系統連系インバータ装置
【課題】スイッチングノイズを低減し、系統連系インバータ装置の小型・軽量化を図る。
【解決手段】コントローラ７は、パルス幅変調信号の変調度がスイッチングノイズを最小にする最適変調度となるような振幅の変調波を生成する変調波生成部７ｄとその変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成部７ｅを備える。変調波生成７ｄは、変調波テーブル７ａから最適変調度となる振幅の変調波の波形データを読み出し、その波形データの位相を力率調整部７ｂで算出した位相（無効電力を制御目標に追従させるための位相）を用いて補正することにより変調波を生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部７ｅがその変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較してＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号の変調度が最適変調度に固定されるので、スイッチングノイズが抑制される。
【解決手段】コントローラ７は、パルス幅変調信号の変調度がスイッチングノイズを最小にする最適変調度となるような振幅の変調波を生成する変調波生成部７ｄとその変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成部７ｅを備える。変調波生成７ｄは、変調波テーブル７ａから最適変調度となる振幅の変調波の波形データを読み出し、その波形データの位相を力率調整部７ｂで算出した位相（無効電力を制御目標に追従させるための位相）を用いて補正することにより変調波を生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部７ｅがその変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較してＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号の変調度が最適変調度に固定されるので、スイッチングノイズが抑制される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換し、その交流電力を商用電力系統に供給する系統連系インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
系統連系インバータ装置の構成要素には直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換する電力逆変換回路（インバータ）とその電力逆変換回路から出力される交流信号（交流電圧信号と交流電流信号）に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路とが含まれる。
【０００３】
フィルタ回路の容量は、インバータから出力される交流信号に含まれるスイッチングノイズのレベル（交流信号に重畳されるリップルノイズの大きさ）が大きくなるのに応じて大きくなるので、インバータで生じるスイッチングノイズが大きければ、フィルタ回路のキャパシタやインダクタの回路要素が大型化する。
【０００４】
フィルタ回路は、系統連系インバータ装置の小型化や低コスト化を阻害する主要な回路要素であるから、インバータで生じるスイッチングノイズのレベルを可及的に抑制してフィルタの容量を小さくすることが望ましい。
【０００５】
図１７は、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧（線間電圧）をＦＦＴ（First Fourier Transform)解析したスペクラム分布の一例を示す図である。なお、変調度Ｍは、三角波比較方式によるパルス幅変調では、Ｍ＝（変調波の振幅のピーク値）／（搬送波の振幅のピーク値）である。
【０００６】
図１７は、図１８に示す回路モデルで三相インバータＩＮＶに４００［ｖ］の直流電圧（以下、「バス電圧」という。）を入力し、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を三相インバータＩＮＶに入力した場合の出力電圧に含まれる周波数成分をＦＦＴ解析したものである。
【０００７】
なお、回路モデルではフィルタ回路は省略し、三相インバータＩＮＶに対する負荷を５Ωとしている。また、ＰＷＭ信号は、特開２０１０−１３６５６７号公報に記載の変調波を４．８［ｋＨｚ］の三角波（搬送波）とレベル比較して生成されるパルス信号である。同公報に記載の変調波は、１周期を均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉは、相電圧から一つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間Ｉに続く区間IIは、相電圧から一つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間IIに続く区間IIIは、ゼロレベルの波形を有する信号である。インバータＩＮＶから出力させるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧をｖu，ｖv，ｖwとすると、例えば、Ｕ相の変調波ｖu’は、−π／６≦θ≦３π／６で線間電圧ｖuw＝ｖu−ｖw、３π／６≦θ≦７π／６で線間電圧ｖuv＝ｖu−ｖv、７π／６≦θ≦１１π／６で０レベルの波形を有する信号である。
【０００８】
図１７に示すように、三相インバータＩＮＶから出力される線間電圧には基本波成分（変調波の周波数と同一の周波数成分：図１７では６０［Ｈｚ］）と、パルス幅変調における搬送波の周波数ｆc（以下、「キャリア周波数ｆc」という。）及びその整数倍の周波数（ｎ×ｆc）と同一の周波数におけるサイドバンドの周波数成分とが含まれる。基本波成分以外の成分がスイッチングノイズの成分であるが、最もレベルの高い成分（以下、「最大ノイズ成分」という。）は、キャリア周波数ｆc＝４．８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分（点Ｎmax参照）である。
【０００９】
図１９は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットしたものである。図１９に示すように、スイッチングノイズの特性は、変調度Ｍが０．５５付近で最大となり、０．８７８で極小点Ｐminを有する。
【００１０】
系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧を電力系統の電圧（以下、「系統電圧」という。）よりも高くして出力電流を電力系統側に出力する（直流電源から供給される電力を電力系統側に出力する）制御を行う。インバータの出力電圧の振幅（ピーク値）を「Ｖinv」、搬送波の振幅（ピーク値）を「Ｖc」、変調波の振幅（ピーク値）を「Ｖs」とすると、変調度Ｍは、Ｍ＝Ｖs／Ｖcで表わされ、インバータのバス電圧を「Ｖdc」、三角波比較方式によるパルス幅変調の電圧利用率などの係数を「ｋ」とすると、Ｖinv＝ｋ×Ｍ×Ｖdcの関係がある。電力系統に連系されているときには、系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧Ｖinvを系統電圧対抗分（系統電圧Ｖgと同一の電圧）以上に制御するから、Ｖg≦ｋ×Ｍ×Ｖdcとなる。従って、系統連系インバータ装置では、変調度Ｍは、（Ｖg／ｋ×Ｖdc）≦Ｍ≦１の範囲で変動し、フルレンジで変動することはない。
【００１１】
例えば、２０２ｖ系の電力系統に連系させる場合、バス電圧Ｖdcを系統電圧が規定値よりも１０％上昇した場合でもフルブリッジ回路で構成されるインバータから定格電力が出力できる電圧に設定するとすれば、そのバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝[（２０２×１.１）×√(２)×０．８６６]×１.１×２／√(３)
≒３４５．７ …（１）
となる。
【００１２】
（１）式において、「２０２」は、系統電圧（電力系統の線間電圧）ｖgの実効値Ｖrmsである。系統電圧の実効値Ｖrmsを１.１倍しているのは、系統電圧が１０％上昇した場合でも定格電力が出力できることを反映したものである。また、「√(２)」を掛ける処理は瞬時値に変換するための処理であり、「０．８６６」を掛ける処理は、変調波に三次高調波成分を加算した場合、電圧利用率が０．８６６に改善されることに基づく処理である。また、波括弧内の値を１.１倍しているのは、フィルタにおける電圧降下分と制御量分を加味した処理であり、「２」を掛ける処理は、フルブリッジ回路のインバータから出力される交流電圧の正負の振幅が入力電圧の振幅の２倍になることに基づく処理である。また、「√(３)」で割る処理は線間電圧を相電圧にするための処理である。なお、デッドタイムなどの影響は無視している。
【００１３】
系統電圧ｖgのレベルが許容範囲（±１０％）の下限値に低下したときに電力系統への連系を可能にするバス電圧Ｖdcを算出すると、この場合は、インバータの出力電圧ｖinvが系統電圧対抗分だけとなるから、（１）式でフィルタにおける電圧降下分の係数を除去し、系統電圧の変動分の係数を１.１から０．９に変更することにより、
Ｖdc＝[（２０２×０．９）×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（２）
となる。
【００１４】
従って、２０２ｖ系の電力系統に連系させる系統連系インバータ装置でバス電圧Ｖdcを「３４５．７[ｖ]」に設定した場合、変調度Ｍの変動範囲の最小値は、
Ｍ＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５ …（３）
で求められ、変調度Ｍの変動範囲は０．７４５〜１．００となる。
【００１５】
そして、系統連系インバータ装置に特開２０１０−１３６５６７号公報に記載の変調方式を用いた場合は、変調度Ｍは０．７４５〜１．００の範囲で変動するから、Ｍ＝０．８７８でスイッチングノイズが最小になる特性を有する。
【００１６】
図２０は、従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。
【００１７】
図２０に示す系統連系インバータ装置１００は、直流電源として太陽電池１０２を用いたものであり、インバータ１０４の入力電圧Ｖdc（バス電圧Ｖdc）を所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化させるために太陽電池１０２とインバータ１０４の間にＤＣ／ＤＣコンバータ１０３が設けられている。
【００１８】
インバータ１０４は、６個のスイッチング素子を２個ずつ直列に接続した３組の直列回路（以下、「アーム」という。）を太陽電池１０２から直流電力が供給される入力ラインに並列に接続した三相フルブリッジ回路で構成される電圧型のインバータ（図１８の三相インバータＩＮＶ参照）である。インバータ１０４は、コントローラ１０７から入力される６個のＰＷＭ信号で各アーム内の２個のスイッチング素子を交互にオン・オフ動作させてバス電圧ＶdcをＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに変換する。なお、大文字の符号「Ｖ」は直流電圧を示し、小文字の符号「ｖ」は交流電圧を示している。また、交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの添え字の「ｕ，ｖ，ｗ」は、それぞれ対応する相を示している。
【００１９】
コントローラ１０７は、マイクロコンピュータで構成され、ディジタル演算処理によりＰＷＭ信号の生成処理を行う。コントローラ１０７は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について、インバータ１０４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwo（フィルタ１０５を通過した正弦波の交流電圧）を変調波として生成し、その制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを搬送波である所定の三角波ｖtと比較することによりＰＷＭ信号を生成する。なお、コントローラ１０７は、所定の周期でＰＷＭ信号の生成処理を行うので、制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと三角波ｖtの瞬時値を生成し、両瞬時値を比較してＰＷＭ信号の瞬時値（ハイレベル若しくはローレベル）を出力する。
【００２０】
Ｕ相の制御目標ｖuoは、インバータ１０４の出力電流ｉuがインバータ１０４と電力系統１０１との間のインピーダンス（主としてフィルタ１０５と変圧器１０６のリアクトルによるインピーダンス。以下、「連系用リアクトル」という。）を流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成した電圧の振幅に相当する。系統電圧は電力系統１０１により制御されるので、コントローラ１０７は、連系用リアクトルの電圧を制御することにより制御目標ｖuoを制御する。連系用リアクトルのインピーダンスはフィルタ１０５及び変圧器１０６の設計値として固定されるから、連系用リアクトルの電圧は、インバータ１０４の出力電流ｉuにより制御される。従って、コントローラ１０７は、実質的にインバータ１０４の出力電流ｉuを制御することによって制御目標ｖuoを制御する。Ｖ相，Ｗ相の制御目標ｖuoについても同様である。
【００２１】
コントローラ１０７内のバス電圧指令値生成部１０７ａ、無効電力指令値生成部１０７ｂ、無効電力算出部１０７ｃ、ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｅ，１０７ｆ，１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋは出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成するための処理ブロックである。また、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍは、制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと三角波ｖtを比較してＰＷＭ信号を生成するための処理ブロックである。なお、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋの前段若しくは後段に系統電圧対抗分を加算する処理ブロックが設けられるが、図２０ではその処理ブロックを省略している。
【００２２】
コントローラ１０７は、ｄｑ回転座標系でインバータ１０４の出力電流の制御目標Ｉdo，Ｉqoを生成する。すなわち、コントローラ１０７は、バス電圧指令値生成部１０７ａでバス電圧基準値Ｖrefを設定し、そのバス電圧基準値Ｖrefに対する直流電圧計１０８で実測されるバス電圧Ｖdcの偏差ΔＶdc＝Ｖref−Ｖdcを求め、その偏差ΔＶdcに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdrefを設定する。ｄ軸成分Ｉdrefの制御は、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化するための制御である。
【００２３】
また、コントローラ１０７は、無効電力指令値生成部１０７ｂで無効電力指令値Ｑo（力率１の運転時ではＱo＝０）を設定するとともに、交流電圧計１０９で実測されるインバータ１０４の出力電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流計１１０で実測されるインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを用いて無効電力演算部１０７ｃでインバータ１０４から出力される無効電力Ｑrを算出する。そして、コントローラ１０７は、無効電力指令値Ｑoに対する無効電力演算部１０７ｃの無効電力算出値Ｑrの偏差ΔＱ＝Ｑo−Ｑrを求め、その偏差ΔＱに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉqrefを設定する。ｑ軸成分Ｉqrefの制御は、インバータ１０４から出力される無効電力を指令した無効電力量にするための制御である。
【００２４】
更に、コントローラ１０７は、交流電流計１１０で検出したインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwをｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄで下記（４）式に示すｕｖｗ−ｄｑ座標変換式によりｄｑ回転座標系のｄ軸成分Ｉdとｑ軸成分Ｉqに変換し、制御基準Ｉdref，Ｉqrefに対するインバータ１０４の出力電流の実測値Ｉd，Ｉqの偏差ΔＩd＝Ｉdref−Ｉd，ΔＩq＝Ｉqref−Ｉqをそれぞれ算出する。
【００２５】
【数１】
【００２６】
更に、コントローラ１０７は、偏差ΔＩdに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉqにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩdのＰＩ補償演算値に加算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdoを設定する。また、コントローラ１０７は、偏差ΔＩqに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉdにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩqのＰＩ補償演算値から減算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉqoを設定する。
【００２７】
そして、コントローラ１０７は、その制御目標Ｉdo，Ｉqoに図略の系統電圧対抗分をそれぞれ加算してインバータ１０４の出力電圧のｄｑ回転座標系における制御目標Ｖdo，Ｖqoを算出し、その制御目標Ｖdo，Ｖqoをｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋで下記（５）式に示すｄｑ−ｕｖｗ座標変換式により三相電圧に変換することで、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する。
【００２８】
【数２】
【００２９】
そして、コントローラ１０７は、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルをそれぞれ三角波ｖtのレベルと比較し、比較結果に応じたレベルのパルス信号を生成することでＵ，Ｖ，Ｗの各相に対するＰＷＭ信号を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３０】
【特許文献１】特開２００４−２６０９４２号公報
【特許文献２】特開２００６−１０１５８１号公報
【特許文献３】特開２００７−０３７２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
系統連系インバータ装置１００では、インバータ１０４におけるスイッチング損失を可及的に抑制して高効率で電力系統１０１に電力を供給することが求められる。また、系統連系インバータ装置１００では、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子を可及的に小型、軽量にして装置全体の小型化、軽量化、低コスト化が求められる。
【００３２】
フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子の値は、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさによって決定される。従って、コントローラ１０７によるインバータ１０４の制御をスイッチングノイズの大きさを抑制するようにすれば、フィルタ１０５を構成する各素子の小型化、軽量化に繋がり、系統連系インバータ装置１００の小型化、軽量化、低コスト化に寄与する。
【００３３】
しかし、従来のインバータ１０４の制御では、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefにするように、インバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを制御するので、コントローラ１０７で生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、それに応じてインバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさも変動する。従って、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタは、スイッチングノイズの大きさの変動幅の最大値に基づいて選定する必要があり、フィルタ１０５の小型化、軽量化が困難となっている。
【００３４】
また、コントローラ１０７の制御系には電流マイナーループ（ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ及びｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋによる処理部分）が含まれるので、制御系の構成も複雑になる。
【００３５】
ＰＷＭ信号の変調度Ｍを、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさが変動範囲の最小となる値に固定すれば、スイッチングノイズの大きさが従来よりも抑制されるので、フィルタ１０５の更なる小型化及び軽量化が可能になる。また、変調度Ｍを固定する制御は、インバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdoを固定する制御に相当するから、従来のように電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流を制御目標の変動に追従させる制御も不要になり、制御系の簡素化も期待できる。
【００３６】
本発明は、コントローラの制御系をＰＷＭ信号の変調度を所定値に固定する制御系とすることによって制御系の簡素化を可能にするとともに、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００３８】
本発明によって提供される系統連系インバータ装置は、複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする（請求項１）。
【００３９】
なお、上記の系統連系インバータ装置において、前記変調波生成手段は、前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、を含む構成にするとよい（請求項２）。
【００４０】
また、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成するとよい（請求項３）。
【００４１】
また、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成するとよい（請求項４）。
【００４２】
また、請求項３に記載の系統連系インバータ装置において、相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、を更に備え、前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項５）。
【００４３】
また、上記の系統連系インバータ装置において、予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定されるとよい（請求項６）。
【００４４】
また、上記の系統連系インバータ装置において、前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項７）。
【発明の効果】
【００４５】
本発明によれば、パルス幅変調信号を生成するための変調波として、パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる所定の変調波を生成し、その変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するので、例えば、パルス幅変調信号の変調度をスイッチングノイズやコモンモードノイズを最も小さくすることができる変調度にすることによって、系統連系インバータ装置のスイッチングノイズやコモンモードノイズを抑制することができる。
【００４６】
また、ノイズ除去手段の特性を従来よりも緩和できるので、ノイズ除去手段の小型化、軽量化が可能になり、系統連系インバータ装置の小型・軽量化及び低コスト化を図ることができる。
【００４７】
また、パルス幅変調信号の変調度を固定する制御を行うので、従来の電流マイナーループによる制御系が不要になる。これにより、制御手段における制御の安定性や過渡特性が向上する。また、電力逆変換手段に供給される直流電圧のレベルが変動したり、ノイズ除去手段での電圧降下が変化したりした場合でもパルス幅変調信号の変調度は一定になるので、パルス幅変調信号を生成する際の電圧利用率を一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。
【図２】ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図である。
【図３】インバータの回路構成の一例を示す図である。
【図４】正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第１のパルス幅変調方式を説明するための図である。
【図５】非正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第２のパルス幅変調方式を説明するための図である。
【図６】変調波生成部が第２のパルス幅変調方式で変調波を生成する場合の変調波の波形を説明するための図である。
【図７】図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした結果である。
【図８】シミュレーション１の条件で従来の方法１によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図９】シミュレーション１の条件で従来の方法２によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図１０】シミュレーション１の条件で本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図１１】第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。
【図１２】第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を示す図である。
【図１３】図１８に示す回路モデルの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりバス電圧の制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をした場合のインバータの出力電圧に含まれるコモンモードノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。
【図１４】変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１５】バス電圧の制御値を３００［ｖ］に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１６】バス電圧の制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１７】変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析したスペクラム分布の一例を示す図である。
【図１８】図１７に示すＦＦＴ解析を行った系統連系インバータ装置の回路モデルを示す図である。
【図１９】変調波の振幅を変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットした図である。
【図２０】従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４９】
本発明に係る系統連系インバータ装置を図１乃至図１６を用いて説明する。
【００５０】
図１は、本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。
【００５１】
図１に示す系統連系インバータ装置１は、太陽電池２を電力源とするインバータ装置である。また、図２と図３は、それぞれ系統連系インバータ装置１内のＤＣ／ＤＣコンバータ３とインバータ４の回路構成の一例を示す図である。
【００５２】
系統連系インバータ装置１は、基本的なブロック構成として太陽電池２、ＤＣ／ＤＣコンバータ３、インバータ４、フィルタ５、変圧器６及びコントローラ７を備え、変圧器６の出力端は遮断器１０を介して電力系統１１に接続される。また、変圧器６の出力端には系統連系インバータ装置１から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流ｉu，ｉv，ｉwの実測値をコントローラ７に入力するために交流電圧計８と交流電流計９とが設けられている。
【００５３】
太陽電池２は、太陽からの光エネルギーを電気エネルギーに変換する電力源として機能する。直流電源としては、太陽電池２に代えて、燃料電池等の他の直流電源を用いることができる。太陽電池２は、山形の電力−電圧特性を有し、動作点が最大電力点からずれると、出力電力が減少する特性を有する。また、最大電力点は日射量によって変化するので、系統連系インバータ装置１では、一般に太陽電池２の動作点が最大電力点を追尾する（すなわち、出力電圧を最大電力点電圧にする）ＭＰＰＴ制御（Maximum Power Point Tracking、最大電力点追尾制御）が行われる。
【００５４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、インバータ４に入力される直流電圧（バス電圧）Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化させる機能を果たす。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、太陽電池２から出力される直流電圧Ｖsをバス電圧基準値Ｖrefに昇圧する。図１ではＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラを省略しているが、コントローラ７は、インバータ４のバス電圧Ｖdcがバス電圧基準値Ｖrefに固定されるように制御するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力電圧、すなわち、太陽電池２の直流電圧Ｖsが最大電力点電圧を追尾するように制御する。
【００５５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、例えば、図２に示す周知の昇圧型コンバータである。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑを所定の周期でオン・オフさせることにより、オン期間に太陽電池２からの電気エネルギーを磁気エネルギーに変換してチョークコイルＬに蓄積し、オフ期間にその磁気エネルギーを再度電気エネルギーに変換してダイオードＤを介してコンデンサＣに出力する動作を繰り返す。スイッチング素子Ｑとしては、バイポーラ・トランジスタ、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の各種の半導体スイッチング素子が利用される。
【００５６】
インバータ４は、太陽電池２からＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して入力される直流電力を三相交流電力に逆変換して電力系統１１に出力する。インバータ４は、図３に示すように、６個のスイッチング素子Ｑ1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2b，Ｑ3a，Ｑ3bを用いた三相フルブリッジ回路で構成される三相インバータである。６個のスイッチング素子Ｑka，Ｑkb（ｋ＝１，２，３）もＤＣ／ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑと同様に上記の各種の半導体スイッチング素子を使用することができる。
【００５７】
三相フルブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1a，Ｑ1bの直列回路Ａ1、スイッチング素子Ｑ2a，Ｑ2bの直列回路Ａ2及びスイッチング素子Ｑ3a，Ｑ3bの直列回路Ａ3を電源ラインＬVに並列接続した構成である。各スイッチング素子Ｑka，Ｑkbにはそれぞれ帰還ダイオードＤka，Ｄkb（ｋ＝１，２，３）が逆並列に接続されている。電源ラインＬVにはＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力される直流電圧（バス電圧）Ｖdcが供給される。
【００５８】
各直列回路Ａk（ｋ＝１，２，３）の一対のスイッチング素子Ｑka，Ｑkb（ｋ＝１，２，３）は、コントローラ７から出力される一対のＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）によってオン・オフ駆動される。ＰＷＭ信号Ｓkbは、ＰＷＭ信号Ｓkaに対してレベルが反転している。従って、スイッチング素子Ｑkaとスイッチング素子Ｑkbは、ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbによって交互にオン・オフ動作をする。
【００５９】
ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbは、コントローラ７によって、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwo（変調波の瞬時値）と変調波よりも高周波の三角波ｖt（搬送波の瞬時値）とを比較する三角波比較方式により生成される。インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形は互いに位相が２／３πだけずれるから、ＰＷＭ信号Ｓ1a，Ｓ1b、ＰＷＭ信号Ｓ2a，Ｓ2b及びＰＷＭ信号Ｓ3a，Ｓ3bのパルス幅のパターンは、互いに位相が２π／３だけずれている。各直列回路Ａkの一対のスイッチング素子Ｑka，Ｑkbが一対のＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbによってオン・オフ動作することにより、直列回路Ａ1の接続点ｎ1、直列回路Ａ2の接続点ｎ2及び直列回路Ａ3の接続点ｎ3からそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する交流電圧ｖu，ｖv，ｖwが出力される。
【００６０】
フィルタ５は、インバータ４から出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流信号（交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流ｉu，ｉv，ｉw）に含まれるスイッチングノイズを除去する。フィルタ５は、図３に示すように、等価的に接続点ｎ1，ｎ2，ｎ3の出力ラインにそれぞれインダクタＬFを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣFを接続した逆Ｌ型回路で構成される。インバータ４の接続点ｎ1，ｎ2，ｎ3から出力される信号の波形は微小な階段状の変化をするが、フィルタ５を通すことによってスイッチングノイズの成分が除去されるので、インバータ４の出力信号の波形は綺麗な正弦波となる。定常状態では、インバータ４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの波形は目標値ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形となる。
【００６１】
変圧器６は、昇圧トランスで構成され、フィルタ５から出力される正弦波の交流電圧のレベルを系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧する。交流電圧計８は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧ｖu，ｖv，ｖw）を検出する。また、交流電流計９は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電流（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流ｉu，ｉv，ｉw）を検出する。交流電圧計８及び交流電流計９の検出値は、コントローラ４に入力され、ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの生成処理に利用される。
【００６２】
コントローラ７は、マイクロコンピュータ若しくはＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により構成され、ディジタル演算処理により、所定の周期でインバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと所定の三角波ｖtとを生成し、相毎に制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルを三角波ｖtのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）を生成する。搬送波である三角波ｖtの波形は予め決められている。従って、コントローラ７は、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する第１処理部とその制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルを三角波ｖtのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbを生成する第２処理部とを備える。図１の変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ及び変調波生成部７ｄは第１処理部を構成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅは第２処理部を構成している。
【００６３】
本発明は、インバータ４から出力される交流電圧及び交流電流に含まれるスイッチングノイズがＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの変調度Ｍによって変化し、スイッチングノイズを好適に抑制にする変調度Ｍ*（以下、「最適変調度Ｍ*」という。）があることに着目し、第１処理部で生成するインバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形を第２処理部で生成されるＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの変調度Ｍが最適変調度Ｍ*となるように制御する構成に特徴を有する。最適変調度Ｍ*は、変調度Ｍの変動範囲において、スイッチングノイズの最大ノイズ成分が最小になる変調度である。
【００６４】
三相インバータにおける三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成においては、図４に示すように、インバータの出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoとして、相毎に正弦波の相電圧ｖmを生成し、振幅の中央のゼロレベルを合わせて三角波ｖtと比較する方式（以下、「第１のパルス幅変調方式」という。）と、図５に示すように、相毎に、１周期Ｔを均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉと区間IIは線間電圧の波形を有し、区間IIIはレベル「０」の波形を有する電圧ｖm’を生成し、振幅の最小レベルを合わせて三角波ｖtと比較する方式（以下、「第２のパルス幅変調方式」という。）と、がある。第１のパルス幅変調方式は、一般的な方法であるが、第２のパルス幅変調方式は、例えば、上述した特開２０１０−１３６５４７号公報に開示されている方式である。
【００６５】
本発明は、第１のパルス幅変調方式及び第２のパルス幅変調方式のいずれにも適用可能であるので、まず、コントローラ７が第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbを生成する場合は、例えば、図１７〜図１９を用いて説明した例では、最適変調度Ｍ*は「０．８７８」である（図１９参照）。
【００６６】
第２のパルス幅変調方式のＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）は、図５に示す電圧ｖm’と同一の波形を有する。インバータ４から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標をｖuo，ｖvo，ｖwoとすると、Ｕ相の制御目標（変調波）ｖuo’の波形は、図６に示すように、位相（θ＋２ｎπ）（ｎ＝０，１，…）に対して、
（ａ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖuo’＝ｖuwo＝ｖuo−ｖwo
（ａ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖuo’＝ｖuvo＝ｖuo−ｖvo
（ａ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖuo’＝０
の合成をしたものである。
【００６７】
また、Ｖ相の制御目標（変調波）ｖvo’の波形は、
（ｂ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖvo’＝ｖvwo＝ｖvo−ｖwo
（ｂ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖvo’＝０
（ｂ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖvo’＝ｖvuo＝ｖvo−ｖuo
の合成をしたものである。
【００６８】
また、Ｗ相の制御目標（変調波）ｖwo’の波形は、
（ｃ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖwo’＝０
（ｃ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖwo’＝ｖwvo＝ｖwo−ｖvo
（ｃ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖwo’＝ｖwuo＝ｖwo−ｖuo
の合成をしたものである。
【００６９】
インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するためのＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoは、インバータ４の出力電流の制御目標ｉuo，ｉvo，ｉwoが連系用リアクトルを流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成することによって得られる。本発明に係る系統連系インバータ装置１では、変調波の振幅を最適変調度Ｍ*の振幅に固定するので、各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoも最適変調度Ｍ*に基づき予め設定することができる。そこで、本実施形態では、最適変調度Ｍ*に基づいて各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを予め設定している。
【００７０】
そして、本実施形態では、αβ座標系における制御目標（Ｖαo，Ｖβo）に対して、インバータ４から出力される無効電力を無効電力指令値に追随させるための位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換とを行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するようにしている。
【００７１】
コントローラ７は、上記の処理をするための機能ブロックとして、変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ、変調波生成部７ｄ及びＰＷＭ信号生成部７ｅを備える。変調波テーブル７ａは、最適変調度Ｍ*に基づいて予め設定された各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータを記憶するブロックである。
【００７２】
力率調整部７ｂは、交流電圧計８で検出されるインバータ４の出力電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流計９で検出されるインバータ４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwとを用いてインバータ４から出力される無効電力Ｑを算出し、その算出値Ｑから無効電力Ｑを無効電力指令値Ｑo（力率１の運転時ではＱo＝０）にするための位相θを算出する。
【００７３】
位相補正部７ｃは、変調波テーブル７ａから各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて下記（６’）式に示す演算式により上記の位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する。
【００７４】
【数３】
【００７５】
なお、（６）式において、θの行列は、αβ座標系における電圧ベクトルの位相を位相θだけ進めたり、遅らせたりするための演算処理である。０＜θであれば、電圧ベクトルの位相は進み位相に補正され、θ＜０であれば、電圧ベクトルの位相は遅れ位相に補正される。
【００７６】
変調波生成部７ｄは、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを用いて上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理をすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅに入力する。
【００７７】
ＰＷＭ信号生成部７ｅは、振幅Ｖcを有する高周波の三角波ｖtを生成し、三角波ｖtの最小レベル（−Ｖc）とＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’のゼロレベルを合わせてそれぞれレベルを比較してインバータ４の直列回路Ａ1，Ａ2，Ａ3に対するＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、ＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、そのＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3a，Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bをインバータ４に入力する。
【００７８】
なお、変調波生成部７ｄから入力される変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’の振幅Ｖm（Ｖmは相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの振幅）と三角波ｖtの振幅Ｖcとの間には、Ｖm／Ｖc＝Ｍ*＝０．８７８の関係がある。従って、変調波テーブル７ａに記憶されている各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータは、変調波生成部７ｄで生成される変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’の振幅がＶm／Ｖc＝Ｍ*を満たすように予め設定されている。
【００７９】
次に、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１の特徴的な構成の作用・効果について説明する。
【００８０】
コントローラ７は、系統連系インバータ装置１を電力系統１１に連系させた後は、太陽電池２から供給される直流電力をインバータ４で交流電力に変換して電力系統１１に出力する制御をする。従来の系統連系インバータ装置１００は、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcをバス電圧基準値Ｖrefに保持するように、インバータ１０４の出力電流の制御目標を設定し、電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを制御目標に制御している。このため、従来の系統連系インバータ装置１００では、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、その変調度Ｍの変動に基づきスイッチングノイズも大きく変動する。
【００８１】
これに対し、系統連系インバータ装置１は、変調度Ｍをスイッチングノイズの最大ノイズ成分が最も小さくなる最適変調度Ｍ*に固定し、インバータ４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを固定する制御をしているので、スイッチングノイズを最小の状態に抑制することができる。
【００８２】
図７は、図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレーションした結果である。
【００８３】
シミュレーション１は、キャリア周波数ｆc＝４．８［ｋＨｚ］、系統周波数ｆg＝６０［Ｈｚ］、電力系統１１の線間電圧の実効値Ｖrms＝２０２［ｖ］、インバータＩＮＶから定格電力を出力したときのフィルタでの電圧降下分５％の条件で、従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法のそれぞれについて定常状態でのスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートしたものである。
【００８４】
従来の方法１は、図１７を用いて説明したシミュレーションのＰＷＭ制御方法に相当し、バス電圧Ｖdcを（１）式に示す電圧（３４５.７［ｖ］）に制御する方法である。従来の方法２は、バス電圧Ｖdcを電力系統１１に連系可能な最小値に設定する場合のＰＷＭ制御方法である。また、本発明の方法は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを最適変調度Ｍ*（＝０．８７８）に固定するＰＷＭ制御方法である。スイッチングノイズの大きさはバス電圧Ｖdcが低いほど低くなるようなイメージがあるので、バス電圧Ｖdcを最も厳しい条件に設定した場合と本発明の方法とでいずれがスイッチングノイズを抑制できるかを検証するために、今回のシミュレーションでは従来の方法２を加えている。
【００８５】
従来の方法１では、バス電圧Ｖdcは、３４５．７［ｖ］に制御される。一方、従来の方法２では、バス電圧Ｖdcは、実効値Ｖrms＝２０２［ｖ］の電力系統に定格電力を出力するために必要な最小のバス電圧値となるので、
Ｖdc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２９９．９［ｖ］ …（７）
となる。（７）式は、（１）式の係数「１.１」をなくし、フィルタ５の電圧降下分の係数「１.１」を定格出力時のフィルタでの電圧降下分５％の条件である係数「１．０５」に変更したものである。
【００８６】
インバータの出力電圧Ｖinv、変調度Ｍ及びバス電圧Ｖdcの間にはＶinv＝ｋ×Ｍ×Ｖdc（ｋは電圧利用率などの諸係数）の関係がある。従来の方法２では電力系統に連系させるために必要なバス電圧が最小値に制御されるので、従来の方法２の変調率Ｍ2は「１」となる。これに対し、従来の方法１ではバス電圧Ｖdcが３４５．７［ｖ］に設定されるので、従来の方法１の変調率Ｍ1はＭ1＝２９９．９／３４５．７≒０．８６７となる。一方、本発明の方法は、変調度Ｍ3を最適変調度Ｍ*＝０．８７８に設定するので、バス電圧ＶdcはＶdc＝２９９．９／Ｍ*＝２９９．９／０．８７８＝３４１.６［ｖ］に制御されることになる。
【００８７】
シミュレーション２は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の上限値（Ｖrms＝２２２［ｖ］）に上昇した場合に条件を変更したものであり、シミュレーション３は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の下限値（Ｖrms＝１８２［ｖ］）に低下した場合に条件を変更したものである。
【００８８】
シミュレーション２ではシミュレーション１に対して系統電圧が１．１倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖdcもシミュレーション１の場合の１．１倍となる。一方、シミュレーション３ではシミュレーション１に対して系統電圧が０．９倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖdcもシミュレーション１の場合の０．９倍となる。
【００８９】
従って、シミュレーション２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒３２９．６［ｖ］ …（８）
となる。
【００９０】
また、シミュレーション３のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２７０．２［ｖ］ …（９）
となる。また、本発明の方法のシミュレーション２，３のバス電圧Ｖdcは、（８）式，（９）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３７５.５［ｖ］、３０７.８［ｖ］となる。
【００９１】
従って、従来の方法１の変調度Ｍ1は、シミュレーション２ではＭ1＝３２９．９／３４５．７≒０．９５３に上昇し、シミュレーション３ではＭ1＝２７０．０／３４５．７≒０．７８２に低下する。なお、従来の方法２の変調度Ｍ2と本発明の変調度Ｍ3は、シミュレーション１の場合と変わらず、それぞれ「１」と「０．８７８」である。
【００９２】
図８〜図１０は、シミュレーション１の条件で従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。図８は、従来の方法１によるＰＷＭ変調制御の場合、図９は、従来の方法２によるＰＷＭ変調制御の場合、図１０は、本発明の方法によるＰＷＭ変調制御の場合の波形図であり、図７のシミュレーション１のＮmax1，Ｎmax2，Ｎmax3は、図８〜図１０の各波形図に示す最大ノイズ成分Ｎmax1，Ｎmax2，Ｎmax3の値を記載したものである。
【００９３】
また、シミュレーション４〜６は、それぞれシミュレーション１〜３でインバータの出力電圧を系統電圧対抗分だけにしたものである。シミュレーション４〜６では、インバータから電流が出力されず、フィルタでの電圧降下が生じないから、シミュレーション４〜６の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、それぞれ（７）式〜（９）式で係数「１．０５」を除去した演算式により算出される。
【００９４】
すなわち、シミュレーション４の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２８５．７ …（１０）
となり、シミュレーション５の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒３１３.９ …（１１）
となり、シミュレーション６の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（１２）
となる。
【００９５】
また、本発明の方法のシミュレーション４〜６のバス電圧Ｖdcは、（１０）式〜（１２）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３２５.４［ｖ］、３５７.６［ｖ］、２９３.１［ｖ］となる。
【００９６】
従って、従来の方法１の変調度Ｍ1は、シミュレーション４ではＭ1＝２８５．７／３４５．７≒０．８２６となり、シミュレーション５ではＭ1＝３１３．９／３４５．７≒０．９０８となり、シミュレーション６ではＭ1＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５となる。また、従来の方法２の変調度Ｍ2と本発明の変調度Ｍ3は、シミュレーション１の場合と同様にそれぞれ「１」と「０．８７８」である。
【００９７】
図には示していないが、シミュレーション２〜６についても図８〜図１０に示すような波形図が得られ、図７のシミュレーション２〜６のＮmax1，Ｎmax2，Ｎmax3もその波形図における最大ノイズ成分Ｎmax1，Ｎmax2，Ｎmax3の値を記載したものである。
【００９８】
図７によれば、シミュレーション１，２，５では従来の方法２の方が従来の方法１よりもスイッチングノイズの最大ノイズ成分が大きく、バス電圧Ｖdcが低いほど最大ノイズ成分が低くなるとは一概に言えないことが分かる。そして、シミュレーション１〜６のいずれの場合も変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に制御する本発明の方法がスイッチングノイズを最も小さく制御できることが分かる。
【００９９】
以上より、変調度Ｍを最適変調度Ｍ＊に制御する系統連系インバータ装置１は、系統電圧のレベルが許容範囲内に制御されている状態で、インバータ４から電力を出力しない場合及びインバータ４から定格電力を出力する場合のいずれの場合でもスイッチングノイズを最小に制御できることが分かる。
【０１００】
また、従来の方法１（従来の系統連系インバータ装置１００が採用する方法）では、動作条件の変化によって最大ノイズ成分Ｎmax1のレベルが大きく変動するのに対し、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１が採用する変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に制御する方法では、動作条件が変化しても最大ノイズ成分Ｎmax3のレベルは余り変動しない。上記のシミュレーション１〜６では、最大ノイズ成分Ｎmax1の最小レベルと最大レベルはそれぞれ６１．０９［ｖ］、９２．４９［ｖ］で、その変動幅は３１.４［ｖ］であるのに対し、最大ノイズ成分Ｎmax3の最小レベルと最大レベルはそれぞれ４９．５３［ｖ］、６３．４６［ｖ］で、その変動幅は１３.９３［ｖ］である。すなわち、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１は、従来の系統連系インバータ装置１００に対してスイッチングノイズを最大約５０％抑制できる効果がある。
【０１０１】
従って、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１では、スイッチングノイズを可及的に抑制するように制御するので、フィルタ５の周波数特性の減衰傾度を従来の系統連系インバータ装置１００のフィルタ１０５よりも緩和することができ、これによりフィルタ５を構成するインダクタンスＬF若しくはキャパシタンスＣFの小型化、軽量化を図ることができる。
【０１０２】
また、系統連系インバータ装置１では、ＰＷＭ信号生成部７ｅの変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に固定するので、インバータ４の出力電流の制御目標を生成するための制御系や電流マイナーループ等が不要になり、コントローラ４の安定性や過渡特性が向上する。また、系統電圧のレベルが変動したり、フィルタ５での電圧降下分が変化したりしてもＰＷＭ信号生成部７ｅにおけるＰＷＭ信号生成処理での電圧利用率を一定に保持することができる。
【０１０３】
次に、コントローラ７が第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。
【０１０４】
図１１は、第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図１２は、第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を解析した結果を示す図である。図１１，図１２の解析条件は、図１７，図１９の解析条件と同じである。従って、図１１の解析結果は図１７の解析結果に対応し、図１２の解析結果は図１９の解析結果に対応している。
【０１０５】
図１２の特性Ａは、キャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ａ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。また、特性Ｂは、キャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ｂ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。
【０１０６】
第２のパルス幅変調方式では、最大ノイズ成分が常にキャリア周波数ｆc＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値であり、その最大ノイズ成分のレベルは、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では、図１９に示したように変調度Ｍ*＝０.８７８で極小となる特性を有している。これに対し、第１のパルス幅変調方式では、キャリア周波数ｆc＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、図１２の特性Ａ，Ａ’に示すように、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では単調に減少し、極小点を有しない。その一方、キャリア周波数ｆcの２倍波９.６［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、特性Ｂ，Ｂ’に示すように単調に増加し、特性Ｂ（変調波に三次高調波を注入しない場合）では変調度Ｍが凡そ０．８８以上の領域でキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなり（特性Ａ，Ｂ参照）、特性Ｂ’（変調波に三次高調波を注入した場合）では変調度Ｍが凡そ０．８６以上の領域でキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなっている（特性Ａ’，Ｂ’参照）。
【０１０７】
第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成するときは、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値よりも小さい場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値となるが、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値以上の場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値となる特性を有する。フィルタ５で最も除去し難いのは、遮断周波数に近いキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分であるので、第１のパルス幅変調方式によるＰＷＭ信号の生成でもキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値が最小になる変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に設定することが考えられる。すなわち、第１のパルス幅変調方式では最適変調度Ｍ*＝１．０に設定することが考えられる。
【０１０８】
しかしながら、フィルタ５のノイズ除去効率を考えると、フィルタ５にはできるだけ高周波成分を入力しない方が好ましい。この観点から第１のパルス幅変調方式での最適変調度Ｍ*を検討すると、キャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値とキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値とが交差する変調度ＭとＭ＝１．０の範囲で最適変調度Ｍ*に選定するのが好ましいと考えられる。従って、変調波に三次高調波を注入しない場合は、Ｍ＝０．８８〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ*を設定するとよく、変調波に三次高調波を注入する場合は、Ｍ＝０．８６〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ*を設定するとよい。
【０１０９】
図１に示す構成で第１のパルス幅変調方式により変調波（正弦波の三相相電圧）を生成する場合は、変調波生成部７ｄで上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理は行われず、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoが各相の変調波として設定される。従って、変調波生成部７ｄで三次高調波の加算処理を行わない場合は、例えば、最適変調度Ｍ*を「０．８８」とし、その最適変調度Ｍ*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶されている。
【０１１０】
コントローラ７は、変調波テーブル７ａから制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて（６’）式に示す演算式により位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを各相の変調波として生成する。
【０１１１】
そして、コントローラ７は、その変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoをそれぞれ中央のレベル（ゼロレベル）を三角波ｖtの中央のレベル（ゼロレベル）と合わせてレベル比較することによりＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2b，Ｓ3cを生成する。また、コントローラ７は、ＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bを生成し、そのＰＭＷ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）をインバータ４に入力する。
【０１１２】
なお、第１のパルス幅変調方式では、電圧利用率を改善するため、変調波生成部７ｄで三次高調波を加算する処理をしてもよい。すなわち、変調波生成部７ｄで、位相補正部７ｃで生成される各相の変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoから三次高調波を生成し、各三次高調波を所定の振幅比率（例えば、変調波に対して１／６）で対応する相の変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoに加算するようにしてもよい。この場合は、例えば、最適変調度Ｍ*を「０．８６」とし、その最適変調度Ｍ*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶される。変調波に三次高調波を注入する場合は、電圧利用率を「０．８６６」に改善することができる。
【０１１３】
なお、上記実施形態では、変調波テーブル７ａにＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを記憶しているが、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを記憶するようにしてもよい。この場合は、位相補正部７ｃでは、下記（１３）式に示す演算式により位相補正の演算処理を行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するとよい。
【０１１４】
【数４】
【０１１５】
上記の実施形態では、スイッチングノイズを可及的に低減するという観点から変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に固定するようにＰＷＭ信号の生成制御をすることを説明したが、スイッチングノイズ以外のノイズ対策の観点でも同様の制御をすることができる。例えば、インバータを用いたパワーエレクトロニクス機器では、ＥＭＣ（Electro Magnetic Interference）対策としてコモンモードノイズを可及的に低減したいという要求があり、この要求は系統連系インバータ装置でも同様である。
【０１１６】
図１３〜図１６は、図１８に示す回路モデルの５Ωの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合のインバータＩＮＶの出力電圧に含まれるコモンモードノイズを１００［ｋＨｚ］〜１.０［ＭＨｚ］の範囲でＦＦＴ解析したものである。図１３は、バス電圧Ｖdcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１４は、バス電圧Ｖdcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。また、図１５は、バス電圧Ｖdcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１６は、バス電圧Ｖdcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。
【０１１７】
図１３〜図１６に示すように、コモンモードノイズは、周波数が高くなるのに応じて指数関数的に低下する。そして、ノイズ成分のレベルは、（Ｖdc，Ｍ）＝（４００ｖ，０．８）、（４００ｖ，１．０）、（３００ｖ，０．８）、（３００ｖ，１.０）の順に小さくなっている。図示はしていないが、第１のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合をＦＦＴ解析したでも同様の傾向が見られる。
【０１１８】
変調度Ｍを「１．０」に制御すると、バス電圧基準値Ｖrefは自動的に小さく制御されるので、コモンモードノイズを抑制する場合は、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をすれば、スイッチングノイズの場合と同様にコモンモードノイズを従来の変調方法よりも抑制することができる。
【０１１９】
なお、高調波補償を行う場合は、高調波補償により変調波の振幅に変調度余裕が生じるので、最適変調度Ｍ*はＭ*＝（１．０−高調波補償用の変調度余裕分）にするとよい。
【０１２０】
上記の実施形態では、三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置について説明したが、本発明は、他の方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置にも適用することができる。例えば、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載されるＰＷＭ信号の生成方式を用いた系統連系インバータ装置にも適用することができる。
【０１２１】
ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式の具体的な内容は同公報に記載されているので、ここでは詳細は省略する。同公報に記載のパルス幅変調方式の要旨は、ＰＷＭホールド法を用いて系統連系インバータ装置１のインバータ４〜変圧器６の回路を線形システムにモデル化し、その線形システムにおけるインバータ４の出力電圧を入力とする状態方程式からパルス信号のオン時間（パルス幅）を入力とする状態方程式を導出する。そして、その状態方程式の解を演算することによってパルス信号の各パルスのオン時間をリアルタイムで求めるというものである。すなわち、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式は、入力をパルス信号のオン時間とする状態方程式の解を求める演算式を用いてインバータ４の相電圧の制御目標からＰＷＭ信号を直接生成する方式である。
【０１２２】
従って、本発明は、変調波のレベルをキャリア信号のレベルと比較する処理をしないで、変調波のレベルから直接的にＰＷＭ信号を生成する変調方式にも適用することができる。
【符号の説明】
【０１２３】
１ インバータ装置
２ 太陽電池
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ インバータ
Ｑ1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2b，Ｑ3a，Ｑ3b スイッチング素子
Ｄ1a，Ｄ1b，Ｄ2a，Ｄ2b，Ｄ3a，Ｄ3b 帰還ダイオード
５ フィルタ
６ 変圧器
７ コントローラ
７ａ 変調波テーブル
７ｂ 力率調整部
７ｃ 位相補正部
７ｄ 変調波生成部
７ｅ ＰＷＭ信号生成部
８ 交流電圧計
９ 交流電流計
１０ 遮断器
１１ 電力系統
【技術分野】
【０００１】
本発明は、燃料電池や太陽電池などの直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換し、その交流電力を商用電力系統に供給する系統連系インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
系統連系インバータ装置の構成要素には直流電源から出力される直流電力を交流電力に逆変換する電力逆変換回路（インバータ）とその電力逆変換回路から出力される交流信号（交流電圧信号と交流電流信号）に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ回路とが含まれる。
【０００３】
フィルタ回路の容量は、インバータから出力される交流信号に含まれるスイッチングノイズのレベル（交流信号に重畳されるリップルノイズの大きさ）が大きくなるのに応じて大きくなるので、インバータで生じるスイッチングノイズが大きければ、フィルタ回路のキャパシタやインダクタの回路要素が大型化する。
【０００４】
フィルタ回路は、系統連系インバータ装置の小型化や低コスト化を阻害する主要な回路要素であるから、インバータで生じるスイッチングノイズのレベルを可及的に抑制してフィルタの容量を小さくすることが望ましい。
【０００５】
図１７は、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧（線間電圧）をＦＦＴ（First Fourier Transform)解析したスペクラム分布の一例を示す図である。なお、変調度Ｍは、三角波比較方式によるパルス幅変調では、Ｍ＝（変調波の振幅のピーク値）／（搬送波の振幅のピーク値）である。
【０００６】
図１７は、図１８に示す回路モデルで三相インバータＩＮＶに４００［ｖ］の直流電圧（以下、「バス電圧」という。）を入力し、変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を三相インバータＩＮＶに入力した場合の出力電圧に含まれる周波数成分をＦＦＴ解析したものである。
【０００７】
なお、回路モデルではフィルタ回路は省略し、三相インバータＩＮＶに対する負荷を５Ωとしている。また、ＰＷＭ信号は、特開２０１０−１３６５６７号公報に記載の変調波を４．８［ｋＨｚ］の三角波（搬送波）とレベル比較して生成されるパルス信号である。同公報に記載の変調波は、１周期を均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉは、相電圧から一つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間Ｉに続く区間IIは、相電圧から一つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形を有し、区間IIに続く区間IIIは、ゼロレベルの波形を有する信号である。インバータＩＮＶから出力させるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧をｖu，ｖv，ｖwとすると、例えば、Ｕ相の変調波ｖu’は、−π／６≦θ≦３π／６で線間電圧ｖuw＝ｖu−ｖw、３π／６≦θ≦７π／６で線間電圧ｖuv＝ｖu−ｖv、７π／６≦θ≦１１π／６で０レベルの波形を有する信号である。
【０００８】
図１７に示すように、三相インバータＩＮＶから出力される線間電圧には基本波成分（変調波の周波数と同一の周波数成分：図１７では６０［Ｈｚ］）と、パルス幅変調における搬送波の周波数ｆc（以下、「キャリア周波数ｆc」という。）及びその整数倍の周波数（ｎ×ｆc）と同一の周波数におけるサイドバンドの周波数成分とが含まれる。基本波成分以外の成分がスイッチングノイズの成分であるが、最もレベルの高い成分（以下、「最大ノイズ成分」という。）は、キャリア周波数ｆc＝４．８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分（点Ｎmax参照）である。
【０００９】
図１９は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットしたものである。図１９に示すように、スイッチングノイズの特性は、変調度Ｍが０．５５付近で最大となり、０．８７８で極小点Ｐminを有する。
【００１０】
系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧を電力系統の電圧（以下、「系統電圧」という。）よりも高くして出力電流を電力系統側に出力する（直流電源から供給される電力を電力系統側に出力する）制御を行う。インバータの出力電圧の振幅（ピーク値）を「Ｖinv」、搬送波の振幅（ピーク値）を「Ｖc」、変調波の振幅（ピーク値）を「Ｖs」とすると、変調度Ｍは、Ｍ＝Ｖs／Ｖcで表わされ、インバータのバス電圧を「Ｖdc」、三角波比較方式によるパルス幅変調の電圧利用率などの係数を「ｋ」とすると、Ｖinv＝ｋ×Ｍ×Ｖdcの関係がある。電力系統に連系されているときには、系統連系インバータ装置は、インバータの出力電圧Ｖinvを系統電圧対抗分（系統電圧Ｖgと同一の電圧）以上に制御するから、Ｖg≦ｋ×Ｍ×Ｖdcとなる。従って、系統連系インバータ装置では、変調度Ｍは、（Ｖg／ｋ×Ｖdc）≦Ｍ≦１の範囲で変動し、フルレンジで変動することはない。
【００１１】
例えば、２０２ｖ系の電力系統に連系させる場合、バス電圧Ｖdcを系統電圧が規定値よりも１０％上昇した場合でもフルブリッジ回路で構成されるインバータから定格電力が出力できる電圧に設定するとすれば、そのバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝[（２０２×１.１）×√(２)×０．８６６]×１.１×２／√(３)
≒３４５．７ …（１）
となる。
【００１２】
（１）式において、「２０２」は、系統電圧（電力系統の線間電圧）ｖgの実効値Ｖrmsである。系統電圧の実効値Ｖrmsを１.１倍しているのは、系統電圧が１０％上昇した場合でも定格電力が出力できることを反映したものである。また、「√(２)」を掛ける処理は瞬時値に変換するための処理であり、「０．８６６」を掛ける処理は、変調波に三次高調波成分を加算した場合、電圧利用率が０．８６６に改善されることに基づく処理である。また、波括弧内の値を１.１倍しているのは、フィルタにおける電圧降下分と制御量分を加味した処理であり、「２」を掛ける処理は、フルブリッジ回路のインバータから出力される交流電圧の正負の振幅が入力電圧の振幅の２倍になることに基づく処理である。また、「√(３)」で割る処理は線間電圧を相電圧にするための処理である。なお、デッドタイムなどの影響は無視している。
【００１３】
系統電圧ｖgのレベルが許容範囲（±１０％）の下限値に低下したときに電力系統への連系を可能にするバス電圧Ｖdcを算出すると、この場合は、インバータの出力電圧ｖinvが系統電圧対抗分だけとなるから、（１）式でフィルタにおける電圧降下分の係数を除去し、系統電圧の変動分の係数を１.１から０．９に変更することにより、
Ｖdc＝[（２０２×０．９）×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（２）
となる。
【００１４】
従って、２０２ｖ系の電力系統に連系させる系統連系インバータ装置でバス電圧Ｖdcを「３４５．７[ｖ]」に設定した場合、変調度Ｍの変動範囲の最小値は、
Ｍ＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５ …（３）
で求められ、変調度Ｍの変動範囲は０．７４５〜１．００となる。
【００１５】
そして、系統連系インバータ装置に特開２０１０−１３６５６７号公報に記載の変調方式を用いた場合は、変調度Ｍは０．７４５〜１．００の範囲で変動するから、Ｍ＝０．８７８でスイッチングノイズが最小になる特性を有する。
【００１６】
図２０は、従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。
【００１７】
図２０に示す系統連系インバータ装置１００は、直流電源として太陽電池１０２を用いたものであり、インバータ１０４の入力電圧Ｖdc（バス電圧Ｖdc）を所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化させるために太陽電池１０２とインバータ１０４の間にＤＣ／ＤＣコンバータ１０３が設けられている。
【００１８】
インバータ１０４は、６個のスイッチング素子を２個ずつ直列に接続した３組の直列回路（以下、「アーム」という。）を太陽電池１０２から直流電力が供給される入力ラインに並列に接続した三相フルブリッジ回路で構成される電圧型のインバータ（図１８の三相インバータＩＮＶ参照）である。インバータ１０４は、コントローラ１０７から入力される６個のＰＷＭ信号で各アーム内の２個のスイッチング素子を交互にオン・オフ動作させてバス電圧ＶdcをＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖu，ｖv，ｖwに変換する。なお、大文字の符号「Ｖ」は直流電圧を示し、小文字の符号「ｖ」は交流電圧を示している。また、交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの添え字の「ｕ，ｖ，ｗ」は、それぞれ対応する相を示している。
【００１９】
コントローラ１０７は、マイクロコンピュータで構成され、ディジタル演算処理によりＰＷＭ信号の生成処理を行う。コントローラ１０７は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について、インバータ１０４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwo（フィルタ１０５を通過した正弦波の交流電圧）を変調波として生成し、その制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを搬送波である所定の三角波ｖtと比較することによりＰＷＭ信号を生成する。なお、コントローラ１０７は、所定の周期でＰＷＭ信号の生成処理を行うので、制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと三角波ｖtの瞬時値を生成し、両瞬時値を比較してＰＷＭ信号の瞬時値（ハイレベル若しくはローレベル）を出力する。
【００２０】
Ｕ相の制御目標ｖuoは、インバータ１０４の出力電流ｉuがインバータ１０４と電力系統１０１との間のインピーダンス（主としてフィルタ１０５と変圧器１０６のリアクトルによるインピーダンス。以下、「連系用リアクトル」という。）を流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成した電圧の振幅に相当する。系統電圧は電力系統１０１により制御されるので、コントローラ１０７は、連系用リアクトルの電圧を制御することにより制御目標ｖuoを制御する。連系用リアクトルのインピーダンスはフィルタ１０５及び変圧器１０６の設計値として固定されるから、連系用リアクトルの電圧は、インバータ１０４の出力電流ｉuにより制御される。従って、コントローラ１０７は、実質的にインバータ１０４の出力電流ｉuを制御することによって制御目標ｖuoを制御する。Ｖ相，Ｗ相の制御目標ｖuoについても同様である。
【００２１】
コントローラ１０７内のバス電圧指令値生成部１０７ａ、無効電力指令値生成部１０７ｂ、無効電力算出部１０７ｃ、ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｅ，１０７ｆ，１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋは出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成するための処理ブロックである。また、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍは、制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと三角波ｖtを比較してＰＷＭ信号を生成するための処理ブロックである。なお、ｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋの前段若しくは後段に系統電圧対抗分を加算する処理ブロックが設けられるが、図２０ではその処理ブロックを省略している。
【００２２】
コントローラ１０７は、ｄｑ回転座標系でインバータ１０４の出力電流の制御目標Ｉdo，Ｉqoを生成する。すなわち、コントローラ１０７は、バス電圧指令値生成部１０７ａでバス電圧基準値Ｖrefを設定し、そのバス電圧基準値Ｖrefに対する直流電圧計１０８で実測されるバス電圧Ｖdcの偏差ΔＶdc＝Ｖref−Ｖdcを求め、その偏差ΔＶdcに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdrefを設定する。ｄ軸成分Ｉdrefの制御は、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化するための制御である。
【００２３】
また、コントローラ１０７は、無効電力指令値生成部１０７ｂで無効電力指令値Ｑo（力率１の運転時ではＱo＝０）を設定するとともに、交流電圧計１０９で実測されるインバータ１０４の出力電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流計１１０で実測されるインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを用いて無効電力演算部１０７ｃでインバータ１０４から出力される無効電力Ｑrを算出する。そして、コントローラ１０７は、無効電力指令値Ｑoに対する無効電力演算部１０７ｃの無効電力算出値Ｑrの偏差ΔＱ＝Ｑo−Ｑrを求め、その偏差ΔＱに所定のＰＩ補償の演算をしてインバータ１０４の出力電流の制御基準のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉqrefを設定する。ｑ軸成分Ｉqrefの制御は、インバータ１０４から出力される無効電力を指令した無効電力量にするための制御である。
【００２４】
更に、コントローラ１０７は、交流電流計１１０で検出したインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwをｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄで下記（４）式に示すｕｖｗ−ｄｑ座標変換式によりｄｑ回転座標系のｄ軸成分Ｉdとｑ軸成分Ｉqに変換し、制御基準Ｉdref，Ｉqrefに対するインバータ１０４の出力電流の実測値Ｉd，Ｉqの偏差ΔＩd＝Ｉdref−Ｉd，ΔＩq＝Ｉqref−Ｉqをそれぞれ算出する。
【００２５】
【数１】
【００２６】
更に、コントローラ１０７は、偏差ΔＩdに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉqにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩdのＰＩ補償演算値に加算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdoを設定する。また、コントローラ１０７は、偏差ΔＩqに所定のＰＩ補償の演算をするとともに、インバータ１０４の出力電流の実測値Ｉdにフィルタ１０５のインピーダンス成分ωＬを乗じて干渉量を演算し、その演算値を偏差ΔＩqのＰＩ補償演算値から減算してインバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｑ軸成分Ｉqoを設定する。
【００２７】
そして、コントローラ１０７は、その制御目標Ｉdo，Ｉqoに図略の系統電圧対抗分をそれぞれ加算してインバータ１０４の出力電圧のｄｑ回転座標系における制御目標Ｖdo，Ｖqoを算出し、その制御目標Ｖdo，Ｖqoをｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋで下記（５）式に示すｄｑ−ｕｖｗ座標変換式により三相電圧に変換することで、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する。
【００２８】
【数２】
【００２９】
そして、コントローラ１０７は、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルをそれぞれ三角波ｖtのレベルと比較し、比較結果に応じたレベルのパルス信号を生成することでＵ，Ｖ，Ｗの各相に対するＰＷＭ信号を生成する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００３０】
【特許文献１】特開２００４−２６０９４２号公報
【特許文献２】特開２００６−１０１５８１号公報
【特許文献３】特開２００７−０３７２５６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
系統連系インバータ装置１００では、インバータ１０４におけるスイッチング損失を可及的に抑制して高効率で電力系統１０１に電力を供給することが求められる。また、系統連系インバータ装置１００では、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子を可及的に小型、軽量にして装置全体の小型化、軽量化、低コスト化が求められる。
【００３２】
フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子の値は、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさによって決定される。従って、コントローラ１０７によるインバータ１０４の制御をスイッチングノイズの大きさを抑制するようにすれば、フィルタ１０５を構成する各素子の小型化、軽量化に繋がり、系統連系インバータ装置１００の小型化、軽量化、低コスト化に寄与する。
【００３３】
しかし、従来のインバータ１０４の制御では、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefにするように、インバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを制御するので、コントローラ１０７で生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、それに応じてインバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさも変動する。従って、フィルタ１０５を構成するインダクタ及びキャパシタは、スイッチングノイズの大きさの変動幅の最大値に基づいて選定する必要があり、フィルタ１０５の小型化、軽量化が困難となっている。
【００３４】
また、コントローラ１０７の制御系には電流マイナーループ（ｕｖｗ−ｄｑ変換部１０７ｄ、ＰＩ補償部１０７ｇ，１０７ｈ、非干渉化部１０７ｉ，１０７ｊ及びｄｑ−ｕｖｗ変換部１０７ｋによる処理部分）が含まれるので、制御系の構成も複雑になる。
【００３５】
ＰＷＭ信号の変調度Ｍを、インバータ１０４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖw及び交流電流ｉu，ｉv，ｉwに含まれるスイッチングノイズの大きさが変動範囲の最小となる値に固定すれば、スイッチングノイズの大きさが従来よりも抑制されるので、フィルタ１０５の更なる小型化及び軽量化が可能になる。また、変調度Ｍを固定する制御は、インバータ１０４の出力電流の制御目標のｄｑ回転座標系におけるｄ軸成分Ｉdoを固定する制御に相当するから、従来のように電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流を制御目標の変動に追従させる制御も不要になり、制御系の簡素化も期待できる。
【００３６】
本発明は、コントローラの制御系をＰＷＭ信号の変調度を所定値に固定する制御系とすることによって制御系の簡素化を可能にするとともに、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。
【００３８】
本発明によって提供される系統連系インバータ装置は、複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする（請求項１）。
【００３９】
なお、上記の系統連系インバータ装置において、前記変調波生成手段は、前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、を含む構成にするとよい（請求項２）。
【００４０】
また、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成するとよい（請求項３）。
【００４１】
また、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成するとよい（請求項４）。
【００４２】
また、請求項３に記載の系統連系インバータ装置において、相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、を更に備え、前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項５）。
【００４３】
また、上記の系統連系インバータ装置において、予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定されるとよい（請求項６）。
【００４４】
また、上記の系統連系インバータ装置において、前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成するとよい（請求項７）。
【発明の効果】
【００４５】
本発明によれば、パルス幅変調信号を生成するための変調波として、パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる所定の変調波を生成し、その変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するので、例えば、パルス幅変調信号の変調度をスイッチングノイズやコモンモードノイズを最も小さくすることができる変調度にすることによって、系統連系インバータ装置のスイッチングノイズやコモンモードノイズを抑制することができる。
【００４６】
また、ノイズ除去手段の特性を従来よりも緩和できるので、ノイズ除去手段の小型化、軽量化が可能になり、系統連系インバータ装置の小型・軽量化及び低コスト化を図ることができる。
【００４７】
また、パルス幅変調信号の変調度を固定する制御を行うので、従来の電流マイナーループによる制御系が不要になる。これにより、制御手段における制御の安定性や過渡特性が向上する。また、電力逆変換手段に供給される直流電圧のレベルが変動したり、ノイズ除去手段での電圧降下が変化したりした場合でもパルス幅変調信号の変調度は一定になるので、パルス幅変調信号を生成する際の電圧利用率を一定にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。
【図２】ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図である。
【図３】インバータの回路構成の一例を示す図である。
【図４】正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第１のパルス幅変調方式を説明するための図である。
【図５】非正弦波の変調波を用いた三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する第２のパルス幅変調方式を説明するための図である。
【図６】変調波生成部が第２のパルス幅変調方式で変調波を生成する場合の変調波の波形を説明するための図である。
【図７】図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした結果である。
【図８】シミュレーション１の条件で従来の方法１によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図９】シミュレーション１の条件で従来の方法２によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図１０】シミュレーション１の条件で本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。
【図１１】第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。
【図１２】第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を示す図である。
【図１３】図１８に示す回路モデルの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりバス電圧の制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をした場合のインバータの出力電圧に含まれるコモンモードノイズをＦＦＴ解析した結果を示す図である。
【図１４】変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１５】バス電圧の制御値を３００［ｖ］に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１６】バス電圧の制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に変更して図１３と同様のＦＦＴ解析をした結果を示す図である。
【図１７】変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号で三相インバータを動作させた時の三相インバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズをＦＦＴ解析したスペクラム分布の一例を示す図である。
【図１８】図１７に示すＦＦＴ解析を行った系統連系インバータ装置の回路モデルを示す図である。
【図１９】変調波の振幅を変化させて図１７に示すＦＦＴ解析を行い、各変調度Ｍにおける最大ノイズ成分のレベルをプロットした図である。
【図２０】従来の系統連系インバータ装置の基本的な構成の一例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００４９】
本発明に係る系統連系インバータ装置を図１乃至図１６を用いて説明する。
【００５０】
図１は、本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。
【００５１】
図１に示す系統連系インバータ装置１は、太陽電池２を電力源とするインバータ装置である。また、図２と図３は、それぞれ系統連系インバータ装置１内のＤＣ／ＤＣコンバータ３とインバータ４の回路構成の一例を示す図である。
【００５２】
系統連系インバータ装置１は、基本的なブロック構成として太陽電池２、ＤＣ／ＤＣコンバータ３、インバータ４、フィルタ５、変圧器６及びコントローラ７を備え、変圧器６の出力端は遮断器１０を介して電力系統１１に接続される。また、変圧器６の出力端には系統連系インバータ装置１から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流ｉu，ｉv，ｉwの実測値をコントローラ７に入力するために交流電圧計８と交流電流計９とが設けられている。
【００５３】
太陽電池２は、太陽からの光エネルギーを電気エネルギーに変換する電力源として機能する。直流電源としては、太陽電池２に代えて、燃料電池等の他の直流電源を用いることができる。太陽電池２は、山形の電力−電圧特性を有し、動作点が最大電力点からずれると、出力電力が減少する特性を有する。また、最大電力点は日射量によって変化するので、系統連系インバータ装置１では、一般に太陽電池２の動作点が最大電力点を追尾する（すなわち、出力電圧を最大電力点電圧にする）ＭＰＰＴ制御（Maximum Power Point Tracking、最大電力点追尾制御）が行われる。
【００５４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、インバータ４に入力される直流電圧（バス電圧）Ｖdcを所定のバス電圧基準値Ｖrefに安定化させる機能を果たす。ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、太陽電池２から出力される直流電圧Ｖsをバス電圧基準値Ｖrefに昇圧する。図１ではＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラを省略しているが、コントローラ７は、インバータ４のバス電圧Ｖdcがバス電圧基準値Ｖrefに固定されるように制御するので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のコントローラは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力電圧、すなわち、太陽電池２の直流電圧Ｖsが最大電力点電圧を追尾するように制御する。
【００５５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、例えば、図２に示す周知の昇圧型コンバータである。昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑを所定の周期でオン・オフさせることにより、オン期間に太陽電池２からの電気エネルギーを磁気エネルギーに変換してチョークコイルＬに蓄積し、オフ期間にその磁気エネルギーを再度電気エネルギーに変換してダイオードＤを介してコンデンサＣに出力する動作を繰り返す。スイッチング素子Ｑとしては、バイポーラ・トランジスタ、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）、サイリスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の各種の半導体スイッチング素子が利用される。
【００５６】
インバータ４は、太陽電池２からＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して入力される直流電力を三相交流電力に逆変換して電力系統１１に出力する。インバータ４は、図３に示すように、６個のスイッチング素子Ｑ1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2b，Ｑ3a，Ｑ3bを用いた三相フルブリッジ回路で構成される三相インバータである。６個のスイッチング素子Ｑka，Ｑkb（ｋ＝１，２，３）もＤＣ／ＤＣコンバータ３のスイッチング素子Ｑと同様に上記の各種の半導体スイッチング素子を使用することができる。
【００５７】
三相フルブリッジ回路は、スイッチング素子Ｑ1a，Ｑ1bの直列回路Ａ1、スイッチング素子Ｑ2a，Ｑ2bの直列回路Ａ2及びスイッチング素子Ｑ3a，Ｑ3bの直列回路Ａ3を電源ラインＬVに並列接続した構成である。各スイッチング素子Ｑka，Ｑkbにはそれぞれ帰還ダイオードＤka，Ｄkb（ｋ＝１，２，３）が逆並列に接続されている。電源ラインＬVにはＤＣ／ＤＣコンバータ３から出力される直流電圧（バス電圧）Ｖdcが供給される。
【００５８】
各直列回路Ａk（ｋ＝１，２，３）の一対のスイッチング素子Ｑka，Ｑkb（ｋ＝１，２，３）は、コントローラ７から出力される一対のＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）によってオン・オフ駆動される。ＰＷＭ信号Ｓkbは、ＰＷＭ信号Ｓkaに対してレベルが反転している。従って、スイッチング素子Ｑkaとスイッチング素子Ｑkbは、ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbによって交互にオン・オフ動作をする。
【００５９】
ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbは、コントローラ７によって、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwo（変調波の瞬時値）と変調波よりも高周波の三角波ｖt（搬送波の瞬時値）とを比較する三角波比較方式により生成される。インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形は互いに位相が２／３πだけずれるから、ＰＷＭ信号Ｓ1a，Ｓ1b、ＰＷＭ信号Ｓ2a，Ｓ2b及びＰＷＭ信号Ｓ3a，Ｓ3bのパルス幅のパターンは、互いに位相が２π／３だけずれている。各直列回路Ａkの一対のスイッチング素子Ｑka，Ｑkbが一対のＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbによってオン・オフ動作することにより、直列回路Ａ1の接続点ｎ1、直列回路Ａ2の接続点ｎ2及び直列回路Ａ3の接続点ｎ3からそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対する交流電圧ｖu，ｖv，ｖwが出力される。
【００６０】
フィルタ５は、インバータ４から出力されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流信号（交流電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流ｉu，ｉv，ｉw）に含まれるスイッチングノイズを除去する。フィルタ５は、図３に示すように、等価的に接続点ｎ1，ｎ2，ｎ3の出力ラインにそれぞれインダクタＬFを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣFを接続した逆Ｌ型回路で構成される。インバータ４の接続点ｎ1，ｎ2，ｎ3から出力される信号の波形は微小な階段状の変化をするが、フィルタ５を通すことによってスイッチングノイズの成分が除去されるので、インバータ４の出力信号の波形は綺麗な正弦波となる。定常状態では、インバータ４から出力される交流電圧ｖu，ｖv，ｖwの波形は目標値ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形となる。
【００６１】
変圧器６は、昇圧トランスで構成され、フィルタ５から出力される正弦波の交流電圧のレベルを系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧する。交流電圧計８は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電圧（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧ｖu，ｖv，ｖw）を検出する。また、交流電流計９は、変圧器６から出力されるインバータ４の出力電流（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の電流ｉu，ｉv，ｉw）を検出する。交流電圧計８及び交流電流計９の検出値は、コントローラ４に入力され、ＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの生成処理に利用される。
【００６２】
コントローラ７は、マイクロコンピュータ若しくはＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）により構成され、ディジタル演算処理により、所定の周期でインバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoと所定の三角波ｖtとを生成し、相毎に制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルを三角波ｖtのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）を生成する。搬送波である三角波ｖtの波形は予め決められている。従って、コントローラ７は、インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する第１処理部とその制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのレベルを三角波ｖtのレベルと比較してＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbを生成する第２処理部とを備える。図１の変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ及び変調波生成部７ｄは第１処理部を構成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅは第２処理部を構成している。
【００６３】
本発明は、インバータ４から出力される交流電圧及び交流電流に含まれるスイッチングノイズがＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの変調度Ｍによって変化し、スイッチングノイズを好適に抑制にする変調度Ｍ*（以下、「最適変調度Ｍ*」という。）があることに着目し、第１処理部で生成するインバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの波形を第２処理部で生成されるＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbの変調度Ｍが最適変調度Ｍ*となるように制御する構成に特徴を有する。最適変調度Ｍ*は、変調度Ｍの変動範囲において、スイッチングノイズの最大ノイズ成分が最小になる変調度である。
【００６４】
三相インバータにおける三角波比較方式によるＰＷＭ信号の生成においては、図４に示すように、インバータの出力電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoとして、相毎に正弦波の相電圧ｖmを生成し、振幅の中央のゼロレベルを合わせて三角波ｖtと比較する方式（以下、「第１のパルス幅変調方式」という。）と、図５に示すように、相毎に、１周期Ｔを均等に３つの区間Ｉ，II，IIIに分け、区間Ｉと区間IIは線間電圧の波形を有し、区間IIIはレベル「０」の波形を有する電圧ｖm’を生成し、振幅の最小レベルを合わせて三角波ｖtと比較する方式（以下、「第２のパルス幅変調方式」という。）と、がある。第１のパルス幅変調方式は、一般的な方法であるが、第２のパルス幅変調方式は、例えば、上述した特開２０１０−１３６５４７号公報に開示されている方式である。
【００６５】
本発明は、第１のパルス幅変調方式及び第２のパルス幅変調方式のいずれにも適用可能であるので、まず、コントローラ７が第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。第２のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号Ｓka，Ｓkbを生成する場合は、例えば、図１７〜図１９を用いて説明した例では、最適変調度Ｍ*は「０．８７８」である（図１９参照）。
【００６６】
第２のパルス幅変調方式のＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）は、図５に示す電圧ｖm’と同一の波形を有する。インバータ４から出力されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標をｖuo，ｖvo，ｖwoとすると、Ｕ相の制御目標（変調波）ｖuo’の波形は、図６に示すように、位相（θ＋２ｎπ）（ｎ＝０，１，…）に対して、
（ａ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖuo’＝ｖuwo＝ｖuo−ｖwo
（ａ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖuo’＝ｖuvo＝ｖuo−ｖvo
（ａ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖuo’＝０
の合成をしたものである。
【００６７】
また、Ｖ相の制御目標（変調波）ｖvo’の波形は、
（ｂ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖvo’＝ｖvwo＝ｖvo−ｖwo
（ｂ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖvo’＝０
（ｂ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖvo’＝ｖvuo＝ｖvo−ｖuo
の合成をしたものである。
【００６８】
また、Ｗ相の制御目標（変調波）ｖwo’の波形は、
（ｃ１）−π／６≦θ≦３π／６：ｖwo’＝０
（ｃ２）３π／６≦θ≦７π／６：ｖwo’＝ｖwvo＝ｖwo−ｖvo
（ｃ３）７π／６≦θ≦１１π／６：ｖwo’＝ｖwuo＝ｖwo−ｖuo
の合成をしたものである。
【００６９】
インバータ４の出力電圧の制御目標ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するためのＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoは、インバータ４の出力電流の制御目標ｉuo，ｉvo，ｉwoが連系用リアクトルを流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成することによって得られる。本発明に係る系統連系インバータ装置１では、変調波の振幅を最適変調度Ｍ*の振幅に固定するので、各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoも最適変調度Ｍ*に基づき予め設定することができる。そこで、本実施形態では、最適変調度Ｍ*に基づいて各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを予め設定している。
【００７０】
そして、本実施形態では、αβ座標系における制御目標（Ｖαo，Ｖβo）に対して、インバータ４から出力される無効電力を無効電力指令値に追随させるための位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換とを行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するようにしている。
【００７１】
コントローラ７は、上記の処理をするための機能ブロックとして、変調波テーブル７ａ、力率調整部７ｂ、位相補正部７ｃ、変調波生成部７ｄ及びＰＷＭ信号生成部７ｅを備える。変調波テーブル７ａは、最適変調度Ｍ*に基づいて予め設定された各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータを記憶するブロックである。
【００７２】
力率調整部７ｂは、交流電圧計８で検出されるインバータ４の出力電圧ｖu，ｖv，ｖwと交流電流計９で検出されるインバータ４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwとを用いてインバータ４から出力される無効電力Ｑを算出し、その算出値Ｑから無効電力Ｑを無効電力指令値Ｑo（力率１の運転時ではＱo＝０）にするための位相θを算出する。
【００７３】
位相補正部７ｃは、変調波テーブル７ａから各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて下記（６’）式に示す演算式により上記の位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを生成する。
【００７４】
【数３】
【００７５】
なお、（６）式において、θの行列は、αβ座標系における電圧ベクトルの位相を位相θだけ進めたり、遅らせたりするための演算処理である。０＜θであれば、電圧ベクトルの位相は進み位相に補正され、θ＜０であれば、電圧ベクトルの位相は遅れ位相に補正される。
【００７６】
変調波生成部７ｄは、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを用いて上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理をすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成し、ＰＷＭ信号生成部７ｅに入力する。
【００７７】
ＰＷＭ信号生成部７ｅは、振幅Ｖcを有する高周波の三角波ｖtを生成し、三角波ｖtの最小レベル（−Ｖc）とＵ，Ｖ，Ｗの各相の変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’のゼロレベルを合わせてそれぞれレベルを比較してインバータ４の直列回路Ａ1，Ａ2，Ａ3に対するＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aを生成する。また、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、ＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bを生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部７ｅは、そのＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3a，Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bをインバータ４に入力する。
【００７８】
なお、変調波生成部７ｄから入力される変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’の振幅Ｖm（Ｖmは相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoの振幅）と三角波ｖtの振幅Ｖcとの間には、Ｖm／Ｖc＝Ｍ*＝０．８７８の関係がある。従って、変調波テーブル７ａに記憶されている各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータは、変調波生成部７ｄで生成される変調波ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’の振幅がＶm／Ｖc＝Ｍ*を満たすように予め設定されている。
【００７９】
次に、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１の特徴的な構成の作用・効果について説明する。
【００８０】
コントローラ７は、系統連系インバータ装置１を電力系統１１に連系させた後は、太陽電池２から供給される直流電力をインバータ４で交流電力に変換して電力系統１１に出力する制御をする。従来の系統連系インバータ装置１００は、インバータ１０４のバス電圧Ｖdcをバス電圧基準値Ｖrefに保持するように、インバータ１０４の出力電流の制御目標を設定し、電流マイナーループによってインバータ１０４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを制御目標に制御している。このため、従来の系統連系インバータ装置１００では、ＰＷＭ信号生成部１０７ｍで生成されるＰＷＭ信号の変調度Ｍが変動し、その変調度Ｍの変動に基づきスイッチングノイズも大きく変動する。
【００８１】
これに対し、系統連系インバータ装置１は、変調度Ｍをスイッチングノイズの最大ノイズ成分が最も小さくなる最適変調度Ｍ*に固定し、インバータ４の出力電流ｉu，ｉv，ｉwを固定する制御をしているので、スイッチングノイズを最小の状態に抑制することができる。
【００８２】
図７は、図１８に示す回路モデルで従来の方法１，２と本発明の方法の３種類についてＰＷＭ制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレーションした結果である。
【００８３】
シミュレーション１は、キャリア周波数ｆc＝４．８［ｋＨｚ］、系統周波数ｆg＝６０［Ｈｚ］、電力系統１１の線間電圧の実効値Ｖrms＝２０２［ｖ］、インバータＩＮＶから定格電力を出力したときのフィルタでの電圧降下分５％の条件で、従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法のそれぞれについて定常状態でのスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートしたものである。
【００８４】
従来の方法１は、図１７を用いて説明したシミュレーションのＰＷＭ制御方法に相当し、バス電圧Ｖdcを（１）式に示す電圧（３４５.７［ｖ］）に制御する方法である。従来の方法２は、バス電圧Ｖdcを電力系統１１に連系可能な最小値に設定する場合のＰＷＭ制御方法である。また、本発明の方法は、ＰＷＭ信号の変調度Ｍを最適変調度Ｍ*（＝０．８７８）に固定するＰＷＭ制御方法である。スイッチングノイズの大きさはバス電圧Ｖdcが低いほど低くなるようなイメージがあるので、バス電圧Ｖdcを最も厳しい条件に設定した場合と本発明の方法とでいずれがスイッチングノイズを抑制できるかを検証するために、今回のシミュレーションでは従来の方法２を加えている。
【００８５】
従来の方法１では、バス電圧Ｖdcは、３４５．７［ｖ］に制御される。一方、従来の方法２では、バス電圧Ｖdcは、実効値Ｖrms＝２０２［ｖ］の電力系統に定格電力を出力するために必要な最小のバス電圧値となるので、
Ｖdc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２９９．９［ｖ］ …（７）
となる。（７）式は、（１）式の係数「１.１」をなくし、フィルタ５の電圧降下分の係数「１.１」を定格出力時のフィルタでの電圧降下分５％の条件である係数「１．０５」に変更したものである。
【００８６】
インバータの出力電圧Ｖinv、変調度Ｍ及びバス電圧Ｖdcの間にはＶinv＝ｋ×Ｍ×Ｖdc（ｋは電圧利用率などの諸係数）の関係がある。従来の方法２では電力系統に連系させるために必要なバス電圧が最小値に制御されるので、従来の方法２の変調率Ｍ2は「１」となる。これに対し、従来の方法１ではバス電圧Ｖdcが３４５．７［ｖ］に設定されるので、従来の方法１の変調率Ｍ1はＭ1＝２９９．９／３４５．７≒０．８６７となる。一方、本発明の方法は、変調度Ｍ3を最適変調度Ｍ*＝０．８７８に設定するので、バス電圧ＶdcはＶdc＝２９９．９／Ｍ*＝２９９．９／０．８７８＝３４１.６［ｖ］に制御されることになる。
【００８７】
シミュレーション２は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の上限値（Ｖrms＝２２２［ｖ］）に上昇した場合に条件を変更したものであり、シミュレーション３は、シミュレーション１に対して系統電圧が許容範囲（±１０％）の下限値（Ｖrms＝１８２［ｖ］）に低下した場合に条件を変更したものである。
【００８８】
シミュレーション２ではシミュレーション１に対して系統電圧が１．１倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖdcもシミュレーション１の場合の１．１倍となる。一方、シミュレーション３ではシミュレーション１に対して系統電圧が０．９倍になるので、従来の方法２のバス電圧Ｖdcもシミュレーション１の場合の０．９倍となる。
【００８９】
従って、シミュレーション２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒３２９．６［ｖ］ …（８）
となる。
【００９０】
また、シミュレーション３のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２×１．０５／√(３)
≒２７０．２［ｖ］ …（９）
となる。また、本発明の方法のシミュレーション２，３のバス電圧Ｖdcは、（８）式，（９）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３７５.５［ｖ］、３０７.８［ｖ］となる。
【００９１】
従って、従来の方法１の変調度Ｍ1は、シミュレーション２ではＭ1＝３２９．９／３４５．７≒０．９５３に上昇し、シミュレーション３ではＭ1＝２７０．０／３４５．７≒０．７８２に低下する。なお、従来の方法２の変調度Ｍ2と本発明の変調度Ｍ3は、シミュレーション１の場合と変わらず、それぞれ「１」と「０．８７８」である。
【００９２】
図８〜図１０は、シミュレーション１の条件で従来の方法１、従来の方法２及び本発明の方法によりＰＷＭ変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。図８は、従来の方法１によるＰＷＭ変調制御の場合、図９は、従来の方法２によるＰＷＭ変調制御の場合、図１０は、本発明の方法によるＰＷＭ変調制御の場合の波形図であり、図７のシミュレーション１のＮmax1，Ｎmax2，Ｎmax3は、図８〜図１０の各波形図に示す最大ノイズ成分Ｎmax1，Ｎmax2，Ｎmax3の値を記載したものである。
【００９３】
また、シミュレーション４〜６は、それぞれシミュレーション１〜３でインバータの出力電圧を系統電圧対抗分だけにしたものである。シミュレーション４〜６では、インバータから電流が出力されず、フィルタでの電圧降下が生じないから、シミュレーション４〜６の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、それぞれ（７）式〜（９）式で係数「１．０５」を除去した演算式により算出される。
【００９４】
すなわち、シミュレーション４の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２８５．７ …（１０）
となり、シミュレーション５の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×１.１×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒３１３.９ …（１１）
となり、シミュレーション６の従来の方法２のバス電圧Ｖdcは、
Ｖdc＝（２０２×０．９×√(２)×０．８６６]×２／√(３)
≒２５７．４ …（１２）
となる。
【００９５】
また、本発明の方法のシミュレーション４〜６のバス電圧Ｖdcは、（１０）式〜（１２）式の演算値を１／０．８７８倍したものであり、それぞれ３２５.４［ｖ］、３５７.６［ｖ］、２９３.１［ｖ］となる。
【００９６】
従って、従来の方法１の変調度Ｍ1は、シミュレーション４ではＭ1＝２８５．７／３４５．７≒０．８２６となり、シミュレーション５ではＭ1＝３１３．９／３４５．７≒０．９０８となり、シミュレーション６ではＭ1＝２５７．４／３４５．７≒０．７４５となる。また、従来の方法２の変調度Ｍ2と本発明の変調度Ｍ3は、シミュレーション１の場合と同様にそれぞれ「１」と「０．８７８」である。
【００９７】
図には示していないが、シミュレーション２〜６についても図８〜図１０に示すような波形図が得られ、図７のシミュレーション２〜６のＮmax1，Ｎmax2，Ｎmax3もその波形図における最大ノイズ成分Ｎmax1，Ｎmax2，Ｎmax3の値を記載したものである。
【００９８】
図７によれば、シミュレーション１，２，５では従来の方法２の方が従来の方法１よりもスイッチングノイズの最大ノイズ成分が大きく、バス電圧Ｖdcが低いほど最大ノイズ成分が低くなるとは一概に言えないことが分かる。そして、シミュレーション１〜６のいずれの場合も変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に制御する本発明の方法がスイッチングノイズを最も小さく制御できることが分かる。
【００９９】
以上より、変調度Ｍを最適変調度Ｍ＊に制御する系統連系インバータ装置１は、系統電圧のレベルが許容範囲内に制御されている状態で、インバータ４から電力を出力しない場合及びインバータ４から定格電力を出力する場合のいずれの場合でもスイッチングノイズを最小に制御できることが分かる。
【０１００】
また、従来の方法１（従来の系統連系インバータ装置１００が採用する方法）では、動作条件の変化によって最大ノイズ成分Ｎmax1のレベルが大きく変動するのに対し、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１が採用する変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に制御する方法では、動作条件が変化しても最大ノイズ成分Ｎmax3のレベルは余り変動しない。上記のシミュレーション１〜６では、最大ノイズ成分Ｎmax1の最小レベルと最大レベルはそれぞれ６１．０９［ｖ］、９２．４９［ｖ］で、その変動幅は３１.４［ｖ］であるのに対し、最大ノイズ成分Ｎmax3の最小レベルと最大レベルはそれぞれ４９．５３［ｖ］、６３．４６［ｖ］で、その変動幅は１３.９３［ｖ］である。すなわち、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１は、従来の系統連系インバータ装置１００に対してスイッチングノイズを最大約５０％抑制できる効果がある。
【０１０１】
従って、本実施形態に係る系統連系インバータ装置１では、スイッチングノイズを可及的に抑制するように制御するので、フィルタ５の周波数特性の減衰傾度を従来の系統連系インバータ装置１００のフィルタ１０５よりも緩和することができ、これによりフィルタ５を構成するインダクタンスＬF若しくはキャパシタンスＣFの小型化、軽量化を図ることができる。
【０１０２】
また、系統連系インバータ装置１では、ＰＷＭ信号生成部７ｅの変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に固定するので、インバータ４の出力電流の制御目標を生成するための制御系や電流マイナーループ等が不要になり、コントローラ４の安定性や過渡特性が向上する。また、系統電圧のレベルが変動したり、フィルタ５での電圧降下分が変化したりしてもＰＷＭ信号生成部７ｅにおけるＰＷＭ信号生成処理での電圧利用率を一定に保持することができる。
【０１０３】
次に、コントローラ７が第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。
【０１０４】
図１１は、第１のパルス幅変調方式で変調度Ｍ＝１のＰＷＭ信号を生成した時のインバータの出力電圧をＦＦＴ解析した結果を示す図である。図１２は、第１のパルス幅変調方式で生成したＰＷＭ信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Ｍの関係を解析した結果を示す図である。図１１，図１２の解析条件は、図１７，図１９の解析条件と同じである。従って、図１１の解析結果は図１７の解析結果に対応し、図１２の解析結果は図１９の解析結果に対応している。
【０１０５】
図１２の特性Ａは、キャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ａ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。また、特性Ｂは、キャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性Ｂ’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。
【０１０６】
第２のパルス幅変調方式では、最大ノイズ成分が常にキャリア周波数ｆc＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値であり、その最大ノイズ成分のレベルは、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では、図１９に示したように変調度Ｍ*＝０.８７８で極小となる特性を有している。これに対し、第１のパルス幅変調方式では、キャリア周波数ｆc＝４.８［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、図１２の特性Ａ，Ａ’に示すように、変調度Ｍの変動範囲（０．７４〜１．０）では単調に減少し、極小点を有しない。その一方、キャリア周波数ｆcの２倍波９.６［ｋＨｚ］のサイドバンド成分の最大値は、特性Ｂ，Ｂ’に示すように単調に増加し、特性Ｂ（変調波に三次高調波を注入しない場合）では変調度Ｍが凡そ０．８８以上の領域でキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなり（特性Ａ，Ｂ参照）、特性Ｂ’（変調波に三次高調波を注入した場合）では変調度Ｍが凡そ０．８６以上の領域でキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなっている（特性Ａ’，Ｂ’参照）。
【０１０７】
第１のパルス幅変調方式でＰＷＭ信号を生成するときは、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値よりも小さい場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値となるが、変調度Ｍが凡そ０．８６〜０．８８の値以上の場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値となる特性を有する。フィルタ５で最も除去し難いのは、遮断周波数に近いキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分であるので、第１のパルス幅変調方式によるＰＷＭ信号の生成でもキャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値が最小になる変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に設定することが考えられる。すなわち、第１のパルス幅変調方式では最適変調度Ｍ*＝１．０に設定することが考えられる。
【０１０８】
しかしながら、フィルタ５のノイズ除去効率を考えると、フィルタ５にはできるだけ高周波成分を入力しない方が好ましい。この観点から第１のパルス幅変調方式での最適変調度Ｍ*を検討すると、キャリア周波数ｆcのサイドバンド成分の最大値とキャリア周波数ｆcの２倍波のサイドバンド成分の最大値とが交差する変調度ＭとＭ＝１．０の範囲で最適変調度Ｍ*に選定するのが好ましいと考えられる。従って、変調波に三次高調波を注入しない場合は、Ｍ＝０．８８〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ*を設定するとよく、変調波に三次高調波を注入する場合は、Ｍ＝０．８６〜１．０の範囲で最適変調度Ｍ*を設定するとよい。
【０１０９】
図１に示す構成で第１のパルス幅変調方式により変調波（正弦波の三相相電圧）を生成する場合は、変調波生成部７ｄで上記の（ａ１）〜（ａ３）、（ｂ１）〜（ｂ３）、（ｃ１）〜（ｃ３）の合成処理は行われず、位相補正部７ｃで生成されるＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoが各相の変調波として設定される。従って、変調波生成部７ｄで三次高調波の加算処理を行わない場合は、例えば、最適変調度Ｍ*を「０．８８」とし、その最適変調度Ｍ*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶されている。
【０１１０】
コントローラ７は、変調波テーブル７ａから制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを読み出し、力率調整部７ｂで算出された位相θを用いて（６’）式に示す演算式により位相補正とαβ−ｕｖｗ座標変換の演算処理を行い、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを各相の変調波として生成する。
【０１１１】
そして、コントローラ７は、その変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoをそれぞれ中央のレベル（ゼロレベル）を三角波ｖtの中央のレベル（ゼロレベル）と合わせてレベル比較することによりＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2b，Ｓ3cを生成する。また、コントローラ７は、ＰＭＷ信号Ｓ1a，Ｓ2a，Ｓ3aのレベルを反転することによりＰＭＷ信号Ｓ1b，Ｓ2b，Ｓ3bを生成し、そのＰＭＷ信号Ｓka，Ｓkb（ｋ＝１，２，３）をインバータ４に入力する。
【０１１２】
なお、第１のパルス幅変調方式では、電圧利用率を改善するため、変調波生成部７ｄで三次高調波を加算する処理をしてもよい。すなわち、変調波生成部７ｄで、位相補正部７ｃで生成される各相の変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoから三次高調波を生成し、各三次高調波を所定の振幅比率（例えば、変調波に対して１／６）で対応する相の変調波ｖuo，ｖvo，ｖwoに加算するようにしてもよい。この場合は、例えば、最適変調度Ｍ*を「０．８６」とし、その最適変調度Ｍ*に基づいてＵ，Ｖ，Ｗの各相の相電圧の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoのデータが予め設定され、変調波テーブル７ａに記憶される。変調波に三次高調波を注入する場合は、電圧利用率を「０．８６６」に改善することができる。
【０１１３】
なお、上記実施形態では、変調波テーブル７ａにＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoのαβ座標系におけるα軸成分Ｖαoとβ軸成分Ｖβoを記憶しているが、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標ｖuo，ｖvo，ｖwoを記憶するようにしてもよい。この場合は、位相補正部７ｃでは、下記（１３）式に示す演算式により位相補正の演算処理を行ってＵ，Ｖ，Ｗの各相の制御目標（変調波）ｖuo’，ｖvo’，ｖwo’を生成するとよい。
【０１１４】
【数４】
【０１１５】
上記の実施形態では、スイッチングノイズを可及的に低減するという観点から変調度Ｍを最適変調度Ｍ*に固定するようにＰＷＭ信号の生成制御をすることを説明したが、スイッチングノイズ以外のノイズ対策の観点でも同様の制御をすることができる。例えば、インバータを用いたパワーエレクトロニクス機器では、ＥＭＣ（Electro Magnetic Interference）対策としてコモンモードノイズを可及的に低減したいという要求があり、この要求は系統連系インバータ装置でも同様である。
【０１１６】
図１３〜図１６は、図１８に示す回路モデルの５Ωの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第２のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合のインバータＩＮＶの出力電圧に含まれるコモンモードノイズを１００［ｋＨｚ］〜１.０［ＭＨｚ］の範囲でＦＦＴ解析したものである。図１３は、バス電圧Ｖdcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１４は、バス電圧Ｖdcの制御値を４００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。また、図１５は、バス電圧Ｖdcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「１．０」に制御した場合であり、図１６は、バス電圧Ｖdcの制御値を３００［ｖ］、変調度Ｍを「０．８」に制御した場合である。
【０１１７】
図１３〜図１６に示すように、コモンモードノイズは、周波数が高くなるのに応じて指数関数的に低下する。そして、ノイズ成分のレベルは、（Ｖdc，Ｍ）＝（４００ｖ，０．８）、（４００ｖ，１．０）、（３００ｖ，０．８）、（３００ｖ，１.０）の順に小さくなっている。図示はしていないが、第１のパルス幅変調方式によりＰＷＭ変調の制御をした場合をＦＦＴ解析したでも同様の傾向が見られる。
【０１１８】
変調度Ｍを「１．０」に制御すると、バス電圧基準値Ｖrefは自動的に小さく制御されるので、コモンモードノイズを抑制する場合は、変調度Ｍを「１．０」に固定する制御をすれば、スイッチングノイズの場合と同様にコモンモードノイズを従来の変調方法よりも抑制することができる。
【０１１９】
なお、高調波補償を行う場合は、高調波補償により変調波の振幅に変調度余裕が生じるので、最適変調度Ｍ*はＭ*＝（１．０−高調波補償用の変調度余裕分）にするとよい。
【０１２０】
上記の実施形態では、三角波比較方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置について説明したが、本発明は、他の方式によりＰＷＭ信号を生成する系統連系インバータ装置にも適用することができる。例えば、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載されるＰＷＭ信号の生成方式を用いた系統連系インバータ装置にも適用することができる。
【０１２１】
ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式の具体的な内容は同公報に記載されているので、ここでは詳細は省略する。同公報に記載のパルス幅変調方式の要旨は、ＰＷＭホールド法を用いて系統連系インバータ装置１のインバータ４〜変圧器６の回路を線形システムにモデル化し、その線形システムにおけるインバータ４の出力電圧を入力とする状態方程式からパルス信号のオン時間（パルス幅）を入力とする状態方程式を導出する。そして、その状態方程式の解を演算することによってパルス信号の各パルスのオン時間をリアルタイムで求めるというものである。すなわち、ＷＯ２００９／０４１２７６号公報に記載のパルス幅変調方式は、入力をパルス信号のオン時間とする状態方程式の解を求める演算式を用いてインバータ４の相電圧の制御目標からＰＷＭ信号を直接生成する方式である。
【０１２２】
従って、本発明は、変調波のレベルをキャリア信号のレベルと比較する処理をしないで、変調波のレベルから直接的にＰＷＭ信号を生成する変調方式にも適用することができる。
【符号の説明】
【０１２３】
１ インバータ装置
２ 太陽電池
３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
４ インバータ
Ｑ1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2b，Ｑ3a，Ｑ3b スイッチング素子
Ｄ1a，Ｄ1b，Ｄ2a，Ｄ2b，Ｄ3a，Ｄ3b 帰還ダイオード
５ フィルタ
６ 変圧器
７ コントローラ
７ａ 変調波テーブル
７ｂ 力率調整部
７ｃ 位相補正部
７ｄ 変調波生成部
７ｅ ＰＷＭ信号生成部
８ 交流電圧計
９ 交流電流計
１０ 遮断器
１１ 電力系統
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、
前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、
前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、
を備えた系統連系インバータ装置において、
前記制御手段は、
前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、
前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
【請求項２】
前記変調波生成手段は、
前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、
前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、
前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、
を含む、請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項３】
前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成する、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項４】
前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成する、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項５】
相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、
前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、
を更に備え、
前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成する、請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項６】
予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定される、請求項１乃至５のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
【請求項７】
前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成する、請求項１乃至６のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、
前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、
前記複数のスイッチ素子をオン・オフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、
を備えた系統連系インバータ装置において、
前記制御手段は、
前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、
前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
【請求項２】
前記変調波生成手段は、
前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、
前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、
前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、
を含む、請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項３】
前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
前記変調波生成手段は、各相の変調波として、１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く１／３周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が１つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの１／３周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成する、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項４】
前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、
前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成する、請求項１又は２に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項５】
相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、
前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、
を更に備え、
前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成する、請求項４に記載の系統連系インバータ装置。
【請求項６】
予め設定された変調度は、０．７から１．０の間の値に設定される、請求項１乃至５のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
【請求項７】
前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成する、請求項１乃至６のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【公開番号】特開２０１３−３８８４４（Ｐ２０１３−３８８４４Ａ）
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１７０８９９（Ｐ２０１１−１７０８９９）
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月２１日（２０１３．２．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月４日（２０１１．８．４）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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