放電灯電子式安定器
【課題】放電灯のランプ電流が反転した際に再点弧電圧が上昇しても、必要なランプ電流を安定して流すことができ、チラツキや立ち消えを防止できる放電灯の電子式安定器を提供すること。
【解決手段】
降圧チョッパ型の電力調整回路において、高周波成分除去用のコンデンサを、互いに並列接続された第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２に分割して構成する。そして第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２および放電灯Ｌａの電流Ｉ３の合計電流が一定となるように、電力調整用スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する。ランプ電流Ｉ３が反転した際、第１コンデンサＣ１の電流Ｉ１が定電流制御を受けないため、第１コンデンサＣ１が短時間で充電され、続けて第２コンデンサＣ２が充電される。従って、従来よりも早くコンデンサ端子間電圧を再点弧電圧に到達させることができる。
【解決手段】
降圧チョッパ型の電力調整回路において、高周波成分除去用のコンデンサを、互いに並列接続された第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２に分割して構成する。そして第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２および放電灯Ｌａの電流Ｉ３の合計電流が一定となるように、電力調整用スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御する。ランプ電流Ｉ３が反転した際、第１コンデンサＣ１の電流Ｉ１が定電流制御を受けないため、第１コンデンサＣ１が短時間で充電され、続けて第２コンデンサＣ２が充電される。従って、従来よりも早くコンデンサ端子間電圧を再点弧電圧に到達させることができる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はメタルハライド系、水銀系、高圧ナトリウム系に属する同一定格の高輝度高圧放電灯（いわゆるＨＩＤランプ）の電子式安定器に関し、特に放電灯に流れるランプ電流の方向を反転させた場合にチラツキ及び立ち消えを防止できる機能の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電灯はその始動時に放電の開始を行い、且つ放電開始後は電流の限流を行うため、いわゆる安定器を用いる必要がある。そして、放電灯を商用電源の周波数で正弦波点灯した場合にはチラツキを生じやすく、最近ではインバータ方式の電子式安定器を用いて一定のランプ電力を供給する矩形波点灯が主流となっている。
【０００３】
特許文献１には、従来の電子式安定器が開示されている。この電子式安定器を図４に基づいて説明すると、直流電力を供給する直流電源１と、この出力端に接続され、かつ放電灯Ｌａへの供給電力を調整する電力調整回路２を有する。なお、特許文献１には記載されていないが、図４のように調整された電力を放電灯Ｌａに供給する際、放電灯Ｌａに流れるランプ電流の方向を所定周期で反転させる電流方向反転回路３を設けても、基本となる回路構成は特許文献１と共通する。電力調整回路２は一般的な降圧チョッパ回路であり、電力調整用スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬと、ダイオードＤと、高周波除去用コンデンサＣとを有して構成され、高周波除去用コンデンサＣの両端に電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａが接続される。電流方向反転回路３は、例えば４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をブリッジ接続して、電力調整用スイッチング素子Ｑ１よりも遅い周期で各スイッチング素子をオン／オフ制御することで、放電灯Ｌａに流れる電流の方向を低周波で交番させている。
【０００４】
制御回路２１は、高周波除去用コンデンサＣに流れる電流Ｉ１とランプ電流Ｉ２の合成電流（Ｉ１+Ｉ２）が一定となるように、電力調整用スイッチング素子Ｑ１を高周波でオン／オフ制御する。合成電流（Ｉ１+Ｉ２）は、コンデンサＣおよびダイオードＤの負極側の各端子を接続するランプ電流検知抵抗Ｒで検知される。制御回路２１は合成電流（Ｉ１+Ｉ２）に基づいてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数又はオンデューティを決定し、ランプ電流Ｉ２の定電流制御を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−４５７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来、上記の電子式安定器に、同一定格で種類の異なる放電灯を取り付けて、定電流制御を行っても問題なく安定点灯させることができたが、昨今、放電灯の色温度、発光管内の添加物、外球管内のガス、発光管形状などは多岐に渡り、中には前述した従来のランプ電流の定電流制御方式では、同一定格の放電灯でも再点弧電圧の上昇により安定点灯できない放電灯も現れてきた。
放電灯の再点弧電圧について図５に基づいて簡単に説明する。図５は、時間Ｔｘ１にて放電灯に流れる電流の方向が反転すると、放電灯がハイインピーダンス状態になる。ハイインピーダンス状態の放電灯に、反転前と同じ大きさのランプ電流Ｉ２を流すには、反転前の安定点灯状態よりも高いランプ電圧Ｖ２を印加しなければならない。このハイインピーダンス状態で所定の大きさのランプ電流Ｉ２を流すのに必要な電圧を再点弧電圧と呼ぶ。図５に示すように電流方向の反転後は、この再点弧電圧が上昇するため、すぐに所定の大きさのランプ電流Ｉ２を流すことができず、図中の期間Ｔｘに放電灯が消えかかった不安定な点灯状態が続く。この期間ＴｘにコンデンサＣが充電されて、ランプ電圧Ｖ２が再点弧電圧に到達すれば、再びランプ電流Ｉ２が増大して、放電灯が安定点灯状態になる。一方、所定の期間でランプ電圧Ｖ２が再点弧電圧に達しないと、放電を維持し続けることができなくなり、チラツキや立ち消えが発生してしまう。
このように同一定格のランプでも、種類が異なるランプを点灯させる場合には、再点弧電圧の上昇に対応するために電子式安定器の仕様を変更しなければならない。そのため、同じ仕様の電子式安定器であっても同一定格の多種ランプとの組み合わせを可能とする電子式安定器が強く要求されるようになった。
【０００７】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、直流電力を供給する直流電源回路と、前記直流電源回路からの直流電力を所定の大きさに調整する電力調整回路とを備え、ランプ電流の方向を交番して放電灯に供給する放電灯電子式安定器において、
その解決すべき課題は、放電灯に流れる電流の方向が反転した際に再点弧電圧が上昇しても、必要なランプ電流を安定して流すことができ、チラツキや立ち消えを防止でき、放電灯の寿命を長くすることができる放電灯の電子式安定器を提供することにある。また、その結果として同一定格であっても種類の異なる放電灯を安定点灯できる放電灯電子式安定器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯電子式安定器においては、
前記電力調整回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列に接続された、高周波数でスイッチング可能な電力調整用スイッチング素子と、このスイッチングに応じて磁気エネルギを蓄積／放出して電流を限流するインダクタと、この限流された電流が交番周波数で供給される前記放電灯とを有する。
前記放電灯の両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、前記ランプ電流の方向が反転した際、前記インダクタによって限流された電流により充電されて前記放電灯に必要なランプ電圧を生成可能に設けられている。
前記電力調整回路は、前記ランプ電流の方向が反転して、前記ランプ電流が略零になると、前記コンデンサを充電して当該コンデンサ端子間電圧を上昇させるとともに、前記コンデンサ端子間電圧が前記放電灯に必要なランプ電圧に達すると、前記放電灯に安定したランプ電流が流れるように設けられている。
そして、前記コンデンサの充電期間を短縮するために、当該コンデンサは、並列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、かつ、前記電力調整回路は、前記第２コンデンサの電流および前記放電灯のランプ電流の合計電流が一定となるように、前記電力調整用スイッチング素子を高周波でスイッチング制御して、前記第１コンデンサを一定電流制御されない電流によって充電することを特徴とする。
ここで、前記第２コンデンサの容量は、前記第１コンデンサの容量よりも大きいことが好ましい。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ランプ電流の方向が反転したあと充電が開始されるコンデンサを、第１コンデンサと、これより容量の大きい第２コンデンサとの並列接続による回路で構成した。かつ、ランプ電流に対する定電流制御を、放電灯に流れるランプ電流と第２コンデンサに流れる電流との合計の電流にも基づいて実行するようにした。これにより、従来よりも実際のランプ電流に近い電流値を捉えることができて、コンデンサの充電期間が短縮される。言い換えると、第１コンデンサに流れる電流は制御対象ではないため、第１コンデンサには制御されない大きな電流が流れて充電期間を短縮することができる。従って、交番するランプ電流の方向が反転した際、放電灯の再点弧電圧が上昇しても、短期間でコンデンサの充電を完了させることができ、放電灯に必要なランプ電流が流れ出すまでの不安定な点灯状態の期間を短くすることができる。そのため、再点弧電圧の発生によるチラツキ、立ち消えを防止することができ、放電灯の寿命を長くすることができる。また、その結果として同一定格であっても種類の異なる放電灯を安定して点灯できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる放電灯電子式安定器の概略回路構成の説明図である。
【図２】図１に示した回路の具体的な回路構成の説明図である。
【図３】図２に示した回路の電流方向反転回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図４】従来の放電灯電子式安定器の概略回路構成の説明図である。
【図５】図４に示した回路のランプ電流とランプ電圧の関係を示すグラフである。
【図６】図４に示した回路のランプ電流とランプ電圧の実際の波形を示すグラフである。
【図７】比較例としての放電灯電子式安定器の概略回路構成図の説明図である。
【図８】図１に示した回路のランプ電流とランプ電圧の関係を示すグラフである。
【図９】第２実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成の説明図である。
【図１０】図９に示した回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図１１】第３実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成の説明図である。
【図１２】図１１に示した回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
（第１実施形態）
図１は第１実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成を示し、図２はその具体的な回路構成を示す。
図１において、電子式安定器は、直流電力を供給する直流電源１と、直流電源１の出力端に接続され放電灯Ｌａへの供給電力を調整する降圧チョッパ型の電力調整回路２と、電力調整回路２からの直流電力を放電灯Ｌａに供給する際、放電灯Ｌａに流れる電流の方向を所定の周期で反転させる電流方向反転回路３とを備える。
直流電源１として、例えば図２に示すように交流電源ＡＣの交流出力を整流する整流回路１１と、整流回路の出力端間に接続され整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０とによって構成され、平滑コンデンサＣ０に蓄積した静電エネルギを電力調整回路２に出力可能な整流平滑回路を採用してもよい。
【００１２】
電力調整回路２は、図２のように以下の各素子が接続されて構成されている。まず、直流電源１（平滑コンデンサＣ０）の正極側の出力端に電力調整用スイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、直流電源１（平滑コンデンサＣ０）の負極側の出力端と電力調整用スイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬおよび第１コンデンサＣ１の直列回路を接続し、第１コンデンサＣ１の端子間に、これよりも容量の大きい第２コンデンサＣ２を並列に接続する。そして第２コンデンサＣ２の両端に電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａが接続されている。
【００１３】
電流方向反転回路３は、４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をブリッジ接続して構成される。各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５および前述の電力調整用スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ制御は、制御回路２１で一括して行われる。電力調整用スイッチング素子Ｑ１は、数十ｋＨｚの高い周波数でオン／オフ制御される。各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は、電力調整用スイッチング素子Ｑ１よりも低い、数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚの周波数でをオン／オフ制御される。
【００１４】
スイッチング素子Ｑ２がオフに切換ってから次にオフに切換るまでを一周期Ｔとして、電流方向反転回路３の動作を図３に基づき説明する。一周期Ｔの前半では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフ状態で、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオン状態であり、一周期Ｔの後半では、全スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が切換り、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオン状態で、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ状態になる。従って、ランプ電流Ｉ３が前半には電流方向反転回路３をＱ４→Ｌａ→Ｑ３の順に流れ、後半にはＱ２→Ｌａ→Ｑ５の順に流れる。このオン／オフ動作の繰り返しによって、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ３の方向が低周波で交番する。
【００１５】
これらの電力調整回路２および電流方向反転回路３において、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２が、本発明にかかる並列接続された第１コンデンサと第２コンデンサに相当する。そして、本実施形態の電力調整回路２の構成を言い換えると、直流電源１の出力端間に、電力調整用スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬと、電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａとが直列に接続されており、放電灯Ｌａの両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、並列接続された第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２によって構成されていると言える。
【００１６】
次に、電力調整用スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチング制御について説明する。
電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオン状態である期間に、このスイッチング素子Ｑ１を流れる直流電源１の直流電流によってインダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、平滑コンデンサＣ０の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ→電流方向反転回路３→放電灯Ｌａの順番で平滑コンデンサＣ０の負極の端子に流れて、インダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
そして、電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わった際、インダクタＬの磁気エネルギの放出によってインダクタＬには電流Ｉが連続して流れようとする。電力調整回路２には、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わった後、インダクタＬからの電流Ｉが、電流方向反転回路３および放電灯Ｌａを経由して再びインダクタＬに戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタＬと第１コンデンサＣ１の直列回路の両端間が、インダクタＬに戻る方向のみに電流を流すダイオードＤによって接続されて、閉ループの電流経路が形成されている。従って、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬの接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタＬ１の磁気エネルギが電流となって放出され、インダクタＬ→電流方向反転回路３→放電灯Ｌａ→ダイオードＤの順番でインダクタＬに戻るようになっている。
【００１７】
なお、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２の負極側の端子間には、電流検知抵抗Ｒが接続されている。この抵抗Ｒは、インダクタＬを流れる電流Ｉのうちの第２コンデンサＣ２へ流れる電流Ｉ２と、放電灯Ｌａを流れるランプ電流Ｉ３の合計の電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。検知電流（Ｉ２＋Ｉ３）は制御回路２１に入力される。
制御回路２１は、マイクロ・コンピータにより構成されており、検知電流（Ｉ２＋Ｉ３）値が一定の電流になるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ（オン期間）を決定するアルゴリズムを有し、放電灯の定電流制御を行っている。
【００１８】
このように電力調整回路２および電流方向反転回路３によって、放電灯Ｌａには、電力調整用スイッチング素子Ｑ１によって高周波駆動でありながら、低周波のランプ電流Ｉ３が流れる。電力調整回路２において、スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチングにより、直流電流から矩形波電流が形成されると同時に、インダクタＬによって限流される。さらに、第２コンデンサＣ２によって高周波成分が除去されることで、電力調整された直流電流が得られる。この電流が、電流方向反転回路３において低周波で交番するランプ電流となって放電灯に供給される。
【００１９】
＜電流方向の反転時に、再点弧電圧が上昇して、立ち消え現状が発生する場合の説明＞
この現象について、図４に示す従来の電子式安定器、図７に示す比較例としての電子式安定器を用いて以下に説明する。
図４の従来の回路構成では、電流検知抵抗Ｒが、ダイオードＤおよびコンデンサＣの負極側の端子間に接続されている。電流検知抵抗Ｒに流れる合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（Ｔｏｎ）が制御される。この定電流制御においてもランプ点灯が安定すると仮定すると、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ２とランプ電圧Ｖ２の関係は図５のようになり、以下の過程で変化する。
【００２０】
（Ａ）ランプ電流の方向（極性）が反転するまでは放電灯Ｌａは安定点灯状態であり、放電灯Ｌａに所定のランプ電流Ｉ２が流れる。この安定点灯状態では、コンデンサＣに流れる電流Ｉ１はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期での充放電サイクルであり、積分すればゼロとなる。従って、電流検知抵抗Ｒの両端で観測される電流は、ランプ電流Ｉ２にほぼ等しい。
（Ｂ）ランプ電流の方向が反転すると（図中の時刻Ｔｘ１）、放電灯側がハイインピーダンス状態になり、放電灯の再点弧電圧が上昇する。そのため、コンデンサＣに残留した電圧では、ランプ電流Ｉ２を流すことができなくなり微量の電流が流れるだけとなる。所定量のランプ電流Ｉ２を再び流す（再点弧する）には、コンデンサＣを充電して、コンデンサＣの端子間電圧が再点弧電圧に達するようにしなければならない。
（Ｃ）上記の充電過程では、コンデンサＣへの充電電流Ｉ１が、電流検知抵抗Ｒを通過するため、充電電流Ｉ１が定電流制御を受ける。そのため、コンデンサ両端電圧の上昇は時間に比例する線形となる。
【００２１】
（Ｄ）コンデンサＣの電圧が上昇すると、直流電源１の出力電圧Ｖ１との電圧差ΔＶが小さくなるため、スイッチング素子Ｑ１のＴｏｎを最大にしても、定電流を維持できなくなり、コンデンサＣの電圧上昇が緩やかになる。
（Ｅ）コンデンサ電圧上昇が緩やかになったとしても、時刻Ｔｘ２にて再点弧電圧を上回ることができれば、消えかかっていた放電灯Ｌａのランプ電流が増大し安定点灯状態に戻る。再点弧電圧も通常電圧に戻る。
以上の過程（Ａ）〜（Ｅ）のサイクルが点灯周波数（例えば１６０Ｈｚ）の半周期Ｔ／２で実行される。半周期Ｔ／２ごとに上記サイクルが実行されれば、放電灯の点灯を維持できる。
【００２２】
図６に、図４の従来の電子式安定器で点灯させた場合に検出したランプ電圧Ｖ２とランプ電流Ｉ２の各波形を示す。同図（Ａ）中のＩ２はランプ電流（縦軸０．５Ａ／ｄｉｖ）、Ｖ２はランプ電圧（縦軸１００Ｖ／ｄｉｖ）を示し、同図（Ｂ）も同様である。同図（Ｂ）は、同図（Ａ）の期間Ｔａを拡大して示したもので、横軸の時間軸の目盛は、同図（Ａ）にて２ｍＳｅｃ／ｄｉｖ、同図（Ｂ）にて２００μＳｅｃ／ｄｉｖである。
時刻Ｔｘ１までは安定点灯状態であり、負の極性の略１００Ｖのランプ電圧Ｖ２が印加されており、略０．５Ａのランプ電流Ｉ２が負の方向に流れている。
時刻Ｔｘ１に電流方向が反転すると、ランプ電流Ｉ２は正の極性の略１００Ｖ付近となるが、既に再点弧電圧がより高い値まで上昇しているため、ランプ電流Ｉ２は微量となる。
ランプ電圧Ｖ２が緩やかに上昇して時刻Ｔｘ２で再点弧電圧に達すると、ランプ電流Ｉ２が急激に増大する。時刻Ｔｘ２直後のランプ電流Ｉ２には、コンデンサＣの放電電流が加算されるため、急上昇する。
【００２３】
しかしながら、上記の過程（Ｅ）において、コンデンサＣの電圧が再点弧電圧に達するまでの期間（図６中のＴｘ）が長くなると、放電灯Ｌａは放電を維持することができなくなり、立ち消えとなってしまう。この立ち消え現象は、放電灯の始動の際にも同じ原理で起こり得る現象である。
再点弧電圧の上昇は、放電灯固有の特性であり、解消のしようがない。従って、立ち消え現象を回避するためには、ランプ電圧Ｖ２、つまりコンデンサＣの電圧を如何に速く上昇させるかということになる。
【００２４】
コンデンサＣへ流れる電流Ｉ１が一定の電流であれば、コンデンサＣの容量を減らすことで電圧の上昇が速くなる。例えば、コンデンサ容量を０．４７μＦから０．１μＦに減少させたところ、始動不良・立ち消えが減少した。
【００２５】
次に、コンデンサＣへの電流Ｉ１を定電流制御せず、放電灯Ｌａへ流れる電流Ｉ２のみを定電流制御するために、電流検知抵抗Ｒの接続位置を変更して実験を行った。その回路構成を図７に示す。電流検知抵抗Ｒは、コンデンサＣおよび放電灯Ｌａの負極側の端子間に接続されている。
図７の回路構成にしたところ、電流検知抵抗Ｒの両端で検出される電流は、ランプ電流Ｉ２のみとなり、コンデンサＣへの電流Ｉ１は定電流制御されない。従ってランプ電流Ｉ２の流れない区間（図６中のＴｘ）では、電力調整用スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを最大（オンデューティーを約８０％）にして直流電流を導通することにより、コンデンサＣに大きな電流Ｉ１が流れ、コンデンサ電圧の上昇が速くなった。図７の回路構成に変更することで、再点弧電圧発生時にランプ立ち消えを抑える効果が確認できた。
【００２６】
なお、図７の回路構成における、コンデンサＣへの電流Ｉ１は、インダクタのインダクタンス値（Ｌ）と、インダクタ両端の電圧差ΔＶ、つまり直流電源の電圧Ｖ１とランプ電圧Ｖ２の差、そしてスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎで決まり、次式のようになる。
【数１】
【００２７】
上式に示すように、電圧Ｖ１が高いほど、オン時間Ｔｏｎが長いほど、インダクタンス値（Ｌ）が小さいほど、より大きな再点弧電圧に応対できるようになる。
しかし、図７の回路構成では、コンデンサＣへの電流Ｉ１が最大となる場合でも、インダクタＬが飽和しないように設計しなければならない。また、コンデンサＣの容量を減らした回路構成や、図７の回路構成にすると、ランプ立ち消えを抑える効果が得られるが、下記のような問題点も生じる。
【００２８】
＜ランプ電圧・電流リップルが大きくなる点＞
コンデンサＣの容量を減らすと、ランプ電圧・電流に残留するリップルが大きくなる。つまり、コンデンサＣの充電を早くするために容量を減らすことで、ランプ電圧・電流に大きなリップルが残留してしまう。ランプ電圧・電流リップルを抑制するためにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を上げると、電力損、放射ノイズに影響を与えてしまう。
＜直流電源の電圧を上がることによる電力損＞
また、コンデンサＣの充電を早くするために直流電源１の出力電圧Ｖ１を上げると、電力損が大きくなってしまう。
＜インダクタの大型化、高価なコアの使用＞
コンデンサＣに大きな電流Ｉ１を流すとインダクタＬが飽和しやすくなるため、インダクタＬの飽和電流耐量も大きくしなければならない。その結果、インダクタＬが大型化したり、高価なコアを使用したりする必要が生じる。
【００２９】
そこで本発明においては、以上の問題点を出すことなく放電灯Ｌａの立ち消え現象を抑制するために、図１に示した回路構成を採用した。本実施形態では、再点弧するまでの期間を短縮して、再点弧電圧が従来よりも低い段階で再点弧させることを可能とした。
【００３０】
図１の回路構成において、第１コンデンサＣ１は、第２コンデンサＣ２より早く充電を完了するように小さめの容量としている。また、第２コンデンサＣ２の容量は、第１コンデンサＣ１との合成容量によりランプ電圧・電流リップルを除去できるようにも調整されている。電流検知抵抗Ｒは、ランプ電流Ｉ３と第２コンデンサＣ２に流れる電流Ｉ２を合わせて観測することになるが、既存の降圧コンバータ回路に比べて放電灯側へ流れるランプ電流値（Ｉ３）に近い値を捉えることができる。
【００３１】
図８には、図１に示した回路構成におけるランプ電圧Ｖ２とランプ電流Ｉ３の関係を示す。ランプ電圧Ｖ２およびランプ電流Ｉ３は以下の過程で変化する。
（Ａ）ランプ電流の方向が反転するまでは放電灯は安定点灯状態であり、放電灯Ｌａに所定のランプ電流Ｉ３が流れる。この安定点灯状態では、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期での充放電サイクルであり、積分すればゼロとなる。従って、電流検知抵抗Ｒの両端で観測される電流は、ランプ電流Ｉ３にほぼ等しい。
（Ｂ）ランプ電流の方向が反転すると（図中の時刻Ｔｘ１）、放電灯側がハイインピーダンス状態になり、放電灯の再点弧電圧が上昇する。容量の大きい第２コンデンサＣ２に残留した電圧でも、ランプ電流Ｉ３を流すことができなくなり微量の電流が流れるだけとなる。所定量のランプ電流Ｉ３を再び流す（再点弧する）には、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２を充電して、容量の大きい第２コンデンサＣ２の端子間電圧が再点弧電圧に達するようにしなければならない。
（Ｃ）上記の充電過程では、第１コンデンサＣ１への充電電流Ｉ１が、電流検知抵抗Ｒを通過しないため、充電電流Ｉ１に対して定電流制御されない。そのため、第１コンデンサＣ１には制御されない大きい電流が流れ、第１コンデンサＣ１両端電圧の上昇は時間に比例する線形ではあるが、従来よりも勾配の大きな線形となる。つまり、図５に示すコンデンサＣ両端電圧の上昇カーブよりも勾配が大きい上昇カーブとなる。従って、第１コンデンサＣ１の容量分を比較すると、従来のコンデンサよりも充電が早く完了する。
【００３２】
（Ｄ）時刻Ｔｘ２にて第１コンデンサＣ１の充電が完了する。続いて時刻Ｔｘ３にて第２コンデンサＣ２の充電が完了する。この小容量の第１コンデンサＣ１の充電が完了してから大容量の第２コンデンサＣ２の充電が完了するまでの期間（Ｔｘ）中は、第２コンデンサＣ２への充電電流Ｉ２が電流検知抵抗Ｒを通過するため定電流制御を受ける。
（Ｅ）また、第２コンデンサＣ２の電圧が上昇すると、直流電源１の出力電圧Ｖ１との電圧差ΔＶが小さくなるため、スイッチング素子Ｑ１のＴｏｎを最大にしても、定電流を維持できなくなり、第２コンデンサＣ２の電圧上昇が緩やかになる。
（Ｆ）第２コンデンサＣ２の電圧上昇が緩やかになったとしても、時刻Ｔｘ３にて再点弧電圧を上回ることができれば、消えかかっていた放電灯Ｌａのランプ電流が増大し安定点灯状態に戻る。再点弧電圧も通常電圧に戻る。
さらに従来の図５と比較すると、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間が短縮されているので、再点弧電圧が図５ほど高くなる前に、第２コンデンサＣ２の電圧が再点弧電圧に達することができる。
【００３３】
図４に示す従来の回路構成では、１つのコンデンサＣが充電完了したのち、放電灯側にランプ電流が流れる。しかもコンデンサＣに流れる電流は定電流制御されており充電速度に制限がある。これに対して本実施形態の回路構成（図１）では、第１コンデンサＣ１への充電電流Ｉ１は定電流制御の対象ではないため、図４の回路構成と比べて充電速度が速くなる。第２コンデンサＣ２の充電電流Ｉ２は制御対象であるため、従来の回路構成と充電速度は変わらない。しかし、第２コンデンサＣ２の容量は、従来の回路構成のコンデンサＣの容量よりも小さいため、その分だけ充電時間は短縮される。このように、第１コンデンサＣ１は制御対象から外れているため充電速度が速く、かつ第２コンデンサＣ２の容量は従来回路のコンデンサＣの容量よりも小さいため充電時間が短くなり、従来回路よりも早く充電を完了して放電灯Ｌａに必要なランプ電流を早く送ることができる。
【００３４】
本実施形態の図１の回路構成の場合に、前述の問題点は以下のように解消される。
＜ランプ電圧・電流リップルが大きくなる点＞
本実施形態では第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２の合成容量が従来のコンデンサ容量を維持しているために、残留するランプ電圧・電流リップルが大きくならない。また、第２コンデンサがリップル除去の機能を有するため、リップル電流の発生を抑制して電子式安定器に要求される規格を満足させることができる。また、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を上げる必要がなく、電力損や放射ノイズに影響を与えない。
また、図７の比較例では、電流検知抵抗Ｒの位置を移動させたため、コンデンサ電流Ｉ１が制御されない。そのため、コンデンサ電流Ｉ１が大きくなり過ぎて、電流Ｉ３側まで影響を及ぼし、ランプ電流規格の一つである波高率が大きくなってしまう。本実施形態では、第１コンデンサＣ１に流れる電流Ｉ１は制御を受けないが、第１コンデンサＣ１の容量は従来のコンデンサ容量の一部であるから、その充電電流Ｉ１は少なくて済み、波高率の規格を満足させることができる。
【００３５】
＜直流電源の電圧を上がることによる電力損＞
コンデンサＣの充電を早くするために直流電源１の出力電圧Ｖ１を上げると、電力損が大きくなってしまうが、本実施形態では、従来のコンデンサを第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２に分割することでコンデンサ全体の充電時間を短縮することができる。従って、出力電圧Ｖ１を維持することが可能となり、電力損の問題が生じない。
＜インダクタの大型化、高価なコアの使用＞
図７の比較例のようにコンデンサＣに制御されない大電流が流れるとインダクタＬが飽和しやすくなるが、本実施形態では、制御されない第１コンデンサＣ１の充電電流Ｉ１は、比較例のコンデンサＣの充電電流よりも少なくて済み、インダクタＬの飽和電流耐量の増加がなく、インダクタＬの大型化や高価なコアの使用を避けることができる。
【００３６】
以上のように分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
本実施形態では第２コンデンサＣ２の容量が第１コンデンサＣ１の容量よりも大きく場合を説明したが、本発明としては、第１コンデンサおよび第２コンデンサが同じ容量であっても、第２コンデンサＣ２が第１コンデンサＣ１の容量よりも小さい容量であっても、定電流制御されない大きい充電電流Ｉ１によって第１コンデンサＣ１の充電時間が短縮されるから、前述と同様の効果が得られる。すなわち、コンデンサとしては、少なくとも２つの第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、各コンデンサが並列に接続されていればよい。なお、第２コンデンサＣ２の容量を第１コンデンサＣ１の容量よりも大きくすることで、第２コンデンサＣ２によるリップル除去性能、波高率の抑制効果をより高めることができる。
【００３７】
（第２実施形態）
本実施形態は、第１実施形態における電力調整回路２と電流方向反転回路３との両方の機能をもつ回路を、図９に示すように４個のスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をブリッジ接続したフルブリッジ回路２Ａにより構成したものである。第１実施形態における電力調整用スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、ダイオードＤおよび放電灯Ｌａの接続方法は、本実施形態において共通するので省略する。
なお、電流検知抵抗Ｒは、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２とランプ電流Ｉ３との合計電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。この検知電流が一定になるように、制御回路２１がスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をオンオフ制御する。
【００３８】
各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９は、制御回路２１からの制御信号によって、図１０（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ６がオンで、Ｑ９が高周波スイッチングされて、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ９がオフで、スイッチング素子Ｑ７がオンで、Ｑ８が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。つまり素子Ｑ６〜Ｑ９によって図２におけるスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用している。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ６がオンで、Ｑ９が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ９のオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ９のオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→ダイオードＤ８→スイッチング素子Ｑ６→放電灯Ｌａ→インダクタＬの経路で電流が流れる。一方、スイッチング素子Ｑ７がオンで、Ｑ８が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ８のオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ８のオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→放電灯Ｌａ→スイッチング素子Ｑ７→ダイオードＤ９→インダクタＬの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ８〜Ｄ９により図２におけるダイオードＤ１を代用することができる。
【００４０】
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９として例えばＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）を採用すれば、ＦＥＴは寄生ダイオードを有するので、各ＦＥＴの寄生ダイオードによりダイオードＤ８〜Ｄ９を兼用することができ、４つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００４２】
（第３実施形態）
本実施形態は、図２に示した第１実施形態における電力調整回路２と電流方向反転回路３との両方の機能をもつ回路を、図１１に示すような一対のスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の直列回路を有するハーフブリッジ回路２Ｂにより構成したものである。ここで、直流電源回路１Ｂの両コンデンサＣ０、Ｃ０’の接続点と、ハーフブリッジ回路２Ｂの両スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の接続点との間に、インダクタＬと放電灯Ｌａとが直列に接続され、放電灯Ｌａの両端に、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２の並列回路が接続されている。
なお、電流検知抵抗Ｒは、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２とランプ電流Ｉ３との合計電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。この検知電流が一定になるように、制御回路２１がスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１を交互にオンオフ制御することにより、放電灯Ｌａに交流電流が供給される。以下、本実施形態の動作を、図１２を参照しながら説明する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、第２実施形態のスイッチング素子Ｑ８、Ｑ９の関係と同様に、それぞれ同図（Ａ）、（Ｂ）に示すように交互に高周波スイッチングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、図２におけるスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用したものである。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１１が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１１がオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１１がオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→ダイオードＤ１０→平滑コンデンサＣ０→放電灯Ｌａ→インダクタＬの経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬのエネルギがダイオードＤ１０を介して平滑コンデンサＣ０に帰還される）。また、スイッチング素子Ｑ１０が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１０のオフ時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１０のオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→放電灯Ｌａ→平滑コンデンサＣ０’→ダイオードＤ１１→インダクタＬの経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬのエネルギがダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ０’に帰還される）。したがって、ダイオードＤ１０、Ｄ１１により図２におけるダイオードＤ１を代用することができ、別途にダイオードを接続する必要がなく、部品点数の削減や小型化が可能となる。
【００４４】
本実施形態では、第１実施形態及び第２実施形態と同様に、交流電流を放電灯Ｌａに供給することができ、放電灯Ｌａを調整された電力で交流点灯させることができる。
また、前述の実施形態と同様に、分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
本実施形態においてもスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１に例えばＦＥＴのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードＤ１０、Ｄ１１をＦＥＴの寄生ダイオードで兼用することができ、２つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
【００４５】
また、本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電点灯装置に応用できるし、産業用紫外線応用のための高圧放電点灯装置に応用できる。さらに、本発明にかかる放電灯点灯装置は、オフィスや店舗用の照明器具に利用できる。
【符号の説明】
【００４６】
１ 直流電源回路
２ 電力調整回路
３ 電流方向反転回路
２１ 制御回路
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｌ インダクタ
Ｌａ 放電灯
Ｑ１ 電力調整用スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明はメタルハライド系、水銀系、高圧ナトリウム系に属する同一定格の高輝度高圧放電灯（いわゆるＨＩＤランプ）の電子式安定器に関し、特に放電灯に流れるランプ電流の方向を反転させた場合にチラツキ及び立ち消えを防止できる機能の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電灯はその始動時に放電の開始を行い、且つ放電開始後は電流の限流を行うため、いわゆる安定器を用いる必要がある。そして、放電灯を商用電源の周波数で正弦波点灯した場合にはチラツキを生じやすく、最近ではインバータ方式の電子式安定器を用いて一定のランプ電力を供給する矩形波点灯が主流となっている。
【０００３】
特許文献１には、従来の電子式安定器が開示されている。この電子式安定器を図４に基づいて説明すると、直流電力を供給する直流電源１と、この出力端に接続され、かつ放電灯Ｌａへの供給電力を調整する電力調整回路２を有する。なお、特許文献１には記載されていないが、図４のように調整された電力を放電灯Ｌａに供給する際、放電灯Ｌａに流れるランプ電流の方向を所定周期で反転させる電流方向反転回路３を設けても、基本となる回路構成は特許文献１と共通する。電力調整回路２は一般的な降圧チョッパ回路であり、電力調整用スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬと、ダイオードＤと、高周波除去用コンデンサＣとを有して構成され、高周波除去用コンデンサＣの両端に電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａが接続される。電流方向反転回路３は、例えば４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をブリッジ接続して、電力調整用スイッチング素子Ｑ１よりも遅い周期で各スイッチング素子をオン／オフ制御することで、放電灯Ｌａに流れる電流の方向を低周波で交番させている。
【０００４】
制御回路２１は、高周波除去用コンデンサＣに流れる電流Ｉ１とランプ電流Ｉ２の合成電流（Ｉ１+Ｉ２）が一定となるように、電力調整用スイッチング素子Ｑ１を高周波でオン／オフ制御する。合成電流（Ｉ１+Ｉ２）は、コンデンサＣおよびダイオードＤの負極側の各端子を接続するランプ電流検知抵抗Ｒで検知される。制御回路２１は合成電流（Ｉ１+Ｉ２）に基づいてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数又はオンデューティを決定し、ランプ電流Ｉ２の定電流制御を行っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−４５７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来、上記の電子式安定器に、同一定格で種類の異なる放電灯を取り付けて、定電流制御を行っても問題なく安定点灯させることができたが、昨今、放電灯の色温度、発光管内の添加物、外球管内のガス、発光管形状などは多岐に渡り、中には前述した従来のランプ電流の定電流制御方式では、同一定格の放電灯でも再点弧電圧の上昇により安定点灯できない放電灯も現れてきた。
放電灯の再点弧電圧について図５に基づいて簡単に説明する。図５は、時間Ｔｘ１にて放電灯に流れる電流の方向が反転すると、放電灯がハイインピーダンス状態になる。ハイインピーダンス状態の放電灯に、反転前と同じ大きさのランプ電流Ｉ２を流すには、反転前の安定点灯状態よりも高いランプ電圧Ｖ２を印加しなければならない。このハイインピーダンス状態で所定の大きさのランプ電流Ｉ２を流すのに必要な電圧を再点弧電圧と呼ぶ。図５に示すように電流方向の反転後は、この再点弧電圧が上昇するため、すぐに所定の大きさのランプ電流Ｉ２を流すことができず、図中の期間Ｔｘに放電灯が消えかかった不安定な点灯状態が続く。この期間ＴｘにコンデンサＣが充電されて、ランプ電圧Ｖ２が再点弧電圧に到達すれば、再びランプ電流Ｉ２が増大して、放電灯が安定点灯状態になる。一方、所定の期間でランプ電圧Ｖ２が再点弧電圧に達しないと、放電を維持し続けることができなくなり、チラツキや立ち消えが発生してしまう。
このように同一定格のランプでも、種類が異なるランプを点灯させる場合には、再点弧電圧の上昇に対応するために電子式安定器の仕様を変更しなければならない。そのため、同じ仕様の電子式安定器であっても同一定格の多種ランプとの組み合わせを可能とする電子式安定器が強く要求されるようになった。
【０００７】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、直流電力を供給する直流電源回路と、前記直流電源回路からの直流電力を所定の大きさに調整する電力調整回路とを備え、ランプ電流の方向を交番して放電灯に供給する放電灯電子式安定器において、
その解決すべき課題は、放電灯に流れる電流の方向が反転した際に再点弧電圧が上昇しても、必要なランプ電流を安定して流すことができ、チラツキや立ち消えを防止でき、放電灯の寿命を長くすることができる放電灯の電子式安定器を提供することにある。また、その結果として同一定格であっても種類の異なる放電灯を安定点灯できる放電灯電子式安定器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯電子式安定器においては、
前記電力調整回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列に接続された、高周波数でスイッチング可能な電力調整用スイッチング素子と、このスイッチングに応じて磁気エネルギを蓄積／放出して電流を限流するインダクタと、この限流された電流が交番周波数で供給される前記放電灯とを有する。
前記放電灯の両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、前記ランプ電流の方向が反転した際、前記インダクタによって限流された電流により充電されて前記放電灯に必要なランプ電圧を生成可能に設けられている。
前記電力調整回路は、前記ランプ電流の方向が反転して、前記ランプ電流が略零になると、前記コンデンサを充電して当該コンデンサ端子間電圧を上昇させるとともに、前記コンデンサ端子間電圧が前記放電灯に必要なランプ電圧に達すると、前記放電灯に安定したランプ電流が流れるように設けられている。
そして、前記コンデンサの充電期間を短縮するために、当該コンデンサは、並列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、かつ、前記電力調整回路は、前記第２コンデンサの電流および前記放電灯のランプ電流の合計電流が一定となるように、前記電力調整用スイッチング素子を高周波でスイッチング制御して、前記第１コンデンサを一定電流制御されない電流によって充電することを特徴とする。
ここで、前記第２コンデンサの容量は、前記第１コンデンサの容量よりも大きいことが好ましい。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ランプ電流の方向が反転したあと充電が開始されるコンデンサを、第１コンデンサと、これより容量の大きい第２コンデンサとの並列接続による回路で構成した。かつ、ランプ電流に対する定電流制御を、放電灯に流れるランプ電流と第２コンデンサに流れる電流との合計の電流にも基づいて実行するようにした。これにより、従来よりも実際のランプ電流に近い電流値を捉えることができて、コンデンサの充電期間が短縮される。言い換えると、第１コンデンサに流れる電流は制御対象ではないため、第１コンデンサには制御されない大きな電流が流れて充電期間を短縮することができる。従って、交番するランプ電流の方向が反転した際、放電灯の再点弧電圧が上昇しても、短期間でコンデンサの充電を完了させることができ、放電灯に必要なランプ電流が流れ出すまでの不安定な点灯状態の期間を短くすることができる。そのため、再点弧電圧の発生によるチラツキ、立ち消えを防止することができ、放電灯の寿命を長くすることができる。また、その結果として同一定格であっても種類の異なる放電灯を安定して点灯できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１実施形態にかかる放電灯電子式安定器の概略回路構成の説明図である。
【図２】図１に示した回路の具体的な回路構成の説明図である。
【図３】図２に示した回路の電流方向反転回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図４】従来の放電灯電子式安定器の概略回路構成の説明図である。
【図５】図４に示した回路のランプ電流とランプ電圧の関係を示すグラフである。
【図６】図４に示した回路のランプ電流とランプ電圧の実際の波形を示すグラフである。
【図７】比較例としての放電灯電子式安定器の概略回路構成図の説明図である。
【図８】図１に示した回路のランプ電流とランプ電圧の関係を示すグラフである。
【図９】第２実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成の説明図である。
【図１０】図９に示した回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図１１】第３実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成の説明図である。
【図１２】図１１に示した回路のスイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
（第１実施形態）
図１は第１実施形態にかかる放電灯電子式安定器の回路構成を示し、図２はその具体的な回路構成を示す。
図１において、電子式安定器は、直流電力を供給する直流電源１と、直流電源１の出力端に接続され放電灯Ｌａへの供給電力を調整する降圧チョッパ型の電力調整回路２と、電力調整回路２からの直流電力を放電灯Ｌａに供給する際、放電灯Ｌａに流れる電流の方向を所定の周期で反転させる電流方向反転回路３とを備える。
直流電源１として、例えば図２に示すように交流電源ＡＣの交流出力を整流する整流回路１１と、整流回路の出力端間に接続され整流回路の出力を平滑する平滑コンデンサＣ０とによって構成され、平滑コンデンサＣ０に蓄積した静電エネルギを電力調整回路２に出力可能な整流平滑回路を採用してもよい。
【００１２】
電力調整回路２は、図２のように以下の各素子が接続されて構成されている。まず、直流電源１（平滑コンデンサＣ０）の正極側の出力端に電力調整用スイッチング素子Ｑ１の一端を接続し、直流電源１（平滑コンデンサＣ０）の負極側の出力端と電力調整用スイッチング素子Ｑ１の他端の間にインダクタＬおよび第１コンデンサＣ１の直列回路を接続し、第１コンデンサＣ１の端子間に、これよりも容量の大きい第２コンデンサＣ２を並列に接続する。そして第２コンデンサＣ２の両端に電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａが接続されている。
【００１３】
電流方向反転回路３は、４つのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をブリッジ接続して構成される。各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５および前述の電力調整用スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ制御は、制御回路２１で一括して行われる。電力調整用スイッチング素子Ｑ１は、数十ｋＨｚの高い周波数でオン／オフ制御される。各スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は、電力調整用スイッチング素子Ｑ１よりも低い、数１０Ｈｚ〜数１００Ｈｚの周波数でをオン／オフ制御される。
【００１４】
スイッチング素子Ｑ２がオフに切換ってから次にオフに切換るまでを一周期Ｔとして、電流方向反転回路３の動作を図３に基づき説明する。一周期Ｔの前半では、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフ状態で、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオン状態であり、一周期Ｔの後半では、全スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が切換り、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオン状態で、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ状態になる。従って、ランプ電流Ｉ３が前半には電流方向反転回路３をＱ４→Ｌａ→Ｑ３の順に流れ、後半にはＱ２→Ｌａ→Ｑ５の順に流れる。このオン／オフ動作の繰り返しによって、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ３の方向が低周波で交番する。
【００１５】
これらの電力調整回路２および電流方向反転回路３において、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２が、本発明にかかる並列接続された第１コンデンサと第２コンデンサに相当する。そして、本実施形態の電力調整回路２の構成を言い換えると、直流電源１の出力端間に、電力調整用スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬと、電流方向反転回路３を介して放電灯Ｌａとが直列に接続されており、放電灯Ｌａの両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、並列接続された第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２によって構成されていると言える。
【００１６】
次に、電力調整用スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチング制御について説明する。
電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオン状態である期間に、このスイッチング素子Ｑ１を流れる直流電源１の直流電流によってインダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオンになると、平滑コンデンサＣ０の正極の端子からの直流電流が、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ→電流方向反転回路３→放電灯Ｌａの順番で平滑コンデンサＣ０の負極の端子に流れて、インダクタＬに磁気エネルギが蓄積される。
そして、電力調整用スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わった際、インダクタＬの磁気エネルギの放出によってインダクタＬには電流Ｉが連続して流れようとする。電力調整回路２には、スイッチング素子Ｑ１がオフに切り替わった後、インダクタＬからの電流Ｉが、電流方向反転回路３および放電灯Ｌａを経由して再びインダクタＬに戻るような閉ループの電流経路が形成されている。すなわち、インダクタＬと第１コンデンサＣ１の直列回路の両端間が、インダクタＬに戻る方向のみに電流を流すダイオードＤによって接続されて、閉ループの電流経路が形成されている。従って、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、直流電流の供給が遮断され、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬの接続点における電圧が略零になる。そして、インダクタＬ１の磁気エネルギが電流となって放出され、インダクタＬ→電流方向反転回路３→放電灯Ｌａ→ダイオードＤの順番でインダクタＬに戻るようになっている。
【００１７】
なお、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２の負極側の端子間には、電流検知抵抗Ｒが接続されている。この抵抗Ｒは、インダクタＬを流れる電流Ｉのうちの第２コンデンサＣ２へ流れる電流Ｉ２と、放電灯Ｌａを流れるランプ電流Ｉ３の合計の電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。検知電流（Ｉ２＋Ｉ３）は制御回路２１に入力される。
制御回路２１は、マイクロ・コンピータにより構成されており、検知電流（Ｉ２＋Ｉ３）値が一定の電流になるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ（オン期間）を決定するアルゴリズムを有し、放電灯の定電流制御を行っている。
【００１８】
このように電力調整回路２および電流方向反転回路３によって、放電灯Ｌａには、電力調整用スイッチング素子Ｑ１によって高周波駆動でありながら、低周波のランプ電流Ｉ３が流れる。電力調整回路２において、スイッチング素子Ｑ１の高周波スイッチングにより、直流電流から矩形波電流が形成されると同時に、インダクタＬによって限流される。さらに、第２コンデンサＣ２によって高周波成分が除去されることで、電力調整された直流電流が得られる。この電流が、電流方向反転回路３において低周波で交番するランプ電流となって放電灯に供給される。
【００１９】
＜電流方向の反転時に、再点弧電圧が上昇して、立ち消え現状が発生する場合の説明＞
この現象について、図４に示す従来の電子式安定器、図７に示す比較例としての電子式安定器を用いて以下に説明する。
図４の従来の回路構成では、電流検知抵抗Ｒが、ダイオードＤおよびコンデンサＣの負極側の端子間に接続されている。電流検知抵抗Ｒに流れる合成電流（Ｉ１＋Ｉ２）が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間（Ｔｏｎ）が制御される。この定電流制御においてもランプ点灯が安定すると仮定すると、放電灯Ｌａに流れるランプ電流Ｉ２とランプ電圧Ｖ２の関係は図５のようになり、以下の過程で変化する。
【００２０】
（Ａ）ランプ電流の方向（極性）が反転するまでは放電灯Ｌａは安定点灯状態であり、放電灯Ｌａに所定のランプ電流Ｉ２が流れる。この安定点灯状態では、コンデンサＣに流れる電流Ｉ１はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期での充放電サイクルであり、積分すればゼロとなる。従って、電流検知抵抗Ｒの両端で観測される電流は、ランプ電流Ｉ２にほぼ等しい。
（Ｂ）ランプ電流の方向が反転すると（図中の時刻Ｔｘ１）、放電灯側がハイインピーダンス状態になり、放電灯の再点弧電圧が上昇する。そのため、コンデンサＣに残留した電圧では、ランプ電流Ｉ２を流すことができなくなり微量の電流が流れるだけとなる。所定量のランプ電流Ｉ２を再び流す（再点弧する）には、コンデンサＣを充電して、コンデンサＣの端子間電圧が再点弧電圧に達するようにしなければならない。
（Ｃ）上記の充電過程では、コンデンサＣへの充電電流Ｉ１が、電流検知抵抗Ｒを通過するため、充電電流Ｉ１が定電流制御を受ける。そのため、コンデンサ両端電圧の上昇は時間に比例する線形となる。
【００２１】
（Ｄ）コンデンサＣの電圧が上昇すると、直流電源１の出力電圧Ｖ１との電圧差ΔＶが小さくなるため、スイッチング素子Ｑ１のＴｏｎを最大にしても、定電流を維持できなくなり、コンデンサＣの電圧上昇が緩やかになる。
（Ｅ）コンデンサ電圧上昇が緩やかになったとしても、時刻Ｔｘ２にて再点弧電圧を上回ることができれば、消えかかっていた放電灯Ｌａのランプ電流が増大し安定点灯状態に戻る。再点弧電圧も通常電圧に戻る。
以上の過程（Ａ）〜（Ｅ）のサイクルが点灯周波数（例えば１６０Ｈｚ）の半周期Ｔ／２で実行される。半周期Ｔ／２ごとに上記サイクルが実行されれば、放電灯の点灯を維持できる。
【００２２】
図６に、図４の従来の電子式安定器で点灯させた場合に検出したランプ電圧Ｖ２とランプ電流Ｉ２の各波形を示す。同図（Ａ）中のＩ２はランプ電流（縦軸０．５Ａ／ｄｉｖ）、Ｖ２はランプ電圧（縦軸１００Ｖ／ｄｉｖ）を示し、同図（Ｂ）も同様である。同図（Ｂ）は、同図（Ａ）の期間Ｔａを拡大して示したもので、横軸の時間軸の目盛は、同図（Ａ）にて２ｍＳｅｃ／ｄｉｖ、同図（Ｂ）にて２００μＳｅｃ／ｄｉｖである。
時刻Ｔｘ１までは安定点灯状態であり、負の極性の略１００Ｖのランプ電圧Ｖ２が印加されており、略０．５Ａのランプ電流Ｉ２が負の方向に流れている。
時刻Ｔｘ１に電流方向が反転すると、ランプ電流Ｉ２は正の極性の略１００Ｖ付近となるが、既に再点弧電圧がより高い値まで上昇しているため、ランプ電流Ｉ２は微量となる。
ランプ電圧Ｖ２が緩やかに上昇して時刻Ｔｘ２で再点弧電圧に達すると、ランプ電流Ｉ２が急激に増大する。時刻Ｔｘ２直後のランプ電流Ｉ２には、コンデンサＣの放電電流が加算されるため、急上昇する。
【００２３】
しかしながら、上記の過程（Ｅ）において、コンデンサＣの電圧が再点弧電圧に達するまでの期間（図６中のＴｘ）が長くなると、放電灯Ｌａは放電を維持することができなくなり、立ち消えとなってしまう。この立ち消え現象は、放電灯の始動の際にも同じ原理で起こり得る現象である。
再点弧電圧の上昇は、放電灯固有の特性であり、解消のしようがない。従って、立ち消え現象を回避するためには、ランプ電圧Ｖ２、つまりコンデンサＣの電圧を如何に速く上昇させるかということになる。
【００２４】
コンデンサＣへ流れる電流Ｉ１が一定の電流であれば、コンデンサＣの容量を減らすことで電圧の上昇が速くなる。例えば、コンデンサ容量を０．４７μＦから０．１μＦに減少させたところ、始動不良・立ち消えが減少した。
【００２５】
次に、コンデンサＣへの電流Ｉ１を定電流制御せず、放電灯Ｌａへ流れる電流Ｉ２のみを定電流制御するために、電流検知抵抗Ｒの接続位置を変更して実験を行った。その回路構成を図７に示す。電流検知抵抗Ｒは、コンデンサＣおよび放電灯Ｌａの負極側の端子間に接続されている。
図７の回路構成にしたところ、電流検知抵抗Ｒの両端で検出される電流は、ランプ電流Ｉ２のみとなり、コンデンサＣへの電流Ｉ１は定電流制御されない。従ってランプ電流Ｉ２の流れない区間（図６中のＴｘ）では、電力調整用スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎを最大（オンデューティーを約８０％）にして直流電流を導通することにより、コンデンサＣに大きな電流Ｉ１が流れ、コンデンサ電圧の上昇が速くなった。図７の回路構成に変更することで、再点弧電圧発生時にランプ立ち消えを抑える効果が確認できた。
【００２６】
なお、図７の回路構成における、コンデンサＣへの電流Ｉ１は、インダクタのインダクタンス値（Ｌ）と、インダクタ両端の電圧差ΔＶ、つまり直流電源の電圧Ｖ１とランプ電圧Ｖ２の差、そしてスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎで決まり、次式のようになる。
【数１】
【００２７】
上式に示すように、電圧Ｖ１が高いほど、オン時間Ｔｏｎが長いほど、インダクタンス値（Ｌ）が小さいほど、より大きな再点弧電圧に応対できるようになる。
しかし、図７の回路構成では、コンデンサＣへの電流Ｉ１が最大となる場合でも、インダクタＬが飽和しないように設計しなければならない。また、コンデンサＣの容量を減らした回路構成や、図７の回路構成にすると、ランプ立ち消えを抑える効果が得られるが、下記のような問題点も生じる。
【００２８】
＜ランプ電圧・電流リップルが大きくなる点＞
コンデンサＣの容量を減らすと、ランプ電圧・電流に残留するリップルが大きくなる。つまり、コンデンサＣの充電を早くするために容量を減らすことで、ランプ電圧・電流に大きなリップルが残留してしまう。ランプ電圧・電流リップルを抑制するためにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を上げると、電力損、放射ノイズに影響を与えてしまう。
＜直流電源の電圧を上がることによる電力損＞
また、コンデンサＣの充電を早くするために直流電源１の出力電圧Ｖ１を上げると、電力損が大きくなってしまう。
＜インダクタの大型化、高価なコアの使用＞
コンデンサＣに大きな電流Ｉ１を流すとインダクタＬが飽和しやすくなるため、インダクタＬの飽和電流耐量も大きくしなければならない。その結果、インダクタＬが大型化したり、高価なコアを使用したりする必要が生じる。
【００２９】
そこで本発明においては、以上の問題点を出すことなく放電灯Ｌａの立ち消え現象を抑制するために、図１に示した回路構成を採用した。本実施形態では、再点弧するまでの期間を短縮して、再点弧電圧が従来よりも低い段階で再点弧させることを可能とした。
【００３０】
図１の回路構成において、第１コンデンサＣ１は、第２コンデンサＣ２より早く充電を完了するように小さめの容量としている。また、第２コンデンサＣ２の容量は、第１コンデンサＣ１との合成容量によりランプ電圧・電流リップルを除去できるようにも調整されている。電流検知抵抗Ｒは、ランプ電流Ｉ３と第２コンデンサＣ２に流れる電流Ｉ２を合わせて観測することになるが、既存の降圧コンバータ回路に比べて放電灯側へ流れるランプ電流値（Ｉ３）に近い値を捉えることができる。
【００３１】
図８には、図１に示した回路構成におけるランプ電圧Ｖ２とランプ電流Ｉ３の関係を示す。ランプ電圧Ｖ２およびランプ電流Ｉ３は以下の過程で変化する。
（Ａ）ランプ電流の方向が反転するまでは放電灯は安定点灯状態であり、放電灯Ｌａに所定のランプ電流Ｉ３が流れる。この安定点灯状態では、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２に流れる電流Ｉ１、Ｉ２はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期での充放電サイクルであり、積分すればゼロとなる。従って、電流検知抵抗Ｒの両端で観測される電流は、ランプ電流Ｉ３にほぼ等しい。
（Ｂ）ランプ電流の方向が反転すると（図中の時刻Ｔｘ１）、放電灯側がハイインピーダンス状態になり、放電灯の再点弧電圧が上昇する。容量の大きい第２コンデンサＣ２に残留した電圧でも、ランプ電流Ｉ３を流すことができなくなり微量の電流が流れるだけとなる。所定量のランプ電流Ｉ３を再び流す（再点弧する）には、第１コンデンサＣ１および第２コンデンサＣ２を充電して、容量の大きい第２コンデンサＣ２の端子間電圧が再点弧電圧に達するようにしなければならない。
（Ｃ）上記の充電過程では、第１コンデンサＣ１への充電電流Ｉ１が、電流検知抵抗Ｒを通過しないため、充電電流Ｉ１に対して定電流制御されない。そのため、第１コンデンサＣ１には制御されない大きい電流が流れ、第１コンデンサＣ１両端電圧の上昇は時間に比例する線形ではあるが、従来よりも勾配の大きな線形となる。つまり、図５に示すコンデンサＣ両端電圧の上昇カーブよりも勾配が大きい上昇カーブとなる。従って、第１コンデンサＣ１の容量分を比較すると、従来のコンデンサよりも充電が早く完了する。
【００３２】
（Ｄ）時刻Ｔｘ２にて第１コンデンサＣ１の充電が完了する。続いて時刻Ｔｘ３にて第２コンデンサＣ２の充電が完了する。この小容量の第１コンデンサＣ１の充電が完了してから大容量の第２コンデンサＣ２の充電が完了するまでの期間（Ｔｘ）中は、第２コンデンサＣ２への充電電流Ｉ２が電流検知抵抗Ｒを通過するため定電流制御を受ける。
（Ｅ）また、第２コンデンサＣ２の電圧が上昇すると、直流電源１の出力電圧Ｖ１との電圧差ΔＶが小さくなるため、スイッチング素子Ｑ１のＴｏｎを最大にしても、定電流を維持できなくなり、第２コンデンサＣ２の電圧上昇が緩やかになる。
（Ｆ）第２コンデンサＣ２の電圧上昇が緩やかになったとしても、時刻Ｔｘ３にて再点弧電圧を上回ることができれば、消えかかっていた放電灯Ｌａのランプ電流が増大し安定点灯状態に戻る。再点弧電圧も通常電圧に戻る。
さらに従来の図５と比較すると、コンデンサＣ１、Ｃ２の充電期間が短縮されているので、再点弧電圧が図５ほど高くなる前に、第２コンデンサＣ２の電圧が再点弧電圧に達することができる。
【００３３】
図４に示す従来の回路構成では、１つのコンデンサＣが充電完了したのち、放電灯側にランプ電流が流れる。しかもコンデンサＣに流れる電流は定電流制御されており充電速度に制限がある。これに対して本実施形態の回路構成（図１）では、第１コンデンサＣ１への充電電流Ｉ１は定電流制御の対象ではないため、図４の回路構成と比べて充電速度が速くなる。第２コンデンサＣ２の充電電流Ｉ２は制御対象であるため、従来の回路構成と充電速度は変わらない。しかし、第２コンデンサＣ２の容量は、従来の回路構成のコンデンサＣの容量よりも小さいため、その分だけ充電時間は短縮される。このように、第１コンデンサＣ１は制御対象から外れているため充電速度が速く、かつ第２コンデンサＣ２の容量は従来回路のコンデンサＣの容量よりも小さいため充電時間が短くなり、従来回路よりも早く充電を完了して放電灯Ｌａに必要なランプ電流を早く送ることができる。
【００３４】
本実施形態の図１の回路構成の場合に、前述の問題点は以下のように解消される。
＜ランプ電圧・電流リップルが大きくなる点＞
本実施形態では第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２の合成容量が従来のコンデンサ容量を維持しているために、残留するランプ電圧・電流リップルが大きくならない。また、第２コンデンサがリップル除去の機能を有するため、リップル電流の発生を抑制して電子式安定器に要求される規格を満足させることができる。また、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を上げる必要がなく、電力損や放射ノイズに影響を与えない。
また、図７の比較例では、電流検知抵抗Ｒの位置を移動させたため、コンデンサ電流Ｉ１が制御されない。そのため、コンデンサ電流Ｉ１が大きくなり過ぎて、電流Ｉ３側まで影響を及ぼし、ランプ電流規格の一つである波高率が大きくなってしまう。本実施形態では、第１コンデンサＣ１に流れる電流Ｉ１は制御を受けないが、第１コンデンサＣ１の容量は従来のコンデンサ容量の一部であるから、その充電電流Ｉ１は少なくて済み、波高率の規格を満足させることができる。
【００３５】
＜直流電源の電圧を上がることによる電力損＞
コンデンサＣの充電を早くするために直流電源１の出力電圧Ｖ１を上げると、電力損が大きくなってしまうが、本実施形態では、従来のコンデンサを第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２に分割することでコンデンサ全体の充電時間を短縮することができる。従って、出力電圧Ｖ１を維持することが可能となり、電力損の問題が生じない。
＜インダクタの大型化、高価なコアの使用＞
図７の比較例のようにコンデンサＣに制御されない大電流が流れるとインダクタＬが飽和しやすくなるが、本実施形態では、制御されない第１コンデンサＣ１の充電電流Ｉ１は、比較例のコンデンサＣの充電電流よりも少なくて済み、インダクタＬの飽和電流耐量の増加がなく、インダクタＬの大型化や高価なコアの使用を避けることができる。
【００３６】
以上のように分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
本実施形態では第２コンデンサＣ２の容量が第１コンデンサＣ１の容量よりも大きく場合を説明したが、本発明としては、第１コンデンサおよび第２コンデンサが同じ容量であっても、第２コンデンサＣ２が第１コンデンサＣ１の容量よりも小さい容量であっても、定電流制御されない大きい充電電流Ｉ１によって第１コンデンサＣ１の充電時間が短縮されるから、前述と同様の効果が得られる。すなわち、コンデンサとしては、少なくとも２つの第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、各コンデンサが並列に接続されていればよい。なお、第２コンデンサＣ２の容量を第１コンデンサＣ１の容量よりも大きくすることで、第２コンデンサＣ２によるリップル除去性能、波高率の抑制効果をより高めることができる。
【００３７】
（第２実施形態）
本実施形態は、第１実施形態における電力調整回路２と電流方向反転回路３との両方の機能をもつ回路を、図９に示すように４個のスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をブリッジ接続したフルブリッジ回路２Ａにより構成したものである。第１実施形態における電力調整用スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ、第１コンデンサＣ１、第２コンデンサＣ２、ダイオードＤおよび放電灯Ｌａの接続方法は、本実施形態において共通するので省略する。
なお、電流検知抵抗Ｒは、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２とランプ電流Ｉ３との合計電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。この検知電流が一定になるように、制御回路２１がスイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９をオンオフ制御する。
【００３８】
各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９は、制御回路２１からの制御信号によって、図１０（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ６がオンで、Ｑ９が高周波スイッチングされて、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８がオフの状態と、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ９がオフで、スイッチング素子Ｑ７がオンで、Ｑ８が高周波スイッチングされる状態とを交互に低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で繰り返す。つまり素子Ｑ６〜Ｑ９によって図２におけるスイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用している。
【００３９】
スイッチング素子Ｑ６がオンで、Ｑ９が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ９のオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ９のオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→ダイオードＤ８→スイッチング素子Ｑ６→放電灯Ｌａ→インダクタＬの経路で電流が流れる。一方、スイッチング素子Ｑ７がオンで、Ｑ８が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ８のオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ８のオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→放電灯Ｌａ→スイッチング素子Ｑ７→ダイオードＤ９→インダクタＬの経路で電流が流れる。このため、ダイオードＤ８〜Ｄ９により図２におけるダイオードＤ１を代用することができる。
【００４０】
本実施形態によれば、前述の実施形態と同様に、分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ９として例えばＦＥＴ（ＭＯＳＦＥＴ）を採用すれば、ＦＥＴは寄生ダイオードを有するので、各ＦＥＴの寄生ダイオードによりダイオードＤ８〜Ｄ９を兼用することができ、４つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、部品点数が削減でき装置全体の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００４２】
（第３実施形態）
本実施形態は、図２に示した第１実施形態における電力調整回路２と電流方向反転回路３との両方の機能をもつ回路を、図１１に示すような一対のスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の直列回路を有するハーフブリッジ回路２Ｂにより構成したものである。ここで、直流電源回路１Ｂの両コンデンサＣ０、Ｃ０’の接続点と、ハーフブリッジ回路２Ｂの両スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１の接続点との間に、インダクタＬと放電灯Ｌａとが直列に接続され、放電灯Ｌａの両端に、第１コンデンサＣ１と第２コンデンサＣ２の並列回路が接続されている。
なお、電流検知抵抗Ｒは、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２とランプ電流Ｉ３との合計電流（Ｉ２＋Ｉ３）を検知する。この検知電流が一定になるように、制御回路２１がスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１を交互にオンオフ制御することにより、放電灯Ｌａに交流電流が供給される。以下、本実施形態の動作を、図１２を参照しながら説明する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、第２実施形態のスイッチング素子Ｑ８、Ｑ９の関係と同様に、それぞれ同図（Ａ）、（Ｂ）に示すように交互に高周波スイッチングを繰り返す。つまり、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１は、図２におけるスイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５を代用したものである。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１１が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１１がオン時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１１がオフ時、インダクタＬに蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→ダイオードＤ１０→平滑コンデンサＣ０→放電灯Ｌａ→インダクタＬの経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬのエネルギがダイオードＤ１０を介して平滑コンデンサＣ０に帰還される）。また、スイッチング素子Ｑ１０が高周波スイッチングしている期間においては、スイッチング素子Ｑ１０のオフ時、インダクタＬにエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ１０のオフ時、インダクタＬ１に蓄積されているエネルギが放出され、インダクタＬ→放電灯Ｌａ→平滑コンデンサＣ０’→ダイオードＤ１１→インダクタＬの経路で電流が流れる（つまり、インダクタＬのエネルギがダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ０’に帰還される）。したがって、ダイオードＤ１０、Ｄ１１により図２におけるダイオードＤ１を代用することができ、別途にダイオードを接続する必要がなく、部品点数の削減や小型化が可能となる。
【００４４】
本実施形態では、第１実施形態及び第２実施形態と同様に、交流電流を放電灯Ｌａに供給することができ、放電灯Ｌａを調整された電力で交流点灯させることができる。
また、前述の実施形態と同様に、分割された第１、第２コンデンサＣ１、Ｃ２を設けて、第２コンデンサＣ２の電流Ｉ２と放電灯のランプ電流Ｉ３との合計電流を定電流制御することにより、各種ランプを電子式安定器で点灯制御する際の立ち消え現象と、リップル電流の発生を同時に抑制することができる。従って、ランプ寿命も長くなり、安定性の優れた点灯が可能となる。
本実施形態においてもスイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１に例えばＦＥＴのような寄生ダイオードを有する素子を用いれば、ダイオードＤ１０、Ｄ１１をＦＥＴの寄生ダイオードで兼用することができ、２つのＦＥＴで、第２実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の６つの素子を代用することができるので、低コスト化及び小型化が可能となる。
【００４５】
また、本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電点灯装置に応用できるし、産業用紫外線応用のための高圧放電点灯装置に応用できる。さらに、本発明にかかる放電灯点灯装置は、オフィスや店舗用の照明器具に利用できる。
【符号の説明】
【００４６】
１ 直流電源回路
２ 電力調整回路
３ 電流方向反転回路
２１ 制御回路
Ｃ１ 第１コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
Ｄ ダイオード
Ｌ インダクタ
Ｌａ 放電灯
Ｑ１ 電力調整用スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電力を所定の大きさに調整する電力調整回路とを備え、ランプ電流の方向を交番して放電灯に供給する放電灯電子式安定器であって、
前記電力調整回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列に接続された、高周波数でスイッチング可能な電力調整用スイッチング素子と、このスイッチングに応じて磁気エネルギを蓄積／放出して電流を限流するインダクタと、この限流された電流が交番周波数で供給される前記放電灯とを有し、
前記放電灯の両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、前記ランプ電流の方向が反転した際、前記インダクタによって限流された電流により充電されて前記放電灯に必要なランプ電圧を生成可能に設けられ、
前記電力調整回路は、前記ランプ電流の方向が反転して、前記ランプ電流が略零になると、前記コンデンサを充電して当該コンデンサ端子間電圧を上昇させるとともに、前記コンデンサ端子間電圧が前記放電灯に必要なランプ電圧に達すると、前記放電灯に安定したランプ電流が流れるように設けられ、
前記コンデンサの充電期間を短縮するために、当該コンデンサは、並列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、かつ、前記電力調整回路は、前記第２コンデンサの電流および前記放電灯のランプ電流の合計電流が一定となるように、前記電力調整用スイッチング素子を高周波でスイッチング制御して、前記第１コンデンサを一定電流制御されない電流によって充電することを特徴とする放電灯電子式安定器。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯電子式安定器において、
前記第２コンデンサの容量は、前記第１コンデンサの容量よりも大きいことを特徴とする放電灯電子式安定器。
【請求項１】
直流電力を供給する直流電源回路と、
前記直流電源回路からの直流電力を所定の大きさに調整する電力調整回路とを備え、ランプ電流の方向を交番して放電灯に供給する放電灯電子式安定器であって、
前記電力調整回路は、前記直流電源回路の出力端間に直列に接続された、高周波数でスイッチング可能な電力調整用スイッチング素子と、このスイッチングに応じて磁気エネルギを蓄積／放出して電流を限流するインダクタと、この限流された電流が交番周波数で供給される前記放電灯とを有し、
前記放電灯の両端にはコンデンサが接続され、当該コンデンサは、前記ランプ電流の方向が反転した際、前記インダクタによって限流された電流により充電されて前記放電灯に必要なランプ電圧を生成可能に設けられ、
前記電力調整回路は、前記ランプ電流の方向が反転して、前記ランプ電流が略零になると、前記コンデンサを充電して当該コンデンサ端子間電圧を上昇させるとともに、前記コンデンサ端子間電圧が前記放電灯に必要なランプ電圧に達すると、前記放電灯に安定したランプ電流が流れるように設けられ、
前記コンデンサの充電期間を短縮するために、当該コンデンサは、並列に接続された第１コンデンサおよび第２コンデンサによって構成され、かつ、前記電力調整回路は、前記第２コンデンサの電流および前記放電灯のランプ電流の合計電流が一定となるように、前記電力調整用スイッチング素子を高周波でスイッチング制御して、前記第１コンデンサを一定電流制御されない電流によって充電することを特徴とする放電灯電子式安定器。
【請求項２】
請求項１記載の放電灯電子式安定器において、
前記第２コンデンサの容量は、前記第１コンデンサの容量よりも大きいことを特徴とする放電灯電子式安定器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２０１１−１５９５１９（Ｐ２０１１−１５９５１９Ａ）
【公開日】平成２３年８月１８日（２０１１．８．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２０８５５（Ｐ２０１０−２０８５５）
【出願日】平成２２年２月２日（２０１０．２．２）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年８月１８日（２０１１．８．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２日（２０１０．２．２）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
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