通信機、および通信方法
【課題】ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和する。
【解決手段】一次変調部１１は入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を直並列変換部１２に送る。直並列変換部１２は変調信号を直並列変換して所定のサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成し、信号挿入部１３に送る。信号挿入部１３は既知の信号であるパイロット信号をサブキャリア変調信号に挿入し、サブキャリア変調信号を位相制御部１４に送る。位相制御部１４は所定の式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加え、サブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１５に送る。ＩＦＦＴ部１５は位相回転量を加えたサブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、ベースバンド信号を生成して送信部１６に送る。送信部１６はベースバンド信号から送信信号を生成し、アンテナ１０を介して他の機器に送信する。
【解決手段】一次変調部１１は入力信号を所定の変調方式で変調し、変調信号を直並列変換部１２に送る。直並列変換部１２は変調信号を直並列変換して所定のサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成し、信号挿入部１３に送る。信号挿入部１３は既知の信号であるパイロット信号をサブキャリア変調信号に挿入し、サブキャリア変調信号を位相制御部１４に送る。位相制御部１４は所定の式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加え、サブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１５に送る。ＩＦＦＴ部１５は位相回転量を加えたサブキャリア変調信号のＩＦＦＴを行い、ベースバンド信号を生成して送信部１６に送る。送信部１６はベースバンド信号から送信信号を生成し、アンテナ１０を介して他の機器に送信する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信機、および通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、入力信号のパターンによっては大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために、広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。
【０００３】
サブキャリア変調信号の位相が一致する場合には、ベースバンド信号のＰＡＰＲが高くなる。そこで、特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。また特許文献２では、ＩＦＦＴを行う前にサブキャリアごとに予め定められた計算式を用いて算出した位相回転量に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１６５７８１号公報
【特許文献２】特許第４１５３９０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行う必要がある。
【０００６】
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和する、通信機、および通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、
前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。
【０００８】
好ましくは、前記位相制御手段は、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて前記位相回転量を算出する。
【０００９】
好ましくは、前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。
【００１０】
好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。
【００１１】
本発明の第２の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。
【００１２】
好ましくは、前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出する。
【００１３】
好ましくは、前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。
【００１４】
好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。
【図３】実施の形態におけるサブキャリア変調信号の位相変動の例を示す図である。
【図４】シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。
【００１８】
図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、一次変調部１１、直並列変換部１２、信号挿入部１３、位相制御部１４、ＩＦＦＴ部１５、送信部１６、およびコントローラ２０を備える。
【００１９】
コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。ＲＡＭ２３には、例えば送信信号フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４には、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムが格納されている。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。
【００２０】
図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機としての機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、等化部３３、ＦＦＴ部３４、受信部３５、および送受信切替部３６を備える。送信機および受信機としての機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。
【００２１】
一次変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を並列信号に直並列変換する。そして、並列信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定のサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成し、信号挿入部１３に送る。直並列変換部１２から位相制御部１４までの間に送受信される信号をサブキャリア変調信号という。信号挿入部１３は、既知の信号であるパイロット信号を入力信号が割り当てられていない所定のサブキャリアに割り当て、パイロット信号をサブキャリア変調信号に挿入する。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号を位相制御部１４に送る。
【００２２】
位相制御部１４は、サブキャリアの一周期の位相量である２πに所定の値とサブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、サブキャリアごとに位相回転量を算出する。所定の値とは、一次変調部１１が用いる変調方式に対応する、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減させるのための値である。位相制御部１４は、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合には、例えばＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズを用い、所定の値として１／（４×ＦＦＴサイズ）を用いた下記（１）式に基づき位相回転量を算出する。ｓは、サブキャリア番号であり、ＮはＦＦＴサイズである。ｓの最小値は０であり、最大値は（ＦＦＴサイズ−１）である。
【００２３】
【数１】
【００２４】
パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄおよび上記（１）式で算出された位相回転量Ｐを、下記（２）式のように表す。
【００２５】
【数２】
【００２６】
下記（３）式のように、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄに位相回転量Ｐを加える。下記（３）式において、大きい黒点はアダマール積を意味する。
【００２７】
【数３】
【００２８】
図３は、実施の形態におけるサブキャリア変調信号の位相変動の例を示す図である。図３（ａ）はパイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄの信号点配置図である。図中の黒丸が入力信号が割り当てられたサブキャリア変調信号ｄ、白丸がパイロット信号である。図３（ａ）に示す例では、複数のサブキャリアの位相は同じである。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄに位相回転量Ｐを加えると、図３（ｂ）の例に示すように、サブキャリアごとの位相はそれぞれ異なる位相となる。位相制御部１４は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１５に送る。
【００２９】
ＩＦＦＴ部１５は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号を送信部１６に送る。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３６およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。
【００３０】
受信部３５は、アンテナ１０および送受信切替部３６を介して、送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号をＦＦＴ部３４に送る。ＦＦＴ部３４は、ベースバンド信号のＦＦＴを行い、サブキャリア変調信号を生成し、等化部３３に送る。サブキャリア変調信号は、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転により、図３（ｃ）の例に示すように図３（ｂ）の状態からさらに位相が回転している。等化部３３は、例えば以下のように、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて位相補正を行う。
【００３１】
等化部３３は、サブキャリア変調信号からパイロット信号を抽出する。パイロット信号は既知の信号であるため、等化部３３は、抽出したパイロット信号の位相変動を検出することができる。等化部３３は、抽出したパイロット信号の位相変動に基づき、サブキャリア変調信号のサブキャリアごとの位相変動を検出する。抽出したパイロット信号と既知のパイロット信号との位相差を算出し、周波数領域における位相差を最小二乗法で近似して回帰直線を求める。そして、周波数領域におけるサブキャリア変調信号について、サブキャリアごとに、回帰直線との位相差をサブキャリアごとの位相変動として検出する。
【００３２】
等化部３３は、検出した位相変動に基づきサブキャリア変調信号の位相を補正し、図３（ａ）の例に示すようなサブキャリア変調信号を得る。等化部３３は、サブキャリア変調信号の位相制御部１４で加えられた位相回転量、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する。すなわち、等化部３３は、位相制御部１４で加えられた位相回転量を補正するために新たに補正手段を設ける必要はなく、従来の等化器を用いてパイロット信号に基づいて位相補正を行うことができる。なお等化部３３は、振幅についても従来の等化器と同様に振幅変動の補正を行う。
【００３３】
等化部３３は、等化処理を行ったサブキャリア変調信号からパイロット信号を取り除き、並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、等化処理を行い、パイロット信号を取り除いたサブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成する。そして、直列信号を復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号のＱＰＳＫ復調を行い、出力する。
【００３４】
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＩＦＦＴを行う前に予め定められた簡易な計算式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加えることで、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させることが可能となる。また受信側では、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転と共にＩＦＦＴ前に加えた位相回転量を補正できることから、新たに補正手段を設ける必要がない。
【００３５】
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。予め定められた式を用いて各サブキャリア変調信号の位相を制御する特許文献２に係る発明と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲの低減効果を比較する。特許文献２では、サブキャリア変調信号の位相が下記（４）式で算出される位相になるよう制御する。ｓはサブキャリア番号であり、ＮはＦＦＴサイズである。ｓの最小値は１、最大値はＦＦＴサイズである。
【００３６】
【数４】
【００３７】
所定の変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを８とし、入力信号として全信号パターンである６５５３６個の信号を用いてベースバンド信号を生成するシミュレーションを行い、特許文献２に係る発明が用いる上記（４）式を用いた場合と、本実施の形態に係る発明が用いる上記（１）式を用いた場合との、ベースバンド信号のＰＡＰＲの特性を比較した。図４は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。図４（ａ）が上記（４）式を用いた場合のＰＡＰＲ特性であり、図４（ｂ）が上記（１）式を用いた場合のＰＡＰＲ特性である。
【００３８】
図４の横軸は、入力信号の信号パターンの数（単位：１０４個）であり、縦軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。入力信号がある信号パターン、例えば０１１００１１１１０００１００１である場合のＰＡＰＲを算出してプロットし、これを全ての信号パターンについて行った結果が図４である。
【００３９】
図４（ａ）の最大ＰＡＰＲは８．８６２４ｄＢ、最小ＰＡＰＲは０ｄＢである。図４（ｂ）の最大ＰＡＰＲは８．１３２８ｄＢ、最小ＰＡＰＲは１．９８２６ｄＢである。図示していないが、ＩＦＦＴを行う前に位相回転量を加えなかった場合の最大ＰＡＰＲは９．０３０９ｄＢ、最小ＰＡＰＲは０ｄＢである。本実施の形態に係る発明によれば、位相回転を加えなかった場合に比べ、最大ＰＡＰＲを０．８９８１ｄＢ低減させることができる。また特許文献２に比べても、最大ＰＡＰＲを０．７２９６ｄＢ低減させることができる。
【００４０】
最大ＰＡＰＲに基づき増幅器に線形性が求められる範囲が決定されるので、最大ＰＡＰＲを低減すると、増幅器に求められる線形性の要件を緩和することが可能となる。また本実施の形態に係る発明が用いる位相回転量を算出する式は、特許文献２に比べて簡易である。したがって、本実施の形態に係る発明によれば、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。
【００４１】
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。一次変調部１１が用いる変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。
【００４２】
上述の実施の形態では、変調方式としてＱＰＳＫを用い、上記（１）式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加え、全てのサブキャリアの位相が異なるようにした。変調方式として、例えばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：二位相偏移変調）を用いる場合は、下記（５）式を用いて位相回転量を算出するよう構成してもよい。すなわち、サブキャリアの一周期の位相量である２πに、１／（２×ＦＦＴサイズ）とサブキャリア番号を乗じたものを位相回転量としてもよい。
【００４３】
【数５】
【００４４】
すなわち、位相回転量の算出方法は上述の実施の形態に限られず、位相制御部１４は、一次変調部１１で用いる変調方式に対応する、ＰＡＰＲを低減させるための所定の値を用いて、（２π×所定の値×サブキャリア番号）により位相回転量を算出し、サブキャリア変調信号に位相回転量を加える。
【符号の説明】
【００４５】
１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 一次変調部
１２ 直並列変換部
１３ 信号挿入部
１４ 位相制御部
１５ ＩＦＦＴ部
１６ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ 等化部
３４ ＦＦＴ部
３５ 受信部
３６ 送受信切替部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信機、および通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、入力信号のパターンによっては大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）が高くなるという性質を持っている。ＰＡＰＲが高くなると、信号を歪みなく伝送するために、広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでＰＡＰＲを低減するための技術が開発されている。
【０００３】
サブキャリア変調信号の位相が一致する場合には、ベースバンド信号のＰＡＰＲが高くなる。そこで、特許文献１では、ＰＡＰＲを低減するため、ＩＦＦＴを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。また特許文献２では、ＩＦＦＴを行う前にサブキャリアごとに予め定められた計算式を用いて算出した位相回転量に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−１６５７８１号公報
【特許文献２】特許第４１５３９０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＯＦＤＭ方式の通信では、ＰＡＰＲを低減することが課題となっている。特許文献１では、ＰＡＰＲを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行う必要がある。
【０００６】
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和する、通信機、および通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、
前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする。
【０００８】
好ましくは、前記位相制御手段は、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて前記位相回転量を算出する。
【０００９】
好ましくは、前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。
【００１０】
好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。
【００１１】
本発明の第２の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする。
【００１２】
好ましくは、前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出する。
【００１３】
好ましくは、前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。
【００１４】
好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。
【図２】実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。
【図３】実施の形態におけるサブキャリア変調信号の位相変動の例を示す図である。
【図４】シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。
【００１８】
図１は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機１は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機１は、アンテナ１０、一次変調部１１、直並列変換部１２、信号挿入部１３、位相制御部１４、ＩＦＦＴ部１５、送信部１６、およびコントローラ２０を備える。
【００１９】
コントローラ２０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit：中央処理装置）２１、ＲＡＭ（Random Access Memory）２３、およびＲＯＭ（Read-Only Memory）２４を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ２０から各部への信号線が省略されているが、コントローラ２０は通信機１の各部にＩ／Ｏ（Input／Output）２２を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。ＲＡＭ２３には、例えば送信信号フレームを生成するためのデータが記憶されている。ＲＯＭ２４には、コントローラ２０が通信機１の動作を制御するための制御プログラムが格納されている。コントローラ２０は、制御プログラムに基づいて、通信機１を制御する。
【００２０】
図２は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機１に受信機としての機能をもたせるため、図２に示す通信機１はさらに復調部３１、並直列変換部３２、等化部３３、ＦＦＴ部３４、受信部３５、および送受信切替部３６を備える。送信機および受信機としての機能を備える図２に示す通信機１を用いて、通信機１が行う通信方法について以下に説明する。
【００２１】
一次変調部１１は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部１２に送る。変調方式として、例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying：四位相偏移変調）を用いる。直並列変換部１２は、変調信号を並列信号に直並列変換する。そして、並列信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定のサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成し、信号挿入部１３に送る。直並列変換部１２から位相制御部１４までの間に送受信される信号をサブキャリア変調信号という。信号挿入部１３は、既知の信号であるパイロット信号を入力信号が割り当てられていない所定のサブキャリアに割り当て、パイロット信号をサブキャリア変調信号に挿入する。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号を位相制御部１４に送る。
【００２２】
位相制御部１４は、サブキャリアの一周期の位相量である２πに所定の値とサブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、サブキャリアごとに位相回転量を算出する。所定の値とは、一次変調部１１が用いる変調方式に対応する、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio：ピーク対平均電力比）を低減させるのための値である。位相制御部１４は、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合には、例えばＦＦＴ（Fast Fourier Transformation：高速フーリエ変換）サイズを用い、所定の値として１／（４×ＦＦＴサイズ）を用いた下記（１）式に基づき位相回転量を算出する。ｓは、サブキャリア番号であり、ＮはＦＦＴサイズである。ｓの最小値は０であり、最大値は（ＦＦＴサイズ−１）である。
【００２３】
【数１】
【００２４】
パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄおよび上記（１）式で算出された位相回転量Ｐを、下記（２）式のように表す。
【００２５】
【数２】
【００２６】
下記（３）式のように、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄに位相回転量Ｐを加える。下記（３）式において、大きい黒点はアダマール積を意味する。
【００２７】
【数３】
【００２８】
図３は、実施の形態におけるサブキャリア変調信号の位相変動の例を示す図である。図３（ａ）はパイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄの信号点配置図である。図中の黒丸が入力信号が割り当てられたサブキャリア変調信号ｄ、白丸がパイロット信号である。図３（ａ）に示す例では、複数のサブキャリアの位相は同じである。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号ｄに位相回転量Ｐを加えると、図３（ｂ）の例に示すように、サブキャリアごとの位相はそれぞれ異なる位相となる。位相制御部１４は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号をＩＦＦＴ部１５に送る。
【００２９】
ＩＦＦＴ部１５は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transformation：逆高速フーリエ変換）を行い、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号を送信部１６に送る。送信部１６は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部３６およびアンテナ１０を介して他の機器に送信信号を送信する。
【００３０】
受信部３５は、アンテナ１０および送受信切替部３６を介して、送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号をＦＦＴ部３４に送る。ＦＦＴ部３４は、ベースバンド信号のＦＦＴを行い、サブキャリア変調信号を生成し、等化部３３に送る。サブキャリア変調信号は、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転により、図３（ｃ）の例に示すように図３（ｂ）の状態からさらに位相が回転している。等化部３３は、例えば以下のように、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて位相補正を行う。
【００３１】
等化部３３は、サブキャリア変調信号からパイロット信号を抽出する。パイロット信号は既知の信号であるため、等化部３３は、抽出したパイロット信号の位相変動を検出することができる。等化部３３は、抽出したパイロット信号の位相変動に基づき、サブキャリア変調信号のサブキャリアごとの位相変動を検出する。抽出したパイロット信号と既知のパイロット信号との位相差を算出し、周波数領域における位相差を最小二乗法で近似して回帰直線を求める。そして、周波数領域におけるサブキャリア変調信号について、サブキャリアごとに、回帰直線との位相差をサブキャリアごとの位相変動として検出する。
【００３２】
等化部３３は、検出した位相変動に基づきサブキャリア変調信号の位相を補正し、図３（ａ）の例に示すようなサブキャリア変調信号を得る。等化部３３は、サブキャリア変調信号の位相制御部１４で加えられた位相回転量、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する。すなわち、等化部３３は、位相制御部１４で加えられた位相回転量を補正するために新たに補正手段を設ける必要はなく、従来の等化器を用いてパイロット信号に基づいて位相補正を行うことができる。なお等化部３３は、振幅についても従来の等化器と同様に振幅変動の補正を行う。
【００３３】
等化部３３は、等化処理を行ったサブキャリア変調信号からパイロット信号を取り除き、並直列変換部３２に送る。並直列変換部３２は、等化処理を行い、パイロット信号を取り除いたサブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成する。そして、直列信号を復調部３１に送る。復調部３１は、直列信号のＱＰＳＫ復調を行い、出力する。
【００３４】
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機１によれば、ＩＦＦＴを行う前に予め定められた簡易な計算式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加えることで、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させることが可能となる。また受信側では、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転と共にＩＦＦＴ前に加えた位相回転量を補正できることから、新たに補正手段を設ける必要がない。
【００３５】
次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。予め定められた式を用いて各サブキャリア変調信号の位相を制御する特許文献２に係る発明と本実施の形態に係る発明のＰＡＰＲの低減効果を比較する。特許文献２では、サブキャリア変調信号の位相が下記（４）式で算出される位相になるよう制御する。ｓはサブキャリア番号であり、ＮはＦＦＴサイズである。ｓの最小値は１、最大値はＦＦＴサイズである。
【００３６】
【数４】
【００３７】
所定の変調方式としてＱＰＳＫを用い、ＦＦＴサイズを８とし、入力信号として全信号パターンである６５５３６個の信号を用いてベースバンド信号を生成するシミュレーションを行い、特許文献２に係る発明が用いる上記（４）式を用いた場合と、本実施の形態に係る発明が用いる上記（１）式を用いた場合との、ベースバンド信号のＰＡＰＲの特性を比較した。図４は、シミュレーションしたベースバンド信号のＰＡＰＲ特性を示す図である。図４（ａ）が上記（４）式を用いた場合のＰＡＰＲ特性であり、図４（ｂ）が上記（１）式を用いた場合のＰＡＰＲ特性である。
【００３８】
図４の横軸は、入力信号の信号パターンの数（単位：１０４個）であり、縦軸はＰＡＰＲ（単位：ｄＢ）である。入力信号がある信号パターン、例えば０１１００１１１１０００１００１である場合のＰＡＰＲを算出してプロットし、これを全ての信号パターンについて行った結果が図４である。
【００３９】
図４（ａ）の最大ＰＡＰＲは８．８６２４ｄＢ、最小ＰＡＰＲは０ｄＢである。図４（ｂ）の最大ＰＡＰＲは８．１３２８ｄＢ、最小ＰＡＰＲは１．９８２６ｄＢである。図示していないが、ＩＦＦＴを行う前に位相回転量を加えなかった場合の最大ＰＡＰＲは９．０３０９ｄＢ、最小ＰＡＰＲは０ｄＢである。本実施の形態に係る発明によれば、位相回転を加えなかった場合に比べ、最大ＰＡＰＲを０．８９８１ｄＢ低減させることができる。また特許文献２に比べても、最大ＰＡＰＲを０．７２９６ｄＢ低減させることができる。
【００４０】
最大ＰＡＰＲに基づき増幅器に線形性が求められる範囲が決定されるので、最大ＰＡＰＲを低減すると、増幅器に求められる線形性の要件を緩和することが可能となる。また本実施の形態に係る発明が用いる位相回転量を算出する式は、特許文献２に比べて簡易である。したがって、本実施の形態に係る発明によれば、ＰＡＰＲを低減するための処理を簡易化し、ＰＡＰＲの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。
【００４１】
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。一次変調部１１が用いる変調方式は、ＱＰＳＫに限られず、ＱＰＳＫ以外のＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相偏移変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直角位相振幅変調）などを用いることができる。
【００４２】
上述の実施の形態では、変調方式としてＱＰＳＫを用い、上記（１）式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加え、全てのサブキャリアの位相が異なるようにした。変調方式として、例えばＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：二位相偏移変調）を用いる場合は、下記（５）式を用いて位相回転量を算出するよう構成してもよい。すなわち、サブキャリアの一周期の位相量である２πに、１／（２×ＦＦＴサイズ）とサブキャリア番号を乗じたものを位相回転量としてもよい。
【００４３】
【数５】
【００４４】
すなわち、位相回転量の算出方法は上述の実施の形態に限られず、位相制御部１４は、一次変調部１１で用いる変調方式に対応する、ＰＡＰＲを低減させるための所定の値を用いて、（２π×所定の値×サブキャリア番号）により位相回転量を算出し、サブキャリア変調信号に位相回転量を加える。
【符号の説明】
【００４５】
１ 通信機
１０ アンテナ
１１ 一次変調部
１２ 直並列変換部
１３ 信号挿入部
１４ 位相制御部
１５ ＩＦＦＴ部
１６ 送信部
２０ コントローラ
２１ ＣＰＵ
２２ Ｉ／Ｏ
２３ ＲＡＭ
２４ ＲＯＭ
３１ 復調部
３２ 並直列変換部
３３ 等化部
３４ ＦＦＴ部
３５ 受信部
３６ 送受信切替部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、
前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
【請求項２】
前記位相制御手段は、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
【請求項３】
前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
【請求項４】
前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項３に記載の通信機。
【請求項５】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
【請求項６】
前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項５に記載の通信方法。
【請求項７】
前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の通信方法。
【請求項８】
前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項７に記載の通信方法。
【請求項１】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、
前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴ手段と、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、
を備えることを特徴とする通信機。
【請求項２】
前記位相制御手段は、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項１に記載の通信機。
【請求項３】
前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載の通信機。
【請求項４】
前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項３に記載の通信機。
【請求項５】
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、
既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、
前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、
前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するＩＦＦＴステップと、
前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、
を備えることを特徴とする通信方法。
【請求項６】
前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、１／（４×高速フーリエ変換サイズ）を用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項５に記載の通信方法。
【請求項７】
前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項５または６に記載の通信方法。
【請求項８】
前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項７に記載の通信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１３−７４４１８（Ｐ２０１３−７４４１８Ａ）
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２１１２４３（Ｐ２０１１−２１１２４３）
【出願日】平成２３年９月２７日（２０１１．９．２７）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【公開日】平成２５年４月２２日（２０１３．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年９月２７日（２０１１．９．２７）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
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