信号検出回路およびワイヤレス電力伝送装置
【課題】簡素な方法で検出信号の不要な部分な除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出可能な信号検出回路を提供する。
【解決手段】検出信号Ｖｓが供給されるオペアンプ２１と、オペアンプ２１への電源供給を遮断するスイッチ１５を備え、スイッチ１５をオンオフすることにより検出信号Ｖｓの必要な範囲のみをオペアンプ２１の出力信号として出力することを特徴とする。これにより、簡素な方法で検出信号Ｖｓの不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出することが可能となる。
【解決手段】検出信号Ｖｓが供給されるオペアンプ２１と、オペアンプ２１への電源供給を遮断するスイッチ１５を備え、スイッチ１５をオンオフすることにより検出信号Ｖｓの必要な範囲のみをオペアンプ２１の出力信号として出力することを特徴とする。これにより、簡素な方法で検出信号Ｖｓの不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出することが可能となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号検出回路およびそれを備えるワイヤレス電力伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
センサから供給される微小な検出信号を増幅し出力信号として得るとき、時間軸に対して検出信号と不要なバックグラウンド信号が混在する場合がしばしば存在する。検出信号をそのまま増幅した場合、不要な信号も同時に増幅されてしまうため、場合によっては、検出信号の処理と評価が難しくなってしまう。そのため、検出信号の不要な部分を除去した後、増幅出力を得ることが必要となる。
【０００３】
特許文献１には、センサとして用いた位置検出コイルによって、信号を検出する回路が記載されている。位置検出コイルで検出した信号は、Ａ／Ｄコンバータによりデジタル変換され、得られたデジタル信号を演算して出力信号を得ている。
【０００４】
ここで、図１に従来の信号検出回路のブロック図の一例を示す。検出信号Ｖｓは、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０に供給される。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０は、検出信号Ｖｓの不要な部分を除去するため、局部的にデジタル信号に変換した後、再度アナログ信号に変換する。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０から出力される局部出力Ｖｄａは、増幅回路６２により増幅され出力信号Ｖｏが得られる。
【０００５】
図２は、従来の信号検出回路における信号検出動作の一例を示すタイミングチャートである。ここでは、時刻ｔａからｔｂまでの期間の信号を、検出信号の必要な部分として選択的に増幅するものとする。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０は、検出信号Ｖｓの必要な部分のみを選択的にデジタル信号に変換する。そして、得られたデジタル信号を再度アナログ信号に変換することで、時刻ｔａまでの期間と、時刻ｔｂ以後の期間の不要信号を除去した局部出力Ｖｄａが得られる。そして、抽出した信号のみを増幅回路６２により増幅し、出力信号Ｖｏを得ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２６３６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、このような信号検出方法では、Ａ／Ｄコンバータを用いる必要がある。一般のＡ／Ｄコンバータは処理速度に限界があるので、検出信号Ｖｓと局部出力Ｖｄａの波形とを一致させるには、検出信号Ｖｓが低周波の信号の場合に限られてしまう。特に、ＭＨｚ程度の高周波信号を検出するとき、このような信号検出方法を用いることは困難であった。
【０００８】
本発明はこのような問題を考慮してなされたものであり、簡素な方法で検出信号の不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出可能な信号検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明はこのような目的を達成するため、検出信号が供給されるオペアンプと、該オペアンプへの電源供給を遮断するスイッチを備え、該スイッチをオンオフすることにより該検出信号の必要な範囲のみを該オペアンプの出力信号として出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明にかかる信号検出回路は、簡素な方法で検出信号の不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来の信号検出回路のブロック図
【図２】従来の信号検出回路における信号検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図３】本発明の第１の実施例における信号検出回路
【図４】本発明の第１の実施例における信号検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図５】本発明の第２の実施例における信号検出回路
【図６】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置のブロック図
【図７】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の概略図
【図８】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の位置検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図９】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の位置検出動作の他の例を示すタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を用いて実施例を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図３に本発明の第１の実施例における信号検出回路を示す。図３に示す信号検出回路は、電源制御回路１０、増幅回路２０、比較回路３０を備える。
【００１４】
電源制御回路１０は、ベース抵抗１１、ＮＰＮトランジスタ１２、ＰＮＰトランジスタ１３、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５、分圧抵抗１７、ゲート抵抗１９を備える。
ＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各ベース端子には、ベース抵抗１１を介してゲート制御信号Ｖｇが供給されている。また、ＮＰＮトランジスタ１２とＰＮＰトランジスタ１３の互いのエミッタ端子同士が接続されている。ＮＰＮトランジスタ１２のコレクタ端子には直流電源から直流電圧Ｖｉｎが供給され、ＰＮＰトランジスタ１３のコレクタ端子は接地されている。このように、ＮＰＮトランジスタ１２とＰＮＰトランジスタ１３でプッシュプル回路を構成している。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子には、直流電源から直流電圧Ｖｉｎが供給されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子とゲート端子間には分圧抵抗１７が接続されている。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート端子は、ゲート抵抗１９を介してＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各エミッタ端子に接続されている。よって、プッシュプル回路の出力によってＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧は制御される。
【００１５】
増幅回路２０は、オペアンプ２１、抵抗２３、帰還抵抗２５を備える。
オペアンプ２１の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。また、オペアンプ２１の非反転入力端子には検出信号Ｖｓが供給されている。他方、オペアンプ２１の反転入力端子には抵抗２３の一端が接続され、抵抗２３の他端は接地されている。また、オペアンプ２１の反転入力端子と出力端子間には帰還抵抗２５が接続されている。オペアンプ２１の正電源端子に供給される電圧を正電源端子電圧Ｖｄｄとする。また、オペアンプ２１から出力される信号を増幅信号Ｖａとする。
【００１６】
比較回路３０は、抵抗３１、コンデンサ３３、コンパレータ３５を備える。
コンパレータ３５の非反転入力端子には、抵抗３１を介してオペアンプ２１から出力される増幅信号Ｖａが供給されている。また、コンパレータ３５の非反転入力端子にはコンデンサ３３の一端が接続され、コンデンサ３３の他端は接地されている。コンパレータ３５の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。コンパレータ３５の出力端子からは、比較信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００１７】
次に、信号検出回路の各部の動作について説明する。
まず、電源制御回路１０の動作について説明する。
電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇがハイレベルのとき、ＮＰＮトランジスタ１２がオン、ＰＮＰトランジスタ１３がオフとなる。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧もハイレベルとなり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフとなる。そのため、直流電源から供給される直流電圧Ｖｉｎが遮断され、電源制御回路１０の出力すなわち正電源端子電圧Ｖｄｄは０Ｖとなる。
電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇがローレベルのとき、ＮＰＮトランジスタ１２がオフ、ＰＮＰトランジスタ１３がオンとなる。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧もローレベルとなり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンとなる。そのため、電源制御回路１０からオペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給される。
【００１８】
次に、増幅回路２０の動作について説明する。
オペアンプ２１の正電源端子には、電源制御回路１０の出力が供給される。電源制御回路１０の出力が０Ｖのとき、オペアンプ２１はオフ状態となる。よって、検出信号Ｖｓの有無にかかわらず、増幅信号Ｖａは０となる。電源制御回路１０から直流電圧Ｖｉｎが供給されるとき、オペアンプ２１はオン状態となる。このとき、検出信号Ｖｓは抵抗２３および帰還抵抗２５の値に応じて決定される増幅率で増幅され、増幅信号Ｖａが出力される。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンオフするタイミングを制御すれば、検出信号Ｖｓの必要な期間のみを選択して増幅することができる。一例として、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をスイッチングするためのゲート制御信号Ｖｇは、マイコンなどの制御手段によって生成すればよい。
【００１９】
次に、比較回路３０の動作について説明する。
比較回路３０に供給される増幅信号Ｖａは、抵抗３１およびコンデンサ３３から構成される平滑回路によって平滑される。コンパレータ３５は、平滑された増幅信号Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、パルス信号である比較信号Ｖｏｕｔが出力される。得られた比較信号Ｖｏｕｔのパルス幅から増幅信号Ｖａの信号強度を評価することができる。
【００２０】
ここで、本発明の第１の実施例における信号検出動作の一例を示すタイミングチャートを図４に示す。
時刻ｔ１になる前、検出信号Ｖｓには不要なバックグラウンド信号が混在している。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオフとし、オペアンプ２１をオフ状態とする。つまり、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎは供給されない。よって、正電源端子電圧Ｖｄｄは０Ｖである。そのため、オペアンプ２１から出力される増幅信号Ｖａは０となる。
時刻ｔ１になると、所望の検出信号Ｖｓが増幅回路２０に供給される。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンに切り替え、オペアンプ２１の正電源端子に直流電源から直流電圧Ｖｉｎを供給し、オペアンプ２１をオン状態とする。よって、検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、増幅信号Ｖａが出力される。
時刻ｔ２になると、所望の検出信号Ｖｓの供給が停止する。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオフに切り替え、オペアンプ２１を再度オフ状態とする。よって、増幅信号Ｖａは０となる。
【００２１】
このように、ゲート制御信号Ｖｇにより、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５を切り替えるタイミングを制御し、オペアンプ２１のオン状態とオフ状態を切り替えている、これにより、検出信号Ｖｓ中の必要な部分のみを選択して増幅することができる。言い換えると、検出信号Ｖｓ中の不要信号が供給される期間は、増幅回路２０の動作を停止させる。これにより、不要なバックグラウンド信号によって、信号検出結果に含まれてしまうノイズを除去することができる。よって、信号検出の信頼性を向上させることができる。また、オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のスイッチングとほぼ同時に動作させることができる。よって、検出信号ＶｓがＭＨｚ帯の高調波の信号であっても、高速応答することができる。なお、オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りの速度は、オペアンプ２１自体の性能に大きく依存するが、適切な特性を有するアンプを適宜選択すればよい。よって、特別な素子等を必要とせず、オペアンプ２１の正電源端子に供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチによって遮断するだけの簡素な方法で、検出信号の不要な部分な除去できるとともに高周波信号も高精度に検出可能となる。また、オペアンプへの電源供給を間欠的に行うことになるため、消費電力を低減することができる。なお、オペアンプ２１への電源供給を切り替えることができるのであれば、電源制御回路１０の構成はどのようにしても構わない。
【実施例２】
【００２２】
図５に本発明の第２の実施例における信号検出回路を示す。なお、第１の実施例と同じ機能を有する部位には同じ符号を付し、説明は省略する。図５に示す信号検出回路は、電源制御回路１０、バッファ回路２０’を備える。
【００２３】
バッファ回路２０’はオペアンプ２１’を備える。
オペアンプ２１’の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。また、オペアンプ２１’の非反転入力端子には検出信号Ｖｓが供給されている。オペアンプ２１’の反転入力端子と出力端子は接続され、ボルテージフォロアを構成している。オペアンプ２１’の出力端子からは、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００２４】
オペアンプ２１’の正電源端子には、電源制御回路１０の出力が供給される。電源制御回路１０の出力が０Ｖのとき、オペアンプ２１’はオフ状態となる。よって、検出信号Ｖｓの有無にかかわらず、出力信号Ｖｏｕｔは０となる。電源制御回路１０から直流電圧Ｖｉｎが供給されるとき、オペアンプ２１’はオン状態となる。このとき、検出信号Ｖｓがそのまま出力信号Ｖｏｕｔとして出力される。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンオフするタイミングを制御すれば、検出信号Ｖｓの必要な期間のみを選択して出力することができる。
【００２５】
本実施例のように、検出信号Ｖｓを増幅する必要がないときは、オペアンプ２１’でボルテージフォロアを構成するように接続してもよい。
【実施例３】
【００２６】
近年、携帯機器などの電子機器分野において、ワイヤレス電力伝送の研究が盛んに行われている。図６に本発明の信号検出回路を備えるワイヤレス電力伝送装置のブロック図を示す。なお、第１の実施例と同じ機能を有する部位には同じ符号を付し、説明は省略する。本実施例は、電磁誘導型のワイヤレス電力伝送装置である。
【００２７】
送電器４０は、電源制御回路１０、増幅回路２０、比較回路３０、パルス生成回路４１、励振コイル４２、検出コイル４４、制御回路４５、平滑コンデンサ４６、駆動回路４７、一次共振コンデンサ４８、一次コイル４９を備える。また、受電器５０は、二次コイル５１、二次共振コンデンサ５２、検出用コンデンサ５３、整流回路５４、平滑コンデンサ５５、インピーダンス素子５６、制御回路５７、スイッチ５８、負荷５９を備える。
【００２８】
図７は、本発明の第３の実施例における一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４、二次コイル５１の位置関係を示す概略図である。一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４、二次コイル５１はそれぞれ平面で薄型の構造となっている。一次コイル４９の巻回面と二次コイル５１の巻回面は、それぞれ対向するように配置されている。一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４は、それぞれ略同一平面上に配置されており、また、各コイルの中心軸が略一致するように配置されている。
【００２９】
電力伝送は、一次コイル４９と二次コイル５１間の電磁誘導により行われる。電力伝送の効率は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離によって変動する。一般的に、一次コイル４９の巻回面と二次コイル５１の巻回面を対向するように配置する。そして、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離が近くなるほど効率が高く、相対距離が遠くなるほど効率が低くなることが知られている。したがって、電力伝送を行う前に、一次コイル４９に対して、二次コイル５１を適切な位置に配置する必要がある。この位置合わせには、手動方式または機械移動による自動方式があるが、いずれも一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検知する手段が必要とされる。
【００３０】
一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検知には、次のような方法を用いることが考えられる。所定のパルス幅を有するパルス信号Ｖｐｌを励振コイル４２に供給すると、それ応じて二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３で構成される共振回路の共振周波数で振動する電流が二次コイル５１に流れる。そして、この電流により交流磁界が発生する。送電器４０に設けられた検出コイル４４は、この交流磁界をエコー信号としてピックアップする。そして、ピックアップされたエコー信号の強度から一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出する。このように、受電器５０に励起された共振エコー信号から、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を求めることができる。
【００３１】
まず、送電器４０の構成について説明する。駆動回路４７には、直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給される。駆動回路４７の入力端には、平滑コンデンサ４６が接続されており、駆動回路４７の出力端には、一次コイル４９と一次共振コンデンサ４８が直列接続されている。駆動回路４７は、一次コイル４９と一次共振コンデンサ４８に交流電力を供給する。一例として、駆動回路４７はフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路などにより構成される。励振コイル４２には、パルス生成回路４１よりパルス信号Ｖｐｌが供給される。駆動回路４７やパルス生成回路４１の動作は、一例としてマイコンなどで構成される制御回路４５により制御される。また、検出コイル４４に励起される検出信号Ｖｓは、増幅回路２０内に設けられたオペアンプ２１の非反転入力端子に供給される。
【００３２】
電源制御回路１０内に設けられたＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各ベース端子には、ベース抵抗１１を介してゲート制御信号Ｖｇが供給されている。このゲート制御信号Ｖｇは、制御回路４５から供給される。ＮＰＮトランジスタ１２のコレクタ端子には直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給され、ＰＮＰトランジスタ１３のコレクタ端子は接地されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子には、直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧は、ＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３から構成されるプッシュプル回路の出力によって制御される。
オペアンプ２１の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。オペアンプ２１は検出信号Ｖｓを増幅し、増幅信号Ｖａを出力する。
増幅信号Ｖａは比較回路３０に供給される。増幅信号Ｖａは、比較回路３０内に設けられた抵抗３１およびコンデンサ３３によって平滑化される、得られた平滑信号Ｖｓｍはコンパレータ３５によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、得られた出力信号Ｖｏｕｔは制御回路４５に出力される。制御回路４５は、出力信号Ｖｏｕｔに基づいて一次−二次コイル間の相対距離を求める。また、制御回路４５は、求めた相対距離に基づいて、相対距離の情報をユーザーに報知することができる。例えば、制御回路４５は、送電器４０に設けた光や音および振動などを発生させる素子を制御することで、ユーザーに一次−二次コイル間の相対距離を報知することができる。
制御回路４５は、電源制御回路１０に供給するゲート制御信号Ｖｇのレベルを切り替えることで、オペアンプ２１のオン状態とオフ状態の切り換えを行う。これにより、オペアンプ２１に供給される検出信号Ｖｓの不要な部分を除去することができる。
【００３３】
次に、受電器５０の構成について説明する。二次コイル５１は、電磁誘導作用により一次コイル４９から電力を受電する。二次コイル５１の両端には、二次共振コンデンサ５２を介して検出用コンデンサ５３が接続されている。検出用コンデンサ５３に印加される電圧は、整流回路５４により整流される。整流回路５４の出力端には、平滑コンデンサ５５、インピーダンス素子５６および制御回路５７が並列に接続されている。平滑コンデンサ５５は、整流回路５４の出力電圧のリプルを除去するものである。インピーダンス素子５６は、受電器５０に設けられる電圧レギュレータなどの素子を示すものである。また、整流回路５４の出力端には、スイッチ５８を介して二次電池などの負荷５９が接続されている。受電器５０に設けられたインピーダンス素子５６やスイッチ５８の動作は、一例としてマイコンなどで構成される制御回路５７により制御される。負荷５９は、スイッチ５８により受電器５０の回路から切り離すことができる。二次コイル５１が得た電力を負荷５９に供給する場合は、スイッチ５８が閉じられ、負荷５９に電圧が印加される。
【００３４】
検出用コンデンサ５３の容量は、二次共振コンデンサ５２の容量よりはるかに小さくなるように設計する。これにより、スイッチ５８による負荷接続時の低負荷インピーダンス状態において、二次共振コンデンサ５２と二次コイル５１との共振器が構成される。一方、スイッチ５８による負荷遮断時の高負荷インピーダンス状態においては、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３との共振器が構成される。つまり、受電器５０はデュアル共振器になっている。以下、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３で構成される共振回路の共振周波数を検出用共振周波数ｆｄとする。
【００３５】
上述したように、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離は、検出コイル４４でピックアップされる検出信号Ｖｓに基づいて求めることができる。しかし、検出信号Ｖｓはパルス信号Ｖｐｌを電磁誘導により検出コイル４４でピックアップすることで発生するものと、エコー信号を検出コイル４４でピックアップすることで発生するものに大きく分けられる。
パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離に関わらず発生する。エコー信号に対する応答信号は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離が近いほど大きくなり、遠いほど小さくなる。そして、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合、エコー信号に対する応答信号は発生しない。すなわち、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号として発生した検出信号Ｖｓは、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出時にノイズ成分となってしまう。一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を正確に検出するためには、検出コイル４４でピックアップするパルス信号Ｖｐｌに対する応答信号とエコー信号に対する応答信号を分離する必要がある。
そのため、上述したようにエコー信号に基づく検出信号Ｖｓが発生する期間のみ、オペアンプ２１がオン状態となるように制御するのが好ましい。パルス信号Ｖｐｌが供給されると、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号が検出コイル４４でピックアップされる。そして、所定の時間が経過後にエコー信号が検出コイル４４でピックアップされる。よって、オペアンプ２１をオン状態に切り替えるタイミングは、パルス信号Ｖｐｌが供給されるタイミングから適当な遅延時間を設けるように設定すればよい。オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、高速応答させることが可能である。これにより、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出するときに、ノイズ成分として発生するパルス信号Ｖｐｌに対する応答信号を除去することができる。また、Ａ／Ｄコンバータのような処理速度の遅い素子を利用しないため、高周波のエコー信号の検出にも対応することができる。
【００３６】
次に、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出動作について、具体的に説明する。ここでは、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されているとする。図８は、本発明の第３の実施例における位置検出動作の一例を示すタイミングチャートである。なお、位置検出を行うときには、受電器５０に設けられているスイッチ５８をオープンにする。
時刻ｔ０において、励振コイル４２に３００ｎｓ幅程度の単発のパルス信号Ｖｐｌを供給する。すると、パルス信号Ｖｐｌが電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓは、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号である。
時刻ｔ１において、パルス信号Ｖｐｌが立ち下がる。
時刻ｔ１から所定時間経過した時刻ｔ２になると、検出コイル４４に検出用共振周波数ｆｄで振動するエコー信号がピックアップされる。励振コイル４２にパルス信号Ｖｐｌを供給すると、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３からなる共振回路が励振される。そして、この共振回路に検出用共振周波数ｆｄで振動する電流が流れ、二次コイル２１の周りには交流磁界が発生する。エコー信号とは、このときに二次コイル２１から一次側へ送られる交流磁界のことである。このエコー信号は、電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出コイル４４に検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓはエコー信号に対する応答信号である。また、このとき、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが送信され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフからオンに切り換える。すると、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給され、オペアンプ２１がオン状態となる。そして、検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、増幅信号Ｖａが発生し、平滑信号Ｖｓｍが徐々に増加する。この検出信号Ｖｓは、徐々に自由振動しながら減衰していく。
時刻ｔ３になると、平滑信号Ｖｓｍが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる。すると、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔがローレベルからハイレベルに切り替わる。その後、平滑信号Ｖｓｍが徐々に増加し、あるピーク値まで上昇した後、徐々に減少していく。
時刻ｔ４になると、平滑信号Ｖｓｍが基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる。すると、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔがハイレベルからローレベルに切り換わる。また、検出信号Ｖｓは、減衰しながら時間とともに収束していく。それに伴い、平滑信号Ｖｓｍも収束する。制御回路１５は、出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅に基づいて一次コイル１９と二次コイル２１間の相対距離を求める。
時刻ｔ５になると、制御回路４５から電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇが切り換えられ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンからオフに切り換わる。すると、オペアンプ２１がオフ状態となる。
【００３７】
このように、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されている場合には、あるパルス幅を持った出力信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００３８】
パルス信号Ｖｐｌを励振コイル４２に供給すると、それ応じて二次コイル５１に検出用共振周波数ｆｄで振動する電流が誘導される。そして、この電流により交流磁界が発生する。送電器４０に設けられた検出コイル４４は、この交流磁界をエコー信号としてピックアップし、検出信号Ｖｓをオペアンプ２１に供給する。検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、得られた増幅信号Ｖａを平滑することで、単一ピークの平滑信号Ｖｓｍが得られる。そして、コンパレータ３５は平滑信号Ｖｓｍと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、短径パルスの出力信号Ｖｏｕｔを出力する。エコー信号の強度は、一次コイル４９と二次コイル５１との距離に依存する。一次コイル４９と二次コイル５１との距離が近いほどエコー信号の強度が強くなり、得られる出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅が長くなる。また、一次コイル４９と二次コイル５１との距離が遠いほどエコー信号の強度が弱くなり、得られる出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅が短くなる。制御回路４５によって、出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅を計測することで、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出することができる。
【００３９】
ここで、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合について説明する。図９は、本発明の第３の実施例における位置検出動作の他の例を示すタイミングチャートである。
時刻ｔ６において、励振コイル４２に３００ｎｓ幅程度の単発のパルス信号Ｖｐｌを供給する。すると、パルス信号Ｖｐｌが電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓは、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号である。
時刻ｔ７において、パルス信号Ｖｐｌが立ち下がる。
時刻ｔ７から所定時間経過した時刻ｔ８になると、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが送信され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフからオンに切り換わる。すると、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給され、オペアンプ２１がオン状態となる。一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていないため、エコー信号は発生しない。そのため、検出コイル４４において、エコー信号に基づく検出信号Ｖｓは検出されない。よって、増幅信号Ｖａおよび平滑信号Ｖｓｍも０のままである。また、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔもローレベルのままとなる。
時刻ｔ９になると、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが切り換えられ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンからオフに切り換わる。すると、オペアンプ２１がオフ状態となる。
【００４０】
このように、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合には、出力信号Ｖｏｕｔが検出されない。すなわち、エコー信号が発生しない場合、二次コイル５１が一次コイル４９から十分離れていることがわかる。よって、エコー信号の強度すなわち出力信号Ｖｏｕｔから一次コイル４９と二次コイル５１との距離だけでなく、二次コイル５１の有無についても検出することができる。また、オペアンプ２１への電源供給は間欠的に行われることになるため、消費電力を低減することができる。
【００４１】
本実施例において、制御回路４５は出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅から一次コイル４９と二次コイル５１との相対距離を求めているが、距離検出の方法はこのような例に限られるものではない。エコー信号を検出コイル４４で検出信号Ｖｓとしてピックアップし、得られた検出信号Ｖｓを増幅回路２０によって増幅し、増幅信号Ｖａを得る。制御回路４５は、この増幅信号Ｖａの波形の最大値から一次−二次コイル間の相対距離を求めてもよい。また、平滑信号Ｖｓｍのピーク値より一次−二次コイル間の相対距離を求めてもよい。検出信号Ｖｓの強度に基づいて相対距離を求めることができるのであれば、どのような形態でも構わない。
【００４２】
オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、ゲート制御信号Ｖｇとほぼ同時に動作させることができる。オペアンプ２１のオン、オフを高速応答させることができるため、ノイズ成分を確実に除去することができる。このように、本発明の信号検出回路をワイヤレス電力伝送装置に適用することで、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出精度を向上させることができる。
【００４３】
なお、パルス信号Ｖｐｌのパルス幅は、検出用共振周波数ｆｄに応じて決定する。パルス幅が短いとエコー信号強度が小さくなり、ある値以上長くするエコー信号強度が飽和する。パルス信号Ｖｐｌのパルス幅は、検出用共振周波数ｆｄの半波長程度にすると良い。例えば、検出用共振周波数ｆｄが１ＭＨｚであれば３００ｎｓ程度の単発パルスとするのが好ましい。
【００４４】
また、検出用共振周波数ｆｄ、パルス信号Ｖｐｌのパルス幅などの値はあくまで一例である。本発明がこうした条件に限定されるものではないことは勿論である。本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形したり、各実施例を組み合わせたりして実施することができる。
【符号の説明】
【００４５】
１０ 電源制御回路
１１ ベース抵抗
１２ ＮＰＮトランジスタ
１３ ＰＮＰトランジスタ
１５ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１７ 分圧抵抗
１９ ゲート抵抗
２０ 増幅回路
２０’ バッファ回路
２１、２１’ オペアンプ
２３ 抵抗
２５ 帰還抵抗
３０ 比較回路
３１ 抵抗
３３ コンデンサ
３５ コンパレータ
４０ 送電器
４１ パルス生成回路
４２ 励振コイル
４４ 検出コイル
４５ 制御回路
４６ 平滑コンデンサ
４７ 駆動回路
４８ 一次共振コンデンサ
４９ 一次コイル
５０ 受電器
５１ 二次コイル
５２ 二次共振コンデンサ
５３ 検出用コンデンサ
５４ 整流回路
５５ 平滑コンデンサ
５６ インピーダンス素子
５７ 制御回路
５８ スイッチ
５９ 負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は信号検出回路およびそれを備えるワイヤレス電力伝送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
センサから供給される微小な検出信号を増幅し出力信号として得るとき、時間軸に対して検出信号と不要なバックグラウンド信号が混在する場合がしばしば存在する。検出信号をそのまま増幅した場合、不要な信号も同時に増幅されてしまうため、場合によっては、検出信号の処理と評価が難しくなってしまう。そのため、検出信号の不要な部分を除去した後、増幅出力を得ることが必要となる。
【０００３】
特許文献１には、センサとして用いた位置検出コイルによって、信号を検出する回路が記載されている。位置検出コイルで検出した信号は、Ａ／Ｄコンバータによりデジタル変換され、得られたデジタル信号を演算して出力信号を得ている。
【０００４】
ここで、図１に従来の信号検出回路のブロック図の一例を示す。検出信号Ｖｓは、Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０に供給される。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０は、検出信号Ｖｓの不要な部分を除去するため、局部的にデジタル信号に変換した後、再度アナログ信号に変換する。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０から出力される局部出力Ｖｄａは、増幅回路６２により増幅され出力信号Ｖｏが得られる。
【０００５】
図２は、従来の信号検出回路における信号検出動作の一例を示すタイミングチャートである。ここでは、時刻ｔａからｔｂまでの期間の信号を、検出信号の必要な部分として選択的に増幅するものとする。Ａ／Ｄ−Ｄ／Ａ変換回路６０は、検出信号Ｖｓの必要な部分のみを選択的にデジタル信号に変換する。そして、得られたデジタル信号を再度アナログ信号に変換することで、時刻ｔａまでの期間と、時刻ｔｂ以後の期間の不要信号を除去した局部出力Ｖｄａが得られる。そして、抽出した信号のみを増幅回路６２により増幅し、出力信号Ｖｏを得ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１０−２６３６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、このような信号検出方法では、Ａ／Ｄコンバータを用いる必要がある。一般のＡ／Ｄコンバータは処理速度に限界があるので、検出信号Ｖｓと局部出力Ｖｄａの波形とを一致させるには、検出信号Ｖｓが低周波の信号の場合に限られてしまう。特に、ＭＨｚ程度の高周波信号を検出するとき、このような信号検出方法を用いることは困難であった。
【０００８】
本発明はこのような問題を考慮してなされたものであり、簡素な方法で検出信号の不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出可能な信号検出回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明はこのような目的を達成するため、検出信号が供給されるオペアンプと、該オペアンプへの電源供給を遮断するスイッチを備え、該スイッチをオンオフすることにより該検出信号の必要な範囲のみを該オペアンプの出力信号として出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明にかかる信号検出回路は、簡素な方法で検出信号の不要な部分を除去できるとともに、高周波信号も高精度に検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来の信号検出回路のブロック図
【図２】従来の信号検出回路における信号検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図３】本発明の第１の実施例における信号検出回路
【図４】本発明の第１の実施例における信号検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図５】本発明の第２の実施例における信号検出回路
【図６】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置のブロック図
【図７】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の概略図
【図８】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の位置検出動作の一例を示すタイミングチャート
【図９】本発明の信号検出回路を用いたワイヤレス電力伝送装置の位置検出動作の他の例を示すタイミングチャート
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を用いて実施例を説明する。
【実施例１】
【００１３】
図３に本発明の第１の実施例における信号検出回路を示す。図３に示す信号検出回路は、電源制御回路１０、増幅回路２０、比較回路３０を備える。
【００１４】
電源制御回路１０は、ベース抵抗１１、ＮＰＮトランジスタ１２、ＰＮＰトランジスタ１３、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５、分圧抵抗１７、ゲート抵抗１９を備える。
ＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各ベース端子には、ベース抵抗１１を介してゲート制御信号Ｖｇが供給されている。また、ＮＰＮトランジスタ１２とＰＮＰトランジスタ１３の互いのエミッタ端子同士が接続されている。ＮＰＮトランジスタ１２のコレクタ端子には直流電源から直流電圧Ｖｉｎが供給され、ＰＮＰトランジスタ１３のコレクタ端子は接地されている。このように、ＮＰＮトランジスタ１２とＰＮＰトランジスタ１３でプッシュプル回路を構成している。
Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子には、直流電源から直流電圧Ｖｉｎが供給されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子とゲート端子間には分圧抵抗１７が接続されている。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート端子は、ゲート抵抗１９を介してＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各エミッタ端子に接続されている。よって、プッシュプル回路の出力によってＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧は制御される。
【００１５】
増幅回路２０は、オペアンプ２１、抵抗２３、帰還抵抗２５を備える。
オペアンプ２１の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。また、オペアンプ２１の非反転入力端子には検出信号Ｖｓが供給されている。他方、オペアンプ２１の反転入力端子には抵抗２３の一端が接続され、抵抗２３の他端は接地されている。また、オペアンプ２１の反転入力端子と出力端子間には帰還抵抗２５が接続されている。オペアンプ２１の正電源端子に供給される電圧を正電源端子電圧Ｖｄｄとする。また、オペアンプ２１から出力される信号を増幅信号Ｖａとする。
【００１６】
比較回路３０は、抵抗３１、コンデンサ３３、コンパレータ３５を備える。
コンパレータ３５の非反転入力端子には、抵抗３１を介してオペアンプ２１から出力される増幅信号Ｖａが供給されている。また、コンパレータ３５の非反転入力端子にはコンデンサ３３の一端が接続され、コンデンサ３３の他端は接地されている。コンパレータ３５の反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。コンパレータ３５の出力端子からは、比較信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００１７】
次に、信号検出回路の各部の動作について説明する。
まず、電源制御回路１０の動作について説明する。
電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇがハイレベルのとき、ＮＰＮトランジスタ１２がオン、ＰＮＰトランジスタ１３がオフとなる。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧もハイレベルとなり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフとなる。そのため、直流電源から供給される直流電圧Ｖｉｎが遮断され、電源制御回路１０の出力すなわち正電源端子電圧Ｖｄｄは０Ｖとなる。
電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇがローレベルのとき、ＮＰＮトランジスタ１２がオフ、ＰＮＰトランジスタ１３がオンとなる。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧もローレベルとなり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンとなる。そのため、電源制御回路１０からオペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給される。
【００１８】
次に、増幅回路２０の動作について説明する。
オペアンプ２１の正電源端子には、電源制御回路１０の出力が供給される。電源制御回路１０の出力が０Ｖのとき、オペアンプ２１はオフ状態となる。よって、検出信号Ｖｓの有無にかかわらず、増幅信号Ｖａは０となる。電源制御回路１０から直流電圧Ｖｉｎが供給されるとき、オペアンプ２１はオン状態となる。このとき、検出信号Ｖｓは抵抗２３および帰還抵抗２５の値に応じて決定される増幅率で増幅され、増幅信号Ｖａが出力される。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンオフするタイミングを制御すれば、検出信号Ｖｓの必要な期間のみを選択して増幅することができる。一例として、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をスイッチングするためのゲート制御信号Ｖｇは、マイコンなどの制御手段によって生成すればよい。
【００１９】
次に、比較回路３０の動作について説明する。
比較回路３０に供給される増幅信号Ｖａは、抵抗３１およびコンデンサ３３から構成される平滑回路によって平滑される。コンパレータ３５は、平滑された増幅信号Ｖａと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、パルス信号である比較信号Ｖｏｕｔが出力される。得られた比較信号Ｖｏｕｔのパルス幅から増幅信号Ｖａの信号強度を評価することができる。
【００２０】
ここで、本発明の第１の実施例における信号検出動作の一例を示すタイミングチャートを図４に示す。
時刻ｔ１になる前、検出信号Ｖｓには不要なバックグラウンド信号が混在している。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオフとし、オペアンプ２１をオフ状態とする。つまり、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎは供給されない。よって、正電源端子電圧Ｖｄｄは０Ｖである。そのため、オペアンプ２１から出力される増幅信号Ｖａは０となる。
時刻ｔ１になると、所望の検出信号Ｖｓが増幅回路２０に供給される。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンに切り替え、オペアンプ２１の正電源端子に直流電源から直流電圧Ｖｉｎを供給し、オペアンプ２１をオン状態とする。よって、検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、増幅信号Ｖａが出力される。
時刻ｔ２になると、所望の検出信号Ｖｓの供給が停止する。このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオフに切り替え、オペアンプ２１を再度オフ状態とする。よって、増幅信号Ｖａは０となる。
【００２１】
このように、ゲート制御信号Ｖｇにより、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５を切り替えるタイミングを制御し、オペアンプ２１のオン状態とオフ状態を切り替えている、これにより、検出信号Ｖｓ中の必要な部分のみを選択して増幅することができる。言い換えると、検出信号Ｖｓ中の不要信号が供給される期間は、増幅回路２０の動作を停止させる。これにより、不要なバックグラウンド信号によって、信号検出結果に含まれてしまうノイズを除去することができる。よって、信号検出の信頼性を向上させることができる。また、オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のスイッチングとほぼ同時に動作させることができる。よって、検出信号ＶｓがＭＨｚ帯の高調波の信号であっても、高速応答することができる。なお、オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りの速度は、オペアンプ２１自体の性能に大きく依存するが、適切な特性を有するアンプを適宜選択すればよい。よって、特別な素子等を必要とせず、オペアンプ２１の正電源端子に供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチによって遮断するだけの簡素な方法で、検出信号の不要な部分な除去できるとともに高周波信号も高精度に検出可能となる。また、オペアンプへの電源供給を間欠的に行うことになるため、消費電力を低減することができる。なお、オペアンプ２１への電源供給を切り替えることができるのであれば、電源制御回路１０の構成はどのようにしても構わない。
【実施例２】
【００２２】
図５に本発明の第２の実施例における信号検出回路を示す。なお、第１の実施例と同じ機能を有する部位には同じ符号を付し、説明は省略する。図５に示す信号検出回路は、電源制御回路１０、バッファ回路２０’を備える。
【００２３】
バッファ回路２０’はオペアンプ２１’を備える。
オペアンプ２１’の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。また、オペアンプ２１’の非反転入力端子には検出信号Ｖｓが供給されている。オペアンプ２１’の反転入力端子と出力端子は接続され、ボルテージフォロアを構成している。オペアンプ２１’の出力端子からは、出力信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００２４】
オペアンプ２１’の正電源端子には、電源制御回路１０の出力が供給される。電源制御回路１０の出力が０Ｖのとき、オペアンプ２１’はオフ状態となる。よって、検出信号Ｖｓの有無にかかわらず、出力信号Ｖｏｕｔは０となる。電源制御回路１０から直流電圧Ｖｉｎが供給されるとき、オペアンプ２１’はオン状態となる。このとき、検出信号Ｖｓがそのまま出力信号Ｖｏｕｔとして出力される。よって、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５をオンオフするタイミングを制御すれば、検出信号Ｖｓの必要な期間のみを選択して出力することができる。
【００２５】
本実施例のように、検出信号Ｖｓを増幅する必要がないときは、オペアンプ２１’でボルテージフォロアを構成するように接続してもよい。
【実施例３】
【００２６】
近年、携帯機器などの電子機器分野において、ワイヤレス電力伝送の研究が盛んに行われている。図６に本発明の信号検出回路を備えるワイヤレス電力伝送装置のブロック図を示す。なお、第１の実施例と同じ機能を有する部位には同じ符号を付し、説明は省略する。本実施例は、電磁誘導型のワイヤレス電力伝送装置である。
【００２７】
送電器４０は、電源制御回路１０、増幅回路２０、比較回路３０、パルス生成回路４１、励振コイル４２、検出コイル４４、制御回路４５、平滑コンデンサ４６、駆動回路４７、一次共振コンデンサ４８、一次コイル４９を備える。また、受電器５０は、二次コイル５１、二次共振コンデンサ５２、検出用コンデンサ５３、整流回路５４、平滑コンデンサ５５、インピーダンス素子５６、制御回路５７、スイッチ５８、負荷５９を備える。
【００２８】
図７は、本発明の第３の実施例における一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４、二次コイル５１の位置関係を示す概略図である。一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４、二次コイル５１はそれぞれ平面で薄型の構造となっている。一次コイル４９の巻回面と二次コイル５１の巻回面は、それぞれ対向するように配置されている。一次コイル４９、励振コイル４２、検出コイル４４は、それぞれ略同一平面上に配置されており、また、各コイルの中心軸が略一致するように配置されている。
【００２９】
電力伝送は、一次コイル４９と二次コイル５１間の電磁誘導により行われる。電力伝送の効率は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離によって変動する。一般的に、一次コイル４９の巻回面と二次コイル５１の巻回面を対向するように配置する。そして、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離が近くなるほど効率が高く、相対距離が遠くなるほど効率が低くなることが知られている。したがって、電力伝送を行う前に、一次コイル４９に対して、二次コイル５１を適切な位置に配置する必要がある。この位置合わせには、手動方式または機械移動による自動方式があるが、いずれも一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検知する手段が必要とされる。
【００３０】
一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検知には、次のような方法を用いることが考えられる。所定のパルス幅を有するパルス信号Ｖｐｌを励振コイル４２に供給すると、それ応じて二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３で構成される共振回路の共振周波数で振動する電流が二次コイル５１に流れる。そして、この電流により交流磁界が発生する。送電器４０に設けられた検出コイル４４は、この交流磁界をエコー信号としてピックアップする。そして、ピックアップされたエコー信号の強度から一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出する。このように、受電器５０に励起された共振エコー信号から、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を求めることができる。
【００３１】
まず、送電器４０の構成について説明する。駆動回路４７には、直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給される。駆動回路４７の入力端には、平滑コンデンサ４６が接続されており、駆動回路４７の出力端には、一次コイル４９と一次共振コンデンサ４８が直列接続されている。駆動回路４７は、一次コイル４９と一次共振コンデンサ４８に交流電力を供給する。一例として、駆動回路４７はフルブリッジ回路やハーフブリッジ回路などにより構成される。励振コイル４２には、パルス生成回路４１よりパルス信号Ｖｐｌが供給される。駆動回路４７やパルス生成回路４１の動作は、一例としてマイコンなどで構成される制御回路４５により制御される。また、検出コイル４４に励起される検出信号Ｖｓは、増幅回路２０内に設けられたオペアンプ２１の非反転入力端子に供給される。
【００３２】
電源制御回路１０内に設けられたＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３の各ベース端子には、ベース抵抗１１を介してゲート制御信号Ｖｇが供給されている。このゲート制御信号Ｖｇは、制御回路４５から供給される。ＮＰＮトランジスタ１２のコレクタ端子には直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給され、ＰＮＰトランジスタ１３のコレクタ端子は接地されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のソース端子には、直流電源ＤＣから直流電圧Ｖｉｎが供給されている。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５のゲート電圧は、ＮＰＮトランジスタ１２およびＰＮＰトランジスタ１３から構成されるプッシュプル回路の出力によって制御される。
オペアンプ２１の正電源端子はＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５のドレイン端子に接続され、負電源端子は接地されている。オペアンプ２１は検出信号Ｖｓを増幅し、増幅信号Ｖａを出力する。
増幅信号Ｖａは比較回路３０に供給される。増幅信号Ｖａは、比較回路３０内に設けられた抵抗３１およびコンデンサ３３によって平滑化される、得られた平滑信号Ｖｓｍはコンパレータ３５によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。そして、得られた出力信号Ｖｏｕｔは制御回路４５に出力される。制御回路４５は、出力信号Ｖｏｕｔに基づいて一次−二次コイル間の相対距離を求める。また、制御回路４５は、求めた相対距離に基づいて、相対距離の情報をユーザーに報知することができる。例えば、制御回路４５は、送電器４０に設けた光や音および振動などを発生させる素子を制御することで、ユーザーに一次−二次コイル間の相対距離を報知することができる。
制御回路４５は、電源制御回路１０に供給するゲート制御信号Ｖｇのレベルを切り替えることで、オペアンプ２１のオン状態とオフ状態の切り換えを行う。これにより、オペアンプ２１に供給される検出信号Ｖｓの不要な部分を除去することができる。
【００３３】
次に、受電器５０の構成について説明する。二次コイル５１は、電磁誘導作用により一次コイル４９から電力を受電する。二次コイル５１の両端には、二次共振コンデンサ５２を介して検出用コンデンサ５３が接続されている。検出用コンデンサ５３に印加される電圧は、整流回路５４により整流される。整流回路５４の出力端には、平滑コンデンサ５５、インピーダンス素子５６および制御回路５７が並列に接続されている。平滑コンデンサ５５は、整流回路５４の出力電圧のリプルを除去するものである。インピーダンス素子５６は、受電器５０に設けられる電圧レギュレータなどの素子を示すものである。また、整流回路５４の出力端には、スイッチ５８を介して二次電池などの負荷５９が接続されている。受電器５０に設けられたインピーダンス素子５６やスイッチ５８の動作は、一例としてマイコンなどで構成される制御回路５７により制御される。負荷５９は、スイッチ５８により受電器５０の回路から切り離すことができる。二次コイル５１が得た電力を負荷５９に供給する場合は、スイッチ５８が閉じられ、負荷５９に電圧が印加される。
【００３４】
検出用コンデンサ５３の容量は、二次共振コンデンサ５２の容量よりはるかに小さくなるように設計する。これにより、スイッチ５８による負荷接続時の低負荷インピーダンス状態において、二次共振コンデンサ５２と二次コイル５１との共振器が構成される。一方、スイッチ５８による負荷遮断時の高負荷インピーダンス状態においては、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３との共振器が構成される。つまり、受電器５０はデュアル共振器になっている。以下、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３で構成される共振回路の共振周波数を検出用共振周波数ｆｄとする。
【００３５】
上述したように、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離は、検出コイル４４でピックアップされる検出信号Ｖｓに基づいて求めることができる。しかし、検出信号Ｖｓはパルス信号Ｖｐｌを電磁誘導により検出コイル４４でピックアップすることで発生するものと、エコー信号を検出コイル４４でピックアップすることで発生するものに大きく分けられる。
パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離に関わらず発生する。エコー信号に対する応答信号は、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離が近いほど大きくなり、遠いほど小さくなる。そして、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合、エコー信号に対する応答信号は発生しない。すなわち、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号として発生した検出信号Ｖｓは、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出時にノイズ成分となってしまう。一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を正確に検出するためには、検出コイル４４でピックアップするパルス信号Ｖｐｌに対する応答信号とエコー信号に対する応答信号を分離する必要がある。
そのため、上述したようにエコー信号に基づく検出信号Ｖｓが発生する期間のみ、オペアンプ２１がオン状態となるように制御するのが好ましい。パルス信号Ｖｐｌが供給されると、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号が検出コイル４４でピックアップされる。そして、所定の時間が経過後にエコー信号が検出コイル４４でピックアップされる。よって、オペアンプ２１をオン状態に切り替えるタイミングは、パルス信号Ｖｐｌが供給されるタイミングから適当な遅延時間を設けるように設定すればよい。オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、高速応答させることが可能である。これにより、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出するときに、ノイズ成分として発生するパルス信号Ｖｐｌに対する応答信号を除去することができる。また、Ａ／Ｄコンバータのような処理速度の遅い素子を利用しないため、高周波のエコー信号の検出にも対応することができる。
【００３６】
次に、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出動作について、具体的に説明する。ここでは、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されているとする。図８は、本発明の第３の実施例における位置検出動作の一例を示すタイミングチャートである。なお、位置検出を行うときには、受電器５０に設けられているスイッチ５８をオープンにする。
時刻ｔ０において、励振コイル４２に３００ｎｓ幅程度の単発のパルス信号Ｖｐｌを供給する。すると、パルス信号Ｖｐｌが電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓは、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号である。
時刻ｔ１において、パルス信号Ｖｐｌが立ち下がる。
時刻ｔ１から所定時間経過した時刻ｔ２になると、検出コイル４４に検出用共振周波数ｆｄで振動するエコー信号がピックアップされる。励振コイル４２にパルス信号Ｖｐｌを供給すると、二次コイル５１と二次共振コンデンサ５２と検出用コンデンサ５３からなる共振回路が励振される。そして、この共振回路に検出用共振周波数ｆｄで振動する電流が流れ、二次コイル２１の周りには交流磁界が発生する。エコー信号とは、このときに二次コイル２１から一次側へ送られる交流磁界のことである。このエコー信号は、電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出コイル４４に検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓはエコー信号に対する応答信号である。また、このとき、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが送信され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフからオンに切り換える。すると、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給され、オペアンプ２１がオン状態となる。そして、検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、増幅信号Ｖａが発生し、平滑信号Ｖｓｍが徐々に増加する。この検出信号Ｖｓは、徐々に自由振動しながら減衰していく。
時刻ｔ３になると、平滑信号Ｖｓｍが基準電圧Ｖｒｅｆより大きくなる。すると、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔがローレベルからハイレベルに切り替わる。その後、平滑信号Ｖｓｍが徐々に増加し、あるピーク値まで上昇した後、徐々に減少していく。
時刻ｔ４になると、平滑信号Ｖｓｍが基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる。すると、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔがハイレベルからローレベルに切り換わる。また、検出信号Ｖｓは、減衰しながら時間とともに収束していく。それに伴い、平滑信号Ｖｓｍも収束する。制御回路１５は、出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅に基づいて一次コイル１９と二次コイル２１間の相対距離を求める。
時刻ｔ５になると、制御回路４５から電源制御回路１０に供給されるゲート制御信号Ｖｇが切り換えられ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンからオフに切り換わる。すると、オペアンプ２１がオフ状態となる。
【００３７】
このように、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されている場合には、あるパルス幅を持った出力信号Ｖｏｕｔが出力される。
【００３８】
パルス信号Ｖｐｌを励振コイル４２に供給すると、それ応じて二次コイル５１に検出用共振周波数ｆｄで振動する電流が誘導される。そして、この電流により交流磁界が発生する。送電器４０に設けられた検出コイル４４は、この交流磁界をエコー信号としてピックアップし、検出信号Ｖｓをオペアンプ２１に供給する。検出信号Ｖｓはオペアンプ２１により増幅され、得られた増幅信号Ｖａを平滑することで、単一ピークの平滑信号Ｖｓｍが得られる。そして、コンパレータ３５は平滑信号Ｖｓｍと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、短径パルスの出力信号Ｖｏｕｔを出力する。エコー信号の強度は、一次コイル４９と二次コイル５１との距離に依存する。一次コイル４９と二次コイル５１との距離が近いほどエコー信号の強度が強くなり、得られる出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅が長くなる。また、一次コイル４９と二次コイル５１との距離が遠いほどエコー信号の強度が弱くなり、得られる出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅が短くなる。制御回路４５によって、出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅を計測することで、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離を検出することができる。
【００３９】
ここで、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合について説明する。図９は、本発明の第３の実施例における位置検出動作の他の例を示すタイミングチャートである。
時刻ｔ６において、励振コイル４２に３００ｎｓ幅程度の単発のパルス信号Ｖｐｌを供給する。すると、パルス信号Ｖｐｌが電磁誘導により検出コイル４４でピックアップされ、検出信号Ｖｓが発生する。ここで発生する検出信号Ｖｓは、パルス信号Ｖｐｌに対する応答信号である。
時刻ｔ７において、パルス信号Ｖｐｌが立ち下がる。
時刻ｔ７から所定時間経過した時刻ｔ８になると、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが送信され、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオフからオンに切り換わる。すると、オペアンプ２１の正電源端子に直流電圧Ｖｉｎが供給され、オペアンプ２１がオン状態となる。一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていないため、エコー信号は発生しない。そのため、検出コイル４４において、エコー信号に基づく検出信号Ｖｓは検出されない。よって、増幅信号Ｖａおよび平滑信号Ｖｓｍも０のままである。また、コンパレータ３５から出力される出力信号Ｖｏｕｔもローレベルのままとなる。
時刻ｔ９になると、制御回路４５から電源制御回路１０にゲート制御信号Ｖｇが切り換えられ、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５がオンからオフに切り換わる。すると、オペアンプ２１がオフ状態となる。
【００４０】
このように、一次コイル４９の近傍に二次コイル５１が配置されていない場合には、出力信号Ｖｏｕｔが検出されない。すなわち、エコー信号が発生しない場合、二次コイル５１が一次コイル４９から十分離れていることがわかる。よって、エコー信号の強度すなわち出力信号Ｖｏｕｔから一次コイル４９と二次コイル５１との距離だけでなく、二次コイル５１の有無についても検出することができる。また、オペアンプ２１への電源供給は間欠的に行われることになるため、消費電力を低減することができる。
【００４１】
本実施例において、制御回路４５は出力信号Ｖｏｕｔのパルス幅から一次コイル４９と二次コイル５１との相対距離を求めているが、距離検出の方法はこのような例に限られるものではない。エコー信号を検出コイル４４で検出信号Ｖｓとしてピックアップし、得られた検出信号Ｖｓを増幅回路２０によって増幅し、増幅信号Ｖａを得る。制御回路４５は、この増幅信号Ｖａの波形の最大値から一次−二次コイル間の相対距離を求めてもよい。また、平滑信号Ｖｓｍのピーク値より一次−二次コイル間の相対距離を求めてもよい。検出信号Ｖｓの強度に基づいて相対距離を求めることができるのであれば、どのような形態でも構わない。
【００４２】
オペアンプ２１の立ち上がりと立ち下りは、ゲート制御信号Ｖｇとほぼ同時に動作させることができる。オペアンプ２１のオン、オフを高速応答させることができるため、ノイズ成分を確実に除去することができる。このように、本発明の信号検出回路をワイヤレス電力伝送装置に適用することで、一次コイル４９と二次コイル５１の相対距離の検出精度を向上させることができる。
【００４３】
なお、パルス信号Ｖｐｌのパルス幅は、検出用共振周波数ｆｄに応じて決定する。パルス幅が短いとエコー信号強度が小さくなり、ある値以上長くするエコー信号強度が飽和する。パルス信号Ｖｐｌのパルス幅は、検出用共振周波数ｆｄの半波長程度にすると良い。例えば、検出用共振周波数ｆｄが１ＭＨｚであれば３００ｎｓ程度の単発パルスとするのが好ましい。
【００４４】
また、検出用共振周波数ｆｄ、パルス信号Ｖｐｌのパルス幅などの値はあくまで一例である。本発明がこうした条件に限定されるものではないことは勿論である。本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形したり、各実施例を組み合わせたりして実施することができる。
【符号の説明】
【００４５】
１０ 電源制御回路
１１ ベース抵抗
１２ ＮＰＮトランジスタ
１３ ＰＮＰトランジスタ
１５ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１７ 分圧抵抗
１９ ゲート抵抗
２０ 増幅回路
２０’ バッファ回路
２１、２１’ オペアンプ
２３ 抵抗
２５ 帰還抵抗
３０ 比較回路
３１ 抵抗
３３ コンデンサ
３５ コンパレータ
４０ 送電器
４１ パルス生成回路
４２ 励振コイル
４４ 検出コイル
４５ 制御回路
４６ 平滑コンデンサ
４７ 駆動回路
４８ 一次共振コンデンサ
４９ 一次コイル
５０ 受電器
５１ 二次コイル
５２ 二次共振コンデンサ
５３ 検出用コンデンサ
５４ 整流回路
５５ 平滑コンデンサ
５６ インピーダンス素子
５７ 制御回路
５８ スイッチ
５９ 負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
検出信号が供給されるオペアンプと、
該オペアンプへの電源供給を遮断するスイッチを備え、
該スイッチをオンオフすることにより該検出信号の必要な範囲のみを該オペアンプの出力信号として出力することを特徴とする信号検出回路。
【請求項２】
前記出力信号に応じた比較信号を生成する比較回路を備え、
該比較回路は前記出力信号を平滑した信号と所定電圧とを比較して得られた該比較信号を出力する請求項１に記載の信号検出回路。
【請求項３】
請求項１に記載の信号検出回路と、
二次コイルに対して電磁誘導により電力を供給する一次コイルが設けられた送電器と、
該送電器により励振された該二次コイルから発生するエコー信号を検出する検出コイルを備え、
該エコー信号によって該検出コイルに励起された信号を前記検出信号とし、
前記出力信号に基づいて該送電器と該受電器間の相対位置を検出するワイヤレス電力伝送装置。
【請求項４】
請求項２に記載の信号検出回路と、
二次コイルに対して電磁誘導により電力を供給する一次コイルが設けられた送電器と、
該送電器により励振された該二次コイルから発生するエコー信号を検出する検出コイルを備え、
該エコー信号によって該検出コイルに励起された信号を前記検出信号とし、
前記比較信号に基づいて該送電器と該受電器間の相対位置を検出するワイヤレス電力伝送装置。
【請求項１】
検出信号が供給されるオペアンプと、
該オペアンプへの電源供給を遮断するスイッチを備え、
該スイッチをオンオフすることにより該検出信号の必要な範囲のみを該オペアンプの出力信号として出力することを特徴とする信号検出回路。
【請求項２】
前記出力信号に応じた比較信号を生成する比較回路を備え、
該比較回路は前記出力信号を平滑した信号と所定電圧とを比較して得られた該比較信号を出力する請求項１に記載の信号検出回路。
【請求項３】
請求項１に記載の信号検出回路と、
二次コイルに対して電磁誘導により電力を供給する一次コイルが設けられた送電器と、
該送電器により励振された該二次コイルから発生するエコー信号を検出する検出コイルを備え、
該エコー信号によって該検出コイルに励起された信号を前記検出信号とし、
前記出力信号に基づいて該送電器と該受電器間の相対位置を検出するワイヤレス電力伝送装置。
【請求項４】
請求項２に記載の信号検出回路と、
二次コイルに対して電磁誘導により電力を供給する一次コイルが設けられた送電器と、
該送電器により励振された該二次コイルから発生するエコー信号を検出する検出コイルを備え、
該エコー信号によって該検出コイルに励起された信号を前記検出信号とし、
前記比較信号に基づいて該送電器と該受電器間の相対位置を検出するワイヤレス電力伝送装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１３−３１３１４（Ｐ２０１３−３１３１４Ａ）
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１６６４４６（Ｐ２０１１−１６６４４６）
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００３０８９）東光株式会社 (243)
【公開日】平成２５年２月７日（２０１３．２．７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月２９日（２０１１．７．２９）
【出願人】（０００００３０８９）東光株式会社 (243)
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