電子負荷装置
【課題】オーディオパワーアンプの駆動能力試験に用い、負荷インピーダンスと位相とを独立して設定できる電子負荷装置を提供する。
【解決手段】電子負荷装置は、被測定用アンプＰの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子Ｌ１、Ｇ１と、複素インピーダンスの大きさを設定する可変利得アンプ回路５と、複素インピーダンスの位相角を設定するための位相シフト回路３と、入力端子Ｌ１、Ｇ１の一対の端子間の電流が流れる経路上に、被測定用アンプＰの出力電圧と、出力電圧の位相を位相シフト回路３で設定された位相角だけ偏移させ、出力電圧の振幅を可変利得アンプ回路５で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、被測定用アンプＰの出力電圧に対して逆起電力となる電圧発生手段と、被測定用アンプＰの出力電圧と電圧発生手段で発生される差電圧とにり、端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子Ｒとを備える。
【解決手段】電子負荷装置は、被測定用アンプＰの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子Ｌ１、Ｇ１と、複素インピーダンスの大きさを設定する可変利得アンプ回路５と、複素インピーダンスの位相角を設定するための位相シフト回路３と、入力端子Ｌ１、Ｇ１の一対の端子間の電流が流れる経路上に、被測定用アンプＰの出力電圧と、出力電圧の位相を位相シフト回路３で設定された位相角だけ偏移させ、出力電圧の振幅を可変利得アンプ回路５で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、被測定用アンプＰの出力電圧に対して逆起電力となる電圧発生手段と、被測定用アンプＰの出力電圧と電圧発生手段で発生される差電圧とにり、端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子Ｒとを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、例えばオーディオパワーアンプ等の被測定用アンプの出力評価に用いられる電子負荷装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、オーディオパワーアンプの出力特性試験の一つとして駆動能力試験が提案されている。この駆動能力試験は、オーディオパワーアンプの出力能力及び余裕度等を評価するために用いられるものであり、通常、オーディオパワーアンプの負荷としてスピーカが接続される。
【０００３】
オーディオパワーアンプにとって負荷となるスピーカは、その逆起電力あるいはスピーカ内部に設けられるマルチウェイ用フィルターネットワークの存在等により一般に複素インピーダンスとして取り扱われる。また、スピーカによっては、オーディオパワーアンプに入力されるオーディオ信号の周波数に対して位相が偏移し、その位相の偏移が例えば６０°にも達するものもある。
【０００４】
したがって、上記駆動能力試験を行ってオーディオパワーアンプの特性を評価する場合、従来から採用されている純抵抗負荷のみによる特性評価だけでは不十分であり、位相偏移のある負荷による特性評価の必要性が要請されている。
【０００５】
駆動能力試験における測定法の一つとして、インピーダンスの絶対値が一定で位相のみが変化する複素インピーダンスを有する負荷を用意し、それをオーディオパワーアンプに接続して行うものがある。
【０００６】
この駆動能力試験では、負荷の位相を−６０°から＋６０°まで変化させ、それぞれの位相においてオーディオパワーアンプが駆動できる最大出力電圧がプロットされる。より具体的には、例えば公称インピーダンスが４Ω、６Ω、８Ωの負荷を用意し、各負荷をオーディオパワーアンプに順番に接続し、各負荷に対して位相を２０°ごとに変化させ、各位相における出力電圧がそれぞれ測定される。
【０００７】
図１５は、このような駆動能力試験におけるオーディオパワーアンプの出力能力結果の一例を示す図である。この図においては、一般には各プロット点において各出力電圧が高いとそれだけオーディオパワーアンプに余裕度があることを示す。
【０００８】
図１５に示す、オーディオパワーアンプの出力能力結果によれば、公称インピーダンスが小さいほど、あるいは位相偏移が大きくなるほど、出力電圧（太線の格子点）が若干低下しているが、オーディオパワーアンプによっては、純抵抗負荷時の最大出力電圧に対して、位相偏移時の最大出力電圧が急激に低下するものがあり、このようなオーディオパワーアンプでは、出力素子（例えばパワートランジスタ）の破壊を避けるため保護回路を差動させるものがあり、そのようなオーディオパワーアンプでは純抵抗負荷時に比べて位相偏移負荷時の最大出力電圧が急激に低下することになる。
【０００９】
上記の駆動能力試験では、純抵抗負荷が接続されるため、負荷（スピーカ）のインピーダンスの絶対値は変化することがないので、オーディオパワーアンプに流れる最大電流は各位相において同じであり、また電源から供給される電力も同じである。これに対し、位相が変化して例えば力率が低下すると、位相偏移の増加に応じて負荷（スピーカ）で消費する電力は減少していく。したがって、その電力の差分はオーディオパワーアンプで消費されることになり、オーディオパワーアンプの出力素子の負担が増大することになる。
【００１０】
図１６は、一般的なＢ級ＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）型出力のオーディオパワーアンプにおける出力素子（例えばパワートランジスタ）の負荷線を示す図であり、（ａ）は一方のトランジスタの負荷線、（ｂ）は他方のトランジスタの負荷線である。これらの図では、横軸はコレクタ−エミッタ電圧ＶCE、縦軸はコレクタ電流Ｉｃであり、負荷の位相φをパラメータとして４種類の負荷線を描いている。また、Ｖｃｃは、出力素子の電源電圧であり、Ｚは負荷インピーダンス（純抵抗の場合を含む）である。
【００１１】
同図（ａ）に示すように、純抵抗負荷（位相φ＝０°）の場合の負荷線は、（０，＋Ｖｃｃ／｜Ｚ｜）と（Ｖｃｃ，０）を結んだ右下がりの直線となるが、負荷が複素インピーダンス（位相φ≠０°）の場合は、図１６（ａ），（ｂ）を組み合わせると、右下がりの楕円形状となり、位相φの増大に応じて円形状に近づき、位相φが９０°の純リアクタンスの場合は、負荷線は円形となる。
【００１２】
このように、負荷が複素インピーダンスでその位相φが増大すると、図１６に示すようにトランジスタに加わる電圧が大きい状態でかつ大きなコレクタ電流Ｉｃを流す必要があるため、出力素子が例えばバイポーラトランジスタである場合、２次降伏によってバイポーラトランジスタが破壊する危険性が増大する。すなわち、トランジスタの瞬時損失は、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEとコレクタ電流Ｉｃとの積で表すことができるので、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEが大きく、かつコレクタ電流Ｉｃが大きいと瞬時損失は大きくなる。つまり、負荷線が図１６（ａ）の右上の領域（図１６（ｂ）では左下の領域）に向かうほど瞬時損失は大きくなる。そのため、負荷が複素インピーダンスの場合、オーディオパワーアンプにとっては厳しい負荷条件となる。したがって、複素インピーダンスを変化させて出力電圧の余裕度を測定するオーディオパワーアンプの駆動能力試験が重要なものとなってくる。
【００１３】
上記の駆動能力試験を実際に行う場合、一般に図１７に示されるように遅れ力率用として抵抗とコイルとが直列接続された試験用負荷（図１７（ａ）参照）、進み力率用として抵抗とコンデンサとが直列接続された試験用負荷（図１７（ｂ）参照）がそれぞれ用いられる。
【００１４】
遅れ力率用の試験用負荷のインピーダンスＺは、式１で表すことができる。
【数１】
【００１５】
また、遅れ力率用の試験用負荷のインピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式２及び式３で表すことができる。
【数２】
【数３】
【００１６】
遅れ力率用の試験用負荷の場合、インピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式２及び式３で示されるように、いずれも角周波数ω（＝２πｆ）、すなわち周波数ｆの関数となっている。
【００１７】
一方、進み力率用の試験用負荷のインピーダンスＺは、式４で表すことができる。
【数４】
【００１８】
また、進み力率用の試験用負荷のインピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式５及び式６で表すことができる。
【数５】
【数６】
【００１９】
進み力率用の試験用負荷の場合も、インピーダンスＺの絶対値及びその位相角は、式５及び式６で示されるように、いずれも角周波数ω（＝２πｆ）、すなわち周波数ｆの関数となっている。したがって、図１７に示す試験用負荷は、特定の一つの周波数に限られることになる。
【００２０】
所望の一つの周波数と所望のインピーダンス（絶対値）とを設定した上で、位相を−６０°から＋６０°まで１０°ステップで変化させて、上記駆動能力試験を行おうとする場合、位相０°のときの純抵抗負荷としての試験用負荷の他に、抵抗とコイルとの組み合わせで位相の異なる試験用負荷が６種類、抵抗とコンデンサとの組み合わせで位相の異なる試験用負荷が６種類といった計１３種類の試験用負荷を用意する必要がある。
【００２１】
また、別の周波数でも駆動能力試験を行う場合は、さらに１２種類の試験用負荷が必要である。さらに、別のインピーダンスで駆動能力試験をする場合は、さらにまた１３種類の試験用負荷が必要となってしまう。
【００２２】
そこで、図１７のような受動素子のみによって負荷インピーダンスを模擬するのではなく、図１８に示すような能動素子で構成される電子負荷装置５０を用いることによって、種々の負荷インピーダンスを模擬することが考えられる。
【００２３】
図１８によると、この電子負荷装置５０は、抵抗素子Ｒと、位相シフト回路５１と、可変利得アンプ回路５２とによって構成されており、電子負荷装置５０の入力端子Ｌ１，Ｇ１は、被測定用アンプＰの信号出力端子Ｏｐ，グランド端子Ｇｐにそれぞれ接続される。
【００２４】
この電子負荷装置５０では、位相シフト回路５１において出力電圧Ｖ0に対して位相が偏移され、その出力（Ｖ0（φ））が可変利得アンプ回路５２に与えられる。可変利得アンプ回路５２では利得Ａで出力電圧Ｖ0（φ）が増幅され、その出力（ＡＶ0（φ））が抵抗素子Ｒに与えられる。
【００２５】
そのため、抵抗素子Ｒに流れる負荷電流Ｉ0は式７で表される。
【００２６】
【数７】
【００２７】
ここで、Ｖ0＝Ｅｓｉｎ（ωｔ），ＡＶ0（φ）＝ＡＥｓｉｎ（ωｔ＋φ）とすると、式７の右辺の分子である「Ｖ0−ＡＶ0（φ）」は式８で表される。
【００２８】
【数８】
【００２９】
ただし、
【数９】
である。したがって、負荷電流Ｉ0は、次式で表される。
【００３０】
【数１０】
【００３１】
上式より、等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜とその位相角ａｒｇ（Ｚ）とは、式１１及び式１２で表される。
【００３２】
【数１１】
【数１２】
【００３３】
式１１及び式１２からわかるように、等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜及び位相角ａｒｇ（Ｚ）は、その両方ともが位相シフト回路５１での位相φと可変利得アンプ回路５２の利得Ａとの２つの関数が含まれている。そのため、図１８に示す電子負荷装置５０では、利得Ａ及び位相φをそれぞれ独立して設定できる構成ではあるが、これらを独立に設定しても等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜及び位相角ａｒｇ（Ｚ）をそれぞれと独立して設定することができないといった問題点がある。
【００３４】
なお、オーディオパワーアンプの駆動能力試験における電子負荷装置ではないが、例えば電源装置等の電子負荷装置としては、以下に示す特許文献１，２が挙げられる。
【００３５】
【特許文献１】特許第３１８３５５９号公報
【特許文献１】特許第３７５３４７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、オーディオパワーアンプの駆動能力試験を容易に行うことができ、負荷インピーダンスと位相とを独立して設定することのできる電子負荷装置を提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００３８】
本願発明によって提供される電子負荷装置は、被測定用アンプの出力評価をするための所定の複素インピーダンスを有する複数の負荷を各複素インピーダンスの大きさと位相角によって設定することができる電子負荷装置であって、一対の端子からなり、前記被測定用アンプの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子と、ユーザが前記複素インピーダンスの大きさを設定するための第１の操作手段と、前記ユーザが前記複素インピーダンスの位相角を設定するための第２の操作手段と、前記入力端子の一対の端子間の電流が流れる経路上に、前記入力端子に入力された前記被測定用アンプの出力電圧と当該出力電圧の位相を前記第２の操作手段で設定された位相角だけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を前記第２の操作手段で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、前記被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生させる電圧発生手段と、前記入力端子から入力される前記被測定用アンプの出力電圧と前記電圧発生手段で発生される差電圧とによって前記入力端子の一対の端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子と、を備え、前記被測定用アンプに対して、前記抵抗素子に流れる電流と前記被測定用アンプの出力電圧とで決定されるインピーダンスが前記負荷インピーダンスとして動作することを特徴としている（請求項１）。
【００３９】
好ましい実施形態によれば、請求項１に記載の電子負荷装置において、前記入力端子は、一方の端子に前記被測定用アンプの不平衡型の出力電圧が入力され、他方の端子がグランドに接地される不平衡型の入力端子であり、前記電圧発生手段は、前記被測定用アンプの出力電圧を所定の減衰率で減衰する減衰手段と、前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記減衰手段によって減衰された出力電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、前記減衰手段からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との差電圧を演算する演算手段と、前記演算手段による演算結果を前記減衰手段の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する固定利得増幅手段と、を備え、前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記固定利得増幅手段の出力端に接続されている（請求項２）。
【００４０】
他の好ましい実施形態によれば、請求項１に記載の電子負荷装置において、前記入力端子は、前記被測定用アンプの平衡型の出力電圧が入力される平衡型の入力端子であり、前記電圧発生手段は、前記入力端子の一方の端子に入力される前記被測定用アンプの一方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第１の減衰回路と前記入力端子の他方の端子に入力される前記被測定用アンプの他方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第２の減衰回路とを有する減衰手段と、前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記前記第１の減衰回路によって減衰された出力電圧と前記第２の減衰回路によって減衰された出力電圧との差電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、前記第１の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第１の差電圧を演算する第１の演算回路と前記第２の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第２の差電圧を演算する第２の演算回路とを有する演算手段と、前記第１の演算回路による演算結果を前記第１の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第１の固定利得増幅回路と前記第２の演算回路による演算結果を前記第２の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第２の固定利得増幅回路とを有する固定利得増幅手段と、を備え、前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記第１の固定利得増幅回路の出力端に接続された第１の抵抗素子と、一端側が前記入力素子の他方の端子に接続され、他端側が前記第２の固定利得増幅回路の出力端に接続された第２の抵抗素子とで構成される（請求項３）。
【００４１】
他の好ましい実施形態によれば、本願発明の電子負荷装置において、前記位相シフト調整手段及び前記可変利得調整手段は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって構成されるとよい（請求項４）。
【００４２】
他の好ましい実施形態によれば、本願発明の電子負荷装置において、前記固定利得増幅手段は、ディジタルアンプによって構成されるとよい（請求項５）。
【発明の効果】
【００４３】
この発明による電子負荷装置によれば、入力端子に入力される被測定用アンプの出力電圧をＶ0、測定したい複素インピーダンスＺの位相角をφ、測定したい複素インピーダンスＺの大きさ（絶対値）｜Ｚ｜に応じた利得をＡ、抵抗素子の抵抗値をＲとし、出力電圧Ｖ0の位相を位相角φだけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を利得Ａで増幅した電圧をＡＶ0（φ）とすると、入力端子の一対の端子間の経路上に、Ｖ0−ＡＶ0（φ）の電圧が被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生する。
【００４４】
従って、入力端子の一対の端子間の経路上の回路は、等価的に抵抗素子の一方端に被測定用アンプの出力電圧Ｖ0が印加され、抵抗素子の他方端に電圧（Ｖ0−ＡＶ0（φ））が印加された回路となるので、入力端子の一対の端子間に流れる電流Ｉ0は、Ｉ0＝（Ｖ0−（Ｖ0−ＡＶ0（φ）））／Ｒ＝ＡＶ0（φ）／Ｒとなる。そして、電子負荷装置の負荷インピーダンスＺ0は、Ｚ0＝Ｖ0／Ｉ0で表すことができるので、負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、｜Ｚ｜＝Ｒ／Ａ、その位相角ａｒｇ（Ｚ）は、ａｒｇ（Ｚ）＝−φとなる。
【００４５】
そのため、負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得Ａで決定され、負荷インピーダンスＺの位相角は、位相φで決定される。したがって、被測定用アンプの出力特性を評価する試験を行う場合、絶対値と位相とを独立して操作設定することにより所望の負荷インピーダンスを簡単かつ迅速に設定でき、しかも絶対値と位相を順番に変更することにより、測定すべき複数の負荷インピーダンスを順番に設定できるので、従来のように、所望の周波数ごとに抵抗及びコイルあるいは抵抗及びコンデンサを組み合わせた膨大な数の試験用負荷を用意する必要がなく、またそれらをその都度被測定用アンプに接続する手間が省け、上記試験を迅速かつ容易に行うことができる。
【００４６】
本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００４８】
図１は、本願発明の第１実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１は、被測定用のオーディオパワーアンプ（以下、「被測定用アンプ」という。）に接続され、被測定用アンプの駆動能力試験において用いられるものである。第１実施形態に係る電子負荷装置１では、被測定用アンプＰが一般的な不平衡（片側接地型）出力を有する被測定用アンプとされている。
【００４９】
被測定用アンプＰは、例えばオーディオ信号発生源ＥSを有し、オーディオ信号発生源ＥSに基づいて出力電圧Ｖ0を出力するものである。この出力電圧Ｖ0は、被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ−グランド端子Ｇｐ間から出力される。
【００５０】
電子負荷装置１は、非接地側入力端子Ｌ１及びグランド端子Ｇ１をそれぞれ有しており、被測定用アンプＰの駆動能力試験が行われる場合、被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ及びグランド端子Ｇｐに、非接地側入力端子Ｌ１及びグランド端子Ｇ１がそれぞれ接続される。
【００５１】
電子負荷装置１は、減衰回路２と、位相シフト回路３と、抵抗素子Ｒと、演算回路４と、可変利得アンプ回路５と、固定利得アンプ回路６とによって概略構成されている。電子負荷装置１の非接地側入力端子Ｌ１、グランド端子Ｇ１間に入力された出力電圧Ｖ0は、減衰回路２及び抵抗素子Ｒにそれぞれ供給される。
【００５２】
減衰回路２は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0を１／Ｋ（Ｋ≧１）に減衰するためのものである。なお、Ｋは後述する固定利得アンプ回路６の利得を表す。そのため、仮に固定利得アンプ回路６の利得がＫ＝１の場合、減衰回路２を省略することができる。減衰回路２の出力は、位相シフト回路３及び演算回路４にそれぞれ供給される。
【００５３】
位相シフト回路３は、減衰回路２の出力（Ｖ0／Ｋ）の位相を偏移させるものであり、その偏移量は０°〜φ°の範囲でユーザの操作によって設定される。なお、以下の説明では、位相角φで偏移された出力電圧Ｖ0を「Ｖ0（φ）」で表すことにする。位相シフト回路３の出力（Ｖ0（φ）／Ｋ）は、可変利得アンプ回路５に供給される。
【００５４】
可変利得アンプ回路５は、位相シフト回路３の出力（Ｖ0（φ）／Ｋ）を利得Ａで増幅するものであり、その利得Ａはユーザの操作によって変化させることができる。可変利得アンプ回路５の出力（Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）は、演算回路４に供給される。
【００５５】
演算回路４は、減衰回路２の出力（Ｖ0／Ｋ）から可変利得アンプ回路５の出力（Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）を減算するものである。演算回路４の出力（Ｖ0／Ｋ−Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）は、固定利得アンプ回路６に供給される。
【００５６】
固定利得アンプ回路６は、演算回路４の出力（Ｖ0／Ｋ−Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）を固定の利得Ｋで増幅するものである。その結果、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖ0−Ａ×Ｖ0（φ）となる。
【００５７】
固定利得アンプ回路６の出力端子には、抵抗素子Ｒを介して電子負荷装置１の非接地側入力端子Ｌ１（すなわち被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ）に接続されている。したがって、抵抗素子Ｒの両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0と、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1（＝Ｖ0−ＡＶ0（φ））との差電圧（Ｖ0−Ｖ0＋ＡＶ0（φ）＝ＡＶ0（φ））となる。
【００５８】
図２は、図１に示す電子負荷装置１の動作原理を説明するための等価回路図である。同図によると、被測定用アンプＰは、電圧Ｖ0を出力する交流電圧源７を有するものとみなすことができる。また、電子負荷装置１は、抵抗素子Ｒと、電圧ＡＶ0（φ）を出力する交流電圧源８と、逆起電力の電圧Ｖ0を出力する交流電圧源９とが直列に接続された構成とみなすことができる。
【００５９】
これにより、抵抗素子Ｒに流れる電流Ｉ0は、図２に示すように交流電圧源７の電圧Ｖ0と交流電圧源９の電圧Ｖ0とがキャンセルされるので、式１３に示すように、電圧ＡＶ0（φ）を抵抗値Ｒで除算したものとなる。そのため、抵抗素子Ｒには、この電流Ｉ0が被測定用アンプＰの負荷電流として流れることになる。
【００６０】
【数１３】
なお、式１３においてＲは抵抗素子Ｒの抵抗値を示すものとする。
【００６１】
ここで、この電子負荷装置１において等価的に表される負荷インピーダンスＺ（以下、「等価負荷インピーダンスＺ」という。）は、式１４に示すように、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0を被測定用アンプＰの負荷電流Ｉ0で除算したものとして表すことができる。また、このＩ0に式１３を代入すれば、等価負荷インピーダンスＺは、Ｒ／Ａ（φ）で表すことができる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
式１４により、式１５，１６で表されるように、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、抵抗素子Ｒの大きさと可変利得アンプ回路５の利得Ａとで表され、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路３の位相φの負の値で表されることになる。
【数１５】
【数１６】
【００６４】
したがって、抵抗素子Ｒの抵抗値を適切に選択すれば、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得アンプ回路５の利得Ａで決定することができ、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路３の位相φで決定することができる。
【００６５】
このように、この電子負荷装置１によれば、図１に示す構成により被測定用アンプＰの駆動能力試験において、等価負荷インピーダンスの絶対値と位相とを独立して操作設定することができる。したがって、被測定用アンプＰの駆動能力試験において、従来のように、所望の周波数ごとに抵抗及びコイルあるいは抵抗及びコンデンサを組み合わせた膨大な数の試験用負荷を用意する必要がなく、またそれらをその都度被測定用アンプＰに接続する手間が省け、被測定用アンプＰの駆動能力試験を広い周波数範囲において迅速かつ容易に行うことができる。
【００６６】
また、可変利得アンプ回路５における利得Ａや位相シフト回路３における位相φは、後述するように、可変利得アンプ回路５内の可変抵抗器や位相シフト回路３内の可変抵抗器をユーザが調整することにより容易に設定できるため、ユーザが連続的にかつ直接的に負荷インピーダンスや位相を設定することができる。
【００６７】
なお、式１５に示すように、等価負荷インピーダンス｜Ｚ｜は｜Ｚ｜＝Ｒ／Ａであるので、１種類の抵抗素子Ｒを用い可変利得Ａの値を選択することで広範囲なインピーダンス値を設定することができる。この場合、被測定用アンプＰにおいて想定される負荷レンジに合わせて抵抗素子Ｒの値を選ぶようにすれば、可変利得Ａの設定範囲を小さくすることができるので、その分、等価負荷インピーダンスの設定精度の向上を図ることができる。
【００６８】
図３は、図１に示す電子負荷装置１の詳細回路図である。図３に示すように、図１に示した減衰回路２、演算回路４、可変利得アンプ回路５及び固定利得アンプ回路６は、それぞれオペアンプＯＰ１，ＯＰ２とパワーアンプＰＡ１と抵抗素子Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｅとを用いた周知の回路によって構成される。可変利得アンプ回路５については、オペアンプＯＰ２の入力段の抵抗を可変抵抗器ＶＲとし、この可変抵抗器ＶＲの抵抗値をユーザが調整することより、可変利得アンプ回路５の利得Ａが調整される。なお、図３において各抵抗素子の記号Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｅは、その抵抗素子の抵抗値をも示すものとする。
【００６９】
図４は、位相シフト回路３の一例を示す詳細回路図である。また、図５は、位相シフト回路３の他の一例を示す詳細回路図である。図４及び図５に示す位相シフト回路３では、オペアンプＯＰ３、可変抵抗器ＶＲ１及びコンデンサＣ１で構成される１次オールパスフィルターと、オペアンプＯＰ４、可変抵抗器ＶＲ２及びコンデンサＣ２で構成される１次オールパスフィルターとが２段重ねられた構成とされている。ユーザは、図４に示す可変抵抗器ＶＲ１，ＶＲ２を操作することにより、入力された信号の周波数に対して所望の位相偏移を与えるよう調整を行うことができる。
【００７０】
なお、位相シフト回路３は、図４及び図５に示す構成に限定されるものではなく、同様の作用効果を得るものであれば、他の構成を採用してもよい。例えば、使用する周波数レンジごとにコンデンサＣ１，Ｃ２の値を切り換えるようにしてもよい。
【００７１】
図６は、本願発明の第２実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１Ａは、ＢＴＬ（Bridged Transformer Less）またはＨブリッジ等といった平衡（両側非接触型）出力を有する被測定用アンプＰ１に対して接続されるものであり、この点で第１実施形態に係る電子負荷装置１と異なる。なお、第２の実施形態の電子負荷装置１Ａは、不平衡（片側接地）出力を有する被測定用アンプＰに接続して用いることもできる。
【００７２】
被測定用アンプＰ１は、オーディオ信号発生源ＥSを有し、その両端に所定の回路Ｚ１，Ｚ２が直列接続され、所定回路Ｚ１，Ｚ２の中点がグランドに接地され、これにより平衡型とされている。被測定用アンプＰ１は、出力端子Ｏ＋から一方の出力電圧Ｖ01を出力し、出力端子Ｏ−から他方の出力電圧Ｖ02を出力する。
【００７３】
電子負荷装置１Ａは、入力端子Ｌ＋，Ｌ−をそれぞれ有しており、被測定用アンプＰ１の駆動能力試験が行われる場合、被測定用アンプＰ１の出力端子Ｏ＋，Ｏ−に、入力端子Ｌ＋，Ｌ−がそれぞれ接続される。これにより、電子負荷装置１Ａの入力端子Ｌ＋には、出力電圧Ｖ01が供給され、入力端子Ｌ−には、出力電圧Ｖ02が供給される。
【００７４】
第２実施形態の電子負荷装置１Ａは、被測定用アンプＰ１の出力が平衡型であるため、それに対応して、図１に示した減衰回路２、抵抗素子Ｒ、演算回路４及び固定利得アンプ回路６等が、被測定用アンプＰ１の一方の出力電圧Ｖ01用及び被測定用アンプＰ１の他方の出力電圧Ｖ02用にそれぞれ設けられた構成とされている。
【００７５】
図６を参照すると、入力端子Ｌ＋に入力される出力電圧Ｖ01は、第１減衰回路１１によって１／Ｋに減衰されるとともに、第１抵抗素子Ｒ１を介して利得Ｋを有する第１固定利得アンプ回路１２に供給される。第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）は、第１演算回路１３に供給されるとともに第２演算回路１４に供給される。
【００７６】
一方、入力端子Ｌ−に入力される出力電圧Ｖ02は、第２減衰回路１５によって１／Ｋに減衰されるとともに、第２抵抗素子Ｒ２を介して第２固定利得アンプ回路１６に供給される。第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）は、第１演算回路１３に供給されるとともに第３演算回路１７に供給される。
【００７７】
第１演算回路１３には、第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）及び第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）が供給され、演算結果として差電圧Ｖ3＝（Ｖ01−Ｖ02）／Ｋが位相シフト回路１８に入力される。位相シフト回路１８において位相角φで偏移された後、位相シフト回路１８の出力Ｖ3（φ）は、可変利得アンプ回路１９に供給される。可変利得アンプ回路１９において利得Ａで出力Ｖ3（φ）増幅された後、可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）は、第２演算回路１４及び第３演算回路１７にそれぞれ供給される。
【００７８】
第２演算回路１４では、第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）と可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）の差電圧（Ｖ01／Ｋ−ＡＶ3（φ））が演算され、その演算結果が第１固定利得アンプ回路１２に入力される。
【００７９】
一方、第３演算回路１７では、第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）と可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）の差電圧（Ｖ02／Ｋ−ＡＶ3（φ））が演算され、その演算結果が第２固定利得アンプ回路１６に入力される。
【００８０】
第１及び第２固定利得アンプ回路１２，１６では、差電圧がそれぞれ固定の利得Ｋで増幅されるので、第１固定利得アンプ回路１２の出力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖ01−ＡＶ3（φ）となり、第２固定利得アンプ回路１５の出力電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ02＋ＡＶ3（φ）となる。
【００８１】
第１固定利得アンプ回路１２の出力端子は、抵抗素子Ｒ１を介して入力端子Ｌ＋に接続されているので、抵抗素子Ｒ１の両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ01と、第１固定利得アンプ回路１２の出力電圧Ｖ1との差電圧（Ｖ01−Ｖ01＋ＡＶ3（φ）＝ＡＶ3（φ））となる。同様に、抵抗素子Ｒ２の両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ02と、第２固定利得アンプ回路１６の出力電圧Ｖ2との差電圧（Ｖ02−Ｖ02＋ＡＶ3（φ）＝ＡＶ3（φ））となる。
【００８２】
図７は、図６に示す電子負荷装置１Ａの動作原理を説明するための等価回路図である。同図によると、被測定用アンプＰ１は、電圧Ｖ01，Ｖ02をそれぞれ出力する交流電圧源２１，２２を有するものとみなすことができる。また、電子負荷装置１Ａは、第１抵抗素子Ｒ１と、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を出力する交流電圧源２３と、電圧Ｖ01を出力する交流電圧源２４と、電圧Ｖ02を出力する交流電圧源２５と、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を出力する交流電圧源２６と、第１抵抗素子Ｒ２とが直列に接続され、交流電圧源２４及び交流電圧源２５の中点がグランドに接続された構成とみなすことができる。
【００８３】
これにより、抵抗素子Ｒ１に流れる電流Ｉ01は、図７に示すように交流電圧源２１の電圧Ｖ01と交流電圧源２４の電圧Ｖ01とがキャンセルされるので、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を抵抗値Ｒ１で除算したものとなる。そのため、抵抗素子Ｒ１には、この電流Ｉ01が被測定用アンプＰ１の負荷電流として流れることになる。同様に、抵抗素子Ｒ２に流れる電流Ｉ02は、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を抵抗値Ｒ２で除算したものとなる。
【００８４】
ここで、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が等しければ、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉ01，Ｉ02は等しくなるので、電子負荷装置１Ａは、被測定用アンプＰ１に対してバランス負荷となる。抵抗素子Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉ01，Ｉ02は、次式で表される。
【００８５】
【数１７】
なお、（１７）式において、Ｒは抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を示すものとする。
【００８６】
ここで、この電子負荷装置１Ａにおいて等価的に表される等価負荷インピーダンスＺは、式１８に示すように、被測定用アンプＰ１の出力電圧Ｖ01，Ｖ02を被測定用アンプＰ１の負荷電流Ｉ0（＝Ｉ01，Ｉ02）で除算したものとして表すことができる。また、このＩ0に式１７を代入すれば、等価負荷インピーダンスＺは、Ｒ／Ａ（φ）で表すことができる。
【数１８】
【００８７】
式１８により、式１９，２０で表されるように、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、抵抗素子Ｒの大きさと可変利得アンプ回路５の利得Ａとで表され、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路１８の位相φの負の値で表されることになる。
【数１９】
【数２０】
【００８８】
そのため、被測定用アンプＰ１に接続される電子負荷装置１Ａでは、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を適切に選択すれば、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得アンプ回路１９の利得Ａで決定することができ、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路１８の位相φで決定することができる。
【００８９】
このように、この電子負荷装置１Ａによれば、被測定用アンプＰ１が平衡型の場合であっても、等価負荷インピーダンスの絶対値と位相とを独立して操作設定することができる。したがって、被測定用アンプＰの駆動能力試験を迅速かつ容易に行うことができる。
【００９０】
図８は、図６に示す電子負荷装置１Ａの詳細構成図である。図８に示すように、図３に示した電子負荷装置１と同様に、電子負荷装置１Ａの第１，第２減衰回路１１，１５、第１，第２，第３演算回路１３，１４，１７、可変利得アンプ回路１９及び第１，第２固定利得アンプ回路１２，１６は、それぞれオペアンプＯＰ５〜９とパワーアンプＰＡ２，３と抵抗素子Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅとを用いた周知の回路によって構成される。可変利得アンプ回路１９については、オペアンプＯＰ６の入力段の抵抗を可変抵抗器ＶＲとし、この可変抵抗器ＶＲの抵抗値をユーザが調整することより、可変利得アンプ回路１９の利得Ａが調整される。
【００９１】
図９は、本願発明の第３実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１Ｂは、図１に示す位相シフト回路３及び可変利得アンプ回路５における処理を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いたディジタル信号処理で実現するようにした点で、上記した第１実施形態の電子負荷装置１と異なる。
【００９２】
例えば図１に示した位相シフト回路３では、図４及び図５に示したように、アナログ信号を取り扱う１次オールパスフィルターを用いていたが、１次オールパスフィルターを用いた位相シフト処理では、例えば位相計等によって位相を測定しながら調整を行わないと正確な位相測定が困難であるといった欠点がある。
【００９３】
そこで、第３実施形態に係る電子負荷装置１Ｂは、図１の位相シフト回路３における位相シフト処理を、ディジタル信号で処理するように構成したものである。すなわち、図９に示すように、減衰回路２の出力には、ＡＤコンバータ３１が接続され、ＡＤコンバータ３１の出力には、ＤＳＰ３２が接続され、ＤＳＰ３２の出力には、ＤＡコンバータ３３が接続されている。そして、ＤＡコンバータ３３の出力には、可変利得アンプ回路５が接続されている。
【００９４】
ＤＳＰ３２では、ディジタル信号の遅延処理が容易であり、ＤＳＰ３２内で入力正弦波のゼロクロス周期（サンプル数）を計測することで、信号の半周期（サンプル数）を求めることができる。そのため、所定の位相シフトに相当する遅延時間（遅延サンプル数）を演算することができるので、容易にかつ正確な位相測定を行うことができる。
【００９５】
なお、図９に示す電子負荷装置１Ｂでは、被測定用アンプが不平衡出力の場合に対する構成を記載しているが、被測定用アンプが平衡出力であってもＤＳＰを用いたディジタル信号処理を容易に適用させることができる。例えば図６に示した位相シフト回路１８の構成を、図９に示したようなＡＤコンバータ３１、ＤＳＰ３２及びＤＡコンバータ３３の構成に置き換えるようにすればよい。
【００９６】
図１０は、図１に示した被測定用アンプＰ及び電子負荷装置１の構成において、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1及び負荷電流Ｉ0の位相関係を表したベクトル図である。
【００９７】
例えば被測定用アンプＰの出力素子（図略）に対して、９０°未満の負荷位相（例えば図１０のベクトルＫ１参照）を与えるように、位相シフト回路３の位相φと可変利得アンプ回路５の利得Ａを設定すると（この場合、背景技術の欄で説明した図１６で示したように、右下がり特性の負荷線が適用される。）、一般に、固定利得アンプ回路６に対しては、９０°以上の負荷位相（例えば図１０のベクトルＫ２参照）が与えられることになる。
【００９８】
したがって、固定利得アンプ回路６がＢ級ＳＥＰＰで構成されているものと仮定するなら、その負荷線は、図１１（ａ），（ｂ）に示すように右上がり特性となり、被測定用アンプＰよりもはるかに厳しい負荷条件が与えられることになる。すなわち、固定利得アンプ回路６の出力トランジスタの瞬時損失は、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEとコレクタ電流Ｉｃとの積で表わされるので、負荷線が図１１（ａ）の右上の領域（図１１（ｂ）では左下の領域）に向かうほど瞬時損失は大きくなる。固定利得アンプ回路６の場合、図１１の負荷線は右上がり特性となっていることから、図１６に示した出力トランジスタに比べ、瞬時損失が大きくなる傾向が増すことになる。そのため、固定利得アンプ回路６には充分な余裕を有する設計が必要となることから、第４実施形態では、上述のような固定利得アンプ回路６における過大な損失を抑制するため、固定利得アンプ回路６として例えばディジタルアンプを用いるようにしている。
【００９９】
図１２は、本願発明の第４実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。図１２によると、演算回路４の後段には、図１に示した固定利得アンプ回路６に代えて、利得Ｋを有するディジタルアンプ３４が接続されている。ディジタルアンプ３４は、例えばパルス幅変調回路３５とスイッチングアンプ３６とによって構成される。ディジタルアンプ３４の後段には、コイルＬ及びコンデンサＣからなるＬＣフィルターが接続される。このＬＣフィルターは、ディジタルアンプ３４の出力に含まれるスイッチング動作に基づく高周波成分を除去するためのものである。なお、第４実施形態の電子負荷装置１Ｃでは、上記ＬＣフィルターの存在により、用いられる試験周波数に制限があることになる。
【０１００】
この構成によると、ディジタルアンプ３４のスイッチングアンプ３６の出力素子（バイポーラトランジスタやＦＥＴなどのスイッチング素子。図略）は、スイッチング動作を行っているので、スイッチオン時の損失は、出力素子のオン抵抗とそれに流れる電流とで決定され、負荷の位相には無関係となる。したがって、例えば図１に示した固定利得アンプ回路６等の構成要素であるリニアアンプを用いる場合に比べて、出力素子の損失を大幅に低減することができ、装置の信頼性を大幅に向上させることができる。
【０１０１】
図１３は、図１２に示す電子負荷装置１Ｃの動作原理を説明するための等価回路図である。抵抗素子Ｒの後端（コンデンサＣとの接続点）における電圧Ｖ1は次式で表される。
【０１０２】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
【０１０３】
ここで、ω0は、ＬＣフィルターのカットオフ周波数、ＱはＬＣフィルターの肩特性である。式２１より、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0と電圧Ｖ1との差電圧は、次式で表される。
【数２４】
【０１０４】
式２４より、負荷電流Ｉ0は、以下に示す式２５のように、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0に対する電流成分と、位相シフト回路３に相当する交流電圧源８及び可変利得アンプ回路５に相当する交流電圧源９における等価負荷電圧による電流成分との２つの形で表される。
【数２５】
【０１０５】
図１４は、式２５に示す各電流成分の周波数特性を表した図である。式２５及び図１４に示す周波数特性によれば、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0による電流成分はω0をカットオフとする２次ＨＰＦ（ハイパスフィルター）特性を有し、交流電圧源８及び交流電圧源９における等価負荷電圧による電流成分はω0をカットオフとする２次ＬＰＦ（ローパスフィルター）特性を有している。
【０１０６】
この場合、電子負荷装置として必要なのは後者の電流成分（ＡＶ0（φ）による電流成分）であり、本第４実施形態に係る電子負荷装置１Ｃでは、前者の電流成分（Ｖ0による電流成分）の影響が無視できるような低い周波数帯域での試験に制限されることになる。
【０１０７】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。また、本願発明に係る電子負荷装置は、オーディオパワーアンプの駆動能力試験に用いられることを想定しているが、オーディオパワーアンプに限定されるものではなく、一般的なアンプの駆動能力試験においても、複素インピーダンスが実現できる電子負荷装置として適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本願発明の第１実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図２】図１に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図３】図１に示す電子負荷装置の詳細回路図である。
【図４】位相シフト回路の一例を示す詳細回路図である。
【図５】位相シフト回路の他の一例を示す詳細回路図である。
【図６】第２実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図７】図６に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図８】図６に示す電子負荷装置の詳細構成図である。
【図９】第３実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図１０】被測定用アンプの出力電圧、固定利得アンプ回路の出力電圧及び負荷電流の位相関係を表したベクトル図である。
【図１１】固定利得アンプ回路の出力素子における負荷線を示す図である。
【図１２】第４実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図１３】図１２に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図１４】第４実施形態に係る電子負荷装置における各電流成分の周波数特性を表した図である。
【図１５】駆動能力試験におけるオーディオパワーアンプの出力能力結果の一例を示す図である。
【図１６】ＳＥＰＰ型出力のオーディオパワーアンプにおける出力素子の負荷線を示す図である。
【図１７】試験用負荷の一例であり、（ａ）は遅れ力率用を示し、（ｂ）は進み力率用を示す。
【図１８】従来の電子負荷装置の概略構成図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ 電子負荷装置
２，１１，１５ 減衰回路
３，１８ 位相シフト回路
４，１３，１４，１７ 演算回路
５，１９ 可変利得アンプ回路
６，１２，１６ 固定利得アンプ回路
７，８，９交流電圧源
３２ ＤＳＰ
３４ ディジタルアンプ
ＯＰ１〜ＯＰ９ オペアンプ
Ｐ，Ｐ１ オーディオパワーアンプ（被測定用アンプ）
Ｒ，Ｒ１，Ｒ２ 抵抗素子
ＶＲ，ＶＲ１，ＶＲ２ 可変抵抗器
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、例えばオーディオパワーアンプ等の被測定用アンプの出力評価に用いられる電子負荷装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、オーディオパワーアンプの出力特性試験の一つとして駆動能力試験が提案されている。この駆動能力試験は、オーディオパワーアンプの出力能力及び余裕度等を評価するために用いられるものであり、通常、オーディオパワーアンプの負荷としてスピーカが接続される。
【０００３】
オーディオパワーアンプにとって負荷となるスピーカは、その逆起電力あるいはスピーカ内部に設けられるマルチウェイ用フィルターネットワークの存在等により一般に複素インピーダンスとして取り扱われる。また、スピーカによっては、オーディオパワーアンプに入力されるオーディオ信号の周波数に対して位相が偏移し、その位相の偏移が例えば６０°にも達するものもある。
【０００４】
したがって、上記駆動能力試験を行ってオーディオパワーアンプの特性を評価する場合、従来から採用されている純抵抗負荷のみによる特性評価だけでは不十分であり、位相偏移のある負荷による特性評価の必要性が要請されている。
【０００５】
駆動能力試験における測定法の一つとして、インピーダンスの絶対値が一定で位相のみが変化する複素インピーダンスを有する負荷を用意し、それをオーディオパワーアンプに接続して行うものがある。
【０００６】
この駆動能力試験では、負荷の位相を−６０°から＋６０°まで変化させ、それぞれの位相においてオーディオパワーアンプが駆動できる最大出力電圧がプロットされる。より具体的には、例えば公称インピーダンスが４Ω、６Ω、８Ωの負荷を用意し、各負荷をオーディオパワーアンプに順番に接続し、各負荷に対して位相を２０°ごとに変化させ、各位相における出力電圧がそれぞれ測定される。
【０００７】
図１５は、このような駆動能力試験におけるオーディオパワーアンプの出力能力結果の一例を示す図である。この図においては、一般には各プロット点において各出力電圧が高いとそれだけオーディオパワーアンプに余裕度があることを示す。
【０００８】
図１５に示す、オーディオパワーアンプの出力能力結果によれば、公称インピーダンスが小さいほど、あるいは位相偏移が大きくなるほど、出力電圧（太線の格子点）が若干低下しているが、オーディオパワーアンプによっては、純抵抗負荷時の最大出力電圧に対して、位相偏移時の最大出力電圧が急激に低下するものがあり、このようなオーディオパワーアンプでは、出力素子（例えばパワートランジスタ）の破壊を避けるため保護回路を差動させるものがあり、そのようなオーディオパワーアンプでは純抵抗負荷時に比べて位相偏移負荷時の最大出力電圧が急激に低下することになる。
【０００９】
上記の駆動能力試験では、純抵抗負荷が接続されるため、負荷（スピーカ）のインピーダンスの絶対値は変化することがないので、オーディオパワーアンプに流れる最大電流は各位相において同じであり、また電源から供給される電力も同じである。これに対し、位相が変化して例えば力率が低下すると、位相偏移の増加に応じて負荷（スピーカ）で消費する電力は減少していく。したがって、その電力の差分はオーディオパワーアンプで消費されることになり、オーディオパワーアンプの出力素子の負担が増大することになる。
【００１０】
図１６は、一般的なＢ級ＳＥＰＰ（Single Ended Push-Pull）型出力のオーディオパワーアンプにおける出力素子（例えばパワートランジスタ）の負荷線を示す図であり、（ａ）は一方のトランジスタの負荷線、（ｂ）は他方のトランジスタの負荷線である。これらの図では、横軸はコレクタ−エミッタ電圧ＶCE、縦軸はコレクタ電流Ｉｃであり、負荷の位相φをパラメータとして４種類の負荷線を描いている。また、Ｖｃｃは、出力素子の電源電圧であり、Ｚは負荷インピーダンス（純抵抗の場合を含む）である。
【００１１】
同図（ａ）に示すように、純抵抗負荷（位相φ＝０°）の場合の負荷線は、（０，＋Ｖｃｃ／｜Ｚ｜）と（Ｖｃｃ，０）を結んだ右下がりの直線となるが、負荷が複素インピーダンス（位相φ≠０°）の場合は、図１６（ａ），（ｂ）を組み合わせると、右下がりの楕円形状となり、位相φの増大に応じて円形状に近づき、位相φが９０°の純リアクタンスの場合は、負荷線は円形となる。
【００１２】
このように、負荷が複素インピーダンスでその位相φが増大すると、図１６に示すようにトランジスタに加わる電圧が大きい状態でかつ大きなコレクタ電流Ｉｃを流す必要があるため、出力素子が例えばバイポーラトランジスタである場合、２次降伏によってバイポーラトランジスタが破壊する危険性が増大する。すなわち、トランジスタの瞬時損失は、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEとコレクタ電流Ｉｃとの積で表すことができるので、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEが大きく、かつコレクタ電流Ｉｃが大きいと瞬時損失は大きくなる。つまり、負荷線が図１６（ａ）の右上の領域（図１６（ｂ）では左下の領域）に向かうほど瞬時損失は大きくなる。そのため、負荷が複素インピーダンスの場合、オーディオパワーアンプにとっては厳しい負荷条件となる。したがって、複素インピーダンスを変化させて出力電圧の余裕度を測定するオーディオパワーアンプの駆動能力試験が重要なものとなってくる。
【００１３】
上記の駆動能力試験を実際に行う場合、一般に図１７に示されるように遅れ力率用として抵抗とコイルとが直列接続された試験用負荷（図１７（ａ）参照）、進み力率用として抵抗とコンデンサとが直列接続された試験用負荷（図１７（ｂ）参照）がそれぞれ用いられる。
【００１４】
遅れ力率用の試験用負荷のインピーダンスＺは、式１で表すことができる。
【数１】
【００１５】
また、遅れ力率用の試験用負荷のインピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式２及び式３で表すことができる。
【数２】
【数３】
【００１６】
遅れ力率用の試験用負荷の場合、インピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式２及び式３で示されるように、いずれも角周波数ω（＝２πｆ）、すなわち周波数ｆの関数となっている。
【００１７】
一方、進み力率用の試験用負荷のインピーダンスＺは、式４で表すことができる。
【数４】
【００１８】
また、進み力率用の試験用負荷のインピーダンスＺの絶対値及び位相角は、式５及び式６で表すことができる。
【数５】
【数６】
【００１９】
進み力率用の試験用負荷の場合も、インピーダンスＺの絶対値及びその位相角は、式５及び式６で示されるように、いずれも角周波数ω（＝２πｆ）、すなわち周波数ｆの関数となっている。したがって、図１７に示す試験用負荷は、特定の一つの周波数に限られることになる。
【００２０】
所望の一つの周波数と所望のインピーダンス（絶対値）とを設定した上で、位相を−６０°から＋６０°まで１０°ステップで変化させて、上記駆動能力試験を行おうとする場合、位相０°のときの純抵抗負荷としての試験用負荷の他に、抵抗とコイルとの組み合わせで位相の異なる試験用負荷が６種類、抵抗とコンデンサとの組み合わせで位相の異なる試験用負荷が６種類といった計１３種類の試験用負荷を用意する必要がある。
【００２１】
また、別の周波数でも駆動能力試験を行う場合は、さらに１２種類の試験用負荷が必要である。さらに、別のインピーダンスで駆動能力試験をする場合は、さらにまた１３種類の試験用負荷が必要となってしまう。
【００２２】
そこで、図１７のような受動素子のみによって負荷インピーダンスを模擬するのではなく、図１８に示すような能動素子で構成される電子負荷装置５０を用いることによって、種々の負荷インピーダンスを模擬することが考えられる。
【００２３】
図１８によると、この電子負荷装置５０は、抵抗素子Ｒと、位相シフト回路５１と、可変利得アンプ回路５２とによって構成されており、電子負荷装置５０の入力端子Ｌ１，Ｇ１は、被測定用アンプＰの信号出力端子Ｏｐ，グランド端子Ｇｐにそれぞれ接続される。
【００２４】
この電子負荷装置５０では、位相シフト回路５１において出力電圧Ｖ0に対して位相が偏移され、その出力（Ｖ0（φ））が可変利得アンプ回路５２に与えられる。可変利得アンプ回路５２では利得Ａで出力電圧Ｖ0（φ）が増幅され、その出力（ＡＶ0（φ））が抵抗素子Ｒに与えられる。
【００２５】
そのため、抵抗素子Ｒに流れる負荷電流Ｉ0は式７で表される。
【００２６】
【数７】
【００２７】
ここで、Ｖ0＝Ｅｓｉｎ（ωｔ），ＡＶ0（φ）＝ＡＥｓｉｎ（ωｔ＋φ）とすると、式７の右辺の分子である「Ｖ0−ＡＶ0（φ）」は式８で表される。
【００２８】
【数８】
【００２９】
ただし、
【数９】
である。したがって、負荷電流Ｉ0は、次式で表される。
【００３０】
【数１０】
【００３１】
上式より、等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜とその位相角ａｒｇ（Ｚ）とは、式１１及び式１２で表される。
【００３２】
【数１１】
【数１２】
【００３３】
式１１及び式１２からわかるように、等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜及び位相角ａｒｇ（Ｚ）は、その両方ともが位相シフト回路５１での位相φと可変利得アンプ回路５２の利得Ａとの２つの関数が含まれている。そのため、図１８に示す電子負荷装置５０では、利得Ａ及び位相φをそれぞれ独立して設定できる構成ではあるが、これらを独立に設定しても等価負荷インピーダンスの絶対値｜Ｚ｜及び位相角ａｒｇ（Ｚ）をそれぞれと独立して設定することができないといった問題点がある。
【００３４】
なお、オーディオパワーアンプの駆動能力試験における電子負荷装置ではないが、例えば電源装置等の電子負荷装置としては、以下に示す特許文献１，２が挙げられる。
【００３５】
【特許文献１】特許第３１８３５５９号公報
【特許文献１】特許第３７５３４７８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３６】
本願発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、オーディオパワーアンプの駆動能力試験を容易に行うことができ、負荷インピーダンスと位相とを独立して設定することのできる電子負荷装置を提供することを、その課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００３７】
上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。
【００３８】
本願発明によって提供される電子負荷装置は、被測定用アンプの出力評価をするための所定の複素インピーダンスを有する複数の負荷を各複素インピーダンスの大きさと位相角によって設定することができる電子負荷装置であって、一対の端子からなり、前記被測定用アンプの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子と、ユーザが前記複素インピーダンスの大きさを設定するための第１の操作手段と、前記ユーザが前記複素インピーダンスの位相角を設定するための第２の操作手段と、前記入力端子の一対の端子間の電流が流れる経路上に、前記入力端子に入力された前記被測定用アンプの出力電圧と当該出力電圧の位相を前記第２の操作手段で設定された位相角だけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を前記第２の操作手段で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、前記被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生させる電圧発生手段と、前記入力端子から入力される前記被測定用アンプの出力電圧と前記電圧発生手段で発生される差電圧とによって前記入力端子の一対の端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子と、を備え、前記被測定用アンプに対して、前記抵抗素子に流れる電流と前記被測定用アンプの出力電圧とで決定されるインピーダンスが前記負荷インピーダンスとして動作することを特徴としている（請求項１）。
【００３９】
好ましい実施形態によれば、請求項１に記載の電子負荷装置において、前記入力端子は、一方の端子に前記被測定用アンプの不平衡型の出力電圧が入力され、他方の端子がグランドに接地される不平衡型の入力端子であり、前記電圧発生手段は、前記被測定用アンプの出力電圧を所定の減衰率で減衰する減衰手段と、前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記減衰手段によって減衰された出力電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、前記減衰手段からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との差電圧を演算する演算手段と、前記演算手段による演算結果を前記減衰手段の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する固定利得増幅手段と、を備え、前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記固定利得増幅手段の出力端に接続されている（請求項２）。
【００４０】
他の好ましい実施形態によれば、請求項１に記載の電子負荷装置において、前記入力端子は、前記被測定用アンプの平衡型の出力電圧が入力される平衡型の入力端子であり、前記電圧発生手段は、前記入力端子の一方の端子に入力される前記被測定用アンプの一方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第１の減衰回路と前記入力端子の他方の端子に入力される前記被測定用アンプの他方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第２の減衰回路とを有する減衰手段と、前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記前記第１の減衰回路によって減衰された出力電圧と前記第２の減衰回路によって減衰された出力電圧との差電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、前記第１の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第１の差電圧を演算する第１の演算回路と前記第２の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第２の差電圧を演算する第２の演算回路とを有する演算手段と、前記第１の演算回路による演算結果を前記第１の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第１の固定利得増幅回路と前記第２の演算回路による演算結果を前記第２の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第２の固定利得増幅回路とを有する固定利得増幅手段と、を備え、前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記第１の固定利得増幅回路の出力端に接続された第１の抵抗素子と、一端側が前記入力素子の他方の端子に接続され、他端側が前記第２の固定利得増幅回路の出力端に接続された第２の抵抗素子とで構成される（請求項３）。
【００４１】
他の好ましい実施形態によれば、本願発明の電子負荷装置において、前記位相シフト調整手段及び前記可変利得調整手段は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって構成されるとよい（請求項４）。
【００４２】
他の好ましい実施形態によれば、本願発明の電子負荷装置において、前記固定利得増幅手段は、ディジタルアンプによって構成されるとよい（請求項５）。
【発明の効果】
【００４３】
この発明による電子負荷装置によれば、入力端子に入力される被測定用アンプの出力電圧をＶ0、測定したい複素インピーダンスＺの位相角をφ、測定したい複素インピーダンスＺの大きさ（絶対値）｜Ｚ｜に応じた利得をＡ、抵抗素子の抵抗値をＲとし、出力電圧Ｖ0の位相を位相角φだけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を利得Ａで増幅した電圧をＡＶ0（φ）とすると、入力端子の一対の端子間の経路上に、Ｖ0−ＡＶ0（φ）の電圧が被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生する。
【００４４】
従って、入力端子の一対の端子間の経路上の回路は、等価的に抵抗素子の一方端に被測定用アンプの出力電圧Ｖ0が印加され、抵抗素子の他方端に電圧（Ｖ0−ＡＶ0（φ））が印加された回路となるので、入力端子の一対の端子間に流れる電流Ｉ0は、Ｉ0＝（Ｖ0−（Ｖ0−ＡＶ0（φ）））／Ｒ＝ＡＶ0（φ）／Ｒとなる。そして、電子負荷装置の負荷インピーダンスＺ0は、Ｚ0＝Ｖ0／Ｉ0で表すことができるので、負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、｜Ｚ｜＝Ｒ／Ａ、その位相角ａｒｇ（Ｚ）は、ａｒｇ（Ｚ）＝−φとなる。
【００４５】
そのため、負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得Ａで決定され、負荷インピーダンスＺの位相角は、位相φで決定される。したがって、被測定用アンプの出力特性を評価する試験を行う場合、絶対値と位相とを独立して操作設定することにより所望の負荷インピーダンスを簡単かつ迅速に設定でき、しかも絶対値と位相を順番に変更することにより、測定すべき複数の負荷インピーダンスを順番に設定できるので、従来のように、所望の周波数ごとに抵抗及びコイルあるいは抵抗及びコンデンサを組み合わせた膨大な数の試験用負荷を用意する必要がなく、またそれらをその都度被測定用アンプに接続する手間が省け、上記試験を迅速かつ容易に行うことができる。
【００４６】
本願発明のその他の特徴及び利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４７】
以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。
【００４８】
図１は、本願発明の第１実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１は、被測定用のオーディオパワーアンプ（以下、「被測定用アンプ」という。）に接続され、被測定用アンプの駆動能力試験において用いられるものである。第１実施形態に係る電子負荷装置１では、被測定用アンプＰが一般的な不平衡（片側接地型）出力を有する被測定用アンプとされている。
【００４９】
被測定用アンプＰは、例えばオーディオ信号発生源ＥSを有し、オーディオ信号発生源ＥSに基づいて出力電圧Ｖ0を出力するものである。この出力電圧Ｖ0は、被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ−グランド端子Ｇｐ間から出力される。
【００５０】
電子負荷装置１は、非接地側入力端子Ｌ１及びグランド端子Ｇ１をそれぞれ有しており、被測定用アンプＰの駆動能力試験が行われる場合、被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ及びグランド端子Ｇｐに、非接地側入力端子Ｌ１及びグランド端子Ｇ１がそれぞれ接続される。
【００５１】
電子負荷装置１は、減衰回路２と、位相シフト回路３と、抵抗素子Ｒと、演算回路４と、可変利得アンプ回路５と、固定利得アンプ回路６とによって概略構成されている。電子負荷装置１の非接地側入力端子Ｌ１、グランド端子Ｇ１間に入力された出力電圧Ｖ0は、減衰回路２及び抵抗素子Ｒにそれぞれ供給される。
【００５２】
減衰回路２は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0を１／Ｋ（Ｋ≧１）に減衰するためのものである。なお、Ｋは後述する固定利得アンプ回路６の利得を表す。そのため、仮に固定利得アンプ回路６の利得がＫ＝１の場合、減衰回路２を省略することができる。減衰回路２の出力は、位相シフト回路３及び演算回路４にそれぞれ供給される。
【００５３】
位相シフト回路３は、減衰回路２の出力（Ｖ0／Ｋ）の位相を偏移させるものであり、その偏移量は０°〜φ°の範囲でユーザの操作によって設定される。なお、以下の説明では、位相角φで偏移された出力電圧Ｖ0を「Ｖ0（φ）」で表すことにする。位相シフト回路３の出力（Ｖ0（φ）／Ｋ）は、可変利得アンプ回路５に供給される。
【００５４】
可変利得アンプ回路５は、位相シフト回路３の出力（Ｖ0（φ）／Ｋ）を利得Ａで増幅するものであり、その利得Ａはユーザの操作によって変化させることができる。可変利得アンプ回路５の出力（Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）は、演算回路４に供給される。
【００５５】
演算回路４は、減衰回路２の出力（Ｖ0／Ｋ）から可変利得アンプ回路５の出力（Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）を減算するものである。演算回路４の出力（Ｖ0／Ｋ−Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）は、固定利得アンプ回路６に供給される。
【００５６】
固定利得アンプ回路６は、演算回路４の出力（Ｖ0／Ｋ−Ａ×Ｖ0（φ）／Ｋ）を固定の利得Ｋで増幅するものである。その結果、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖ0−Ａ×Ｖ0（φ）となる。
【００５７】
固定利得アンプ回路６の出力端子には、抵抗素子Ｒを介して電子負荷装置１の非接地側入力端子Ｌ１（すなわち被測定用アンプＰの出力端子Ｏｐ）に接続されている。したがって、抵抗素子Ｒの両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0と、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1（＝Ｖ0−ＡＶ0（φ））との差電圧（Ｖ0−Ｖ0＋ＡＶ0（φ）＝ＡＶ0（φ））となる。
【００５８】
図２は、図１に示す電子負荷装置１の動作原理を説明するための等価回路図である。同図によると、被測定用アンプＰは、電圧Ｖ0を出力する交流電圧源７を有するものとみなすことができる。また、電子負荷装置１は、抵抗素子Ｒと、電圧ＡＶ0（φ）を出力する交流電圧源８と、逆起電力の電圧Ｖ0を出力する交流電圧源９とが直列に接続された構成とみなすことができる。
【００５９】
これにより、抵抗素子Ｒに流れる電流Ｉ0は、図２に示すように交流電圧源７の電圧Ｖ0と交流電圧源９の電圧Ｖ0とがキャンセルされるので、式１３に示すように、電圧ＡＶ0（φ）を抵抗値Ｒで除算したものとなる。そのため、抵抗素子Ｒには、この電流Ｉ0が被測定用アンプＰの負荷電流として流れることになる。
【００６０】
【数１３】
なお、式１３においてＲは抵抗素子Ｒの抵抗値を示すものとする。
【００６１】
ここで、この電子負荷装置１において等価的に表される負荷インピーダンスＺ（以下、「等価負荷インピーダンスＺ」という。）は、式１４に示すように、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0を被測定用アンプＰの負荷電流Ｉ0で除算したものとして表すことができる。また、このＩ0に式１３を代入すれば、等価負荷インピーダンスＺは、Ｒ／Ａ（φ）で表すことができる。
【００６２】
【数１４】
【００６３】
式１４により、式１５，１６で表されるように、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、抵抗素子Ｒの大きさと可変利得アンプ回路５の利得Ａとで表され、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路３の位相φの負の値で表されることになる。
【数１５】
【数１６】
【００６４】
したがって、抵抗素子Ｒの抵抗値を適切に選択すれば、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得アンプ回路５の利得Ａで決定することができ、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路３の位相φで決定することができる。
【００６５】
このように、この電子負荷装置１によれば、図１に示す構成により被測定用アンプＰの駆動能力試験において、等価負荷インピーダンスの絶対値と位相とを独立して操作設定することができる。したがって、被測定用アンプＰの駆動能力試験において、従来のように、所望の周波数ごとに抵抗及びコイルあるいは抵抗及びコンデンサを組み合わせた膨大な数の試験用負荷を用意する必要がなく、またそれらをその都度被測定用アンプＰに接続する手間が省け、被測定用アンプＰの駆動能力試験を広い周波数範囲において迅速かつ容易に行うことができる。
【００６６】
また、可変利得アンプ回路５における利得Ａや位相シフト回路３における位相φは、後述するように、可変利得アンプ回路５内の可変抵抗器や位相シフト回路３内の可変抵抗器をユーザが調整することにより容易に設定できるため、ユーザが連続的にかつ直接的に負荷インピーダンスや位相を設定することができる。
【００６７】
なお、式１５に示すように、等価負荷インピーダンス｜Ｚ｜は｜Ｚ｜＝Ｒ／Ａであるので、１種類の抵抗素子Ｒを用い可変利得Ａの値を選択することで広範囲なインピーダンス値を設定することができる。この場合、被測定用アンプＰにおいて想定される負荷レンジに合わせて抵抗素子Ｒの値を選ぶようにすれば、可変利得Ａの設定範囲を小さくすることができるので、その分、等価負荷インピーダンスの設定精度の向上を図ることができる。
【００６８】
図３は、図１に示す電子負荷装置１の詳細回路図である。図３に示すように、図１に示した減衰回路２、演算回路４、可変利得アンプ回路５及び固定利得アンプ回路６は、それぞれオペアンプＯＰ１，ＯＰ２とパワーアンプＰＡ１と抵抗素子Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｅとを用いた周知の回路によって構成される。可変利得アンプ回路５については、オペアンプＯＰ２の入力段の抵抗を可変抵抗器ＶＲとし、この可変抵抗器ＶＲの抵抗値をユーザが調整することより、可変利得アンプ回路５の利得Ａが調整される。なお、図３において各抵抗素子の記号Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｄ，Ｒｅは、その抵抗素子の抵抗値をも示すものとする。
【００６９】
図４は、位相シフト回路３の一例を示す詳細回路図である。また、図５は、位相シフト回路３の他の一例を示す詳細回路図である。図４及び図５に示す位相シフト回路３では、オペアンプＯＰ３、可変抵抗器ＶＲ１及びコンデンサＣ１で構成される１次オールパスフィルターと、オペアンプＯＰ４、可変抵抗器ＶＲ２及びコンデンサＣ２で構成される１次オールパスフィルターとが２段重ねられた構成とされている。ユーザは、図４に示す可変抵抗器ＶＲ１，ＶＲ２を操作することにより、入力された信号の周波数に対して所望の位相偏移を与えるよう調整を行うことができる。
【００７０】
なお、位相シフト回路３は、図４及び図５に示す構成に限定されるものではなく、同様の作用効果を得るものであれば、他の構成を採用してもよい。例えば、使用する周波数レンジごとにコンデンサＣ１，Ｃ２の値を切り換えるようにしてもよい。
【００７１】
図６は、本願発明の第２実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１Ａは、ＢＴＬ（Bridged Transformer Less）またはＨブリッジ等といった平衡（両側非接触型）出力を有する被測定用アンプＰ１に対して接続されるものであり、この点で第１実施形態に係る電子負荷装置１と異なる。なお、第２の実施形態の電子負荷装置１Ａは、不平衡（片側接地）出力を有する被測定用アンプＰに接続して用いることもできる。
【００７２】
被測定用アンプＰ１は、オーディオ信号発生源ＥSを有し、その両端に所定の回路Ｚ１，Ｚ２が直列接続され、所定回路Ｚ１，Ｚ２の中点がグランドに接地され、これにより平衡型とされている。被測定用アンプＰ１は、出力端子Ｏ＋から一方の出力電圧Ｖ01を出力し、出力端子Ｏ−から他方の出力電圧Ｖ02を出力する。
【００７３】
電子負荷装置１Ａは、入力端子Ｌ＋，Ｌ−をそれぞれ有しており、被測定用アンプＰ１の駆動能力試験が行われる場合、被測定用アンプＰ１の出力端子Ｏ＋，Ｏ−に、入力端子Ｌ＋，Ｌ−がそれぞれ接続される。これにより、電子負荷装置１Ａの入力端子Ｌ＋には、出力電圧Ｖ01が供給され、入力端子Ｌ−には、出力電圧Ｖ02が供給される。
【００７４】
第２実施形態の電子負荷装置１Ａは、被測定用アンプＰ１の出力が平衡型であるため、それに対応して、図１に示した減衰回路２、抵抗素子Ｒ、演算回路４及び固定利得アンプ回路６等が、被測定用アンプＰ１の一方の出力電圧Ｖ01用及び被測定用アンプＰ１の他方の出力電圧Ｖ02用にそれぞれ設けられた構成とされている。
【００７５】
図６を参照すると、入力端子Ｌ＋に入力される出力電圧Ｖ01は、第１減衰回路１１によって１／Ｋに減衰されるとともに、第１抵抗素子Ｒ１を介して利得Ｋを有する第１固定利得アンプ回路１２に供給される。第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）は、第１演算回路１３に供給されるとともに第２演算回路１４に供給される。
【００７６】
一方、入力端子Ｌ−に入力される出力電圧Ｖ02は、第２減衰回路１５によって１／Ｋに減衰されるとともに、第２抵抗素子Ｒ２を介して第２固定利得アンプ回路１６に供給される。第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）は、第１演算回路１３に供給されるとともに第３演算回路１７に供給される。
【００７７】
第１演算回路１３には、第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）及び第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）が供給され、演算結果として差電圧Ｖ3＝（Ｖ01−Ｖ02）／Ｋが位相シフト回路１８に入力される。位相シフト回路１８において位相角φで偏移された後、位相シフト回路１８の出力Ｖ3（φ）は、可変利得アンプ回路１９に供給される。可変利得アンプ回路１９において利得Ａで出力Ｖ3（φ）増幅された後、可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）は、第２演算回路１４及び第３演算回路１７にそれぞれ供給される。
【００７８】
第２演算回路１４では、第１減衰回路１１の出力（Ｖ01／Ｋ）と可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）の差電圧（Ｖ01／Ｋ−ＡＶ3（φ））が演算され、その演算結果が第１固定利得アンプ回路１２に入力される。
【００７９】
一方、第３演算回路１７では、第２減衰回路１５の出力（Ｖ02／Ｋ）と可変利得アンプ回路１９の出力ＡＶ3（φ）の差電圧（Ｖ02／Ｋ−ＡＶ3（φ））が演算され、その演算結果が第２固定利得アンプ回路１６に入力される。
【００８０】
第１及び第２固定利得アンプ回路１２，１６では、差電圧がそれぞれ固定の利得Ｋで増幅されるので、第１固定利得アンプ回路１２の出力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖ01−ＡＶ3（φ）となり、第２固定利得アンプ回路１５の出力電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ02＋ＡＶ3（φ）となる。
【００８１】
第１固定利得アンプ回路１２の出力端子は、抵抗素子Ｒ１を介して入力端子Ｌ＋に接続されているので、抵抗素子Ｒ１の両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ01と、第１固定利得アンプ回路１２の出力電圧Ｖ1との差電圧（Ｖ01−Ｖ01＋ＡＶ3（φ）＝ＡＶ3（φ））となる。同様に、抵抗素子Ｒ２の両端電圧は、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ02と、第２固定利得アンプ回路１６の出力電圧Ｖ2との差電圧（Ｖ02−Ｖ02＋ＡＶ3（φ）＝ＡＶ3（φ））となる。
【００８２】
図７は、図６に示す電子負荷装置１Ａの動作原理を説明するための等価回路図である。同図によると、被測定用アンプＰ１は、電圧Ｖ01，Ｖ02をそれぞれ出力する交流電圧源２１，２２を有するものとみなすことができる。また、電子負荷装置１Ａは、第１抵抗素子Ｒ１と、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を出力する交流電圧源２３と、電圧Ｖ01を出力する交流電圧源２４と、電圧Ｖ02を出力する交流電圧源２５と、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を出力する交流電圧源２６と、第１抵抗素子Ｒ２とが直列に接続され、交流電圧源２４及び交流電圧源２５の中点がグランドに接続された構成とみなすことができる。
【００８３】
これにより、抵抗素子Ｒ１に流れる電流Ｉ01は、図７に示すように交流電圧源２１の電圧Ｖ01と交流電圧源２４の電圧Ｖ01とがキャンセルされるので、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を抵抗値Ｒ１で除算したものとなる。そのため、抵抗素子Ｒ１には、この電流Ｉ01が被測定用アンプＰ１の負荷電流として流れることになる。同様に、抵抗素子Ｒ２に流れる電流Ｉ02は、電圧Ａ［Ｖ01−Ｖ02］（φ）を抵抗値Ｒ２で除算したものとなる。
【００８４】
ここで、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が等しければ、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉ01，Ｉ02は等しくなるので、電子負荷装置１Ａは、被測定用アンプＰ１に対してバランス負荷となる。抵抗素子Ｒ１，Ｒ２に流れる電流Ｉ01，Ｉ02は、次式で表される。
【００８５】
【数１７】
なお、（１７）式において、Ｒは抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を示すものとする。
【００８６】
ここで、この電子負荷装置１Ａにおいて等価的に表される等価負荷インピーダンスＺは、式１８に示すように、被測定用アンプＰ１の出力電圧Ｖ01，Ｖ02を被測定用アンプＰ１の負荷電流Ｉ0（＝Ｉ01，Ｉ02）で除算したものとして表すことができる。また、このＩ0に式１７を代入すれば、等価負荷インピーダンスＺは、Ｒ／Ａ（φ）で表すことができる。
【数１８】
【００８７】
式１８により、式１９，２０で表されるように、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、抵抗素子Ｒの大きさと可変利得アンプ回路５の利得Ａとで表され、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路１８の位相φの負の値で表されることになる。
【数１９】
【数２０】
【００８８】
そのため、被測定用アンプＰ１に接続される電子負荷装置１Ａでは、抵抗素子Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を適切に選択すれば、等価負荷インピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜は、可変利得アンプ回路１９の利得Ａで決定することができ、等価負荷インピーダンスＺの位相角は、位相シフト回路１８の位相φで決定することができる。
【００８９】
このように、この電子負荷装置１Ａによれば、被測定用アンプＰ１が平衡型の場合であっても、等価負荷インピーダンスの絶対値と位相とを独立して操作設定することができる。したがって、被測定用アンプＰの駆動能力試験を迅速かつ容易に行うことができる。
【００９０】
図８は、図６に示す電子負荷装置１Ａの詳細構成図である。図８に示すように、図３に示した電子負荷装置１と同様に、電子負荷装置１Ａの第１，第２減衰回路１１，１５、第１，第２，第３演算回路１３，１４，１７、可変利得アンプ回路１９及び第１，第２固定利得アンプ回路１２，１６は、それぞれオペアンプＯＰ５〜９とパワーアンプＰＡ２，３と抵抗素子Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄ，Ｒｅとを用いた周知の回路によって構成される。可変利得アンプ回路１９については、オペアンプＯＰ６の入力段の抵抗を可変抵抗器ＶＲとし、この可変抵抗器ＶＲの抵抗値をユーザが調整することより、可変利得アンプ回路１９の利得Ａが調整される。
【００９１】
図９は、本願発明の第３実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。この電子負荷装置１Ｂは、図１に示す位相シフト回路３及び可変利得アンプ回路５における処理を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いたディジタル信号処理で実現するようにした点で、上記した第１実施形態の電子負荷装置１と異なる。
【００９２】
例えば図１に示した位相シフト回路３では、図４及び図５に示したように、アナログ信号を取り扱う１次オールパスフィルターを用いていたが、１次オールパスフィルターを用いた位相シフト処理では、例えば位相計等によって位相を測定しながら調整を行わないと正確な位相測定が困難であるといった欠点がある。
【００９３】
そこで、第３実施形態に係る電子負荷装置１Ｂは、図１の位相シフト回路３における位相シフト処理を、ディジタル信号で処理するように構成したものである。すなわち、図９に示すように、減衰回路２の出力には、ＡＤコンバータ３１が接続され、ＡＤコンバータ３１の出力には、ＤＳＰ３２が接続され、ＤＳＰ３２の出力には、ＤＡコンバータ３３が接続されている。そして、ＤＡコンバータ３３の出力には、可変利得アンプ回路５が接続されている。
【００９４】
ＤＳＰ３２では、ディジタル信号の遅延処理が容易であり、ＤＳＰ３２内で入力正弦波のゼロクロス周期（サンプル数）を計測することで、信号の半周期（サンプル数）を求めることができる。そのため、所定の位相シフトに相当する遅延時間（遅延サンプル数）を演算することができるので、容易にかつ正確な位相測定を行うことができる。
【００９５】
なお、図９に示す電子負荷装置１Ｂでは、被測定用アンプが不平衡出力の場合に対する構成を記載しているが、被測定用アンプが平衡出力であってもＤＳＰを用いたディジタル信号処理を容易に適用させることができる。例えば図６に示した位相シフト回路１８の構成を、図９に示したようなＡＤコンバータ３１、ＤＳＰ３２及びＤＡコンバータ３３の構成に置き換えるようにすればよい。
【００９６】
図１０は、図１に示した被測定用アンプＰ及び電子負荷装置１の構成において、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0、固定利得アンプ回路６の出力電圧Ｖ1及び負荷電流Ｉ0の位相関係を表したベクトル図である。
【００９７】
例えば被測定用アンプＰの出力素子（図略）に対して、９０°未満の負荷位相（例えば図１０のベクトルＫ１参照）を与えるように、位相シフト回路３の位相φと可変利得アンプ回路５の利得Ａを設定すると（この場合、背景技術の欄で説明した図１６で示したように、右下がり特性の負荷線が適用される。）、一般に、固定利得アンプ回路６に対しては、９０°以上の負荷位相（例えば図１０のベクトルＫ２参照）が与えられることになる。
【００９８】
したがって、固定利得アンプ回路６がＢ級ＳＥＰＰで構成されているものと仮定するなら、その負荷線は、図１１（ａ），（ｂ）に示すように右上がり特性となり、被測定用アンプＰよりもはるかに厳しい負荷条件が与えられることになる。すなわち、固定利得アンプ回路６の出力トランジスタの瞬時損失は、コレクタ−エミッタ電圧ＶCEとコレクタ電流Ｉｃとの積で表わされるので、負荷線が図１１（ａ）の右上の領域（図１１（ｂ）では左下の領域）に向かうほど瞬時損失は大きくなる。固定利得アンプ回路６の場合、図１１の負荷線は右上がり特性となっていることから、図１６に示した出力トランジスタに比べ、瞬時損失が大きくなる傾向が増すことになる。そのため、固定利得アンプ回路６には充分な余裕を有する設計が必要となることから、第４実施形態では、上述のような固定利得アンプ回路６における過大な損失を抑制するため、固定利得アンプ回路６として例えばディジタルアンプを用いるようにしている。
【００９９】
図１２は、本願発明の第４実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。図１２によると、演算回路４の後段には、図１に示した固定利得アンプ回路６に代えて、利得Ｋを有するディジタルアンプ３４が接続されている。ディジタルアンプ３４は、例えばパルス幅変調回路３５とスイッチングアンプ３６とによって構成される。ディジタルアンプ３４の後段には、コイルＬ及びコンデンサＣからなるＬＣフィルターが接続される。このＬＣフィルターは、ディジタルアンプ３４の出力に含まれるスイッチング動作に基づく高周波成分を除去するためのものである。なお、第４実施形態の電子負荷装置１Ｃでは、上記ＬＣフィルターの存在により、用いられる試験周波数に制限があることになる。
【０１００】
この構成によると、ディジタルアンプ３４のスイッチングアンプ３６の出力素子（バイポーラトランジスタやＦＥＴなどのスイッチング素子。図略）は、スイッチング動作を行っているので、スイッチオン時の損失は、出力素子のオン抵抗とそれに流れる電流とで決定され、負荷の位相には無関係となる。したがって、例えば図１に示した固定利得アンプ回路６等の構成要素であるリニアアンプを用いる場合に比べて、出力素子の損失を大幅に低減することができ、装置の信頼性を大幅に向上させることができる。
【０１０１】
図１３は、図１２に示す電子負荷装置１Ｃの動作原理を説明するための等価回路図である。抵抗素子Ｒの後端（コンデンサＣとの接続点）における電圧Ｖ1は次式で表される。
【０１０２】
【数２１】
【数２２】
【数２３】
【０１０３】
ここで、ω0は、ＬＣフィルターのカットオフ周波数、ＱはＬＣフィルターの肩特性である。式２１より、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0と電圧Ｖ1との差電圧は、次式で表される。
【数２４】
【０１０４】
式２４より、負荷電流Ｉ0は、以下に示す式２５のように、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0に対する電流成分と、位相シフト回路３に相当する交流電圧源８及び可変利得アンプ回路５に相当する交流電圧源９における等価負荷電圧による電流成分との２つの形で表される。
【数２５】
【０１０５】
図１４は、式２５に示す各電流成分の周波数特性を表した図である。式２５及び図１４に示す周波数特性によれば、被測定用アンプＰの出力電圧Ｖ0による電流成分はω0をカットオフとする２次ＨＰＦ（ハイパスフィルター）特性を有し、交流電圧源８及び交流電圧源９における等価負荷電圧による電流成分はω0をカットオフとする２次ＬＰＦ（ローパスフィルター）特性を有している。
【０１０６】
この場合、電子負荷装置として必要なのは後者の電流成分（ＡＶ0（φ）による電流成分）であり、本第４実施形態に係る電子負荷装置１Ｃでは、前者の電流成分（Ｖ0による電流成分）の影響が無視できるような低い周波数帯域での試験に制限されることになる。
【０１０７】
もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではなく、上記実施形態に示した回路構成は一例であり、同等の機能を有するものであれば、種々の回路を適用することができる。また、本願発明に係る電子負荷装置は、オーディオパワーアンプの駆動能力試験に用いられることを想定しているが、オーディオパワーアンプに限定されるものではなく、一般的なアンプの駆動能力試験においても、複素インピーダンスが実現できる電子負荷装置として適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０８】
【図１】本願発明の第１実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図２】図１に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図３】図１に示す電子負荷装置の詳細回路図である。
【図４】位相シフト回路の一例を示す詳細回路図である。
【図５】位相シフト回路の他の一例を示す詳細回路図である。
【図６】第２実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図７】図６に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図８】図６に示す電子負荷装置の詳細構成図である。
【図９】第３実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図１０】被測定用アンプの出力電圧、固定利得アンプ回路の出力電圧及び負荷電流の位相関係を表したベクトル図である。
【図１１】固定利得アンプ回路の出力素子における負荷線を示す図である。
【図１２】第４実施形態に係る電子負荷装置の概略構成図である。
【図１３】図１２に示す電子負荷装置の動作原理を説明するための等価回路図である。
【図１４】第４実施形態に係る電子負荷装置における各電流成分の周波数特性を表した図である。
【図１５】駆動能力試験におけるオーディオパワーアンプの出力能力結果の一例を示す図である。
【図１６】ＳＥＰＰ型出力のオーディオパワーアンプにおける出力素子の負荷線を示す図である。
【図１７】試験用負荷の一例であり、（ａ）は遅れ力率用を示し、（ｂ）は進み力率用を示す。
【図１８】従来の電子負荷装置の概略構成図である。
【符号の説明】
【０１０９】
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ 電子負荷装置
２，１１，１５ 減衰回路
３，１８ 位相シフト回路
４，１３，１４，１７ 演算回路
５，１９ 可変利得アンプ回路
６，１２，１６ 固定利得アンプ回路
７，８，９交流電圧源
３２ ＤＳＰ
３４ ディジタルアンプ
ＯＰ１〜ＯＰ９ オペアンプ
Ｐ，Ｐ１ オーディオパワーアンプ（被測定用アンプ）
Ｒ，Ｒ１，Ｒ２ 抵抗素子
ＶＲ，ＶＲ１，ＶＲ２ 可変抵抗器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定用アンプの出力評価をするための所定の複素インピーダンスを有する複数の負荷を各複素インピーダンスの大きさと位相角によって設定することができる電子負荷装置であって、
一対の端子からなり、前記被測定用アンプの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子と、
ユーザが前記複素インピーダンスの大きさを設定するための第１の操作手段と、
前記ユーザが前記複素インピーダンスの位相角を設定するための第２の操作手段と、
前記入力端子の一対の端子間の電流が流れる経路上に、前記入力端子に入力された前記被測定用アンプの出力電圧と当該出力電圧の位相を前記第２の操作手段で設定された位相角だけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を前記第１の操作手段で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、前記被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生させる電圧発生手段と、
前記入力端子から入力される前記被測定用アンプの出力電圧と前記電圧発生手段で発生される差電圧とによって前記入力端子の一対の端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子と、を備え、
前記被測定用アンプに対して、前記抵抗素子に流れる電流と前記被測定用アンプの出力電圧とで決定されるインピーダンスが前記負荷インピーダンスとして動作することを特徴とする、電子負荷装置。
【請求項２】
前記入力端子は、一方の端子に前記被測定用アンプの不平衡型の出力電圧が入力され、他方の端子がグランドに接地される不平衡型の入力端子であり、
前記電圧発生手段は、
前記被測定用アンプの出力電圧を所定の減衰率で減衰する減衰手段と、
前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記減衰手段によって減衰された出力電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、
前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、
前記減衰手段からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との差電圧を演算する演算手段と、
前記演算手段による演算結果を前記減衰手段の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する固定利得増幅手段と、を備え、
前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記固定利得増幅手段の出力端に接続されている、請求項１に記載の電子負荷装置。
【請求項３】
前記入力端子は、前記被測定用アンプの平衡型の出力電圧が入力される平衡型の入力端子であり、
前記電圧発生手段は、
前記入力端子の一方の端子に入力される前記被測定用アンプの一方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第１の減衰回路と前記入力端子の他方の端子に入力される前記被測定用アンプの他方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第２の減衰回路とを有する減衰手段と、
前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記前記第１の減衰回路によって減衰された出力電圧と前記第２の減衰回路によって減衰された出力電圧との差電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、
前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、
前記第１の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第１の差電圧を演算する第１の演算回路と前記第２の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第２の差電圧を演算する第２の演算回路とを有する演算手段と、
前記第１の演算回路による演算結果を前記第１の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第１の固定利得増幅回路と前記第２の演算回路による演算結果を前記第２の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第２の固定利得増幅回路とを有する固定利得増幅手段と、を備え、
前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記第１の固定利得増幅回路の出力端に接続された第１の抵抗素子と、一端側が前記入力素子の他方の端子に接続され、他端側が前記第２の固定利得増幅回路の出力端に接続された第２の抵抗素子とで構成される、請求項１に記載の電子負荷装置。
【請求項４】
前記位相シフト調整手段及び前記可変利得調整手段は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって構成される、請求項１ないし３のいずれかに記載の電子負荷装置。
【請求項５】
前記固定利得増幅手段は、ディジタルアンプによって構成される、請求項１ないし４のいずれかに記載の電子負荷装置。
【請求項１】
被測定用アンプの出力評価をするための所定の複素インピーダンスを有する複数の負荷を各複素インピーダンスの大きさと位相角によって設定することができる電子負荷装置であって、
一対の端子からなり、前記被測定用アンプの出力電圧がその一対の端子間に入力される入力端子と、
ユーザが前記複素インピーダンスの大きさを設定するための第１の操作手段と、
前記ユーザが前記複素インピーダンスの位相角を設定するための第２の操作手段と、
前記入力端子の一対の端子間の電流が流れる経路上に、前記入力端子に入力された前記被測定用アンプの出力電圧と当該出力電圧の位相を前記第２の操作手段で設定された位相角だけ偏移させ、かつ、当該出力電圧の振幅を前記第１の操作手段で設定された大きさに応じた所定の利得で増幅した電圧との差電圧を、前記被測定用アンプの出力電圧に対して逆起電力となる方向に発生させる電圧発生手段と、
前記入力端子から入力される前記被測定用アンプの出力電圧と前記電圧発生手段で発生される差電圧とによって前記入力端子の一対の端子間に流れる電流の値を調整するための抵抗素子と、を備え、
前記被測定用アンプに対して、前記抵抗素子に流れる電流と前記被測定用アンプの出力電圧とで決定されるインピーダンスが前記負荷インピーダンスとして動作することを特徴とする、電子負荷装置。
【請求項２】
前記入力端子は、一方の端子に前記被測定用アンプの不平衡型の出力電圧が入力され、他方の端子がグランドに接地される不平衡型の入力端子であり、
前記電圧発生手段は、
前記被測定用アンプの出力電圧を所定の減衰率で減衰する減衰手段と、
前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記減衰手段によって減衰された出力電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、
前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、
前記減衰手段からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との差電圧を演算する演算手段と、
前記演算手段による演算結果を前記減衰手段の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する固定利得増幅手段と、を備え、
前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記固定利得増幅手段の出力端に接続されている、請求項１に記載の電子負荷装置。
【請求項３】
前記入力端子は、前記被測定用アンプの平衡型の出力電圧が入力される平衡型の入力端子であり、
前記電圧発生手段は、
前記入力端子の一方の端子に入力される前記被測定用アンプの一方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第１の減衰回路と前記入力端子の他方の端子に入力される前記被測定用アンプの他方の出力電圧を所定の減衰率で減衰する第２の減衰回路とを有する減衰手段と、
前記第２の操作手段で位相角が設定され、前記前記第１の減衰回路によって減衰された出力電圧と前記第２の減衰回路によって減衰された出力電圧との差電圧における位相を前記位相角だけ偏移させる位相シフト調整手段と、
前記第１の操作手段で設定された前記負荷インピーダンスの大きさに応じた利得が設定され、前記位相シフト調整手段によって位相偏移された出力電圧を前記利得で増幅する可変利得調整手段と、
前記第１の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第１の差電圧を演算する第１の演算回路と前記第２の減衰回路からの出力電圧と前記可変利得調整手段からの出力電圧との第２の差電圧を演算する第２の演算回路とを有する演算手段と、
前記第１の演算回路による演算結果を前記第１の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第１の固定利得増幅回路と前記第２の演算回路による演算結果を前記第２の減衰回路の減衰率の逆数と等しい利得で増幅する第２の固定利得増幅回路とを有する固定利得増幅手段と、を備え、
前記抵抗素子は、一端側が前記入力素子の一方の端子に接続され、他端側が前記第１の固定利得増幅回路の出力端に接続された第１の抵抗素子と、一端側が前記入力素子の他方の端子に接続され、他端側が前記第２の固定利得増幅回路の出力端に接続された第２の抵抗素子とで構成される、請求項１に記載の電子負荷装置。
【請求項４】
前記位相シフト調整手段及び前記可変利得調整手段は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって構成される、請求項１ないし３のいずれかに記載の電子負荷装置。
【請求項５】
前記固定利得増幅手段は、ディジタルアンプによって構成される、請求項１ないし４のいずれかに記載の電子負荷装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【公開番号】特開２００９−２９３９３２（Ｐ２００９−２９３９３２Ａ）
【公開日】平成２１年１２月１７日（２００９．１２．１７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１４４５９２（Ｐ２００８−１４４５９２）
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（００００００２７３）オンキヨー株式会社 (502)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１２月１７日（２００９．１２．１７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（００００００２７３）オンキヨー株式会社 (502)
【Ｆターム（参考）】
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