スイッチング電源装置
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、整流素子の導通時の損失を少なくして電力変換効率を改善したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交番する電流、電圧を直流変換するための整流素子としては、ダイオードが専ら用いられているが、ダイオードで整流を行うのに際しては、ダイオードに存在する順方向電圧ＶF と電流の積に相当する損失がダイオードに発生することを念頭に入れておかなければならない。これに対して整流素子の損失をなるべく小さくするという目的からすれば、オン状態にあるトランジスタのコレクタ、エミッタ間の飽和電圧は、ダイオードの順方向電圧ＶF よりも小さいため、発生する損失が少なくて済むことが知られている。そこで、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上させる一手段として、整流素子にダイオードの代わりにトランジスタを使用することが考えられている。このようなトランジスタ整流素子を使用したスイッチング電源装置として、本発明者は特願平４−１０５８０７号において、図３に示すようなスイッチング電源装置を提案した。
【０００３】図３に示す回路の構成と動作の詳細な説明は省略するが、トランジスタ整流素子としてのトランジスタＱ２の動作は以下のようになっていた。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると入力端子１、チョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタの経路で流れていた電流が遮断される。これにより、チョークコイルＬ１にフライバック電圧が発生し、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタの電圧は、入力電圧ＶINにフライバック電圧が加わった電圧まで上昇する。このフライバック電圧と入力電圧ＶINが合わさった電圧がトランジスタＱ２のエミッタに加わると、トランジスタＱ２はエミッタ、ベース間が順バイアスされてオン状態となる。トランジスタＱ２がオン状態となることで、前述したフライバック電圧と入力電圧ＶINが合わさった高い電圧がコンデンサＣ２を充電し、また出力端子２を介して負荷ＲＬに供給される。
【０００４】逆にスイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタの電圧及びトランジスタＱ２のエミッタの電圧が低くなり、トランジスタＱ２はエミッタ、ベース間の順バイアスが解除されてオフ状態となる。このようにトランジスタＱ２は、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフして、その出力であるコレクタの電圧が上昇することによりオン状態となり、逆に下がることによりオフ状態となる。つまり、図３に示す回路においては、スイッチングトランジスタＱ１の出力がトランジスタＱ２をオン、オフする信号となっていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】整流素子としてダイオードの代わりにトランジスタを使用することで、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上させることが可能となるが、トランジスタはダイオードと異なり、オン、オフ制御を行う必要がある。ここで、トランジスタ整流素子にＰＮＰ型のトランジスタを使用すれば、トランジスタ整流素子のベースに特別な駆動回路を設けずとも、ベースとアース間に電流路を確保するだけで、スイッチングトランジスタの動作に応じてオン、オフ動作を行わせることができる。そのため回路構成が簡単であり、コストの上昇を抑えつつも高効率のスイッチング電源装置を実現することができた。
【０００６】しかしＰＮＰ型のトランジスタは、そのＰＮ接合の構造から、エミッタからベースの方向と、コレクタからベースの方向にダイオードを形成しているとも考えられる。そのため、スイッチングトランジスタがオン状態となり、トランジスタ整流素子のエミッタの電圧が低下してトランジスタ整流素子がオフ状態となろうとも、ベースとアース間に電流路を確保しただけの簡単な回路構成では、トランジスタ整流素子のコレクタの電圧がベースよりも高くなることによって、コレクタからベースに向かって漏洩する電流が発生する。この漏洩電流が流れることによりトランジスタ整流素子の損失が増加し、ダイオードを整流素子として使用したスイッチング電源よりは電力変換効率は高くとも、スイッチング電源装置の電力変換効率を低下させる結果となった。従って本発明は、ＰＮＰ型のトランジスタ整流素子を用いたスイッチング電源装置において、トランジスタ整流素子に発生する損失をさらに減少させることにより、高い電力変換効率を実現したスイッチング電源装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、フライバック電圧と入力電圧が合成された高い電圧を整流素子により整流し、さらに平滑して所定の直流電圧を得るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタよりなり、インダクタンス要素と出力端子との間に設けられ、整流作用を担うトランジスタ整流素子、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりなり、トランジスタ整流素子のベースとアース等の低電位点との間に接続され、トランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トランジスタトランジスタ整流素子とインダクタンス要素の接続点と駆動用トランジスタのベースとの間に接続され、駆動用トランジスタのベースへオン、オフ制御信号を導くコンデンサ及び、駆動用トランジスタのベースとアース等の低電位点との間に接続され、コンデンサの放電路を形成する回路素子、を具備することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【０００８】
【実施例】トランジスタ整流素子の発生する損失を減少させることにより高い電力変換効率を実現した、本発明によるスイッチング電源装置の回路図を図１に示した。なお、図１における図３と同一の構成要素には同一の符号を付与してある。図１において、１、２はいずれも高電位側の入力端子と出力端子を示しており、低電位側の入、出力端子はアースと共通とした。入力端子１をチョークコイルＬ１を介してＮＰＮ型のスイッチングトランジスタＱ１のコレクタに接続し、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタをアースと接続する。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタとトランジスタ整流素子としてのＰＮＰ型のトランジスタＱ２のエミッタを接続し、トランジスタＱ２のコレクタを出力端子２と接続する。入力端子１及び出力端子２とアースの間に、それぞれコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２を接続し、出力端子２とアースの間には、さらに出力電圧分圧用の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路を接続する。
【０００９】抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点を制御回路３の電圧検出端子（ＦＢ）に接続し、制御回路３のパルス出力端子（ＰＯ）をスイッチングトランジスタＱ１のベースと接続する。トランジスタＱ２のベースを抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路を介してＮＰＮ型トランジスタによる駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続し、駆動用トランジスタＱ３のエミッタをアースに接続する。トランジスタＱ２のベースをさらにダイオードＤ２のカソードに接続し、ダイオードＤ２のアノードをアースに接続する。トランジスタＱ２のエミッタと駆動用トランジスタＱ３のベースの間に、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４によるＲ−Ｃ直列回路を接続し、駆動用トランジスタＱ３のベース、エミッタ（アース）間に、ベースとカソードを接続するようにダイオードＤ３を接続する。
【００１０】以上のような回路の構成は、いわゆるチョップアップ型のスイッチング電源装置を形成しているが、このスイッチング電源装置は特にコンデンサＣ４の作用により昇降圧型のコンバータとして機能する。この回路の動作を以下に説明する。先ず、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合の回路の動作は、以下のとおりである。制御回路３からの信号によってスイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると、チョークコイルＬ１にフライバック電圧が発生する。このフライバック電圧は入力電圧ＶINに重畳され、重畳されたことによる高い電圧がスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、トランジスタＱ２のエミッタ、及び抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の直列回路を介して駆動用トランジスタＱ３のベースに加わることになる。これにより駆動用トランジスタＱ３は、ベース、エミッタ間が正バイアスを受けることになり、ターンオンする。
【００１１】駆動用トランジスタＱ３がオン状態となることにより、トランジスタＱ２もまたエミッタ、ベース間が正バイアスされてオン状態となり、入力電圧ＶINとフライバック電圧が合わさった高い電圧がコンデンサＣ２を充電し、そのエネルギーが負荷ＲＬに供給されることになる。やがてスイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、トランジスタＱ２のエミッタの電圧が低下し、同時に駆動用トランジスタＱ３のベースの電圧も低下する。これにより駆動用トランジスタＱ３はターンオフすることになり、トランジスタＱ２は駆動用トランジスタＱ３のターンオフによって、エミッタ、ベース間の正バイアス状態が解除されてオフ状態となる。このように、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合には昇圧コンバータとして機能する。
【００１２】次に必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが高い場合の動作は、以下のとおりである。出力電圧ＶO が高くなれば、制御回路３はスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短くすることになるが、スイッチング動作を停止することは無い。従って入力電圧ＶINが出力電圧ＶO より高い場合には、スイッチングトランジスタＱ１はオン期間が非常に短いスイッチング動作を継続することになる。ここで、コンデンサＣ４の存在によって、駆動用トランジスタＱ３のベースに直流成分の電圧が加わるのが防止されており、スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作による脈動成分のみが駆動用トランジスタＱ３のベースに印加されることになる。そのため、駆動用トランジスタＱ３はスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態の間、そのスイッチング動作（：オンデューティあるいは出力電圧）に応じてトランジスタＱ２のベース電流の流量を制御することになる。
【００１３】これによりトランジスタＱ２は非飽和領域で動作し、シリーズレギュレータに似た動作で出力電圧ＶO を一定に保つよう機能する。従って、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが高い場合には降圧コンバータとして機能し、全体としては昇降圧型のスイッチング電源となる。以上に述べたことから分かるように、図１に示す本発明の実施例では、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合、トランジスタＱ２は駆動用トランジスタＱ３によって動作が制御され、ＰＮＰ型トランジスタのＰＮ接合構造に基づく漏洩電流の発生が防止される。その結果、トランジスタＱ２（整流素子）に発生する損失を減少させることができ、高い電力変換効率の昇圧型のスイッチング電源装置とすることができる。また、コンデンサＣ４の作用により昇圧型のスイッチング電源装置を降圧型のスイッチング電源装置として動作させることができ、簡単に、広い入力電圧に対応できる昇降圧型のスイッチング電源とすることができる。
【００１４】ここで、トランジスタＱ２のベースに接続される抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路は、トランジスタＱ２のベース電流を制限する機能を果たし、トランジスタＱ２のベースとアースの間に存在すれば、駆動用トランジスタＱ３のコレクタ側でなくエミッタ側に設けても構わない。また、ダイオードＤ２は、トランジスタＱ２がターンオフする時に、ベース領域に蓄積された電荷の放電路を形成するものである。図１に示す回路においては、ダイオードＤ２のカソードはトランジスタＱ２のベースに直接接続しているが駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続しても効果は同じであり、駆動用トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタ間に対して並列の電流路を構成するように設ければ良い。ただし、このダイオードＤ２は場合によっては回路から除かれることもある。
【００１５】図２には、本発明の別の実施例を示した。図２の回路は、図１の回路におけるダイオードＤ２に代えて、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路をトランジスタＱ２のベースとアース間に設けている。その他の回路構成は図１の回路と同一である。周知のように、トランジスタ素子のターンオンにはわずかな遅れ時間が存在する。同様に、駆動用トランジスタＱ３のターンオンに遅れ時間が存在するため、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフしてからトランジスタＱ２がオン状態となるまでの時間差が大きくなってしまうことになる。この時間差が大きくなると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間に入力電圧ＶINとフライバック電圧が合わさった高い電圧が加わるため、スイッチングトランジスタＱ１の損失及び電圧負荷が大きくなる。
【００１６】そこで、図２に示す回路ではトランジスタＱ２のベースに、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路を設けた。こうすることにより、トランジスタＱ２のエミッタの電圧が上昇した時、駆動用トランジスタＱ３がオフ状態であってもごく短い期間だけトランジスタＱ２のベースが正バイアスされる。従って、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフしてからトランジスタＱ２がオン状態になるまでの時間差を縮小し、スイッチングトランジスタＱ１の損失を少なくしてスイッチング電源装置の電力変換効率を向上させることができる。図２に示す実施例において、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路の一端をトランジスタＱ２のベースに接続しているが、その一端を駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続しても良い。
【００１７】
【発明の効果】以上に述べたように本発明によるスイッチング電源装置は、整流素子にＰＮＰ型のトランジスタを使用し、そのトランジスタ整流素子は、トランジスタ整流素子とチョークコイルの接続点からコンデンサを介して制御信号を受け取る駆動用トランジスタによって、オン、オフ制御されることを特徴としている。これにより整流素子としてのトランジスタの損失を減少させることができ、高い電力変換効率のスイッチング電源装置を得ることができる。さらに回路構成としては昇圧チョッパ回路と同様でありながらも、容易に高効率の昇降圧型のスイッチング電源装置とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるスイッチング電源装置の実施例の回路図。
【図２】 本発明によるスイッチング電源装置の別の実施例の回路図。
【図３】 特願平４−１０５８０７号にて提案したスイッチング電源装置の回路図。
【符号の説明】
１ 入力端子
２ 出力端子
３ 制御回路
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 整流素子としてのトランジスタ
Ｑ３ 駆動用トランジスタ
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、整流素子の導通時の損失を少なくして電力変換効率を改善したスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交番する電流、電圧を直流変換するための整流素子としては、ダイオードが専ら用いられているが、ダイオードで整流を行うのに際しては、ダイオードに存在する順方向電圧ＶF と電流の積に相当する損失がダイオードに発生することを念頭に入れておかなければならない。これに対して整流素子の損失をなるべく小さくするという目的からすれば、オン状態にあるトランジスタのコレクタ、エミッタ間の飽和電圧は、ダイオードの順方向電圧ＶF よりも小さいため、発生する損失が少なくて済むことが知られている。そこで、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上させる一手段として、整流素子にダイオードの代わりにトランジスタを使用することが考えられている。このようなトランジスタ整流素子を使用したスイッチング電源装置として、本発明者は特願平４−１０５８０７号において、図３に示すようなスイッチング電源装置を提案した。
【０００３】図３に示す回路の構成と動作の詳細な説明は省略するが、トランジスタ整流素子としてのトランジスタＱ２の動作は以下のようになっていた。すなわち、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると入力端子１、チョークコイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタの経路で流れていた電流が遮断される。これにより、チョークコイルＬ１にフライバック電圧が発生し、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタの電圧は、入力電圧ＶINにフライバック電圧が加わった電圧まで上昇する。このフライバック電圧と入力電圧ＶINが合わさった電圧がトランジスタＱ２のエミッタに加わると、トランジスタＱ２はエミッタ、ベース間が順バイアスされてオン状態となる。トランジスタＱ２がオン状態となることで、前述したフライバック電圧と入力電圧ＶINが合わさった高い電圧がコンデンサＣ２を充電し、また出力端子２を介して負荷ＲＬに供給される。
【０００４】逆にスイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタの電圧及びトランジスタＱ２のエミッタの電圧が低くなり、トランジスタＱ２はエミッタ、ベース間の順バイアスが解除されてオフ状態となる。このようにトランジスタＱ２は、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフして、その出力であるコレクタの電圧が上昇することによりオン状態となり、逆に下がることによりオフ状態となる。つまり、図３に示す回路においては、スイッチングトランジスタＱ１の出力がトランジスタＱ２をオン、オフする信号となっていた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】整流素子としてダイオードの代わりにトランジスタを使用することで、スイッチング電源装置の電力変換効率を向上させることが可能となるが、トランジスタはダイオードと異なり、オン、オフ制御を行う必要がある。ここで、トランジスタ整流素子にＰＮＰ型のトランジスタを使用すれば、トランジスタ整流素子のベースに特別な駆動回路を設けずとも、ベースとアース間に電流路を確保するだけで、スイッチングトランジスタの動作に応じてオン、オフ動作を行わせることができる。そのため回路構成が簡単であり、コストの上昇を抑えつつも高効率のスイッチング電源装置を実現することができた。
【０００６】しかしＰＮＰ型のトランジスタは、そのＰＮ接合の構造から、エミッタからベースの方向と、コレクタからベースの方向にダイオードを形成しているとも考えられる。そのため、スイッチングトランジスタがオン状態となり、トランジスタ整流素子のエミッタの電圧が低下してトランジスタ整流素子がオフ状態となろうとも、ベースとアース間に電流路を確保しただけの簡単な回路構成では、トランジスタ整流素子のコレクタの電圧がベースよりも高くなることによって、コレクタからベースに向かって漏洩する電流が発生する。この漏洩電流が流れることによりトランジスタ整流素子の損失が増加し、ダイオードを整流素子として使用したスイッチング電源よりは電力変換効率は高くとも、スイッチング電源装置の電力変換効率を低下させる結果となった。従って本発明は、ＰＮＰ型のトランジスタ整流素子を用いたスイッチング電源装置において、トランジスタ整流素子に発生する損失をさらに減少させることにより、高い電力変換効率を実現したスイッチング電源装置を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、スイッチング素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、フライバック電圧と入力電圧が合成された高い電圧を整流素子により整流し、さらに平滑して所定の直流電圧を得るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタよりなり、インダクタンス要素と出力端子との間に設けられ、整流作用を担うトランジスタ整流素子、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりなり、トランジスタ整流素子のベースとアース等の低電位点との間に接続され、トランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トランジスタトランジスタ整流素子とインダクタンス要素の接続点と駆動用トランジスタのベースとの間に接続され、駆動用トランジスタのベースへオン、オフ制御信号を導くコンデンサ及び、駆動用トランジスタのベースとアース等の低電位点との間に接続され、コンデンサの放電路を形成する回路素子、を具備することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【０００８】
【実施例】トランジスタ整流素子の発生する損失を減少させることにより高い電力変換効率を実現した、本発明によるスイッチング電源装置の回路図を図１に示した。なお、図１における図３と同一の構成要素には同一の符号を付与してある。図１において、１、２はいずれも高電位側の入力端子と出力端子を示しており、低電位側の入、出力端子はアースと共通とした。入力端子１をチョークコイルＬ１を介してＮＰＮ型のスイッチングトランジスタＱ１のコレクタに接続し、スイッチングトランジスタＱ１のエミッタをアースと接続する。スイッチングトランジスタＱ１のコレクタとトランジスタ整流素子としてのＰＮＰ型のトランジスタＱ２のエミッタを接続し、トランジスタＱ２のコレクタを出力端子２と接続する。入力端子１及び出力端子２とアースの間に、それぞれコンデンサＣ１及びコンデンサＣ２を接続し、出力端子２とアースの間には、さらに出力電圧分圧用の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の直列回路を接続する。
【０００９】抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点を制御回路３の電圧検出端子（ＦＢ）に接続し、制御回路３のパルス出力端子（ＰＯ）をスイッチングトランジスタＱ１のベースと接続する。トランジスタＱ２のベースを抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路を介してＮＰＮ型トランジスタによる駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続し、駆動用トランジスタＱ３のエミッタをアースに接続する。トランジスタＱ２のベースをさらにダイオードＤ２のカソードに接続し、ダイオードＤ２のアノードをアースに接続する。トランジスタＱ２のエミッタと駆動用トランジスタＱ３のベースの間に、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４によるＲ−Ｃ直列回路を接続し、駆動用トランジスタＱ３のベース、エミッタ（アース）間に、ベースとカソードを接続するようにダイオードＤ３を接続する。
【００１０】以上のような回路の構成は、いわゆるチョップアップ型のスイッチング電源装置を形成しているが、このスイッチング電源装置は特にコンデンサＣ４の作用により昇降圧型のコンバータとして機能する。この回路の動作を以下に説明する。先ず、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合の回路の動作は、以下のとおりである。制御回路３からの信号によってスイッチングトランジスタＱ１がターンオフすると、チョークコイルＬ１にフライバック電圧が発生する。このフライバック電圧は入力電圧ＶINに重畳され、重畳されたことによる高い電圧がスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、トランジスタＱ２のエミッタ、及び抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４の直列回路を介して駆動用トランジスタＱ３のベースに加わることになる。これにより駆動用トランジスタＱ３は、ベース、エミッタ間が正バイアスを受けることになり、ターンオンする。
【００１１】駆動用トランジスタＱ３がオン状態となることにより、トランジスタＱ２もまたエミッタ、ベース間が正バイアスされてオン状態となり、入力電圧ＶINとフライバック電圧が合わさった高い電圧がコンデンサＣ２を充電し、そのエネルギーが負荷ＲＬに供給されることになる。やがてスイッチングトランジスタＱ１がターンオンすると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、トランジスタＱ２のエミッタの電圧が低下し、同時に駆動用トランジスタＱ３のベースの電圧も低下する。これにより駆動用トランジスタＱ３はターンオフすることになり、トランジスタＱ２は駆動用トランジスタＱ３のターンオフによって、エミッタ、ベース間の正バイアス状態が解除されてオフ状態となる。このように、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合には昇圧コンバータとして機能する。
【００１２】次に必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが高い場合の動作は、以下のとおりである。出力電圧ＶO が高くなれば、制御回路３はスイッチングトランジスタＱ１のオン期間を短くすることになるが、スイッチング動作を停止することは無い。従って入力電圧ＶINが出力電圧ＶO より高い場合には、スイッチングトランジスタＱ１はオン期間が非常に短いスイッチング動作を継続することになる。ここで、コンデンサＣ４の存在によって、駆動用トランジスタＱ３のベースに直流成分の電圧が加わるのが防止されており、スイッチングトランジスタＱ１のオン、オフ動作による脈動成分のみが駆動用トランジスタＱ３のベースに印加されることになる。そのため、駆動用トランジスタＱ３はスイッチングトランジスタＱ１がオフ状態の間、そのスイッチング動作（：オンデューティあるいは出力電圧）に応じてトランジスタＱ２のベース電流の流量を制御することになる。
【００１３】これによりトランジスタＱ２は非飽和領域で動作し、シリーズレギュレータに似た動作で出力電圧ＶO を一定に保つよう機能する。従って、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが高い場合には降圧コンバータとして機能し、全体としては昇降圧型のスイッチング電源となる。以上に述べたことから分かるように、図１に示す本発明の実施例では、必要とする出力電圧ＶO に対して入力電圧ＶINが低い場合、トランジスタＱ２は駆動用トランジスタＱ３によって動作が制御され、ＰＮＰ型トランジスタのＰＮ接合構造に基づく漏洩電流の発生が防止される。その結果、トランジスタＱ２（整流素子）に発生する損失を減少させることができ、高い電力変換効率の昇圧型のスイッチング電源装置とすることができる。また、コンデンサＣ４の作用により昇圧型のスイッチング電源装置を降圧型のスイッチング電源装置として動作させることができ、簡単に、広い入力電圧に対応できる昇降圧型のスイッチング電源とすることができる。
【００１４】ここで、トランジスタＱ２のベースに接続される抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の並列回路は、トランジスタＱ２のベース電流を制限する機能を果たし、トランジスタＱ２のベースとアースの間に存在すれば、駆動用トランジスタＱ３のコレクタ側でなくエミッタ側に設けても構わない。また、ダイオードＤ２は、トランジスタＱ２がターンオフする時に、ベース領域に蓄積された電荷の放電路を形成するものである。図１に示す回路においては、ダイオードＤ２のカソードはトランジスタＱ２のベースに直接接続しているが駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続しても効果は同じであり、駆動用トランジスタＱ３のコレクタ、エミッタ間に対して並列の電流路を構成するように設ければ良い。ただし、このダイオードＤ２は場合によっては回路から除かれることもある。
【００１５】図２には、本発明の別の実施例を示した。図２の回路は、図１の回路におけるダイオードＤ２に代えて、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路をトランジスタＱ２のベースとアース間に設けている。その他の回路構成は図１の回路と同一である。周知のように、トランジスタ素子のターンオンにはわずかな遅れ時間が存在する。同様に、駆動用トランジスタＱ３のターンオンに遅れ時間が存在するため、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフしてからトランジスタＱ２がオン状態となるまでの時間差が大きくなってしまうことになる。この時間差が大きくなると、スイッチングトランジスタＱ１のコレクタ、エミッタ間に入力電圧ＶINとフライバック電圧が合わさった高い電圧が加わるため、スイッチングトランジスタＱ１の損失及び電圧負荷が大きくなる。
【００１６】そこで、図２に示す回路ではトランジスタＱ２のベースに、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路を設けた。こうすることにより、トランジスタＱ２のエミッタの電圧が上昇した時、駆動用トランジスタＱ３がオフ状態であってもごく短い期間だけトランジスタＱ２のベースが正バイアスされる。従って、スイッチングトランジスタＱ１がターンオフしてからトランジスタＱ２がオン状態になるまでの時間差を縮小し、スイッチングトランジスタＱ１の損失を少なくしてスイッチング電源装置の電力変換効率を向上させることができる。図２に示す実施例において、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ６の直列回路の一端をトランジスタＱ２のベースに接続しているが、その一端を駆動用トランジスタＱ３のコレクタに接続しても良い。
【００１７】
【発明の効果】以上に述べたように本発明によるスイッチング電源装置は、整流素子にＰＮＰ型のトランジスタを使用し、そのトランジスタ整流素子は、トランジスタ整流素子とチョークコイルの接続点からコンデンサを介して制御信号を受け取る駆動用トランジスタによって、オン、オフ制御されることを特徴としている。これにより整流素子としてのトランジスタの損失を減少させることができ、高い電力変換効率のスイッチング電源装置を得ることができる。さらに回路構成としては昇圧チョッパ回路と同様でありながらも、容易に高効率の昇降圧型のスイッチング電源装置とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明によるスイッチング電源装置の実施例の回路図。
【図２】 本発明によるスイッチング電源装置の別の実施例の回路図。
【図３】 特願平４−１０５８０７号にて提案したスイッチング電源装置の回路図。
【符号の説明】
１ 入力端子
２ 出力端子
３ 制御回路
Ｑ１ スイッチングトランジスタ
Ｑ２ 整流素子としてのトランジスタ
Ｑ３ 駆動用トランジスタ
【特許請求の範囲】
【請求項１】 スイッチング素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、該フライバック電圧と入力電圧が合成された高い電圧を整流素子により整流し、さらに平滑して所定の直流電圧を得るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタよりなり、該インダクタンス要素と出力端子との間に設けられ、整流作用を担うトランジスタ整流素子、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりなり、該トランジスタ整流素子のベースとアース等の低電位点との間に接続され、該トランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トランジスタ該トランジスタ整流素子と前記インダクタンス要素の接続点と該駆動用トランジスタのベースとの間に接続され、該駆動用トランジスタのベースへオン、オフ制御信号を導くコンデンサ及び、該駆動用トランジスタのベースとアース等の低電位点との間に接続され、該コンデンサの放電路を形成する回路素子、を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】 前記回路素子が、アース等の低電位点から前記駆動用トランジスタのベースの方向を順方向としたダイオード素子であることを特徴とする、請求項１に記載したスイッチング電源装置。
【請求項３】 前記トランジスタ整流素子のベースに、抵抗とコンデンサの直列回路もしくはコンデンサによる、前記駆動用トランジスタの主電流路に並列する電流路を設けたことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載したスイッチング電源装置。
【請求項１】 スイッチング素子がターンオフした時にインダクタンス要素にフライバック電圧を発生させ、該フライバック電圧と入力電圧が合成された高い電圧を整流素子により整流し、さらに平滑して所定の直流電圧を得るスイッチング電源装置において、ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタよりなり、該インダクタンス要素と出力端子との間に設けられ、整流作用を担うトランジスタ整流素子、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタよりなり、該トランジスタ整流素子のベースとアース等の低電位点との間に接続され、該トランジスタ整流素子の動作を制御する駆動用トランジスタ該トランジスタ整流素子と前記インダクタンス要素の接続点と該駆動用トランジスタのベースとの間に接続され、該駆動用トランジスタのベースへオン、オフ制御信号を導くコンデンサ及び、該駆動用トランジスタのベースとアース等の低電位点との間に接続され、該コンデンサの放電路を形成する回路素子、を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】 前記回路素子が、アース等の低電位点から前記駆動用トランジスタのベースの方向を順方向としたダイオード素子であることを特徴とする、請求項１に記載したスイッチング電源装置。
【請求項３】 前記トランジスタ整流素子のベースに、抵抗とコンデンサの直列回路もしくはコンデンサによる、前記駆動用トランジスタの主電流路に並列する電流路を設けたことを特徴とする、請求項１あるいは請求項２に記載したスイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【特許番号】第２７６７７８２号
【登録日】平成１０年（１９９８）４月１０日
【発行日】平成１０年（１９９８）６月１８日
【国際特許分類】
【出願番号】特願平５−３０７５２０
【出願日】平成５年（１９９３）１１月１２日
【公開番号】特開平７−１４３７３９
【公開日】平成７年（１９９５）６月２日
【審査請求日】平成７年（１９９５）１２月２５日
【出願人】（０００００３０８９）東光株式会社 (243)
【参考文献】
【文献】特開 平５−２８４７３４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平１−２７０７６７（ＪＰ，Ａ）
【文献】実開 平５−６７１９０（ＪＰ，Ｕ）
【登録日】平成１０年（１９９８）４月１０日
【発行日】平成１０年（１９９８）６月１８日
【国際特許分類】
【出願日】平成５年（１９９３）１１月１２日
【公開番号】特開平７−１４３７３９
【公開日】平成７年（１９９５）６月２日
【審査請求日】平成７年（１９９５）１２月２５日
【出願人】（０００００３０８９）東光株式会社 (243)
【参考文献】
【文献】特開 平５−２８４７３４（ＪＰ，Ａ）
【文献】特開 平１−２７０７６７（ＪＰ，Ａ）
【文献】実開 平５−６７１９０（ＪＰ，Ｕ）
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