遅延ダイバーシティと空間−周波数ダイバーシティによる送信方法
【課題】小さな遅延ＣＤＤコードワード循環方法と小さな遅延及び大きい遅延のＣＤＤの相異な再転送の間のコードワード循環方法とを含む開ループソリューションを提案する。また、ＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ方式とＳＦＢＣ＋ＦＳＴＤ基盤のＨＡＲＱへの拡張のための開ループコードワード循環方法を提案する。
【解決手段】一方法において、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するようにコーディング、スクランブル、及び変調される。複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。変調シンボルは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するように循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。コードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。プリコーディングされたシンボルは複数の送信アンテナを介して送信される。
【解決手段】一方法において、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するようにコーディング、スクランブル、及び変調される。複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。変調シンボルは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するように循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。コードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。プリコーディングされたシンボルは複数の送信アンテナを介して送信される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遅延ダイバーシティと空間周波数ダイバーシティを用いて信号を送信する方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、参照用として、非特許文献１乃至非特許文献５を含み、このような公開物の写しは本明細書に添付されて本出願の一部となる。
【０００３】
典型的なセルラー無線システムは、多数の固定基地局と多数の移動局を含んでいる。各基地局はセルとして定義される地理的領域をカバーする。
典型的に、非視線（ＮＬＯＳ）無線伝播経路は、基地局と移動局との間に置かれた自然的な物体及び人工物体により移動局と基地局との間で存在する。結果的に、無線波は、反射、回折、及び散乱を経験しながら伝播される。ダウンリンク方向で移動局のアンテナに到達するか、アップリンク方向で基地局のアンテナに到達する無線波は、反射、回折、散乱、及び外れた位相の再結合により発生する個別波長の互いに異なる位相のため、建設的な付加及び破壊的な付加を経験するようになる。これは、典型的に現在のセルラー無線通信で使われる高い搬送波周波数で伝播遅延の小さな変化が個別波形の位相を格段に変化させるという事実に起因する。移動局が移動中である場合または散乱環境に変化がある場合に、合成受信信号の振幅及び位相での空間偏差は多重経路受信によるレイリーフェーディング（Rayleigh fading）または高速フェーディングと知られた時間偏差であることを自ら証明するようになる。無線チャンネルの時変特性は、好ましいビットエラーあるいはパケットエラー信頼度を提供するように極めて高い信号−対−雑音比（ＳＮＲ）を要求する。
【０００４】
ダイバーシティ方法は、同一情報保持信号の多数のフェーディング複製物を受信機に提供することで、高速フェーディング効果の解消に広く使われている。
ダイバーシティ方法は、一般的に空間、角度、偏光、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティのカテゴリーに分けられる。空間ダイバーシティは、多数の送信アンテナまたは受信アンテナを使用することによって達成可能である。ダイバーシティブランチ、即ち多数のアンテナから送信された信号が殆ど相関されないままにフェーディングを経験するように、多数のアンテナの間の空間分離が選択される。空間ダイバーシティの一種である送信ダイバーシティは、同一信号の多数の相関されない複製物を受信機に提供するように多数の送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方法は、開ループ送信ダイバーシティ方法と閉ループ送信ダイバーシティ方法に更に分けられることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信機からの如何なる帰還も要求されない。ある種の閉ループ送信ダイバーシティでは、受信機は送信機アンテナ構成を知っており、受信機で受信された信号電力の最大化のために送信機アンテナに適用されるべき振幅と位相調整を計算する。選択送信ダイバーシティ（ＳＴＤ）と称される別の閉ループ送信ダイバーティー構成では、受信機は送信に使われるアンテナに関する帰還情報を送信機に提供する。
【０００５】
循環式遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、ＯＦＤＭ−基盤情報通信システムで使われるダイバーシティ方式であって、空間ダイバーシティをシンボル間干渉を防止する周波数ダイバーシティに変換する。
第３世代パートナーシッププロジェクト（the 3rd Generation Partnership Project；３ＧＰＰ）寄稿文Ｒ１−０７２６３３、ＴＳ ３６．２１１バージョン１．１．０（非特許文献３）はＰＭＩ（Precoder Matrix Indication）フィードバックを要求するＣＤＤプリコーダ構造を提案した。また、ＴＳ ３６．２１１バージョン１．１．０で説明されたＣＤＤにおいて、開ループ（大きい遅延）及び閉ループ（小さな遅延）構造は互いに異なる。互いに異なるプリコーダ値を用いることで、開ループと閉ループ全てのための１つの構造を持つことが好ましい。このような２つの構造はフルランクの場合やプリコーダ行列が恒等行列の場合に同一である。閉ループ構造はフルランク場合の以下で如何なるＰＭＩも利用できない場合に対してソリューションがない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】"High Delay CDD in Rank Adapted Spatial Multiplexing Mode for LTE DL", 3GPP RAN1 contribution R1-072461, May 2007, Kobe, Japan
【非特許文献２】"CDD precoding for 4 Tx antennas", 3GPP RAN1 contribution R1-072019, May 2007, Kobe, Japan
【非特許文献３】"Physical Channels and Modulation", 3GPP TS 36.211, v 1.1.0
【非特許文献４】"Text Proposal for 36.211 regarding CDD Design", 3GPP RAN1 contribution R1-073096, June 2007, Orlando, USA
【非特許文献５】"Physical Channels and Modulation", 3GPP TS 36.211, v 8.2.0
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、信号送信のための改善された方法と装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、転送中に大きい遅延ＣＤＤと小さな遅延ＣＤＤダイバーシティ方法両方との両方に適用可能な改善された開ループプリコーダを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によれば、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するためにコーディングされ、スクランブルされて変調される。このような複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。以後、このような変調シンボルは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するために、循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。コードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。最後に、プリコーディングされたシンボルは複数の送信アンテナを介して送信される。
【０００９】
大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｉ番目副搬送波に対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）
ｘ（ｉ）はｉ番目副搬送波に対応する変調シンボルブロックであり、ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔ、υは転送階層の個数であり、Ｕは一定な固定型行列であり、Ｕの要素はＵｍｎ＝ｅ−ｊ２πｍｎ／υにより設定され（ここで、ｍ＝０，１，…，υ−１であり、ｎ＝０，１，…，υ−１である）、Ｄ（ｉ）は大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする対角行列である。
【００１０】
小さな遅延ＣＤＤの場合に、ｉ番目副搬送波に対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）
ここで、Ｄ（ｉ）は小さな遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする対角行列である。
【００１１】
小さな遅延ＣＤＤと大きい遅延ＣＤＤの全ての場合に、ｉ番目サブキャリヤに対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ）
ここで、Ｄ（ｉ）は小さな遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする第１対角行列であり、Ｃ（ｉ）は大きい遅延循環式遅延ダイバーシティをサポートする第２対角行列である。
【００１２】
値ｑは１と一致したり、転送ランクに一致したり、または１２ｍに一致することがあり、ここでｍは正の整数である。
コードワードセットは一定なコードブックの全てのコードワードを含むことができる。代案的に、コードワードセットは一定なコードブックのコードワードサブセットを含むこともできる。
【００１３】
本発明の他の態様によれば、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するようにコーディングされ、スクランブルされて変調される。このような複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。マッピングされたシンボルは循環式遅延ダイバーシティ用行列を利用し、相異な再転送に対して互いに異なるコードワードを適用することによって繰り返してプリコーディングされ、複数のアンテナを介して送信される。
【００１４】
本発明の更に他の態様によれば、送信される４個のシンボルはランク−２空間周波数ブロックシンボルを生成するために、ランク−２空間周波数ブロックコードを用いてコーディングされる。以後、シンボルブロックは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するために、循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。このようなコードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。最後に、プリコーディングされたシンボルは複数のアンテナを介して送信される。
【００１５】
本発明の更に他の態様によれば、送信される４個のシンボルはランク−２空間周波数ブロックシンボルを生成するように、ランク−２空間周波数ブロックコードを用いてコーディングされる。シンボルのブロックは循環式遅延ダイバーシティ用行列を利用し、相異な再転送のための互いに異なるコードワードを適用することによって繰り返してプリコーディングされ、複数のアンテナを介して送信される。
【００１６】
本発明の追加的な態様によれば、送信される４個のシンボルは２つの転送行列を生成するようにコーディングされる。２つの転送行列Ｔ１及びＴ２は、次の通りである。
【００１７】
【数１】
【００１８】
ここで、Ｔｉｊはｉ番目アンテナとｊ番目副搬送波を通じて送信されるシンボルを表す。周波数ドメインで２つの転送行列Ｔ１及びＴ２を交互に適用することによって、このような４個のシンボルは４個のアンテナを介して繰り返して転送される。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の原理を適切に実施するための直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）送受信チェーンを概略的に示す図である。
【図２Ａ】ＯＦＤＭシステムにおける周波数−選択多重−ユーザスケジューリング、及び周波数ダイバーシティに対する２つの方式の副搬送波割当を概略的に示す図である。
【図２Ｂ】ＯＦＤＭシステムにおける周波数−選択多重−ユーザスケジューリング、及び周波数ダイバーシティに対する２つの方式の副搬送波割当を概略的に示す図である。
【図３】多重入力／多重出力（ＭＩＭＯ）システムにおける送信及び受信方式を概略的に示す図である。
【図４Ａ】ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図４Ｂ】ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図５Ａ】受信機でプリコーディングされた信号を処理する方式を概略的に示す図である。
【図５Ｂ】受信機でプリコーディングされた信号を処理する方式を概略的に示す図である。
【図６Ａ】副搬送波に位相遷移を適用する２つの方式を示す図である。
【図６Ｂ】副搬送波に位相遷移を適用する２つの方式を示す図である。
【図７】循環式遅延ダイバーシティプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図８】本発明の原理に従う一実施形態として、ハイブリッド自動反復及び要請（ＨＡＲＱ）の相異な再転送において、互いに異なるコードワードを用いた場合を概略的に示す図である。
【図９】本発明の原理に従う他の実施形態において、ランク−２空間周波数ブロックコードをプリコーディングする方式を概略的に示す図である。
【図１０】本発明の原理に従う他の実施形態として、ＨＡＲＱ方式の相異な再転送において、互いに異なるコードワードを適用することによって、ランク−２空間周波数ブロックコードをプリコーディングする方式を概略的に示す図である。
【図１１】本発明の原理に従う更に他の実施形態として、周波数転換型送信ダイバーシティ（ＦＳＴＤ）と結合された空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）用アンテナとシンボルのマッピングを概略的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明のより完全な理解及び伴われる種々の利点は、添付の図面を参照して下記の詳細な説明から明らかとなる。図面の同一の参照符号は、同一または類似の構成要素を表す。
【００２１】
図１は、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを図示する。ＯＦＤＭ技術を用いた通信システムの送信機チェーン１１０において、制御信号あるいはデータ１１１は変調器１１２により一連の変調シンボルに変調され、以後、一連の変調シンボルは直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器１１３により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１１４は、周波数ドメイン信号を時間ドメインの複数のＯＦＤＭシンボルへの転送に使われる。循環プリフィクス（ＣＰ）またはゼロプリフィクス（ＺＰ）がＣＰ挿入器１１６により各ＯＦＤＭシンボルに追加されて多重経路フェーディングによる影響を防止または緩和させる。結果的に、信号はアンテナ（図示せず）や代案的に固定型ワイヤーや、あるいはケーブルなどの送信機（Ｔｘ）フロントエンド処理器１１７により送信される。完全な時間及び周波数同期化の達成を仮定する受信機チェーン１２０において、受信機（Ｒｘ）フロントエンド処理器１２１により受信された信号はＣＰ除去器１２２により処理される。高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１２４は、時間ドメインで受信された信号を後続処理のために周波数ドメインに変換する。
【００２２】
ＯＦＤＭシステムの全帯域幅は、副搬送波と呼ばれる狭帯域周波数単位に分かれる。副搬送波の個数はＯＦＤＭシステムで使われるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズＮと一致する。一般的に、データで使われる副搬送波の個数はＮ個以下であるが、周波数スペクトルの縁の一部副搬送波が保護副搬送波として保有されるためである。一般的に、保護副搬送波の上にはどんな情報も送信できない。
通信リンクにおいて、多重−経路チャンネルは周波数−選択性フェーディングを発生させる。また、移動通信無線環境で、チャンネルは時変フェーディング（time-varying fading）を発生させる。したがって、ＯＦＤＭ基盤の接続を用いた無線移動通信システムにおいて、全システム性能及び効率は時間ドメインスケジューリングの以外に、周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングを用いることにより改善可能である。時変周波数−選択性移動通信無線チャンネルにおいて、副搬送波に亘って情報を拡散し、及び／またはコーディングすることで、チャンネル信頼度の改善も可能である。
【００２３】
周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングの場合に、潜在的にアップフェード（upfade）を経験する連続的な副搬送波セットがユーザに対する転送のために割り当てられる。全帯域幅は図２Ａで図示されたように、多数の連続した副搬送波をグループ化したサブ帯域に分かれるが、ここで、副搬送波ｆ１、ｆ２、ｆ３、及びｆ４は周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングモードでユーザに送信のためのサブ帯域にグループ化される。しかしながら、周波数−ダイバーシティ送信の場合に、このような割り当てられた副搬送波は好ましく全スペクトルに亘って均一に分布する。図２Ｂに図示されたように、副搬送波ｆ１、ｆ５、ｆ９、及びｆ１３は送信のためにサブ帯域にグループ化される。周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングは、一般的にチャンネル品質が追跡される低移動性ユーザに有益である。しかしながら、チャンネル品質は一般的にチャンネル品質フィードバック遅延により高移動性ユーザに対して（特に、ダウンリンクとアップリンクとの間のフェーディングが独立的な周波数−分割−デュプレックスシステムで）追跡されず、したがって周波数ダイバーシティ送信モードが好ましい。
【００２４】
多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）方式は、多重送信アンテナと多重受信アンテナを使用して無線通信チャンネルの性能と信頼度を改善する。ＭＩＭＯシステムは、Ｋ性能の線形的な増加を保証するが、ここでＫは最小送信（Ｍ）及び最小受信（Ｎ）アンテナ個数である。即ち、Ｋ＝ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）となる。４×４ＭＩＭＯシステムの簡略化した例が図３に図示される。本例において、４個の異なるデータストリームは４個の送信アンテナから個別的に転送される。送信信号は４個の受信アンテナで受信される。一部形態の空間信号処理が４個のデータストリームを復元するために受信信号に対して遂行される。空間信号処理の例は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（vertical Bell Laboratories Layered Space-Time）であるが、これは送信データフレームを復元するために連続的な干渉消去原理を用いる。他の形態のＭＩＭＯ方式は、送信アンテナに亘って一種の空間−時間コーディングを遂行する方式（例えば、diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time（Ｄ−ＢＬＡＳＴ））及び空間分割多重接続（ＳＤＭＡ）などのビーム形成方式を含む。
ＭＩＭＯチャンネル推定は、各送信アンテナから各受信アンテナへのリンクに対するチャンネル利得と位相情報を推定することによりなされる。したがって、Ｍ×Ｎ ＭＩＭＯシステムのチャンネルはＮ×Ｍ行列からなる。
【００２５】
【数２】
【００２６】
ここで、ａｉｊは送信アンテナｊから受信アンテナｉへのチャンネル利得を表す。ＭＩＭＯチャンネル行列要素の推定のために、個別パイロットが各送信アンテナから送信される。
データストリームを物理的アンテナにマッピングする以前に単位プリコーディングを用いる選択的なプリコーディングプロトコルが図５Ａ及び５Ｂに図示される。選択的なプリコーディングは、プリコーディング以前に仮想アンテナ（ＶＡ）１７１セットを生成する。この場合に、各コードワードは潜在的に全ての物理的送信アンテナ１７２を介して送信される。２つの送信アンテナ１７２の場合に単位プリコーディング行列の２つの例Ｐ１及びＰ２は、次の通りである。
【００２７】
【数３】
【００２８】
変調シンボルＳ１及びＳ２が所定の時間に各々第１ストリームと第２ストリームを通じて送信されることと仮定する。以後、図５Ａに図示された例における行列Ｐ１にプリコーディングされた以後の変調シンボルＴ１と、図５Ｂに図示された例における行列Ｐ２にプリコーディングされた以後の変調シンボルＴ２は、各々次の通り記録される。
【００２９】
【数４】
【００３０】
したがって、シンボル
【数５】
は、図４Ａに図示されたようなプリコーディング行列（Ｐ１）を用いてプリコーディングが遂行された時に各々第１アンテナと第２アンテナとを介して送信される。同様に、シンボル
【数６】
は、図４Ｂに図示されたようなプリコーディング行列Ｐ２を用いてプリコーディングが遂行された時に各々第１アンテナと第２アンテナとを介して送信される。プリコーディングは図４Ａ及び４Ｂに例示されたように、ＩＦＦＴ演算の以前のＯＦＤＭ副搬送波レベルで遂行されることに留意されたい。
プリコーディングされたＭＩＭＯシステムにおいて、逆演算が送信シンボルを復元するために受信機で遂行される。受信信号は逆プリコーディング行列と掛けられる。逆プリコーディング行列は、次の通りである。
【００３１】
【数７】
【００３２】
逆単位プリコーディング行列は単純にプリ−コーディング行列の複素共役転置を遂行することによって獲得可能であるということに留意されたい。送信シンボルは受信シンボルベクトルと逆プリコーディング行列を乗算することによって、デコーディングされる。したがって、送信シンボルは次の通り提供される。
【００３３】
【数８】
【００３４】
ダウンリンク物理チャンネルは、上位階層から起源した情報を運搬するリソースエレメントセットに対応する。まず、複数の情報ビットが複数のコードワードでコーディングされて複数のブロックを生成する。物理チャンネルのダウンリンク送信において、各コードワード（ｑ）のビットブロック
【数９】
は変調の以前にスクランブルされ、スクランブルビットブロック
【数１０】
を発生させる。ここで、
【数１１】
は物理ダウンリンクチャンネルを介して送信されるコードワード（ｑ）のビット個数である。２つまでのコードワードが１つのサブフレームで送信される。即ち、ｑ∈｛０，１｝の以後、各コードワードｑに対するスクランブルビットブロック
【数１２】
は直交位相−遷移方式（ＱＰＳＫ）、１６次直交振幅変調（１６ＱＡＭ）、あるいは６４次直交振幅変調（６４ＱＡＭ）を用いて変調され、複素値変調シンボルブロック
【数１３】
を発生させる。送信される各コードワードに対する複素値変調シンボルは１つ以上の転送階層でマッピングされる。コードワード（ｑ）に対する複素値変調シンボル
【数１４】
は３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１のセクション５．３．３で説明された一定なコードワード−対−階層マッピング方式に従って階層ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔでマッピングされるが、ここでυは階層の個数である。次に、階層マッピングからのベクトルブロックｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔはベクトルブロックｙ（ｉ）＝［ｙ（０）（ｉ）…ｙ（ｐ−１）（ｉ）］Ｔを生成するようにプリコーディングされ、ここでＰはアンテナポートの個数であり、転送ランクρと等しいかそれ以上である。複素値シンボルブロック
【数１５】
は、まずインデックスｋと以後のインデックスｌの昇順で、他の目的に使われないアンテナポートｐ上のリソースエレメント（ｋ，ｌ）とマッピングされる。
【００３５】
ここまで送信ダイバーシティとＭＩＭＯ空間多重化両方共に適用されるプリコーディング方式を説明した。合成プリコーダは循環式遅延ダイバーシティなどの送信ダイバーシティ方式を表す他の単位プリコーダと掛けられるフーリエマトリックスプリコーダのような単位プリコーダに基づいて構成される。また、本発明の原理は非−単位プリコーディングやフーリエマトリックスプリコーダの以外の単位プリコーダの場合に適用されることに留意されたい。
フーリエマトリックスは、次の通りエントリーを持つＮ×Ｎ正方行列である。
ＰＮ＝ｅｊ２πｍｎ／Ｎ ｍ，ｎ＝０，１，…（Ｎ−１） （６）
例えば、２×２フーリエマトリックスは、次の通り表現可能である。
【００３６】
【数１６】
【００３７】
同様に、４×４フーリエマトリックスは、次の通り表現可能である。
【００３８】
【数１７】
【００３９】
多重フーリエマトリックスは、フーリエマトリックスでシフトパラメータ（ｇ／Ｇ）を導入することによって定義できる。多重フーリエマトリックスのエントリーは次の通り提供される。
【００４０】
【数１８】
【００４１】
４個の２×２フーリエマトリックスセットは、Ｇ＝４及びｇ＝０、１、２、及び３を取ることによって定義され、次の通り記録される。
【００４２】
【数１９】
【００４３】
循環式遅延ダイバーシティ方式は、ｉ番目送信アンテナから送信された副搬送波ｋに適用された位相遷移
【数２０】
により周波数ドメインで遂行可能である。角度φｉは次の通り提供される。
【００４４】
【数２１】
【００４５】
ここで、Ｄｉはｉ番目アンテナから適用されたサンプルにおける循環式遅延である。他の関数が周波数ドメイン位相遷移を導出することに使用できることに留意されたい。位相遷移は１グループの副搬送波に対して一定に維持される。図６Ａに図示されたように、位相遷移φ１はサブ帯域（ＳＢ）１に亘って一定であり、φ２はＳＢ２に亘って一定である。また、各グループの副搬送波毎に位相遷移を異にすることができる。図６Ｂに図示されたように、位相遷移は第１副搬送波から第５１２副搬送波に周波数範囲に亘って２π／Ｎ乃至２πに変わる。
循環式遅延ダイバーシティは、４個の送信アンテナの場合に、下記のプリコーディング行列でプリコーディングできる。
【００４６】
【数２２】
【００４７】
図７は、上記プリコーディング行列を用いたＣＤＤプリコーディング方式が提供された送信機を概略的に例示する。アンテナと周波数（副搬送波）従属位相遷移を持つ同一シンボルが多重アンテナから送信されることに留意されたい。第１アンテナから送信されたシンボルにはどんな位相遷移が適用されない。
【００４８】
２００７年６月米国、オーランドで公表された３ＧＰＰ ＲＡＮ１寄稿文 Ｒ１−０７３０９６“ＣＤＤ設計に関する３６．２１１用テキスト提案”（非特許文献４）では、小さな遅延ＣＤＤと大きい遅延ＣＤＤとの両方を含む共同提案が提示される。
ゼロ−遅延及び小さな−遅延ＣＤＤで、空間多重化のためのプリコーディングは、下記の式により遂行される。
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１３）
ここで、プリコーディング行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、Ｐはアンテナポートの個数であり、υは階層の個数であり、行列Ｄ（ｉ）は小さな、またはゼロ循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、そして行列ｘ（ｉ）はｉ番目副搬送波を通じて送信される信号を表示する。ここで、ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔであり、ｘ（ｊ）（ｉ）はｊ番目階層でｉ番目副搬送波を通じて送信される信号を表示する。行列Ｄ（ｉ）は＜表１＞から選択され、ユーザ装置（ＵＥ）−特定値δは上位階層によりＵＥ及びノードＢ（即ち、基地局）で半静的に（semi-statically）構成される。＜表１＞の数量ηは集合｛１２８，２５６，５１２，１０２４，２０４８｝からの最小数字であり、従って
【数２３】
であり、ここではダウンリンク帯域幅での副搬送波の個数である。
【００４９】
【表１】
【００５０】
このような値は送信ダイバーシティが送信ランク１から構成されない時のみに適用されることに留意する。
空間多重化において、Ｗ（ｉ）値はノードＢとＵＥで構成されたコードブックでのプリコーダ要素の中から選択される。ノードＢはコードブックサブセット制限を用いてＵＥのプリコーダ選択をコードブック要素のサブセットに更に限定する。ＴＳ ３６．２１１、バージョン１．１．０によれば、このように構成されたコードブックは、＜表２＞と一致するようになる。階層の個数υは空間多重化の場合に転送ランクρと一致されることに留意する。
【００５１】
【表２】
【００５２】
ＴＳ ３６．２１１、バージョン８．２．０によれば、２つのアンテナポートｐ∈｛０，１｝を介した送信の場合に、ゼロ遅延、小さな遅延、及び大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディング行列Ｗ（ｉ）は＜表３＞やそのサブセットから選択される。
【００５３】
【表３】
【００５４】
４個のアンテナポートｐ∈｛０，１，２，３｝を介した送信において、ゼロ遅延ＣＤＤ、小さい遅延ＣＤＤ、及び大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディング行列Ｗは＜表４＞またはそのサブセットから選択される。数量
【数２４】
は式
【数２５】
からの集合｛ｓ｝により提供されたコラムにより定義された行列を表し、ここでＩは４×４恒等行列であり、ベクトルｕｎは＜表４＞により提供される。
【００５５】
【表４】
【００５６】
大きい遅延ＣＤＤにおいて、空間多重化のためのプリコーディングは、下記の式により遂行される。
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ） （１４）
ここで、プリコーディング行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、Ｐはアンテナポートの個数であり、υは階層の個数であり、数量Ｄ（ｉ）は大きい循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、Ｕは固定型行列である。行列ＵとＤ（ｉ）のサイズはυ×υである。固定型行列Ｕの要素はＵｍｎ＝ｅ−ｊ２πｍｎ／υと定義され、ここでｍ＝０，１，…，υ−１であり、ｎ＝０，１，…，υ−１である。ＴＳ ３６．２１１、バージョン１．１．０によれば、行列Ｄ（ｉ）は＜表５＞から選択される。
【００５７】
【表５】
【００５８】
＜表１＞の値δと表５の値δとは同一でないことに留意されたい。
ＴＳ ３６．２１１、バージョン８．２．０によれば、行列ＵとＤ（ｉ）は＜表６＞から選択される。
【００５９】
【表６】
【００６０】
空間多重化に対し、Ｗ（ｉ）の値はノードＢとＵＥに構成されたコードブックのプリコーダ要素から選択される。ノードＢはコードブックサブセット制限を用いてＵＥのプリコーダ選択をコードブック要素のサブセットに更に限定する。構成されたコードブックは＜表３＞及び＜表４＞に一致する。階層の個数υは空間多重化の場合に転送ランクρと一致するようになることに留意されたい。
さらに、大きい遅延での式ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）に対するコードワード循環方法が提案され、Ｗ（ｉ）は２つのアンテナポートに対する＜表３＞のコードブックと４個のアンテナポートに対する＜表４＞のコードブック、あるいはコードブックサブセットでのコードワードのうちの１つとして循環式で選択される。コードワードは、毎副搬送波、あるいは毎ν個の副搬送波毎に変更されるものであることが提案され、ここでνは転送ランクである。
【００６１】
本発明の原理に従う第１実施形態において、毎資源ブロック（ＲＢ）毎に、あるいはＲＢの毎整数個数毎に大きい遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）でコードワード循環を遂行することと提案する。ＬＴＥシステムにおいて、１つのＲＢは１２つの副搬送波から構成される。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは下記の通りである。
【００６２】
【数２６】
【００６３】
または、より簡潔には
【数２７】
である。ここで、ｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＦでの副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数２８】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００６４】
本発明の原理に従う第２実施形態において、毎ｑ個の副搬送波毎に小さな遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）でコードワード循環を遂行することと提案する。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは下記の通りである。
【００６５】
【数２９】
【００６６】
または、より簡潔には
【数３０】
である。ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズ、あるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数３１】
はシーリング演算であることに留意されたい。
【００６７】
本発明の原理に従う第３実施形態において、毎ｑ個の副搬送波毎に下記のような均一で、かつ小さな遅延と大きい遅延のＣＤＤ方法におけるコードワード循環を遂行することを提案する。
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１７）
上記の式において、Ｄ（ｉ）は小さな遅延ＣＤＤ動作をサポートするための対角行列を表し、Ｄ（ｉ）はｉ番目副搬送波のために＜表１＞から選択され、Ｃ（ｉ）はｉ番目副搬送波に対する大きい遅延ＣＤＤ動作を表し、Ｃ（ｉ）＝Ｄ´（ｉ）・Ｕであり、ここでＤ´（ｉ）は大きい遅延ＣＤＤ動作をサポートするための対角行列であり、Ｕは固定型行列である。行列Ｄ´（ｉ）と
のサイズはυ×υであり、これらは＜表６＞から選択される。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ｋは下記の通りである。
【００６８】
【数３２】
【００６９】
または、より簡潔には
【数３３】
である。ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数３４】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００７０】
本発明の原理に従う第４実施形態において、小さな−遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）、または大きい遅延方法ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）、均一な小さい−大きい遅延方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ）を用いるハイブリッド自動反復−要請（ＨＡＲＱ）システムにおける相異する再転送に対し、互いに異なるコードワードを適用することを提案する。ＨＡＲＱシステムでＴ回の再転送があり、このようなＴ回の再転送に使われるコードワードはＷ１（ｉ），Ｗ２（ｉ），…，ＷＴ（ｉ）である。各再転送のための送信信号は、次の通りである。
小さい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗｔ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１９）
大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｗｔ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ） （２０）
均一な小さな遅延と大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗｔ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ） （２１）
【００７１】
さらに、ｔ＝１，…，Ｔで
【数３５】
であり、ここで
【数３６】
は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたプリコーディングコードブックのコードブックでｋ番目のコードワードを表し、また
【数３７】
の選択が各再転送と関係がなく、即ちｔ番目の再転送に対して
【数３８】
は以前の転送でどのコードワードが使われたかに関わらず、任意のＮ個のコードワードになることができるように、このようなコードワードを選択するように提案する。図８は、互いに異なるコードワードが相異な再転送で使われる方法を例示する。
【００７２】
本発明の原理に従う第５実施形態において、下記のようなランク−２空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）ブロックの出力において、行列Ｗ（ｉ）により表示されるプリコーディング過程（ここで、ｉは副搬送波インデックスである）を追加することを提案する。
【００７３】
【数３９】
【００７４】
このように、プリコーディングされたランク−２方法は、図９に図示される。全送信信号は、次の通りである。
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ａ（ｉ） （２３）
ここで、ランク−２ ＳＦＢＣ転送行列が副搬送波インデックス関数になることを強調するために記号Ａ（ｉ）を使用した。
【００７５】
【数４０】
【００７６】
さらに、Ｓ１乃至Ｓ４は同一コードワードから生成されることに留意されたい。
コードワードを選択する１つの方法は、フィードバックでプリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ）に従ってＷ（ｉ）を選択するものであり、Ｗ（ｉ）は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたコードブックに属する。
コードワードを選択する他の方法は、Ｗ（ｉ）を毎ｑ個の副搬送波毎に変わる任意の単位行列（ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である）として選択するものである。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは、次の通りである。
【００７７】
【数４１】
【００７８】
または、より簡潔には
【数４２】
である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数４３】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００７９】
本発明の原理に従う第６実施形態において、ランク−２ ＳＦＢＣ転送を用いるハイブリッド自動反復−要請（ＨＡＲＱ）システムにおける相異な再転送に対し、互いに異なるコードワードを適用することを提案する。ＨＡＲＱシステムで、Ｔ回の再転送があり、このようなＴ回の再転送に使われるコードワードはＷ１（ｉ），Ｗ２（ｉ），…，ＷＴ（ｉ）である。各再転送のための送信信号は、次の通りである。
ｙｔ（ｉ）＝Ｗｔ（ｉ）・Ａ（ｉ） （２６）
さらに、ｔ＝１，…，Ｔで
【数４４】
であり、ここで
【数４５】
は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたプリコーディングコードブックのコードブックでｋ番目のコードワードを表し、また
【数４６】
の選択が各再転送と関わらず、即ちｔ番目の再転送に対して
【数４７】
は以前の転送でどのコードワードが使われたかに関わらず、任意のＮ個のコードワードになることができるように、このようなコードワードを選択するように提案する。図１０は、互いに異なるコードワードが相異な再転送で使われる方法を例示する。
【００８０】
本発明の原理に従う第７実施形態において、図１１に図示されたように、アンテナに対するシンボルマッピングが反復されるシンボルで変更される方式を提案する。本例において、４個のシンボルＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４は、１反復で８個の副搬送波に亘って送信されるか、または２つのサブフレームで２グループの副搬送波で（ここで、各グループには４個の副搬送波があること）送信されることを仮定する。第１の４個の副搬送波で、シンボルＳ１及びＳ２はアンテナポートＡＮＴ０及びＡＮＴ１を介して送信され、シンボルＳ３及びＳ４はアンテナポートＡＮＴ２及びＡＮＴ３を介して送信される。反復時の最後の４個の副搬送波において、シンボルＳ１及びＳ２はアンテナポートＡＮＴ２及びＡＮＴ３を介して送信され、シンボルＳ３及びＳ４はアンテナポートＡＮＴ０及びＡＮＴ１を介して送信される。このように提案されたマッピングは反復時にマッピングが変わらない転送に比べて大きいダイバーシティ利得を発生させる。このようなダイバーシティ利得は、一回反復の以後の４個の全てのシンボルが４個の全ての送信アンテナから送信されるという事実に由来する。
提案されたマッピング方式において、下記に図示された転送行列Ｔ１は初期転送で使われる。
【００８１】
【数４８】
【００８２】
Ｔｉｊは４個の送信アンテナの場合にｉ番目アンテナとｊ番目副搬送波と、またはｊ番目タイムスロット（ｉ＝１、２、３、４及びｊ＝１、２、３、４）を通じて送信されるシンボルを表す。同一なシンボルが反復される時に、下記に図示された異なるマッピング行列Ｔ２が転送のために使われる。
【００８３】
【数４９】
【００８４】
本発明の原理は、送信機から受信された情報をデコーディングすることに適用されることができる。この場合に、プリコーディング行列の選択は時間関数（サブフレーム個数）と周波数関数（副搬送波個数）であるため、受信機はサブフレーム個数と副搬送波個数を単純に観察して同一関数をこのようなプリコーダ行列を解析することに使用可能である。周波数に関するプリコーディング行列選択の従属性は、＜式１３＞及び＜式１４＞から明白である。時間に関するプリコーディング行列選択の従属性はＨＡＲＱ転送方式から明確に分かる。
本発明は、特定の実施形態を参考にして図示及び説明されたが、特許請求の範囲に定義された本発明の思想及び範囲から逸脱することなく、多様な変更が可能であることを当業者は理解する。
【符号の説明】
【００８５】
１１０ 送信機チェーン
１１１ 制御信号またはデータ
１１２ 変調器
１１３ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器
１１４ 逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）
１１５ 並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器
１１６ 循環プリフィクス（ＣＰ）挿入器
１１７ 送信機フロントエンド処理器
１２０ 受信機チェーン
１２１ 受信機フロントエンド処理器
１２２ 循環プリフィクス（ＣＰ）除去器
１２３ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器
１２４ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１２５ 並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器
１２６ 復調器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遅延ダイバーシティと空間周波数ダイバーシティを用いて信号を送信する方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、参照用として、非特許文献１乃至非特許文献５を含み、このような公開物の写しは本明細書に添付されて本出願の一部となる。
【０００３】
典型的なセルラー無線システムは、多数の固定基地局と多数の移動局を含んでいる。各基地局はセルとして定義される地理的領域をカバーする。
典型的に、非視線（ＮＬＯＳ）無線伝播経路は、基地局と移動局との間に置かれた自然的な物体及び人工物体により移動局と基地局との間で存在する。結果的に、無線波は、反射、回折、及び散乱を経験しながら伝播される。ダウンリンク方向で移動局のアンテナに到達するか、アップリンク方向で基地局のアンテナに到達する無線波は、反射、回折、散乱、及び外れた位相の再結合により発生する個別波長の互いに異なる位相のため、建設的な付加及び破壊的な付加を経験するようになる。これは、典型的に現在のセルラー無線通信で使われる高い搬送波周波数で伝播遅延の小さな変化が個別波形の位相を格段に変化させるという事実に起因する。移動局が移動中である場合または散乱環境に変化がある場合に、合成受信信号の振幅及び位相での空間偏差は多重経路受信によるレイリーフェーディング（Rayleigh fading）または高速フェーディングと知られた時間偏差であることを自ら証明するようになる。無線チャンネルの時変特性は、好ましいビットエラーあるいはパケットエラー信頼度を提供するように極めて高い信号−対−雑音比（ＳＮＲ）を要求する。
【０００４】
ダイバーシティ方法は、同一情報保持信号の多数のフェーディング複製物を受信機に提供することで、高速フェーディング効果の解消に広く使われている。
ダイバーシティ方法は、一般的に空間、角度、偏光、フィールド、周波数、時間、及び多重経路ダイバーシティのカテゴリーに分けられる。空間ダイバーシティは、多数の送信アンテナまたは受信アンテナを使用することによって達成可能である。ダイバーシティブランチ、即ち多数のアンテナから送信された信号が殆ど相関されないままにフェーディングを経験するように、多数のアンテナの間の空間分離が選択される。空間ダイバーシティの一種である送信ダイバーシティは、同一信号の多数の相関されない複製物を受信機に提供するように多数の送信アンテナを使用する。送信ダイバーシティ方法は、開ループ送信ダイバーシティ方法と閉ループ送信ダイバーシティ方法に更に分けられることができる。開ループ送信ダイバーシティ方式では、受信機からの如何なる帰還も要求されない。ある種の閉ループ送信ダイバーシティでは、受信機は送信機アンテナ構成を知っており、受信機で受信された信号電力の最大化のために送信機アンテナに適用されるべき振幅と位相調整を計算する。選択送信ダイバーシティ（ＳＴＤ）と称される別の閉ループ送信ダイバーティー構成では、受信機は送信に使われるアンテナに関する帰還情報を送信機に提供する。
【０００５】
循環式遅延ダイバーシティ（ＣＤＤ）は、ＯＦＤＭ−基盤情報通信システムで使われるダイバーシティ方式であって、空間ダイバーシティをシンボル間干渉を防止する周波数ダイバーシティに変換する。
第３世代パートナーシッププロジェクト（the 3rd Generation Partnership Project；３ＧＰＰ）寄稿文Ｒ１−０７２６３３、ＴＳ ３６．２１１バージョン１．１．０（非特許文献３）はＰＭＩ（Precoder Matrix Indication）フィードバックを要求するＣＤＤプリコーダ構造を提案した。また、ＴＳ ３６．２１１バージョン１．１．０で説明されたＣＤＤにおいて、開ループ（大きい遅延）及び閉ループ（小さな遅延）構造は互いに異なる。互いに異なるプリコーダ値を用いることで、開ループと閉ループ全てのための１つの構造を持つことが好ましい。このような２つの構造はフルランクの場合やプリコーダ行列が恒等行列の場合に同一である。閉ループ構造はフルランク場合の以下で如何なるＰＭＩも利用できない場合に対してソリューションがない。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】"High Delay CDD in Rank Adapted Spatial Multiplexing Mode for LTE DL", 3GPP RAN1 contribution R1-072461, May 2007, Kobe, Japan
【非特許文献２】"CDD precoding for 4 Tx antennas", 3GPP RAN1 contribution R1-072019, May 2007, Kobe, Japan
【非特許文献３】"Physical Channels and Modulation", 3GPP TS 36.211, v 1.1.0
【非特許文献４】"Text Proposal for 36.211 regarding CDD Design", 3GPP RAN1 contribution R1-073096, June 2007, Orlando, USA
【非特許文献５】"Physical Channels and Modulation", 3GPP TS 36.211, v 8.2.0
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、信号送信のための改善された方法と装置を提供することにある。
本発明の他の目的は、転送中に大きい遅延ＣＤＤと小さな遅延ＣＤＤダイバーシティ方法両方との両方に適用可能な改善された開ループプリコーダを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によれば、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するためにコーディングされ、スクランブルされて変調される。このような複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。以後、このような変調シンボルは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するために、循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。コードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。最後に、プリコーディングされたシンボルは複数の送信アンテナを介して送信される。
【０００９】
大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｉ番目副搬送波に対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）
ｘ（ｉ）はｉ番目副搬送波に対応する変調シンボルブロックであり、ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔ、υは転送階層の個数であり、Ｕは一定な固定型行列であり、Ｕの要素はＵｍｎ＝ｅ−ｊ２πｍｎ／υにより設定され（ここで、ｍ＝０，１，…，υ−１であり、ｎ＝０，１，…，υ−１である）、Ｄ（ｉ）は大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする対角行列である。
【００１０】
小さな遅延ＣＤＤの場合に、ｉ番目副搬送波に対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）
ここで、Ｄ（ｉ）は小さな遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする対角行列である。
【００１１】
小さな遅延ＣＤＤと大きい遅延ＣＤＤの全ての場合に、ｉ番目サブキャリヤに対応するプリコーディングされたシンボルは：
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ）
ここで、Ｄ（ｉ）は小さな遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートする第１対角行列であり、Ｃ（ｉ）は大きい遅延循環式遅延ダイバーシティをサポートする第２対角行列である。
【００１２】
値ｑは１と一致したり、転送ランクに一致したり、または１２ｍに一致することがあり、ここでｍは正の整数である。
コードワードセットは一定なコードブックの全てのコードワードを含むことができる。代案的に、コードワードセットは一定なコードブックのコードワードサブセットを含むこともできる。
【００１３】
本発明の他の態様によれば、複数の情報ビットは複数の変調シンボルを生成するようにコーディングされ、スクランブルされて変調される。このような複数の変調シンボルは転送資源の少なくとも１つの転送階層で副搬送波とマッピングされる。マッピングされたシンボルは循環式遅延ダイバーシティ用行列を利用し、相異な再転送に対して互いに異なるコードワードを適用することによって繰り返してプリコーディングされ、複数のアンテナを介して送信される。
【００１４】
本発明の更に他の態様によれば、送信される４個のシンボルはランク−２空間周波数ブロックシンボルを生成するために、ランク−２空間周波数ブロックコードを用いてコーディングされる。以後、シンボルブロックは複数のプリコーディングされたシンボルを生成するために、循環式遅延ダイバーシティ用行列と一定なコードブックからのコードワードセットを用いてプリコーディングされる。このようなコードワードは一定な個数の副搬送波毎に循環される。最後に、プリコーディングされたシンボルは複数のアンテナを介して送信される。
【００１５】
本発明の更に他の態様によれば、送信される４個のシンボルはランク−２空間周波数ブロックシンボルを生成するように、ランク−２空間周波数ブロックコードを用いてコーディングされる。シンボルのブロックは循環式遅延ダイバーシティ用行列を利用し、相異な再転送のための互いに異なるコードワードを適用することによって繰り返してプリコーディングされ、複数のアンテナを介して送信される。
【００１６】
本発明の追加的な態様によれば、送信される４個のシンボルは２つの転送行列を生成するようにコーディングされる。２つの転送行列Ｔ１及びＴ２は、次の通りである。
【００１７】
【数１】
【００１８】
ここで、Ｔｉｊはｉ番目アンテナとｊ番目副搬送波を通じて送信されるシンボルを表す。周波数ドメインで２つの転送行列Ｔ１及びＴ２を交互に適用することによって、このような４個のシンボルは４個のアンテナを介して繰り返して転送される。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の原理を適切に実施するための直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）送受信チェーンを概略的に示す図である。
【図２Ａ】ＯＦＤＭシステムにおける周波数−選択多重−ユーザスケジューリング、及び周波数ダイバーシティに対する２つの方式の副搬送波割当を概略的に示す図である。
【図２Ｂ】ＯＦＤＭシステムにおける周波数−選択多重−ユーザスケジューリング、及び周波数ダイバーシティに対する２つの方式の副搬送波割当を概略的に示す図である。
【図３】多重入力／多重出力（ＭＩＭＯ）システムにおける送信及び受信方式を概略的に示す図である。
【図４Ａ】ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図４Ｂ】ＭＩＭＯシステムにおけるプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図５Ａ】受信機でプリコーディングされた信号を処理する方式を概略的に示す図である。
【図５Ｂ】受信機でプリコーディングされた信号を処理する方式を概略的に示す図である。
【図６Ａ】副搬送波に位相遷移を適用する２つの方式を示す図である。
【図６Ｂ】副搬送波に位相遷移を適用する２つの方式を示す図である。
【図７】循環式遅延ダイバーシティプリコーディング方式を概略的に示す図である。
【図８】本発明の原理に従う一実施形態として、ハイブリッド自動反復及び要請（ＨＡＲＱ）の相異な再転送において、互いに異なるコードワードを用いた場合を概略的に示す図である。
【図９】本発明の原理に従う他の実施形態において、ランク−２空間周波数ブロックコードをプリコーディングする方式を概略的に示す図である。
【図１０】本発明の原理に従う他の実施形態として、ＨＡＲＱ方式の相異な再転送において、互いに異なるコードワードを適用することによって、ランク−２空間周波数ブロックコードをプリコーディングする方式を概略的に示す図である。
【図１１】本発明の原理に従う更に他の実施形態として、周波数転換型送信ダイバーシティ（ＦＳＴＤ）と結合された空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）用アンテナとシンボルのマッピングを概略的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
本発明のより完全な理解及び伴われる種々の利点は、添付の図面を参照して下記の詳細な説明から明らかとなる。図面の同一の参照符号は、同一または類似の構成要素を表す。
【００２１】
図１は、直交周波数分割多重接続（ＯＦＤＭ）送受信機チェーンを図示する。ＯＦＤＭ技術を用いた通信システムの送信機チェーン１１０において、制御信号あるいはデータ１１１は変調器１１２により一連の変調シンボルに変調され、以後、一連の変調シンボルは直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器１１３により直列から並列に変換される。逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１１４は、周波数ドメイン信号を時間ドメインの複数のＯＦＤＭシンボルへの転送に使われる。循環プリフィクス（ＣＰ）またはゼロプリフィクス（ＺＰ）がＣＰ挿入器１１６により各ＯＦＤＭシンボルに追加されて多重経路フェーディングによる影響を防止または緩和させる。結果的に、信号はアンテナ（図示せず）や代案的に固定型ワイヤーや、あるいはケーブルなどの送信機（Ｔｘ）フロントエンド処理器１１７により送信される。完全な時間及び周波数同期化の達成を仮定する受信機チェーン１２０において、受信機（Ｒｘ）フロントエンド処理器１２１により受信された信号はＣＰ除去器１２２により処理される。高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１２４は、時間ドメインで受信された信号を後続処理のために周波数ドメインに変換する。
【００２２】
ＯＦＤＭシステムの全帯域幅は、副搬送波と呼ばれる狭帯域周波数単位に分かれる。副搬送波の個数はＯＦＤＭシステムで使われるＦＦＴ／ＩＦＦＴサイズＮと一致する。一般的に、データで使われる副搬送波の個数はＮ個以下であるが、周波数スペクトルの縁の一部副搬送波が保護副搬送波として保有されるためである。一般的に、保護副搬送波の上にはどんな情報も送信できない。
通信リンクにおいて、多重−経路チャンネルは周波数−選択性フェーディングを発生させる。また、移動通信無線環境で、チャンネルは時変フェーディング（time-varying fading）を発生させる。したがって、ＯＦＤＭ基盤の接続を用いた無線移動通信システムにおいて、全システム性能及び効率は時間ドメインスケジューリングの以外に、周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングを用いることにより改善可能である。時変周波数−選択性移動通信無線チャンネルにおいて、副搬送波に亘って情報を拡散し、及び／またはコーディングすることで、チャンネル信頼度の改善も可能である。
【００２３】
周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングの場合に、潜在的にアップフェード（upfade）を経験する連続的な副搬送波セットがユーザに対する転送のために割り当てられる。全帯域幅は図２Ａで図示されたように、多数の連続した副搬送波をグループ化したサブ帯域に分かれるが、ここで、副搬送波ｆ１、ｆ２、ｆ３、及びｆ４は周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングモードでユーザに送信のためのサブ帯域にグループ化される。しかしながら、周波数−ダイバーシティ送信の場合に、このような割り当てられた副搬送波は好ましく全スペクトルに亘って均一に分布する。図２Ｂに図示されたように、副搬送波ｆ１、ｆ５、ｆ９、及びｆ１３は送信のためにサブ帯域にグループ化される。周波数−選択性多重−ユーザスケジューリングは、一般的にチャンネル品質が追跡される低移動性ユーザに有益である。しかしながら、チャンネル品質は一般的にチャンネル品質フィードバック遅延により高移動性ユーザに対して（特に、ダウンリンクとアップリンクとの間のフェーディングが独立的な周波数−分割−デュプレックスシステムで）追跡されず、したがって周波数ダイバーシティ送信モードが好ましい。
【００２４】
多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）方式は、多重送信アンテナと多重受信アンテナを使用して無線通信チャンネルの性能と信頼度を改善する。ＭＩＭＯシステムは、Ｋ性能の線形的な増加を保証するが、ここでＫは最小送信（Ｍ）及び最小受信（Ｎ）アンテナ個数である。即ち、Ｋ＝ｍｉｎ（Ｍ，Ｎ）となる。４×４ＭＩＭＯシステムの簡略化した例が図３に図示される。本例において、４個の異なるデータストリームは４個の送信アンテナから個別的に転送される。送信信号は４個の受信アンテナで受信される。一部形態の空間信号処理が４個のデータストリームを復元するために受信信号に対して遂行される。空間信号処理の例は、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（vertical Bell Laboratories Layered Space-Time）であるが、これは送信データフレームを復元するために連続的な干渉消去原理を用いる。他の形態のＭＩＭＯ方式は、送信アンテナに亘って一種の空間−時間コーディングを遂行する方式（例えば、diagonal Bell Laboratories Layered Space-Time（Ｄ−ＢＬＡＳＴ））及び空間分割多重接続（ＳＤＭＡ）などのビーム形成方式を含む。
ＭＩＭＯチャンネル推定は、各送信アンテナから各受信アンテナへのリンクに対するチャンネル利得と位相情報を推定することによりなされる。したがって、Ｍ×Ｎ ＭＩＭＯシステムのチャンネルはＮ×Ｍ行列からなる。
【００２５】
【数２】
【００２６】
ここで、ａｉｊは送信アンテナｊから受信アンテナｉへのチャンネル利得を表す。ＭＩＭＯチャンネル行列要素の推定のために、個別パイロットが各送信アンテナから送信される。
データストリームを物理的アンテナにマッピングする以前に単位プリコーディングを用いる選択的なプリコーディングプロトコルが図５Ａ及び５Ｂに図示される。選択的なプリコーディングは、プリコーディング以前に仮想アンテナ（ＶＡ）１７１セットを生成する。この場合に、各コードワードは潜在的に全ての物理的送信アンテナ１７２を介して送信される。２つの送信アンテナ１７２の場合に単位プリコーディング行列の２つの例Ｐ１及びＰ２は、次の通りである。
【００２７】
【数３】
【００２８】
変調シンボルＳ１及びＳ２が所定の時間に各々第１ストリームと第２ストリームを通じて送信されることと仮定する。以後、図５Ａに図示された例における行列Ｐ１にプリコーディングされた以後の変調シンボルＴ１と、図５Ｂに図示された例における行列Ｐ２にプリコーディングされた以後の変調シンボルＴ２は、各々次の通り記録される。
【００２９】
【数４】
【００３０】
したがって、シンボル
【数５】
は、図４Ａに図示されたようなプリコーディング行列（Ｐ１）を用いてプリコーディングが遂行された時に各々第１アンテナと第２アンテナとを介して送信される。同様に、シンボル
【数６】
は、図４Ｂに図示されたようなプリコーディング行列Ｐ２を用いてプリコーディングが遂行された時に各々第１アンテナと第２アンテナとを介して送信される。プリコーディングは図４Ａ及び４Ｂに例示されたように、ＩＦＦＴ演算の以前のＯＦＤＭ副搬送波レベルで遂行されることに留意されたい。
プリコーディングされたＭＩＭＯシステムにおいて、逆演算が送信シンボルを復元するために受信機で遂行される。受信信号は逆プリコーディング行列と掛けられる。逆プリコーディング行列は、次の通りである。
【００３１】
【数７】
【００３２】
逆単位プリコーディング行列は単純にプリ−コーディング行列の複素共役転置を遂行することによって獲得可能であるということに留意されたい。送信シンボルは受信シンボルベクトルと逆プリコーディング行列を乗算することによって、デコーディングされる。したがって、送信シンボルは次の通り提供される。
【００３３】
【数８】
【００３４】
ダウンリンク物理チャンネルは、上位階層から起源した情報を運搬するリソースエレメントセットに対応する。まず、複数の情報ビットが複数のコードワードでコーディングされて複数のブロックを生成する。物理チャンネルのダウンリンク送信において、各コードワード（ｑ）のビットブロック
【数９】
は変調の以前にスクランブルされ、スクランブルビットブロック
【数１０】
を発生させる。ここで、
【数１１】
は物理ダウンリンクチャンネルを介して送信されるコードワード（ｑ）のビット個数である。２つまでのコードワードが１つのサブフレームで送信される。即ち、ｑ∈｛０，１｝の以後、各コードワードｑに対するスクランブルビットブロック
【数１２】
は直交位相−遷移方式（ＱＰＳＫ）、１６次直交振幅変調（１６ＱＡＭ）、あるいは６４次直交振幅変調（６４ＱＡＭ）を用いて変調され、複素値変調シンボルブロック
【数１３】
を発生させる。送信される各コードワードに対する複素値変調シンボルは１つ以上の転送階層でマッピングされる。コードワード（ｑ）に対する複素値変調シンボル
【数１４】
は３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１１のセクション５．３．３で説明された一定なコードワード−対−階層マッピング方式に従って階層ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔでマッピングされるが、ここでυは階層の個数である。次に、階層マッピングからのベクトルブロックｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔはベクトルブロックｙ（ｉ）＝［ｙ（０）（ｉ）…ｙ（ｐ−１）（ｉ）］Ｔを生成するようにプリコーディングされ、ここでＰはアンテナポートの個数であり、転送ランクρと等しいかそれ以上である。複素値シンボルブロック
【数１５】
は、まずインデックスｋと以後のインデックスｌの昇順で、他の目的に使われないアンテナポートｐ上のリソースエレメント（ｋ，ｌ）とマッピングされる。
【００３５】
ここまで送信ダイバーシティとＭＩＭＯ空間多重化両方共に適用されるプリコーディング方式を説明した。合成プリコーダは循環式遅延ダイバーシティなどの送信ダイバーシティ方式を表す他の単位プリコーダと掛けられるフーリエマトリックスプリコーダのような単位プリコーダに基づいて構成される。また、本発明の原理は非−単位プリコーディングやフーリエマトリックスプリコーダの以外の単位プリコーダの場合に適用されることに留意されたい。
フーリエマトリックスは、次の通りエントリーを持つＮ×Ｎ正方行列である。
ＰＮ＝ｅｊ２πｍｎ／Ｎ ｍ，ｎ＝０，１，…（Ｎ−１） （６）
例えば、２×２フーリエマトリックスは、次の通り表現可能である。
【００３６】
【数１６】
【００３７】
同様に、４×４フーリエマトリックスは、次の通り表現可能である。
【００３８】
【数１７】
【００３９】
多重フーリエマトリックスは、フーリエマトリックスでシフトパラメータ（ｇ／Ｇ）を導入することによって定義できる。多重フーリエマトリックスのエントリーは次の通り提供される。
【００４０】
【数１８】
【００４１】
４個の２×２フーリエマトリックスセットは、Ｇ＝４及びｇ＝０、１、２、及び３を取ることによって定義され、次の通り記録される。
【００４２】
【数１９】
【００４３】
循環式遅延ダイバーシティ方式は、ｉ番目送信アンテナから送信された副搬送波ｋに適用された位相遷移
【数２０】
により周波数ドメインで遂行可能である。角度φｉは次の通り提供される。
【００４４】
【数２１】
【００４５】
ここで、Ｄｉはｉ番目アンテナから適用されたサンプルにおける循環式遅延である。他の関数が周波数ドメイン位相遷移を導出することに使用できることに留意されたい。位相遷移は１グループの副搬送波に対して一定に維持される。図６Ａに図示されたように、位相遷移φ１はサブ帯域（ＳＢ）１に亘って一定であり、φ２はＳＢ２に亘って一定である。また、各グループの副搬送波毎に位相遷移を異にすることができる。図６Ｂに図示されたように、位相遷移は第１副搬送波から第５１２副搬送波に周波数範囲に亘って２π／Ｎ乃至２πに変わる。
循環式遅延ダイバーシティは、４個の送信アンテナの場合に、下記のプリコーディング行列でプリコーディングできる。
【００４６】
【数２２】
【００４７】
図７は、上記プリコーディング行列を用いたＣＤＤプリコーディング方式が提供された送信機を概略的に例示する。アンテナと周波数（副搬送波）従属位相遷移を持つ同一シンボルが多重アンテナから送信されることに留意されたい。第１アンテナから送信されたシンボルにはどんな位相遷移が適用されない。
【００４８】
２００７年６月米国、オーランドで公表された３ＧＰＰ ＲＡＮ１寄稿文 Ｒ１−０７３０９６“ＣＤＤ設計に関する３６．２１１用テキスト提案”（非特許文献４）では、小さな遅延ＣＤＤと大きい遅延ＣＤＤとの両方を含む共同提案が提示される。
ゼロ−遅延及び小さな−遅延ＣＤＤで、空間多重化のためのプリコーディングは、下記の式により遂行される。
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１３）
ここで、プリコーディング行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、Ｐはアンテナポートの個数であり、υは階層の個数であり、行列Ｄ（ｉ）は小さな、またはゼロ循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、そして行列ｘ（ｉ）はｉ番目副搬送波を通じて送信される信号を表示する。ここで、ｘ（ｉ）＝［ｘ（０）（ｉ）…ｘ（υ−１）（ｉ）］Ｔであり、ｘ（ｊ）（ｉ）はｊ番目階層でｉ番目副搬送波を通じて送信される信号を表示する。行列Ｄ（ｉ）は＜表１＞から選択され、ユーザ装置（ＵＥ）−特定値δは上位階層によりＵＥ及びノードＢ（即ち、基地局）で半静的に（semi-statically）構成される。＜表１＞の数量ηは集合｛１２８，２５６，５１２，１０２４，２０４８｝からの最小数字であり、従って
【数２３】
であり、ここではダウンリンク帯域幅での副搬送波の個数である。
【００４９】
【表１】
【００５０】
このような値は送信ダイバーシティが送信ランク１から構成されない時のみに適用されることに留意する。
空間多重化において、Ｗ（ｉ）値はノードＢとＵＥで構成されたコードブックでのプリコーダ要素の中から選択される。ノードＢはコードブックサブセット制限を用いてＵＥのプリコーダ選択をコードブック要素のサブセットに更に限定する。ＴＳ ３６．２１１、バージョン１．１．０によれば、このように構成されたコードブックは、＜表２＞と一致するようになる。階層の個数υは空間多重化の場合に転送ランクρと一致されることに留意する。
【００５１】
【表２】
【００５２】
ＴＳ ３６．２１１、バージョン８．２．０によれば、２つのアンテナポートｐ∈｛０，１｝を介した送信の場合に、ゼロ遅延、小さな遅延、及び大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディング行列Ｗ（ｉ）は＜表３＞やそのサブセットから選択される。
【００５３】
【表３】
【００５４】
４個のアンテナポートｐ∈｛０，１，２，３｝を介した送信において、ゼロ遅延ＣＤＤ、小さい遅延ＣＤＤ、及び大きい遅延ＣＤＤのためのプリコーディング行列Ｗは＜表４＞またはそのサブセットから選択される。数量
【数２４】
は式
【数２５】
からの集合｛ｓ｝により提供されたコラムにより定義された行列を表し、ここでＩは４×４恒等行列であり、ベクトルｕｎは＜表４＞により提供される。
【００５５】
【表４】
【００５６】
大きい遅延ＣＤＤにおいて、空間多重化のためのプリコーディングは、下記の式により遂行される。
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ） （１４）
ここで、プリコーディング行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、Ｐはアンテナポートの個数であり、υは階層の個数であり、数量Ｄ（ｉ）は大きい循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、Ｕは固定型行列である。行列ＵとＤ（ｉ）のサイズはυ×υである。固定型行列Ｕの要素はＵｍｎ＝ｅ−ｊ２πｍｎ／υと定義され、ここでｍ＝０，１，…，υ−１であり、ｎ＝０，１，…，υ−１である。ＴＳ ３６．２１１、バージョン１．１．０によれば、行列Ｄ（ｉ）は＜表５＞から選択される。
【００５７】
【表５】
【００５８】
＜表１＞の値δと表５の値δとは同一でないことに留意されたい。
ＴＳ ３６．２１１、バージョン８．２．０によれば、行列ＵとＤ（ｉ）は＜表６＞から選択される。
【００５９】
【表６】
【００６０】
空間多重化に対し、Ｗ（ｉ）の値はノードＢとＵＥに構成されたコードブックのプリコーダ要素から選択される。ノードＢはコードブックサブセット制限を用いてＵＥのプリコーダ選択をコードブック要素のサブセットに更に限定する。構成されたコードブックは＜表３＞及び＜表４＞に一致する。階層の個数υは空間多重化の場合に転送ランクρと一致するようになることに留意されたい。
さらに、大きい遅延での式ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）に対するコードワード循環方法が提案され、Ｗ（ｉ）は２つのアンテナポートに対する＜表３＞のコードブックと４個のアンテナポートに対する＜表４＞のコードブック、あるいはコードブックサブセットでのコードワードのうちの１つとして循環式で選択される。コードワードは、毎副搬送波、あるいは毎ν個の副搬送波毎に変更されるものであることが提案され、ここでνは転送ランクである。
【００６１】
本発明の原理に従う第１実施形態において、毎資源ブロック（ＲＢ）毎に、あるいはＲＢの毎整数個数毎に大きい遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）でコードワード循環を遂行することと提案する。ＬＴＥシステムにおいて、１つのＲＢは１２つの副搬送波から構成される。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは下記の通りである。
【００６２】
【数２６】
【００６３】
または、より簡潔には
【数２７】
である。ここで、ｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＦでの副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数２８】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００６４】
本発明の原理に従う第２実施形態において、毎ｑ個の副搬送波毎に小さな遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）でコードワード循環を遂行することと提案する。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは下記の通りである。
【００６５】
【数２９】
【００６６】
または、より簡潔には
【数３０】
である。ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズ、あるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数３１】
はシーリング演算であることに留意されたい。
【００６７】
本発明の原理に従う第３実施形態において、毎ｑ個の副搬送波毎に下記のような均一で、かつ小さな遅延と大きい遅延のＣＤＤ方法におけるコードワード循環を遂行することを提案する。
ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１７）
上記の式において、Ｄ（ｉ）は小さな遅延ＣＤＤ動作をサポートするための対角行列を表し、Ｄ（ｉ）はｉ番目副搬送波のために＜表１＞から選択され、Ｃ（ｉ）はｉ番目副搬送波に対する大きい遅延ＣＤＤ動作を表し、Ｃ（ｉ）＝Ｄ´（ｉ）・Ｕであり、ここでＤ´（ｉ）は大きい遅延ＣＤＤ動作をサポートするための対角行列であり、Ｕは固定型行列である。行列Ｄ´（ｉ）と
のサイズはυ×υであり、これらは＜表６＞から選択される。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ｋは下記の通りである。
【００６８】
【数３２】
【００６９】
または、より簡潔には
【数３３】
である。ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数３４】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００７０】
本発明の原理に従う第４実施形態において、小さな−遅延ＣＤＤ方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・ｘ（ｉ）、または大きい遅延方法ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ）、均一な小さい−大きい遅延方法ｙ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ）を用いるハイブリッド自動反復−要請（ＨＡＲＱ）システムにおける相異する再転送に対し、互いに異なるコードワードを適用することを提案する。ＨＡＲＱシステムでＴ回の再転送があり、このようなＴ回の再転送に使われるコードワードはＷ１（ｉ），Ｗ２（ｉ），…，ＷＴ（ｉ）である。各再転送のための送信信号は、次の通りである。
小さい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗｔ（ｉ）・ｘ（ｉ） （１９）
大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｗｔ（ｉ）・Ｄ（ｉ）・Ｕ・ｘ（ｉ） （２０）
均一な小さな遅延と大きい遅延ＣＤＤの場合に、ｙｔ（ｉ）＝Ｄ（ｉ）・Ｗｔ（ｉ）・Ｃ（ｉ）・ｘ（ｉ） （２１）
【００７１】
さらに、ｔ＝１，…，Ｔで
【数３５】
であり、ここで
【数３６】
は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたプリコーディングコードブックのコードブックでｋ番目のコードワードを表し、また
【数３７】
の選択が各再転送と関係がなく、即ちｔ番目の再転送に対して
【数３８】
は以前の転送でどのコードワードが使われたかに関わらず、任意のＮ個のコードワードになることができるように、このようなコードワードを選択するように提案する。図８は、互いに異なるコードワードが相異な再転送で使われる方法を例示する。
【００７２】
本発明の原理に従う第５実施形態において、下記のようなランク−２空間周波数ブロックコード（ＳＦＢＣ）ブロックの出力において、行列Ｗ（ｉ）により表示されるプリコーディング過程（ここで、ｉは副搬送波インデックスである）を追加することを提案する。
【００７３】
【数３９】
【００７４】
このように、プリコーディングされたランク−２方法は、図９に図示される。全送信信号は、次の通りである。
ｙ（ｉ）＝Ｗ（ｉ）・Ａ（ｉ） （２３）
ここで、ランク−２ ＳＦＢＣ転送行列が副搬送波インデックス関数になることを強調するために記号Ａ（ｉ）を使用した。
【００７５】
【数４０】
【００７６】
さらに、Ｓ１乃至Ｓ４は同一コードワードから生成されることに留意されたい。
コードワードを選択する１つの方法は、フィードバックでプリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ）に従ってＷ（ｉ）を選択するものであり、Ｗ（ｉ）は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたコードブックに属する。
コードワードを選択する他の方法は、Ｗ（ｉ）を毎ｑ個の副搬送波毎に変わる任意の単位行列（ここで、ｑ＞０は任意の負でない整数である）として選択するものである。したがって、コードワードＷ（ｉ）はＷ（ｉ）＝Ｃｋに従って選択され、ここでｋは、次の通りである。
【００７７】
【数４１】
【００７８】
または、より簡潔には
【数４２】
である。ｑ値の例はｑ＝１またはｑ＝υであり、ここでυは転送ランクである。または、ｑ＝１２ｍ（毎ｍ個のＲＢ循環）であり、ここでｍ＞０は負でない整数であり、１２はＲＢで副搬送波の個数である。さらに、Ｃｋは２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義された単一−ユーザＭＩＭＯ（ＳＵ−ＭＩＭＯ）プリコーディングコードブックのｋ番目のコードワードを表し、Ｎはコードブックサイズあるいはサブセットのサイズである。また、ｍｏｄ（ｘ）はモジュロ演算であり、
【数４３】
はシーリング演算（ceiling operation）であることに留意されたい。
【００７９】
本発明の原理に従う第６実施形態において、ランク−２ ＳＦＢＣ転送を用いるハイブリッド自動反復−要請（ＨＡＲＱ）システムにおける相異な再転送に対し、互いに異なるコードワードを適用することを提案する。ＨＡＲＱシステムで、Ｔ回の再転送があり、このようなＴ回の再転送に使われるコードワードはＷ１（ｉ），Ｗ２（ｉ），…，ＷＴ（ｉ）である。各再転送のための送信信号は、次の通りである。
ｙｔ（ｉ）＝Ｗｔ（ｉ）・Ａ（ｉ） （２６）
さらに、ｔ＝１，…，Ｔで
【数４４】
であり、ここで
【数４５】
は２つのアンテナポートに対する＜表３＞と４個のアンテナポートに対する＜表４＞とにおける、またはそのサブセットで定義されたプリコーディングコードブックのコードブックでｋ番目のコードワードを表し、また
【数４６】
の選択が各再転送と関わらず、即ちｔ番目の再転送に対して
【数４７】
は以前の転送でどのコードワードが使われたかに関わらず、任意のＮ個のコードワードになることができるように、このようなコードワードを選択するように提案する。図１０は、互いに異なるコードワードが相異な再転送で使われる方法を例示する。
【００８０】
本発明の原理に従う第７実施形態において、図１１に図示されたように、アンテナに対するシンボルマッピングが反復されるシンボルで変更される方式を提案する。本例において、４個のシンボルＳ１、Ｓ２、Ｓ３、及びＳ４は、１反復で８個の副搬送波に亘って送信されるか、または２つのサブフレームで２グループの副搬送波で（ここで、各グループには４個の副搬送波があること）送信されることを仮定する。第１の４個の副搬送波で、シンボルＳ１及びＳ２はアンテナポートＡＮＴ０及びＡＮＴ１を介して送信され、シンボルＳ３及びＳ４はアンテナポートＡＮＴ２及びＡＮＴ３を介して送信される。反復時の最後の４個の副搬送波において、シンボルＳ１及びＳ２はアンテナポートＡＮＴ２及びＡＮＴ３を介して送信され、シンボルＳ３及びＳ４はアンテナポートＡＮＴ０及びＡＮＴ１を介して送信される。このように提案されたマッピングは反復時にマッピングが変わらない転送に比べて大きいダイバーシティ利得を発生させる。このようなダイバーシティ利得は、一回反復の以後の４個の全てのシンボルが４個の全ての送信アンテナから送信されるという事実に由来する。
提案されたマッピング方式において、下記に図示された転送行列Ｔ１は初期転送で使われる。
【００８１】
【数４８】
【００８２】
Ｔｉｊは４個の送信アンテナの場合にｉ番目アンテナとｊ番目副搬送波と、またはｊ番目タイムスロット（ｉ＝１、２、３、４及びｊ＝１、２、３、４）を通じて送信されるシンボルを表す。同一なシンボルが反復される時に、下記に図示された異なるマッピング行列Ｔ２が転送のために使われる。
【００８３】
【数４９】
【００８４】
本発明の原理は、送信機から受信された情報をデコーディングすることに適用されることができる。この場合に、プリコーディング行列の選択は時間関数（サブフレーム個数）と周波数関数（副搬送波個数）であるため、受信機はサブフレーム個数と副搬送波個数を単純に観察して同一関数をこのようなプリコーダ行列を解析することに使用可能である。周波数に関するプリコーディング行列選択の従属性は、＜式１３＞及び＜式１４＞から明白である。時間に関するプリコーディング行列選択の従属性はＨＡＲＱ転送方式から明確に分かる。
本発明は、特定の実施形態を参考にして図示及び説明されたが、特許請求の範囲に定義された本発明の思想及び範囲から逸脱することなく、多様な変更が可能であることを当業者は理解する。
【符号の説明】
【００８５】
１１０ 送信機チェーン
１１１ 制御信号またはデータ
１１２ 変調器
１１３ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器
１１４ 逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）
１１５ 並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器
１１６ 循環プリフィクス（ＣＰ）挿入器
１１７ 送信機フロントエンド処理器
１２０ 受信機チェーン
１２１ 受信機フロントエンド処理器
１２２ 循環プリフィクス（ＣＰ）除去器
１２３ 直列／並列（Ｓ／Ｐ）変換器
１２４ 高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）
１２５ 並列／直列（Ｐ／Ｓ）変換器
１２６ 復調器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける送信方法であって、
１つのサブフレームで転送される複数のビットをスクランブルするステップと、
複数の変調シンボルを生成するために前記複数のスクランブルされたビットを変調するステップと、
前記複数の変調シンボルを少なくとも１つの転送階層にマッピングして
【数１】
を生成するステップと、
【数２】
によりプリコーディングされたシンボルを生成するステップと
を有し、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける送信方法。
【請求項２】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数３】
で定義されることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項３】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項４】
【数４】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数５】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項５】
通信システムにおける送信装置であって、
１つのサブフレームで転送される複数のビットをスクランブルする手段と、
複数の変調シンボルを生成するために前記複数のスクランブルされたビットを変調する手段と、
前記複数の変調シンボルを少なくとも１つの転送階層にマッピングして
【数６】
を生成する手段と、
【数７】
によりプリコーディングされたシンボルを生成する手段と
を具備し、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける送信装置。
【請求項６】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数８】
で定義されることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項７】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項８】
【数９】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数１０】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項９】
通信システムにおける受信方法であって、
１つの受信されたサブフレームでプリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)から
【数１１】
を復元するステップと、
複数のスクランブルされたビットを生成するために複数の変調シンボルを復調するステップと、
前記複数のスクランブルされたビットを前記１つの受信されたサブフレームに含まれた複数のビットにデスクランブルするステップと
を有し、
ここで、前記ｘ（ｉ）は少なくとも１つの転送階層にマッピングされた複数の変調シンボルを示し、
前記プリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)は
【数１２】
により生成され、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）はυ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける受信方法。
【請求項１０】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数１３】
で定義されることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１１】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１２】
【数１４】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数１５】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１３】
通信システムにおける受信装置であって、
１つの受信されたサブフレームでプリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)から
【数１６】
を復元する手段と、
複数のスクランブルされたビットを生成するために複数の変調シンボルを復調する手段と、
前記複数のスクランブルされたビットを前記１つの受信されたサブフレームに含まれた複数のビットにデスクランブルする手段と
を具備し、
ここで、前記ｘ（ｉ）は少なくとも１つの転送階層にマッピングされた複数の変調シンボルを示し、
前記プリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)は
【数１７】
により生成され、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける受信装置。
【請求項１４】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数１８】
で定義されることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【請求項１５】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【請求項１６】
【数１９】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数２０】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【請求項１】
通信システムにおける送信方法であって、
１つのサブフレームで転送される複数のビットをスクランブルするステップと、
複数の変調シンボルを生成するために前記複数のスクランブルされたビットを変調するステップと、
前記複数の変調シンボルを少なくとも１つの転送階層にマッピングして
【数１】
を生成するステップと、
【数２】
によりプリコーディングされたシンボルを生成するステップと
を有し、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける送信方法。
【請求項２】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数３】
で定義されることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項３】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項４】
【数４】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数５】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１に記載の通信システムにおける送信方法。
【請求項５】
通信システムにおける送信装置であって、
１つのサブフレームで転送される複数のビットをスクランブルする手段と、
複数の変調シンボルを生成するために前記複数のスクランブルされたビットを変調する手段と、
前記複数の変調シンボルを少なくとも１つの転送階層にマッピングして
【数６】
を生成する手段と、
【数７】
によりプリコーディングされたシンボルを生成する手段と
を具備し、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける送信装置。
【請求項６】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数８】
で定義されることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項７】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項８】
【数９】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数１０】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記複数の変調シンボルを前記少なくとも１つの転送階層にマッピングした後のシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項５に記載の通信システムにおける送信装置。
【請求項９】
通信システムにおける受信方法であって、
１つの受信されたサブフレームでプリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)から
【数１１】
を復元するステップと、
複数のスクランブルされたビットを生成するために複数の変調シンボルを復調するステップと、
前記複数のスクランブルされたビットを前記１つの受信されたサブフレームに含まれた複数のビットにデスクランブルするステップと
を有し、
ここで、前記ｘ（ｉ）は少なくとも１つの転送階層にマッピングされた複数の変調シンボルを示し、
前記プリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)は
【数１２】
により生成され、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）はυ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける受信方法。
【請求項１０】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数１３】
で定義されることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１１】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１２】
【数１４】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数１５】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項９に記載の通信システムにおける受信方法。
【請求項１３】
通信システムにおける受信装置であって、
１つの受信されたサブフレームでプリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)から
【数１６】
を復元する手段と、
複数のスクランブルされたビットを生成するために複数の変調シンボルを復調する手段と、
前記複数のスクランブルされたビットを前記１つの受信されたサブフレームに含まれた複数のビットにデスクランブルする手段と
を具備し、
ここで、前記ｘ（ｉ）は少なくとも１つの転送階層にマッピングされた複数の変調シンボルを示し、
前記プリコーディングされたシンボルｙ(ｉ)は
【数１７】
により生成され、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）はＰ×υのサイズであり、
前記行列Ｄ（ｉ）は、υ×υのサイズであり、かつ大きい遅延の循環式遅延ダイバーシティをサポートするための対角行列であり、
前記行列Ｕはυ×υのサイズであり、
前記Ｐはアンテナポートの個数であり、
前記υは前記転送階層の数であり、
ここで、前記行列Ｗ（ｉ）は、前記Ｐと前記転送階層の数υに対応するコードブックサブセットで循環的に選択されることを特徴とする通信システムにおける受信装置。
【請求項１４】
前記行列Ｕの要素は、ｍ＝０，１，…，υ−１及びｎ＝０，１，…，υ−１に対して
【数１８】
で定義されることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【請求項１５】
前記行列Ｗ（ｉ）は、ｉ／ｑから導出される値のモジュロＮ演算により循環的に選択され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【請求項１６】
【数１９】
であり、
ここでＣｋはコードブックサブセットにおけるプリコーディングインデックスであり、
インデックスｋは
【数２０】
により設定され、
ここで、前記ｉは前記少なくとも１つの転送階層にマッピングされたシンボルのシンボルインデックスであり、
前記ｑはυであり、
前記Ｎはコードブックサブセットのサイズであることを特徴とする請求項１３に記載の通信システムにおける受信装置。
【図１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４Ａ】
【図４Ｂ】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−６６２０８（Ｐ２０１３−６６２０８Ａ）
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２５０１７９（Ｐ２０１２−２５０１７９）
【出願日】平成２４年１１月１４日（２０１２．１１．１４）
【分割の表示】特願２０１０−５１４６１８（Ｐ２０１０−５１４６１８）の分割
【原出願日】平成２０年６月２５日（２００８．６．２５）
【出願人】（５０３４４７０３６）サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年４月１１日（２０１３．４．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年１１月１４日（２０１２．１１．１４）
【分割の表示】特願２０１０−５１４６１８（Ｐ２０１０−５１４６１８）の分割
【原出願日】平成２０年６月２５日（２００８．６．２５）
【出願人】（５０３４４７０３６）サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド (2,221)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]