レンジ切り替え回路
【課題】
少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能であり、その際の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生せず、最大測定対象電流に対する入力部の電圧降下が小さい電流／電圧変換回路を得る。
【解決手段】
Ｉ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各レンジ毎にＩ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とするものである。
少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能であり、その際の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生せず、最大測定対象電流に対する入力部の電圧降下が小さい電流／電圧変換回路を得る。
【解決手段】
Ｉ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各レンジ毎にＩ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とするものである。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、オートレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体等のスイッチで切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと呼ばれる。
【０００３】
一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４で開示されている方法で実現可能となった。
【０００４】
図７、図８は特許文献１で開示されている代表的な電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の実施例である。
何れの場合も測定対象電流が小さくなるにつれて測定対象電流バイパス用のスイッチング素子１１、１２のオフ時の漏れ電流が測定精度上無視できなくなるという欠点が有った。
【０００５】
又、上記の漏れ電流を防ぐ為には直列ダイオード段数を増やす、ツェナーダイオード電圧やバリスタ電圧を上げる等して、スイッチング素子のしきい値を上げる必要が有るが、その場合には最大測定電流に対して電流／電圧変換回路全体の電圧降下、即ち図７に於けるＶＩＮ、図８に於けるＶ０が大きくなり、レンジ数を多くし難いという欠点が有った。
【０００６】
特許文献２、特許文献３、特許文献４は特許文献１の欠点を無くすものであるが、比較的回路規模が大きくなり、特に演算増幅器数が多くなるという欠点が有った。
【特許文献１】特願２０００−２６８０６５
【特許文献２】特願２００３−４００９２８
【特許文献３】特願２００６−１４７５０９
【特許文献４】特願２００８−２９２８６７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
解決しようとする課題は、測定対象電流バイパス用のスイッチング素子のオフ時の漏れ電流の影響が少なく、小さい回路規模でオートレンジ切り替え動作をする電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に関わる電流／電圧変換回路はＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とするものである。
【０００９】
請求項２に関わる電流／電圧変換回路は請求項１の電流／電圧変換回路を負帰還ルートとする演算増幅器と組み合わせた事を特徴とするものである。
【００１０】
請求項３に関わる電流／電圧変換回路は 請求項２の電流／電圧変換回路の入力部にＩ／Ｖ変換抵抗と測定対象電流バイパス用スイッチング素子を組み合わせた事を特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の請求項１による電流／電圧変換回路は、少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能であり、その際の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生せず、最大測定対象電流に対する入力部の電圧降下が小さいという利点が有る。
【００１２】
さらに、本発明の請求項２による電流／電圧変換回路は、入力インピーダンスが小さく、最大測定対象電流に対する誤差増幅用演算増幅器の出力電圧が小さく多レンジ化がし易という利点が有る。
【００１３】
さらに、本発明の請求項３による電流／電圧変換回路は、誤差増幅用演算増幅器の電流駆動能力以上の測定対象電流に対しても電流／電圧変換が可能であるという利点が有る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
最初に本書で使用するの用語の定義を示す。
本書では電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合が有る。
又、測定対象電流の方向により回路各部の電圧、電流は符号が異なるのみで回路上は正負同様に動作するので、本書における電圧、電流の値は特にことわらない場合は正の値又は絶対値とする。
【００１５】
一般に測定対象電流値Ｉの大きさを測定するには、その電流を抵抗値ＲのＩ／Ｖ変換抵抗に流し、その両端の電位差Ｖからオームの法則により、
Ｉ＝Ｖ／Ｒ ・・・（１）
で電流値を求められる事は公知であり、この時の電位差Ｖを「電流／電圧変換信号」と呼び、電流／電圧変換を行なう為の回路を「電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
一般的にはこの電流／電圧変換信号を波形表示したりＡ／Ｄ変換して電流値を求める事に用いる。
【００１６】
この時、測定対象電流値の範囲即ちダイナミックレンジが大きい場合には電流レンジ毎に値の異なる複数のＩ／Ｖ変換抵抗を設け、Ｉ／Ｖ変換抵抗又はＩ／Ｖ変換後の電圧信号を選択回路で選択するが、これを「レンジ切り替え」と呼び、レンジ切り替えを回路で自動的に行なう事を「オートレンジ切り替え」と呼ぶ。
【００１７】
又、各電流レンジにおいて測定対象電流の最大値を「フルスケール電流値」と呼ぶ。
各レンジの「フルスケール電流値」はＩ／Ｖ変換抵抗のワッテージ、回路各部の許容信号電圧等の諸条件を鑑みて（１）式を満足する範囲で任意に決定すれば良いものであるが本書では説明の明快化の為に、特にことわらない限り（１）式を満足する範囲で最大測定対象電流値を「フルスケール電流値」とする。
従って、あるレンジで測定対象電流が「フルスケール電流値」を超えたらより大きな「フルスケール電流値」を持つレンジに「レンジ切り替え」を行なう事になる。
【００１８】
本書で用いる「スイッチング素子」は、図９の双方向並列接続したダイオードスイッチの電圧−電流特性例で示す様に、その両端子間に印加された電圧が一定値以下では電流オフ、一定値以上では電流オンになる特性を有し、且つ半導体スイッチやメカニカルリレーの様にオン／オフ時のインピーダンスが高／低二者択一で急激に変化するのでなく、高／低連続的に変化するものとし、その様な電圧−電流特性は２つのダイオードを互いに逆方向並列接続したものを１組以上直列に接続するか、２つのツェナーダイオードを互いに逆方向直列接続するか、バリスタ等で得られ、さらにダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したＦＥＴ等でも得られる事が一般的に知られて居る。
本発明ではこれらの何れでも使用可能であり、説明の明快化の為にそれらの総称として「スイッチング素子」と呼び、図面中では双方向並列接続したダイオード記号で表わす。
さらに、「スイッチング素子」がオン／オフする境界の電圧を「しきい値」と呼ぶ。
【００１９】
又、本書では図面間で部品や回路ブロックが同一の場合は同一符号又はＡ、Ｂ等のサフィクス付きの同一符号で示し、何れかの図面でその説明を行なったら他の図面説明では同一のものとして説明を繰り返さないものとする。
【００２０】
なお、本書で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法には演算増幅器の出力ブースタ付加、位相補正回路付加、過大電圧や過大電流に対する保護回路付加等や、それらの組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が示す原理に基づく限りはそれらは全て本発明の範囲に含まれるものとする。
以上を前提に以下に発明実施の最良形態を実施例で示す。
【実施例１】
【００２１】
図１は、本発明の請求項１を用いた電流／電圧変換回路の第１の実施例であり、レンジ数３の場合である。
なお、本書で記述する各種回路では吐き出し、吸い込み何れの測定対象電流にも対応可能としているが、実際に応用する場合には何れか一方の入力電流のみに対応すれば良い場合も有り、その場合は不要電流方向側に関わる回路を取り外して回路をより少なくする事ができる。
【００２２】
演算回路２は電流／電圧変換信号を用いて波形表示、Ａ／Ｄ変換、電流算出等を行なうもので、演算増幅器、差動増幅器、コンパレータ、Ａ／Ｄ変換器等のハードウェアを組み合わせて機能を実現したり、それらとマイクロコンピュータシステムを組み合わせてハードウェアとソフトウェアで機能を実現する等公知の技術によっても実現方法は千差万別であるが、本発明では電流／電圧変換信号の応用方法は問わないので総称として演算回路で示す。
【００２３】
演算回路２中の差動増幅器６は電圧ＶＯ１とＧＮＤ１の電位差を採り電流／電圧変換信号Ｖ１とする事を示すものであり、ハードウェアによる差動増幅器又は減算器を設けても良いし、電圧信号ＶＯ１とＧＮＤ１をＡ／Ｄ変換してからソフトウェアで差分を取っても良く、その実現方法は問わない。
同様に差動増幅器７、８もそれぞれの２つの電圧入力の電位差を採って電流／電圧変換信号Ｖ２、Ｖ３を得る事を示す。
【００２４】
３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応するものとし、各フルスケール電流値をそれぞれＩＦＳ１、ＩＦＳ２、ＩＦＳ３とする。
【００２５】
（１）式と同様にＩ／Ｖ変換抵抗５の両端電圧Ｖ３から、
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３ ・・・（２）
により測定対象電流値Ｉを求める事ができる。
【００２６】
１００、１００Ａは単位電流／電圧変換回路であり詳細を図５で説明する。
１０１は演算増幅器でありその反転入力端子と出力端子間に負帰還抵抗として抵抗値ＲのＩ／Ｖ変換抵抗１０２を設ける。
これは演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路として公知の回路であり、入力電流Ｉに対してそのフルスケール電流値ＩＦＳ以下では演算増幅器１０１の出力は不飽和であり、即ちリニア動作をし、グランドに対する出力電圧Ｖは、
Ｖ＝−Ｉ・Ｒ ・・・（３）
になり、この時の反転入力端子は非反転入力端子に対してバーチャルショート状態になり、その電圧ｅはグランドに接続した非反転入力端子と同電位、即ち０Ｖになる。
【００２７】
又、測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳを超えると演算増幅器１０１の出力は飽和、即ち非リニア動作になり、反転入力端子と非反転入力端子間のバーチャルショートが成立しない状態になり、その電圧ｅが０Ｖでなくなる。
【００２８】
１０３、１０４は電流／電圧変換回路中の他の電源と絶縁され独立した電源出力とグランドを持つそれぞれ電圧＋Ｅ、−Ｅのフローティング電源であり、単位電流／電圧変換回路毎に専用に設ける。
【００２９】
１０５は一定のしきい値を持つスイッチング素子であり、測定対象電流バイパス用に前記演算増幅器の反転入力端子と前記フローティング電源のグランド間に設ける。
【００３０】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ以下時は演算増幅器１０１の出力が飽和せず（３）式で表わされる動作をするので演算増幅器１０１の出力電圧Ｖを用いて測定対象電流Ｉの大きさは、
Ｉ＝−Ｖ／Ｒ ・・・（４）
で求める事ができる。
即ち、演算増幅器１０１の出力電圧Ｖは電流／電圧変換信号として用いる事ができる。
【００３１】
この時先に記した様に演算増幅器１０１の反転入力端子電圧ｅはほぼ０Ｖになるので、スイッチング素子１０５の両端電位差も０Ｖになりその漏れ電流を生ずる事無く測定対象電流Ｉは全てＩ／Ｖ変換抵抗を流れるので漏れ電流による誤差が無くなる。
【００３２】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳを超えると、演算増幅器１０１の反転入力端子電圧、即ちスイッチング素子１０５の両端電圧ｅが発生し、しきい値を超えるとスイッチング素子はオンになり、測定対象電流Ｉの一部はＩ／Ｖ変換抵抗１０２を経由せずバイパスされる。
【００３３】
図５の鎖線は測定対象電流Ｉが演算増幅器の反転入力端子側から入り、Ｉ／Ｖ変換抵抗１０２→演算増幅器１０１→負電源１０４→グランド経由で出て行く際の経路を示す。
図６は図５と同じ回路であり、鎖線で測定対象電流Ｉがグランドから入り、正電源１０３→演算増幅器１０１→Ｉ／Ｖ変換抵抗１０２経由で出て行く際の経路を示す。
【００３４】
以上の説明から図５の単位電流／電圧変換回路はスイッチング素子の漏れ電流による誤差が無い高精度の電流／電圧変換機能と、フルスケール電流値を超える測定対象電流は自動的にバイパスさせるスイッチ機能を持つ事が判る。
【００３５】
以上から図１の電流／電圧変換回路全体としては、少ない回路で高い精度のＩ／Ｖ変換信号を得ると共に、オートレンジ切り替え動作を行なう事が判る。
この時、演算回路２ではフルスケール電流値を超えないレンジの電流／電圧変換信号は全て有効であるが、精度の観点からその中で最小のレンジの電流／電圧変換信号を有効として演算に用いるのが良い。
【００３６】
又、最大測定対象電流時の入力電圧ＶＩＮは単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａのスイッチング素子２個とＩ／Ｖ変換抵抗５の電圧降下の合計であり、比較的小さい事が判る。
なお、単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａを本回路の様に直列に接続可能なのは各々をフローティング電源で動作させている事によるものである。
【００３７】
本回路のレンジ切り替えにはインピーダンスが高／低急激に変化する半導体スイッチやメカニカルリレーの様なスイッチを用いないので、レンジ切り替え時の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生しないのも利点である。
【実施例２】
【００３８】
図２は、本発明の請求項１を用いた電流／電圧変換回路の第２の実施例であり、レンジ数３の場合である。
１１は抵抗値Ｒ２のＩ／Ｖ変換抵抗４の測定対象電流バイパス用のスイッチング素子であり、その他の条件、回路、動作は図１と同様である。
【００３９】
測定対象電流ＩによりＩ／Ｖ変換抵抗４の両端に
Ｖ２＝Ｉ・Ｒ２ ・・・（５）
の電位差が生じ、これがスイッチング素子１１のしきい値以下であればバイパス電流は流れないのでその両端子電圧Ｖ２１、Ｖ２２の電位差Ｖ２を差動増幅器７で求めれば
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２ ・・・（６）
により測定対象電流値を求める事ができる。
【００４０】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２を超え、Ｉ／Ｖ変換抵抗４の両端子電位差Ｖ２がスイッチング素子１１のしきい値を超えるとスイッチング素子１１により測定対象電流の一部は自動的にバイパスされる。
先に説明した様に単位電流／電圧変換回路１００も電流／電圧変換機能とフルスケール電流値を超える測定対象電流のバイパス機能を持つ事から、全体として図２の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え動作を行なう電流／電圧変換回路である事が判る。
【００４１】
なお、図１、図２の実施例ではレンジ数３の場合であるが、単位電流／電圧変換回路又は測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列にしたＩ／Ｖ変換抵抗を増やす事により、容易にレンジ数を増やす事が可能である。
【実施例３】
【００４２】
図３は、本発明の請求項２を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
１は誤差増幅用の演算増幅器であり、９、１０は単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａ以外の回路の為のそれぞれ電圧＋Ｅ０、−Ｅ０の主電源である。
その他の条件、回路、動作は図１と同様である。
【００４３】
図３の回路は誤差増幅用の演算増幅器１の負帰還ルートである反転入力端子と出力端子間に請求項１に基づく図１の電流／電圧変換回路を接続し、非反転入力端子をグランドＧＮＤ０に接続したものであり、演算増幅器１は測定対象電流Ｉを駆動できる範囲ではその反転入力端子が常に非反転入力端子とバーチャルショートが成立する様に動作するので、反転入力端子電圧ｅは常に０Ｖになり、これは入力インピーダンスが等価的にほぼ０Ωになる事を示す。
【００４４】
負帰還ルートの電流／電圧変換回路のオートレンジによる電流／電圧変換動作は図１の電流／電圧変換回路の動作と同様であり、さらに最大測定対象電流に対する電圧降下が小さい事により、その時の誤差増幅用演算増幅器１の出力電圧Ｖ０も小さくて済む。
【００４５】
以上から図３は少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能で、入力インピーダンスが小さく、最大測定対象電流に対する誤差増幅用演算増幅器の出力電圧が小さい電流／電圧変換回路を実現できる事が判る。
【実施例４】
【００４６】
図４は、本発明の請求項３を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
５は抵抗値Ｒ３の最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗であり、１２はＩ／Ｖ変換抵抗５の測定対象電流バイパス用のスイッチング素子であり演算増幅器１の入力保護の機能も兼ねる。
その他の条件、回路、動作は図３と同様である。
【００４７】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２以下の場合の電流／電圧変換動作は実施例３と同様であり、電流／電圧変換信号Ｖ１又はＶ２が有効である。
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２を超えると演算増幅器１の出力は飽和、即ち非リニア動作になり、反転入力端子と非反転入力端子間のバーチャルショートが成立しない状態になり、その電圧ｅが０Ｖでなくなり、スイッチング素子１２のしきい値を超えると測定対象電流Ｉの一部はスイッチング素子１２でバイパスされる。
この場合も全測定対象電流ＩはＩ／Ｖ変換抵抗５を流れるのでその両端電位差Ｖ３は正しい電流／電圧変換信号になっている。
【００４８】
以上から図４は少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能で、誤差増幅用演算増幅器の電流駆動能力以上の測定対象電流に対しても電流／電圧変換が実現である事が判る。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明を用いると少ない回路でオートレンジ切り替え可能で高精度の電流／電圧変換回路を得る事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の第１の実施例である。
【図２】本発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の第２の実施例である。
【図３】本発明の請求項２に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図４】本発明の請求項３に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図５】単位電流／電圧変換回路の基本回路である。
【図６】単位電流／電圧変換回路の基本回路の電流ルートの説明図である。
【図７】開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図８】開示済みの演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
【図９】双方向並列接続したダイオードの電圧−電流特性例である。
【符号の説明】
【００５１】
１、１０１ 演算増幅器
２ 演算回路
３、４、５、１０２ Ｉ／Ｖ変換抵抗
１１、１２、１０５ スイッチング素子
６、７、８ 差動増幅器
９、１０ 主電源
１００、１００Ａ 単位電流／電圧変換回路
１０３、１０４ フローティング電源
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流でも精度良く電圧に変換でき、オートレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体等のスイッチで切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと呼ばれる。
【０００３】
一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４で開示されている方法で実現可能となった。
【０００４】
図７、図８は特許文献１で開示されている代表的な電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の実施例である。
何れの場合も測定対象電流が小さくなるにつれて測定対象電流バイパス用のスイッチング素子１１、１２のオフ時の漏れ電流が測定精度上無視できなくなるという欠点が有った。
【０００５】
又、上記の漏れ電流を防ぐ為には直列ダイオード段数を増やす、ツェナーダイオード電圧やバリスタ電圧を上げる等して、スイッチング素子のしきい値を上げる必要が有るが、その場合には最大測定電流に対して電流／電圧変換回路全体の電圧降下、即ち図７に於けるＶＩＮ、図８に於けるＶ０が大きくなり、レンジ数を多くし難いという欠点が有った。
【０００６】
特許文献２、特許文献３、特許文献４は特許文献１の欠点を無くすものであるが、比較的回路規模が大きくなり、特に演算増幅器数が多くなるという欠点が有った。
【特許文献１】特願２０００−２６８０６５
【特許文献２】特願２００３−４００９２８
【特許文献３】特願２００６−１４７５０９
【特許文献４】特願２００８−２９２８６７
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
解決しようとする課題は、測定対象電流バイパス用のスイッチング素子のオフ時の漏れ電流の影響が少なく、小さい回路規模でオートレンジ切り替え動作をする電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１に関わる電流／電圧変換回路はＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とするものである。
【０００９】
請求項２に関わる電流／電圧変換回路は請求項１の電流／電圧変換回路を負帰還ルートとする演算増幅器と組み合わせた事を特徴とするものである。
【００１０】
請求項３に関わる電流／電圧変換回路は 請求項２の電流／電圧変換回路の入力部にＩ／Ｖ変換抵抗と測定対象電流バイパス用スイッチング素子を組み合わせた事を特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の請求項１による電流／電圧変換回路は、少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能であり、その際の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生せず、最大測定対象電流に対する入力部の電圧降下が小さいという利点が有る。
【００１２】
さらに、本発明の請求項２による電流／電圧変換回路は、入力インピーダンスが小さく、最大測定対象電流に対する誤差増幅用演算増幅器の出力電圧が小さく多レンジ化がし易という利点が有る。
【００１３】
さらに、本発明の請求項３による電流／電圧変換回路は、誤差増幅用演算増幅器の電流駆動能力以上の測定対象電流に対しても電流／電圧変換が可能であるという利点が有る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
最初に本書で使用するの用語の定義を示す。
本書では電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合が有る。
又、測定対象電流の方向により回路各部の電圧、電流は符号が異なるのみで回路上は正負同様に動作するので、本書における電圧、電流の値は特にことわらない場合は正の値又は絶対値とする。
【００１５】
一般に測定対象電流値Ｉの大きさを測定するには、その電流を抵抗値ＲのＩ／Ｖ変換抵抗に流し、その両端の電位差Ｖからオームの法則により、
Ｉ＝Ｖ／Ｒ ・・・（１）
で電流値を求められる事は公知であり、この時の電位差Ｖを「電流／電圧変換信号」と呼び、電流／電圧変換を行なう為の回路を「電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
一般的にはこの電流／電圧変換信号を波形表示したりＡ／Ｄ変換して電流値を求める事に用いる。
【００１６】
この時、測定対象電流値の範囲即ちダイナミックレンジが大きい場合には電流レンジ毎に値の異なる複数のＩ／Ｖ変換抵抗を設け、Ｉ／Ｖ変換抵抗又はＩ／Ｖ変換後の電圧信号を選択回路で選択するが、これを「レンジ切り替え」と呼び、レンジ切り替えを回路で自動的に行なう事を「オートレンジ切り替え」と呼ぶ。
【００１７】
又、各電流レンジにおいて測定対象電流の最大値を「フルスケール電流値」と呼ぶ。
各レンジの「フルスケール電流値」はＩ／Ｖ変換抵抗のワッテージ、回路各部の許容信号電圧等の諸条件を鑑みて（１）式を満足する範囲で任意に決定すれば良いものであるが本書では説明の明快化の為に、特にことわらない限り（１）式を満足する範囲で最大測定対象電流値を「フルスケール電流値」とする。
従って、あるレンジで測定対象電流が「フルスケール電流値」を超えたらより大きな「フルスケール電流値」を持つレンジに「レンジ切り替え」を行なう事になる。
【００１８】
本書で用いる「スイッチング素子」は、図９の双方向並列接続したダイオードスイッチの電圧−電流特性例で示す様に、その両端子間に印加された電圧が一定値以下では電流オフ、一定値以上では電流オンになる特性を有し、且つ半導体スイッチやメカニカルリレーの様にオン／オフ時のインピーダンスが高／低二者択一で急激に変化するのでなく、高／低連続的に変化するものとし、その様な電圧−電流特性は２つのダイオードを互いに逆方向並列接続したものを１組以上直列に接続するか、２つのツェナーダイオードを互いに逆方向直列接続するか、バリスタ等で得られ、さらにダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したＦＥＴ等でも得られる事が一般的に知られて居る。
本発明ではこれらの何れでも使用可能であり、説明の明快化の為にそれらの総称として「スイッチング素子」と呼び、図面中では双方向並列接続したダイオード記号で表わす。
さらに、「スイッチング素子」がオン／オフする境界の電圧を「しきい値」と呼ぶ。
【００１９】
又、本書では図面間で部品や回路ブロックが同一の場合は同一符号又はＡ、Ｂ等のサフィクス付きの同一符号で示し、何れかの図面でその説明を行なったら他の図面説明では同一のものとして説明を繰り返さないものとする。
【００２０】
なお、本書で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法には演算増幅器の出力ブースタ付加、位相補正回路付加、過大電圧や過大電流に対する保護回路付加等や、それらの組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が示す原理に基づく限りはそれらは全て本発明の範囲に含まれるものとする。
以上を前提に以下に発明実施の最良形態を実施例で示す。
【実施例１】
【００２１】
図１は、本発明の請求項１を用いた電流／電圧変換回路の第１の実施例であり、レンジ数３の場合である。
なお、本書で記述する各種回路では吐き出し、吸い込み何れの測定対象電流にも対応可能としているが、実際に応用する場合には何れか一方の入力電流のみに対応すれば良い場合も有り、その場合は不要電流方向側に関わる回路を取り外して回路をより少なくする事ができる。
【００２２】
演算回路２は電流／電圧変換信号を用いて波形表示、Ａ／Ｄ変換、電流算出等を行なうもので、演算増幅器、差動増幅器、コンパレータ、Ａ／Ｄ変換器等のハードウェアを組み合わせて機能を実現したり、それらとマイクロコンピュータシステムを組み合わせてハードウェアとソフトウェアで機能を実現する等公知の技術によっても実現方法は千差万別であるが、本発明では電流／電圧変換信号の応用方法は問わないので総称として演算回路で示す。
【００２３】
演算回路２中の差動増幅器６は電圧ＶＯ１とＧＮＤ１の電位差を採り電流／電圧変換信号Ｖ１とする事を示すものであり、ハードウェアによる差動増幅器又は減算器を設けても良いし、電圧信号ＶＯ１とＧＮＤ１をＡ／Ｄ変換してからソフトウェアで差分を取っても良く、その実現方法は問わない。
同様に差動増幅器７、８もそれぞれの２つの電圧入力の電位差を採って電流／電圧変換信号Ｖ２、Ｖ３を得る事を示す。
【００２４】
３、４、５は抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２、Ｒ３のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗値の大きさはＲ１＞Ｒ２＞Ｒ３であり、Ｒ１が最小レンジ、Ｒ２が中レンジ、Ｒ３が最大レンジに対応するものとし、各フルスケール電流値をそれぞれＩＦＳ１、ＩＦＳ２、ＩＦＳ３とする。
【００２５】
（１）式と同様にＩ／Ｖ変換抵抗５の両端電圧Ｖ３から、
Ｉ＝Ｖ３／Ｒ３ ・・・（２）
により測定対象電流値Ｉを求める事ができる。
【００２６】
１００、１００Ａは単位電流／電圧変換回路であり詳細を図５で説明する。
１０１は演算増幅器でありその反転入力端子と出力端子間に負帰還抵抗として抵抗値ＲのＩ／Ｖ変換抵抗１０２を設ける。
これは演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路として公知の回路であり、入力電流Ｉに対してそのフルスケール電流値ＩＦＳ以下では演算増幅器１０１の出力は不飽和であり、即ちリニア動作をし、グランドに対する出力電圧Ｖは、
Ｖ＝−Ｉ・Ｒ ・・・（３）
になり、この時の反転入力端子は非反転入力端子に対してバーチャルショート状態になり、その電圧ｅはグランドに接続した非反転入力端子と同電位、即ち０Ｖになる。
【００２７】
又、測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳを超えると演算増幅器１０１の出力は飽和、即ち非リニア動作になり、反転入力端子と非反転入力端子間のバーチャルショートが成立しない状態になり、その電圧ｅが０Ｖでなくなる。
【００２８】
１０３、１０４は電流／電圧変換回路中の他の電源と絶縁され独立した電源出力とグランドを持つそれぞれ電圧＋Ｅ、−Ｅのフローティング電源であり、単位電流／電圧変換回路毎に専用に設ける。
【００２９】
１０５は一定のしきい値を持つスイッチング素子であり、測定対象電流バイパス用に前記演算増幅器の反転入力端子と前記フローティング電源のグランド間に設ける。
【００３０】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ以下時は演算増幅器１０１の出力が飽和せず（３）式で表わされる動作をするので演算増幅器１０１の出力電圧Ｖを用いて測定対象電流Ｉの大きさは、
Ｉ＝−Ｖ／Ｒ ・・・（４）
で求める事ができる。
即ち、演算増幅器１０１の出力電圧Ｖは電流／電圧変換信号として用いる事ができる。
【００３１】
この時先に記した様に演算増幅器１０１の反転入力端子電圧ｅはほぼ０Ｖになるので、スイッチング素子１０５の両端電位差も０Ｖになりその漏れ電流を生ずる事無く測定対象電流Ｉは全てＩ／Ｖ変換抵抗を流れるので漏れ電流による誤差が無くなる。
【００３２】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳを超えると、演算増幅器１０１の反転入力端子電圧、即ちスイッチング素子１０５の両端電圧ｅが発生し、しきい値を超えるとスイッチング素子はオンになり、測定対象電流Ｉの一部はＩ／Ｖ変換抵抗１０２を経由せずバイパスされる。
【００３３】
図５の鎖線は測定対象電流Ｉが演算増幅器の反転入力端子側から入り、Ｉ／Ｖ変換抵抗１０２→演算増幅器１０１→負電源１０４→グランド経由で出て行く際の経路を示す。
図６は図５と同じ回路であり、鎖線で測定対象電流Ｉがグランドから入り、正電源１０３→演算増幅器１０１→Ｉ／Ｖ変換抵抗１０２経由で出て行く際の経路を示す。
【００３４】
以上の説明から図５の単位電流／電圧変換回路はスイッチング素子の漏れ電流による誤差が無い高精度の電流／電圧変換機能と、フルスケール電流値を超える測定対象電流は自動的にバイパスさせるスイッチ機能を持つ事が判る。
【００３５】
以上から図１の電流／電圧変換回路全体としては、少ない回路で高い精度のＩ／Ｖ変換信号を得ると共に、オートレンジ切り替え動作を行なう事が判る。
この時、演算回路２ではフルスケール電流値を超えないレンジの電流／電圧変換信号は全て有効であるが、精度の観点からその中で最小のレンジの電流／電圧変換信号を有効として演算に用いるのが良い。
【００３６】
又、最大測定対象電流時の入力電圧ＶＩＮは単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａのスイッチング素子２個とＩ／Ｖ変換抵抗５の電圧降下の合計であり、比較的小さい事が判る。
なお、単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａを本回路の様に直列に接続可能なのは各々をフローティング電源で動作させている事によるものである。
【００３７】
本回路のレンジ切り替えにはインピーダンスが高／低急激に変化する半導体スイッチやメカニカルリレーの様なスイッチを用いないので、レンジ切り替え時の回路各部の過渡応答に伴う電流／電圧変換信号へのスパイクノイズが発生しないのも利点である。
【実施例２】
【００３８】
図２は、本発明の請求項１を用いた電流／電圧変換回路の第２の実施例であり、レンジ数３の場合である。
１１は抵抗値Ｒ２のＩ／Ｖ変換抵抗４の測定対象電流バイパス用のスイッチング素子であり、その他の条件、回路、動作は図１と同様である。
【００３９】
測定対象電流ＩによりＩ／Ｖ変換抵抗４の両端に
Ｖ２＝Ｉ・Ｒ２ ・・・（５）
の電位差が生じ、これがスイッチング素子１１のしきい値以下であればバイパス電流は流れないのでその両端子電圧Ｖ２１、Ｖ２２の電位差Ｖ２を差動増幅器７で求めれば
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２ ・・・（６）
により測定対象電流値を求める事ができる。
【００４０】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２を超え、Ｉ／Ｖ変換抵抗４の両端子電位差Ｖ２がスイッチング素子１１のしきい値を超えるとスイッチング素子１１により測定対象電流の一部は自動的にバイパスされる。
先に説明した様に単位電流／電圧変換回路１００も電流／電圧変換機能とフルスケール電流値を超える測定対象電流のバイパス機能を持つ事から、全体として図２の電流／電圧変換回路はオートレンジ切り替え動作を行なう電流／電圧変換回路である事が判る。
【００４１】
なお、図１、図２の実施例ではレンジ数３の場合であるが、単位電流／電圧変換回路又は測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列にしたＩ／Ｖ変換抵抗を増やす事により、容易にレンジ数を増やす事が可能である。
【実施例３】
【００４２】
図３は、本発明の請求項２を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
１は誤差増幅用の演算増幅器であり、９、１０は単位電流／電圧変換回路１００、１００Ａ以外の回路の為のそれぞれ電圧＋Ｅ０、−Ｅ０の主電源である。
その他の条件、回路、動作は図１と同様である。
【００４３】
図３の回路は誤差増幅用の演算増幅器１の負帰還ルートである反転入力端子と出力端子間に請求項１に基づく図１の電流／電圧変換回路を接続し、非反転入力端子をグランドＧＮＤ０に接続したものであり、演算増幅器１は測定対象電流Ｉを駆動できる範囲ではその反転入力端子が常に非反転入力端子とバーチャルショートが成立する様に動作するので、反転入力端子電圧ｅは常に０Ｖになり、これは入力インピーダンスが等価的にほぼ０Ωになる事を示す。
【００４４】
負帰還ルートの電流／電圧変換回路のオートレンジによる電流／電圧変換動作は図１の電流／電圧変換回路の動作と同様であり、さらに最大測定対象電流に対する電圧降下が小さい事により、その時の誤差増幅用演算増幅器１の出力電圧Ｖ０も小さくて済む。
【００４５】
以上から図３は少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能で、入力インピーダンスが小さく、最大測定対象電流に対する誤差増幅用演算増幅器の出力電圧が小さい電流／電圧変換回路を実現できる事が判る。
【実施例４】
【００４６】
図４は、本発明の請求項３を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
５は抵抗値Ｒ３の最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗であり、１２はＩ／Ｖ変換抵抗５の測定対象電流バイパス用のスイッチング素子であり演算増幅器１の入力保護の機能も兼ねる。
その他の条件、回路、動作は図３と同様である。
【００４７】
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２以下の場合の電流／電圧変換動作は実施例３と同様であり、電流／電圧変換信号Ｖ１又はＶ２が有効である。
測定対象電流Ｉがフルスケール電流値ＩＦＳ２を超えると演算増幅器１の出力は飽和、即ち非リニア動作になり、反転入力端子と非反転入力端子間のバーチャルショートが成立しない状態になり、その電圧ｅが０Ｖでなくなり、スイッチング素子１２のしきい値を超えると測定対象電流Ｉの一部はスイッチング素子１２でバイパスされる。
この場合も全測定対象電流ＩはＩ／Ｖ変換抵抗５を流れるのでその両端電位差Ｖ３は正しい電流／電圧変換信号になっている。
【００４８】
以上から図４は少ない回路で精度良くオートレンジ切り替え可能で、誤差増幅用演算増幅器の電流駆動能力以上の測定対象電流に対しても電流／電圧変換が実現である事が判る。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明を用いると少ない回路でオートレンジ切り替え可能で高精度の電流／電圧変換回路を得る事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の第１の実施例である。
【図２】本発明の請求項１に関わる電流／電圧変換回路の第２の実施例である。
【図３】本発明の請求項２に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図４】本発明の請求項３に関わる電流／電圧変換回路の実施例である。
【図５】単位電流／電圧変換回路の基本回路である。
【図６】単位電流／電圧変換回路の基本回路の電流ルートの説明図である。
【図７】開示済みの電流／電圧変換回路の実施例である。
【図８】開示済みの演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路の実施例である。
【図９】双方向並列接続したダイオードの電圧−電流特性例である。
【符号の説明】
【００５１】
１、１０１ 演算増幅器
２ 演算回路
３、４、５、１０２ Ｉ／Ｖ変換抵抗
１１、１２、１０５ スイッチング素子
６、７、８ 差動増幅器
９、１０ 主電源
１００、１００Ａ 単位電流／電圧変換回路
１０３、１０４ フローティング電源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｉ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流／電圧変換回路を負帰還ルートとする演算増幅器と組み合わせた事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項３】
請求項２の電流／電圧変換回路の入力部にＩ／Ｖ変換抵抗と測定対象電流バイパス用スイッチング素子を組み合わせた事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１】
Ｉ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗にした演算増幅器とその演算増幅器用フローティング電源と測定対象電流バイパス用スイッチング素子から成る単位電流／電圧変換回路を１組以上と、最大レンジ用のＩ／Ｖ変換抵抗と、測定対象電流バイパス用スイッチング素子を並列接続したＩ／Ｖ変換抵抗を所要数、を直列に接続し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の両端子間の電位差を電流／電圧変換信号とした事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項２】
請求項１の電流／電圧変換回路を負帰還ルートとする演算増幅器と組み合わせた事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項３】
請求項２の電流／電圧変換回路の入力部にＩ／Ｖ変換抵抗と測定対象電流バイパス用スイッチング素子を組み合わせた事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１１−９５０３７（Ｐ２０１１−９５０３７Ａ）
【公開日】平成２３年５月１２日（２０１１．５．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２４７７１０（Ｐ２００９−２４７７１０）
【出願日】平成２１年１０月２８日（２００９．１０．２８）
【出願人】（３９４００１５２６）
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年５月１２日（２０１１．５．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年１０月２８日（２００９．１０．２８）
【出願人】（３９４００１５２６）
【Ｆターム（参考）】
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