したコンデンサ電圧Vcが上昇し,Idcが正の値となったときに図66に示すようにスイッチSw_Rがオンしてコンデンサ電圧を放電し,電流を図52に示すV相に流していき,コンデンサ電圧が設定値の150VになるとスイッチSw_RがオフしてW相からV相の転流が終了する。この切り替え区間において,図54〜図65に示した各部の電圧はいずれも設定値を超えることは無く,電圧が正常に制御されスイッチを保護しつつ高速の電流応答が実現される。
【0036】
なお、電流型インバータには、例えば、SiC-SITに代表されるノーマリーオンのスイッチを用いることで、電流型インバータのスイッチをドライブする回路が万が一誤動作した際も、電圧チョッパから通流される直流電流は遮断されることなくスイッチSスイッチRを通って電源側に戻るため、回路が破壊されない。また、SiCデバイスは低オン抵抗素子なので、通電時のオン損失を低減することができる。
【0037】
また、電流遮断時には、電流が0になるまでにさらに多くの時間がかかっており、銅損がさらに増加する。したがって、方形波電流を通電することにより、モータの高効率化が達成できる。さらに、電流を制御するためにスイッチを交互にオン/オフするヒステリシス制御が用いられるが、スイッチング回数が多くなるためにスイッチング損失が増加する。当該回路で駆動した場合は、駆動回路のスイッチをオンにすれば、一定電流が通流されるため、スイッチング損失を低減できる。
【0038】
また、SRモータの発生トルクは、下記式(1)のように、電流の瞬時値とインダクタンスの変化分の積に比例する。
T=1/2・dL/dθ・i2・・・(1)
したがって、インダクタンス変化が一定のときに一定電流を通流することで、トルクリップルを低減できる。
【0039】
なお、上述の実施形態では、本発明の駆動回路をSRモータに対して適用した例につて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。PMモータやIMモータにも適用可能である。この場合には、非対称ブリッジではなく、Hブリッジを用いるようにすればよい。
【符号の説明】
【0040】
10…電圧チョッパ)、20…クランプ回路、30…単相ブリッジ電流型インバータ回路、40…モータの各相の駆動回路
【技術分野】
【0001】
本発明は、モータの駆動装置に関する。
【背景技術】
【0002】
交流モータの駆動には直流を交流に変換するインバータが広く用いられている。その大多数は電圧型インバータであり、直流電圧をスイッチングすることにより任意の交流電圧に変換するものである。
【0003】
交流モータの出力トルクは通電電流に比例するため、通常は電圧型インバータで電流を制御して駆動される。その際、トルクリップルを減らすために、モータの発生磁束をなるべく正弦波に近づけ、かつ電流は正弦波に制御される。
【0004】
一方、直流電流をスイッチングして、疑似的な正弦波電流が通流可能な電流型インバータも存在する。しかしながら、電流型インバータは電圧型インバータで用いるスイッチング素子に加えて、電源への電流還流防止ダイオードが必要となるため一般的にはあまり用いられていない。
【0005】
また、電流型インバータは通常電圧源(負荷にコンデンサを含むもの)駆動に用いられており、モータのような電流源負荷(負荷にインダクタンスを含むもの)の駆動は電流変化時の誘起電圧が理想的には無限大となるために用いられていない。
【0006】
一方、交流モータは大きく分類して、誘導機、同期機とスイッチドリラクタンス機(以下、SRモータとする)に分類できる。特に、SRモータは高速回転可能であり、回転子が鉄だけで構成可能なために低コスト化ができるモータである。
【0007】
通常、SRモータには非対称ブリッジのインバータが用いられ、パルス状の電流を印加すればよいが、前述したようにパルス上の電流は実現困難であるため、パルス状の電圧を印加して電流を制御する方法が用いられていた(特許文献1)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0008】
【特許文献1】特開平10−023778号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0009】
しかしながら、従来技術である電流型インバータでモータのようなインダクタンス負荷を駆動する場合、電流の時間変化に比例してモータの両端に誘起電圧が発生する。特に、方形波電流を通流した場合には、電流の時間変化は無限大となるために、その誘起電圧も無限大となる。そのためにインバータを駆動する半導体素子の電圧定格を超えてしまい、半導体素子が破壊されてしまうという問題点があった。
【0010】
また、SRモータの駆動方法では、疑似的に方形波電流を実現するために電流ヒステリシス制御が用いられているが、電圧が十分高くない場合には電流の立ち上がりが遅くなり、実際に電流が必要なモータ位置よりも前から電流を通電する必要があり、銅損の増加を招いていた。
【0011】
また、電流を遮断する際にも瞬時に遮断できず、オン時と同様に銅損の増加を招いており、さらには負のトルクを発生する原因ともなっていた。さらに、一定電流を通流するための電流ヒステリシス制御においては、電流リップルを小さくするためにはスイッチング周波数を増加させる必要があり、スイッチング損失の増加を招いていた。
【0012】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、SRモータを当該インバータで駆動することでSRモータの高効率化を図ることを解決課題とする。
【課題を解決するための手段】
【0013】
以上の課題を解決するため、本発明に係るモータの駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ回路と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路とを備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続されることを特徴とする。
【0014】
本発明によれば、電圧チョッパ回路に流れる電流を制御することにより、擬似的な直流電流源を実現し、クランプ回路を備えた電流型インバータにより電流の極性を正負選択可能にし、電流型インバータのクランプ回路に並列に負荷回路を接続することにより、モータの各相に方形波電流を通電することができる。
【0015】
本発明においては、前記クランプ回路に備えられたスイッチを半導体デバイスとして、コンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することもできる。
【0016】
本発明によれば、クランプ回路に備えられたスイッチとコンデンサが負荷回路と並列に接続され、かつ、コンデンサの電圧をスイッチにより制御することで、方形波電流がインダクタンスに通流されたときに発生する誘起電圧をコンデンサ電圧に抑えることができ、半導体素子を破壊することなく、モータに方形波電流が通流可能となる。
【0017】
本発明は、前記電流型インバータに用いる半導体素子として、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプとすることもできる。本発明によれば、ノーマリーオンタイプの半導体素子を用いることで、半導体素子を制御するドライブ回路が故障した際にも直流電流が遮断されることがなく、装置全体の信頼性を向上させることができる。
【0018】
本発明は、前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することもできる。本発明によれば、上記駆動回路でSRモータを駆動することにより、トルクが必要なときだけ電流を通電することができ、銅損を低減させることができる。さらに、SRモータのインダクタンスの変化が一定の時に、一定電流を通流可能なため、トルクリップルを低減できる。また、3相のみならず、4相、5相駆動にもブリッジ回路を追加するだけで対応できる。
【0019】
本発明は、前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路において、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンするようにすることもできる。本発明によれば、各相非対称ブリッジはスイッチング回数の少ない方形波駆動で駆動され、例えば、3相であれば120度の期間をオン、4相であれば90度の期間をオンすることで、スイッチング損失を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【0020】
【図1】本発明の一実施形態に係るモータの駆動回路を示す図である。
【図2】図1の駆動回路における電圧チョッパのスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。
【図3】図1の駆動回路における電圧チョッパの直流電流Ibusの波形を示すタイムチャートである。
【図4】図1の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードの電流Ireturnの波形を示すタイムチャートである。
【図5】図1の駆動回路における電圧チョッパの電流Ipowerの波形を示すタイムチャートである。
【図6】図1の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードに印加される電圧Vbusの波形を示すタイムチャートである。
【図7】図1の駆動回路における電圧チョッパのインダクタンスに印加される電圧VbusLのむ形を示すタイムチャートである。
【図8】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動回路を示す図である。
【図9】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。
【図10】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図11】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図12】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のコンデンサに流れる電流波形を示すタイムチャートである。
【図13】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図14】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図15】図1の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図16】図1の駆動回路における電圧クランプ回路の電圧センサの検出電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図17】図1の駆動回路における負荷部の駆動波形を示すタイムチャートである。
【図18】図1の駆動回路における負荷部の直流電流の波形を示すタイムチャートである。
【図19】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図20】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図21】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図22】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図23】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図24】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図25】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図26】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図27】図1の駆動回路における負荷部のU相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図28】図1の駆動回路における負荷部のV相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図29】図1の駆動回路における負荷部のW相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図30】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。
【図31】図1の駆動回路における負荷部のバス電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図32】図1の駆動回路における負荷部のU相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図33】図1の駆動回路における負荷部のV相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図34】図1の駆動回路における負荷部のW相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図35】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相のスイッチに印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図36】図1の駆動回路における負荷部のU相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図37】図1の駆動回路における負荷部のV相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図38】図1の駆動回路における負荷部のW相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。
【図39】図1の駆動回路における負荷部のU相、V相、W相に印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。
【図40】本発明の一実施形態におけるモータ駆動回路の動作例を説明するための拡大部分を示す図である。
【図41】図40における拡大部分の各スイッチの動作波形を示すタイムチャートである。
【図42】図40における拡大部分の電流源部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。
【図43】図40における拡大部分の電流源部における還流ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図44】図40における拡大部分の電流源部における電圧源側から発生する電流の波形を示すタイムチャートである。
【図45】図40における拡大部分のクランプ部におけるスイッチSに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図46】図40における拡大部分のクランプ部におけるスイッチRに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図47】図40における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図48】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。
【図49】図40における拡大部分の負荷部におけるV相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図50】図40における拡大部分の負荷部におけるW相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図51】図40における拡大部分の負荷部におけるW相ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図52】図40における拡大部分の負荷部におけるV相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図53】図40における拡大部分の負荷部におけるW相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。
【図54】図40における拡大部分の電源部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。
【図55】図40における拡大部分の電源部における整流インダクタにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図56】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチSにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図57】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチRにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図58】図40における拡大部分の電源部におけるクランプコンデンサ電圧を示すタイムチャートである。
【図59】図40における拡大部分の電源部におけるスイッチScにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図60】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。
【図61】図40における拡大部分の負荷部におけるU相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図62】図40における拡大部分の負荷部におけるV相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図63】図40における拡大部分の負荷部におけるW相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図64】図40における拡大部分の負荷部におけるV相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図65】図40における拡大部分の負荷部におけるW相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。
【図66】図40における拡大部分の負荷部におけるSw_SとSw_Rの動作を示すタイムチャートである。
【図67】図40における拡大部分の負荷部におけるバス電流を示すタイムチャートである。
【図68】図40における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサの電圧センサの検出波形を示すタイムチャートである。
【発明を実施するための形態】
【0021】
以下、この発明の好適な実施の形態を、添付図面等を参照しながら詳細に説明する。ただし、各図において、各部の寸法および縮尺は、実際のものと適宜に異ならせてある。また、以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。
【0022】
[実施形態]
図1は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動回路を示す図である。図1に示すように、本実施形態のモータ駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ(Current Source generation circuit)10と、この電圧チョッパ10に直列に、電圧をクランプして電流極性を制御できる電流型インバータ(Voltage clamp circuit)20が接続されている。また、電流型インバータ20の負荷には、スイッチとコンデンサからなるクランプ回路が直列に接続される。クランプ回路に並列に、モータ各相の駆動回路(Load inverter circuit)30が接続される。図1の駆動回路は、SRモータ駆動用の非対称ブリッジを示してあるが、誘導機や同期機を駆動する場合には相数分だけHブリッジインバータが接続される。
【0023】
図1に示すように、電圧チョッパ10は、電圧源11と、還流ダイオード12と、整流インダクタ13と、電流センサ14と、スイッチSSとから構成される。
【0024】
電圧チョッパのスイッチSSは電流センサ14で取得した電流信号IBUSにより図2に示すようにオン,オフし,スイッチSsは図8に示す駆動回路により駆動される。スイッチSw_Ssの駆動回路は、図8に示すように、コンパレータ50、リミッタ51、PIコントローラ52、加算器53、および、三角波発生回路54を備える。流したい電流よりもIbusが大きければSSをオフし、逆にIbusが流したい電流よりも小さければSSをオンするようにPWM制御され、図3に示すような直流電流を発生させる。また、還流ダイオード12には図4に示すような電流が流れ、電圧源11からは図5に示すような電流が発生する。さらに、電圧チョッパ10におけるバス電圧は図6に示すような波形となり、整流インダクタにかかる電圧は図7に示すようになる。
【0025】
電流型インバータ20は、スイッチSw_S、Sw_R、Sw_Sc、および、クランプコンデンサ21と、電圧センサ22を備える。スイッチSw_S、Sw_R、Sw_Scは、図8に示す駆動回路で駆動され、NOT回路60、AND回路61、コンパレータ62、63を備える。
これらのスイッチの駆動回路において,図66に示すようにスイッチSw_RとスイッチSw_Scは同条件で駆動され,スイッチSw_RとスイッチSw_Sは互いに反対の動作をする。スイッチSw_RとスイッチSw_Scは図67に示すように電流センサから取得した信号IDCが正のとき,すなわちモータ側に電流を供給しているときで,かつ図68に示すようにコンデンサの電圧Vcが設定値150Vを超えた場合にオンとなり,コンデンサにたまった電荷をスイッチSw_Sc, Sw_Rを通して放出する。このときスイッチSw_Sはオフとなるように動作する。
【0026】
モータの駆動回路30に正方向(図1の上から下)の電流を通電したい場合は、図9に示すように、電流型インバータのスイッチSをオンし、スイッチRはオフ、負方向の電流を通電したい場合はスイッチSをオフし、スイッチRをオンする。したがって、モータの駆動回路30の直流電流IDCは電流が相から相へ切り替えるとき以外は直流電流IBUSと同じとなる。
【0027】
なお、上記スイッチSw_Sには図10に示すような電流が流れ、上記スイッチSw_Rには、図11に示すような電流が流れる。さらに、クランプコンデンサ21には、図12に示すような電流が流れる。
【0028】
また、上記スイッチSw_Sには図13に示すような電圧が印加され、上記スイッチSw_Rには、図14に示すような電圧が印加される。さらに、クランプコンデンサ21に接続されたスイッチSw_Scには、図15に示すような電圧が印加される。また、クランプコンデンサ21には図16に示すような電圧が印加される。
【0029】
モータの駆動回路30は、スイッチSw_U、Sw_V、Sw_Wとを備え、モータの各相の駆動負荷回路40が接続されている。各スイッチSw_U、Sw_V、Sw_Wには、図17に示すような信号が印加される。
【0030】
電流を相から相へ(例えば、U相からV相へ)切り替える時は、電流の時間変化率が無限大となるために、モータのインダクタンスにより過大な誘起電圧が発生するが、負荷電圧はクランプ回路に並列であり、かつ、クランプ回路の電圧Vcは電圧センサ22により測定されており、コンデンサ電圧が指令値以上のときは、クランプ回路のスイッチSw_Scをオンすることにより、コンデンサ21の電荷を放出し、また、コンデンサ電圧が指令値以下のときは電荷をコンデンサ21に蓄積することにより、駆動回路30の電圧はコンデンサ電圧にクランプされる。
【0031】
なお、駆動回路30には図18に示すようなバス電流が流れる。また、U相スイッチSw_Uには図19に示すような電流が流れ、V相スイッチSw_Vには図20に示すような電流が流れる。また、W相スイッチSw_Wには図21に示すような電流が流れる。これらの各相のスイッチの電流の関係は図22に示すようになる。また、U相ダイオードには図23に示すような電流が流れ、V相ダイオードには図24に示すような電流が流れる。また、W相ダイオードには図25に示すような電流が流れる。これらの各相のダイオードに流れる電流の関係は図26に示すようになる。
【0032】
さらに、U相の負荷には図27のような電流が流れ、V相の負荷には図28のような電流が流れる。また、W相の負荷には図29のような電流が流れる。各相の負荷に流れる電流の関係は図30に示すようになり、本発明によれば、方形波電流を印加することができる。
【0033】
なお、モータの駆動回路30のバス電圧は図31に示すようになり、U相スイッチにかかる電圧は図32に示すようになる。また、V相スイッチにかかる電圧は図33のようになり、W相スイッチにかかる電圧は図34に示すようになる。これらの各相スイッチにかかる電圧の関係は、図35に示すようになる。
【0034】
また、U相負荷にかかる電圧は図36に示すようになり、V相負荷にかかる電圧は図37のようになる。W相負荷かかる電圧は図38に示すようになる。これらの各相にかかる電圧の関係は、図39に示すようになる。
【0035】
[動作例]
次に、本実施形態の動作例を図40〜図68に基づいて説明する。図40ではモータの電流をW相からV相,そしてU相に順番に通流している状態を示している。SW_RとSW_Sは相の切り替え時に動作する。図41は図40においてW相からV相に電流を切り替えている状態の拡大図である。図41では[1]から[4]までの4つのモードを示しており,[1]はSw_Ssがオフ,Sw_Sがオンの状態,[2]はSw_Ssがオンの状態,[3]は切り替え直後の状態でIdcが負に流れる状態,[4]はスイッチSw_Rがオンの状態である。図42に示すように直流電流IbusはスイッチSw_Ssにより制御されているので一定値となっており,[2]の状態であるSw_Ssがオンするときのみ図43,
図44に示すように電源からIpowerが供給され,ダイオードの電流Ireturnが減少する。電流がW相からV相に切り替わるとき,すなわち[1]から[3]の状態に切り替わるとき,図53および図52に示すようにW相の電流Isrm_Wは一次的に減少し,V相の電流Isrm_Vが一次的に上昇する。このときW相に発生する誘起電圧により図47に示すコンデンサ電流Icが上昇し,図48に示すようにIdcが負の値となる。その結果図68に示したコンデンサ電圧Vcが上昇し,Idcが正の値となったときに図66に示すようにスイッチSw_Rがオンしてコンデンサ電圧を放電し,電流を図52に示すV相に流していき,コンデンサ電圧が設定値の150VになるとスイッチSw_RがオフしてW相からV相の転流が終了する。この切り替え区間において,図54〜図65に示した各部の電圧はいずれも設定値を超えることは無く,電圧が正常に制御されスイッチを保護しつつ高速の電流応答が実現される。
【0036】
なお、電流型インバータには、例えば、SiC-SITに代表されるノーマリーオンのスイッチを用いることで、電流型インバータのスイッチをドライブする回路が万が一誤動作した際も、電圧チョッパから通流される直流電流は遮断されることなくスイッチSスイッチRを通って電源側に戻るため、回路が破壊されない。また、SiCデバイスは低オン抵抗素子なので、通電時のオン損失を低減することができる。
【0037】
また、電流遮断時には、電流が0になるまでにさらに多くの時間がかかっており、銅損がさらに増加する。したがって、方形波電流を通電することにより、モータの高効率化が達成できる。さらに、電流を制御するためにスイッチを交互にオン/オフするヒステリシス制御が用いられるが、スイッチング回数が多くなるためにスイッチング損失が増加する。当該回路で駆動した場合は、駆動回路のスイッチをオンにすれば、一定電流が通流されるため、スイッチング損失を低減できる。
【0038】
また、SRモータの発生トルクは、下記式(1)のように、電流の瞬時値とインダクタンスの変化分の積に比例する。
T=1/2・dL/dθ・i2・・・(1)
したがって、インダクタンス変化が一定のときに一定電流を通流することで、トルクリップルを低減できる。
【0039】
なお、上述の実施形態では、本発明の駆動回路をSRモータに対して適用した例につて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。PMモータやIMモータにも適用可能である。この場合には、非対称ブリッジではなく、Hブリッジを用いるようにすればよい。
【符号の説明】
【0040】
10…電圧チョッパ)、20…クランプ回路、30…単相ブリッジ電流型インバータ回路、40…モータの各相の駆動回路
【特許請求の範囲】
【請求項1】
電流源を実現する電圧チョッパ回路と、
誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、
前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続される、
ことを特徴とするモータの駆動回路。
【請求項2】
モータの各相に通電される電流は方形波電流であることを特徴とする請求項1に記載のモータの駆動回路。
【請求項3】
前記クランプ回路に備えられたスイッチは、半導体デバイスからなり、当該スイッチはコンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することを特徴とする請求項1または請求項2記載のモータの駆動回路。
【請求項4】
前記電流型インバータに用いる半導体素子は、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプであることを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項5】
前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項6】
前記モータの駆動回路にてPMモータを駆動し、PMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項7】
前記モータの駆動回路にてIMモータを駆動し、IMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項8】
前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項5記載のモータの駆動回路。
【請求項9】
前記PMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項6記載のモータの駆動回路。
【請求項10】
前記IMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項7記載のモータの駆動回路。
【請求項1】
電流源を実現する電圧チョッパ回路と、
誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、
前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続される、
ことを特徴とするモータの駆動回路。
【請求項2】
モータの各相に通電される電流は方形波電流であることを特徴とする請求項1に記載のモータの駆動回路。
【請求項3】
前記クランプ回路に備えられたスイッチは、半導体デバイスからなり、当該スイッチはコンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することを特徴とする請求項1または請求項2記載のモータの駆動回路。
【請求項4】
前記電流型インバータに用いる半導体素子は、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプであることを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項5】
前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項6】
前記モータの駆動回路にてPMモータを駆動し、PMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項7】
前記モータの駆動回路にてIMモータを駆動し、IMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。
【請求項8】
前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項5記載のモータの駆動回路。
【請求項9】
前記PMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項6記載のモータの駆動回路。
【請求項10】
前記IMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項7記載のモータの駆動回路。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】
【図16】
【図17】
【図18】
【図19】
【図20】
【図21】
【図22】
【図23】
【図24】
【図25】
【図26】
【図27】
【図28】
【図29】
【図30】
【図31】
【図32】
【図33】
【図34】
【図35】
【図36】
【図37】
【図38】
【図39】
【図40】
【図41】
【図42】
【図43】
【図44】
【図45】
【図46】
【図47】
【図48】
【図49】
【図50】
【図51】
【図52】
【図53】
【図54】
【図55】
【図56】
【図57】
【図58】
【図59】
【図60】
【図61】
【図62】
【図63】
【図64】
【図65】
【図66】
【図67】
【図68】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
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【図27】
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【図30】
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【図32】
【図33】
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【図40】
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【図44】
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【図59】
【図60】
【図61】
【図62】
【図63】
【図64】
【図65】
【図66】
【図67】
【図68】
【公開番号】特開2012−217277(P2012−217277A)
【公開日】平成24年11月8日(2012.11.8)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2011−81356(P2011−81356)
【出願日】平成23年4月1日(2011.4.1)
【新規性喪失の例外の表示】特許法第30条第1項適用申請有り 〔発行者名〕 社団法人 電気学会 〔刊行物名〕 2010年日韓共同半導体電力変換技術ワークショップ予稿集 〔発行日〕 平成22年10月1日
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】(出願人による申告)平成21年度独立行政法人新エネルギー・産業技術総合開発機構省エネルギー革新技術開発事業 産業技術力強化法第19条の適用を受ける特許出願)
【出願人】(599016431)学校法人 芝浦工業大学 (109)
【Fターム(参考)】
【公開日】平成24年11月8日(2012.11.8)
【国際特許分類】
【出願日】平成23年4月1日(2011.4.1)
【新規性喪失の例外の表示】特許法第30条第1項適用申請有り 〔発行者名〕 社団法人 電気学会 〔刊行物名〕 2010年日韓共同半導体電力変換技術ワークショップ予稿集 〔発行日〕 平成22年10月1日
【国等の委託研究の成果に係る記載事項】(出願人による申告)平成21年度独立行政法人新エネルギー・産業技術総合開発機構省エネルギー革新技術開発事業 産業技術力強化法第19条の適用を受ける特許出願)
【出願人】(599016431)学校法人 芝浦工業大学 (109)
【Fターム(参考)】
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