高周波発生装置
【課題】 溶接電源等に内蔵されている従来の高周波発生装置では、高速サイリスタ素子を用いているため母材―電極間から放電される高周波高電圧の発生回数が少ない。
【解決手段】 商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、シャントレギュレータ等で形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、シャントレギュレータが通電するとマルチバイブレータが安定から所定時間の非安定になる単安定マルチバイブレータ回路と、共振コンデンサとトランスのインダクタンスとで形成される共振回路と、単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、放電ギャップと、トランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。
【解決手段】 商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、シャントレギュレータ等で形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、シャントレギュレータが通電するとマルチバイブレータが安定から所定時間の非安定になる単安定マルチバイブレータ回路と、共振コンデンサとトランスのインダクタンスとで形成される共振回路と、単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、放電ギャップと、トランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非消耗電極の溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させる高周波発生装置の技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
溶接電源、切断電源に内蔵されている従来の高周波発生装置では、高速サイリスタ素子を用いて高周波高電圧を発生させていた。
【０００３】
図５は、従来技術の高周波発生装置を使用した溶接電源の電気接続図である。図５において、直流電源回路は、１次整流回路ＤＲ１と１次整流回路ＤＲ１の出力側に並列に設けた１次平滑コンデンサＣ１とで形成され、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成する。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶは、図示省略の相対向する４つのスイッチング素子からフルブリッジを形成し、直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力する。
【０００５】
変圧器ＩＮＴは、インバータ回路ＩＮＶによって変換された高周波交流電圧をアーク加工に適した高周波交流電圧に変換し、２次整流回路ＤＲ２は、主変圧器ＩＮＴの出力を整流し直流リアクトルＤＣＬを介して非消耗電極１と被加工物Ｍとの間に電力を供給する。
【０００６】
図５に示す、出力電流検出回路ＩＤは、主変圧器ＩＮＴの２次側の出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流検出信号Ｉｄの値と出力電流検出信号Ｉｄの値とを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｒとして出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行い、誤差増幅信号Ｅｒに応じてインバータ回路ＩＮＶを制御する。
【０００７】
図６は、高速サイリスタ素子を用いた従来の高周波発生回路の詳細図であり、全波整流回路ＤＲ３と第１の平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路ＤＣと、直流電源回路ＤＣに並列に設けたフリーホィールダイオードＤ２及び保護抵抗Ｒ９と、脈流を有する直流電圧が所定のブレークオーバ電圧を超えると通電するサイダック素子ＳＳＳと、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴとで形成され直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し、共振コンデンサＣ４の他方をフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続し成る共振回路と、共振コンデンサＣ４の一方にアノードを接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方にカソードを接続し、サイダック素子ＳＳＳの通電に応じてオンするサイリスタ素子ＳＣＲと、ゲート電流を供給するコンデンサＣ１１と、フライバックトランスＴの２次側に並列に設けた放電ギャップＳＧと、フライバックトランスＴの２次側の一方に接続した複数の直列コンデンサと、フライバックトランスＴの２次側の他方と直列コンデンサと間に、外部にカップリングコイルＣＣを設けることで高周波発生装置が形成される。
【０００８】
図７は、従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。図７において、同図（Ａ）の波形はサイダック電流Ｉｓｓｓを示し、同図（Ｂ）の波形はサイダック電圧Ｖｓｓｓを示し、同図（Ｃ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇを示し、同図（Ｄ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒを示し、同図（Ｅ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電圧Ｖｓｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形はフリーホィールダイオードＤ２の通電電流Ｉｄｒ２、同図（Ｊ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐをし、同図（Ｈ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示す。
【０００９】
図８は、高速サイリスタ素子ＳＣＲを用いた従来の高周波発生装置の動作モードであり、４つのモードを繰り返している。そして、図７は４つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図７及び図８を参照して従来の技術の高周波発生装置の動作について説明する。
【００１０】
図６に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓ、図７に示す時刻ｔ＝ｔ０以前にスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達するとサイダック素子ＳＳＳが通電する。
【００１１】
「モード１」
サイダック素子ＳＳＳが時刻ｔ＝ｔ０のとき、ブレークオーバ電圧に達して通電しているので、図７（Ｃ）に示すサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇが上昇し、高速サイリスタ素子ＳＣＲがオンする。ＳＣＲがオンするとＳＳＳの電圧はブレークオーバ電圧以下となるのでＳＳＳは遮断するが、ＳＣＲはオンしているのでＳＳＳの電圧は上昇しない。このときゲート電流はＣ１１より供給される。このとき図７及び図８に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流の方向が逆転し、高速サイリスタ素子ＳＣＲに図７（Ｄ）に示す通電電流Ｉｓｃｒが流れ込む。このとき共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの１次側の漏れインダクタンスにより共振が起こり、高速サイリスタ素子ＳＣＲの電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、すなわちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。
【００１２】
「モード２」
図７（Ｄ）に示す、高速サイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒが減少し共振電流がゼロになると、高速サイリスタ素子ＳＣＲがターンオフし、図７及び図８に示すＭＯＤＥ２に移行し、フリーホィールダイオードＤ２へ図７（Ｆ）示す通電電流Ｉｄｒ２が流れ始める。この時、フライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変わる。
【００１３】
「モード３」
図７（Ｄ）に示すフリーホィールダイオードＤ２へ流れる通電電流Ｉｄｒ２が減少し、時刻ｔ＝ｔ２において、通電電流Ｉｄｒ２がゼロになると図７及び図８に示すＭＯＤＥ３に移行し、サイダック素子ＳＳＳ、高速サイリスタ素子ＳＣＲ、共振コンデンサＣ４の電圧が上昇を始める。
【００１４】
「モード４」
共振コンデンサＣ４の電圧の上昇に応じて図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達すると、図７及び図８に示すＭＯＤＥ４に移行し、サイダック素子ＳＳＳが再度通電する。このときコンデンサＣ１１が充電される。そして、以後、ＭＯＤＥ１に戻り上述と同一動作を繰り返す。
上述より、ＴＩＧ溶接等のアークスタート時に、溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させるとき、図６に示す高周波発生装置が一般的に使用されている。
（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開昭６１−７０７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ＴＩＧ溶接、プラズマ切断等に使用する高周波発生装置では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数が多くなるとアークのスタート性が良いことが知られている。一般に駆動素子のスイッチング周波数が高くなると母材―電極間で放電する高電圧の発生回数も多くなるという関係がある。従来の高周波発生装置を形成する共振回路では、スイッチング周波数の高速化を図るために駆動素子として応答速度の速いサイリスタ素子を使用していた。しかし、高速のサイリスタ素子を用いても応答速度に限界があり、スイッチング周波数の最大値は、例えば、３０ＫＨｚ近傍にあり、放電ギャップで放電する高電圧の周波数が不充分でアークのスタート性に問題があった。
【００１７】
そこで、本発明では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数を充分多くできる高周波発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第１の抵抗器と第２の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第３の抵抗器の一方を接続し、前記第３の抵抗器の他方と第２の平滑コンデンサの一方及び第１のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第２の平滑コンデンサの他方及び前記第１のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第１のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの１次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、前記フライバックトランスの２次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。
【発明の効果】
【００１９】
上述した課題を解決するために、本発明では、高周波発生装置を形成する共振回路の駆動素子として、高速のサイリスタ素子に代えてＭＯＳＦＥＴ素子を使用する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ素子のスイッチング速度はスイッチング損失値によって抑制がかかる。そこで、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行なうことでスイッチング損失を大きく減少させ、このスイッチング損失の減少値に応じてＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能になる。そして、共振回路の共振周波数の最大値、例えば、３０ＫＨｚ近傍に対して７０ＫＨｚ近傍まで高速化され、この高速化により放電ギャップで放電する高電圧の周波数も高くなるのでアークのスタート性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る高周波発生装置の詳細図である
【図２】本発明の高周波発生装置の１次側のブロック図である。
【図３】本発明の動作を説明する波形タイミング図である。
【図４】本発明の動作を説明する動作モード図である。
【図５】従来技術の高周波発生装置を使用した溶接電源の電気接続図である。
【図６】従来技術の高周波発生装置の詳細図である
【図７】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【図８】従来技術の動作を説明する動作モード図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態１に係る高周波発生装置の詳細図である。同図において、図６に示す、従来技術の高周波発生装置の詳細図と同一符号の構成物は、同一動作を行なうので説明は省略し符号の相違する構成物についてのみ説明する。
【００２２】
次に、図１及び図２を用いて構成について説明する。
図２に示す直流電源回路ＤＣは、図１に示す全波整流回路ＤＲ３と平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧として出力する。単安定マルチバイブレータ駆動回路ＭＤは、図１に示す直流電源回路ＤＣの出力側に並列に設けた第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器Ｒ２とを直列接続し、この直列接続の中接点とシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆを接続し、且つ、シャントレギュレータＳＲ１のアノードＡを直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して形成する。
【００２３】
図２に示すマルチバイブレータ電源回路ＣＤは、直流電源回路ＤＣのプラス側出力に第３の抵抗器Ｒ３の一方を接続し第３の抵抗器Ｒ３の他方に第２の平滑コンデンサＣ９の一方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のカソードＫとを接続し、第２の平滑コンデンサＣ９の他方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のアノードＡと直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成し、直流電源回路ＤＣからの直流電圧を下記に示すＭＯＳＦＥＴ素子のゲートに適応した電圧レベルに変換して出力する。
【００２４】
図２に示す単安定マルチバイブレータ回路ＭＢは、マルチバイブレータ電源回路ＣＤの出力（第３の抵抗器Ｒ３の他方と第２の平滑コンデンサＣ９の一方の接続点）と第４の抵抗器Ｒ４、第５の抵抗器Ｒ５及び第６の抵抗器Ｒ６の一方を接続し、第４の抵抗器Ｒ４の他方とシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ及び周波数設定用コンデンサＣ１０の一方とを接続し、第５の抵抗器Ｒ５の他方と周波数設定用コンデンサの他方、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース及び第２のツェナダイオードＶＲ２のカソードとを接続し、第６の抵抗器Ｒ６の他方と第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース及び第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタとを接続し、直流電源回路ＤＣのマイナス側出力と第１のスイッチング素子ＴＲ２のエミッタ、第２のツェナダイオードＶＲＤ２のアノード及び第２のスイッチング素子ＴＲのエミッタとを接続して形成し、シャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、アノードＡ間が通電すると安定状態から非安定状態に移行する。
【００２５】
図２に示す共振駆動回路ＲＤは、図１に示す共振コンデンサＣ４の一方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン側を接続し、前記フライバックトランスＴの１次側の他方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のソース側を接続したＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１から形成される。
【００２６】
共振回路は、図１に示す直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し共振コンデンサＣ４の他方にフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して成る。
【００２７】
図３は、本発明の動作を説明する波形タイミング図である。図３において、同図（Ａ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１の通電電流Ｉｓｒ１を示し、同図（Ｂ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを示し、同図（Ｃ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧Ｖｇを示し、同図（Ｄ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１を示し、同図（Ｅ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｔｒ１を示し、同図（Ｆ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐを示し、同図（Ｇ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示し、同図（Ｈ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＴＲ２を示し、同図（Ｉ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース・エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ２を示し、同図（Ｊ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流ＩｃＴＲ２を示し、同図（Ｋ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース電流ＩｂＴＲ２を示し、同図（Ｌ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ２のベース、エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ３を示し、同図（Ｍ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタ電流ＩｃＴＲ３を示し、同図（Ｎ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース電流ＩｂＴＲ３を示し、同図（Ｏ）の波形は、周波数設定用コンデンサＣ１０の放電電流Ｉｃ１０を示す。
【００２８】
図４は、本発明の高周波発生装置の動作モードであり、６つのモードを繰り返している。そして、図３は６つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図３及び図４を参照して本発明の動作について説明する。
【００２９】
図１に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓが、時刻ｔ＝ｔ０以前に図２に示すスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、第１の抵抗器Ｒ１及び第２の抵抗器Ｒ２で分圧された電圧がシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆに適応した電圧になり、シャントレギュレータＳＲ１は、図３（Ｂ）に示すリファレンスＲｅｆの値が予め定めた基準電圧値を超えるとシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ・アノードＡ、間に同図（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ、且つ、周波数設定用コンデンサは同図（Ｏ）に示す放電電流Ｉｃ１０として放電する。
【００３０】
図１に示す周波数設定用コンデンサの放電により第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースに図３（Ｌ）に示す逆電圧が印加されてオフし、且つ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベースに図３（Ｉ）に示す正電圧が印加されてオンすると、単安定マルチバイブレータ回路は安定状態から非安定状態に移行する。
【００３１】
ＭＯＤＥ１（時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１）
単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図３（Ｃ）に示すゲート電圧Ｖｇが上昇し、時刻ｔ＝ｔ０のときＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１はオンする。このとき、図３及び図４に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流方向が逆転し、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１に図３（Ｄ）に示すドレイン電流Ｉｔｒ１が流れ込む。この時、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの漏れインダクタンスによる共振が起こり、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。これに伴い、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して放電を開始し、同時にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートへ電流を供給する。つまり抵抗器Ｒ７はＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート抵抗としての役割を持ち、この値によりＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の立ち上がり特性が決定される。このとき第１のスイッチング素子ＴＲ２はこの時オン状態である。
【００３２】
ＭＯＤＥ２（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流（共振電流）Ｉｔｒ１が負、すなわちＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図示省略の内蔵ダイオードへ自然転流すると回路動作は図３及び図４のＭＯＤＥ２へと移行する。このとき、図３（Ｇ）に示すフライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変化する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートは引続きオン状態にあるので、このモード中にＴＲ１のゲートがオフ状態になることでＺＣＳターンオフとなる。第１のスイッチング素子ＴＲ２は図４のＭＯＤＥ１に引続きオン状態であり、単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻る過渡状態として第２のスイッチング素子ＴＲ３がオンし始める。第２の平滑コンデンサＣ９は図４のＭＯＤＥ１と同様に放電動作をしている。
【００３３】
ＭＯＤＥ３（時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３）
単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻り、第１のスイッチング素子ＴＲ２がオフする。そして、周波数設定用コンデンサは充電し、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースへ電流を供給している。
【００３４】
ＭＯＤＥ４（時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１がゼロになると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧は既にオフしているのでＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１は自然にオフする。第２のスイッチング素子ＴＲ３は引続きオンしているので第２の平滑コンデンサＣ９は、図３及び図４のＭＯＤＥ４から充電を開始する。そして、第１の抵抗器Ｒ１へ電流が流れ始め、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆは入力電圧の（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））で決められた分だけゼロから上昇していく。
【００３５】
ＭＯＤＥ５（時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５）
図３（Ｂ）に示すシャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆが時刻ｔ＝４において基準値電圧値を超えると通電し、シャントレギュレータＳＲ１のカソード・アノード間に図３（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ込む。この時、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースには周波数設定用コンデンサＣ１０の電圧が逆にかかるが、ベース・エミッタ間にＶＲＤ２を挿入することによりＶＲＤ２から周波数設定用コンデンサＣ１０へ電流が流れ込み、ベース・エミッタ間電圧が定格を越えないように動作している。このとき周波数設定用コンデンサＣ１０は放電し、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して充電している。
【００３６】
ＭＯＤＥ６（時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６）
第１のスイッチング素子ＴＲ２がオンしてマルチバイブレータは完全に非安定モードへと移行する。そして以後は、ＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ５の動作を繰り返す。
【００３７】
上述より、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）可能となりスイッチング損失が大幅に減少する。この減少によりＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能となり、従来の共振周波数の３０ＫＨｚ近傍の限界に対し、７０ＫＨｚ近傍まで高速化が実現できる。
コンデンサＣ１０・抵抗Ｒ６はＭＯＳＦＥＴのスイッチングに関係しており、これらを調整することで、ＭＯＳＦＥＴは容易にＺＣＳ動作を実現する。（図１に示すＣ１０とＲ６はマルチバイブレータの周波数設定用で、ゲート信号のデュティサイクルに関係する。）
【符号の説明】
【００３８】
１ 非消耗電極
ＡＣ 商用交流電源
ＣＣ カップリングコイル
Ｃ１ １次平滑コンデンサ
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ 共振コンデンサ
Ｃ５ ２次側コンデンサ
Ｃ６ ２次側コンデンサ
Ｃ７ ２次側コンデンサ
Ｃ８ ２次側コンデンサ
Ｃ９ 第２の平滑コンデンサ
Ｃ１０ 周波数設定用コンデンサ
Ｃ１１ コンデンサ
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｄ２ フリーホィールダイオード
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＤＲ３ 全波整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
Ｅｒ 誤差増幅信号
ＨＦＧ 高周波発生装置
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号
ＩＮＶ インバータ回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器
Ｒ３ 第３の抵抗器
Ｒ４ 第４の抵抗器
Ｒ５ 第５の抵抗器
Ｒ６ 第６の抵抗器
Ｒ７ 第７の抵抗器
Ｒ８ 保護抵抗
Ｒ９ 第９の抵抗器
Ｒ１０ 第１０の抵抗器
Ｒ１１ 第１１の抵抗器
ＳＣ 出力制御信号
ＳＲ１ シャントレギュレータ
ＳＣＲ 高速サイリスタ素子
ＳＳＳ サイダック素子
Ｔ フライバックトランス
ＴＨ 溶接トーチ
ＴＲ１ ＭＯＳＦＥＴ素子
ＴＲ２ 第１のスイッチング素子
ＴＲ３ 第２のスイッチング素子
ＴＳ 起動スイッチ
Ｔｓ 起動信号
ＶＲＤ１ 第１のツェナダイオード
ＶＲＤ２ 第２のツェナダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非消耗電極の溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させる高周波発生装置の技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
溶接電源、切断電源に内蔵されている従来の高周波発生装置では、高速サイリスタ素子を用いて高周波高電圧を発生させていた。
【０００３】
図５は、従来技術の高周波発生装置を使用した溶接電源の電気接続図である。図５において、直流電源回路は、１次整流回路ＤＲ１と１次整流回路ＤＲ１の出力側に並列に設けた１次平滑コンデンサＣ１とで形成され、商用交流電源を整流及び平滑して直流電圧を生成する。
【０００４】
インバータ回路ＩＮＶは、図示省略の相対向する４つのスイッチング素子からフルブリッジを形成し、直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力する。
【０００５】
変圧器ＩＮＴは、インバータ回路ＩＮＶによって変換された高周波交流電圧をアーク加工に適した高周波交流電圧に変換し、２次整流回路ＤＲ２は、主変圧器ＩＮＴの出力を整流し直流リアクトルＤＣＬを介して非消耗電極１と被加工物Ｍとの間に電力を供給する。
【０００６】
図５に示す、出力電流検出回路ＩＤは、主変圧器ＩＮＴの２次側の出力電流を検出して出力電流検出信号Ｉｄとして出力する。誤差増幅回路ＥＲは、出力電流検出信号Ｉｄの値と出力電流検出信号Ｉｄの値とを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｒとして出力する。出力制御回路ＳＣは、パルス周波数が一定でパルス幅を変調するＰＷＭ制御を行い、誤差増幅信号Ｅｒに応じてインバータ回路ＩＮＶを制御する。
【０００７】
図６は、高速サイリスタ素子を用いた従来の高周波発生回路の詳細図であり、全波整流回路ＤＲ３と第１の平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路ＤＣと、直流電源回路ＤＣに並列に設けたフリーホィールダイオードＤ２及び保護抵抗Ｒ９と、脈流を有する直流電圧が所定のブレークオーバ電圧を超えると通電するサイダック素子ＳＳＳと、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴとで形成され直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し、共振コンデンサＣ４の他方をフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続し成る共振回路と、共振コンデンサＣ４の一方にアノードを接続し、フライバックトランスＴの１次側の他方にカソードを接続し、サイダック素子ＳＳＳの通電に応じてオンするサイリスタ素子ＳＣＲと、ゲート電流を供給するコンデンサＣ１１と、フライバックトランスＴの２次側に並列に設けた放電ギャップＳＧと、フライバックトランスＴの２次側の一方に接続した複数の直列コンデンサと、フライバックトランスＴの２次側の他方と直列コンデンサと間に、外部にカップリングコイルＣＣを設けることで高周波発生装置が形成される。
【０００８】
図７は、従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。図７において、同図（Ａ）の波形はサイダック電流Ｉｓｓｓを示し、同図（Ｂ）の波形はサイダック電圧Ｖｓｓｓを示し、同図（Ｃ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇを示し、同図（Ｄ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒを示し、同図（Ｅ）の波形はサイリスタ素子ＳＣＲの通電電圧Ｖｓｃｒを示し、同図（Ｆ）の波形はフリーホィールダイオードＤ２の通電電流Ｉｄｒ２、同図（Ｊ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐをし、同図（Ｈ）の波形はフライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示す。
【０００９】
図８は、高速サイリスタ素子ＳＣＲを用いた従来の高周波発生装置の動作モードであり、４つのモードを繰り返している。そして、図７は４つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図７及び図８を参照して従来の技術の高周波発生装置の動作について説明する。
【００１０】
図６に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓ、図７に示す時刻ｔ＝ｔ０以前にスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達するとサイダック素子ＳＳＳが通電する。
【００１１】
「モード１」
サイダック素子ＳＳＳが時刻ｔ＝ｔ０のとき、ブレークオーバ電圧に達して通電しているので、図７（Ｃ）に示すサイリスタ素子ＳＣＲのゲート電流ｉｇが上昇し、高速サイリスタ素子ＳＣＲがオンする。ＳＣＲがオンするとＳＳＳの電圧はブレークオーバ電圧以下となるのでＳＳＳは遮断するが、ＳＣＲはオンしているのでＳＳＳの電圧は上昇しない。このときゲート電流はＣ１１より供給される。このとき図７及び図８に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流の方向が逆転し、高速サイリスタ素子ＳＣＲに図７（Ｄ）に示す通電電流Ｉｓｃｒが流れ込む。このとき共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの１次側の漏れインダクタンスにより共振が起こり、高速サイリスタ素子ＳＣＲの電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、すなわちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。
【００１２】
「モード２」
図７（Ｄ）に示す、高速サイリスタ素子ＳＣＲの通電電流Ｉｓｃｒが減少し共振電流がゼロになると、高速サイリスタ素子ＳＣＲがターンオフし、図７及び図８に示すＭＯＤＥ２に移行し、フリーホィールダイオードＤ２へ図７（Ｆ）示す通電電流Ｉｄｒ２が流れ始める。この時、フライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変わる。
【００１３】
「モード３」
図７（Ｄ）に示すフリーホィールダイオードＤ２へ流れる通電電流Ｉｄｒ２が減少し、時刻ｔ＝ｔ２において、通電電流Ｉｄｒ２がゼロになると図７及び図８に示すＭＯＤＥ３に移行し、サイダック素子ＳＳＳ、高速サイリスタ素子ＳＣＲ、共振コンデンサＣ４の電圧が上昇を始める。
【００１４】
「モード４」
共振コンデンサＣ４の電圧の上昇に応じて図７（Ｂ）に示すサイダック電圧Ｖｓｓｓが上昇し、ブレークオーバ電圧に達すると、図７及び図８に示すＭＯＤＥ４に移行し、サイダック素子ＳＳＳが再度通電する。このときコンデンサＣ１１が充電される。そして、以後、ＭＯＤＥ１に戻り上述と同一動作を繰り返す。
上述より、ＴＩＧ溶接等のアークスタート時に、溶接トーチと被加工物との間に高周波高電圧を重畳してアークを発生させるとき、図６に示す高周波発生装置が一般的に使用されている。
（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開昭６１−７０７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ＴＩＧ溶接、プラズマ切断等に使用する高周波発生装置では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数が多くなるとアークのスタート性が良いことが知られている。一般に駆動素子のスイッチング周波数が高くなると母材―電極間で放電する高電圧の発生回数も多くなるという関係がある。従来の高周波発生装置を形成する共振回路では、スイッチング周波数の高速化を図るために駆動素子として応答速度の速いサイリスタ素子を使用していた。しかし、高速のサイリスタ素子を用いても応答速度に限界があり、スイッチング周波数の最大値は、例えば、３０ＫＨｚ近傍にあり、放電ギャップで放電する高電圧の周波数が不充分でアークのスタート性に問題があった。
【００１７】
そこで、本発明では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数を充分多くできる高周波発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
上述した課題を解決するために、第１の発明は、全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第１の抵抗器と第２の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第３の抵抗器の一方を接続し、前記第３の抵抗器の他方と第２の平滑コンデンサの一方及び第１のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第２の平滑コンデンサの他方及び前記第１のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第１のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの１次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、前記フライバックトランスの２次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。
【発明の効果】
【００１９】
上述した課題を解決するために、本発明では、高周波発生装置を形成する共振回路の駆動素子として、高速のサイリスタ素子に代えてＭＯＳＦＥＴ素子を使用する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ素子のスイッチング速度はスイッチング損失値によって抑制がかかる。そこで、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ちゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行なうことでスイッチング損失を大きく減少させ、このスイッチング損失の減少値に応じてＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能になる。そして、共振回路の共振周波数の最大値、例えば、３０ＫＨｚ近傍に対して７０ＫＨｚ近傍まで高速化され、この高速化により放電ギャップで放電する高電圧の周波数も高くなるのでアークのスタート性が向上する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態１に係る高周波発生装置の詳細図である
【図２】本発明の高周波発生装置の１次側のブロック図である。
【図３】本発明の動作を説明する波形タイミング図である。
【図４】本発明の動作を説明する動作モード図である。
【図５】従来技術の高周波発生装置を使用した溶接電源の電気接続図である。
【図６】従来技術の高周波発生装置の詳細図である
【図７】従来技術の動作を説明する波形タイミング図である。
【図８】従来技術の動作を説明する動作モード図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
図１は、本発明の実施の形態１に係る高周波発生装置の詳細図である。同図において、図６に示す、従来技術の高周波発生装置の詳細図と同一符号の構成物は、同一動作を行なうので説明は省略し符号の相違する構成物についてのみ説明する。
【００２２】
次に、図１及び図２を用いて構成について説明する。
図２に示す直流電源回路ＤＣは、図１に示す全波整流回路ＤＲ３と平滑コンデンサＣ２とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧として出力する。単安定マルチバイブレータ駆動回路ＭＤは、図１に示す直流電源回路ＤＣの出力側に並列に設けた第１の抵抗器Ｒ１と第２の抵抗器Ｒ２とを直列接続し、この直列接続の中接点とシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆを接続し、且つ、シャントレギュレータＳＲ１のアノードＡを直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して形成する。
【００２３】
図２に示すマルチバイブレータ電源回路ＣＤは、直流電源回路ＤＣのプラス側出力に第３の抵抗器Ｒ３の一方を接続し第３の抵抗器Ｒ３の他方に第２の平滑コンデンサＣ９の一方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のカソードＫとを接続し、第２の平滑コンデンサＣ９の他方及び第１のツェナダイオードＶＲＤ１のアノードＡと直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成し、直流電源回路ＤＣからの直流電圧を下記に示すＭＯＳＦＥＴ素子のゲートに適応した電圧レベルに変換して出力する。
【００２４】
図２に示す単安定マルチバイブレータ回路ＭＢは、マルチバイブレータ電源回路ＣＤの出力（第３の抵抗器Ｒ３の他方と第２の平滑コンデンサＣ９の一方の接続点）と第４の抵抗器Ｒ４、第５の抵抗器Ｒ５及び第６の抵抗器Ｒ６の一方を接続し、第４の抵抗器Ｒ４の他方とシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ及び周波数設定用コンデンサＣ１０の一方とを接続し、第５の抵抗器Ｒ５の他方と周波数設定用コンデンサの他方、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース及び第２のツェナダイオードＶＲ２のカソードとを接続し、第６の抵抗器Ｒ６の他方と第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース及び第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタとを接続し、直流電源回路ＤＣのマイナス側出力と第１のスイッチング素子ＴＲ２のエミッタ、第２のツェナダイオードＶＲＤ２のアノード及び第２のスイッチング素子ＴＲのエミッタとを接続して形成し、シャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ、アノードＡ間が通電すると安定状態から非安定状態に移行する。
【００２５】
図２に示す共振駆動回路ＲＤは、図１に示す共振コンデンサＣ４の一方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン側を接続し、前記フライバックトランスＴの１次側の他方にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のソース側を接続したＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１から形成される。
【００２６】
共振回路は、図１に示す直流電源回路ＤＣのプラス側出力に共振コンデンサＣ４の一方を接続し共振コンデンサＣ４の他方にフライバックトランスＴの１次側の一方に接続し、フライバックトランスの１次側の他方を直流電源回路ＤＣのマイナス側出力に接続して成る。
【００２７】
図３は、本発明の動作を説明する波形タイミング図である。図３において、同図（Ａ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１の通電電流Ｉｓｒ１を示し、同図（Ｂ）の波形は、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆを示し、同図（Ｃ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧Ｖｇを示し、同図（Ｄ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１を示し、同図（Ｅ）の波形は、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｔｒ１を示し、同図（Ｆ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電圧Ｖｐを示し、同図（Ｇ）の波形は、フライバックトランスの１次側のトランス電流Ｉｐを示し、同図（Ｈ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃｅＴＲ２を示し、同図（Ｉ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース・エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ２を示し、同図（Ｊ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のコレクタ電流ＩｃＴＲ２を示し、同図（Ｋ）の波形は、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベース電流ＩｂＴＲ２を示し、同図（Ｌ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ２のベース、エミッタ間電圧ＶｂｅＴＲ３を示し、同図（Ｍ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のコレクタ電流ＩｃＴＲ３を示し、同図（Ｎ）の波形は、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベース電流ＩｂＴＲ３を示し、同図（Ｏ）の波形は、周波数設定用コンデンサＣ１０の放電電流Ｉｃ１０を示す。
【００２８】
図４は、本発明の高周波発生装置の動作モードであり、６つのモードを繰り返している。そして、図３は６つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図３及び図４を参照して本発明の動作について説明する。
【００２９】
図１に示す図示省略の高周波制御信号Ｒｓが、時刻ｔ＝ｔ０以前に図２に示すスイッチＳＷに入力されるとスイッチＳＷは閉路され、直流電源回路ＤＣは脈流を有する直流電圧を出力し、第１の抵抗器Ｒ１及び第２の抵抗器Ｒ２で分圧された電圧がシャントレギュレータＳＲ１のリファレンスＲｅｆに適応した電圧になり、シャントレギュレータＳＲ１は、図３（Ｂ）に示すリファレンスＲｅｆの値が予め定めた基準電圧値を超えるとシャントレギュレータＳＲ１のカソードＫ・アノードＡ、間に同図（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ、且つ、周波数設定用コンデンサは同図（Ｏ）に示す放電電流Ｉｃ１０として放電する。
【００３０】
図１に示す周波数設定用コンデンサの放電により第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースに図３（Ｌ）に示す逆電圧が印加されてオフし、且つ、第１のスイッチング素子ＴＲ２のベースに図３（Ｉ）に示す正電圧が印加されてオンすると、単安定マルチバイブレータ回路は安定状態から非安定状態に移行する。
【００３１】
ＭＯＤＥ１（時刻ｔ＝ｔ０〜ｔ１）
単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図３（Ｃ）に示すゲート電圧Ｖｇが上昇し、時刻ｔ＝ｔ０のときＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１はオンする。このとき、図３及び図４に示すＭＯＤＥ１に移行し、フライバックトランスＴの１次側に流れていた電流方向が逆転し、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１に図３（Ｄ）に示すドレイン電流Ｉｔｒ１が流れ込む。この時、共振コンデンサＣ４とフライバックトランスＴの漏れインダクタンスによる共振が起こり、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）でターンオンする。これに伴い、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して放電を開始し、同時にＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートへ電流を供給する。つまり抵抗器Ｒ７はＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート抵抗としての役割を持ち、この値によりＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の立ち上がり特性が決定される。このとき第１のスイッチング素子ＴＲ２はこの時オン状態である。
【００３２】
ＭＯＤＥ２（時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流（共振電流）Ｉｔｒ１が負、すなわちＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１の図示省略の内蔵ダイオードへ自然転流すると回路動作は図３及び図４のＭＯＤＥ２へと移行する。このとき、図３（Ｇ）に示すフライバックトランスＴの１次側のトランス電流Ｉｐは正方向へと変化する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲートは引続きオン状態にあるので、このモード中にＴＲ１のゲートがオフ状態になることでＺＣＳターンオフとなる。第１のスイッチング素子ＴＲ２は図４のＭＯＤＥ１に引続きオン状態であり、単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻る過渡状態として第２のスイッチング素子ＴＲ３がオンし始める。第２の平滑コンデンサＣ９は図４のＭＯＤＥ１と同様に放電動作をしている。
【００３３】
ＭＯＤＥ３（時刻ｔ＝ｔ２〜ｔ３）
単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻り、第１のスイッチング素子ＴＲ２がオフする。そして、周波数設定用コンデンサは充電し、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースへ電流を供給している。
【００３４】
ＭＯＤＥ４（時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４）
図３（Ｄ）に示すＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のドレイン電流Ｉｔｒ１がゼロになると、ＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１のゲート電圧は既にオフしているのでＭＯＳＦＥＴ素子ＴＲ１は自然にオフする。第２のスイッチング素子ＴＲ３は引続きオンしているので第２の平滑コンデンサＣ９は、図３及び図４のＭＯＤＥ４から充電を開始する。そして、第１の抵抗器Ｒ１へ電流が流れ始め、シャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆは入力電圧の（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））で決められた分だけゼロから上昇していく。
【００３５】
ＭＯＤＥ５（時刻ｔ＝ｔ４〜ｔ５）
図３（Ｂ）に示すシャントレギュレータＳＲ１のリファレンス電圧Ｖｒｅｆが時刻ｔ＝４において基準値電圧値を超えると通電し、シャントレギュレータＳＲ１のカソード・アノード間に図３（Ａ）に示す通電電流Ｉｓｒ１が流れ込む。この時、第２のスイッチング素子ＴＲ３のベースには周波数設定用コンデンサＣ１０の電圧が逆にかかるが、ベース・エミッタ間にＶＲＤ２を挿入することによりＶＲＤ２から周波数設定用コンデンサＣ１０へ電流が流れ込み、ベース・エミッタ間電圧が定格を越えないように動作している。このとき周波数設定用コンデンサＣ１０は放電し、第２の平滑コンデンサＣ９は第３の抵抗器Ｒ３を介して充電している。
【００３６】
ＭＯＤＥ６（時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６）
第１のスイッチング素子ＴＲ２がオンしてマルチバイブレータは完全に非安定モードへと移行する。そして以後は、ＭＯＤＥ１〜ＭＯＤＥ５の動作を繰り返す。
【００３７】
上述より、ＭＯＳＦＥＴ素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）可能となりスイッチング損失が大幅に減少する。この減少によりＭＯＳＦＥＴ素子の高速スイッチングが可能となり、従来の共振周波数の３０ＫＨｚ近傍の限界に対し、７０ＫＨｚ近傍まで高速化が実現できる。
コンデンサＣ１０・抵抗Ｒ６はＭＯＳＦＥＴのスイッチングに関係しており、これらを調整することで、ＭＯＳＦＥＴは容易にＺＣＳ動作を実現する。（図１に示すＣ１０とＲ６はマルチバイブレータの周波数設定用で、ゲート信号のデュティサイクルに関係する。）
【符号の説明】
【００３８】
１ 非消耗電極
ＡＣ 商用交流電源
ＣＣ カップリングコイル
Ｃ１ １次平滑コンデンサ
Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｃ３ コンデンサ
Ｃ４ 共振コンデンサ
Ｃ５ ２次側コンデンサ
Ｃ６ ２次側コンデンサ
Ｃ７ ２次側コンデンサ
Ｃ８ ２次側コンデンサ
Ｃ９ 第２の平滑コンデンサ
Ｃ１０ 周波数設定用コンデンサ
Ｃ１１ コンデンサ
ＤＣＬ 直流リアクトル
Ｄ２ フリーホィールダイオード
ＤＲ１ １次整流回路
ＤＲ２ ２次整流回路
ＤＲ３ 全波整流回路
ＥＲ 誤差増幅回路
Ｅｒ 誤差増幅信号
ＨＦＧ 高周波発生装置
ＩＤ 出力電流検出回路
Ｉｄ 出力電流検出信号
ＩＲ 出力電流設定回路
Ｉｒ 出力電流設定信号
ＩＮＶ インバータ回路
ＩＮＴ 主変圧器
Ｍ 被加工物
Ｒ１ 第１の抵抗器
Ｒ２ 第２の抵抗器
Ｒ３ 第３の抵抗器
Ｒ４ 第４の抵抗器
Ｒ５ 第５の抵抗器
Ｒ６ 第６の抵抗器
Ｒ７ 第７の抵抗器
Ｒ８ 保護抵抗
Ｒ９ 第９の抵抗器
Ｒ１０ 第１０の抵抗器
Ｒ１１ 第１１の抵抗器
ＳＣ 出力制御信号
ＳＲ１ シャントレギュレータ
ＳＣＲ 高速サイリスタ素子
ＳＳＳ サイダック素子
Ｔ フライバックトランス
ＴＨ 溶接トーチ
ＴＲ１ ＭＯＳＦＥＴ素子
ＴＲ２ 第１のスイッチング素子
ＴＲ３ 第２のスイッチング素子
ＴＳ 起動スイッチ
Ｔｓ 起動信号
ＶＲＤ１ 第１のツェナダイオード
ＶＲＤ２ 第２のツェナダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第１の抵抗器と第２の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第３の抵抗器の一方を接続し、前記第３の抵抗器の他方と第２の平滑コンデンサの一方及び第１のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第２の平滑コンデンサの他方及び前記第１のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第１のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの１次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、前記フライバックトランスの２次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置。
【請求項１】
全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第１の抵抗器と第２の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第３の抵抗器の一方を接続し、前記第３の抵抗器の他方と第２の平滑コンデンサの一方及び第１のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第２の平滑コンデンサの他方及び前記第１のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第１のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第５の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの１次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの１次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるＭＯＳＦＥＴ素子と、前記フライバックトランスの２次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの２次側の一方に直列接続した複数の２次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２０１３−２７１５１（Ｐ２０１３−２７１５１Ａ）
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５９６９１（Ｐ２０１１−１５９６９１）
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年２月４日（２０１３．２．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２１日（２０１１．７．２１）
【出願人】（００００００２６２）株式会社ダイヘン (990)
【Ｆターム（参考）】
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