歪測定装置
【課題】インピーダンスの整合状態を良い状態を確保することにより、広ダイナミックレンジでの歪測定を行えるようにすることである。
【解決手段】被測定物であるデュプレクサのＴｘ端に第１の信号源１１から第１の信号を送り、第２の信号源６０から第１の信号と混合されたときに受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号をＡＮＴ端に出力し、Ｒｘ端でスペクトラムアナライザ１３によりフロントデバイス内で歪成分を帯域制限して選択して測定する構成にする。そして、分岐整合手段５０が、第２の信号源とＡＮＴ端との間にあって、第２の信号をＡＮＴ端側へ送りＡＮＴ端側からの通信帯域内の信号が第２の信号側へ送られるのを阻止し、かつＡＮＴ端側からの通信帯域内の信号を終端させ第２の信号の終端を阻止する構成とすることで、インピーダンス整合を図ることとした。
【解決手段】被測定物であるデュプレクサのＴｘ端に第１の信号源１１から第１の信号を送り、第２の信号源６０から第１の信号と混合されたときに受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号をＡＮＴ端に出力し、Ｒｘ端でスペクトラムアナライザ１３によりフロントデバイス内で歪成分を帯域制限して選択して測定する構成にする。そして、分岐整合手段５０が、第２の信号源とＡＮＴ端との間にあって、第２の信号をＡＮＴ端側へ送りＡＮＴ端側からの通信帯域内の信号が第２の信号側へ送られるのを阻止し、かつＡＮＴ端側からの通信帯域内の信号を終端させ第２の信号の終端を阻止する構成とすることで、インピーダンス整合を図ることとした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば移動体通信端末のフロントエンドに用いられ信号伝送に利用されている、半導体や金属製でなるＲＦ通信用デバイス（以下、「フロントデバイス」と言う。）の歪みを測定する試験技術に関する。特に、フロントデバイスとしては、例えば、移動体通信端末において送信部からの送信信号をアンテナへ送り、かつアンテナからの受信信号を受信部へ送る結合デバイス（以下、デュプレクサ（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）と言う。）、さらにそのデュプレクサに結合するスイッチデバイス、やアンプ等がある。本発明は、それらから生成され、受信時の帯域内に入る歪を測定する技術に係る。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信端末（いわゆる、携帯端末）の小型化、高機能化にともない、フロントエンドに用いられるフロントデバイスの小型化、複合化が進んでいる。その一方、フロントデバイスが有すると考えられる雑音成分や歪成分が、受信感度に影響するのではないかという提起も出されている。
【０００３】
ところで、上記デュプレクサ、スイッチデバイスは一般にはパッシブ素子として受け取られており、これらは、雑音成分より、歪成分が支配的とされ、歪成分の測定要求が高まっている。また、デュプレクサ、スイッチデバイスによる受信感度への影響が高調波歪成分が支配的といっても、パッシブ素子であるため、歪成分は相当に低レベルで発生するため、高感度或いは低レベルでの広測定ダイナミックレンジが要求される。なお、ここで問題にする歪成分は、素子の非線形性により生ずる不要波成分である。つまり、素子に入力される信号が素子内の非線形により生ずる高調波成分や、入力された信号及び生じた高調波を含む混変調により生ずる成分、及び入力された複数の信号同士による相互変調によって生ずる成分であって、受信帯域内に入る成分が歪成分として問題にされる。
【０００４】
通信用のデバイス等の歪（変調歪）の測定としては、歪の測定レベル範囲（ダイナミックレンジ）が特許文献１の記載のような雑音、不要波の影響を軽減する技術がある。しかし、パッシブ素子のように非常に低いレベルでの広ダイナミックレンジの歪測定が困難であった。
【０００５】
一般に、パッシブ素子の移動体通信端末の受信感度へ与える歪の影響を測定する装置としては、次の（１）（２）の装置が考えられ、使用されている。なお、デュプレクサは、上記したように、アンテナが接続されるアンテナ端（以下、「ＡＮＴ端」と言う。）と、受信部が接続される受信端（以下、「Ｒｘ端」と言う。）と、送信部が接続される送信端（以下、「Ｔｘ端」と言う。）を有し、図６に示すようにＴｘ端からＡＮＴ端へ送信信号を通過させる周波数帯域（以下「Ｔｘ帯域」という）の帯域通過フィルタ、ＡＮＴ端からＲｘ端へ受信信号を通過させる周波数帯域（以下「Ｒｘ帯域」という）の帯域通過フィルタを有する。これらの帯域通過フィルタは送信部から受信部へ、受信部から送信部への信号の流れを断にする分離機能も兼ねている。なお、ここではＴｘ帯域とＲｘ帯域を合わせて通信帯域と言う。
【０００６】
（１）ＩＭＤ測定（Ｉｎｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：変調歪の測定）
これは、図７及び図８に示すように、移動体通信端末が送信すべき送信信号とほぼ同じ周波数の信号Ｔｘ（以下、Ｔｘは送信信号を示すことも、その周波数を示すこともある。）をＴｘ端へ入れる。そして、ＡＮＴ端へ、予め信号Ｔｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に周波数Ｒｘの歪成分として生ずると予想される信号（周波数がＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号）を入れ、歪成分をＲｘ端において測定する例である。
【０００７】
具体的には、図７で、第１の信号源１１が、信号Ｔｘを出力し、パワー増幅手段２０ａで増幅し、ハイパスフィルタやノッチフィルタで構成される不要波除去フィルタ７０ａにより、信号Ｔｘの高調波や雑音成分を除去し、さらにサーキュレータ８０ａを介して、ＤＵＴ３０であるデュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、第２の信号源６０により、周波数がＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号を切り換えて発生して、やはり、ハイパスフィルタやノッチフィルタで構成される不要波除去フィルタ７０ｃにより、それらの高調波や雑音成分を除去し、サーキュレータ８０ｂを介してデュプレクサ３１のＡＮＴ端へ送っている。そして、Ｒｘ端から出力されるＲｘ成分を歪成分として測定手段９０で帯域制限して測定する。測定が要求されるレベルは、図８のように−１００ｄＢｍ以下である。
【０００８】
（１）ＩＭ３測定（３ｒｄ Ｉｎｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；２信号３次変調歪の測定）
これは、図９及び図１０に示すように、参照信号源６０ａからＡＮＴ端に移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号Ｒｘを入れ、第３の信号源１４及び第４の信号源１５により、予め信号Ｒｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に生ずると予想される信号（周波数がＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２ｘ、の各信号）をＴｘ端へ入れ、Ｒｘ端でＲｘ帯域に入る周波数成分を歪成分として測定する例である。
【０００９】
具体的には、図９で、第３の信号源１４及び第４の信号源１５が、信号Ｔｘの近傍の信号として、周波数がＴｘ−０．５ＭＨｚ（Δｆ＝１ＭＨｚとした）、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、の各信号を出力し、それぞれパワー増幅手段２０ａ、２０ｂで増幅し、さらに不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂにより、信号Ｔｘ−０．５ＭＨｚ、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、それぞれの高調波や雑音成分を除去し、さらに重畳手段１００で加えて１信号路に２信号として、サーキュレータ８０ａを介してデュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、参照信号源６０ａにより、周波数が受信信号と同じ信号Ｒｘを発生して、不要波除去フィルタ７０ｄにより、それらの高調波や雑音成分を除去し、サーキュレータ８０ｂを介してＡＮＴ端へ送っている。そして、Ｒｘ端から出力されるＲｘ−１ＭＨｚ成分、Ｒｘ＋１ＭＨｚ成分を歪成分として測定手段９０で帯域制限して測定する。測定が要求されるレベルは、図１０のように−１１１ｄＢｍ以下である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
特開２００５−１２１４９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の（１）ＩＭＤ測定法によれば、第２の信号源６０が、周波数が２Ｔｘ−Ｒｘの信号を発生して試験しているときは、一応、目的に近い歪測定が可能であったが、周波数がＲｘ−Ｔｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号を発生して試験しているときは、目的の歪測定に必要なダイナミックレンジが確保できず、必ずしも目的の歪測定ができているとは言えなかった。周波数の一例を挙げると、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚ、Ｒｘ−Ｔｘ＝６５ＭＨｚ、２Ｔｘ−Ｒｘ＝１７２０ＭＨｚ、Ｔｘ＋Ｒｘ＝３６３５ＭＨｚ、２Ｔｘ＋Ｒｘ＝５４２０ＭＨｚである。測定系全体を考えると、非常に広帯域である。
【００１２】
歪測定が困難な原因を考察してみると、第２の信号源６０が信号２Ｔｘ−Ｒｘ（周波数２Ｔｘ−Ｒｘの信号）を発生しているときは、不要波除去フィルタ７０ｃも信号２Ｔｘ−Ｒｘをパスするフィルタ構成にされている。そしてこの信号２Ｔｘ−Ｒｘの周波数は、図８に示すようにほぼ通信帯域内（図６を参照）にあるので、図７におけるＡＮＴ端、サーキュレータ８０ｂ、不要波除去フィルタ７０ｃ、第２の信号源６０の系統は、インピーダンス整合が良くなっている。つまり、信号Ｔｘ、信号２Ｔｘ−Ｒｘ、歪成分Ｒｘにとっては、整合が良い状態で測定されている。
【００１３】
これに対して、第２の信号源６０が信号Ｒｘ−Ｔｘ、信号Ｔｘ＋Ｒｘ、信号２Ｔｘ＋Ｒｘを出力しているときは、その信号に応じて不要波除去フィルタ７０ｃのパス帯域を変更されている。そうすると、この場合、図８から理解できるように、不要波除去フィルタ７０ｃは、信号Ｔｘや歪成分Ｒｘにとっては、不要波除去フィルタ７０ｃの帯域外になるので、この場合は、信号Ｔｘや歪成分Ｒｘにとってインピーダンス整合がとれていない状態になる。例えば、信号と、インピーダンス不整合により反射してくる信号とが合成されたとき、互いの位相の違いにより、合成された信号は歪が大きくなることがある。特に、図８に示すように信号に対して８０ｄＢ以下の歪を問題にするときは、インピーダンス不整合の影響が避けられない。
【００１４】
そこで、本発明の目的の一つは、ＡＮＴ端から第２の信号源６０側をみたときのインピーダンスの整合状態を良い状態に保持することにより、広ダイナミックレンジの歪測定を行えるようにすることである。
【００１５】
また、上記（２）ＩＭ３測定法は、２つの信号源から重畳回路１００、及び不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂ、７０ｄやサーキュレータ８０ａ、８０ｂが、測定系の構成を複雑にし、規模を多くしている欠点がある。同様に、（１）ＩＭＤ測定法でも不要波除去フィルタ７０ａやサーキュレータ８０ａ、８０ｂを使用している。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。
【００１６】
これらは、この歪測定にあたっては、−１００ｄＢｍ以下のレベルの歪成分の測定を行うことから、ダイナミックレンジを確保するうえで雑音が問題になること、そのため不要波信号が入ることによる測定誤差が心配されることから図９、図７のような構成を採用していると考えられる。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。
【００１７】
しかしながら、被試験物であるデュプレクサに入力する周波数関係が分かれば、その高調波の関係でＲｘ帯域（受信帯域）に在る歪成分を特定して（つまり、歪成分の周波数は既知である。）測定条件を整えた構成で測定できることに着眼した。
【００１８】
そこで、本発明の目的の他の一つは、信号源側の不要波の影響を受けることなく整合良く、狭帯域で測定することで、簡単な構成で測定できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するために具体的には、請求項１に記載の発明は、所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、前記送信端に前記送信信号に相当する周波数を有する第１の信号を送る第１の信号源（１１）と、前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられ、前記アンテナ端側に接続される第１端、前記第２の信号源の出力を受けて該第２の信号を該第１端へ通過させ該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）を有する第２端、及び、第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を所定インピーダンスで終端させるとともに、前記第２端で受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）を有する第３端を備えた分岐整合手段（５０）と、前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備えた。
請求項２に記載の発明は、所定送信帯域と該所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域を含む所定通信帯域内で通信を行う移動体通信機器にして、前記所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定受信帯域内にある到来信号を受信する前記移動体通信機器のフロントエンドに用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、前記送信信号に相当する周波数を有する信号を送出する第１の信号源（１１）と、該第１の信号源から送出される信号を増幅して第１の信号として前記送信端に送出するパワー増幅手段（２０ａ）と、前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられた分岐整合手段（５０）と、前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備え、前記分岐整合手段は、３つの抵抗がΔ形又はＴ形で結合されて構成され、その結合の３つの端である第１端、第２端及び第３端を有し、該第１端が前記アンテナ端側に接続されるようになっている分岐部と、該第２端と前記第２の信号源との間に設けられ、前記第２の信号源からの前記第２の信号を前記第１端へ通過させるとともに該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）と、所定インピーダンスを有し、一方の端が接地されているる終端器と、該終端器の他方の端と前記第３端との間に設けられ、前記第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を前記終端器の前記所定インピーダンスで終端させ、前記第２端から受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）と、を備えた。
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記フロントデバイスは、さらに、前記アンテナ端に接続されるための子接点と、前記分岐整合手段の第１端へ接続される親接点を有し、切り換えることで、該親接点からの前記第２の信号を前記子接点を介して該アンテナ端へ送るスイッチデバイス（３２）を含む構成とした。
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれかの一つの請求項に記載の発明において、前記第２の信号源は、前記第１の信号の周波数をＴｘとし、前記到来信号の周波数をＲｘとしたとき、前記第２の信号として少なくともＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、及び２Ｔｘ＋Ｒｘの４つの周波数の信号を切り換えて出力し、前記分岐整合手段は、該第２の信号の切り換えに対応して、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの通過帯域及び阻止帯域を切り換える構成とした。
請求項５に記載の発明は、所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δｆ／２の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δｆが前記所定送信帯域の幅内にある２つのＲＦ信号を含む前記第１の信号を生成し、該２つのＲＦ信号を一つの出力端子から出力する２信号発生源（１１ａ）と、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、前記第１の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段（２０ａ）と、前記到来信号に相当する第２の信号を生成し出力する参照信号源（６０ａ）と、該第２の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段（８０）と、を備え、前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定する構成とした。
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、前記送信信号の周波数をＴｘとしたとき、前記２つのＲＦ信号の周波数はＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２であり、歪成分とは、第２の信号の周波数をＲｘとしたとき、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆの周波数成分である構成とした。
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか一つの請求項に記載の発明において、前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、約３００Ｈｚ〜１０Ｈｚである構成とした。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１〜４に記載の発明によれば、分岐整合手段により、第２の信号源の周波数を変えたとしても、デュプレクサからみた第２信号源側のインピーダンスが整合状態で安定するので、不整合によるダイナミックレンジへの影響を防止できる。
【００２１】
請求項５、６に記載の発明によれば、例えば、周波数Ｔｘの信号と周波数Δｆ／２の信号とで周波数変換して同時に作りだした信号Ｔｘ−Δｆ／２、信号Ｔｘ＋Δｆ／２を含む２信号を用いることにより、例え、その周波数変換により周波数Ｔｘの成分がリークしていても、その影響を受けることなく簡単な構成で測定できる。
【００２２】
また、請求項７に記載の発明は、いずれもインピーダンス整合させて、３００Ｈｚ以下の狭帯域に制限して測定するので、雑音、不要波等の影響を軽減して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態の機能・構成を示す図である。
【図２Ａ】図１の分岐整合手段の機能・構成を示す図である。
【図２Ｂ】分岐整合手段における各フィルタの特性を示す図である。
【図３】異なったフロトデバイスへの第１の実施形態の適用例を示す図である。
【図４】第１の実施形態による実施結果を示す図である。
【図５】第２の実施形態の機能・構成を示す図である。
【図６】デュプレクサの機能を説明するための図である。
【図７】従来の一測定構成例（ＩＭＤ測定法の例）を示す図である。
【図８】図７の構成例における信号の周波数関係を示す図である。
【図９】従来の他の一測定構成例（ＩＭ３測定法の例）を示す図である。
【図１０】図９の構成例における信号の周波数関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明に係る実施形態を図１に係る第１の実施形態、図５に係る第２の実施形態に分けて説明する。第１の実施形態は、上記「背景技術」で説明した従来のＩＭＤ測定法に対し改善した実施形態である。第２の実施形態は、同じく従来のＩＭ３測定法に対して改善した実施形態である。したがって、図６、図８は、そのまま図１〜図３に係る第１の実施形態に適用される。同様に、図６、図１０は、図５に係る第２の実施形態に適用される。また、図１〜１０で同一符号の構成は同一機能を示す。
【００２５】
［第１の実施形態］
図１〜４、６、８を基に、第１の実施形態について説明する。図１は、図７と同様にＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１の歪を測定する構成である。
【００２６】
図１で、第１の信号源１１から信号Ｔｘがパワー増幅手段２０ａで増幅されて、デュプレクサ３１のＴｘ端に入力される。一方、第２の信号源６０は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを切り換えて出力し、分岐整合手段５０及び分岐手段４０を介して、デュプレクサ３１のＡＮＴ端へ入力する。そしてデュプレクサ３１のＲｘ端に接続されたスペクトラムアナライザ１３で帯域制限して、Ｒｘ端に現れた歪成分Ｒｘを測定する。図８に示すように歪成分Ｒｘは、デュプレクサ３１が移動体通信端末に使用されたとき、受信すべき周波数と同じ周波数のＲｘ成分である。
【００２７】
ここで、図１の構成において、図７の構成と異なるところは、次の（１Ａ）〜（１Ｄ）で示す部分である。
（１Ａ）図１のＡＮＴ端側の信号系統において、図７の不要波除去フィルタ７０ｃを除き、第２の信号源６０からの各信号に対して、及びＡＮＴ端においてデュプレクサ３１側に生じる周波数成分、つまりＴｘ成分、Ｒｘ成分に対して、の双方にインピーダンス整合を図れる分岐整合手段５０を用いた。
（１Ｂ）図１のＴｘ端側の信号系統において、図７の不要波除去フィルタ７０ｃを除いてパワー増幅手段２０ａからＴｘ端へ入力している。
（１Ｃ）図１のＲｘ端側の信号系統において、狭帯域に制限してレベル測定できるスペクトラムアナライザで歪測定する。
（１Ｄ）方向性結合手段で構成される分岐手段４０により、分岐整合手段５０を介して入力された第２の信号源６０からの信号を受けて、一端を終端器４１で終端し、他端からパワーメータ４２側に分岐して出力している。これは、デュプレクサ３１のＡＮＴ端に入力される信号のレベル（パワー）をパワーメータ４２によりモニタリングするためのものであり、分岐手段４０の入出力に係るインピーダンスの整合をとって接続されるので、歪み成分には、特に影響がないので、詳細説明を省略する。
【００２８】
以下、上記（１Ａ）（１Ｂ）（１Ｃ）について詳細説明をする。
（１Ａ）について（ＡＮＴ端側信号系統における分岐整合手段５０について）
図１、図２Ａ、図２Ｂ、図８を基に説明する。図１の第２の信号源６０は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを切り換えて第２の信号として、分岐整合手段５０及び分岐手段４０を介して、デュプレクサ３１のＡＮＴ端へ入力する。そのとき、第２の信号は、非常に広帯域である。上記例を再掲すると、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚ、Ｒｘ−Ｔｘ＝６５ＭＨｚ、２Ｔｘ−Ｒｘ＝１７２０ＭＨｚ、Ｔｘ＋Ｒｘ＝３６３５ＭＨｚ、２Ｔｘ＋Ｒｘ＝５４２０ＭＨｚである。したがって、第２の信号をＡＮＴ端へ入力する際には、それぞれ第２の信号を通過させると同時に、他の周波数成分、雑音を除去するフィルタが必要となる（後記する「パスフィルタ５１」がそのフィルタに該当する。）。この場合、そのフィルタの通過帯域ではインピーダンス整合が図られるが、通過帯域外である通信帯域（Ｔｘ帯域及びＲｘ帯域）では、インピーダンス整合はとれない。
【００２９】
一方、デュプレクサ３１のＴｘ端には第１の信号として信号Ｔｘが入力される。そして、デュプレクサ３１内に歪成分Ｒｘ（周波数Ｒｘは、移動無線として使用しているときは受信周波数となっているが、この場合は、歪成分が発生したときのその周波数になる。）が発生する。そのデュプレクサ３１内に入力された信号Ｔｘや発生した歪成分Ｒｘにとっては、ＡＮＴ端から第２の信号限６０側をみたインピーダンスの影響を受ける。そこで、分岐整合手段５０により、第２の信号源６０側からＡＮＴ端側をみたインピーダンスの整合と、ＡＮＴ端から第２の信号源６０側をみたインピーダンスの整合を図ることとした。
【００３０】
図２Ａに分岐整合手段５０の詳細な機能構成を示す。図２Ａにおいて、３つの抵抗ＲでΔ形（Ｔ形（Ｙ形）であっても良い。）の分岐を構成している。そのΔ分岐の一端である第１端は、特性インピーダンスＺｏで、第２の信号の周波数帯域、及び通信帯域を含む広帯域に亘り整合をとって接続されている。Δ分岐の第２端と第２の信号源６０との間には、第２の信号源６０から切り換えて送られてくる信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘに応じて、それらの信号を通過させるパスフィルタ５１が接続されている。図２Ｂにそのパスフィルタの特性を二重線の実線で示している（また、二重線の点線で示す特性であっても問題ない。）。図２Ｂにおいて、パスフィルタ５１は、第２の信号が信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘのときは、それらの信号を通過させ、Ｔｘ帯域以上の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスＺｏのローパス形（バンドパス形でも良い）のフィルタ特性にされ、第２の信号が信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘのときは、それらの信号を通過させ、Ｒｘ帯域以下の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスＺｏのハイパス形（バンドパス形でも良い）のフィルタ特性にされる。したがって、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘは、それらが出力されている時点では、必ず、パスフィルタ５１の通過帯域に入り、通信帯域（Ｔｘ帯域＋Ｒｘ帯域）にある信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘにとっては、常時、パスフィルタ５１の阻止帯域に入るので、第２端側を通過しない構成である。
【００３１】
なお、図２Ａのパスフィルタ５１は、通信帯域（Ｔｘ帯域＋Ｒｘ帯域）にある信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘにとっては、パスフィルタ５１の阻止領域に入る特性を有するので、第２の信号源６０からの第２の信号に、通信帯域内に含まれる不要な成分や、雑音があれば、それらを除去する効果も有する。
【００３２】
一方、Δ分岐の第３端には、通信帯域終端フィルタ５２が接続される。通信帯域終端フィルタ５２は、図２Ｂに一重の実線で示すように、第２の信号が信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘのときは、Ｔｘ帯域以上の周波数の信号を通過させ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘを阻止する、特性インピーダンスＺｏで終端されたハイパス形のフィルタ特性にされる。そして、第２の信号が信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘのときは、Ｒｘ帯域以下の周波数の信号を通過させ、信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを阻止する、特性インピーダンスＺｏで終端されたローパス形のフィルタ特性にされる。したがって、第１端からみた場合、通信帯域内の信号（信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘ）にとっては、常時、第３端で特性インピーダンスＺｏに終端される。そして、この第３端は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを阻止するので、これらの信号は、第３端側を通過しないで上記した第２端側を経由して第１端に送られる。
なお、通信帯域終端フィルタ５２は、通信帯域内の信号のみを通過させるバンドパス形のフィルタでも構成できる（構成はこの方が簡単である。）。
【００３３】
分岐整合手段５０を上記の構成にすることにより、図２Ａの粗い点線で示す第１端側から第３端側への信号系統は、通信帯域内の信号（信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘ）にとって特性インピーダンスＺｏで構成され、図２Ａの細かい点線で示す第２端側から第１端側への信号系統は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘにとって特性インピーダンスＺｏで構成される。したがって、関連する何れの信号にとってもインピーダンス整合がとれる構成である。
【００３４】
（１Ｂ）（１Ｃ）について（Ｔｘ端側及びＲｘ端側の信号系統について）
図１のＴｘ端側及びＲｘ端側の信号系統のいずれも、特性インピーダンスＺｏで構成されている。ここで、Ｔｘ端側の信号系統において、歪測定上、大きな問題となるのは、図８からも理解できるように、第１の信号源１１からの信号Ｔｘ自身のサイドバンドノイズ（一般に、ＳＳＢ位相雑音と言われることもある。）としてＲｘ成分（以下、ＳＳＢ雑音Ｒｘと言う。）があると、それが、デュプレクサ３１内で発生した歪成分Ｒｘに重畳されるので、ダイナミックレンジが制限されることである。ＳＳＢ雑音Ｒｘが測定しようとする歪成分Ｒｘに比較し、許容できるほど十分小さい値であれば問題はない。周波数の具体例は上記のように、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚとすれば、信号Ｔｘの＋６５ＭＨｚの周波数における雑音成分が、ＳＳＢ雑音Ｒｘに該当する。
【００３５】
移動体通信端末（携帯端末）における信号源の雑音成分（位相雑音を含む）の大きさは、一般に次の式で示されるスペックが要求されている。
雑音成分［ｄＢｍ／Ｈｚ］＝保証受信感度レベル［ｄＢｍ］−１０Ｌｏｇ（占有周波数帯域幅）
信号に対する雑音レベル［ｄＢｍ／Ｈｚ］＝−信号レベル［ｄＢｍ］＋雑音成分
【００３６】
上記式の意味するところは、占有周波数帯域幅で受信すれば、１Ｈｚ当たりのＺＨ雑音成分が占有周波数分だけ加算（１Ｈｚ当たりの雑音×占有周波数帯域）されるので、その分の雑音を予め少なくした信号源が必要である、と言うことである。言い換えれば、保証受信感度レベルと同一のレベルの信号を、占有周波数帯域幅で受信したとき、雑音対信号比＝Ｓ／Ｎ＝０ｄＢを意味する。
【００３７】
ここで、歪測定の保証受信感度レベル（要求スペック）を−１１０ｄＢｍ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの信号レベルを図８のように−２０ｄＢｍ、通信方式がＷ−ＣＤＭＡの場合の占有周波数帯域幅＝３．８４ＭＨｚとすると、要求される雑音レベルは、次のとおりである。
雑音レベル＝−１１０−（−２０）−１０Ｌｏｇ（３．８４×１０６）
≒−１５５［ｄＢｍ／Ｈｚ］
【００３８】
しかしながら、この歪測定するにあたっては、歪測定に必要なダイナミックレンジで測定できれば良く、占有周波数帯域幅で受信する必要はない。そこで、歪成分Ｒｘを測定するスペクトラムアナライザ１３の分解能帯域幅（ＲＢＷと言われる。いわば、測定帯域幅である。）を３ｋＨｚ、３００Ｈｚ、３０Ｈｚと制限して測定すれば、それぞれ、占有周波数帯域幅＝３．８４ＭＨｚに比べ、約３０ｄＢ、約４０ｄＢ、約５０ｄＢだけ、Ｓ／Ｎが向上する。したがって、上記の例のように歪測定の保証受信感度レベル（要求スペック）を−１１０ｄＢｍ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの信号レベルを−２０ｄＢｍとしたとき、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域、つまり分解能帯域幅を３ｋＨｚ、３００Ｈｚ、３０Ｈｚと制限したとき、信号源に要求される雑音レベルはそれぞれ、約−１３５ｄＢｍ／Ｈｚ、−１２５ｄＢｍ／Ｈｚ、−１１５ｄＢｍ／Ｈｚとなり、雑音成分に大きな制約を受けなくても済む。このように雑音成分の制約が薄くなるにつれ、従来のようにノッチフィルタ等で雑音等の不要波成分を除く処理が不要になる。
【００３９】
なお、歪成分Ｒｘの測定精度を良くするにはＳ／Ｎ＝６ｄＢの余裕を持って測定することが望ましい。さらに回路間にインピーダンスの整合をとるために特性インピーダンスＺｏを有する抵抗パッドを用いることがある（例えば、Ｒｘ端、ＡＮＴ端、Ｒｘに３ｄＢパッドを用いる。）が、これは、Ｓ／Ｎを悪化させるので、雑音成分における影響を考慮する必要がある。例えば、第１の信号源１１としては、歪成分Ｒｘの周波数点で、雑音レベルが約−１４５ｄＢｍ／Ｈｚ以下であれば、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）が３００Ｈｚで、信号源に要求される雑音レベルは−１２５ｄＢｍ／Ｈｚであるので、２０ｄＢの余裕が生まれる。したがって、この余裕をＳ／Ｎ＝６ｄＢと抵抗パッドでのロスにまわせる。
【００４０】
以上のことから、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）として３００Ｈｚ〜１０Ｈｚであることが、望ましい。第１の信号源１１としては、歪成分Ｒｘの周波数点での雑音レベル約−１４５ｄＢｍ／Ｈｚ以下が望ましいが、信号源の雑音レベルによって、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）を適切に選択することで対応することもできる。
【００４１】
なお、図１は、被測定物ＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１だけの場合で説明したが、図３のように、被測定物ＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１のＡＮＴ端に半導体でなるスイッチ３２が終端器３３とともに接続された構成であっても、デュプレクサ３１とスイッチ３２とで発生する歪成分を、上記図１と同様に測定できる。なお、スイッチ３２は、分岐手段４０側に親端子があり、ＡＮＴ端と、終端器３３とが子端子に接続され、親端子に入力された信号が、終端器３３またはＡＮＴ端へ切り換えて接続される構成である。
【００４２】
あるいは、特性が既知のデュプレクサ３１を歪測定装置の構成要素の１つとして用い、スイッチ３２のみを被測定物ＤＵＴ３０として測定する構成であってもよい。この場合は、スペクトラムアナライザ１３の測定値に対して、デュプレクサ３１の既知の特性を考慮することにより、スイッチ３２の歪を測定することができる。
【００４３】
［第１の実施形態による実施例］
図１の構成による実施の結果を図４に示す。測定条件は、第１の信号源１１の周波数が１７５０ＭＨｚであり、第２の信号源６０の周波数が、Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘでそれぞれ、１００ＭＨｚ、１６５０ＭＨｚ、３６００ＭＨｚ、５３５０ＭＨｚであり、それぞれのレベル（パワーメータ４２で測定したＡＮＴ端におけるレベル）を−２０ｄＢｍとしたときの条件で測定している。またスペクトラムアナライザ１３は、歪成分Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚに同調して、測定帯域幅、つまり分解能帯域幅（ＲＢＷ）は３０Ｈｚで測定している。比較のため、従来例の構成による場合と、図１の構成による場合、双方の測定値を記載している。
【００４４】
図４において、従来例によれば、第２の信号周波数がＲｘ−Ｔｘのときの歪成分Ｒｘが−１０３．３９ｄＢｍ、第２の信号周波数がＴｘ＋Ｒｘのときの歪成分が−９２．７７ｄＢｍとなっているが、これらは、規格−１１０ｄＢｍを割っている。これに対し、図１の実施形態によれば、第２の信号のいずれの周波数であっても測定値は、約−１４０ｄＢｍ近辺以下であり、規格を満足している。
【００４５】
なお、第１の信号源１１及びスペクトラムアナライザ１３を含む信号分析装置１０としては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するＭＳ２６９２Ａシグナルアナライザを用いている。第２の信号源６０としては、同じく本発明の出願人が製造するＭＧ３６９１Ｂシンセサイザを用いている。
【００４６】
［第２の実施形態］
図５、６、１０を基に、第２の実施形態について説明する。図５は、ＤＵＴ３０ａとして、デュプレクサ３１とスイッチ３２とで発生する歪を測定する構成である。
【００４７】
図５は、スイッチ３２（或いはＡＮＴ端）に、参照信号源６０ａにより移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号ＲｘをＡＮＴ端へ入れ、Ｔｘ端へ、２信号源１１ａにより、予め信号Ｒｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に生ずると予想される信号（周波数がＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２、の各信号）を入れ、それをＲｘ端子でＲｘ帯域に入る周波数成分Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆを雑音成分として測定する例である。
【００４８】
つまり、図５の２信号源１１ａが信号Ｔｘの近傍の信号として、例えば、周波数がＴｘ−０．５ＭＨｚ（Δｆ＝１ＭＨｚとした）、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、の各信号を出力し、それぞれパワー増幅手段２０ａにより増幅し、デュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、参照信号源６０ａにより、周波数が受信信号と同じ信号Ｒｘを発生して、サーキュレータ８０及び分岐手段４０を介してスイッチ３２（或いはＡＮＴ端）へ送っている。そして、スペクトラムアナライザ１３によりＲｘ端から出力される成分Ｒｘ−１ＭＨｚ、成分Ｒｘ＋１ＭＨｚを歪成分として測定する。
【００４９】
図５と図９との主な違いは次（２Ａ）（２Ｂ）（２Ｃ）の点にある。
（２Ａ）図９では、第３の信号源１４からの信号と第４の信号源１５からの信号とを重畳して信号を生成していたが、図５では周波数変換により作り出した２信号を用いている。
（２Ｂ）図９で使用していた不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂ、７０ｄを図５では不要にしたこと、それに伴い、スペクトラムアナライザでの分解能帯域ＲＢＷ（測定帯域）を制限したこと。
（２Ｃ）分岐手段４０を設けていること。ただし、これは、上記（１Ｄ）の理由と同じであり、説明を省略する。
【００５０】
以下、上記（２Ａ）(２Ｂ)について詳細を説明する。
（２Ａ）２信号源１１ａの構成について
図５で、２信号源１１ａは、内部で高周波帯の信号Ｔｘと低周波帯の信号±Δｆ／２を生成し、信号Ｔｘを信号±Δｆ／２でミキサでミキシングすることで周波数変換して、信号Ｔｘの両サイドにある信号Ｔｘ−Δｆ／２と信号Ｔｘ＋Δｆ／２を一つの出力端子からパワー増幅手段２０ａへ出力している。すなわち、２信号源１１ａは、内部で、周波数Ｔｘの搬送波信号と、周波数±Δｆ／２の２つのトーン信号で成るデジタルのベースバンド信号とを生成し、このベースバンド信号をＤ／Ａ変換して搬送波信号で周波数変換することにより、Ｔｘ−Δｆ／２とＴｘ＋Δｆ／２との２つのＲＦのトーン信号を出力している。例えば、Δｆ＝１ＭＨｚとした例を図１０に示す。周波数変換であるからして、実際に出力される成分としては、信号Ｔｘ−０．５ＭＨｚと信号Ｔｘ＋０．５ＭＨｚのほかに、周波数変換による残留成分Ｔｘも出力される。しかしながら、スペクトラムアナライザ１３で帯域制限して測定される成分Ｒｘ−１ＭＨｚ、成分Ｒｘ＋１ＭＨｚの歪成分の測定に何ら影響を与えることがない成分である。
【００５１】
（２Ｂ）不要波除去フィルタ（雑音除去のノッチフィルタを含む）を不要とした点
特に、歪測定で問題になるのは、図１０から理解できるように、信号Ｔｘ−Δｆ／２、信号Ｔｘ＋Δｆ／２及び信号Ｒｘ自身のサイドバンドに有する雑音として、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆ成分が含まれているとそれがそのまま、歪測定の誤差になるからである。特にΔｆ＝１ＭＨｚとすれば、周波数Ｒｘ−１ＭＨｚ、Ｒｘ＋１ＭＨｚにおける雑音成分が大きな問題となる。従来は、この雑音をノッチフィルタで軽減していた。
【００５２】
上記（２Ａ）に記載した２信号源１１ａの構成により、重畳回路を無くすことによりロスが少なくなり、その分のＳ／Ｎ悪化が避けられる。そして、そして、上記（１Ｂ）（１Ｃ）に記載したようにスペクトラムアナライザ１３で３００Ｈｚ〜１０Ｈｚに帯域制限して測定することにより、不要波除去フィルタ（雑音除去のノッチフィルタを含む）を不要としてもほぼ満足した結果が得られた。
【００５３】
例えば、信号Ｒｘのレベルが−３０ｄＢｍで歪測定のダイナミックレンジが−８２ｄＢという仕様での測定要求がある。そうすると−１１２ｄＢｍのレベルを測定できる必要がある。そこで、２信号源１１ａ及び参照信号源６０ａの各信号源からの信号として、Ｒｘ−１ＭＨｚ、Ｒｘ＋１ＭＨｚにおける雑音成分−１５２ｄＢｍ／Ｈｚの信号を用いてスペクトラムアナライザ１３の測定帯域を３００Ｈｚとし、歪測定に必要なＳ／Ｎを６ｄＢとすれば、
−１５２＋１０Ｌｏｇ３００＋６＝−１２１［ｄＢｍ］
が測定可能になるので、十分にダイナミックレンジをカバーできる。なお、２信号源１１ａ及びスペクトラムアナライザ１３を含む信号分析装置１０ａとしては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するＭＳ２６９２Ａシグナルアナライザを用いている。性能的に十分であり、一体型であるから構成も簡単になる。なお、参照信号源６０ａとしては、本発明の出願人が製造するＭＧ３６９１Ｂシンセサイザを用いている。
【符号の説明】
【００５４】
１０ 信号分析装置、１０ａ 信号分析装置、 １１ 第１の信号源、
１１ａ ２信号源、 １４ 第３の信号源、
１３ スペクトラムアナライザ、１４ 第３の信号源、 １５ 第４の信号源、
２０ａ パワー増幅手段、 ２０ｂ パワー増幅手段、
３０ ＤＵＴ（被試験物）、 ３０ａ ＤＵＴ、 ３１ デュプレクサ（結合手段）、３２ スイッチ、
３３ 終端器、
４０ 分岐手段、 ４１ 終端器、 ４２ パワーメータ、
５０ 分岐整合手段、 ５１ パスフィルタ、 ５２ 通信帯域終端フィルタ、
６０ 第２の信号源、 ６０ａ 参照信号源、
７０ａ 不要波除去フィルタ、 ７０ｂ 不要波除去フィルタ、
７０ｃ 不要波除去フィルタ、７０ｄ 不要波除去フィルタ、
８０ サーキュレータ、 ８０ａ サーキュレータ、 ８０ｂ サーキュレータ、８０ｃ サーキュレータ、
９０ 測定手段、
１００ 重畳手段、
Ｒ 抵抗器、
Ｚｏ 特性インピーダンス
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば移動体通信端末のフロントエンドに用いられ信号伝送に利用されている、半導体や金属製でなるＲＦ通信用デバイス（以下、「フロントデバイス」と言う。）の歪みを測定する試験技術に関する。特に、フロントデバイスとしては、例えば、移動体通信端末において送信部からの送信信号をアンテナへ送り、かつアンテナからの受信信号を受信部へ送る結合デバイス（以下、デュプレクサ（Ｄｕｐｌｅｘｅｒ）と言う。）、さらにそのデュプレクサに結合するスイッチデバイス、やアンプ等がある。本発明は、それらから生成され、受信時の帯域内に入る歪を測定する技術に係る。
【背景技術】
【０００２】
近年、移動体通信端末（いわゆる、携帯端末）の小型化、高機能化にともない、フロントエンドに用いられるフロントデバイスの小型化、複合化が進んでいる。その一方、フロントデバイスが有すると考えられる雑音成分や歪成分が、受信感度に影響するのではないかという提起も出されている。
【０００３】
ところで、上記デュプレクサ、スイッチデバイスは一般にはパッシブ素子として受け取られており、これらは、雑音成分より、歪成分が支配的とされ、歪成分の測定要求が高まっている。また、デュプレクサ、スイッチデバイスによる受信感度への影響が高調波歪成分が支配的といっても、パッシブ素子であるため、歪成分は相当に低レベルで発生するため、高感度或いは低レベルでの広測定ダイナミックレンジが要求される。なお、ここで問題にする歪成分は、素子の非線形性により生ずる不要波成分である。つまり、素子に入力される信号が素子内の非線形により生ずる高調波成分や、入力された信号及び生じた高調波を含む混変調により生ずる成分、及び入力された複数の信号同士による相互変調によって生ずる成分であって、受信帯域内に入る成分が歪成分として問題にされる。
【０００４】
通信用のデバイス等の歪（変調歪）の測定としては、歪の測定レベル範囲（ダイナミックレンジ）が特許文献１の記載のような雑音、不要波の影響を軽減する技術がある。しかし、パッシブ素子のように非常に低いレベルでの広ダイナミックレンジの歪測定が困難であった。
【０００５】
一般に、パッシブ素子の移動体通信端末の受信感度へ与える歪の影響を測定する装置としては、次の（１）（２）の装置が考えられ、使用されている。なお、デュプレクサは、上記したように、アンテナが接続されるアンテナ端（以下、「ＡＮＴ端」と言う。）と、受信部が接続される受信端（以下、「Ｒｘ端」と言う。）と、送信部が接続される送信端（以下、「Ｔｘ端」と言う。）を有し、図６に示すようにＴｘ端からＡＮＴ端へ送信信号を通過させる周波数帯域（以下「Ｔｘ帯域」という）の帯域通過フィルタ、ＡＮＴ端からＲｘ端へ受信信号を通過させる周波数帯域（以下「Ｒｘ帯域」という）の帯域通過フィルタを有する。これらの帯域通過フィルタは送信部から受信部へ、受信部から送信部への信号の流れを断にする分離機能も兼ねている。なお、ここではＴｘ帯域とＲｘ帯域を合わせて通信帯域と言う。
【０００６】
（１）ＩＭＤ測定（Ｉｎｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：変調歪の測定）
これは、図７及び図８に示すように、移動体通信端末が送信すべき送信信号とほぼ同じ周波数の信号Ｔｘ（以下、Ｔｘは送信信号を示すことも、その周波数を示すこともある。）をＴｘ端へ入れる。そして、ＡＮＴ端へ、予め信号Ｔｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に周波数Ｒｘの歪成分として生ずると予想される信号（周波数がＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号）を入れ、歪成分をＲｘ端において測定する例である。
【０００７】
具体的には、図７で、第１の信号源１１が、信号Ｔｘを出力し、パワー増幅手段２０ａで増幅し、ハイパスフィルタやノッチフィルタで構成される不要波除去フィルタ７０ａにより、信号Ｔｘの高調波や雑音成分を除去し、さらにサーキュレータ８０ａを介して、ＤＵＴ３０であるデュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、第２の信号源６０により、周波数がＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号を切り換えて発生して、やはり、ハイパスフィルタやノッチフィルタで構成される不要波除去フィルタ７０ｃにより、それらの高調波や雑音成分を除去し、サーキュレータ８０ｂを介してデュプレクサ３１のＡＮＴ端へ送っている。そして、Ｒｘ端から出力されるＲｘ成分を歪成分として測定手段９０で帯域制限して測定する。測定が要求されるレベルは、図８のように−１００ｄＢｍ以下である。
【０００８】
（１）ＩＭ３測定（３ｒｄ Ｉｎｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；２信号３次変調歪の測定）
これは、図９及び図１０に示すように、参照信号源６０ａからＡＮＴ端に移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号Ｒｘを入れ、第３の信号源１４及び第４の信号源１５により、予め信号Ｒｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に生ずると予想される信号（周波数がＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２ｘ、の各信号）をＴｘ端へ入れ、Ｒｘ端でＲｘ帯域に入る周波数成分を歪成分として測定する例である。
【０００９】
具体的には、図９で、第３の信号源１４及び第４の信号源１５が、信号Ｔｘの近傍の信号として、周波数がＴｘ−０．５ＭＨｚ（Δｆ＝１ＭＨｚとした）、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、の各信号を出力し、それぞれパワー増幅手段２０ａ、２０ｂで増幅し、さらに不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂにより、信号Ｔｘ−０．５ＭＨｚ、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、それぞれの高調波や雑音成分を除去し、さらに重畳手段１００で加えて１信号路に２信号として、サーキュレータ８０ａを介してデュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、参照信号源６０ａにより、周波数が受信信号と同じ信号Ｒｘを発生して、不要波除去フィルタ７０ｄにより、それらの高調波や雑音成分を除去し、サーキュレータ８０ｂを介してＡＮＴ端へ送っている。そして、Ｒｘ端から出力されるＲｘ−１ＭＨｚ成分、Ｒｘ＋１ＭＨｚ成分を歪成分として測定手段９０で帯域制限して測定する。測定が要求されるレベルは、図１０のように−１１１ｄＢｍ以下である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
特開２００５−１２１４９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記の（１）ＩＭＤ測定法によれば、第２の信号源６０が、周波数が２Ｔｘ−Ｒｘの信号を発生して試験しているときは、一応、目的に近い歪測定が可能であったが、周波数がＲｘ−Ｔｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの各信号を発生して試験しているときは、目的の歪測定に必要なダイナミックレンジが確保できず、必ずしも目的の歪測定ができているとは言えなかった。周波数の一例を挙げると、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚ、Ｒｘ−Ｔｘ＝６５ＭＨｚ、２Ｔｘ−Ｒｘ＝１７２０ＭＨｚ、Ｔｘ＋Ｒｘ＝３６３５ＭＨｚ、２Ｔｘ＋Ｒｘ＝５４２０ＭＨｚである。測定系全体を考えると、非常に広帯域である。
【００１２】
歪測定が困難な原因を考察してみると、第２の信号源６０が信号２Ｔｘ−Ｒｘ（周波数２Ｔｘ−Ｒｘの信号）を発生しているときは、不要波除去フィルタ７０ｃも信号２Ｔｘ−Ｒｘをパスするフィルタ構成にされている。そしてこの信号２Ｔｘ−Ｒｘの周波数は、図８に示すようにほぼ通信帯域内（図６を参照）にあるので、図７におけるＡＮＴ端、サーキュレータ８０ｂ、不要波除去フィルタ７０ｃ、第２の信号源６０の系統は、インピーダンス整合が良くなっている。つまり、信号Ｔｘ、信号２Ｔｘ−Ｒｘ、歪成分Ｒｘにとっては、整合が良い状態で測定されている。
【００１３】
これに対して、第２の信号源６０が信号Ｒｘ−Ｔｘ、信号Ｔｘ＋Ｒｘ、信号２Ｔｘ＋Ｒｘを出力しているときは、その信号に応じて不要波除去フィルタ７０ｃのパス帯域を変更されている。そうすると、この場合、図８から理解できるように、不要波除去フィルタ７０ｃは、信号Ｔｘや歪成分Ｒｘにとっては、不要波除去フィルタ７０ｃの帯域外になるので、この場合は、信号Ｔｘや歪成分Ｒｘにとってインピーダンス整合がとれていない状態になる。例えば、信号と、インピーダンス不整合により反射してくる信号とが合成されたとき、互いの位相の違いにより、合成された信号は歪が大きくなることがある。特に、図８に示すように信号に対して８０ｄＢ以下の歪を問題にするときは、インピーダンス不整合の影響が避けられない。
【００１４】
そこで、本発明の目的の一つは、ＡＮＴ端から第２の信号源６０側をみたときのインピーダンスの整合状態を良い状態に保持することにより、広ダイナミックレンジの歪測定を行えるようにすることである。
【００１５】
また、上記（２）ＩＭ３測定法は、２つの信号源から重畳回路１００、及び不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂ、７０ｄやサーキュレータ８０ａ、８０ｂが、測定系の構成を複雑にし、規模を多くしている欠点がある。同様に、（１）ＩＭＤ測定法でも不要波除去フィルタ７０ａやサーキュレータ８０ａ、８０ｂを使用している。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。
【００１６】
これらは、この歪測定にあたっては、−１００ｄＢｍ以下のレベルの歪成分の測定を行うことから、ダイナミックレンジを確保するうえで雑音が問題になること、そのため不要波信号が入ることによる測定誤差が心配されることから図９、図７のような構成を採用していると考えられる。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。
【００１７】
しかしながら、被試験物であるデュプレクサに入力する周波数関係が分かれば、その高調波の関係でＲｘ帯域（受信帯域）に在る歪成分を特定して（つまり、歪成分の周波数は既知である。）測定条件を整えた構成で測定できることに着眼した。
【００１８】
そこで、本発明の目的の他の一つは、信号源側の不要波の影響を受けることなく整合良く、狭帯域で測定することで、簡単な構成で測定できるようにすることである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記目的を達成するために具体的には、請求項１に記載の発明は、所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、前記送信端に前記送信信号に相当する周波数を有する第１の信号を送る第１の信号源（１１）と、前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられ、前記アンテナ端側に接続される第１端、前記第２の信号源の出力を受けて該第２の信号を該第１端へ通過させ該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）を有する第２端、及び、第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を所定インピーダンスで終端させるとともに、前記第２端で受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）を有する第３端を備えた分岐整合手段（５０）と、前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備えた。
請求項２に記載の発明は、所定送信帯域と該所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域を含む所定通信帯域内で通信を行う移動体通信機器にして、前記所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定受信帯域内にある到来信号を受信する前記移動体通信機器のフロントエンドに用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、前記送信信号に相当する周波数を有する信号を送出する第１の信号源（１１）と、該第１の信号源から送出される信号を増幅して第１の信号として前記送信端に送出するパワー増幅手段（２０ａ）と、前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられた分岐整合手段（５０）と、前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備え、前記分岐整合手段は、３つの抵抗がΔ形又はＴ形で結合されて構成され、その結合の３つの端である第１端、第２端及び第３端を有し、該第１端が前記アンテナ端側に接続されるようになっている分岐部と、該第２端と前記第２の信号源との間に設けられ、前記第２の信号源からの前記第２の信号を前記第１端へ通過させるとともに該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）と、所定インピーダンスを有し、一方の端が接地されているる終端器と、該終端器の他方の端と前記第３端との間に設けられ、前記第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を前記終端器の前記所定インピーダンスで終端させ、前記第２端から受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）と、を備えた。
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、前記フロントデバイスは、さらに、前記アンテナ端に接続されるための子接点と、前記分岐整合手段の第１端へ接続される親接点を有し、切り換えることで、該親接点からの前記第２の信号を前記子接点を介して該アンテナ端へ送るスイッチデバイス（３２）を含む構成とした。
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれかの一つの請求項に記載の発明において、前記第２の信号源は、前記第１の信号の周波数をＴｘとし、前記到来信号の周波数をＲｘとしたとき、前記第２の信号として少なくともＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、及び２Ｔｘ＋Ｒｘの４つの周波数の信号を切り換えて出力し、前記分岐整合手段は、該第２の信号の切り換えに対応して、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの通過帯域及び阻止帯域を切り換える構成とした。
請求項５に記載の発明は、所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δｆ／２の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δｆが前記所定送信帯域の幅内にある２つのＲＦ信号を含む前記第１の信号を生成し、該２つのＲＦ信号を一つの出力端子から出力する２信号発生源（１１ａ）と、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、前記第１の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段（２０ａ）と、前記到来信号に相当する第２の信号を生成し出力する参照信号源（６０ａ）と、該第２の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段（８０）と、を備え、前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定する構成とした。
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、前記送信信号の周波数をＴｘとしたとき、前記２つのＲＦ信号の周波数はＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２であり、歪成分とは、第２の信号の周波数をＲｘとしたとき、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆの周波数成分である構成とした。
請求項７に記載の発明は、請求項１〜６のいずれか一つの請求項に記載の発明において、前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、約３００Ｈｚ〜１０Ｈｚである構成とした。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１〜４に記載の発明によれば、分岐整合手段により、第２の信号源の周波数を変えたとしても、デュプレクサからみた第２信号源側のインピーダンスが整合状態で安定するので、不整合によるダイナミックレンジへの影響を防止できる。
【００２１】
請求項５、６に記載の発明によれば、例えば、周波数Ｔｘの信号と周波数Δｆ／２の信号とで周波数変換して同時に作りだした信号Ｔｘ−Δｆ／２、信号Ｔｘ＋Δｆ／２を含む２信号を用いることにより、例え、その周波数変換により周波数Ｔｘの成分がリークしていても、その影響を受けることなく簡単な構成で測定できる。
【００２２】
また、請求項７に記載の発明は、いずれもインピーダンス整合させて、３００Ｈｚ以下の狭帯域に制限して測定するので、雑音、不要波等の影響を軽減して測定できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態の機能・構成を示す図である。
【図２Ａ】図１の分岐整合手段の機能・構成を示す図である。
【図２Ｂ】分岐整合手段における各フィルタの特性を示す図である。
【図３】異なったフロトデバイスへの第１の実施形態の適用例を示す図である。
【図４】第１の実施形態による実施結果を示す図である。
【図５】第２の実施形態の機能・構成を示す図である。
【図６】デュプレクサの機能を説明するための図である。
【図７】従来の一測定構成例（ＩＭＤ測定法の例）を示す図である。
【図８】図７の構成例における信号の周波数関係を示す図である。
【図９】従来の他の一測定構成例（ＩＭ３測定法の例）を示す図である。
【図１０】図９の構成例における信号の周波数関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明に係る実施形態を図１に係る第１の実施形態、図５に係る第２の実施形態に分けて説明する。第１の実施形態は、上記「背景技術」で説明した従来のＩＭＤ測定法に対し改善した実施形態である。第２の実施形態は、同じく従来のＩＭ３測定法に対して改善した実施形態である。したがって、図６、図８は、そのまま図１〜図３に係る第１の実施形態に適用される。同様に、図６、図１０は、図５に係る第２の実施形態に適用される。また、図１〜１０で同一符号の構成は同一機能を示す。
【００２５】
［第１の実施形態］
図１〜４、６、８を基に、第１の実施形態について説明する。図１は、図７と同様にＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１の歪を測定する構成である。
【００２６】
図１で、第１の信号源１１から信号Ｔｘがパワー増幅手段２０ａで増幅されて、デュプレクサ３１のＴｘ端に入力される。一方、第２の信号源６０は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを切り換えて出力し、分岐整合手段５０及び分岐手段４０を介して、デュプレクサ３１のＡＮＴ端へ入力する。そしてデュプレクサ３１のＲｘ端に接続されたスペクトラムアナライザ１３で帯域制限して、Ｒｘ端に現れた歪成分Ｒｘを測定する。図８に示すように歪成分Ｒｘは、デュプレクサ３１が移動体通信端末に使用されたとき、受信すべき周波数と同じ周波数のＲｘ成分である。
【００２７】
ここで、図１の構成において、図７の構成と異なるところは、次の（１Ａ）〜（１Ｄ）で示す部分である。
（１Ａ）図１のＡＮＴ端側の信号系統において、図７の不要波除去フィルタ７０ｃを除き、第２の信号源６０からの各信号に対して、及びＡＮＴ端においてデュプレクサ３１側に生じる周波数成分、つまりＴｘ成分、Ｒｘ成分に対して、の双方にインピーダンス整合を図れる分岐整合手段５０を用いた。
（１Ｂ）図１のＴｘ端側の信号系統において、図７の不要波除去フィルタ７０ｃを除いてパワー増幅手段２０ａからＴｘ端へ入力している。
（１Ｃ）図１のＲｘ端側の信号系統において、狭帯域に制限してレベル測定できるスペクトラムアナライザで歪測定する。
（１Ｄ）方向性結合手段で構成される分岐手段４０により、分岐整合手段５０を介して入力された第２の信号源６０からの信号を受けて、一端を終端器４１で終端し、他端からパワーメータ４２側に分岐して出力している。これは、デュプレクサ３１のＡＮＴ端に入力される信号のレベル（パワー）をパワーメータ４２によりモニタリングするためのものであり、分岐手段４０の入出力に係るインピーダンスの整合をとって接続されるので、歪み成分には、特に影響がないので、詳細説明を省略する。
【００２８】
以下、上記（１Ａ）（１Ｂ）（１Ｃ）について詳細説明をする。
（１Ａ）について（ＡＮＴ端側信号系統における分岐整合手段５０について）
図１、図２Ａ、図２Ｂ、図８を基に説明する。図１の第２の信号源６０は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを切り換えて第２の信号として、分岐整合手段５０及び分岐手段４０を介して、デュプレクサ３１のＡＮＴ端へ入力する。そのとき、第２の信号は、非常に広帯域である。上記例を再掲すると、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚ、Ｒｘ−Ｔｘ＝６５ＭＨｚ、２Ｔｘ−Ｒｘ＝１７２０ＭＨｚ、Ｔｘ＋Ｒｘ＝３６３５ＭＨｚ、２Ｔｘ＋Ｒｘ＝５４２０ＭＨｚである。したがって、第２の信号をＡＮＴ端へ入力する際には、それぞれ第２の信号を通過させると同時に、他の周波数成分、雑音を除去するフィルタが必要となる（後記する「パスフィルタ５１」がそのフィルタに該当する。）。この場合、そのフィルタの通過帯域ではインピーダンス整合が図られるが、通過帯域外である通信帯域（Ｔｘ帯域及びＲｘ帯域）では、インピーダンス整合はとれない。
【００２９】
一方、デュプレクサ３１のＴｘ端には第１の信号として信号Ｔｘが入力される。そして、デュプレクサ３１内に歪成分Ｒｘ（周波数Ｒｘは、移動無線として使用しているときは受信周波数となっているが、この場合は、歪成分が発生したときのその周波数になる。）が発生する。そのデュプレクサ３１内に入力された信号Ｔｘや発生した歪成分Ｒｘにとっては、ＡＮＴ端から第２の信号限６０側をみたインピーダンスの影響を受ける。そこで、分岐整合手段５０により、第２の信号源６０側からＡＮＴ端側をみたインピーダンスの整合と、ＡＮＴ端から第２の信号源６０側をみたインピーダンスの整合を図ることとした。
【００３０】
図２Ａに分岐整合手段５０の詳細な機能構成を示す。図２Ａにおいて、３つの抵抗ＲでΔ形（Ｔ形（Ｙ形）であっても良い。）の分岐を構成している。そのΔ分岐の一端である第１端は、特性インピーダンスＺｏで、第２の信号の周波数帯域、及び通信帯域を含む広帯域に亘り整合をとって接続されている。Δ分岐の第２端と第２の信号源６０との間には、第２の信号源６０から切り換えて送られてくる信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘに応じて、それらの信号を通過させるパスフィルタ５１が接続されている。図２Ｂにそのパスフィルタの特性を二重線の実線で示している（また、二重線の点線で示す特性であっても問題ない。）。図２Ｂにおいて、パスフィルタ５１は、第２の信号が信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘのときは、それらの信号を通過させ、Ｔｘ帯域以上の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスＺｏのローパス形（バンドパス形でも良い）のフィルタ特性にされ、第２の信号が信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘのときは、それらの信号を通過させ、Ｒｘ帯域以下の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスＺｏのハイパス形（バンドパス形でも良い）のフィルタ特性にされる。したがって、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘは、それらが出力されている時点では、必ず、パスフィルタ５１の通過帯域に入り、通信帯域（Ｔｘ帯域＋Ｒｘ帯域）にある信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘにとっては、常時、パスフィルタ５１の阻止帯域に入るので、第２端側を通過しない構成である。
【００３１】
なお、図２Ａのパスフィルタ５１は、通信帯域（Ｔｘ帯域＋Ｒｘ帯域）にある信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘにとっては、パスフィルタ５１の阻止領域に入る特性を有するので、第２の信号源６０からの第２の信号に、通信帯域内に含まれる不要な成分や、雑音があれば、それらを除去する効果も有する。
【００３２】
一方、Δ分岐の第３端には、通信帯域終端フィルタ５２が接続される。通信帯域終端フィルタ５２は、図２Ｂに一重の実線で示すように、第２の信号が信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘのときは、Ｔｘ帯域以上の周波数の信号を通過させ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘを阻止する、特性インピーダンスＺｏで終端されたハイパス形のフィルタ特性にされる。そして、第２の信号が信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘのときは、Ｒｘ帯域以下の周波数の信号を通過させ、信号Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを阻止する、特性インピーダンスＺｏで終端されたローパス形のフィルタ特性にされる。したがって、第１端からみた場合、通信帯域内の信号（信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘ）にとっては、常時、第３端で特性インピーダンスＺｏに終端される。そして、この第３端は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘを阻止するので、これらの信号は、第３端側を通過しないで上記した第２端側を経由して第１端に送られる。
なお、通信帯域終端フィルタ５２は、通信帯域内の信号のみを通過させるバンドパス形のフィルタでも構成できる（構成はこの方が簡単である。）。
【００３３】
分岐整合手段５０を上記の構成にすることにより、図２Ａの粗い点線で示す第１端側から第３端側への信号系統は、通信帯域内の信号（信号Ｔｘ、歪成分Ｒｘ）にとって特性インピーダンスＺｏで構成され、図２Ａの細かい点線で示す第２端側から第１端側への信号系統は、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘにとって特性インピーダンスＺｏで構成される。したがって、関連する何れの信号にとってもインピーダンス整合がとれる構成である。
【００３４】
（１Ｂ）（１Ｃ）について（Ｔｘ端側及びＲｘ端側の信号系統について）
図１のＴｘ端側及びＲｘ端側の信号系統のいずれも、特性インピーダンスＺｏで構成されている。ここで、Ｔｘ端側の信号系統において、歪測定上、大きな問題となるのは、図８からも理解できるように、第１の信号源１１からの信号Ｔｘ自身のサイドバンドノイズ（一般に、ＳＳＢ位相雑音と言われることもある。）としてＲｘ成分（以下、ＳＳＢ雑音Ｒｘと言う。）があると、それが、デュプレクサ３１内で発生した歪成分Ｒｘに重畳されるので、ダイナミックレンジが制限されることである。ＳＳＢ雑音Ｒｘが測定しようとする歪成分Ｒｘに比較し、許容できるほど十分小さい値であれば問題はない。周波数の具体例は上記のように、Ｔｘ＝１７８５ＭＨｚ、Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚとすれば、信号Ｔｘの＋６５ＭＨｚの周波数における雑音成分が、ＳＳＢ雑音Ｒｘに該当する。
【００３５】
移動体通信端末（携帯端末）における信号源の雑音成分（位相雑音を含む）の大きさは、一般に次の式で示されるスペックが要求されている。
雑音成分［ｄＢｍ／Ｈｚ］＝保証受信感度レベル［ｄＢｍ］−１０Ｌｏｇ（占有周波数帯域幅）
信号に対する雑音レベル［ｄＢｍ／Ｈｚ］＝−信号レベル［ｄＢｍ］＋雑音成分
【００３６】
上記式の意味するところは、占有周波数帯域幅で受信すれば、１Ｈｚ当たりのＺＨ雑音成分が占有周波数分だけ加算（１Ｈｚ当たりの雑音×占有周波数帯域）されるので、その分の雑音を予め少なくした信号源が必要である、と言うことである。言い換えれば、保証受信感度レベルと同一のレベルの信号を、占有周波数帯域幅で受信したとき、雑音対信号比＝Ｓ／Ｎ＝０ｄＢを意味する。
【００３７】
ここで、歪測定の保証受信感度レベル（要求スペック）を−１１０ｄＢｍ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの信号レベルを図８のように−２０ｄＢｍ、通信方式がＷ−ＣＤＭＡの場合の占有周波数帯域幅＝３．８４ＭＨｚとすると、要求される雑音レベルは、次のとおりである。
雑音レベル＝−１１０−（−２０）−１０Ｌｏｇ（３．８４×１０６）
≒−１５５［ｄＢｍ／Ｈｚ］
【００３８】
しかしながら、この歪測定するにあたっては、歪測定に必要なダイナミックレンジで測定できれば良く、占有周波数帯域幅で受信する必要はない。そこで、歪成分Ｒｘを測定するスペクトラムアナライザ１３の分解能帯域幅（ＲＢＷと言われる。いわば、測定帯域幅である。）を３ｋＨｚ、３００Ｈｚ、３０Ｈｚと制限して測定すれば、それぞれ、占有周波数帯域幅＝３．８４ＭＨｚに比べ、約３０ｄＢ、約４０ｄＢ、約５０ｄＢだけ、Ｓ／Ｎが向上する。したがって、上記の例のように歪測定の保証受信感度レベル（要求スペック）を−１１０ｄＢｍ、信号Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘの信号レベルを−２０ｄＢｍとしたとき、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域、つまり分解能帯域幅を３ｋＨｚ、３００Ｈｚ、３０Ｈｚと制限したとき、信号源に要求される雑音レベルはそれぞれ、約−１３５ｄＢｍ／Ｈｚ、−１２５ｄＢｍ／Ｈｚ、−１１５ｄＢｍ／Ｈｚとなり、雑音成分に大きな制約を受けなくても済む。このように雑音成分の制約が薄くなるにつれ、従来のようにノッチフィルタ等で雑音等の不要波成分を除く処理が不要になる。
【００３９】
なお、歪成分Ｒｘの測定精度を良くするにはＳ／Ｎ＝６ｄＢの余裕を持って測定することが望ましい。さらに回路間にインピーダンスの整合をとるために特性インピーダンスＺｏを有する抵抗パッドを用いることがある（例えば、Ｒｘ端、ＡＮＴ端、Ｒｘに３ｄＢパッドを用いる。）が、これは、Ｓ／Ｎを悪化させるので、雑音成分における影響を考慮する必要がある。例えば、第１の信号源１１としては、歪成分Ｒｘの周波数点で、雑音レベルが約−１４５ｄＢｍ／Ｈｚ以下であれば、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）が３００Ｈｚで、信号源に要求される雑音レベルは−１２５ｄＢｍ／Ｈｚであるので、２０ｄＢの余裕が生まれる。したがって、この余裕をＳ／Ｎ＝６ｄＢと抵抗パッドでのロスにまわせる。
【００４０】
以上のことから、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）として３００Ｈｚ〜１０Ｈｚであることが、望ましい。第１の信号源１１としては、歪成分Ｒｘの周波数点での雑音レベル約−１４５ｄＢｍ／Ｈｚ以下が望ましいが、信号源の雑音レベルによって、スペクトラムアナライザ１３の測定帯域幅（分解能帯域幅）を適切に選択することで対応することもできる。
【００４１】
なお、図１は、被測定物ＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１だけの場合で説明したが、図３のように、被測定物ＤＵＴ３０として、デュプレクサ３１のＡＮＴ端に半導体でなるスイッチ３２が終端器３３とともに接続された構成であっても、デュプレクサ３１とスイッチ３２とで発生する歪成分を、上記図１と同様に測定できる。なお、スイッチ３２は、分岐手段４０側に親端子があり、ＡＮＴ端と、終端器３３とが子端子に接続され、親端子に入力された信号が、終端器３３またはＡＮＴ端へ切り換えて接続される構成である。
【００４２】
あるいは、特性が既知のデュプレクサ３１を歪測定装置の構成要素の１つとして用い、スイッチ３２のみを被測定物ＤＵＴ３０として測定する構成であってもよい。この場合は、スペクトラムアナライザ１３の測定値に対して、デュプレクサ３１の既知の特性を考慮することにより、スイッチ３２の歪を測定することができる。
【００４３】
［第１の実施形態による実施例］
図１の構成による実施の結果を図４に示す。測定条件は、第１の信号源１１の周波数が１７５０ＭＨｚであり、第２の信号源６０の周波数が、Ｒｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、２Ｔｘ＋Ｒｘでそれぞれ、１００ＭＨｚ、１６５０ＭＨｚ、３６００ＭＨｚ、５３５０ＭＨｚであり、それぞれのレベル（パワーメータ４２で測定したＡＮＴ端におけるレベル）を−２０ｄＢｍとしたときの条件で測定している。またスペクトラムアナライザ１３は、歪成分Ｒｘ＝１８５０ＭＨｚに同調して、測定帯域幅、つまり分解能帯域幅（ＲＢＷ）は３０Ｈｚで測定している。比較のため、従来例の構成による場合と、図１の構成による場合、双方の測定値を記載している。
【００４４】
図４において、従来例によれば、第２の信号周波数がＲｘ−Ｔｘのときの歪成分Ｒｘが−１０３．３９ｄＢｍ、第２の信号周波数がＴｘ＋Ｒｘのときの歪成分が−９２．７７ｄＢｍとなっているが、これらは、規格−１１０ｄＢｍを割っている。これに対し、図１の実施形態によれば、第２の信号のいずれの周波数であっても測定値は、約−１４０ｄＢｍ近辺以下であり、規格を満足している。
【００４５】
なお、第１の信号源１１及びスペクトラムアナライザ１３を含む信号分析装置１０としては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するＭＳ２６９２Ａシグナルアナライザを用いている。第２の信号源６０としては、同じく本発明の出願人が製造するＭＧ３６９１Ｂシンセサイザを用いている。
【００４６】
［第２の実施形態］
図５、６、１０を基に、第２の実施形態について説明する。図５は、ＤＵＴ３０ａとして、デュプレクサ３１とスイッチ３２とで発生する歪を測定する構成である。
【００４７】
図５は、スイッチ３２（或いはＡＮＴ端）に、参照信号源６０ａにより移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号ＲｘをＡＮＴ端へ入れ、Ｔｘ端へ、２信号源１１ａにより、予め信号Ｒｘと混合したときに歪成分としてＲｘ帯域に生ずると予想される信号（周波数がＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２、の各信号）を入れ、それをＲｘ端子でＲｘ帯域に入る周波数成分Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆを雑音成分として測定する例である。
【００４８】
つまり、図５の２信号源１１ａが信号Ｔｘの近傍の信号として、例えば、周波数がＴｘ−０．５ＭＨｚ（Δｆ＝１ＭＨｚとした）、Ｔｘ＋０．５ＭＨｚ、の各信号を出力し、それぞれパワー増幅手段２０ａにより増幅し、デュプレクサ３１のＴｘ端へ送っている。一方、参照信号源６０ａにより、周波数が受信信号と同じ信号Ｒｘを発生して、サーキュレータ８０及び分岐手段４０を介してスイッチ３２（或いはＡＮＴ端）へ送っている。そして、スペクトラムアナライザ１３によりＲｘ端から出力される成分Ｒｘ−１ＭＨｚ、成分Ｒｘ＋１ＭＨｚを歪成分として測定する。
【００４９】
図５と図９との主な違いは次（２Ａ）（２Ｂ）（２Ｃ）の点にある。
（２Ａ）図９では、第３の信号源１４からの信号と第４の信号源１５からの信号とを重畳して信号を生成していたが、図５では周波数変換により作り出した２信号を用いている。
（２Ｂ）図９で使用していた不要波除去フィルタ７０ａ、７０ｂ、７０ｄを図５では不要にしたこと、それに伴い、スペクトラムアナライザでの分解能帯域ＲＢＷ（測定帯域）を制限したこと。
（２Ｃ）分岐手段４０を設けていること。ただし、これは、上記（１Ｄ）の理由と同じであり、説明を省略する。
【００５０】
以下、上記（２Ａ）(２Ｂ)について詳細を説明する。
（２Ａ）２信号源１１ａの構成について
図５で、２信号源１１ａは、内部で高周波帯の信号Ｔｘと低周波帯の信号±Δｆ／２を生成し、信号Ｔｘを信号±Δｆ／２でミキサでミキシングすることで周波数変換して、信号Ｔｘの両サイドにある信号Ｔｘ−Δｆ／２と信号Ｔｘ＋Δｆ／２を一つの出力端子からパワー増幅手段２０ａへ出力している。すなわち、２信号源１１ａは、内部で、周波数Ｔｘの搬送波信号と、周波数±Δｆ／２の２つのトーン信号で成るデジタルのベースバンド信号とを生成し、このベースバンド信号をＤ／Ａ変換して搬送波信号で周波数変換することにより、Ｔｘ−Δｆ／２とＴｘ＋Δｆ／２との２つのＲＦのトーン信号を出力している。例えば、Δｆ＝１ＭＨｚとした例を図１０に示す。周波数変換であるからして、実際に出力される成分としては、信号Ｔｘ−０．５ＭＨｚと信号Ｔｘ＋０．５ＭＨｚのほかに、周波数変換による残留成分Ｔｘも出力される。しかしながら、スペクトラムアナライザ１３で帯域制限して測定される成分Ｒｘ−１ＭＨｚ、成分Ｒｘ＋１ＭＨｚの歪成分の測定に何ら影響を与えることがない成分である。
【００５１】
（２Ｂ）不要波除去フィルタ（雑音除去のノッチフィルタを含む）を不要とした点
特に、歪測定で問題になるのは、図１０から理解できるように、信号Ｔｘ−Δｆ／２、信号Ｔｘ＋Δｆ／２及び信号Ｒｘ自身のサイドバンドに有する雑音として、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆ成分が含まれているとそれがそのまま、歪測定の誤差になるからである。特にΔｆ＝１ＭＨｚとすれば、周波数Ｒｘ−１ＭＨｚ、Ｒｘ＋１ＭＨｚにおける雑音成分が大きな問題となる。従来は、この雑音をノッチフィルタで軽減していた。
【００５２】
上記（２Ａ）に記載した２信号源１１ａの構成により、重畳回路を無くすことによりロスが少なくなり、その分のＳ／Ｎ悪化が避けられる。そして、そして、上記（１Ｂ）（１Ｃ）に記載したようにスペクトラムアナライザ１３で３００Ｈｚ〜１０Ｈｚに帯域制限して測定することにより、不要波除去フィルタ（雑音除去のノッチフィルタを含む）を不要としてもほぼ満足した結果が得られた。
【００５３】
例えば、信号Ｒｘのレベルが−３０ｄＢｍで歪測定のダイナミックレンジが−８２ｄＢという仕様での測定要求がある。そうすると−１１２ｄＢｍのレベルを測定できる必要がある。そこで、２信号源１１ａ及び参照信号源６０ａの各信号源からの信号として、Ｒｘ−１ＭＨｚ、Ｒｘ＋１ＭＨｚにおける雑音成分−１５２ｄＢｍ／Ｈｚの信号を用いてスペクトラムアナライザ１３の測定帯域を３００Ｈｚとし、歪測定に必要なＳ／Ｎを６ｄＢとすれば、
−１５２＋１０Ｌｏｇ３００＋６＝−１２１［ｄＢｍ］
が測定可能になるので、十分にダイナミックレンジをカバーできる。なお、２信号源１１ａ及びスペクトラムアナライザ１３を含む信号分析装置１０ａとしては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するＭＳ２６９２Ａシグナルアナライザを用いている。性能的に十分であり、一体型であるから構成も簡単になる。なお、参照信号源６０ａとしては、本発明の出願人が製造するＭＧ３６９１Ｂシンセサイザを用いている。
【符号の説明】
【００５４】
１０ 信号分析装置、１０ａ 信号分析装置、 １１ 第１の信号源、
１１ａ ２信号源、 １４ 第３の信号源、
１３ スペクトラムアナライザ、１４ 第３の信号源、 １５ 第４の信号源、
２０ａ パワー増幅手段、 ２０ｂ パワー増幅手段、
３０ ＤＵＴ（被試験物）、 ３０ａ ＤＵＴ、 ３１ デュプレクサ（結合手段）、３２ スイッチ、
３３ 終端器、
４０ 分岐手段、 ４１ 終端器、 ４２ パワーメータ、
５０ 分岐整合手段、 ５１ パスフィルタ、 ５２ 通信帯域終端フィルタ、
６０ 第２の信号源、 ６０ａ 参照信号源、
７０ａ 不要波除去フィルタ、 ７０ｂ 不要波除去フィルタ、
７０ｃ 不要波除去フィルタ、７０ｄ 不要波除去フィルタ、
８０ サーキュレータ、 ８０ａ サーキュレータ、 ８０ｂ サーキュレータ、８０ｃ サーキュレータ、
９０ 測定手段、
１００ 重畳手段、
Ｒ 抵抗器、
Ｚｏ 特性インピーダンス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
前記送信端に前記送信信号に相当する周波数を有する第１の信号を送る第１の信号源（１１）と、
前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、
前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられ、前記アンテナ端側に接続される第１端、前記第２の信号源の出力を受けて該第２の信号を該第１端へ通過させ該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）を有する第２端、及び、第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を所定インピーダンスで終端させるとともに、前記第２端で受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）を有する第３端を備えた分岐整合手段（５０）と、
前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備えた歪測定装置。
【請求項２】
所定送信帯域と該所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域を含む所定通信帯域内で通信を行う移動体通信機器にして、前記所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定受信帯域内にある到来信号を受信する前記移動体通信機器のフロントエンドに用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
前記送信信号に相当する周波数を有する信号を送出する第１の信号源（１１）と、
該第１の信号源から送出される信号を増幅して第１の信号として前記送信端に送出するパワー増幅手段（２０ａ）と、
前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、
前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられた分岐整合手段（５０）と、
前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備え、
前記分岐整合手段は、
３つの抵抗がΔ形又はＴ形で結合されて構成され、その結合の３つの端である第１端、第２端及び第３端を有し、該第１端が前記アンテナ端側に接続されるようになっている分岐部と、
該第２端と前記第２の信号源との間に設けられ、前記第２の信号源からの前記第２の信号を前記第１端へ通過させるとともに該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）と、
所定インピーダンスを有し、一方の端が接地されている終端器と、
該終端器の他方の端と前記第３端との間に設けられ、前記第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を前記終端器の前記所定インピーダンスで終端させ、前記第２端から受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）と、を含むことを特徴とする歪測定装置。
【請求項３】
前記フロントデバイスは、さらに、前記アンテナ端に接続されるための子接点と、前記分岐整合手段の第１端へ接続される親接点を有し、切り換えることで、該親接点からの前記第２の信号を前記子接点を介して該アンテナ端へ送るスイッチデバイス（３２）を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の歪測定装置。
【請求項４】
前記第２の信号源は、前記第１の信号の周波数をＴｘとし、前記到来信号の周波数をＲｘとしたとき、前記第２の信号として少なくともＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、及び２Ｔｘ＋Ｒｘの４つの周波数の信号を切り換えて出力し、
前記分岐整合手段は、該第２の信号の切り換えに対応して、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの通過帯域及び阻止帯域を切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つの請求項に記載の歪測定装置。
【請求項５】
所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δｆ／２の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δｆが前記所定送信帯域の幅内にある２つのＲＦ信号を含む前記第１の信号を生成し、該２つのＲＦ信号を一つの出力端子から出力する２信号発生源（１１ａ）と、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、
前記第１の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段（２０ａ）と、
前記到来信号に相当する第２の信号を生成し出力する参照信号源（６０ａ）と、
該第２の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段（８０）と、
を備え、
前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定することを特徴とする歪測定装置。
【請求項６】
前記送信信号の周波数をＴｘとしたとき、前記２つのＲＦ信号の周波数はＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２であり、歪成分とは、第２の信号の周波数をＲｘとしたとき、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆの周波数成分であることを特徴とする請求項５に記載の歪測定装置。
【請求項７】
前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、約３００Ｈｚ〜１０Ｈｚであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つの請求項に記載の歪測定装置。
【請求項１】
所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
前記送信端に前記送信信号に相当する周波数を有する第１の信号を送る第１の信号源（１１）と、
前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、
前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられ、前記アンテナ端側に接続される第１端、前記第２の信号源の出力を受けて該第２の信号を該第１端へ通過させ該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）を有する第２端、及び、第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を所定インピーダンスで終端させるとともに、前記第２端で受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）を有する第３端を備えた分岐整合手段（５０）と、
前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備えた歪測定装置。
【請求項２】
所定送信帯域と該所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域を含む所定通信帯域内で通信を行う移動体通信機器にして、前記所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定受信帯域内にある到来信号を受信する前記移動体通信機器のフロントエンドに用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
前記送信信号に相当する周波数を有する信号を送出する第１の信号源（１１）と、
該第１の信号源から送出される信号を増幅して第１の信号として前記送信端に送出するパワー増幅手段（２０ａ）と、
前記第１の信号と混合されたときに前記所定受信帯域内に入る周波数成分を生じさせる周波数を有する第２の信号を出力する第２の信号源（６０）と、
前記第２の信号源の出力と前記アンテナ端との間に設けられた分岐整合手段（５０）と、
前記受信端において、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を備え、
前記分岐整合手段は、
３つの抵抗がΔ形又はＴ形で結合されて構成され、その結合の３つの端である第１端、第２端及び第３端を有し、該第１端が前記アンテナ端側に接続されるようになっている分岐部と、
該第２端と前記第２の信号源との間に設けられ、前記第２の信号源からの前記第２の信号を前記第１端へ通過させるとともに該第１端で受ける前記所定通信帯域内の信号の前記第２の信号源側への通過を阻止する第１のフィルタ（５１）と、
所定インピーダンスを有し、一方の端が接地されている終端器と、
該終端器の他方の端と前記第３端との間に設けられ、前記第１端から受けた前記所定通信帯域内の信号を前記終端器の前記所定インピーダンスで終端させ、前記第２端から受けた前記第２の信号の終端を阻止する第２のフィルタ（５２）と、を含むことを特徴とする歪測定装置。
【請求項３】
前記フロントデバイスは、さらに、前記アンテナ端に接続されるための子接点と、前記分岐整合手段の第１端へ接続される親接点を有し、切り換えることで、該親接点からの前記第２の信号を前記子接点を介して該アンテナ端へ送るスイッチデバイス（３２）を含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の歪測定装置。
【請求項４】
前記第２の信号源は、前記第１の信号の周波数をＴｘとし、前記到来信号の周波数をＲｘとしたとき、前記第２の信号として少なくともＲｘ−Ｔｘ、２Ｔｘ−Ｒｘ、Ｔｘ＋Ｒｘ、及び２Ｔｘ＋Ｒｘの４つの周波数の信号を切り換えて出力し、
前記分岐整合手段は、該第２の信号の切り換えに対応して、前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタの通過帯域及び阻止帯域を切り換えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つの請求項に記載の歪測定装置。
【請求項５】
所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス（３１）を少なくとも含むフロントデバイス（３０）の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、
内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δｆ／２の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δｆが前記所定送信帯域の幅内にある２つのＲＦ信号を含む前記第１の信号を生成し、該２つのＲＦ信号を一つの出力端子から出力する２信号発生源（１１ａ）と、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ（１３）と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、
前記第１の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段（２０ａ）と、
前記到来信号に相当する第２の信号を生成し出力する参照信号源（６０ａ）と、
該第２の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段（８０）と、
を備え、
前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第１の信号と前記第２の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定することを特徴とする歪測定装置。
【請求項６】
前記送信信号の周波数をＴｘとしたとき、前記２つのＲＦ信号の周波数はＴｘ−Δｆ／２、Ｔｘ＋Δｆ／２であり、歪成分とは、第２の信号の周波数をＲｘとしたとき、Ｒｘ−Δｆ、Ｒｘ＋Δｆの周波数成分であることを特徴とする請求項５に記載の歪測定装置。
【請求項７】
前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、約３００Ｈｚ〜１０Ｈｚであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つの請求項に記載の歪測定装置。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１２−３２３９３（Ｐ２０１２−３２３９３Ａ）
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５０６０８（Ｐ２０１１−１５０６０８）
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（００００００５７２）アンリツ株式会社 (838)
【公開日】平成２４年２月１６日（２０１２．２．１６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（００００００５７２）アンリツ株式会社 (838)
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