縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ
【目的】 本発明は、１ＧＨｚに近い高周波領域に於ける広帯域低損失のフィルタを実現する為、結合係数の大なる６４〓Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に３個のＩＤＴを縦型に近接配置し、各ＩＤＴ間に閉じ込められた振動相互の音響結合によって生起する一次及び三次モ−ドの振動を利用し二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタを構成するものである。この際、３乃至４％の比帯域を得る為、各ＩＤＴの相隣接する最内側電極指中心間隔を基本的にλ／４（λは励起したＳＡＷの波長）とすること、３乃至４％の比帯域と２乃至３ｄＢの挿入損失を実現する為Ａｌ電極膜厚を約４％とすべきこと及びチュ−ニング回路なしで入出力インピ−ダンスを５０Ωに合わせる為中央ＩＤＴ電極指対数を１５乃至２０対、両側ＩＤＴのそれを夫々８乃至１２対としたものである。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明はＳＡＷフィルタ、殊に１ＧＨZ に近い高周波領域に於て極めて広帯域且つ低損失性能を実現せんとする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに関する。
【０００２】
【従来技術】 ＶＨＦ〜ＵＨＦ帯の高周波領域に於て使用する広帯域低損失のフィルタとしては従来から一方向性ＩＤＴを利用したトランスバ−サルＳＡＷフィルタあるいはマルチＩＤＴを用いたＳＡＷフィルタが広く用いられてきた。前者はフィルタの周波数特性に対する設計の自由度が高いという利点はあるが、フィルタ素子に移相器の付加を必要としたり（グル−プ型一方向性ＩＤＴ或は３相一方向性ＩＤＴを用いる場合）製造の歩留に問題を生じたりすると云う欠陥がある上励振したＳＡＷの方向性損失が少なくなくフィルタの低損失化の点でも未だ満足すべきものではなかった。
【０００３】一方、後者、即ちマルチＩＤＴを利用したＳＡＷフィルタは９組以上のＩＤＴを並べれば方向性損失も１ｄＢ次下となりフィルタの低損失化は実現し得るものの電極対数の増大によりフィルタ素子サイズが大型化するのみならずＩＤＴ内部に於けるＳＡＷの反射増大に起因するスプリアスが多数出現しフィルタの阻止域減衰量が不足するという欠陥があった。
【０００４】上述の如きタイプのフィルタに対し従前より多重モ−ドＳＡＷフィルタと称する共振子型のＳＡＷフィルタとして大別して横結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（例えば特公平２−１６６１３を参照されたい）と縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：田中ら、第１５回ＥＭシンポジュ−ム、ｐｐ．５−１０（１９８６）とがあるが、いずれも複数のＩＤＴを近接配置し、これらが励振するＳＡＷが互いに音響結合した際に生ずるモ−ドの異なった２つの波動（対称モ−ドと反対称モ−ドと称する）の共振周波差がフィルタの通過帯域幅を決定するものであってフィルタの低損失化を図る上では前述したタイプのフィルタより優れているが、通過帯域幅が共振子の容量比の制約を受ける為広帯域フィルタへの適用に難点があった。
【０００５】例えば結合係数が比較的大（５％）なる３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 基板を用いて縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを構成しても中心周波数に対して高々２％前後の通過帯域幅を有するものにしかならず、一方、清水らが発見した結合係数が極めて大（３０％）なるＹカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いＡｕ電極にてラブ波を励振する所謂ラブ波共振子（文献：信学技法、ＵＳ８６−３７（１９８６）を用いれば共振子の容量比は極めて小さく（約３）なり極めて広帯域低損失フィルタが実現可能かと思われたが、結合係数が過大であることから各ＩＤＴ内に振動エネルギがほぼ完全に閉じ込められ相互の音響結合が十分に発生せず、かえってフィルタの通過帯域が狭くなることが判明した。
【０００６】そこで本願発明者は未ださほど広い通過帯域を得るにいたっていないものの従来の一次及び二次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタより通過帯域幅の広がる可能性のある神田等が研究中のＸカットＬｉＴａＯ3 基板上で一次及び三次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会予稿Ａ−２３８）の電極構造を柴山らが発見した結合係数１１％程度の６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板（文献：Ｊ．Ａｐｐｌ．Ｐｈｙｓ．， Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．３，ｐｐ．８５６−８６２（１９７２））に適用し縦結合二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタを構成することに想到した。しかしながら、この基板を利用してＳＡＷデバイスを試作した例は殆どなく、ましてやこれを縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用せんとしたものは存在しないため、いかなる電極構成を採るべきかについては全く未知数であった。
【０００７】
【発明の目的】 本発明は上述した如き従来一般に知られていたＳＡＷフィルタの欠陥を一挙に解決し、１ＧＨZ に近い高周波領域において４％にも及ぶ比帯域を有し且つ低損失の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを実現することを目的とする。
【０００８】
【発明の概要】 上述の目的を達成するため、本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタは３個のＩＤＴを励振するＳＡＷの伝搬方向に沿って近接配置すると共にこれらＩＤＴ列の両側に反射器を配置し、前記３個のＩＤＴ相互の間の音響結合によって発生する一次及び３次の振動モ−ドを利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタに於いて、（１） 各ＩＤＴ間々隔を一定の範囲まで近接せしめ、更には相対面するＩＤＴ最内側電極指同志を一体化せしめ、（２） 前述した６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いた際の各ＩＤＴの電極指対数、ＩＤＴ電極指及び反射器グレ−テイ ングの周期比及び電極膜厚の最適値を決定した、ものである。
【０００９】
【実施例】 以下、本発明を図面に示した実施例及び実験データによって詳細に説明する。実施例の説明に先立って、本発明の理解を助けるため縦結合二重モードＳＡＷフィルタの基本原理について少しく解説する。図１１（ａ）及び（ｂ）は夫々最も基本的な縦結合二重モードＳＡＷフィルタの構成及び圧電気板上の振動エネルギ分布を示す図であって、圧電基板１表面に２個のＩＤＴ２、２をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向３に沿って近接配置すると共にこれらＩＤＴ２、２の両側に反射器４、４を設け、前記ＩＤＴ２、２内に夫々閉じ込められた振動（図示せず）を互いに音響結合せしめた結果発生する一次（対称）モードと二次（反対称）モードの２つの振動を利用して通過帯域フィルタを構成するものである。
【００１０】この際一次モ−ド及び二次モ−ドの振動の共振周波数を夫々ｆ1 及びｆ2 、フィルタの通過帯域幅をＢとするとＢ≒２（ｆ1 −ｆ2 ）、中心周波数がｆ1 となることは周知である。しかしながら前記ｆ1 とｆ2 との差は前述した如く共振子の容量比に反比例するから同一タイプの共振子フィルタにおいて更に広い通過帯域幅を要求された場合には一次モ−ドと３次以上のモ−ドの振動を利用することになる。図１２（ａ）及び（ｂ）は夫々一次モ−ドと３次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本的電極構成図及び振動エネルギの分布を示す図である。 このようなタイプのＳＡＷフィルタにおいては圧電基板１上に３個のＩＤＴをこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向に沿って配列するが、少なくとも中央のＩＤＴ５の両側に設ける６、６は同一電極対数としこれらの外側に反射器４、４を配置する。而して各ＩＤＴ５及び６、６相互間の音響結合の結果発生する振動モ−ドは同図（ｂ）に示すごとく一次、二次及び三次の３個のモ−ドとなるが本図（ｂ）からも明らかなごとく二次モ−ドの振動は前記３個のＩＤＴ５及び６、６上でいずれもキャンセルされるから斯る電極構成を有するフィルタは一次及び三次モ−ドの振動の共振周波数ｆ1 及びｆ3 を利用し、中心周波数ｆ1 、通過帯域幅Ｂはｆ1 とｆ3 との差の１乃至２倍となるフィルタを構成することができる。
【００１１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの原理は以上の如きものであるが、本願発明者はこれを特定の要求、例えば９００ＭＨZ 帯の携帯／自動車電話のＲＦフィルタの如く比帯域を３乃至４％、挿入損失２乃至３５ｄＢという極めて広帯域低損失のフィルタであって更にチュ−ニングなしで入出力インピ−ダンスを５０Ωとしたいという要求に対しいかなる電極構成を採るべきかについて以下のごとき推論と実験を行った。
【００１２】先ず、ＩＤＴ間の音響結合を利用するタイプのフィルタは周知の如く複数のＩＤＴ間の感覚が音響結合の大小を決定し、これがフィルタの通過帯域幅に概ね比例する故、ＩＤＴ間隔をＩＤＴ電極指の周期的配列をはずれて近接せしめることを考えた。このようなＩＤＴ感覚の変更は一般に共振子のインピ−ダンスの増大を招くものであるが６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 のごとく結合係数の大なる圧電基板を用いた共振子は元々インピ−ダンスが低いからＩＤＴ間隔を適宜変更しても重大な問題は生じないはずである。
【００１３】そこで図１に示す如く６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に１６対の中央ＩＤＴ５を、その両側に夫々１０対のＩＤＴ６、６を配置しＩＤＴ交叉幅を４０λ、反射器４は左右夫々２５０本、Ａ〓電極膜圧４％λの電極を形成し中心周波数８８１．５ＭＨZ のフィルタ素子を試作し各ＩＤＴの最内側電極指中心間々隔〓のみを変化させた場合通過帯域幅Ｂがどのように変化するか実験すると共に理論計算も併せ行った。その結果図２に示す如くであって、〓の値がλ／２変化する毎に通過帯域幅のピ−クが出現することが判る。以上の結果を基に比帯域３乃至４％を満足する〓の範囲を考察するに、（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）λであればよく、ｎの値としては、前述の通り通過帯域幅Ｂのピ−クがλ／２周期に現れることを勘案して〓＝（ｎ／２−１／４）λとした際のｎと通過帯域幅Ｂとの関係を示す図３を参照して２≦ｎ≦５であれば十分であろう。
【００１４】ところでＩＤＴ間隔〓と通過帯域幅Ｂとの関係を示す図２を考察するに〓の値がλ／４の場合、即ちＩＤＴの最内側電極指が密着した状態において最大の通過帯域幅Ｂを示すことが判る。 そこで〓＝λ／４を実現し得るＩＤＴ電極構造を検討するに例えば図４の如くすれば良い。即ち、相隣接するＩＤＴ５及び６の相対面する最内側電極指夫々７及び８が接地するバスバ−夫々９及び１０を設置したところ理論値にほぼ見合った通過帯域幅Ｂが実現し得ることを確認した。尚、上記のアイデアは図５に示す如く相隣接するＩＤＴ５及び６の相対面する最内側電極指の一方、例えば本実施例においてはＩＤＴ６のそれ８をＩＤＴ６のバスバ−１０から切り離した方の電極指７と結合してもよい。 この際ホット端子とア−ス端子とが互いに交換し得ることは自明であろう。
【００１５】尚、上記図５に示した実施例を本願発明に係る３個のＩＤＴを近接配置した二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用する場合には、図６（ａ）及び（ｂ）に示す如くλ／２幅の電極指１１は中央ＩＤＴ５の両側に付属せしめるか或は両側ＩＤＴ６、６間に位置する中央ＩＤＴ５との隣接面に付属せしめてＩＤＴ配列の中央に対し左右対称となるようにし反射するＳＡＷの位相を合わせるようにすればよい。以上、一次及び三次モ−ドの振動を利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタの電極構造に関し６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂ3 基板を用いた実施例を以って説明したがこのような電極構造は上記特定の圧電基板のみならずその他の圧電基板を用いたフィルタについても同様に適用可能であることはいうまでもあるまい。
【００１６】最後に９００ＭＨZ の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタに使用するため結合係数の大なる６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用い比帯域３乃至４％という広帯域低損失のフィルタを実現せんとする本願発明に係る二重モ−ド・リ−キ−ＳＡＷフィルタに於て、更に要求されている挿入損失２乃至３ｄＢ、チュ−ニング回路なしで入出力インピ−ダンス５０Ωの条件を満足せしめるべく行った電極構成上の諸パラメ−タの最適化実験について以下に説明する。上述の付加された要求の内入出力インピ−ダンスを左右する要素は、中央ＩＤＴ５を入出力ＩＤＴとするならばその電極指対数であり、このフィルタのスカ−ト特性をシャ−プにし減衰量を充分にとる為には、上述した如きフィルタ素子を２段縦続接続することを前提とすれば段間に整合回路（ＬまたはＣ）を要するか否かを決定するのは前記中央ＩＤＴ５の両側に配置するＩＤＴ６、６の電極指対数である。 したがって量ＩＤＴの電極指対数の組合せを実験によって調べたところ図７に示すごとき結果を得た。
【００１７】即ち、通常一般に使用可能な電極指交叉長の範囲（１５λ乃至５０λ）に於て中央ＩＤＴ５の電極指対数が１４対以下であると入出力インピ−ダンスが５０Ωを越え、２１対以下であると５０Ω以下となる故結局中央ＩＤＴ５の電極指対数は１５乃至２０の範囲になければならないことが判明した。 一方、両側ＩＤＴ６、６についても夫々の電極指対数が７対以下であると段間にＬを、１３対以上であると段間にＣを挿入しなければ通過帯域が平坦にならない故、両側ＩＤＴ６、６の電極指対数は夫々８乃至１２の範囲に選択すべきことが判明した。もっともこれら両者の組み合わせの内、組み合わせによっては上述した要求を満足し得ないものもあるが、一般には入出力端に或は段間にチュ−ニング回路の挿入が許される場合もあることを考慮すれば上述した電極指対数の許容範囲は充分に合理的なものである。
【００１８】次に他の重要な要求項目である挿入損失の大小に関係するパラメ−タは電極（Ａ〓）の膜厚であるので、中央ＩＤＴ電極指１６対、両側ＩＤＴの夫々１０対、電極指交叉幅４０λ、２段縦続接続の条件の下で電極膜厚を変化せしめた最挿入損失がどのように変化するか調べた結果を図８に示す、 もっとも電極膜厚は通過帯域幅Ｂに対して挿入損失の大小と同等の影響を及ぼすことは周知である故、これも併せて測定した。 即ち、図８から明らかなごとく比帯域３．５乃至４．５％、挿入損失２乃至３ｄＢをともに満足する電極膜厚は励起するリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％であることが判明した。 電極膜厚が３乃至５％λである場合ＩＤＴ電極指周期ＬT と反射器グレ−テイ ングの周期ＬR との比ＬT ／ＬR は理論上０．９９０乃至０．９７５とする必要がある。 斯くすることによって反射器の周波数に対する反射率最大の領域内に前述した一次及び３次モ−ド振動の共振周波数を位置せしめ最大の通過帯域幅Ｂを得ることができる。
【００１９】以上説明した如く各種パラメ−タを選び更に反射器本数を左右２５０本としたフィルタ素子を図９に示す如く２段縦続した２重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタは図１０に示す如く中心周波数８８１．５ＭＨｚ、比帯域３．９％、挿入損失２ｄＢの極めて広帯域且つ低損失のフィルタとなり厖大なチャンネル数を要求される９００ＭＨｚ帯の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタ等の要求を満足するものでる。しかもフィルタ入出力端及びフィルタ素子段間にチュ−ニング回路を挿入することなくインピ−ダンスを５０Ωに合わせ得る故、超小型化が厳しく要求されるこれら通信機の部品として殊に好適である。
【００２０】
【発明の効果】本発明に係るフィルタは以上説明した如く構成するものであるから今後殊に重要性を増す１ＧＨｚに近い高周波帯域に於いて多数のチャンネルを許容すべく極めて広い比帯域を有することが必須要件となる公衆通信用無線装置等のＲＦフィルタを低損失且つ小型に実現する上で著しい効果を発揮する。
【００２１】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本構成を示す構成図。
【図２】縦結合二重モ−ドＳＷフィルタのＩＤＴ間隔ｌと通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す理論及び実験結果の図。
【図３】ＩＤＴ間隔ｌを｛（ｎ／２）−（１／４）｝λとした場合ｎの値と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す図。
【図４】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指構造の一実施例を示す構成図。
【図５】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指構造の他の実施例を示す構成図。
【図６】（ａ）は本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指配列の一実施例を示す構成図、（ｂ）は他の実施例を示す構成図。
【図７】中央ＩＤＴとその両側ＩＤＴの電極指対数の最適組合わせを求める為に行った実験結果を示す図。
【図８】ＩＤＴ電極指電極膜厚と挿入損失及び比帯域との関係を示す実験結果の図
【図９】本発明に係る二段縦続接続二重モ−ドリキ−ＳＡＷフィルタの構成図。
【図１０】図９に示したフィルタの特性図。
【図１１】（ａ）は一次及び二次モ−ド振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はその使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【図１２】（ａ）は一次及び三次モ−ド振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はその使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【００２２】
【符号の説明】
１・・・圧電基板、 ２、５及び６・・・ＩＤＴ、 ４・・・反射器、７、８・・・最内側電極指、 ｌ・・・最内側電極指間隔
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明はＳＡＷフィルタ、殊に１ＧＨZ に近い高周波領域に於て極めて広帯域且つ低損失性能を実現せんとする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに関する。
【０００２】
【従来技術】 ＶＨＦ〜ＵＨＦ帯の高周波領域に於て使用する広帯域低損失のフィルタとしては従来から一方向性ＩＤＴを利用したトランスバ−サルＳＡＷフィルタあるいはマルチＩＤＴを用いたＳＡＷフィルタが広く用いられてきた。前者はフィルタの周波数特性に対する設計の自由度が高いという利点はあるが、フィルタ素子に移相器の付加を必要としたり（グル−プ型一方向性ＩＤＴ或は３相一方向性ＩＤＴを用いる場合）製造の歩留に問題を生じたりすると云う欠陥がある上励振したＳＡＷの方向性損失が少なくなくフィルタの低損失化の点でも未だ満足すべきものではなかった。
【０００３】一方、後者、即ちマルチＩＤＴを利用したＳＡＷフィルタは９組以上のＩＤＴを並べれば方向性損失も１ｄＢ次下となりフィルタの低損失化は実現し得るものの電極対数の増大によりフィルタ素子サイズが大型化するのみならずＩＤＴ内部に於けるＳＡＷの反射増大に起因するスプリアスが多数出現しフィルタの阻止域減衰量が不足するという欠陥があった。
【０００４】上述の如きタイプのフィルタに対し従前より多重モ−ドＳＡＷフィルタと称する共振子型のＳＡＷフィルタとして大別して横結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（例えば特公平２−１６６１３を参照されたい）と縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：田中ら、第１５回ＥＭシンポジュ−ム、ｐｐ．５−１０（１９８６）とがあるが、いずれも複数のＩＤＴを近接配置し、これらが励振するＳＡＷが互いに音響結合した際に生ずるモ−ドの異なった２つの波動（対称モ−ドと反対称モ−ドと称する）の共振周波差がフィルタの通過帯域幅を決定するものであってフィルタの低損失化を図る上では前述したタイプのフィルタより優れているが、通過帯域幅が共振子の容量比の制約を受ける為広帯域フィルタへの適用に難点があった。
【０００５】例えば結合係数が比較的大（５％）なる３６°Ｙカット−Ｘ伝搬のＬｉＴａＯ3 基板を用いて縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを構成しても中心周波数に対して高々２％前後の通過帯域幅を有するものにしかならず、一方、清水らが発見した結合係数が極めて大（３０％）なるＹカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いＡｕ電極にてラブ波を励振する所謂ラブ波共振子（文献：信学技法、ＵＳ８６−３７（１９８６）を用いれば共振子の容量比は極めて小さく（約３）なり極めて広帯域低損失フィルタが実現可能かと思われたが、結合係数が過大であることから各ＩＤＴ内に振動エネルギがほぼ完全に閉じ込められ相互の音響結合が十分に発生せず、かえってフィルタの通過帯域が狭くなることが判明した。
【０００６】そこで本願発明者は未ださほど広い通過帯域を得るにいたっていないものの従来の一次及び二次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタより通過帯域幅の広がる可能性のある神田等が研究中のＸカットＬｉＴａＯ3 基板上で一次及び三次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ（文献：昭和６３年電子情報通信学会春季全国大会予稿Ａ−２３８）の電極構造を柴山らが発見した結合係数１１％程度の６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板（文献：Ｊ．Ａｐｐｌ．Ｐｈｙｓ．， Ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．３，ｐｐ．８５６−８６２（１９７２））に適用し縦結合二重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタを構成することに想到した。しかしながら、この基板を利用してＳＡＷデバイスを試作した例は殆どなく、ましてやこれを縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用せんとしたものは存在しないため、いかなる電極構成を採るべきかについては全く未知数であった。
【０００７】
【発明の目的】 本発明は上述した如き従来一般に知られていたＳＡＷフィルタの欠陥を一挙に解決し、１ＧＨZ に近い高周波領域において４％にも及ぶ比帯域を有し且つ低損失の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタを実現することを目的とする。
【０００８】
【発明の概要】 上述の目的を達成するため、本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタは３個のＩＤＴを励振するＳＡＷの伝搬方向に沿って近接配置すると共にこれらＩＤＴ列の両側に反射器を配置し、前記３個のＩＤＴ相互の間の音響結合によって発生する一次及び３次の振動モ−ドを利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタに於いて、（１） 各ＩＤＴ間々隔を一定の範囲まで近接せしめ、更には相対面するＩＤＴ最内側電極指同志を一体化せしめ、（２） 前述した６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用いた際の各ＩＤＴの電極指対数、ＩＤＴ電極指及び反射器グレ−テイ ングの周期比及び電極膜厚の最適値を決定した、ものである。
【０００９】
【実施例】 以下、本発明を図面に示した実施例及び実験データによって詳細に説明する。実施例の説明に先立って、本発明の理解を助けるため縦結合二重モードＳＡＷフィルタの基本原理について少しく解説する。図１１（ａ）及び（ｂ）は夫々最も基本的な縦結合二重モードＳＡＷフィルタの構成及び圧電気板上の振動エネルギ分布を示す図であって、圧電基板１表面に２個のＩＤＴ２、２をこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向３に沿って近接配置すると共にこれらＩＤＴ２、２の両側に反射器４、４を設け、前記ＩＤＴ２、２内に夫々閉じ込められた振動（図示せず）を互いに音響結合せしめた結果発生する一次（対称）モードと二次（反対称）モードの２つの振動を利用して通過帯域フィルタを構成するものである。
【００１０】この際一次モ−ド及び二次モ−ドの振動の共振周波数を夫々ｆ1 及びｆ2 、フィルタの通過帯域幅をＢとするとＢ≒２（ｆ1 −ｆ2 ）、中心周波数がｆ1 となることは周知である。しかしながら前記ｆ1 とｆ2 との差は前述した如く共振子の容量比に反比例するから同一タイプの共振子フィルタにおいて更に広い通過帯域幅を要求された場合には一次モ−ドと３次以上のモ−ドの振動を利用することになる。図１２（ａ）及び（ｂ）は夫々一次モ−ドと３次モ−ドの振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本的電極構成図及び振動エネルギの分布を示す図である。 このようなタイプのＳＡＷフィルタにおいては圧電基板１上に３個のＩＤＴをこれらが励起するＳＡＷの伝搬方向に沿って配列するが、少なくとも中央のＩＤＴ５の両側に設ける６、６は同一電極対数としこれらの外側に反射器４、４を配置する。而して各ＩＤＴ５及び６、６相互間の音響結合の結果発生する振動モ−ドは同図（ｂ）に示すごとく一次、二次及び三次の３個のモ−ドとなるが本図（ｂ）からも明らかなごとく二次モ−ドの振動は前記３個のＩＤＴ５及び６、６上でいずれもキャンセルされるから斯る電極構成を有するフィルタは一次及び三次モ−ドの振動の共振周波数ｆ1 及びｆ3 を利用し、中心周波数ｆ1 、通過帯域幅Ｂはｆ1 とｆ3 との差の１乃至２倍となるフィルタを構成することができる。
【００１１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの原理は以上の如きものであるが、本願発明者はこれを特定の要求、例えば９００ＭＨZ 帯の携帯／自動車電話のＲＦフィルタの如く比帯域を３乃至４％、挿入損失２乃至３５ｄＢという極めて広帯域低損失のフィルタであって更にチュ−ニングなしで入出力インピ−ダンスを５０Ωとしたいという要求に対しいかなる電極構成を採るべきかについて以下のごとき推論と実験を行った。
【００１２】先ず、ＩＤＴ間の音響結合を利用するタイプのフィルタは周知の如く複数のＩＤＴ間の感覚が音響結合の大小を決定し、これがフィルタの通過帯域幅に概ね比例する故、ＩＤＴ間隔をＩＤＴ電極指の周期的配列をはずれて近接せしめることを考えた。このようなＩＤＴ感覚の変更は一般に共振子のインピ−ダンスの増大を招くものであるが６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 のごとく結合係数の大なる圧電基板を用いた共振子は元々インピ−ダンスが低いからＩＤＴ間隔を適宜変更しても重大な問題は生じないはずである。
【００１３】そこで図１に示す如く６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板上に１６対の中央ＩＤＴ５を、その両側に夫々１０対のＩＤＴ６、６を配置しＩＤＴ交叉幅を４０λ、反射器４は左右夫々２５０本、Ａ〓電極膜圧４％λの電極を形成し中心周波数８８１．５ＭＨZ のフィルタ素子を試作し各ＩＤＴの最内側電極指中心間々隔〓のみを変化させた場合通過帯域幅Ｂがどのように変化するか実験すると共に理論計算も併せ行った。その結果図２に示す如くであって、〓の値がλ／２変化する毎に通過帯域幅のピ−クが出現することが判る。以上の結果を基に比帯域３乃至４％を満足する〓の範囲を考察するに、（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）λであればよく、ｎの値としては、前述の通り通過帯域幅Ｂのピ−クがλ／２周期に現れることを勘案して〓＝（ｎ／２−１／４）λとした際のｎと通過帯域幅Ｂとの関係を示す図３を参照して２≦ｎ≦５であれば十分であろう。
【００１４】ところでＩＤＴ間隔〓と通過帯域幅Ｂとの関係を示す図２を考察するに〓の値がλ／４の場合、即ちＩＤＴの最内側電極指が密着した状態において最大の通過帯域幅Ｂを示すことが判る。 そこで〓＝λ／４を実現し得るＩＤＴ電極構造を検討するに例えば図４の如くすれば良い。即ち、相隣接するＩＤＴ５及び６の相対面する最内側電極指夫々７及び８が接地するバスバ−夫々９及び１０を設置したところ理論値にほぼ見合った通過帯域幅Ｂが実現し得ることを確認した。尚、上記のアイデアは図５に示す如く相隣接するＩＤＴ５及び６の相対面する最内側電極指の一方、例えば本実施例においてはＩＤＴ６のそれ８をＩＤＴ６のバスバ−１０から切り離した方の電極指７と結合してもよい。 この際ホット端子とア−ス端子とが互いに交換し得ることは自明であろう。
【００１５】尚、上記図５に示した実施例を本願発明に係る３個のＩＤＴを近接配置した二重モ−ドＳＡＷフィルタに適用する場合には、図６（ａ）及び（ｂ）に示す如くλ／２幅の電極指１１は中央ＩＤＴ５の両側に付属せしめるか或は両側ＩＤＴ６、６間に位置する中央ＩＤＴ５との隣接面に付属せしめてＩＤＴ配列の中央に対し左右対称となるようにし反射するＳＡＷの位相を合わせるようにすればよい。以上、一次及び三次モ−ドの振動を利用する二重モ−ドＳＡＷフィルタの電極構造に関し６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬ＬｉＮｂ3 基板を用いた実施例を以って説明したがこのような電極構造は上記特定の圧電基板のみならずその他の圧電基板を用いたフィルタについても同様に適用可能であることはいうまでもあるまい。
【００１６】最後に９００ＭＨZ の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタに使用するため結合係数の大なる６４°Ｙカット−Ｘ伝搬ＬｉＮｂＯ3 基板を用い比帯域３乃至４％という広帯域低損失のフィルタを実現せんとする本願発明に係る二重モ−ド・リ−キ−ＳＡＷフィルタに於て、更に要求されている挿入損失２乃至３ｄＢ、チュ−ニング回路なしで入出力インピ−ダンス５０Ωの条件を満足せしめるべく行った電極構成上の諸パラメ−タの最適化実験について以下に説明する。上述の付加された要求の内入出力インピ−ダンスを左右する要素は、中央ＩＤＴ５を入出力ＩＤＴとするならばその電極指対数であり、このフィルタのスカ−ト特性をシャ−プにし減衰量を充分にとる為には、上述した如きフィルタ素子を２段縦続接続することを前提とすれば段間に整合回路（ＬまたはＣ）を要するか否かを決定するのは前記中央ＩＤＴ５の両側に配置するＩＤＴ６、６の電極指対数である。 したがって量ＩＤＴの電極指対数の組合せを実験によって調べたところ図７に示すごとき結果を得た。
【００１７】即ち、通常一般に使用可能な電極指交叉長の範囲（１５λ乃至５０λ）に於て中央ＩＤＴ５の電極指対数が１４対以下であると入出力インピ−ダンスが５０Ωを越え、２１対以下であると５０Ω以下となる故結局中央ＩＤＴ５の電極指対数は１５乃至２０の範囲になければならないことが判明した。 一方、両側ＩＤＴ６、６についても夫々の電極指対数が７対以下であると段間にＬを、１３対以上であると段間にＣを挿入しなければ通過帯域が平坦にならない故、両側ＩＤＴ６、６の電極指対数は夫々８乃至１２の範囲に選択すべきことが判明した。もっともこれら両者の組み合わせの内、組み合わせによっては上述した要求を満足し得ないものもあるが、一般には入出力端に或は段間にチュ−ニング回路の挿入が許される場合もあることを考慮すれば上述した電極指対数の許容範囲は充分に合理的なものである。
【００１８】次に他の重要な要求項目である挿入損失の大小に関係するパラメ−タは電極（Ａ〓）の膜厚であるので、中央ＩＤＴ電極指１６対、両側ＩＤＴの夫々１０対、電極指交叉幅４０λ、２段縦続接続の条件の下で電極膜厚を変化せしめた最挿入損失がどのように変化するか調べた結果を図８に示す、 もっとも電極膜厚は通過帯域幅Ｂに対して挿入損失の大小と同等の影響を及ぼすことは周知である故、これも併せて測定した。 即ち、図８から明らかなごとく比帯域３．５乃至４．５％、挿入損失２乃至３ｄＢをともに満足する電極膜厚は励起するリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％であることが判明した。 電極膜厚が３乃至５％λである場合ＩＤＴ電極指周期ＬT と反射器グレ−テイ ングの周期ＬR との比ＬT ／ＬR は理論上０．９９０乃至０．９７５とする必要がある。 斯くすることによって反射器の周波数に対する反射率最大の領域内に前述した一次及び３次モ−ド振動の共振周波数を位置せしめ最大の通過帯域幅Ｂを得ることができる。
【００１９】以上説明した如く各種パラメ−タを選び更に反射器本数を左右２５０本としたフィルタ素子を図９に示す如く２段縦続した２重モ−ドリ−キ−ＳＡＷフィルタは図１０に示す如く中心周波数８８１．５ＭＨｚ、比帯域３．９％、挿入損失２ｄＢの極めて広帯域且つ低損失のフィルタとなり厖大なチャンネル数を要求される９００ＭＨｚ帯の携帯／自動車電話用ＲＦフィルタ等の要求を満足するものでる。しかもフィルタ入出力端及びフィルタ素子段間にチュ−ニング回路を挿入することなくインピ−ダンスを５０Ωに合わせ得る故、超小型化が厳しく要求されるこれら通信機の部品として殊に好適である。
【００２０】
【発明の効果】本発明に係るフィルタは以上説明した如く構成するものであるから今後殊に重要性を増す１ＧＨｚに近い高周波帯域に於いて多数のチャンネルを許容すべく極めて広い比帯域を有することが必須要件となる公衆通信用無線装置等のＲＦフィルタを低損失且つ小型に実現する上で著しい効果を発揮する。
【００２１】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの基本構成を示す構成図。
【図２】縦結合二重モ−ドＳＷフィルタのＩＤＴ間隔ｌと通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す理論及び実験結果の図。
【図３】ＩＤＴ間隔ｌを｛（ｎ／２）−（１／４）｝λとした場合ｎの値と通過帯域幅Ｂ（比帯域）との関係を示す図。
【図４】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指構造の一実施例を示す構成図。
【図５】本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指構造の他の実施例を示す構成図。
【図６】（ａ）は本発明に係るフィルタに於いて使用するＩＤＴ最内側電極指配列の一実施例を示す構成図、（ｂ）は他の実施例を示す構成図。
【図７】中央ＩＤＴとその両側ＩＤＴの電極指対数の最適組合わせを求める為に行った実験結果を示す図。
【図８】ＩＤＴ電極指電極膜厚と挿入損失及び比帯域との関係を示す実験結果の図
【図９】本発明に係る二段縦続接続二重モ−ドリキ−ＳＡＷフィルタの構成図。
【図１０】図９に示したフィルタの特性図。
【図１１】（ａ）は一次及び二次モ−ド振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はその使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【図１２】（ａ）は一次及び三次モ−ド振動を利用する縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタの構成図、（ｂ）はその使用すべきモ−ドの振動のエネルギ分布を示す図。
【００２２】
【符号の説明】
１・・・圧電基板、 ２、５及び６・・・ＩＤＴ、 ４・・・反射器、７、８・・・最内側電極指、 ｌ・・・最内側電極指間隔
【特許請求の範囲】
【請求項１】 圧電基板上に３個のインタデイ ジタルトランスジュ−サ（ＩＤＴ）電極をこれらＩＤＴが励振又は受信する弾性表面波（ＳＡＷ）の伝搬方向に沿って配置し、更にその両側に反射器を設け、励振したＳＡＷの振動エネルギを前記３個のＩＤＴ内にほぼ閉じ込めると共にこれら各振動の前記ＩＤＴ間における音響結合によって発生する１次及び３次の２つの振動モ−ドを利用する二重モ−ドフィルタにおいて、前記各ＩＤＴが互いに対面する最内側電極指の中心間々隔〓を前記各ＩＤＴの電極指周期ＬT （励起されるＳＡＷの波長λと実質的に等しい）に対して（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）λ （但し ｎ＝２〜５）としたことを特徴とする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【請求項２】 前記最内側電極指中心間々隔〓をλ／４とすることによって互に対面するＩＤＴ最内側電極指同志を密着し幅λ／２の電極指を構成しこれを接地するか或は互に相隣接するＩＤＴの一方の最内側電極指幅をλ／２とすると共にこれらＩＤＴ相互の中心間距離をＩＤＴの周期的配置からλ／４だけ偏位せしめたことを特徴とする請求項１記載の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【請求項３】 前記圧電基板を結合係数の大なる６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬のＬｉＮｂＯ3 基板とし、前記３個のＩＤＴの内中央のそれの電極対数を１５乃至２０対、両側のそれを夫々８乃至１２対、前記ＩＤＴ電極指の周期ＬT ／ＬR を０．９９０乃至０．９７５、且つＡ〓電極膜厚Ｈを励振されるリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％としたことを特徴とする請求項１又は２記載の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【請求項１】 圧電基板上に３個のインタデイ ジタルトランスジュ−サ（ＩＤＴ）電極をこれらＩＤＴが励振又は受信する弾性表面波（ＳＡＷ）の伝搬方向に沿って配置し、更にその両側に反射器を設け、励振したＳＡＷの振動エネルギを前記３個のＩＤＴ内にほぼ閉じ込めると共にこれら各振動の前記ＩＤＴ間における音響結合によって発生する１次及び３次の２つの振動モ−ドを利用する二重モ−ドフィルタにおいて、前記各ＩＤＴが互いに対面する最内側電極指の中心間々隔〓を前記各ＩＤＴの電極指周期ＬT （励起されるＳＡＷの波長λと実質的に等しい）に対して（ｎ／２−１／３）λ＜〓＜（ｎ／２−１／５）λ （但し ｎ＝２〜５）としたことを特徴とする縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【請求項２】 前記最内側電極指中心間々隔〓をλ／４とすることによって互に対面するＩＤＴ最内側電極指同志を密着し幅λ／２の電極指を構成しこれを接地するか或は互に相隣接するＩＤＴの一方の最内側電極指幅をλ／２とすると共にこれらＩＤＴ相互の中心間距離をＩＤＴの周期的配置からλ／４だけ偏位せしめたことを特徴とする請求項１記載の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【請求項３】 前記圧電基板を結合係数の大なる６４°Ｙカット−Ｘ方向伝搬のＬｉＮｂＯ3 基板とし、前記３個のＩＤＴの内中央のそれの電極対数を１５乃至２０対、両側のそれを夫々８乃至１２対、前記ＩＤＴ電極指の周期ＬT ／ＬR を０．９９０乃至０．９７５、且つＡ〓電極膜厚Ｈを励振されるリ−キ−ＳＡＷの波長λの３乃至５％としたことを特徴とする請求項１又は２記載の縦結合二重モ−ドＳＡＷフィルタ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１０】
【公開番号】特開平５−２６７９９０
【公開日】平成５年（１９９３）１０月１５日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平３−２３４１５１
【出願日】平成３年（１９９１）８月２１日
【出願人】（０００００３１０４）東洋通信機株式会社 (1,528)
【公開日】平成５年（１９９３）１０月１５日
【国際特許分類】
【出願日】平成３年（１９９１）８月２１日
【出願人】（０００００３１０４）東洋通信機株式会社 (1,528)
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