復調回路
【課題】ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の復調に好適な復調回路を提供する。
【解決手段】入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１がアナログスイッチ３のＣＯＭに接続され、二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２がアナログスイッチ４のＣＯＭに接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣがアナログスイッチ３，４のＣＮＴに入力され、アナログスイッチ３のＮＣとアナログスイッチ４のＮＯに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続され、アナログスイッチ３のＮＯとアナログスイッチ４のＮＣに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続され、片側端ｔ３に現れる音声周波数信号と反対側端ｔ４に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する。
【解決手段】入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１がアナログスイッチ３のＣＯＭに接続され、二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２がアナログスイッチ４のＣＯＭに接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣがアナログスイッチ３，４のＣＮＴに入力され、アナログスイッチ３のＮＣとアナログスイッチ４のＮＯに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続され、アナログスイッチ３のＮＯとアナログスイッチ４のＮＣに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続され、片側端ｔ３に現れる音声周波数信号と反対側端ｔ４に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の復調に好適な復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＭ放送では、チャンネルの送信周波数が９ｋＨｚごとに規定されているが、隣接チャンネルの送信周波数の帯域との間に若干の隙間（信号がない周波数帯域のこと）ができるように、送信局にて音声周波数（Audio Frequency；ＡＦ）信号の帯域を４ｋＨｚ以下に制限している。これにより、送信波の中心周波数の両側の側波帯を合わせた８ｋＨｚの帯域が占有され、隣接チャンネルとの間に隙間が確保される。一方、アマチュア無線で利用されている抑圧搬送波単側波帯（Single Side Band；ＳＳＢ）通信方式による無線電話では、送信局にて音声周波数信号帯域をＡＭ放送より狭い３ｋＨｚ以下に制限しているものの、隣接チャンネルとの間に隙間がない連続した送信周波数設定が可能である。ＡＭ放送の受信器でさえも、混信を防ぐために帯域を狭く限定して検波しているが、ＳＳＢ通信の受信器で混信を防ぐには、いっそう狭く帯域を限定して検波できること（選択度の向上）が必要となる。
【０００３】
選択度を高める狭帯域濾波素子として、複数の水晶振動子と容量素子で構成されるクリスタルフィルタ（Crystal Filter；ＣＦ）が知られている。しかし、クリスタルフィルタは、周波数が固定であるため、異なる複数の送信周波数の中から所望する送信周波数を選択的に受信するのには不便である。
【０００４】
この課題を解決するのがスーパーヘテロダイン方式である。ヘテロダイン（Heterodyne）とは、ある周波数の信号に周波数が異なる別の信号を重ねる（混合する）ことによって、うなりに相当する信号、すなわち差あるいは和の周波数を持つ信号を得ることを言う。スーパーヘテロダイン方式とは、ヘテロダインの原理を利用し、アンテナから得た高周波（Radio Frequency；ＲＦ）信号と受信器で作る局部発振（Local Oscillator；ＬＯ）信号を混合することによって、中心周波数が固定の中間周波（Internal Frequency；ＩＦ）信号を得て、中間周波信号から音声周波数信号を検波する受信方式のことである。
【０００５】
スーパーヘテロダイン方式は、図４に示す周波数変換回路４１により実現される。周波数変換回路４１は、混合回路、周波数混合回路とも呼ばれる。周波数変換回路４１は、高周波信号ＲＦと局部発振信号ＬＯが入力されると、中間周波信号ＩＦが出力されるようになっている。周波数変換回路４１は、中間周波信号ＩＦと局部発振信号ＬＯが入力されると高周波信号ＲＦが出力されるので、送信用にも使用される。
【０００６】
図５に示されるように、スーパーヘテロダイン方式の受信器５１では、周波数変換回路５２のＲＦ端にはアンテナ５３からの信号を取り出すフロントエンド回路５４が接続され、ＩＦ端にはクリスタルフィルタ５５の入力端が接続され、クリスタルフィルタ５５の出力端に中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）５６が接続される。中間周波信号ＩＦの周波数は、例えば、４５５ｋＨｚである。中間周波増幅器５６の後段に配置された検波回路（Detector；ＤＥＴ）５７にて中間周波信号ＩＦから音声周波数信号が検波され、音声周波数信号増幅器５８によりスピーカ５９が駆動される。
【０００７】
スーパーヘテロダイン方式が採用されたことにより、任意の周波数の高周波信号ＲＦを固定の中間周波信号ＩＦに変換して、選択度が高い周波数固定の狭帯域濾波素子に適用することが可能となる。選択度が向上した結果、後段の増幅器に狭帯域で高性能の増幅器が使用できるようになり、高感度での信号再生が実現される。
【０００８】
さらに高い性能を要求される機器では、多段にスーパーヘテロダイン方式が採用される。図６に示されるように、アマチュア無線帯域１．８〜２８ＭＨｚの電波を受信する受信器６０１では、アンテナ６０２から信号を取り出すフロントエンド回路６０３の後段に、周波数変換回路６０４〜６０６を用いた第一中間周波回路６０７、第二中間周波回路６０８、第三中間周波回路６０９が順に設けられる。例えば、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは６９．４５０ＭＨｚであり、第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは４５０ｋＨｚであり、第三中間周波回路６０９の中間周波信号３ｒｄＩＦは３０ｋＨｚである。中間周波信号３ｒｄＩＦを３０ｋＨｚと低くすることで、この段でのデジタル信号処理が可能となり、中心周波数、帯域幅が自由に設定可能となる。
【０００９】
第一中間周波回路６０７の周波数変換回路６０４の後段には、通過帯域幅が３ｋ、６ｋ，１５ｋＨｚと狭帯域の３種類のクリスタルフィルタからなるルーフィングフィルタ６１０と、第一中間周波増幅器６１１とが設置される。ルーフィングフィルタ６１０は、近接する不要信号により図示しない利得調整器（ＡＧＣ）が動作して目的信号が抑制されることの防止に有効である。第二中間周波回路６０８の周波数変換回路６０５の後段には、通過帯域幅が２．４ｋＨｚ、５００Ｈｚ、３００Ｈｚとルーフィングフィルタ６１０よりさらに狭帯域のクリスタルフィルタ６１２と第二中間周波増幅器６１３とが設置される。第三中間周波回路６０９の周波数変換回路６０６の後段には、ＡＤ変換器、デジタルフィルタ、デジタル検波器、ＤＡ変換器を含むハイブリッド処理回路６１４が設置される。
【００１０】
図６の受信器６０１では、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは受信する高周波信号ＲＦの周波数より高く、これにより高いイメージ妨害比を得ることができる。第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは中間周波信号１ｓｔＩＦや受信電波より２桁ほど低く、安価で高性能なフィルタが利用できる。
【００１１】
従来、周波数変換回路には、図７に示す二重平衡変調器（Double Balanced Mixer；ＤＢＭ）７１が使用される。二重平衡変調器７１には、入力トランス７２と出力トランス７３の間に４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が配置される。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が順方向に接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の順でリング状に接続される。入力トランス７２の一次側コイルの両端がＲＦ端子とＲＦ側グランドに接続される。入力トランス７２の二次側コイルの両端がダイオードリングの対角に接続され、入力トランス７２の二次側コイルの中間点がＬＯ端子に接続される。出力トランス７３の一次側コイルの両端がダイオードリングの残りの対角に接続され、出力トランス７３の中間点がＬＯ側グランドに接続される。出力トランス７３の二次側コイルの両端がＩＦ端子とＩＦ側グランドに接続される。
【００１２】
図８に示す二重平衡変調器８１は、２個のダイオードＤ１，Ｄ２が平行に、２個のダイオードＤ３，Ｄ４が交差して配置されているが、これは図示上の相違であり、電気的には図７に示した二重平衡変調器７１と等価である。両図のダイオード番号（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）と接続点番号（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は対応している。図８の図示形態を利用して基本動作を説明する。
【００１３】
局部発振信号ＬＯは、直列接続された２個のダイオードを順バイアスできる電圧より十分に大きい振幅を有する正弦波が使用される。
【００１４】
図９に示されるように、局部発振信号ＬＯが無いとき、全てのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が導通していないため、ＲＦ側とＩＦ側が完全に切り離された状態となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは伝達されず、ＩＦ端子には信号は現れない。
【００１５】
図１０に示されるように、局部発振信号ＬＯが正の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通する。ダイオードＤ３，Ｄ４は逆バイアスのため非導通となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、中間周波信号ＩＦとなってＩＦ端子に現れる。
【００１６】
図１１に示されるように、局部発振信号ＬＯが負の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２は逆バイアスのため非導通となり、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通する。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ４，Ｐ２，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、ＩＦ端子に現れる。出力トランスでの伝達方向が正の半周期とは逆となるため、中間周波信号ＩＦは、もとの高周波信号ＲＦとは位相が１８０度異なる。つまり、位相が反転する。
【００１７】
局部発振信号ＬＯが正の半周期に戻ると、中間周波信号ＩＦの位相が再び反転する。このようにして、図１２に示されるように、局部発振信号ＬＯが半周期進むごとに、中間周波信号ＩＦの位相が反転を繰り返すことになる。中間周波信号ＩＦは、位相の不連続部分があるので、高周波信号ＲＦとは異なる信号となる。具体的には、高周波信号ＲＦの周波数をｆ１、局部発振信号ＬＯの周波数をｆ２としたとき、周波数ｆ１＋ｆ２と周波数ｆ１−ｆ２の奇数倍の周波数を有する中間周波信号ＩＦが得られる。後段のフィルタにて１つの周波数の中間周波信号ＩＦを取り出して利用する。
【００１８】
二重平衡変調器を用いた周波数変換回路によれば、選局したい高周波信号ＲＦの周波数ｆ１に対して局部発振信号ＬＯの周波数ｆ２を適宜に切り換えることでチャンネルによらず同じ周波数の中間周波信号ＩＦが取り出せることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２０１０−２２６１９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ところで、図６の受信器６０１では、第三中間周波回路６０９の周波数変換回路６０６から中間周波信号３ｒｄＩＦが出力される。この中間周波信号３ｒｄＩＦは、音声周波数信号を復調する直前の抑圧搬送波振幅変調信号（以下、単に振幅変調信号という）である。後段のハイブリッド処理回路６１４において、中間周波信号３ｒｄＩＦを高速サンプリングでＡＤ変換し、得られたデータ列を高速デジタル演算による復調処理に適用すると音声周波数信号データ列が得られ、ＤＡ変換により音声周波数信号となる。
【００２１】
しかし、振幅変調信号の復調処理を高速デジタル演算で行うハイブリッド処理回路６１４は、非常に高価であるため、受信器６０１のコスト上昇の要因となる。
【００２２】
これに対し、アナログ回路で構成される周波数変換回路は、高価格の部材を使用しないので、ハイブリッド処理回路６１４に置き換えて振幅変調信号の復調に用いると、受信器６０１のコストが下げられる。
【００２３】
ところが、従来の周波数変換回路を振幅変調信号の復調に用いようとすると、音声周波数信号が出力トランスを通過しにくいという問題及びダイオードに由来する不具合があるという問題が生じる。
【００２４】
図７の周波数変換回路は、局部発振信号ＬＯと高周波信号ＲＦを入力とし、中間周波信号ＩＦを出力としていた。これに倣い、ＲＦ端子に復調する振幅変調信号を入力し、ＬＯ端子に搬送波信号を入力することで、ＩＦ端子に音声周波数信号が出力されることを試みたとする。しかし、音声周波数信号は、これまで述べた他の信号と比較して低周波であり、出力トランス７３を通過しにくい。したがって、ＩＦ端子に音声周波数信号を割り振るのは適切でない。
【００２５】
そこで、図７の二重平衡変調器７１をそのまま利用し、端子に割り振る信号だけを入れ替えて図１３のように復調回路１３１を構成する。すなわち、入力トランス７２の一次側コイルに復調する振幅変調信号ＩＦを入力し、出力トランス７３の二次側コイルに搬送波信号ＣＡＲを入力することで、ＬＯ端子に音声周波数信号ＡＦが出力される。なお、図７の二重平衡変調器７１は、３つある端子（ＲＦ端子、ＩＦ端子、ＬＯ端子）に３つの信号（高周波信号ＲＦ、中間周波信号ＩＦ、局部発振信号ＬＯあるいは振幅変調信号ＩＦ、搬送波信号ＣＡＲ、音声周波数信号ＡＦ）のいずれを割り振ってもよく、２つの信号を任意の２つの端子に入力すれば残りの端子から残りの１つの信号が出力される。
【００２６】
しかしながら、図１３の復調回路１３１は、音声周波数信号が出力トランス７３を通さずに得られる点では好ましいものの、図７、図８の二重平衡変調器７１、８１と同じ回路構成であり、４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４で伝達経路が切り替わる。この回路構成では、ダイオードに由来する不具合は解決されない。ダイオードに由来する不具合を以下に３点述べる。
【００２７】
第１点として、一般に、ダイオードは、順方向に電圧が印加されても電圧が閾値（順方向電圧降下）に達するまでは導通しないという特性がある。したがって、正弦波である局部発振信号ＬＯが正の半周期では、図１０のように、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、印加電圧が閾値より低いため図９のように非導通となる期間が含まれる。負の半周期でも、同様に、図１１のように、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、非導通となる期間が含まれる。つまり、局部発振信号ＬＯの振幅の絶対値が閾値より小さい期間は、全ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が非導通となる。導通の期間と非導通の期間が交互することにより、局部発振信号ＬＯを供給している局部発振器（図示せず）の負荷が不連続に変化するので、取り出される中間周波数信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００２８】
第２点として、局部発振器を高出力とし局部発振信号ＬＯの振幅を大きくすることで、前述の全ダイオード非導通期間を短縮することができるように思われる。これは、局部発振信号ＬＯの振幅が小さいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が長くなるが、局部発振信号ＬＯの振幅が大きいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が短くなるからである。しかし、局部発振信号ＬＯの振幅を、例えば、１０ｄｂｍ（１０ｍＷ）以上に大きくしようとすると、局部発振器には高出力増幅器を備える必要が生じ、コスト増大を招くと共に、振幅が大きい局部発振信号ＬＯが配線基板中や信号線間、部品間空間を介して他の回路に漏洩しやすくなり、スプリアス（不要周波数信号）が発生する原因となる。
【００２９】
第３点として、ダイオードは、回路図上ではダイオード単体で示され、導通と非導通の２状態のみを有する素子として扱われるが、実際には非線形なインピーダンス成分（抵抗成分など）を含んでおり、電圧電流特性が非直線となる。こうしたダイオードの電圧電流特性の非直線性のため、二重平衡変調器７１，８１のインピーダンスは不安定であり、インピーダンスの不安定さは中間周波信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００３０】
以上の３点の不具合は、端子と信号の割り振りを変えた図１３の復調回路１３１においても共通である。
【００３１】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の復調に好適な復調回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記目的を達成するために本発明の復調回路は、搬送波信号が音声周波数信号で振幅変調された振幅変調信号が一次側コイルに入力され、二次側コイルの両端から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランスと、前記二次側コイルの片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波が切換制御端子に入力された片側用１入力２出力アナログスイッチと、前記二次側コイルの反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチと、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子に片側端が接続され、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子に反対側端が接続された負荷用抵抗器と、前記負荷用抵抗器の片側端に現れる音声周波数信号と前記負荷用抵抗器の反対側端に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器とを備えたものである。
【００３３】
前記二次側コイルの中間点と前記負荷用抵抗器の中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、前記負荷用抵抗器の片側端に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサと、前記負荷用抵抗器の反対側端に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサとを備えてもよい。
【発明の効果】
【００３４】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００３５】
（１）ダイオードに由来する不具合がない。
【００３６】
（２）音声周波数信号の復調に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の一実施形態を示す復調回路の回路図である。
【図２】図１の復調回路が正の半周期にあるときの等価回路図である。
【図３】図１の復調回路が負の半周期にあるときの等価回路図である。
【図４】周波数変換回路の入出力を示す回路図である。
【図５】周波数変換回路が使用されたスーパーヘテロダイン方式の受信器の回路図である。
【図６】多段スーパーヘテロダイン方式によるアマチュア無線受信器の回路図である。
【図７】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図８】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図９】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが無信号時の等価回路図である。
【図１０】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが正の半周期時の等価回路図である。
【図１１】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが負の半周期時の等価回路図である。
【図１２】図８の周波数変換回路の信号波形図である。
【図１３】図７の二重平衡変調器を利用した復調回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００３９】
図１に示されるように、本発明に係る復調回路１は、搬送波信号が音声周波数信号ＡＦで振幅変調された振幅変調信号ＩＦが一次側コイル２ｉｎに入力され、二次側コイル２ｏｕｔの両端ｔ１、ｔ２から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランス２と、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が入力端子ＣＯＭに接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣが切換制御端子ＣＮＴに入力された片側用１入力２出力アナログスイッチ３と、二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が入力端子ＣＯＭに接続され、矩形波ＲＥＣが切換制御端子ＣＮＴに入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチ４と、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第一出力端子ＮＣと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第二出力端子ＮＯに片側端ｔ３が接続され、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第二出力端子ＮＯと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第一出力端子ＮＣに反対側端ｔ４が接続された負荷用抵抗器５と、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる音声周波数信号と負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器６とを備える。
【００４０】
入力トランス２は、交流信号が伝達可能な一次側コイル２ｉｎと二次側コイル２ｏｕｔとを有し、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１と反対側端ｔ２と中間点ｔ５に端子を有する。二次側コイル２ｏｕｔは、一次側コイルと巻数が同じ２つのコイルを直列接続して構成する。
【００４１】
片側用１入力２出力アナログスイッチ３及び反対側用１入力２出力アナログスイッチ４となる１入力２出力アナログスイッチ（マルチプレクサとも言う）は、切換制御端子ＣＮＴと入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣと第二出力端子ＮＯとを有し、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＨレベルのときは入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となり、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＬレベルのときは入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣどことも非導通となる半導体素子である。２つの１入力２出力アナログスイッチは、同一チップに形成されるのが望ましい。１入力２出力アナログスイッチは、数１０ＭＨｚ以上、あるいは１００ＭＨｚ以上の高速切り換え動作が可能で入出力間の導通時抵抗値（ＯＮ抵抗）が１Ω以下であることが望ましい。
【００４２】
復調回路１は、２つの１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴに搬送波信号と同じ周波数を有しデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣが入力されている。片側用１入力２出力アナログスイッチ３では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が接続され、第一出力端子ＮＣに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続され、第二出力端子ＮＯに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続されている。反対側用１入力２出力アナログスイッチ４では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が接続され、第一出力端子ＮＣに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続され、第二出力端子ＮＯに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続されている。
【００４３】
負荷用抵抗器５は、抵抗値が同じ２つの抵抗器を直列接続して構成する。
【００４４】
差動増幅器６では、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３からの音声周波数信号が入力抵抗器を介して差動増幅器６の負入力端子に、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４からの音声周波数信号が入力抵抗器を介して差動増幅器６の正入力端子に入力される。したがって、それぞれの入力抵抗器に入力される信号の差分に比例する増幅信号が出力抵抗器から出力される。
【００４５】
復調回路１は、入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの中間点ｔ５と負荷用抵抗器５の中間点ｔ６に所定電圧の直流信号（以下、オフセット信号という）を入力するオフセット回路７と、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサ８と、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサ９とを備える。
【００４６】
オフセット回路７は、直流定電圧源１０の陽極陰極間に可変抵抗器１１が接続され、可変抵抗器１１によってオフセット信号の電圧が調節されるように構成されている。オフセット信号は、１入力２出力アナログスイッチの通過電圧範囲（例えば、０Ｖから電源電圧の範囲）の中央付近にバイアスをかけることで、振幅変調信号ＩＦが正負全域にわたり１入力２出力アナログスイッチを通過できるようにする信号である。二次側コイル２ｏｕｔの中間点ｔ５と負荷用抵抗器５の中間点ｔ６には、中間点ｔ５，ｔ６を高周波的及び低周波的に接地して動作を安定させるためのコンデンサが接続される。
【００４７】
中間周波信号ＩＦは、例えば、図６の周波数変換回路６０６から出力される中間周波信号３ｒｄＩＦである。
【００４８】
矩形波ＲＥＣは、図示しない矩形波発振器から得られる。矩形波発振器は、例えば、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）とローパスフィルタと二値化用のコンパレータと原発振用の水晶振動子とからなる。ＤＤＳは、ＲＯＭ等の記憶素子に１周期分の正弦波について周期を所定個に刻んだサンプル間隔で振幅値を格納しておき、読み出しクロックに応じて振幅値を順に読み出すことで階段状の正弦波を発生させるものである。サンプル間隔及び振幅値分解能を高くすれば階段状の正弦波が理想的な正弦波に近づき、さらにローパスフィルタを適用することで、理想的な正弦波が得られる。コンパレータでは、ローパスフィルタからの正弦波を直流電圧と比較して二値化することで、読み出しクロックに依存しないタイミングで二値化が達成される。この結果、デューティ比５０％の理想的な矩形波ＲＥＣが得られる。コンパレータを内蔵したＤＤＳの例として、アナログデバイス社製ＡＤ９８３４がある。
【００４９】
以下、復調回路１の動作を説明する。
【００５０】
中間周波信号ＩＦは、搬送波信号が音声周波数信号ＡＦで振幅変調された抑圧搬送波振幅変調信号であり、搬送波信号の周波数をｆCARとし、音声周波数信号ＡＦの周波数をｆAFとすると、中間周波信号ＩＦの周波数は、ｆCAR±ｆAFとなる。
【００５１】
中間周波信号ＩＦが入力トランス２の一次側コイル２ｉｎに入力されると、中間周波信号ＩＦは入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔに伝達される。入力トランス２は、位相分配器の働きをするものであり、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１に現れる信号の位相をθとすると、反対側端ｔ２に現れる信号の位相はθ＋１８０°となる。
【００５２】
一方、矩形波ＲＥＣは、搬送波信号の周波数でＨレベルとＬレベルを交番する。
【００５３】
矩形波ＲＥＣがＨレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＨレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ３，４は、いずれも入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となる。これにより、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１の信号は、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第一出力端子ＮＣから出て、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる。二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２の信号は、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第一出力端子ＮＣから出て、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる。この結果、図２に示されるように、位相θの信号が負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に、位相θ＋１８０°の信号が反対側端ｔ４に現れることになる。
【００５４】
矩形波ＲＥＣがＬレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＬレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ３，４は、いずれも入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣはどことも非導通となる。これにより、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１の信号は、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第二出力端子ＮＯから出て、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる。二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２の信号は、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第二出力端子ＮＯから出て、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる。この結果、図３に示されるように、位相θの信号が負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に、位相θ＋１８０°の信号が片側端ｔ３に現れることになる。
【００５５】
このようにして、１入力２出力アナログスイッチ３，４を通った信号が矩形波ＲＥＣの半周期ごとに位相が反転する状態で負荷用抵抗器５の両端に現れる。中間周波信号ＩＦの周波数がｆCAR±ｆAFであり、矩形波ＲＥＣの周波数がｆCARであるため、現れる信号の周波数は、ｆAFとなる。すなわち、負荷用抵抗器５の両端に、それぞれ音声周波数信号ＡＦが得られることになる。
【００５６】
２つの音声周波数信号ＡＦは互いに逆位相であるから、差動増幅器６にて差分を演算することにより、２つの音声周波数信号ＡＦが位相を合わせて合成されることになる。
【００５７】
以上説明したように、本発明の復調回路１によれば、従来のようなダイオードの非導通による中間的状態がないので、信号歪みの発生を回避することができる。
【００５８】
本発明の復調回路１によれば、ダイオード非道通期間を短縮するための高出力で低歪みの局部発振器は必要なくなり、高出力に起因する信号漏洩がない。
【００５９】
本発明の復調回路１によれば、ダイオードの電圧電流特性の非直線性に起因する信号歪みの発生を回避することができる。
【００６０】
本発明の復調回路１によれば、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の入力端子ＣＯＭに入力される振幅変調信号ＩＦが第一出力端子ＮＣか第二出力端子ＮＯのいずれかに必ず伝達され、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の入力端子ＣＯＭに入力される振幅変調信号ＩＦが第二出力端子ＮＯか第一出力端子ＮＣのいずれかに必ず伝達されるので、振幅変調信号ＩＦが遮断される期間がない。
【００６１】
本発明の復調回路１によれば、負荷用抵抗器５の両端に現れる互いに位相が反転した音声周波数信号ＡＦの差を差動増幅器６で増幅するため、２倍の振幅が得られる。
【００６２】
本発明の復調回路１によれば、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の切換制御端子ＣＮＴと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の切換制御端子ＣＮＴに同じ矩形波ＲＥＣが入力されるので、２つの１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換動作が全く同時になる。
【００６３】
本発明の復調回路１によれば、出力トランスを使用せず、負荷用抵抗器５に音声周波数信号ＡＦが検波されるようにしたので、トランス内の巻線間容量に起因する非直線性がない。
【００６４】
本発明の復調回路１は、図６に示したアマチュア無線の受信器６０１に適用すると好ましい。高価なハイブリッド処理回路６１４に代えて本発明の復調回路１を用いることで、受信器６０１のコストを低減させることができる。この他にも、復調回路１は、テレビ受像器、携帯電話機など放送受信や無線通信を行う全ての送受信器に利用することができる。
【符号の説明】
【００６５】
１ 復調回路
２ 入力トランス
３ 片側用１入力２出力アナログスイッチ
４ 反対側用１入力２出力アナログスイッチ
５ 負荷用抵抗器
６ 差動増幅器
７ オフセット回路
８ 片側用直列コンデンサ
９ 反対側用直列コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の復調に好適な復調回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＭ放送では、チャンネルの送信周波数が９ｋＨｚごとに規定されているが、隣接チャンネルの送信周波数の帯域との間に若干の隙間（信号がない周波数帯域のこと）ができるように、送信局にて音声周波数（Audio Frequency；ＡＦ）信号の帯域を４ｋＨｚ以下に制限している。これにより、送信波の中心周波数の両側の側波帯を合わせた８ｋＨｚの帯域が占有され、隣接チャンネルとの間に隙間が確保される。一方、アマチュア無線で利用されている抑圧搬送波単側波帯（Single Side Band；ＳＳＢ）通信方式による無線電話では、送信局にて音声周波数信号帯域をＡＭ放送より狭い３ｋＨｚ以下に制限しているものの、隣接チャンネルとの間に隙間がない連続した送信周波数設定が可能である。ＡＭ放送の受信器でさえも、混信を防ぐために帯域を狭く限定して検波しているが、ＳＳＢ通信の受信器で混信を防ぐには、いっそう狭く帯域を限定して検波できること（選択度の向上）が必要となる。
【０００３】
選択度を高める狭帯域濾波素子として、複数の水晶振動子と容量素子で構成されるクリスタルフィルタ（Crystal Filter；ＣＦ）が知られている。しかし、クリスタルフィルタは、周波数が固定であるため、異なる複数の送信周波数の中から所望する送信周波数を選択的に受信するのには不便である。
【０００４】
この課題を解決するのがスーパーヘテロダイン方式である。ヘテロダイン（Heterodyne）とは、ある周波数の信号に周波数が異なる別の信号を重ねる（混合する）ことによって、うなりに相当する信号、すなわち差あるいは和の周波数を持つ信号を得ることを言う。スーパーヘテロダイン方式とは、ヘテロダインの原理を利用し、アンテナから得た高周波（Radio Frequency；ＲＦ）信号と受信器で作る局部発振（Local Oscillator；ＬＯ）信号を混合することによって、中心周波数が固定の中間周波（Internal Frequency；ＩＦ）信号を得て、中間周波信号から音声周波数信号を検波する受信方式のことである。
【０００５】
スーパーヘテロダイン方式は、図４に示す周波数変換回路４１により実現される。周波数変換回路４１は、混合回路、周波数混合回路とも呼ばれる。周波数変換回路４１は、高周波信号ＲＦと局部発振信号ＬＯが入力されると、中間周波信号ＩＦが出力されるようになっている。周波数変換回路４１は、中間周波信号ＩＦと局部発振信号ＬＯが入力されると高周波信号ＲＦが出力されるので、送信用にも使用される。
【０００６】
図５に示されるように、スーパーヘテロダイン方式の受信器５１では、周波数変換回路５２のＲＦ端にはアンテナ５３からの信号を取り出すフロントエンド回路５４が接続され、ＩＦ端にはクリスタルフィルタ５５の入力端が接続され、クリスタルフィルタ５５の出力端に中間周波増幅器（ＩＦＡＭＰ）５６が接続される。中間周波信号ＩＦの周波数は、例えば、４５５ｋＨｚである。中間周波増幅器５６の後段に配置された検波回路（Detector；ＤＥＴ）５７にて中間周波信号ＩＦから音声周波数信号が検波され、音声周波数信号増幅器５８によりスピーカ５９が駆動される。
【０００７】
スーパーヘテロダイン方式が採用されたことにより、任意の周波数の高周波信号ＲＦを固定の中間周波信号ＩＦに変換して、選択度が高い周波数固定の狭帯域濾波素子に適用することが可能となる。選択度が向上した結果、後段の増幅器に狭帯域で高性能の増幅器が使用できるようになり、高感度での信号再生が実現される。
【０００８】
さらに高い性能を要求される機器では、多段にスーパーヘテロダイン方式が採用される。図６に示されるように、アマチュア無線帯域１．８〜２８ＭＨｚの電波を受信する受信器６０１では、アンテナ６０２から信号を取り出すフロントエンド回路６０３の後段に、周波数変換回路６０４〜６０６を用いた第一中間周波回路６０７、第二中間周波回路６０８、第三中間周波回路６０９が順に設けられる。例えば、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは６９．４５０ＭＨｚであり、第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは４５０ｋＨｚであり、第三中間周波回路６０９の中間周波信号３ｒｄＩＦは３０ｋＨｚである。中間周波信号３ｒｄＩＦを３０ｋＨｚと低くすることで、この段でのデジタル信号処理が可能となり、中心周波数、帯域幅が自由に設定可能となる。
【０００９】
第一中間周波回路６０７の周波数変換回路６０４の後段には、通過帯域幅が３ｋ、６ｋ，１５ｋＨｚと狭帯域の３種類のクリスタルフィルタからなるルーフィングフィルタ６１０と、第一中間周波増幅器６１１とが設置される。ルーフィングフィルタ６１０は、近接する不要信号により図示しない利得調整器（ＡＧＣ）が動作して目的信号が抑制されることの防止に有効である。第二中間周波回路６０８の周波数変換回路６０５の後段には、通過帯域幅が２．４ｋＨｚ、５００Ｈｚ、３００Ｈｚとルーフィングフィルタ６１０よりさらに狭帯域のクリスタルフィルタ６１２と第二中間周波増幅器６１３とが設置される。第三中間周波回路６０９の周波数変換回路６０６の後段には、ＡＤ変換器、デジタルフィルタ、デジタル検波器、ＤＡ変換器を含むハイブリッド処理回路６１４が設置される。
【００１０】
図６の受信器６０１では、第一中間周波回路６０７の中間周波信号１ｓｔＩＦは受信する高周波信号ＲＦの周波数より高く、これにより高いイメージ妨害比を得ることができる。第二中間周波回路６０８の中間周波信号２ｎｄＩＦは中間周波信号１ｓｔＩＦや受信電波より２桁ほど低く、安価で高性能なフィルタが利用できる。
【００１１】
従来、周波数変換回路には、図７に示す二重平衡変調器（Double Balanced Mixer；ＤＢＭ）７１が使用される。二重平衡変調器７１には、入力トランス７２と出力トランス７３の間に４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が配置される。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が順方向に接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４の順でリング状に接続される。入力トランス７２の一次側コイルの両端がＲＦ端子とＲＦ側グランドに接続される。入力トランス７２の二次側コイルの両端がダイオードリングの対角に接続され、入力トランス７２の二次側コイルの中間点がＬＯ端子に接続される。出力トランス７３の一次側コイルの両端がダイオードリングの残りの対角に接続され、出力トランス７３の中間点がＬＯ側グランドに接続される。出力トランス７３の二次側コイルの両端がＩＦ端子とＩＦ側グランドに接続される。
【００１２】
図８に示す二重平衡変調器８１は、２個のダイオードＤ１，Ｄ２が平行に、２個のダイオードＤ３，Ｄ４が交差して配置されているが、これは図示上の相違であり、電気的には図７に示した二重平衡変調器７１と等価である。両図のダイオード番号（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）と接続点番号（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は対応している。図８の図示形態を利用して基本動作を説明する。
【００１３】
局部発振信号ＬＯは、直列接続された２個のダイオードを順バイアスできる電圧より十分に大きい振幅を有する正弦波が使用される。
【００１４】
図９に示されるように、局部発振信号ＬＯが無いとき、全てのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が導通していないため、ＲＦ側とＩＦ側が完全に切り離された状態となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは伝達されず、ＩＦ端子には信号は現れない。
【００１５】
図１０に示されるように、局部発振信号ＬＯが正の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通する。ダイオードＤ３，Ｄ４は逆バイアスのため非導通となる。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ２，Ｐ４，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、中間周波信号ＩＦとなってＩＦ端子に現れる。
【００１６】
図１１に示されるように、局部発振信号ＬＯが負の半周期にあるとき、ダイオードＤ１，Ｄ２は逆バイアスのため非導通となり、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通する。このとき、ＲＦ端子の高周波信号ＲＦは、入力トランスの二次側に伝達され、接続点Ｐ１，Ｐ４，Ｐ２，Ｐ３を順に経由し、出力トランスの二次側に伝達され、ＩＦ端子に現れる。出力トランスでの伝達方向が正の半周期とは逆となるため、中間周波信号ＩＦは、もとの高周波信号ＲＦとは位相が１８０度異なる。つまり、位相が反転する。
【００１７】
局部発振信号ＬＯが正の半周期に戻ると、中間周波信号ＩＦの位相が再び反転する。このようにして、図１２に示されるように、局部発振信号ＬＯが半周期進むごとに、中間周波信号ＩＦの位相が反転を繰り返すことになる。中間周波信号ＩＦは、位相の不連続部分があるので、高周波信号ＲＦとは異なる信号となる。具体的には、高周波信号ＲＦの周波数をｆ１、局部発振信号ＬＯの周波数をｆ２としたとき、周波数ｆ１＋ｆ２と周波数ｆ１−ｆ２の奇数倍の周波数を有する中間周波信号ＩＦが得られる。後段のフィルタにて１つの周波数の中間周波信号ＩＦを取り出して利用する。
【００１８】
二重平衡変調器を用いた周波数変換回路によれば、選局したい高周波信号ＲＦの周波数ｆ１に対して局部発振信号ＬＯの周波数ｆ２を適宜に切り換えることでチャンネルによらず同じ周波数の中間周波信号ＩＦが取り出せることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２０１０−２２６１９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
ところで、図６の受信器６０１では、第三中間周波回路６０９の周波数変換回路６０６から中間周波信号３ｒｄＩＦが出力される。この中間周波信号３ｒｄＩＦは、音声周波数信号を復調する直前の抑圧搬送波振幅変調信号（以下、単に振幅変調信号という）である。後段のハイブリッド処理回路６１４において、中間周波信号３ｒｄＩＦを高速サンプリングでＡＤ変換し、得られたデータ列を高速デジタル演算による復調処理に適用すると音声周波数信号データ列が得られ、ＤＡ変換により音声周波数信号となる。
【００２１】
しかし、振幅変調信号の復調処理を高速デジタル演算で行うハイブリッド処理回路６１４は、非常に高価であるため、受信器６０１のコスト上昇の要因となる。
【００２２】
これに対し、アナログ回路で構成される周波数変換回路は、高価格の部材を使用しないので、ハイブリッド処理回路６１４に置き換えて振幅変調信号の復調に用いると、受信器６０１のコストが下げられる。
【００２３】
ところが、従来の周波数変換回路を振幅変調信号の復調に用いようとすると、音声周波数信号が出力トランスを通過しにくいという問題及びダイオードに由来する不具合があるという問題が生じる。
【００２４】
図７の周波数変換回路は、局部発振信号ＬＯと高周波信号ＲＦを入力とし、中間周波信号ＩＦを出力としていた。これに倣い、ＲＦ端子に復調する振幅変調信号を入力し、ＬＯ端子に搬送波信号を入力することで、ＩＦ端子に音声周波数信号が出力されることを試みたとする。しかし、音声周波数信号は、これまで述べた他の信号と比較して低周波であり、出力トランス７３を通過しにくい。したがって、ＩＦ端子に音声周波数信号を割り振るのは適切でない。
【００２５】
そこで、図７の二重平衡変調器７１をそのまま利用し、端子に割り振る信号だけを入れ替えて図１３のように復調回路１３１を構成する。すなわち、入力トランス７２の一次側コイルに復調する振幅変調信号ＩＦを入力し、出力トランス７３の二次側コイルに搬送波信号ＣＡＲを入力することで、ＬＯ端子に音声周波数信号ＡＦが出力される。なお、図７の二重平衡変調器７１は、３つある端子（ＲＦ端子、ＩＦ端子、ＬＯ端子）に３つの信号（高周波信号ＲＦ、中間周波信号ＩＦ、局部発振信号ＬＯあるいは振幅変調信号ＩＦ、搬送波信号ＣＡＲ、音声周波数信号ＡＦ）のいずれを割り振ってもよく、２つの信号を任意の２つの端子に入力すれば残りの端子から残りの１つの信号が出力される。
【００２６】
しかしながら、図１３の復調回路１３１は、音声周波数信号が出力トランス７３を通さずに得られる点では好ましいものの、図７、図８の二重平衡変調器７１、８１と同じ回路構成であり、４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４で伝達経路が切り替わる。この回路構成では、ダイオードに由来する不具合は解決されない。ダイオードに由来する不具合を以下に３点述べる。
【００２７】
第１点として、一般に、ダイオードは、順方向に電圧が印加されても電圧が閾値（順方向電圧降下）に達するまでは導通しないという特性がある。したがって、正弦波である局部発振信号ＬＯが正の半周期では、図１０のように、ダイオードＤ１，Ｄ２が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、印加電圧が閾値より低いため図９のように非導通となる期間が含まれる。負の半周期でも、同様に、図１１のように、ダイオードＤ３，Ｄ４が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、非導通となる期間が含まれる。つまり、局部発振信号ＬＯの振幅の絶対値が閾値より小さい期間は、全ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４が非導通となる。導通の期間と非導通の期間が交互することにより、局部発振信号ＬＯを供給している局部発振器（図示せず）の負荷が不連続に変化するので、取り出される中間周波数信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００２８】
第２点として、局部発振器を高出力とし局部発振信号ＬＯの振幅を大きくすることで、前述の全ダイオード非導通期間を短縮することができるように思われる。これは、局部発振信号ＬＯの振幅が小さいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が長くなるが、局部発振信号ＬＯの振幅が大きいと、１周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が短くなるからである。しかし、局部発振信号ＬＯの振幅を、例えば、１０ｄｂｍ（１０ｍＷ）以上に大きくしようとすると、局部発振器には高出力増幅器を備える必要が生じ、コスト増大を招くと共に、振幅が大きい局部発振信号ＬＯが配線基板中や信号線間、部品間空間を介して他の回路に漏洩しやすくなり、スプリアス（不要周波数信号）が発生する原因となる。
【００２９】
第３点として、ダイオードは、回路図上ではダイオード単体で示され、導通と非導通の２状態のみを有する素子として扱われるが、実際には非線形なインピーダンス成分（抵抗成分など）を含んでおり、電圧電流特性が非直線となる。こうしたダイオードの電圧電流特性の非直線性のため、二重平衡変調器７１，８１のインピーダンスは不安定であり、インピーダンスの不安定さは中間周波信号ＩＦに歪みが生じる原因となる。
【００３０】
以上の３点の不具合は、端子と信号の割り振りを変えた図１３の復調回路１３１においても共通である。
【００３１】
そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の復調に好適な復調回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３２】
上記目的を達成するために本発明の復調回路は、搬送波信号が音声周波数信号で振幅変調された振幅変調信号が一次側コイルに入力され、二次側コイルの両端から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランスと、前記二次側コイルの片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波が切換制御端子に入力された片側用１入力２出力アナログスイッチと、前記二次側コイルの反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチと、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子に片側端が接続され、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子に反対側端が接続された負荷用抵抗器と、前記負荷用抵抗器の片側端に現れる音声周波数信号と前記負荷用抵抗器の反対側端に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器とを備えたものである。
【００３３】
前記二次側コイルの中間点と前記負荷用抵抗器の中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、前記負荷用抵抗器の片側端に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサと、前記負荷用抵抗器の反対側端に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサとを備えてもよい。
【発明の効果】
【００３４】
本発明は次の如き優れた効果を発揮する。
【００３５】
（１）ダイオードに由来する不具合がない。
【００３６】
（２）音声周波数信号の復調に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の一実施形態を示す復調回路の回路図である。
【図２】図１の復調回路が正の半周期にあるときの等価回路図である。
【図３】図１の復調回路が負の半周期にあるときの等価回路図である。
【図４】周波数変換回路の入出力を示す回路図である。
【図５】周波数変換回路が使用されたスーパーヘテロダイン方式の受信器の回路図である。
【図６】多段スーパーヘテロダイン方式によるアマチュア無線受信器の回路図である。
【図７】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図８】二重平衡変調器で構成される従来の周波数変換回路の回路図である。
【図９】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが無信号時の等価回路図である。
【図１０】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが正の半周期時の等価回路図である。
【図１１】図８の周波数変換回路において局部発振信号ＬＯが負の半周期時の等価回路図である。
【図１２】図８の周波数変換回路の信号波形図である。
【図１３】図７の二重平衡変調器を利用した復調回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。
【００３９】
図１に示されるように、本発明に係る復調回路１は、搬送波信号が音声周波数信号ＡＦで振幅変調された振幅変調信号ＩＦが一次側コイル２ｉｎに入力され、二次側コイル２ｏｕｔの両端ｔ１、ｔ２から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランス２と、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が入力端子ＣＯＭに接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣが切換制御端子ＣＮＴに入力された片側用１入力２出力アナログスイッチ３と、二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が入力端子ＣＯＭに接続され、矩形波ＲＥＣが切換制御端子ＣＮＴに入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチ４と、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第一出力端子ＮＣと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第二出力端子ＮＯに片側端ｔ３が接続され、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第二出力端子ＮＯと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第一出力端子ＮＣに反対側端ｔ４が接続された負荷用抵抗器５と、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる音声周波数信号と負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器６とを備える。
【００４０】
入力トランス２は、交流信号が伝達可能な一次側コイル２ｉｎと二次側コイル２ｏｕｔとを有し、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１と反対側端ｔ２と中間点ｔ５に端子を有する。二次側コイル２ｏｕｔは、一次側コイルと巻数が同じ２つのコイルを直列接続して構成する。
【００４１】
片側用１入力２出力アナログスイッチ３及び反対側用１入力２出力アナログスイッチ４となる１入力２出力アナログスイッチ（マルチプレクサとも言う）は、切換制御端子ＣＮＴと入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣと第二出力端子ＮＯとを有し、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＨレベルのときは入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となり、切換制御端子ＣＮＴの入力信号がＬレベルのときは入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣどことも非導通となる半導体素子である。２つの１入力２出力アナログスイッチは、同一チップに形成されるのが望ましい。１入力２出力アナログスイッチは、数１０ＭＨｚ以上、あるいは１００ＭＨｚ以上の高速切り換え動作が可能で入出力間の導通時抵抗値（ＯＮ抵抗）が１Ω以下であることが望ましい。
【００４２】
復調回路１は、２つの１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴに搬送波信号と同じ周波数を有しデューティ比５０％の矩形波ＲＥＣが入力されている。片側用１入力２出力アナログスイッチ３では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１が接続され、第一出力端子ＮＣに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続され、第二出力端子ＮＯに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続されている。反対側用１入力２出力アナログスイッチ４では、入力端子ＣＯＭに入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２が接続され、第一出力端子ＮＣに負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４が接続され、第二出力端子ＮＯに負荷用抵抗器５の片側端ｔ３が接続されている。
【００４３】
負荷用抵抗器５は、抵抗値が同じ２つの抵抗器を直列接続して構成する。
【００４４】
差動増幅器６では、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３からの音声周波数信号が入力抵抗器を介して差動増幅器６の負入力端子に、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４からの音声周波数信号が入力抵抗器を介して差動増幅器６の正入力端子に入力される。したがって、それぞれの入力抵抗器に入力される信号の差分に比例する増幅信号が出力抵抗器から出力される。
【００４５】
復調回路１は、入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔの中間点ｔ５と負荷用抵抗器５の中間点ｔ６に所定電圧の直流信号（以下、オフセット信号という）を入力するオフセット回路７と、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサ８と、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサ９とを備える。
【００４６】
オフセット回路７は、直流定電圧源１０の陽極陰極間に可変抵抗器１１が接続され、可変抵抗器１１によってオフセット信号の電圧が調節されるように構成されている。オフセット信号は、１入力２出力アナログスイッチの通過電圧範囲（例えば、０Ｖから電源電圧の範囲）の中央付近にバイアスをかけることで、振幅変調信号ＩＦが正負全域にわたり１入力２出力アナログスイッチを通過できるようにする信号である。二次側コイル２ｏｕｔの中間点ｔ５と負荷用抵抗器５の中間点ｔ６には、中間点ｔ５，ｔ６を高周波的及び低周波的に接地して動作を安定させるためのコンデンサが接続される。
【００４７】
中間周波信号ＩＦは、例えば、図６の周波数変換回路６０６から出力される中間周波信号３ｒｄＩＦである。
【００４８】
矩形波ＲＥＣは、図示しない矩形波発振器から得られる。矩形波発振器は、例えば、ＤＤＳ（Direct Digital Synthesizer）とローパスフィルタと二値化用のコンパレータと原発振用の水晶振動子とからなる。ＤＤＳは、ＲＯＭ等の記憶素子に１周期分の正弦波について周期を所定個に刻んだサンプル間隔で振幅値を格納しておき、読み出しクロックに応じて振幅値を順に読み出すことで階段状の正弦波を発生させるものである。サンプル間隔及び振幅値分解能を高くすれば階段状の正弦波が理想的な正弦波に近づき、さらにローパスフィルタを適用することで、理想的な正弦波が得られる。コンパレータでは、ローパスフィルタからの正弦波を直流電圧と比較して二値化することで、読み出しクロックに依存しないタイミングで二値化が達成される。この結果、デューティ比５０％の理想的な矩形波ＲＥＣが得られる。コンパレータを内蔵したＤＤＳの例として、アナログデバイス社製ＡＤ９８３４がある。
【００４９】
以下、復調回路１の動作を説明する。
【００５０】
中間周波信号ＩＦは、搬送波信号が音声周波数信号ＡＦで振幅変調された抑圧搬送波振幅変調信号であり、搬送波信号の周波数をｆCARとし、音声周波数信号ＡＦの周波数をｆAFとすると、中間周波信号ＩＦの周波数は、ｆCAR±ｆAFとなる。
【００５１】
中間周波信号ＩＦが入力トランス２の一次側コイル２ｉｎに入力されると、中間周波信号ＩＦは入力トランス２の二次側コイル２ｏｕｔに伝達される。入力トランス２は、位相分配器の働きをするものであり、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１に現れる信号の位相をθとすると、反対側端ｔ２に現れる信号の位相はθ＋１８０°となる。
【００５２】
一方、矩形波ＲＥＣは、搬送波信号の周波数でＨレベルとＬレベルを交番する。
【００５３】
矩形波ＲＥＣがＨレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＨレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ３，４は、いずれも入力端子ＣＯＭと第一出力端子ＮＣとが導通して第二出力端子ＮＯはどことも非導通となる。これにより、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１の信号は、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第一出力端子ＮＣから出て、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる。二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２の信号は、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第一出力端子ＮＣから出て、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる。この結果、図２に示されるように、位相θの信号が負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に、位相θ＋１８０°の信号が反対側端ｔ４に現れることになる。
【００５４】
矩形波ＲＥＣがＬレベルの半周期では、１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換制御端子ＣＮＴがいずれもＬレベルとなり、１入力２出力アナログスイッチ３，４は、いずれも入力端子ＣＯＭと第二出力端子ＮＯとが導通して第一出力端子ＮＣはどことも非導通となる。これにより、二次側コイル２ｏｕｔの片側端ｔ１の信号は、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の第二出力端子ＮＯから出て、負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に現れる。二次側コイル２ｏｕｔの反対側端ｔ２の信号は、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の第二出力端子ＮＯから出て、負荷用抵抗器５の片側端ｔ３に現れる。この結果、図３に示されるように、位相θの信号が負荷用抵抗器５の反対側端ｔ４に、位相θ＋１８０°の信号が片側端ｔ３に現れることになる。
【００５５】
このようにして、１入力２出力アナログスイッチ３，４を通った信号が矩形波ＲＥＣの半周期ごとに位相が反転する状態で負荷用抵抗器５の両端に現れる。中間周波信号ＩＦの周波数がｆCAR±ｆAFであり、矩形波ＲＥＣの周波数がｆCARであるため、現れる信号の周波数は、ｆAFとなる。すなわち、負荷用抵抗器５の両端に、それぞれ音声周波数信号ＡＦが得られることになる。
【００５６】
２つの音声周波数信号ＡＦは互いに逆位相であるから、差動増幅器６にて差分を演算することにより、２つの音声周波数信号ＡＦが位相を合わせて合成されることになる。
【００５７】
以上説明したように、本発明の復調回路１によれば、従来のようなダイオードの非導通による中間的状態がないので、信号歪みの発生を回避することができる。
【００５８】
本発明の復調回路１によれば、ダイオード非道通期間を短縮するための高出力で低歪みの局部発振器は必要なくなり、高出力に起因する信号漏洩がない。
【００５９】
本発明の復調回路１によれば、ダイオードの電圧電流特性の非直線性に起因する信号歪みの発生を回避することができる。
【００６０】
本発明の復調回路１によれば、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の入力端子ＣＯＭに入力される振幅変調信号ＩＦが第一出力端子ＮＣか第二出力端子ＮＯのいずれかに必ず伝達され、反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の入力端子ＣＯＭに入力される振幅変調信号ＩＦが第二出力端子ＮＯか第一出力端子ＮＣのいずれかに必ず伝達されるので、振幅変調信号ＩＦが遮断される期間がない。
【００６１】
本発明の復調回路１によれば、負荷用抵抗器５の両端に現れる互いに位相が反転した音声周波数信号ＡＦの差を差動増幅器６で増幅するため、２倍の振幅が得られる。
【００６２】
本発明の復調回路１によれば、片側用１入力２出力アナログスイッチ３の切換制御端子ＣＮＴと反対側用１入力２出力アナログスイッチ４の切換制御端子ＣＮＴに同じ矩形波ＲＥＣが入力されるので、２つの１入力２出力アナログスイッチ３，４の切換動作が全く同時になる。
【００６３】
本発明の復調回路１によれば、出力トランスを使用せず、負荷用抵抗器５に音声周波数信号ＡＦが検波されるようにしたので、トランス内の巻線間容量に起因する非直線性がない。
【００６４】
本発明の復調回路１は、図６に示したアマチュア無線の受信器６０１に適用すると好ましい。高価なハイブリッド処理回路６１４に代えて本発明の復調回路１を用いることで、受信器６０１のコストを低減させることができる。この他にも、復調回路１は、テレビ受像器、携帯電話機など放送受信や無線通信を行う全ての送受信器に利用することができる。
【符号の説明】
【００６５】
１ 復調回路
２ 入力トランス
３ 片側用１入力２出力アナログスイッチ
４ 反対側用１入力２出力アナログスイッチ
５ 負荷用抵抗器
６ 差動増幅器
７ オフセット回路
８ 片側用直列コンデンサ
９ 反対側用直列コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波信号が音声周波数信号で振幅変調された振幅変調信号が一次側コイルに入力され、二次側コイルの両端から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランスと、
前記二次側コイルの片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波が切換制御端子に入力された片側用１入力２出力アナログスイッチと、
前記二次側コイルの反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチと、
前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子に片側端が接続され、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子に反対側端が接続された負荷用抵抗器と、
前記負荷用抵抗器の片側端に現れる音声周波数信号と前記負荷用抵抗器の反対側端に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器とを備えたことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記二次側コイルの中間点と前記負荷用抵抗器の中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、
前記負荷用抵抗器の片側端に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサと、
前記負荷用抵抗器の反対側端に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサとを備えたことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【請求項１】
搬送波信号が音声周波数信号で振幅変調された振幅変調信号が一次側コイルに入力され、二次側コイルの両端から互いに逆位相の信号が取り出される入力トランスと、
前記二次側コイルの片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比５０％の矩形波が切換制御端子に入力された片側用１入力２出力アナログスイッチと、
前記二次側コイルの反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用１入力２出力アナログスイッチと、
前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子に片側端が接続され、前記片側用１入力２出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用１入力２出力アナログスイッチの第一出力端子に反対側端が接続された負荷用抵抗器と、
前記負荷用抵抗器の片側端に現れる音声周波数信号と前記負荷用抵抗器の反対側端に位相反転して現れる音声周波数信号の差を増幅する差動増幅器とを備えたことを特徴とする復調回路。
【請求項２】
前記二次側コイルの中間点と前記負荷用抵抗器の中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、
前記負荷用抵抗器の片側端に現れる信号から直流成分を除去する片側用直列コンデンサと、
前記負荷用抵抗器の反対側端に現れる信号から直流成分を除去する反対側用直列コンデンサとを備えたことを特徴とする請求項１記載の復調回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２０１３−９８８２８（Ｐ２０１３−９８８２８Ａ）
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４１０７７（Ｐ２０１１−２４１０７７）
【出願日】平成２３年１１月２日（２０１１．１１．２）
【出願人】（００００００１７０）いすゞ自動車株式会社 (1,721)
【公開日】平成２５年５月２０日（２０１３．５．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２日（２０１１．１１．２）
【出願人】（００００００１７０）いすゞ自動車株式会社 (1,721)
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