スイッチング電源装置
【課題】金属ベース基板を用いた小型、高効率のスイッチング電源装置であって、入力電源側に漏洩するスイッチングノイズ電流を抑制したスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】入力電源Ｅに接続されたハイサイド側スイッチ素子Ｑ１と出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ｐとローサイド側スイッチ素子Ｑ２との直列回路を有する。出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する制御部ＣＯＮＴ２を備える。制御部ＣＯＮＴ２は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定されている。金属ベース基板４２上には、両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が有する端子のうち、スイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された一対の電位変動パターン４４ａ，４４ｂを備える。各電位変動パターン４４ａ，４４ｂと金属ベース基板４２の金属ベース４２ａとの間に形成される各配線容量ＣＱ１，ＣＱ２が、互いに等しい。
【解決手段】入力電源Ｅに接続されたハイサイド側スイッチ素子Ｑ１と出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ｐとローサイド側スイッチ素子Ｑ２との直列回路を有する。出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ駆動する制御部ＣＯＮＴ２を備える。制御部ＣＯＮＴ２は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定されている。金属ベース基板４２上には、両スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が有する端子のうち、スイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された一対の電位変動パターン４４ａ，４４ｂを備える。各電位変動パターン４４ａ，４４ｂと金属ベース基板４２の金属ベース４２ａとの間に形成される各配線容量ＣＱ１，ＣＱ２が、互いに等しい。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、金属ベース基板に実装されたスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチングノイズ電流の流出を抑制する構造を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に開示されているように、ハイサイド側またはローサイド側の少なくとも一方のスイッチ素子が有する端子であって、スイッチングにより電位が変動する端子を、該スイッチ素子を固定する放熱板にコンデンサを介して結合した２石フォワード型スイッチング電源装置が開示されている。これは、スイッチングにより電位が変動する両スイッチ素子の各端子と、スイッチ素子が絶縁シート等を介して取り付けられる放熱板との間に形成される各寄生容量にアンバランスがあると、両スイッチング素子がオフの時に各スイッチ素子の両端に発生する電圧にアンバランスが発生し、両スイッチ素子のトータル損失が大きくなるという問題に鑑みてなされたもので、少なくとも一方の寄生容量と並列にコンデンサを接続し、寄生容量のアンバランスを補正する技術である。
【０００３】
また、特許文献２に開示されているスイッチング電源装置は、高周波トランスの入力側巻線にパルス電圧を発生させるチョッパ回路と、出力側巻線に誘起したパルス電圧を平滑して直流に変換する平滑回路とを備え、それらが金属ベース基板上に実装されたスイッチング電源装置であって、二つの出力側巻線が各々有する端子であり、スイッチングにより電位が変動する端子と、アース電位である金属ベースとの間に形成される配線容量が互いに等しくなるように各配線パターンが形成されたスイッチング電源装置が開示されている。これは、各配線容量に１８０度逆位相の電圧が印加されることを利用し、配線容量を互いに等しくすることによってスイッチングノイズ電流を相殺し、ノイズ成分の少ない電源出力を得る技術である。
【特許文献１】特開平７−１７７７４１号公報
【特許文献２】特開平３−１６９２５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の２石フォワード型スイッチング電源装置は、２つのスイッチ素子を絶縁シートを介して放熱板に螺子止め等する際に、絶縁シートの厚みのバラツキや螺子の締め付け具合いのバラツキによって、各寄生容量は一定の値にならない。また、寄生容量と並列に接続されるコンデンサを汎用的なディスクリート部品から選択するとすれば、容量の個体差や温度変動等が無視できない。すなわち、上記のバラツキ要因によって、寄生容量のアンバランスを安定に補正することができなかった。
【０００５】
また、特許文献２のスイッチング電源装置にあっては、高周波トランスの入力側巻線に接続されたチョッパ回路におけるスイッチングによって電位が変動する端子と、金属ベースとの間に形成される各配線容量については考慮されていない。例えば、入力電圧がＤＣ２００〜４００Ｖの高電圧を、一般的な産業機器に使用される数十Ｖ以下の低電圧に降圧するスイッチング電源装置にあっては、高周波トランスの入力側で高電圧動作するチョッパ回路の配線容量のほうが、出力側で低電圧動作する平滑回路の配線容量に比べ、スイッチングノイズに対する影響度が高い。しかしながら、このスイッチング電源装置にあっては、チョッパ回路が発生させる主要なスイッチングノイズ電流が、チョッパ回路側の配線容量を通過してスイッチング電源装置の入力電源側に帰還する動作を遮断することができないものであった。
【０００６】
ここで、発明者は、スイッチング電源装置の小型化、高集積化を図るため、２石フォワード型に回路を構成し、放熱性に優れた金属ベース基板上に実装するスイッチング電源装置の検討を行った。
【０００７】
当初検討したスイッチング電源装置１０について、図に基づいて説明する。回路の構成は、図５に示すように、従来の特許文献１に開示された回路とほぼ同様である。入力端１２に接続されたコンデンサＣ１と並列に、電界効果形トランジスタを用いたハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１p、電界効果形トランジスタを用いたローサイド側のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されている。また、この直列回路には、スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子側から入力コンデンサＣ１のプラス側に向けて電流を流す回生ダイオードＳＳ１と、入力コンデンサＣ１のマイナス側からスイッチ素子Ｑ１のソース端子側に電流を流す回生ダイオードＳＳ２とが接続されている。
【０００８】
出力トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｓには、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ１、コンデンサＣ２で構成された整流平滑回路が接続されている。
【０００９】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子には、コンデンサＣ２の両端に発生する出力電圧Ｖoに基づいて所定のパルス幅変調信号を出力する制御部ＣＯＮＴ１が接続されている。この制御部ＣＯＮＴ１は、パルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を同位相でオンオフ駆動するよう構成されており、そのオンデューティの可変可能な範囲は、５０％以下の範囲に制限されている。
【００１０】
スイッチング電源装置１０の入力端１２には、入力電源Ｅが接続され、入力電源Ｅのマイナス側は感電防止用のコンデンサＣＹ１を介してアース電位ＦＧに接続されている。一方、出力端１４には、負荷ＬＤが接続され、負荷ＬＤのマイナス側も同様に、感電防止用のコンデンサＣＹ２を介してアース電位ＦＧに接続されている。また、後述する金属ベース基板１６の金属ベース１６ａも、アース電位ＦＧに接続される。
【００１１】
次に、スイッチング電源装置１０の実装構造を、図６〜図８に基づいて説明する。スイッチング電源装置１０は、金属ベース１６ａの一方の面に、薄い絶縁層１６ｂを介して形成された配線パターン１６ｃを有する金属ベース基板１６を備え、主要部品であるトランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２、入力平滑コンデンサＣ１は、図６に示すように、配線パターン１６ｃ上にはんだ付け実装されている。なお、制御部ＣＯＮＴ１、整流平滑回路も同様に実装されているが、ここでは省略する。
【００１２】
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、図７（ａ）に示すように、ＪＥＩＴＡ（（社）電子情報技術産業協会）が定める規格コードＳＣ−８３に準拠した面実装パッケージである。ＳＣ−８３のパッケージは、半導体チップが実装された金属フレームがエポキシ樹脂などで封止され、外部接続用の端子がエポキシ樹脂から露出している構造を有する。配線パターン１６ｃ上に接続される各端子の内、ドレイン端子Ｄはゲート端子Ｇやソース端子Ｓに比べて広い面積を有している。これによって、ドレイン端子Ｄと配線パターンは広い面積ではんだ接続されるので、内部の半導体チップの発熱を効率よく放熱することができる。
【００１３】
回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と同一パッケージのＳＣ−８３を選択した。ＳＣ−８３は、図７（ｂ）に示すように、１つのパッケージの中に２つのダイオード素子が形成され、各ダイオード素子のアノードは別個の端子Ａに、カソードは共通の端子Ｋに接続されている。配線パターン１６ｃに接続される各端子の内、カソード端子Ｋは、アノード端子Ａに比べて広い面積を有している。
【００１４】
金属ベース基板１６の配線パターン１６ｃのレイアウトは、図８（ａ）に示すように、１次側巻線Ｔ１ｐの一方の端子、スイッチ素子Ｑ１のソース端子Ｓ、回生ダイオードＳＳ１のカソード端子Ｋが実装され、各端子間を同電位に接続して一体に形成された電位変動パターン１８ａと、１次側巻線Ｔ１ｐの他方の端子、スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子Ｄ、回生ダイオードＳＳ１のアノード端子Ａが実装され、各端子間を同電位に接続して一体に形成された電位変動パターン１８ｂとを備えている。
【００１５】
金属ベース基板１６は、図８（ｂ）に示すように、電位変動パターン１８ａ，１８ｂと金属ベース１６ａとが、薄い絶縁層１６ｂを介して対向し、図８（ｃ）に示すように配線容量ＣＱ１，ＣＱ２が形成される。ここでは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を同一パッケージのＳＣ−８３に統一してあるので、電位変動パターン１８ａ，１８ｂは、特に工夫せずとも略等しい面積に形成され、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２はバランスのとれた略等しい値となっている。なお、この電位変動パターン１８ａ，１８ｂの電気的な挙動や、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２の動作については、後の回路動作の説明の中で述べる。
【００１６】
次に、スイッチング電源装置１０の回路動作を、図９に基づいて説明する。図９は、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴ、スイッチング電流ｉｄ、スイッチ素子Ｑ１の電圧ＶＱ１、スイッチ素子Ｑ２の電圧ＶＱ２の波形である。電圧ＶＱ１，ＶＱ２の波形は、スイッチングにより電位が変動しない安定電位側を基準（グランド）とした向きに表している。
【００１７】
スイッチング電源１０の入力端１２に所定の入力電圧Ｖｉが印加されると、制御部ＣＯＮＴ１が出力するパルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同位相でオンオフ駆動する。このとき制御部ＣＯＮＴ１は、式（１）に従って、出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化するようパルス幅変調信号を形成し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを決定する。
【００１８】
【数１】
ここで、Ｎｐは１次側巻線Ｔ１ｐの巻数、Ｎｓは２次側巻線Ｔ１ｓの巻数、Ｄｕｔｙはオンデューティ、Ｖｆは整流平滑回路のダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧である。
【００１９】
期間Ａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオンしている期間であり、１次側巻線Ｔ１ｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄積される。
【００２０】
期間Ｂは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオフし、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２がオンしている期間である。出力トランスＴ１は、期間Ａに蓄積された励磁エネルギーを放出するため、逆方向に起電力が発生する。そして、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２が導通することによって−Ｖｉに固定され、一定に推移する。
【００２１】
期間Ｃは、既に励磁エネルギーの放出が完了したので、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは低下し、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２はオフする。
【００２２】
一定の周期Ｔで以上の動作が繰り返されたとき、電位変動パターン１８ａ，１８ｂの電位の変化を示す電圧ＶＱ１，ＶＱ２の動きを比較すると、同一振幅の電圧が逆向きに生じていることがわかる。従って、互いに等しい配線容量ＣＱ１，ＣＱ２には、互いに等しいスイッチングノイズ電流が逆向きに流れるため、それらは互いに相殺され、入力電源側に流出しない。
【００２３】
以上述べたように、発明者が検討したスイッチング電源装置１０によれば、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を実装する配線パターンの作用によって、特に工夫することなく、スイッチングノイズ電流の流出を抑制できることがわかった。
【００２４】
しかしながら、スイッチング電源装置１０にあっては、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２の存在が、装置の小型化の妨げとなった。また、スイッチング電流ｉｄの実効値が大きいため、１次側巻線Ｔ１ｐの抵抗成分、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗成分などで発生する抵抗損失が大きくなり、高い効率を得ることができなかった。
【００２５】
スイッチング電流ｉｄの実効値を低下させる手段としては、例えば広いオンデューティでスイッチング動作させる方法が考えられ、そのためには、式（１）に基づいて、出力トランスＴ１の巻数比Ｎｓ／Ｎｐを小さくすればよい。しかし、スイッチング電源装置１０にあっては、図９に示すように、期間Ｂにおいて、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２の動作によって１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴが−Ｖｉに固定されるので、期間Ａが一定以上長くなると、周期Ｔの中で励磁エネルギーの放出を完了することができなくなるという問題が生じる。すなわち、オンデューティＤｕｔｙが５０％を超えると、電圧ＶＴの波形の期間Ａにおける電圧・時間積（斜線部の面積）は、期間Ｂにおける電圧・時間積（斜線部の面積）よりも大きくなるため、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが徐々に累積され、いずれ磁気飽和して正常に動作できなくなる。従って、このような出力トランスＴ１の偏磁による磁気飽和を回避するためには、常にオンデューティＤｕｔｙ５０％以下の範囲で動作させなければならない。
【００２６】
そこで発明者は、オンデューティを５０％以上の範囲で正常動作させるため、出力トランスＴ１の巻き数比Ｎｓ／Ｎｐを小さくし、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を削除する設計変更を施したスイッチング電源装置２０を検討した。その実装構造は、図１０に示すように、出力トランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、入力平滑コンデンサＣ１を、スイッチング電源装置１０と同様に金属ベース基板２２に実装されている。金属ベース基板２０の配線パターン２０ｃのレイアウトは、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を削除した分だけ外形が全体が小型化された一方で、図１１に示すように、電位変動パターン２４ａ，２４ｂは、その面積が等しくならず、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２にアンバランスが生じた。従って、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２に流れるスイッチングノイズ電流は互いに相殺されず、入力電源側にスイッチングノイズ電流が流出してしまう結果となった。
【００２７】
このスイッチングノイズ電流を抑制するため、例えば図１２に示すように電位変動パターン２４ａ，２４ｂと金属ベース２２ｂとの間にシールド層２６を形成することによって、スイッチングノイズ電流自体の流出を遮断する方法も考えられるが、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と金属ベース２２ａとの距離が離れるため放熱性が低下する他、金属ベース基板２４のコスト増を伴う等の問題があった。
【００２８】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、金属ベース基板を用いた小型、高効率の２石フォワード型のスイッチング電源装置であって、入力電源側に漏洩するスイッチングノイズ電流を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
この発明は、入力電源に接続されたハイサイド側スイッチ素子と出力トランスの１次側巻線とローサイド側スイッチ素子との直列回路と、前記出力トランスの２次側巻線に接続され、前記両スイッチ素子のスイッチングによって前記２次側巻線に発生する交流電圧を整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑回路と、前記出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、前記両スイッチ素子をオンオフ駆動する制御部とを備え、前記両スイッチ素子が金属ベース基板上の配線パターンに実装されたスイッチング電源装置において、前記制御部は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定され、前記金属ベース基板上には、前記両スイッチ素子が有する端子のうち、スイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された各配線パターンであって、前記各端子に対応した少なくとも一対の電位変動パターンを備え、前記各電位変動パターンと前記金属ベース基板の金属ベースとの間に形成される各配線容量が互いに等しくなるように形成されているスイッチング電源装置である。
【００３０】
また、前記ハイサイド側スイッチ素子の前記電位変動パターンは、前記端子が接続された実装パターンに付加パターンが接続されて成り、前記付加パターンの面積調整によって、前記各配線容量が等しくなるよう設定されているスイッチング電源装置である。
【発明の効果】
【００３１】
この発明のスイッチング電源装置によれば、２石フォワード型のスイッチング電源装置を、オンデューティが５０％を超える範囲で動作させるため、広い入力電圧範囲においてスイッチング電流の実効値を小さくすることができ、各部の抵抗成分による損失を低減することができる。
【００３２】
また、ハイサイド側、ローサイド側の各スイッチ素子の所定の端子が接続され、スイッチングにより電位が変動する電位変動パターンは、金属ベースとの間に形成される配線容量が互いに等しくなるように形成されているので、スイッチングノイズ電流は各配線容量に互いに逆方向に等しく流れて相殺され、入力電源側に流出しない。よって、スイッチング電源装置外部に与える悪影響を大幅に低減することができる。
【００３３】
また、各配線容量のバランスを調整するために付加パターンを設けることにより、一方のスイッチ素子の側だけに、かつ、他の大型部品の下方の空間を利用して形成することが可能であり、特に高価な多層基板を用いることなく、スイッチング電源装置を小型化することができる。
【００３４】
また、各配線容量のバランスは、付加パターンの面積のみを適宜変更することによって調整可能なため、例えば、搭載部品の端子のはんだ接続の信頼性を向上させるべく設定されたパッド形状等、所定の配線パターンのレイアウトを固定したまま、ノイズ低減性能を向上させることができる。
【００３５】
また、金属ベース基板の絶縁層の厚みは、基板毎にみるとばらつきがあるが、一枚の基板の内部ではほぼ一様な厚みであるといえる。従って、大量生産によって基板毎に絶縁層の厚みが変動しても、配線パターンの形状が固定であるため、各配線容量のバランスは正確に維持される。さらに、スイッチング電源装置の使用環境の変化によって絶縁層の温度や吸湿状態等が変化し、配線容量に変動が生じた場合でも、各配線容量は互いに等しく増減するので、容量のバランスは維持される。よって、安定なノイズ低減性能を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、この発明の一実施形態のスイッチング電源装置４０について、図に基づいて説明する。なお、上述のスイッチング電源装置１０，２０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００３７】
回路の構成は、図１に示すように、入力端１２に接続されたコンデンサＣ１と並列に、電界効果形トランジスタを用いたハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１p、電界効果形トランジスタを用いたローサイド側のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されている。ここでは、スイッチング電源装置１０が有する回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２は設けられていない。
【００３８】
出力トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｓには、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ１、コンデンサＣ２で構成された整流平滑回路が接続されている。
【００３９】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子には、コンデンサＣ２の両端に発生する出力電圧Ｖoに基づいて所定のパルス幅変調信号を出力する制御部ＣＯＮＴ２が接続されている。この制御部ＣＯＮＴ２は、パルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を同位相でオンオフ駆動可能に構成されており、そのオンデューティは５０％を超える範囲まで可変可能である。ここでは、上限８０％程度に設定されている。
【００４０】
スイッチング電源装置４０の入力端１２には、入力電源Ｅが接続され、入力電源Ｅのマイナス側は感電防止用のコンデンサＣＹ１を介してアース電位ＦＧに接続されている。一方、出力端１４には、負荷ＬＤが接続され、負荷ＬＤのマイナス側も同様に、感電防止用のコンデンサＣＹ２を介してアース電位ＦＧに接続されている。また、後述する金属ベース基板４２の金属ベース４２ａも、アース電位ＦＧに接続される。
【００４１】
次に、スイッチング電源装置４０の実装構造を、図２〜図３に基づいて説明する。スイッチング電源装置４０は、金属ベース４２ａの一方の面に、薄い絶縁層４２ｂを介して形成された配線パターン４２ｃを有する金属ベース基板４２を備え、主要部品である出力トランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、入力平滑コンデンサＣ１は、図２に示すように、配線パターン４２ｃ上にはんだ付け実装されている。なお、制御部ＣＯＮＴ２、整流平滑回路も同様に実装されているが、ここでは省略する。
【００４２】
金属ベース基板４２の大きさは、例えばＦｕＬＬ−Ｂｒｉｃｋサイズと呼ばれる電源業界標準の外形（幅１１７ｍｍ、奥行き６１ｍｍ）を有している。金属ベース４２ａは、厚み１〜２ｍｍ程度の金属板であり、材質は、鉄、アルミ、ステンレス、銅などが用いられる。絶縁層４２ｂは、金属ベース４２ａの一方の面に、エポキシ系樹脂を適宜の厚さに塗り重ねて形成されている。この厚みは、配線パターン４２ｃと金属ベース４２ａとの間の絶縁性能や、実装部品の放熱性能等を考慮して設定されている。このエポキシ系樹脂は、無機フィラー等が充填されて高熱伝導性を備えており、比誘電率は４〜８程度である。配線パターン４２ｃは、厚み３５〜２００μｍ程度の銅箔で、表面にメッキ処理などが施されている。なお、金属ベース基板４２の裏面側には、任意形状の放熱フィンなどが取り付けられ、強制通風などによって冷却可能に組み立てられる。
【００４３】
配線パターン４２ｃのレイアウトは、図３（ａ）に示すように、１次側巻線Ｔ１ｐの一方の端子とスイッチ素子Ｑ１のソース端子Ｓが実装され、両端子を同電位に接続した実装パターン４４ａ１に、付加パターン４４ａ２を接続して一体に形成された電位変動パターン４４ａを備えている。ここでは、付加パターン４４ａ２を幅狭のパターンで接続することによって、リフローはんだ工程において、実装パターン４４ａ１のはんだペーストの温度上昇が妨げられないように考慮されている。また、１次側巻線Ｔ１ｐの他方の端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子Ｄが実装され、両端子を同電位して一体に形成された電位変動パターン４４ｂを備えている。ここでは、面積の小さい実装パターン４４ａ１に付加パターン４４ａ２を追加することによって電位変動パターン４４ａの面積を増加させ、電位変動パターン４４ａが電位変動パターン４４ｂと等しい面積になるよう調整されている。従って、図３（ｂ）に示すように、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２はバランスのとれた等しい値となっている。また、付加バターン４４ａ２は、出力トランスＴ１の下方に隠れる位置に設けられているので、実装された状態において、付加パターン４４ａ２の上方に無駄な空間は生じない。
【００４４】
次に、この実施形態のスイッチング電源装置４０の回路動作について、図４に基づいて説明する。スイッチング電源４０の入力端１２に所定の入力電圧Ｖｉが印加されると、制御部ＣＯＮＴ２が出力するパルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同位相でオンオフ駆動する。このとき制御部ＣＯＮＴ２は、出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化するようパルス幅変調信号を形成し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを決定する。
【００４５】
この実施形態の出力トランスＴ１の巻数比Ｎｓ／Ｎｐは、図１０に示したスイッチング電源装置２０の場合よりも小さく設定されている。従って、式（１）から明らかなように、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏが等しいとき、オンデューティはスイッチング電源装置２０よりも広くなる。
【００４６】
期間Ａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオンしている期間であり、１次側巻線Ｔ１ｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄積される。
【００４７】
期間Ｂは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオフしている期間である。出力トランスＴ１は、期間Ａに蓄積された励磁エネルギーを放出するため、逆方向に起電力を発生させる。そのとき、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは、−Ｖｉｎを超えて低い電圧であって、出力トランスＴ１などに形成される寄生容量等との関係で決まる電圧まで低くなる。すなわち、スイッチング電源装置２０のように回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２によって−Ｖｉｎに固定されることがない。従って、期間Ａにおいて、出力トランスＴ１に５０％超のオンデューティで励磁エネルギーが蓄積されても、期間Ｂの間に励磁エネルギーの放出を完了することができる。
【００４８】
そして、期間Ｃは、既に励磁エネルギーの放出が完了したので、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは低下している。
【００４９】
一定の周期Ｔで以上の動作が繰り返されたとき、電位変動パターン４４ａ，４４ｂの動作を示すＶＱ１，ＶＱ２の電位の変化を比較すると、常に同一振幅の電圧が逆向きに生じていることがわかる。従って、互いに等しい配線容量ＣＱ１，ＣＱ２には、等しいスイッチングノイズ電流が逆向きに流れるため、それらは互いに相殺され、入力電源側に流出しない。
【００５０】
また、スイッチング電流ｉｄは、図６に示したスイッチング電源装置１０と比較して、平均値Ｉｉｎはほぼ等しいが、オンデューティが広い分だけピーク値が低くなり、実効値は小さくなる。従って、１次側巻線Ｔ１ｐの抵抗成分、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗成分などで発生する抵抗損失が低減される。また、その損失低減に伴って各部品を小型することも可能となる。
【００５１】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、スイッチング電源装置４０においては、電位変動パターン４４ａは、実装パターン４４ａ１と付加パターン４４ａ２が分離して形成されているが、搭載部品の端子のはんだ接続の信頼性の悪化等、他に弊害が生じない場合には、実装パターン４４ａ１を幅広にするなどして各配線容量のバランスを調整し、付加パターン４４ａ２を省略してもよい。
【００５２】
また、スイッチ素子Ｑ１は、一素子当たりの電気ストレス軽減のため、複数のスイッチ素子を並列接続等して構成してもよい。スイッチ素子Ｑ２についても同様である。また各スイッチ素子のパッケージ形状についても、金属ベース基板に実装可能な形状であれば、特に限定するものではない。さらに、各スイッチ素子の両端には、サージ吸収用の部品やその他の回路が接続されていてもよい。少なくとも、電位変動パターン４４ａ，４４ｂの面積が等しくなるよう設定されていればよい。
【００５３】
また、制御部ＣＯＮＴ２に設定されているオンデュ−ティの上限値は、スイッチング電源装置の動作中に可変されるものであってもよい。例えば、入力電圧が低いときはスイッチング電流の実効値を低減するため、上限値が５０％超の値に設定され、入力電圧が高いときは、負荷急変等の過渡動作時の出力トランスＴ１の保護のため、上限値が５０％以下の値に可変されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の一の実施形態を示す回路図である。
【図２】この実施形態の実装構造を示す上面図である。
【図３】この実施形態の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、側面模式図（ｂ）である。
【図４】この実施形態の回路動作を示す各部の波形である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図６】この従来例の実装構造を示す上面図である。
【図７】ＳＣ−８３パッケージの電界効果形トランジスタの端子配置を説明する構造図（ａ）、ダイオードの端子配置を説明する構造図（ｂ）である。
【図８】この従来例の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、Ａ−Ａ断面図（ｂ）、側面模式図（ｃ）である。
【図９】この従来例の回路動作を示す各部の波形である。
【図１０】他の従来例の実装構造を示す上面図である。
【図１１】この従来例の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、Ｂ−Ｂ断面図（ｂ）、側面模式図（ｃ）である。
【図１２】さらに他の従来例の金属ベース基板を示す側断面図である。
【符号の説明】
【００５５】
１０，２０，４０ スイッチング電源装置
１６，２２，４２ 金属ベース基板
１６ａ，２２ａ，４２ａ 金属ベース
１８ａ，１８ｂ，２４ａ，２４ｂ，４４ａ，４４ｂ 電位変動パターン
４２ 金属ベース基板
ＣＯＮＴ２ 制御部
ＣＱ１，ＣＱ２ 配線容量
Ｅ 入力電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
ＳＳ１，ＳＳ２ 回生ダイオード
Ｔ１ 出力トランス
【技術分野】
【０００１】
この発明は、金属ベース基板に実装されたスイッチング電源装置に関し、特に、スイッチングノイズ電流の流出を抑制する構造を備えたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置として、例えば、特許文献１に開示されているように、ハイサイド側またはローサイド側の少なくとも一方のスイッチ素子が有する端子であって、スイッチングにより電位が変動する端子を、該スイッチ素子を固定する放熱板にコンデンサを介して結合した２石フォワード型スイッチング電源装置が開示されている。これは、スイッチングにより電位が変動する両スイッチ素子の各端子と、スイッチ素子が絶縁シート等を介して取り付けられる放熱板との間に形成される各寄生容量にアンバランスがあると、両スイッチング素子がオフの時に各スイッチ素子の両端に発生する電圧にアンバランスが発生し、両スイッチ素子のトータル損失が大きくなるという問題に鑑みてなされたもので、少なくとも一方の寄生容量と並列にコンデンサを接続し、寄生容量のアンバランスを補正する技術である。
【０００３】
また、特許文献２に開示されているスイッチング電源装置は、高周波トランスの入力側巻線にパルス電圧を発生させるチョッパ回路と、出力側巻線に誘起したパルス電圧を平滑して直流に変換する平滑回路とを備え、それらが金属ベース基板上に実装されたスイッチング電源装置であって、二つの出力側巻線が各々有する端子であり、スイッチングにより電位が変動する端子と、アース電位である金属ベースとの間に形成される配線容量が互いに等しくなるように各配線パターンが形成されたスイッチング電源装置が開示されている。これは、各配線容量に１８０度逆位相の電圧が印加されることを利用し、配線容量を互いに等しくすることによってスイッチングノイズ電流を相殺し、ノイズ成分の少ない電源出力を得る技術である。
【特許文献１】特開平７−１７７７４１号公報
【特許文献２】特開平３−１６９２５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１の２石フォワード型スイッチング電源装置は、２つのスイッチ素子を絶縁シートを介して放熱板に螺子止め等する際に、絶縁シートの厚みのバラツキや螺子の締め付け具合いのバラツキによって、各寄生容量は一定の値にならない。また、寄生容量と並列に接続されるコンデンサを汎用的なディスクリート部品から選択するとすれば、容量の個体差や温度変動等が無視できない。すなわち、上記のバラツキ要因によって、寄生容量のアンバランスを安定に補正することができなかった。
【０００５】
また、特許文献２のスイッチング電源装置にあっては、高周波トランスの入力側巻線に接続されたチョッパ回路におけるスイッチングによって電位が変動する端子と、金属ベースとの間に形成される各配線容量については考慮されていない。例えば、入力電圧がＤＣ２００〜４００Ｖの高電圧を、一般的な産業機器に使用される数十Ｖ以下の低電圧に降圧するスイッチング電源装置にあっては、高周波トランスの入力側で高電圧動作するチョッパ回路の配線容量のほうが、出力側で低電圧動作する平滑回路の配線容量に比べ、スイッチングノイズに対する影響度が高い。しかしながら、このスイッチング電源装置にあっては、チョッパ回路が発生させる主要なスイッチングノイズ電流が、チョッパ回路側の配線容量を通過してスイッチング電源装置の入力電源側に帰還する動作を遮断することができないものであった。
【０００６】
ここで、発明者は、スイッチング電源装置の小型化、高集積化を図るため、２石フォワード型に回路を構成し、放熱性に優れた金属ベース基板上に実装するスイッチング電源装置の検討を行った。
【０００７】
当初検討したスイッチング電源装置１０について、図に基づいて説明する。回路の構成は、図５に示すように、従来の特許文献１に開示された回路とほぼ同様である。入力端１２に接続されたコンデンサＣ１と並列に、電界効果形トランジスタを用いたハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１p、電界効果形トランジスタを用いたローサイド側のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されている。また、この直列回路には、スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子側から入力コンデンサＣ１のプラス側に向けて電流を流す回生ダイオードＳＳ１と、入力コンデンサＣ１のマイナス側からスイッチ素子Ｑ１のソース端子側に電流を流す回生ダイオードＳＳ２とが接続されている。
【０００８】
出力トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｓには、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ１、コンデンサＣ２で構成された整流平滑回路が接続されている。
【０００９】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子には、コンデンサＣ２の両端に発生する出力電圧Ｖoに基づいて所定のパルス幅変調信号を出力する制御部ＣＯＮＴ１が接続されている。この制御部ＣＯＮＴ１は、パルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を同位相でオンオフ駆動するよう構成されており、そのオンデューティの可変可能な範囲は、５０％以下の範囲に制限されている。
【００１０】
スイッチング電源装置１０の入力端１２には、入力電源Ｅが接続され、入力電源Ｅのマイナス側は感電防止用のコンデンサＣＹ１を介してアース電位ＦＧに接続されている。一方、出力端１４には、負荷ＬＤが接続され、負荷ＬＤのマイナス側も同様に、感電防止用のコンデンサＣＹ２を介してアース電位ＦＧに接続されている。また、後述する金属ベース基板１６の金属ベース１６ａも、アース電位ＦＧに接続される。
【００１１】
次に、スイッチング電源装置１０の実装構造を、図６〜図８に基づいて説明する。スイッチング電源装置１０は、金属ベース１６ａの一方の面に、薄い絶縁層１６ｂを介して形成された配線パターン１６ｃを有する金属ベース基板１６を備え、主要部品であるトランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２、入力平滑コンデンサＣ１は、図６に示すように、配線パターン１６ｃ上にはんだ付け実装されている。なお、制御部ＣＯＮＴ１、整流平滑回路も同様に実装されているが、ここでは省略する。
【００１２】
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、図７（ａ）に示すように、ＪＥＩＴＡ（（社）電子情報技術産業協会）が定める規格コードＳＣ−８３に準拠した面実装パッケージである。ＳＣ−８３のパッケージは、半導体チップが実装された金属フレームがエポキシ樹脂などで封止され、外部接続用の端子がエポキシ樹脂から露出している構造を有する。配線パターン１６ｃ上に接続される各端子の内、ドレイン端子Ｄはゲート端子Ｇやソース端子Ｓに比べて広い面積を有している。これによって、ドレイン端子Ｄと配線パターンは広い面積ではんだ接続されるので、内部の半導体チップの発熱を効率よく放熱することができる。
【００１３】
回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２は、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と同一パッケージのＳＣ−８３を選択した。ＳＣ−８３は、図７（ｂ）に示すように、１つのパッケージの中に２つのダイオード素子が形成され、各ダイオード素子のアノードは別個の端子Ａに、カソードは共通の端子Ｋに接続されている。配線パターン１６ｃに接続される各端子の内、カソード端子Ｋは、アノード端子Ａに比べて広い面積を有している。
【００１４】
金属ベース基板１６の配線パターン１６ｃのレイアウトは、図８（ａ）に示すように、１次側巻線Ｔ１ｐの一方の端子、スイッチ素子Ｑ１のソース端子Ｓ、回生ダイオードＳＳ１のカソード端子Ｋが実装され、各端子間を同電位に接続して一体に形成された電位変動パターン１８ａと、１次側巻線Ｔ１ｐの他方の端子、スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子Ｄ、回生ダイオードＳＳ１のアノード端子Ａが実装され、各端子間を同電位に接続して一体に形成された電位変動パターン１８ｂとを備えている。
【００１５】
金属ベース基板１６は、図８（ｂ）に示すように、電位変動パターン１８ａ，１８ｂと金属ベース１６ａとが、薄い絶縁層１６ｂを介して対向し、図８（ｃ）に示すように配線容量ＣＱ１，ＣＱ２が形成される。ここでは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を同一パッケージのＳＣ−８３に統一してあるので、電位変動パターン１８ａ，１８ｂは、特に工夫せずとも略等しい面積に形成され、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２はバランスのとれた略等しい値となっている。なお、この電位変動パターン１８ａ，１８ｂの電気的な挙動や、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２の動作については、後の回路動作の説明の中で述べる。
【００１６】
次に、スイッチング電源装置１０の回路動作を、図９に基づいて説明する。図９は、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴ、スイッチング電流ｉｄ、スイッチ素子Ｑ１の電圧ＶＱ１、スイッチ素子Ｑ２の電圧ＶＱ２の波形である。電圧ＶＱ１，ＶＱ２の波形は、スイッチングにより電位が変動しない安定電位側を基準（グランド）とした向きに表している。
【００１７】
スイッチング電源１０の入力端１２に所定の入力電圧Ｖｉが印加されると、制御部ＣＯＮＴ１が出力するパルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同位相でオンオフ駆動する。このとき制御部ＣＯＮＴ１は、式（１）に従って、出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化するようパルス幅変調信号を形成し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを決定する。
【００１８】
【数１】
ここで、Ｎｐは１次側巻線Ｔ１ｐの巻数、Ｎｓは２次側巻線Ｔ１ｓの巻数、Ｄｕｔｙはオンデューティ、Ｖｆは整流平滑回路のダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧である。
【００１９】
期間Ａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオンしている期間であり、１次側巻線Ｔ１ｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄積される。
【００２０】
期間Ｂは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオフし、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２がオンしている期間である。出力トランスＴ１は、期間Ａに蓄積された励磁エネルギーを放出するため、逆方向に起電力が発生する。そして、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２が導通することによって−Ｖｉに固定され、一定に推移する。
【００２１】
期間Ｃは、既に励磁エネルギーの放出が完了したので、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは低下し、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２はオフする。
【００２２】
一定の周期Ｔで以上の動作が繰り返されたとき、電位変動パターン１８ａ，１８ｂの電位の変化を示す電圧ＶＱ１，ＶＱ２の動きを比較すると、同一振幅の電圧が逆向きに生じていることがわかる。従って、互いに等しい配線容量ＣＱ１，ＣＱ２には、互いに等しいスイッチングノイズ電流が逆向きに流れるため、それらは互いに相殺され、入力電源側に流出しない。
【００２３】
以上述べたように、発明者が検討したスイッチング電源装置１０によれば、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を実装する配線パターンの作用によって、特に工夫することなく、スイッチングノイズ電流の流出を抑制できることがわかった。
【００２４】
しかしながら、スイッチング電源装置１０にあっては、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２の存在が、装置の小型化の妨げとなった。また、スイッチング電流ｉｄの実効値が大きいため、１次側巻線Ｔ１ｐの抵抗成分、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗成分などで発生する抵抗損失が大きくなり、高い効率を得ることができなかった。
【００２５】
スイッチング電流ｉｄの実効値を低下させる手段としては、例えば広いオンデューティでスイッチング動作させる方法が考えられ、そのためには、式（１）に基づいて、出力トランスＴ１の巻数比Ｎｓ／Ｎｐを小さくすればよい。しかし、スイッチング電源装置１０にあっては、図９に示すように、期間Ｂにおいて、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２の動作によって１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴが−Ｖｉに固定されるので、期間Ａが一定以上長くなると、周期Ｔの中で励磁エネルギーの放出を完了することができなくなるという問題が生じる。すなわち、オンデューティＤｕｔｙが５０％を超えると、電圧ＶＴの波形の期間Ａにおける電圧・時間積（斜線部の面積）は、期間Ｂにおける電圧・時間積（斜線部の面積）よりも大きくなるため、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが徐々に累積され、いずれ磁気飽和して正常に動作できなくなる。従って、このような出力トランスＴ１の偏磁による磁気飽和を回避するためには、常にオンデューティＤｕｔｙ５０％以下の範囲で動作させなければならない。
【００２６】
そこで発明者は、オンデューティを５０％以上の範囲で正常動作させるため、出力トランスＴ１の巻き数比Ｎｓ／Ｎｐを小さくし、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を削除する設計変更を施したスイッチング電源装置２０を検討した。その実装構造は、図１０に示すように、出力トランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、入力平滑コンデンサＣ１を、スイッチング電源装置１０と同様に金属ベース基板２２に実装されている。金属ベース基板２０の配線パターン２０ｃのレイアウトは、回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２を削除した分だけ外形が全体が小型化された一方で、図１１に示すように、電位変動パターン２４ａ，２４ｂは、その面積が等しくならず、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２にアンバランスが生じた。従って、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２に流れるスイッチングノイズ電流は互いに相殺されず、入力電源側にスイッチングノイズ電流が流出してしまう結果となった。
【００２７】
このスイッチングノイズ電流を抑制するため、例えば図１２に示すように電位変動パターン２４ａ，２４ｂと金属ベース２２ｂとの間にシールド層２６を形成することによって、スイッチングノイズ電流自体の流出を遮断する方法も考えられるが、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２と金属ベース２２ａとの距離が離れるため放熱性が低下する他、金属ベース基板２４のコスト増を伴う等の問題があった。
【００２８】
この発明は、上記背景技術に鑑みて成されたもので、金属ベース基板を用いた小型、高効率の２石フォワード型のスイッチング電源装置であって、入力電源側に漏洩するスイッチングノイズ電流を抑制することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
この発明は、入力電源に接続されたハイサイド側スイッチ素子と出力トランスの１次側巻線とローサイド側スイッチ素子との直列回路と、前記出力トランスの２次側巻線に接続され、前記両スイッチ素子のスイッチングによって前記２次側巻線に発生する交流電圧を整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑回路と、前記出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、前記両スイッチ素子をオンオフ駆動する制御部とを備え、前記両スイッチ素子が金属ベース基板上の配線パターンに実装されたスイッチング電源装置において、前記制御部は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定され、前記金属ベース基板上には、前記両スイッチ素子が有する端子のうち、スイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された各配線パターンであって、前記各端子に対応した少なくとも一対の電位変動パターンを備え、前記各電位変動パターンと前記金属ベース基板の金属ベースとの間に形成される各配線容量が互いに等しくなるように形成されているスイッチング電源装置である。
【００３０】
また、前記ハイサイド側スイッチ素子の前記電位変動パターンは、前記端子が接続された実装パターンに付加パターンが接続されて成り、前記付加パターンの面積調整によって、前記各配線容量が等しくなるよう設定されているスイッチング電源装置である。
【発明の効果】
【００３１】
この発明のスイッチング電源装置によれば、２石フォワード型のスイッチング電源装置を、オンデューティが５０％を超える範囲で動作させるため、広い入力電圧範囲においてスイッチング電流の実効値を小さくすることができ、各部の抵抗成分による損失を低減することができる。
【００３２】
また、ハイサイド側、ローサイド側の各スイッチ素子の所定の端子が接続され、スイッチングにより電位が変動する電位変動パターンは、金属ベースとの間に形成される配線容量が互いに等しくなるように形成されているので、スイッチングノイズ電流は各配線容量に互いに逆方向に等しく流れて相殺され、入力電源側に流出しない。よって、スイッチング電源装置外部に与える悪影響を大幅に低減することができる。
【００３３】
また、各配線容量のバランスを調整するために付加パターンを設けることにより、一方のスイッチ素子の側だけに、かつ、他の大型部品の下方の空間を利用して形成することが可能であり、特に高価な多層基板を用いることなく、スイッチング電源装置を小型化することができる。
【００３４】
また、各配線容量のバランスは、付加パターンの面積のみを適宜変更することによって調整可能なため、例えば、搭載部品の端子のはんだ接続の信頼性を向上させるべく設定されたパッド形状等、所定の配線パターンのレイアウトを固定したまま、ノイズ低減性能を向上させることができる。
【００３５】
また、金属ベース基板の絶縁層の厚みは、基板毎にみるとばらつきがあるが、一枚の基板の内部ではほぼ一様な厚みであるといえる。従って、大量生産によって基板毎に絶縁層の厚みが変動しても、配線パターンの形状が固定であるため、各配線容量のバランスは正確に維持される。さらに、スイッチング電源装置の使用環境の変化によって絶縁層の温度や吸湿状態等が変化し、配線容量に変動が生じた場合でも、各配線容量は互いに等しく増減するので、容量のバランスは維持される。よって、安定なノイズ低減性能を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、この発明の一実施形態のスイッチング電源装置４０について、図に基づいて説明する。なお、上述のスイッチング電源装置１０，２０と同様の構成は、同一の符号を付して説明する。
【００３７】
回路の構成は、図１に示すように、入力端１２に接続されたコンデンサＣ１と並列に、電界効果形トランジスタを用いたハイサイド側のスイッチ素子Ｑ１、出力トランスＴ１の１次側巻線Ｔ１p、電界効果形トランジスタを用いたローサイド側のスイッチ素子Ｑ２の直列回路が接続されている。ここでは、スイッチング電源装置１０が有する回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２は設けられていない。
【００３８】
出力トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｓには、ダイオードＤ１，Ｄ２、インダクタＬ１、コンデンサＣ２で構成された整流平滑回路が接続されている。
【００３９】
そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子には、コンデンサＣ２の両端に発生する出力電圧Ｖoに基づいて所定のパルス幅変調信号を出力する制御部ＣＯＮＴ２が接続されている。この制御部ＣＯＮＴ２は、パルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を同位相でオンオフ駆動可能に構成されており、そのオンデューティは５０％を超える範囲まで可変可能である。ここでは、上限８０％程度に設定されている。
【００４０】
スイッチング電源装置４０の入力端１２には、入力電源Ｅが接続され、入力電源Ｅのマイナス側は感電防止用のコンデンサＣＹ１を介してアース電位ＦＧに接続されている。一方、出力端１４には、負荷ＬＤが接続され、負荷ＬＤのマイナス側も同様に、感電防止用のコンデンサＣＹ２を介してアース電位ＦＧに接続されている。また、後述する金属ベース基板４２の金属ベース４２ａも、アース電位ＦＧに接続される。
【００４１】
次に、スイッチング電源装置４０の実装構造を、図２〜図３に基づいて説明する。スイッチング電源装置４０は、金属ベース４２ａの一方の面に、薄い絶縁層４２ｂを介して形成された配線パターン４２ｃを有する金属ベース基板４２を備え、主要部品である出力トランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、入力平滑コンデンサＣ１は、図２に示すように、配線パターン４２ｃ上にはんだ付け実装されている。なお、制御部ＣＯＮＴ２、整流平滑回路も同様に実装されているが、ここでは省略する。
【００４２】
金属ベース基板４２の大きさは、例えばＦｕＬＬ−Ｂｒｉｃｋサイズと呼ばれる電源業界標準の外形（幅１１７ｍｍ、奥行き６１ｍｍ）を有している。金属ベース４２ａは、厚み１〜２ｍｍ程度の金属板であり、材質は、鉄、アルミ、ステンレス、銅などが用いられる。絶縁層４２ｂは、金属ベース４２ａの一方の面に、エポキシ系樹脂を適宜の厚さに塗り重ねて形成されている。この厚みは、配線パターン４２ｃと金属ベース４２ａとの間の絶縁性能や、実装部品の放熱性能等を考慮して設定されている。このエポキシ系樹脂は、無機フィラー等が充填されて高熱伝導性を備えており、比誘電率は４〜８程度である。配線パターン４２ｃは、厚み３５〜２００μｍ程度の銅箔で、表面にメッキ処理などが施されている。なお、金属ベース基板４２の裏面側には、任意形状の放熱フィンなどが取り付けられ、強制通風などによって冷却可能に組み立てられる。
【００４３】
配線パターン４２ｃのレイアウトは、図３（ａ）に示すように、１次側巻線Ｔ１ｐの一方の端子とスイッチ素子Ｑ１のソース端子Ｓが実装され、両端子を同電位に接続した実装パターン４４ａ１に、付加パターン４４ａ２を接続して一体に形成された電位変動パターン４４ａを備えている。ここでは、付加パターン４４ａ２を幅狭のパターンで接続することによって、リフローはんだ工程において、実装パターン４４ａ１のはんだペーストの温度上昇が妨げられないように考慮されている。また、１次側巻線Ｔ１ｐの他方の端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子Ｄが実装され、両端子を同電位して一体に形成された電位変動パターン４４ｂを備えている。ここでは、面積の小さい実装パターン４４ａ１に付加パターン４４ａ２を追加することによって電位変動パターン４４ａの面積を増加させ、電位変動パターン４４ａが電位変動パターン４４ｂと等しい面積になるよう調整されている。従って、図３（ｂ）に示すように、配線容量ＣＱ１，ＣＱ２はバランスのとれた等しい値となっている。また、付加バターン４４ａ２は、出力トランスＴ１の下方に隠れる位置に設けられているので、実装された状態において、付加パターン４４ａ２の上方に無駄な空間は生じない。
【００４４】
次に、この実施形態のスイッチング電源装置４０の回路動作について、図４に基づいて説明する。スイッチング電源４０の入力端１２に所定の入力電圧Ｖｉが印加されると、制御部ＣＯＮＴ２が出力するパルス幅変調信号によってスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２が同位相でオンオフ駆動する。このとき制御部ＣＯＮＴ２は、出力電圧Ｖｏを所定の値に安定化するようパルス幅変調信号を形成し、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを決定する。
【００４５】
この実施形態の出力トランスＴ１の巻数比Ｎｓ／Ｎｐは、図１０に示したスイッチング電源装置２０の場合よりも小さく設定されている。従って、式（１）から明らかなように、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏが等しいとき、オンデューティはスイッチング電源装置２０よりも広くなる。
【００４６】
期間Ａは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオンしている期間であり、１次側巻線Ｔ１ｐに入力電圧Ｖｉｎが印加され、出力トランスＴ１に励磁エネルギーが蓄積される。
【００４７】
期間Ｂは、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１がオフしている期間である。出力トランスＴ１は、期間Ａに蓄積された励磁エネルギーを放出するため、逆方向に起電力を発生させる。そのとき、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは、−Ｖｉｎを超えて低い電圧であって、出力トランスＴ１などに形成される寄生容量等との関係で決まる電圧まで低くなる。すなわち、スイッチング電源装置２０のように回生ダイオードＳＳ１，ＳＳ２によって−Ｖｉｎに固定されることがない。従って、期間Ａにおいて、出力トランスＴ１に５０％超のオンデューティで励磁エネルギーが蓄積されても、期間Ｂの間に励磁エネルギーの放出を完了することができる。
【００４８】
そして、期間Ｃは、既に励磁エネルギーの放出が完了したので、１次側巻線Ｔ１ｐの電圧ＶＴは低下している。
【００４９】
一定の周期Ｔで以上の動作が繰り返されたとき、電位変動パターン４４ａ，４４ｂの動作を示すＶＱ１，ＶＱ２の電位の変化を比較すると、常に同一振幅の電圧が逆向きに生じていることがわかる。従って、互いに等しい配線容量ＣＱ１，ＣＱ２には、等しいスイッチングノイズ電流が逆向きに流れるため、それらは互いに相殺され、入力電源側に流出しない。
【００５０】
また、スイッチング電流ｉｄは、図６に示したスイッチング電源装置１０と比較して、平均値Ｉｉｎはほぼ等しいが、オンデューティが広い分だけピーク値が低くなり、実効値は小さくなる。従って、１次側巻線Ｔ１ｐの抵抗成分、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン抵抗成分などで発生する抵抗損失が低減される。また、その損失低減に伴って各部品を小型することも可能となる。
【００５１】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、スイッチング電源装置４０においては、電位変動パターン４４ａは、実装パターン４４ａ１と付加パターン４４ａ２が分離して形成されているが、搭載部品の端子のはんだ接続の信頼性の悪化等、他に弊害が生じない場合には、実装パターン４４ａ１を幅広にするなどして各配線容量のバランスを調整し、付加パターン４４ａ２を省略してもよい。
【００５２】
また、スイッチ素子Ｑ１は、一素子当たりの電気ストレス軽減のため、複数のスイッチ素子を並列接続等して構成してもよい。スイッチ素子Ｑ２についても同様である。また各スイッチ素子のパッケージ形状についても、金属ベース基板に実装可能な形状であれば、特に限定するものではない。さらに、各スイッチ素子の両端には、サージ吸収用の部品やその他の回路が接続されていてもよい。少なくとも、電位変動パターン４４ａ，４４ｂの面積が等しくなるよう設定されていればよい。
【００５３】
また、制御部ＣＯＮＴ２に設定されているオンデュ−ティの上限値は、スイッチング電源装置の動作中に可変されるものであってもよい。例えば、入力電圧が低いときはスイッチング電流の実効値を低減するため、上限値が５０％超の値に設定され、入力電圧が高いときは、負荷急変等の過渡動作時の出力トランスＴ１の保護のため、上限値が５０％以下の値に可変されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の一の実施形態を示す回路図である。
【図２】この実施形態の実装構造を示す上面図である。
【図３】この実施形態の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、側面模式図（ｂ）である。
【図４】この実施形態の回路動作を示す各部の波形である。
【図５】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。
【図６】この従来例の実装構造を示す上面図である。
【図７】ＳＣ−８３パッケージの電界効果形トランジスタの端子配置を説明する構造図（ａ）、ダイオードの端子配置を説明する構造図（ｂ）である。
【図８】この従来例の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、Ａ−Ａ断面図（ｂ）、側面模式図（ｃ）である。
【図９】この従来例の回路動作を示す各部の波形である。
【図１０】他の従来例の実装構造を示す上面図である。
【図１１】この従来例の金属ベース基板を示す上面図（ａ）、Ｂ−Ｂ断面図（ｂ）、側面模式図（ｃ）である。
【図１２】さらに他の従来例の金属ベース基板を示す側断面図である。
【符号の説明】
【００５５】
１０，２０，４０ スイッチング電源装置
１６，２２，４２ 金属ベース基板
１６ａ，２２ａ，４２ａ 金属ベース
１８ａ，１８ｂ，２４ａ，２４ｂ，４４ａ，４４ｂ 電位変動パターン
４２ 金属ベース基板
ＣＯＮＴ２ 制御部
ＣＱ１，ＣＱ２ 配線容量
Ｅ 入力電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ素子
ＳＳ１，ＳＳ２ 回生ダイオード
Ｔ１ 出力トランス
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電源に接続されたハイサイド側スイッチ素子と出力トランスの１次側巻線とローサイド側スイッチ素子との直列回路と、前記出力トランスの２次側巻線に接続され、前記両スイッチ素子のスイッチングによって前記２次側巻線に発生する交流電圧を整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑回路と、前記出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、前記両スイッチ素子をオンオフ駆動する制御部とを備え、前記両スイッチ素子が金属ベース基板上の配線パターンに実装されたスイッチング電源装置において、
前記制御部は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定され、
前記金属ベース基板上には、前記両スイッチ素子が有する端子のうちスイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された配線パターンであって、前記各端子に対応した少なくとも一対の電位変動パターンを備え、
前記各電位変動パターンと前記金属ベース基板の金属ベースとの間に形成される各配線容量が互いに等しくなるように形成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ハイサイド側スイッチ素子の前記電位変動パターンは、前記端子が接続された実装パターンに付加パターンが接続されて成り、前記付加パターンの面積調整によって、前記各配線容量が等しくなるよう設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項１】
入力電源に接続されたハイサイド側スイッチ素子と出力トランスの１次側巻線とローサイド側スイッチ素子との直列回路と、前記出力トランスの２次側巻線に接続され、前記両スイッチ素子のスイッチングによって前記２次側巻線に発生する交流電圧を整流平滑して直流の出力電圧を得る整流平滑回路と、前記出力電圧に基づく所定のパルス幅変調信号を出力し、前記両スイッチ素子をオンオフ駆動する制御部とを備え、前記両スイッチ素子が金属ベース基板上の配線パターンに実装されたスイッチング電源装置において、
前記制御部は、出力するパルス幅変調信号のオンデューティの最大値が５０％を超える値に設定され、
前記金属ベース基板上には、前記両スイッチ素子が有する端子のうちスイッチングにより電位が変動する端子が各々実装された配線パターンであって、前記各端子に対応した少なくとも一対の電位変動パターンを備え、
前記各電位変動パターンと前記金属ベース基板の金属ベースとの間に形成される各配線容量が互いに等しくなるように形成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ハイサイド側スイッチ素子の前記電位変動パターンは、前記端子が接続された実装パターンに付加パターンが接続されて成り、前記付加パターンの面積調整によって、前記各配線容量が等しくなるよう設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【公開番号】特開２００９−２６１０４４（Ｐ２００９−２６１０４４Ａ）
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１０３８１４（Ｐ２００８−１０３８１４）
【出願日】平成２０年４月１１日（２００８．４．１１）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１１月５日（２００９．１１．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年４月１１日（２００８．４．１１）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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