スプリアス測定装置及びそれを利用した受信装置，通信システム
【課題】通信周波数帯域内の複数のスプリアス強度をそれぞれ測定する。
【解決手段】通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，擬似雑音信号の周波数を部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，送信側で周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する。
【解決手段】通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，擬似雑音信号の周波数を部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，送信側で周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は，スプリアス測定装置及びそれを利用した受信装置，通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や携帯情報端末などの通信端末と基地局とを有する通信システムにおいて，周期的な矩形信号であるクロック信号に含まれる高調波成分（以下スプリアス）が，受信信号と干渉して，受信信号が劣化する。また，直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の場合，受信信号がスプリアスと干渉した結果，タイミング同期がとれなくなり，正常に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）できなくなる。
【０００３】
クロック信号の高調波成分であるスプリアスは，クロック周波数の逓倍の位置に発生し，クロック信号のデューティ比に依存して正弦波（ｓｉｎ）周期で変化する。したがって，デューティ比を適切に設定することで通信周波数帯域内のスプリアスを抑制することが提案されている。たとえば，特許文献１，２などである。
【０００４】
また，ＯＦＤＭ方式における改良例が特許文献３，４などに記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−４９５７６号公報
【特許文献２】特開２００９−４４２７１号公報
【特許文献３】特開２００６−２７９２５４号公報
【特許文献４】特開２００７−３２４７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら，スプリアスはｓｉｎ周期で変化するので，クロック信号のデューティ比を調整しても，周波数が隣接するスプリアスを同時に低減することは原理的にできない。一方で，ＯＦＤＭ方式などの複数のサブキャリアを多重化する通信方式の場合，その広い通信周波数帯域内には複数のスプリアスが存在している。そのため，単純にクロック信号のデューティ比を調整するだけでは，通信周波数帯域内のスプリアスのうち特に最大電力のスプリアスを低減することはできない。
【０００７】
そこで，本発明の目的は，通信周波数帯域内のスプリアスを抑制するための，スプリアス測定装置及びそれを利用した受信装置及び通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
スプリアス測定装置の第１の側面は，通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する。
【発明の効果】
【０００９】
第１の側面によれば，通信周波数領域内の各スプリアス強度を高精度に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】クロック信号の高調波成分のスペクトルを示す図である。
【図２】本実施の形態における通信システムの送信装置と受信装置を示す図である。
【図３】本実施の形態の受信装置での受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)とを説明する図である。
【図４】本実施の形態における受信装置内の部分相関測定部２２の構成図である。
【図５】部分相関同期パターン発生器２２０の構成図である。
【図６】部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。
【図７】部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。
【図８】PN信号の電力スペクトルの例を示す図である。
【図９】送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６の構成図である。
【図１０】受信装置の部分相関測定部２２内の相関値検出部２２４の構成図である。
【図１１】図１０の各積分器５０−１〜５０−Ｍの構成図である。
【図１２】数７の相関電圧Ｃｍ（τ）の一例を示す図である。
【図１３】部分相関測定部２２の詳細構成図である。
【図１４】スプリアス抑制制御部２２８の動作を示すフローチャート図である。
【図１５】クロックのデューティ比Ｄとスプリアス強度との関係例を示す図である。
【図１６】第３の実施の形態における部分相関測定部２２の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本実施の形態におけるスプリアス測定装置，それを使用した受信装置及び通信システムは，通信方式が直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を例にして説明する。しかし，後述するとおり，本実施の形態はＯＦＤＭ方式に限定されるものではない。
【００１２】
図１は，クロック信号の高調波成分（スプリアス）と通信周波数帯域との関係を示す図である。通信システムの受信装置は，周期的矩形信号であるクロック信号を使用して受信処理を行う。例えば，受信装置は，受信した高周波信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンミキサを有し，このダウンミキサは，受信した高周波信号にローカルクロックを乗算する。また，受信装置内のデジタル処理回路も，内部のシステムクロックに同期してデジタル処理を行う。
【００１３】
受信装置のうち，特に移動体通信端末は，機能の高度化と短小軽量化により，高密度に電子部品が実装され，端末自身の信号線から発生するスプリアスとの干渉により受信信号の劣化が無視できない。例えば，スプリアスとの干渉により受信信号のタイミング同期に時間がかかったり，受信信号の誤検出が発生したりすることで，スループットの低下を招いている。
【００１４】
そして，端末自身が発生するスプリアスの一例として，クロック信号の高調波成分がある。クロック周波数fc，デューティ比Dの場合，第ｎ次高調波成分（スプリアス）は，以下の数１の式になる。すなわち，クロック信号をフーリエ変換することで以下の高調波成分に分解される。
【００１５】
【数１】
【００１６】
そして，デューティ比DがD=1/2の場合は，第ｎ次高調波成分は，以下の数２の式になる。
【００１７】
【数２】
【００１８】
図１は，クロック信号の高調波成分のスペクトルを示す図である。横軸が周波数でクロック周波数fcのn倍であるnfcの次数nが示され，縦軸が信号の強度である。図１には，デューティ比Dが１／２，１／３，１／４の場合それぞれが示されている。前述の数１，２の式に示されるとおり，高周波成分（スプリアス）はクロック周波数fcの逓倍の位置に現れ，その強度はデューティ比Ｄと次数ｎに依存して変化する。たとえば，図１（１）のデューティ比D=１／２の場合は，ｎ＝２ｋ（ｋは正整数）の場合にスプリアス強度がゼロ，ｎ＝２ｋ−１の場合にピーク強度をとる。そして，ピーク強度はnfcに反比例して減衰する。
【００１９】
図１（２）のデューティ比D=１／３の場合は，ｎが３の倍数の場合にスプリアス強度がゼロになり，図１（３）のデューティ比D=１／４の場合は，ｎが４の倍数の場合にスプリアス強度がゼロになる。
【００２０】
例えば，通信周波数帯域が図１中に示した周波数39fcの狭帯域の場合は，デューティ比をD＝１／３に設定すれば，狭帯域内に現れる第３９次高調波が強度ゼロになる。したがって，通信周波数帯域がこのような狭帯域の場合は，そこに現れる高調波の強度がゼロになるデューティ比を選択することでクロック信号によるスプリアスの影響を抑制することができる。このように，通信端末のクロック周波数を変更することなくデューティ比を選択することで，スプリアス強度をゼロにすることができる。
【００２１】
しかし，前述したとおり，OFDM通信方式などの複数のサブキャリアを使用する通信方式では，通信周波数帯域が広く，図１に示された広帯域にあるとおり，その帯域内に複数のスプリアスが現れてしまう。したがって，それら複数のスプリアス強度をそれぞれ抽出して比較することは容易ではない。また，位相振幅変調が用いられる通信方式では，変調時に振幅が変調されるので，受信信号の強度にその変調成分が含まれスプリアス強度を測定することは困難である。
【００２２】
さらに，スプリアス強度を実測することなく，上記の数１，２の式に従ってスプリアス強度を求めて，最適なデューティ比に設定する方法では，次の問題がある。すなわち，隣接するスプリアスを共にゼロにすることはできないので，上記の方法は通信周波数帯域内に複数のスプリアスが存在する場合には適用できない。さらに，通信端末が移動体の場合は，ドップラーシフトの影響により受信周波数とスプリアス周波数の干渉位置がずれてしまい，数１，２の式による計算では最適なデューティ比を見つけることはできない。つまり，上記の方法は固定端末にしか適用できない。
【００２３】
［第１の実施の形態］
図２は，本実施の形態における通信システムの送信装置と受信装置を示す図である。送信装置ＴＸは，送信データを符号化する符号化処理部１０と，符号化されたデータをサブキャリアで変調してＩＤＦＴ処理するＩＤＦＴ処理部１２と，ＩＤＦＴされた時間領域信号SBS(t)を高周波にアップコンバートし増幅してアンテナから送出するＲＦ送信処理部１４とを有する。さらに，送信装置ＴＸは，プリアンブル期間において符号化データに代えて，部分相関同期パターンを生成してＩＤＦＴ処理部１２に出力する部分相関同期パターン発生器１６を有する。この部分相関同期パターン発生器１６については，後述する。
【００２４】
一方，図２の受信装置ＲＸは，受信した高周波信号を増幅しベースバンドにダウンコンバートするＲＦ受信処理部２０と，ベースバンドの受信時間領域信号S(t)と，図示しない部分相関同期パターンから生成した参照時間領域信号との相関値を測定し，最適なデューティ比を検出して設定する部分相関測定部２２とを有する。さらに，受信装置ＲＸは，ベースバンドの受信時間領域信号S(t)に基づいて周波数同期とタイミング同期をとる同期部２４と，受信時間領域信号S(t)をＤＦＴ処理して複数のサブキャリアからデータを復調するＤＦＴ処理部２６と，復調されたデータを復号化する復号処理部２８とを有する。
【００２５】
図３は，本実施の形態の受信装置での受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)とを説明する図である。図３は，受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)の周波数スペクトルを示す。横軸が周波数ｆに対応し，OFDMのベースバンドの時間領域信号の周波数帯域WBがM個の部分周波数領域W1〜WMに分割されている。この部分周波数領域W1〜WM内は，各領域内に多くとも１つのスプリアスSP１〜SPMが含まれ，さらに複数のサブキャリア（図示せず）が含まれるように分割される。すなわち，各部分周波数領域の帯域幅fwは，サブキャリアの周波数間隔fsc，スプリアスの周波数間隔fspとすると，次のとおりである。
fsc＜fw＜fsp
そして，第ｍ部分周波数領域Wmの帯域幅は，次のとおりである。
【００２６】
【数３】
【００２７】
つまり，第１〜M-1部分周波数領域W1〜WM-1の帯域幅は，それぞれfwである。例えば，クロック信号によるスプリアス強度を検出して抑制する例の場合は，帯域幅fwはクロック信号の周波数fcと等しくする。そのように帯域幅fwを設定することで，図１に示したクロック信号の高調波が最大で１つ各部分周波数領域内に存在することになる。そして，第M部分周波数領域WMの帯域幅は，通信周波数帯域WBから第１〜M-1部分周波数領域の帯域の合計（M-1）fwを減じた幅になる。
【００２８】
本実施の形態によれば，送信装置では，プリアンブル期間において，部分相関同期パターン発生器１６が，各部分周波数領域毎に異なる同期パターン（部分相関同期パターン）を生成し，その同期パターンをサブキャリアで変調し，IDFT処理部１２がIDFT処理によりそのサブキャリア信号を多重化して時間領域信号SBS(t)とし，それをRF処理後，送信する。この送信装置側の部分相関同期パターン発生器１６の構成については後述する。
【００２９】
一方，送信された時間領域信号は，受信装置ＲＸで受信され，ＲＦ受信処理部２０でＲＦ処理されてベースバンドの時間領域信号S(t)になる。この時間領域信号S(t)には，図３に示されるとおり，例えばクロック信号の高調波成分であるスプリアスSP1〜SPMが含まれる。前述したとおり，各部分周波数領域W1〜WM内には，１つ以下のスプリアスSP1〜SPMが含まれている。
【００３０】
そして，受信装置ＲＸでは，部分相関測定部２２が，第ｍ部分周波数領域Wm内のスプリアスの強度を検出するために，図３に示された参照用時間領域信号Rm(t)を生成する。この部分周波数領域Wmのための参照用時間領域信号Rm(t)は，部分周波数領域の帯域幅fwだけ高い電力を有する擬似雑音信号（PN信号: Pseudo Noise信号）を周波数ｍ＊ｆｗにアップコンバートし，そのPN信号をDFTして部分相関同期パターンを生成し，その部分相関同期パターンをIDFTした時間領域信号である。そして，部分相関測定部２２が，この受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値を測定し，第ｍ部分周波数領域Wm内のスプリアスSPmの強度を検出する。
【００３１】
後述する部分相関測定部２２の構成によりより明らかになるが，本実施の形態では，サンプル周波数2fwで擬似雑音信号（PN信号）を生成すると，PN信号は，その中心周波数を中心とする帯域幅fwの周波数だけが高い電力になる。このPN信号の周波数特性を利用して，送信装置ＴＸと受信装置ＲＸとで，同じ部分周波数領域Wmには同じPN信号から生成した同期パターン（周波数領域信号）を割当てて，その同期パターンをIDFTして時間領域信号を生成し，その各時間領域信号に対応する受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値を求めることで，その部分周波数領域Wmに含まれているスプリアスの強度を測定する。
【００３２】
この方法を利用することで，各部分周波数領域W1〜WM内にそれぞれ高々１つしか含まれていないスプリアスの強度を抽出することができる。そして，クロック信号のデューティ比Dを変更しながら，各デューティ比での最大スプリアス強度を測定し，その最大スプリアス強度が最小になるデューティ比を選択する。これにより，スプリアスを抑制したクロック信号のデューティ比で端末装置を動作させることができる。
【００３３】
図４は，本実施の形態における受信装置内の部分相関測定部２２の構成図である。部分相関測定部２２は，複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部２２０，２２２，２２４，２２６と，スプリアス測定部が測定したスプリアス強度に基づいて，最適なクロック信号のデューティ比を検出して設定するスプリアス抑制制御部２２８とを有する。
【００３４】
スプリアス測定部は，部分周波数領域Wmを特定する制御信号ｍに応じて，サンプル周波数2fwで生成したPN信号から部分周波数領域Wmの部分相関同期パターン{dn}mを生成する部分相関同期パターン発生器２２０と，部分同期パターン{dn}mをIDFTして参照時間領域信号Rm(t)を生成するIDFT部２２２と，受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値（相関電圧）を検出する相関値生成部２２４と，相関値（相関電圧）からスプリアスの強度を判定するスプリアス判定部２２６とを有する。スプリアス判定部２２６が検出したスプリアスSPmの強度は，スプリアス抑制制御部２２８に与えられる。
【００３５】
スプリアス抑制制御部２２８は，後で詳述するとおり，クロック信号の複数のデューティ比毎に，スプリアス測定部が測定した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比をクロック発生回路に設定する。
【００３６】
図５は，部分相関同期パターン発生器２２０の構成図である。図６，図７は，部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。部分相関同期パターン発生器２２０は，部分相関を取得するための同期パターンを発生する。部分相関同期パターン発生器２２０は，部分周波数領域W1〜WMの帯域幅fw(=fc)の周波数を有する基準クロックから，２倍に逓倍された周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１を生成するPLLシンセサイザ３０を有する。PLLシンセサイザ３０は，さらに，制御信号ｍに応じて基準クロックをｍ倍に逓倍した周波数mfw(=mfc)のクロック３０−２と，Ｍ倍に逓倍した周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３も生成する。
【００３７】
そして，部分相関同期パターン発生器２２０は，2fw(=2fc)の周波数を有するサンプルクロック３０−１に同期して擬似雑音信号３２−１を生成する擬似雑音信号発生器３２と，擬似雑音信号３２−１の周波数を被測定スプリアスを含む部分周波数領域WmにコンバートするミキサMIX1と，当該コンバートされた擬似雑音信号３２−２を周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３で直並列変換し、さらに直並列変換された当該信号に対し、周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３を使用通信システムのDFTポイント数で分周したクロックで離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターン{dn}mを発生するＤＦＴ部３４とを有する。擬似雑音信号発生器３２は，たとえば，ΔΣ変調器で構成される。
【００３８】
図７に示されるとおり，擬似雑音信号発生器３２が生成する擬似雑音信号（PN信号）３２−１は，周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１の立ち上がりエッジ毎に＋１または−１に変化するパルス信号である。したがって，PN信号３２−１は，1/2fwの周期で＋１，−１に変化する。そのため，図６に示されるとおり，PN信号３２−１のスペクトラムは，周波数帯域fw(=fc)で高い電力を有し，それ以外の周波数帯域では電力が低い。
【００３９】
そして，図６に示されるように，擬似雑音信号発生器３２により生成されたPN信号３２−１は，相関値をとるべき部分周波数領域Wmに対応する周波数mfw(=mfc)にアップコンバートされて，対応する周波数を中心とするPN信号３２−２に変換される。
【００４０】
DFT部３４は，部分周波数領域Wmに対応する周波数にコンバートされたPN信号３２−１を高速クロックMfw(=Mfc)によりDFT処理し，同期パターン{dn}mを生成する。つまり，時間領域信号であるPN信号３２−１が，周波数領域信号である同期パターン{dn}mに変換される。図７に示されるとおり，部分周波数領域Wmに対応するPN信号PNmは，一定の周期を有する擬似雑音信号であり，アップコンバートされDFT処理されることで，複数のサブチャネルの周波数毎に＋１，０，−１を有する同期パターン{dn}mに変換される。
【００４１】
本実施の形態では，送信装置と受信装置とが，各部分周波数領域Wmで同じ同期パターン{dn}mを使用することで，各部分周波数領域での相関値を別々に生成することができる。したがって，図７に示されるように，受信装置側の部分相関同期パターン発生器２２０は，擬似雑音（PN）信号発生器３２が連続して発生するPN信号を，一定周期（PN1〜PNm,PNm+1〜PNM）毎に順番にアップコンバートとDFT処理を行い，複数の部分周波数領域W1〜Wm,Wm+1〜WMに対応する同期パターン{dn}1〜{dn}m, {dn}m+1〜{dn}Mを生成する。そして，必要に応じて，注目する部分周波数領域Wmに対応する同期パターン{dn}mを出力する。
【００４２】
図４に示されるとおり，上記の同期パターン{dn}mは，IDFT部２２２により変調されIDFTされて，OFDM帯域内の複数のサブキャリアを多重化した参照用の時間領域信号Rm(t)が生成される。同期パターンが送信されるプリアンブル期間の変調方式を二位相偏移変調（BPSK: Binary Phase Shift Keying）とすると，同期パターン{dn}mのcos成分が多重化されるので，第ｍ部分周波数領域の周波数のみで構成される参照用時間領域信号Rm(t)は，次の数４の式の通りになる。
【００４３】
【数４】
【００４４】
ここで，第ｍ部分周波数領域に含まれるサブキャリア数をＮｍとし，第ｍ部分周波数領域内のサブキャリアの周波数は（（m-1）Ｎｍ+n）fsc（n＝１〜Ｎｍ）となっている。
【００４５】
図８は，PN信号の電力スペクトルの例を示す図である。これは，サンプルレート１MHzでPN信号発生器により発生したPN信号を３GHz帯にアップコンバートしたときの電力スペクトルである。図７に示したように，PN信号のシンボル長がクロックの周期fc(=fw)であるので，PN信号のサンプルレート1MHz（2fw(=2fc)）に対し，半分の５００KHz（fw(=fc)）の急峻な帯域幅をもつ電力スペクトルになっている。
【００４６】
図９は，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６の構成図である。送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，図７の受信装置内の部分相関測定部２２に設けられた部分相関同期パターン発生器２２０と同様の構成を有する。すなわち，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，部分周波数領域の帯域幅fw(=fc)の周波数を有するクロックから周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１と周波数mfw(=mfc)のクロック３０−２と周波数Mfw(Mfc)のクロック３０−３とを生成するPLLシンセサイザ３０を有する。さらに，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，サンプルクロック３０−１に基づいてPN信号を発生するPN信号発生器３２と，そのPN信号を周波数mfw(=mfc)アップコンバートするミキサMIX2と，そのアップコンバートされた時間領域の信号を周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３で直並列変換し、さらに直並列変換された当該信号に対し、周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３を使用通信システムのDFTポイント数で分周したクロックでDFTして部分周波数領域Wm内の同期パターン{dn}mを生成するDFT部３４とを有する。この同期パターン{dn}mは図７に示したとおり周波数領域信号である。
【００４７】
さらに，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，通信帯域内の全ての部分周波数領域の同期パターン{dn}1〜{dn}Mを蓄積してIDFT部１２に出力する送信パターン生成器３６を有する。この同期パターン{dn}1〜{dn}Mは，IDFT部１２でIDFTされて多重化された時間領域信号SBS(t)にされ，RF処理後に通信媒体に送出される。
【００４８】
この送出される時間領域信号SBS(t)は，数４の参照時間領域信号Rm(t)をｍ＝１〜Mで多重化したものと同等であるので，以下の数５のとおりである。
【００４９】
【数５】
【００５０】
この場合も，同期パターンが送信されるプリアンブル期間の変調方式はBPSKである。
【００５１】
上記のように，送信装置側では，全ての部分周波数領域の同期パターンが，IDFT部１２でIDFTされて多重化された時間領域信号SBS(t)にされ，RF処理後に通信媒体に送出される。そして，図４，５に示されるとおり，受信装置では，その受信した時間領域信号S(t)と，各部分周波数領域の同期パターン{dn}mをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)との相関値を求め，各部分周波数領域の信号強度を測定する。図７，８に示したように，PN信号は部分周波数領域の帯域fw(=fc)で大きな電力を有しそれ以外の帯域は電力が小さい。したがって，このPN信号から生成した参照時間領域信号Rm(t)を利用することで，受信する時間領域信号S(t)から各部分周波数領域Wmの帯域の信号強度を抽出することができる。
【００５２】
図１０は，受信装置の部分相関測定部２２内の相関値検出部２２４の構成図である。図４に示されるとおり，受信装置は， RF受信処理部２０で受信信号をベースバンドの時間領域信号S(t)に変換する。この受信時間領域信号S(t)は，数５に示した送信時間領域信号SBS(t)が伝送路を伝搬してきた信号である。さらに，受信時間領域信号S(t)には，受信装置のクロック信号などによるスプリアス成分が含まれている。そこで，伝搬路のチャネル行列を＾H(t)とし，スプリアスをDs(t)とすると，時刻ｔ＝０で送信された信号SBS(0)を時刻ｔで受信した受信時間領域信号S(t)は，次の数６のとおりである。
【００５３】
【数６】
【００５４】
図１０に示した相関値生成部２２４は，第１〜Mの部分周波数領域の相関値を並列に検出する。そのために，メモリ４０が，IDFT部２２２が生成する参照時間領域信号Rm(t)をｍ＝１〜Mについて予め格納しておく。そして，相関値生成部２２４は，第１〜Mの部分周波数領域の相関値をそれぞれ検出するM個の積分器５０−１〜５−Ｍを有する。各積分器５０−１〜５０−Ｍは，受信時間領域信号S(t)と，各部分周波数領域に対応する参照時間領域信号R1(t)〜RM(t)とを入力し，それぞれの相関値（相関電圧）C1(t)〜CM(t)を生成する。
【００５５】
図１１は，図１０の各積分器５０−１〜５０−Ｍの構成図である。積分器５０は，受信時間領域信号S(t)をそれぞれサンプル時間ｄｔずつ遅延させるフリップフロップＦＦと，それぞれ遅延したサンプル点での受信時間領域信号Ｓ（４ｄｔ−τ）〜Ｓ（ｄｔ−τ），Ｓ（−τ）と，参照時間領域信号Ｒｍ（４ｄｔ）〜Ｒｍ（０）とを乗算する乗算器ＭＩＸと，乗算値を累積する加算器５２とを有する。図１１の例では，サンプル点は４点であるが，この数に限定されず任意の適切なサンプル点にされるのが望ましい。
【００５６】
ここで，τは走査位相である。すなわち，各積分器５０−１〜５０−Ｍは，受信した受信信号領域信号Ｓ（ｔ）をサンプル点で走査しながら，走査対象の受信信号領域Ｓ（ｔ）と各部分周波数領域に対応した参照時間領域信号Ｒｍ（ｔ）との相関値Ｃｍを生成する。この相関値は，具体的には相関電圧である。
【００５７】
部分周波数領域中においてサブキャリアが複数あることに対し、スプリアス本数が１本以下であることから、受信時間領域信号Ｓ（ｔ）と参照時間領域信号Ｒｍ（ｔ）との相関電圧Ｃｍ（τ）は，急峻性のあるピークを持った次の数７，数８の式に縮約できる。
【００５８】
【数７】
【００５９】
【数８】
【００６０】
ここで，Ｉｍは第ｍ部分周波数領域の部分相関電圧の最大値，ｔｐは最大値のタイミング位置，Ａは伝搬路特性を考慮した同期パターンだけの理想的な部分相関電圧，Ｄｍは受信装置から発生したスプリアスによる相関電圧の変化分，Ｔｓは正規化定数である。また，数７の積分はｔ＝ｄｔ〜４ｄｔで行われる。
【００６１】
図１０に示した相関値生成部２２４は，全ての部分周波数領域の相関値（相関電圧）Ｃｍ（τ）を生成する。ただし，相関値生成部２２４は，一つの積分器５０を有していても良い。その場合は，単一の積分器５０が時分割で第１〜第Ｍの部分周波数領域の相関値Ｃｍ（τ）（ｍ＝１〜Ｍ）を順番に生成する。したがって，部分相関同期パターン発生部２２０は，順番に各部分周波数領域の同期パターン{dn}mを生成し，それをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)を相関値生成部２２４内の積分器に供給し，順番に相関電圧Ｃｍ（τ）が生成される。
【００６２】
図１２は，数７の相関電圧Ｃｍ（τ）の一例を示す図である。横軸は走査位相τ，縦軸は相関電圧Ｃｍ（τ）である。走査位相がｔｐの時に相関電圧Ｃｍ（ｔｐ）は最大値Ｉｍになる。したがって，数７の関数δは走査位相τがτ＝ｔｐの時に最大値Ｉｍをとる。
【００６３】
図１３は，部分相関測定部２２の詳細構成図である。図４の部分相関測定部２２と比較すると，図１３では，特にスプリアス抑制制御部２２８の構成が示されている。以下，上記の相関値生成部２２４が生成した各部分周波数領域の相関値Ｃｍ（ｔ）（ｍ＝１〜Ｍ）から，スプリアスを抽出するスプリアス判定部２２６の動作と，スプリアスを抑制できるデューティ比を検出するスプリアス抑制制御部２２８の動作について説明する。
【００６４】
スプリアス判定部２２６は，各部分周波数領域の相関値Ｉｍから，理想的な部分相関電圧Ａの推定値Ａ’を除去したスプリアスによる相関値の変動分Ｄ’ｍ＝Ｉｍ−Ａ’を求める。この推定値Ａ’は，たとえば，携帯電話通信の場合であれば，一般に雑音より受信信号が大きいので自動利得制御（ＡＧＣ）により検出した受信信号強度（ＲＳＳＩ：Reserved Signal Strength Indication）の平均値である。平均化することで受信信号強度からスプリアスの雑音成分が抑制または実質的に除去されるからである。このように相関値Ｉｍから推定値Ａ’を除去することで，ドップラーシフトや送受信間の周波数オフセットに起因して相関値Ｉｍが変動して，どの部分周波数領域のスプリアスが最大値になるかを正しく検出できなくすることができる。
【００６５】
このように，スプリアス判定部２２６は，各部分周波数領域において取得した相関電圧Ｃｍに対して，推定値Ａ’を除算した値の絶対値をスプリアス強度として保持し，全ての部分周波数領域のスプリアス強度のうち最大値を最大干渉スプリアスＪとしてスプリアス抑制制御部２２８に出力する。この最大干渉スプリアスＪは，次の数９の式に示されるとおりである。
【００６６】
【数９】
【００６７】
次に，スプリアスを抑制するクロックのデューティ比を検出するスプリアス抑制制御部２２８の動作について説明する。スプリアス抑制制御部２２８は，デューティ比制御部６０と，デューティ比を可変設定できるクロック発生器６２とを有し，デューティ比Ｄを０〜１の範囲で変更しながら，クロック発生器６２にそのデューティ比Ｄで周波数ｆｃのクロック信号ＣＬＫを生成させる。このクロック信号ＣＬＫは，受信装置内のクロックとして使用されると共に，部分相関同期パターン発生器２２０内のＰＬＬシンセサイザに基準クロックとして供給される。ＰＬＬシンセサイザは，基準クロックの立ち上がりエッジに基づいて動作するので，デューティ比Ｄが変更されても支障はない。
【００６８】
そして，各設定したデューティ比のクロック信号ＣＬＫによるスプリアスの最大干渉スプリアスＪを記憶し，最大干渉スプリアスＪが最も小さくなるデューティ比Ｄを検出する。そして，このデューティ比Ｄをクロック発生器６２に設定することで，通信周波数帯域内の最大スプリアスをより小さく抑制することができる。
【００６９】
図１４は，スプリアス抑制制御部２２８の動作を示すフローチャート図である。このスプリアス抑制制御部２２８内のデューティ比制御部６０は，ソフトウエアにより図１４の制御を行う。まず，受信装置の電源起動時などに最適なデューティ比を走査する走査プログラムが図示しないメモリから読み込まれる（Ｓ１０）。そして，受信を開始すると（Ｓ１２），デューティ比制御部６０は，クロック発生器６２に対して，デューティ比ＤをＤ＝０．５−ｎΔに設定する。nの初期値がｎ＝０であるので，最初のデューティ比はＤ＝０．５となる（Ｓ１４）。これにより，クロック発生器６２はデューティ比Ｄ＝０．５で周波数fc=fwのクロックＣＬＫを生成する（Ｓ１６）。
【００７０】
次に，このクロックＣＬＫに基づいて部分相関同期パターン発生器２２０が同期パターン{dn}mを生成し，相関値生成部２２４が同期パターン{dn}mをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)と，受信時間領域信号S(t)との相関値を生成し，スプリアス判定部２２６が各部分周波数領域毎のスプリアスの最大値Jを判定する（Ｓ１８）。そして，デューティ比ＤをＤ＝０．５−Δ（ｎ＝１）にして，上記の工程Ｓ１４，Ｓ１６，Ｓ１８を繰り返す。この繰り返しは，デューティ比Ｄが最小値Ｄｍｉｎ≒０になるまで行われる（Ｓ２０）。
【００７１】
図１５は，クロックのデューティ比Ｄとスプリアス強度との関係例を示す図である。これに示されるとおり，デューティ比Ｄ＝０〜０．５と，Ｄ＝０．５〜１．０とは対象な関係にある。したがって，上記のようにスプリアスが最小になるデューティ比Ｄを探索する場合は，デューティ比ＤをＤ＝０〜０．５またはＤ＝０．５〜１．０のいずれかの範囲で探索すればよい。図１４の例は，Ｄ＝０〜０．５で探索する例である。
【００７２】
図１４に戻り，全てのデューティ比Ｄでの最大干渉スプリアスＪのうち最も小さいＪに対応する最適デューティ比Ｄを決定し（Ｓ２２），その最適デューティ比Ｄをクロック発生器６２に設定する（Ｓ２４）。その結果，その後のクロックＣＬＫは，最大干渉スプリアスＪが最も小さいデューティ比に設定される。
【００７３】
この最適なデューティ比Ｄｏｐによる最大干渉スプリアスＪ（Ｄｏｐ）を基準に，その後の最大干渉スプリアスＪを監視し，あるデューティ比Ｄでの最大干渉スプリアスＪ（Ｄ）が，最適デューティ比Ｄｏｐでの最大干渉スプリアスＪ（Ｄｏｐ）と閾値Ｊｔｈ以上の差分を有することが検出されたら（Ｓ２８のＹＥＳ），工程Ｓ１４〜Ｓ２４を再度実行して，新たな最適なデューティ比Ｄｏｐを探索し，検出したデューティ比Ｄｏｐを再度設定する。
【００７４】
この常時最大干渉スプリアスＪを監視する理由は，たとえば，受信装置が移動体端末の場合に，ドップラーシフトにより受信信号の帯域が変化することで，通信周波数帯域内での最大干渉スプリアスＪが変動する場合があるからである。
【００７５】
［第２の実施の形態：スプリアス検出精度の向上］
数９の推定値Ａ’は，ノイズであるスプリアス強度が受信信号に比較して小さい場合に，前記の通りＡＧＣより検出したＲＳＳＩの平均値から求めることができる。しかし，スプリアス強度が大きく，受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場合には，上記の方法で推定値Ａ’を求めても，スプリアスの検出精度は高くならない。
【００７６】
そこで，第２の実施の形態では，スプリアス判定部２２６が，２回のプリアンブル期間を用いてスプリアスによる相関電圧Ｄｍを求める。まず，送信装置の同期パターン発生器が，１回目のプリアンブル期間では，ある同期パターン{dn}mをｍ＝１〜Mについて発生しIDFTして送信し，２回目のプリアンブル期間では，上記の同期パターン{dn}mを符号反転させた同期パターン/{dn}mをｍ＝１〜Mについて発生しIDFTして送信する。
【００７７】
それに対して受信装置では，相関値生成部が，１回目と２回目のプリアンブル期間でそれぞれ第ｍ部分周波数領域の相関値C(1)m，C(2)mを求める。その結果２回目の当該部分相関電圧の最大値I(2)mは，次の数１０のとおりになる。
【００７８】
【数１０】
【００７９】
そこで，１回目と２回目の部分相関電圧の最大値Ｉｍを加算して１／２にすることで，Ａを除去したスプリアス部分の部分相関電圧の最大値Ｉｍを求めることができる。この方法によれば，ＡＧＣの利得値から推定値Ａ’を求める必要がないので，特に，スプリアスが大きく，受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場合でも，スプリアス検出精度を高めることができる。
【００８０】
［第３の実施の形態：スプリアス検出精度の向上］
スプリアス強度が大きくなると干渉したスプリアスと受信信号との相対位相の影響が顕著になる。すなわち，数６のスプリアス成分Ｄｓ（ｔ）は，第ｍ部分周波数領域内に含まれるスプリアスの周波数をｆｓ，受信信号との相対位相をθｓとすると，次の数１１の式の通りになる。
【００８１】
【数１１】
【００８２】
この数１１の式から，スプリアス強度が大きい条件下では，干渉したスプリアスと受信信号の相対位相θｓの影響が顕著であることが理解できる。つまり，相対位相に応じてスプリアス成分Ｄｓ（ｔ）が変動する。
【００８３】
そこで，第３の実施の形態では，同期パターンを送信するプリアンブル期間の変調方式がＢＰＳＫであることを利用して，パターン部分相関測定部２２が，同相位相Ｉ側の相関値と，直交位相Ｑ側の相関値とを生成し，それぞれ生成した相関値を２乗して加算することで，相対位相θｓの成分を除去して，スプリアス強度Ｎｓのみを抽出する。
【００８４】
図１６は，第３の実施の形態における部分相関測定部２２の構成図である。この部分相関測定部２２は，相関値生成部２２４として同相位相Ｉ側２２４Ｉと直交位相Ｑ側２２４Ｑとを有する。それに対応して，同期パターンをＩＤＦＴするＩＤＦＴ部も，同相位相Ｉ側２２２Ｉと直交位相Ｑ側２２２Ｑとを有する。
ここで、受信時間領域信号Ｓ（ｔ）は同相位相Ｉ側２２４Ｉと直交位相Ｑ側２２４Ｑの両方に入力する。
【００８５】
一方，Ｉ−ＩＤＦＴ部２２２Ｉの参照時間領域信号ＲｍＩ（ｔ）は，同期パターンをcos成分として多重化し同相位相Ｉ側２２４Ｉに入力する。数式は数４と同じく数１２の通りとなる。
【００８６】
【数１２】
【００８７】
このとき相関値生成部(I) ２２４Ｉの出力値は走査位相(時間)τに対して数１３の数式の通りである。
【００８８】
【数１３】
【００８９】
そして，Ｑ−ＩＤＦＴ部２２２Ｑの参照時間領域信号ＲｍＩ（ｔ）は，同期パターンをsin成分として多重化し直交位相Ｑ側２２４Ｑに入力する。数式は数１４の通りとなる。
【００９０】
【数１４】
【００９１】
ここで数７の場合と同様に部分周波数領域のスプリアスの本数が１本以下であることに対しサブキャリアの本数が複数であるため、理想部分相関電圧Ａの相関ピークタイミングにおいて相関値生成部(I) ２２４Ｉ及び相関値生成部(Q) ２２４Ｑで急峻なピークを持った相関値が交互に得られる。特に相関値生成部(I) ２２４Ｉに着目した場合、相関値生成部（I）２２４Ｉの出力ＣＩ(τ)の最大値は次の数１５の通りである。
【００９２】
【数１５】
【００９３】
このとき同タイミングにおいて，相関値生成部（Q）２２４Ｑの出力値は次の数１６の通りである。
【００９４】
【数１６】
【００９５】
そして，スプリアス判定部２２６内のスプリアス強度計算部６０は，上記相関値生成部(I) ２２４Ｉの最大出力タイミング時の両部分相関値ＣＩ，ＣＱとスプリアス判定部６４から取得した推定値Ａ’とにより，以下の数１７の式のとおり相対位相θｓの成分を除去する。
【００９６】
【数１７】
【００９７】
数１７で求められたスプリアス強度Ｎｓ２は第ｍ部分周波数領域の相関電力であり，各部分周波数領域毎にメモリ６２に格納される。そして，スプリアス判定ユニット６４が全部分周波数領域での最大スプリアス強度Ｎｓ２を判定し，スプリアス抑制制御部２２８に出力する。それ以降の最適デューティ比を検出し，アップデートする制御動作は，図１４で説明した第１の実施の形態と同じである。
【００９８】
［第４の実施の形態］
上記第３の実施の形態では，推定値Ａ’を利用してＡを除去した。しかし，このＡは，前述の第２の実施の形態で説明した２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度を加算して１／２倍することで除去することができる。つまり，２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度CI(1)，CI(2)は，以下のとおりである。
【００９９】
【数１８】
【０１００】
【数１９】
【０１０１】
これを加算して１／２倍することで，ＣＩ＝Ｎｓ×sinθｓを求めることができる。
【０１０２】
したがって，第４の実施の形態では，スプリアス強度計算部６０が，上記の２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度から，ＣＩ＝Ｎｓ×sinθｓを求める。
【０１０３】
以上の通り，本実施の形態によれば，クロック信号の高調波などのスプリアス強度を高精度に検出することができ，それを利用して最大スプリアス強度を抑制できる最適なデューティ比を検出することができる。
【０１０４】
上記の実施の形態では，クロック信号の高調波信号によるスプリアスを測定し，最適なデューティ比を検出している。そのため，部分周波数領域の帯域fwをクロック信号の周波数fcに設定した。
【０１０５】
しかしながら，本実施の形態のスプリアス測定部２２０，２２２，２２４，２２６は，クロック信号の高調波以外のスプリアスにも適用可能であり，通信周波数領域内に離散的に存在するスプリアスそれぞれの強度を，ＰＮ信号から生成する同期パターンを利用して抽出することができる。その場合は，部分周波数領域の帯域fwは，各部分周波数領域Wm内に高々１つのスプリアス成分が存在するように設定される。このように，本実施の形態のスプリアス測定部は，任意のスプリアス成分の強度をそれぞれ測定することができる。
【０１０６】
また，本実施の形態は，ＯＦＤＭ方式を例にして説明した。ただし，直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ），直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ），単一キャリア周波数分割多重（ＳＣ−ＯＦＤＭ），単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式では，送信装置が，複数のサブキャリアである周波数領域信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域信号を生成し，アップコンバートして通信媒体に送出し，受信装置が，受信信号をダウンコンバートし，時間領域信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して複数の周波数領域信号を生成し，それぞれの信号を復調する。ＳＣ−ＯＦＤＭとＳＣ−ＦＤＭＡでは，上記に加えて，送信装置が時間領域信号を離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成し，送信装置が複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換して１つの時間領域信号を生成する。
【０１０７】
したがって，本実施の形態は，ＯＦＤＭ以外に，ＯＦＤＭＡ，ＳＣ−ＯＦＤＭ，ＳＣ−ＯＦＤＭＡのいずれの通信方式でも適用可能である。
【０１０８】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【０１０９】
（付記１）
通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有するスプリアス測定装置。
【０１１０】
（付記２）
付記１において，
前記スプリアス判定部は，第１の期間で前記相関値生成部が生成する第１の相関値と，前記第１の期間の前記送信同期パターンの符号を反転させた符号反転送信同期パターンをＩＤＦＴして送信される第２の期間で前記相関値生成部が生成する第２の相関値とを加算して，前記スプリアスを抽出するスプリアス測定装置。
【０１１１】
（付記３）
付記１において，
前記ＩＤＦＴ部は，前記部分相関同期パターンの同相成分をＩＤＦＴして同相参照時間領域信号を生成する同相ＩＤＦＴ部と，前記部分相関同期パターンの直交位相成分をＩＤＦＴして直交位相参照時間領域信号を生成する直交位相ＩＤＦＴ部とを有し，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と前記同相参照時間領域信号との乗算値を積分して同相相関値を生成する同相相関値生成部と，前記受信時間領域信号と前記直交位相参照時間領域信号との乗算値を積分して直交位相相関値を生成する直交位相相関値生成部とを有し，
前記スプリアス判定部は，前記同相相関値と前記直交位相相関値とをそれぞれ二乗して加算して，前記スプリアスによる相関電力を求めるスプリアス測定装置。
【０１１２】
（付記４）
付記１において，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と，前記部分相関同期パターン発生器が前記複数の部分周波数領域毎に生成した複数の参照時間領域信号とを乗算し，当該乗算値を積分して，前記複数の部分周波数領域毎の相関値を生成する複数の積分器を有し，
前記受信時間領域信号は，送信装置にて前記複数の部分周波数領域それぞれに周波数変換された複数の擬似雑音信号をそれぞれＤＦＴして得られた複数の送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された信号であるスプリアス測定装置。
【０１１３】
（付記５）
受信時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
設定されたデューティ比でクロック信号を生成するクロック発生回路と，
通信周波数帯域を区分した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部と，
前記クロック信号の複数のデューティ比毎に，前記スプリアス測定部が測定した前記複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，前記複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比を前記クロック発生回路に設定するスプリアス抑制制御部とを有する受信装置。
【０１１４】
（付記６）
付記５において，
前記スプリアス測定部は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する受信装置。
【０１１５】
（付記７）
付記５において，
前記部分周波数領域は，前記クロック信号の単一の高調波成分を有する周波数領域に設定される受信装置。
【０１１６】
（付記８）
付記５，６，７のいずれかの受信装置と，
前記受信時間領域信号を送信する送信装置とを有し，
前記送信装置は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する送信側擬似雑音信号発生器と，前記送信側擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域に周波数変換する送信側ミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して送信側部分相関同期パターンを発生する送信側ＤＦＴ部とを有する送信側部分相関同期パターン発生器と，
前記送信側部分相関同期パターンをＩＤＦＴして送信時間領域信号を生成する送信側ＩＤＦＴ部とを有し，
前記送信装置から送信された前記送信時間領域信号が，前記受信装置で前記受信時間領域信号として受信される通信システム。
【符号の説明】
【０１１７】
ｆｃ：クロック周波数 ｆｓｃ：サブキャリア周波数
ＦＷ：通信周波数帯域 ｆｗ（＝ｆｃ）：部分周波数領域の帯域幅
Ｗ１〜ＷＭ：複数の部分周波数領域 ＳＰ：スプリアス
Ｄ：デューティ比 Ｄｍ：スプリアス
ｄｎ，｛ｄｎ｝ｍ：同期パターン
【技術分野】
【０００１】
本発明は，スプリアス測定装置及びそれを利用した受信装置，通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や携帯情報端末などの通信端末と基地局とを有する通信システムにおいて，周期的な矩形信号であるクロック信号に含まれる高調波成分（以下スプリアス）が，受信信号と干渉して，受信信号が劣化する。また，直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式の場合，受信信号がスプリアスと干渉した結果，タイミング同期がとれなくなり，正常に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）できなくなる。
【０００３】
クロック信号の高調波成分であるスプリアスは，クロック周波数の逓倍の位置に発生し，クロック信号のデューティ比に依存して正弦波（ｓｉｎ）周期で変化する。したがって，デューティ比を適切に設定することで通信周波数帯域内のスプリアスを抑制することが提案されている。たとえば，特許文献１，２などである。
【０００４】
また，ＯＦＤＭ方式における改良例が特許文献３，４などに記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０００−４９５７６号公報
【特許文献２】特開２００９−４４２７１号公報
【特許文献３】特開２００６−２７９２５４号公報
【特許文献４】特開２００７−３２４７０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら，スプリアスはｓｉｎ周期で変化するので，クロック信号のデューティ比を調整しても，周波数が隣接するスプリアスを同時に低減することは原理的にできない。一方で，ＯＦＤＭ方式などの複数のサブキャリアを多重化する通信方式の場合，その広い通信周波数帯域内には複数のスプリアスが存在している。そのため，単純にクロック信号のデューティ比を調整するだけでは，通信周波数帯域内のスプリアスのうち特に最大電力のスプリアスを低減することはできない。
【０００７】
そこで，本発明の目的は，通信周波数帯域内のスプリアスを抑制するための，スプリアス測定装置及びそれを利用した受信装置及び通信システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
スプリアス測定装置の第１の側面は，通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する。
【発明の効果】
【０００９】
第１の側面によれば，通信周波数領域内の各スプリアス強度を高精度に測定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】クロック信号の高調波成分のスペクトルを示す図である。
【図２】本実施の形態における通信システムの送信装置と受信装置を示す図である。
【図３】本実施の形態の受信装置での受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)とを説明する図である。
【図４】本実施の形態における受信装置内の部分相関測定部２２の構成図である。
【図５】部分相関同期パターン発生器２２０の構成図である。
【図６】部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。
【図７】部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。
【図８】PN信号の電力スペクトルの例を示す図である。
【図９】送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６の構成図である。
【図１０】受信装置の部分相関測定部２２内の相関値検出部２２４の構成図である。
【図１１】図１０の各積分器５０−１〜５０−Ｍの構成図である。
【図１２】数７の相関電圧Ｃｍ（τ）の一例を示す図である。
【図１３】部分相関測定部２２の詳細構成図である。
【図１４】スプリアス抑制制御部２２８の動作を示すフローチャート図である。
【図１５】クロックのデューティ比Ｄとスプリアス強度との関係例を示す図である。
【図１６】第３の実施の形態における部分相関測定部２２の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本実施の形態におけるスプリアス測定装置，それを使用した受信装置及び通信システムは，通信方式が直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を例にして説明する。しかし，後述するとおり，本実施の形態はＯＦＤＭ方式に限定されるものではない。
【００１２】
図１は，クロック信号の高調波成分（スプリアス）と通信周波数帯域との関係を示す図である。通信システムの受信装置は，周期的矩形信号であるクロック信号を使用して受信処理を行う。例えば，受信装置は，受信した高周波信号をベースバンドにダウンコンバートするダウンミキサを有し，このダウンミキサは，受信した高周波信号にローカルクロックを乗算する。また，受信装置内のデジタル処理回路も，内部のシステムクロックに同期してデジタル処理を行う。
【００１３】
受信装置のうち，特に移動体通信端末は，機能の高度化と短小軽量化により，高密度に電子部品が実装され，端末自身の信号線から発生するスプリアスとの干渉により受信信号の劣化が無視できない。例えば，スプリアスとの干渉により受信信号のタイミング同期に時間がかかったり，受信信号の誤検出が発生したりすることで，スループットの低下を招いている。
【００１４】
そして，端末自身が発生するスプリアスの一例として，クロック信号の高調波成分がある。クロック周波数fc，デューティ比Dの場合，第ｎ次高調波成分（スプリアス）は，以下の数１の式になる。すなわち，クロック信号をフーリエ変換することで以下の高調波成分に分解される。
【００１５】
【数１】
【００１６】
そして，デューティ比DがD=1/2の場合は，第ｎ次高調波成分は，以下の数２の式になる。
【００１７】
【数２】
【００１８】
図１は，クロック信号の高調波成分のスペクトルを示す図である。横軸が周波数でクロック周波数fcのn倍であるnfcの次数nが示され，縦軸が信号の強度である。図１には，デューティ比Dが１／２，１／３，１／４の場合それぞれが示されている。前述の数１，２の式に示されるとおり，高周波成分（スプリアス）はクロック周波数fcの逓倍の位置に現れ，その強度はデューティ比Ｄと次数ｎに依存して変化する。たとえば，図１（１）のデューティ比D=１／２の場合は，ｎ＝２ｋ（ｋは正整数）の場合にスプリアス強度がゼロ，ｎ＝２ｋ−１の場合にピーク強度をとる。そして，ピーク強度はnfcに反比例して減衰する。
【００１９】
図１（２）のデューティ比D=１／３の場合は，ｎが３の倍数の場合にスプリアス強度がゼロになり，図１（３）のデューティ比D=１／４の場合は，ｎが４の倍数の場合にスプリアス強度がゼロになる。
【００２０】
例えば，通信周波数帯域が図１中に示した周波数39fcの狭帯域の場合は，デューティ比をD＝１／３に設定すれば，狭帯域内に現れる第３９次高調波が強度ゼロになる。したがって，通信周波数帯域がこのような狭帯域の場合は，そこに現れる高調波の強度がゼロになるデューティ比を選択することでクロック信号によるスプリアスの影響を抑制することができる。このように，通信端末のクロック周波数を変更することなくデューティ比を選択することで，スプリアス強度をゼロにすることができる。
【００２１】
しかし，前述したとおり，OFDM通信方式などの複数のサブキャリアを使用する通信方式では，通信周波数帯域が広く，図１に示された広帯域にあるとおり，その帯域内に複数のスプリアスが現れてしまう。したがって，それら複数のスプリアス強度をそれぞれ抽出して比較することは容易ではない。また，位相振幅変調が用いられる通信方式では，変調時に振幅が変調されるので，受信信号の強度にその変調成分が含まれスプリアス強度を測定することは困難である。
【００２２】
さらに，スプリアス強度を実測することなく，上記の数１，２の式に従ってスプリアス強度を求めて，最適なデューティ比に設定する方法では，次の問題がある。すなわち，隣接するスプリアスを共にゼロにすることはできないので，上記の方法は通信周波数帯域内に複数のスプリアスが存在する場合には適用できない。さらに，通信端末が移動体の場合は，ドップラーシフトの影響により受信周波数とスプリアス周波数の干渉位置がずれてしまい，数１，２の式による計算では最適なデューティ比を見つけることはできない。つまり，上記の方法は固定端末にしか適用できない。
【００２３】
［第１の実施の形態］
図２は，本実施の形態における通信システムの送信装置と受信装置を示す図である。送信装置ＴＸは，送信データを符号化する符号化処理部１０と，符号化されたデータをサブキャリアで変調してＩＤＦＴ処理するＩＤＦＴ処理部１２と，ＩＤＦＴされた時間領域信号SBS(t)を高周波にアップコンバートし増幅してアンテナから送出するＲＦ送信処理部１４とを有する。さらに，送信装置ＴＸは，プリアンブル期間において符号化データに代えて，部分相関同期パターンを生成してＩＤＦＴ処理部１２に出力する部分相関同期パターン発生器１６を有する。この部分相関同期パターン発生器１６については，後述する。
【００２４】
一方，図２の受信装置ＲＸは，受信した高周波信号を増幅しベースバンドにダウンコンバートするＲＦ受信処理部２０と，ベースバンドの受信時間領域信号S(t)と，図示しない部分相関同期パターンから生成した参照時間領域信号との相関値を測定し，最適なデューティ比を検出して設定する部分相関測定部２２とを有する。さらに，受信装置ＲＸは，ベースバンドの受信時間領域信号S(t)に基づいて周波数同期とタイミング同期をとる同期部２４と，受信時間領域信号S(t)をＤＦＴ処理して複数のサブキャリアからデータを復調するＤＦＴ処理部２６と，復調されたデータを復号化する復号処理部２８とを有する。
【００２５】
図３は，本実施の形態の受信装置での受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)とを説明する図である。図３は，受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)の周波数スペクトルを示す。横軸が周波数ｆに対応し，OFDMのベースバンドの時間領域信号の周波数帯域WBがM個の部分周波数領域W1〜WMに分割されている。この部分周波数領域W1〜WM内は，各領域内に多くとも１つのスプリアスSP１〜SPMが含まれ，さらに複数のサブキャリア（図示せず）が含まれるように分割される。すなわち，各部分周波数領域の帯域幅fwは，サブキャリアの周波数間隔fsc，スプリアスの周波数間隔fspとすると，次のとおりである。
fsc＜fw＜fsp
そして，第ｍ部分周波数領域Wmの帯域幅は，次のとおりである。
【００２６】
【数３】
【００２７】
つまり，第１〜M-1部分周波数領域W1〜WM-1の帯域幅は，それぞれfwである。例えば，クロック信号によるスプリアス強度を検出して抑制する例の場合は，帯域幅fwはクロック信号の周波数fcと等しくする。そのように帯域幅fwを設定することで，図１に示したクロック信号の高調波が最大で１つ各部分周波数領域内に存在することになる。そして，第M部分周波数領域WMの帯域幅は，通信周波数帯域WBから第１〜M-1部分周波数領域の帯域の合計（M-1）fwを減じた幅になる。
【００２８】
本実施の形態によれば，送信装置では，プリアンブル期間において，部分相関同期パターン発生器１６が，各部分周波数領域毎に異なる同期パターン（部分相関同期パターン）を生成し，その同期パターンをサブキャリアで変調し，IDFT処理部１２がIDFT処理によりそのサブキャリア信号を多重化して時間領域信号SBS(t)とし，それをRF処理後，送信する。この送信装置側の部分相関同期パターン発生器１６の構成については後述する。
【００２９】
一方，送信された時間領域信号は，受信装置ＲＸで受信され，ＲＦ受信処理部２０でＲＦ処理されてベースバンドの時間領域信号S(t)になる。この時間領域信号S(t)には，図３に示されるとおり，例えばクロック信号の高調波成分であるスプリアスSP1〜SPMが含まれる。前述したとおり，各部分周波数領域W1〜WM内には，１つ以下のスプリアスSP1〜SPMが含まれている。
【００３０】
そして，受信装置ＲＸでは，部分相関測定部２２が，第ｍ部分周波数領域Wm内のスプリアスの強度を検出するために，図３に示された参照用時間領域信号Rm(t)を生成する。この部分周波数領域Wmのための参照用時間領域信号Rm(t)は，部分周波数領域の帯域幅fwだけ高い電力を有する擬似雑音信号（PN信号: Pseudo Noise信号）を周波数ｍ＊ｆｗにアップコンバートし，そのPN信号をDFTして部分相関同期パターンを生成し，その部分相関同期パターンをIDFTした時間領域信号である。そして，部分相関測定部２２が，この受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値を測定し，第ｍ部分周波数領域Wm内のスプリアスSPmの強度を検出する。
【００３１】
後述する部分相関測定部２２の構成によりより明らかになるが，本実施の形態では，サンプル周波数2fwで擬似雑音信号（PN信号）を生成すると，PN信号は，その中心周波数を中心とする帯域幅fwの周波数だけが高い電力になる。このPN信号の周波数特性を利用して，送信装置ＴＸと受信装置ＲＸとで，同じ部分周波数領域Wmには同じPN信号から生成した同期パターン（周波数領域信号）を割当てて，その同期パターンをIDFTして時間領域信号を生成し，その各時間領域信号に対応する受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値を求めることで，その部分周波数領域Wmに含まれているスプリアスの強度を測定する。
【００３２】
この方法を利用することで，各部分周波数領域W1〜WM内にそれぞれ高々１つしか含まれていないスプリアスの強度を抽出することができる。そして，クロック信号のデューティ比Dを変更しながら，各デューティ比での最大スプリアス強度を測定し，その最大スプリアス強度が最小になるデューティ比を選択する。これにより，スプリアスを抑制したクロック信号のデューティ比で端末装置を動作させることができる。
【００３３】
図４は，本実施の形態における受信装置内の部分相関測定部２２の構成図である。部分相関測定部２２は，複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部２２０，２２２，２２４，２２６と，スプリアス測定部が測定したスプリアス強度に基づいて，最適なクロック信号のデューティ比を検出して設定するスプリアス抑制制御部２２８とを有する。
【００３４】
スプリアス測定部は，部分周波数領域Wmを特定する制御信号ｍに応じて，サンプル周波数2fwで生成したPN信号から部分周波数領域Wmの部分相関同期パターン{dn}mを生成する部分相関同期パターン発生器２２０と，部分同期パターン{dn}mをIDFTして参照時間領域信号Rm(t)を生成するIDFT部２２２と，受信時間領域信号S(t)と参照時間領域信号Rm(t)との相関値（相関電圧）を検出する相関値生成部２２４と，相関値（相関電圧）からスプリアスの強度を判定するスプリアス判定部２２６とを有する。スプリアス判定部２２６が検出したスプリアスSPmの強度は，スプリアス抑制制御部２２８に与えられる。
【００３５】
スプリアス抑制制御部２２８は，後で詳述するとおり，クロック信号の複数のデューティ比毎に，スプリアス測定部が測定した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比をクロック発生回路に設定する。
【００３６】
図５は，部分相関同期パターン発生器２２０の構成図である。図６，図７は，部分相関同期パターン発生器２２０の動作を説明する図である。部分相関同期パターン発生器２２０は，部分相関を取得するための同期パターンを発生する。部分相関同期パターン発生器２２０は，部分周波数領域W1〜WMの帯域幅fw(=fc)の周波数を有する基準クロックから，２倍に逓倍された周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１を生成するPLLシンセサイザ３０を有する。PLLシンセサイザ３０は，さらに，制御信号ｍに応じて基準クロックをｍ倍に逓倍した周波数mfw(=mfc)のクロック３０−２と，Ｍ倍に逓倍した周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３も生成する。
【００３７】
そして，部分相関同期パターン発生器２２０は，2fw(=2fc)の周波数を有するサンプルクロック３０−１に同期して擬似雑音信号３２−１を生成する擬似雑音信号発生器３２と，擬似雑音信号３２−１の周波数を被測定スプリアスを含む部分周波数領域WmにコンバートするミキサMIX1と，当該コンバートされた擬似雑音信号３２−２を周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３で直並列変換し、さらに直並列変換された当該信号に対し、周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３を使用通信システムのDFTポイント数で分周したクロックで離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターン{dn}mを発生するＤＦＴ部３４とを有する。擬似雑音信号発生器３２は，たとえば，ΔΣ変調器で構成される。
【００３８】
図７に示されるとおり，擬似雑音信号発生器３２が生成する擬似雑音信号（PN信号）３２−１は，周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１の立ち上がりエッジ毎に＋１または−１に変化するパルス信号である。したがって，PN信号３２−１は，1/2fwの周期で＋１，−１に変化する。そのため，図６に示されるとおり，PN信号３２−１のスペクトラムは，周波数帯域fw(=fc)で高い電力を有し，それ以外の周波数帯域では電力が低い。
【００３９】
そして，図６に示されるように，擬似雑音信号発生器３２により生成されたPN信号３２−１は，相関値をとるべき部分周波数領域Wmに対応する周波数mfw(=mfc)にアップコンバートされて，対応する周波数を中心とするPN信号３２−２に変換される。
【００４０】
DFT部３４は，部分周波数領域Wmに対応する周波数にコンバートされたPN信号３２−１を高速クロックMfw(=Mfc)によりDFT処理し，同期パターン{dn}mを生成する。つまり，時間領域信号であるPN信号３２−１が，周波数領域信号である同期パターン{dn}mに変換される。図７に示されるとおり，部分周波数領域Wmに対応するPN信号PNmは，一定の周期を有する擬似雑音信号であり，アップコンバートされDFT処理されることで，複数のサブチャネルの周波数毎に＋１，０，−１を有する同期パターン{dn}mに変換される。
【００４１】
本実施の形態では，送信装置と受信装置とが，各部分周波数領域Wmで同じ同期パターン{dn}mを使用することで，各部分周波数領域での相関値を別々に生成することができる。したがって，図７に示されるように，受信装置側の部分相関同期パターン発生器２２０は，擬似雑音（PN）信号発生器３２が連続して発生するPN信号を，一定周期（PN1〜PNm,PNm+1〜PNM）毎に順番にアップコンバートとDFT処理を行い，複数の部分周波数領域W1〜Wm,Wm+1〜WMに対応する同期パターン{dn}1〜{dn}m, {dn}m+1〜{dn}Mを生成する。そして，必要に応じて，注目する部分周波数領域Wmに対応する同期パターン{dn}mを出力する。
【００４２】
図４に示されるとおり，上記の同期パターン{dn}mは，IDFT部２２２により変調されIDFTされて，OFDM帯域内の複数のサブキャリアを多重化した参照用の時間領域信号Rm(t)が生成される。同期パターンが送信されるプリアンブル期間の変調方式を二位相偏移変調（BPSK: Binary Phase Shift Keying）とすると，同期パターン{dn}mのcos成分が多重化されるので，第ｍ部分周波数領域の周波数のみで構成される参照用時間領域信号Rm(t)は，次の数４の式の通りになる。
【００４３】
【数４】
【００４４】
ここで，第ｍ部分周波数領域に含まれるサブキャリア数をＮｍとし，第ｍ部分周波数領域内のサブキャリアの周波数は（（m-1）Ｎｍ+n）fsc（n＝１〜Ｎｍ）となっている。
【００４５】
図８は，PN信号の電力スペクトルの例を示す図である。これは，サンプルレート１MHzでPN信号発生器により発生したPN信号を３GHz帯にアップコンバートしたときの電力スペクトルである。図７に示したように，PN信号のシンボル長がクロックの周期fc(=fw)であるので，PN信号のサンプルレート1MHz（2fw(=2fc)）に対し，半分の５００KHz（fw(=fc)）の急峻な帯域幅をもつ電力スペクトルになっている。
【００４６】
図９は，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６の構成図である。送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，図７の受信装置内の部分相関測定部２２に設けられた部分相関同期パターン発生器２２０と同様の構成を有する。すなわち，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，部分周波数領域の帯域幅fw(=fc)の周波数を有するクロックから周波数2fw(=2fc)のサンプルクロック３０−１と周波数mfw(=mfc)のクロック３０−２と周波数Mfw(Mfc)のクロック３０−３とを生成するPLLシンセサイザ３０を有する。さらに，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，サンプルクロック３０−１に基づいてPN信号を発生するPN信号発生器３２と，そのPN信号を周波数mfw(=mfc)アップコンバートするミキサMIX2と，そのアップコンバートされた時間領域の信号を周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３で直並列変換し、さらに直並列変換された当該信号に対し、周波数Mfw(=Mfc)のクロック３０−３を使用通信システムのDFTポイント数で分周したクロックでDFTして部分周波数領域Wm内の同期パターン{dn}mを生成するDFT部３４とを有する。この同期パターン{dn}mは図７に示したとおり周波数領域信号である。
【００４７】
さらに，送信装置内の部分相関同期パターン発生器１６は，通信帯域内の全ての部分周波数領域の同期パターン{dn}1〜{dn}Mを蓄積してIDFT部１２に出力する送信パターン生成器３６を有する。この同期パターン{dn}1〜{dn}Mは，IDFT部１２でIDFTされて多重化された時間領域信号SBS(t)にされ，RF処理後に通信媒体に送出される。
【００４８】
この送出される時間領域信号SBS(t)は，数４の参照時間領域信号Rm(t)をｍ＝１〜Mで多重化したものと同等であるので，以下の数５のとおりである。
【００４９】
【数５】
【００５０】
この場合も，同期パターンが送信されるプリアンブル期間の変調方式はBPSKである。
【００５１】
上記のように，送信装置側では，全ての部分周波数領域の同期パターンが，IDFT部１２でIDFTされて多重化された時間領域信号SBS(t)にされ，RF処理後に通信媒体に送出される。そして，図４，５に示されるとおり，受信装置では，その受信した時間領域信号S(t)と，各部分周波数領域の同期パターン{dn}mをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)との相関値を求め，各部分周波数領域の信号強度を測定する。図７，８に示したように，PN信号は部分周波数領域の帯域fw(=fc)で大きな電力を有しそれ以外の帯域は電力が小さい。したがって，このPN信号から生成した参照時間領域信号Rm(t)を利用することで，受信する時間領域信号S(t)から各部分周波数領域Wmの帯域の信号強度を抽出することができる。
【００５２】
図１０は，受信装置の部分相関測定部２２内の相関値検出部２２４の構成図である。図４に示されるとおり，受信装置は， RF受信処理部２０で受信信号をベースバンドの時間領域信号S(t)に変換する。この受信時間領域信号S(t)は，数５に示した送信時間領域信号SBS(t)が伝送路を伝搬してきた信号である。さらに，受信時間領域信号S(t)には，受信装置のクロック信号などによるスプリアス成分が含まれている。そこで，伝搬路のチャネル行列を＾H(t)とし，スプリアスをDs(t)とすると，時刻ｔ＝０で送信された信号SBS(0)を時刻ｔで受信した受信時間領域信号S(t)は，次の数６のとおりである。
【００５３】
【数６】
【００５４】
図１０に示した相関値生成部２２４は，第１〜Mの部分周波数領域の相関値を並列に検出する。そのために，メモリ４０が，IDFT部２２２が生成する参照時間領域信号Rm(t)をｍ＝１〜Mについて予め格納しておく。そして，相関値生成部２２４は，第１〜Mの部分周波数領域の相関値をそれぞれ検出するM個の積分器５０−１〜５−Ｍを有する。各積分器５０−１〜５０−Ｍは，受信時間領域信号S(t)と，各部分周波数領域に対応する参照時間領域信号R1(t)〜RM(t)とを入力し，それぞれの相関値（相関電圧）C1(t)〜CM(t)を生成する。
【００５５】
図１１は，図１０の各積分器５０−１〜５０−Ｍの構成図である。積分器５０は，受信時間領域信号S(t)をそれぞれサンプル時間ｄｔずつ遅延させるフリップフロップＦＦと，それぞれ遅延したサンプル点での受信時間領域信号Ｓ（４ｄｔ−τ）〜Ｓ（ｄｔ−τ），Ｓ（−τ）と，参照時間領域信号Ｒｍ（４ｄｔ）〜Ｒｍ（０）とを乗算する乗算器ＭＩＸと，乗算値を累積する加算器５２とを有する。図１１の例では，サンプル点は４点であるが，この数に限定されず任意の適切なサンプル点にされるのが望ましい。
【００５６】
ここで，τは走査位相である。すなわち，各積分器５０−１〜５０−Ｍは，受信した受信信号領域信号Ｓ（ｔ）をサンプル点で走査しながら，走査対象の受信信号領域Ｓ（ｔ）と各部分周波数領域に対応した参照時間領域信号Ｒｍ（ｔ）との相関値Ｃｍを生成する。この相関値は，具体的には相関電圧である。
【００５７】
部分周波数領域中においてサブキャリアが複数あることに対し、スプリアス本数が１本以下であることから、受信時間領域信号Ｓ（ｔ）と参照時間領域信号Ｒｍ（ｔ）との相関電圧Ｃｍ（τ）は，急峻性のあるピークを持った次の数７，数８の式に縮約できる。
【００５８】
【数７】
【００５９】
【数８】
【００６０】
ここで，Ｉｍは第ｍ部分周波数領域の部分相関電圧の最大値，ｔｐは最大値のタイミング位置，Ａは伝搬路特性を考慮した同期パターンだけの理想的な部分相関電圧，Ｄｍは受信装置から発生したスプリアスによる相関電圧の変化分，Ｔｓは正規化定数である。また，数７の積分はｔ＝ｄｔ〜４ｄｔで行われる。
【００６１】
図１０に示した相関値生成部２２４は，全ての部分周波数領域の相関値（相関電圧）Ｃｍ（τ）を生成する。ただし，相関値生成部２２４は，一つの積分器５０を有していても良い。その場合は，単一の積分器５０が時分割で第１〜第Ｍの部分周波数領域の相関値Ｃｍ（τ）（ｍ＝１〜Ｍ）を順番に生成する。したがって，部分相関同期パターン発生部２２０は，順番に各部分周波数領域の同期パターン{dn}mを生成し，それをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)を相関値生成部２２４内の積分器に供給し，順番に相関電圧Ｃｍ（τ）が生成される。
【００６２】
図１２は，数７の相関電圧Ｃｍ（τ）の一例を示す図である。横軸は走査位相τ，縦軸は相関電圧Ｃｍ（τ）である。走査位相がｔｐの時に相関電圧Ｃｍ（ｔｐ）は最大値Ｉｍになる。したがって，数７の関数δは走査位相τがτ＝ｔｐの時に最大値Ｉｍをとる。
【００６３】
図１３は，部分相関測定部２２の詳細構成図である。図４の部分相関測定部２２と比較すると，図１３では，特にスプリアス抑制制御部２２８の構成が示されている。以下，上記の相関値生成部２２４が生成した各部分周波数領域の相関値Ｃｍ（ｔ）（ｍ＝１〜Ｍ）から，スプリアスを抽出するスプリアス判定部２２６の動作と，スプリアスを抑制できるデューティ比を検出するスプリアス抑制制御部２２８の動作について説明する。
【００６４】
スプリアス判定部２２６は，各部分周波数領域の相関値Ｉｍから，理想的な部分相関電圧Ａの推定値Ａ’を除去したスプリアスによる相関値の変動分Ｄ’ｍ＝Ｉｍ−Ａ’を求める。この推定値Ａ’は，たとえば，携帯電話通信の場合であれば，一般に雑音より受信信号が大きいので自動利得制御（ＡＧＣ）により検出した受信信号強度（ＲＳＳＩ：Reserved Signal Strength Indication）の平均値である。平均化することで受信信号強度からスプリアスの雑音成分が抑制または実質的に除去されるからである。このように相関値Ｉｍから推定値Ａ’を除去することで，ドップラーシフトや送受信間の周波数オフセットに起因して相関値Ｉｍが変動して，どの部分周波数領域のスプリアスが最大値になるかを正しく検出できなくすることができる。
【００６５】
このように，スプリアス判定部２２６は，各部分周波数領域において取得した相関電圧Ｃｍに対して，推定値Ａ’を除算した値の絶対値をスプリアス強度として保持し，全ての部分周波数領域のスプリアス強度のうち最大値を最大干渉スプリアスＪとしてスプリアス抑制制御部２２８に出力する。この最大干渉スプリアスＪは，次の数９の式に示されるとおりである。
【００６６】
【数９】
【００６７】
次に，スプリアスを抑制するクロックのデューティ比を検出するスプリアス抑制制御部２２８の動作について説明する。スプリアス抑制制御部２２８は，デューティ比制御部６０と，デューティ比を可変設定できるクロック発生器６２とを有し，デューティ比Ｄを０〜１の範囲で変更しながら，クロック発生器６２にそのデューティ比Ｄで周波数ｆｃのクロック信号ＣＬＫを生成させる。このクロック信号ＣＬＫは，受信装置内のクロックとして使用されると共に，部分相関同期パターン発生器２２０内のＰＬＬシンセサイザに基準クロックとして供給される。ＰＬＬシンセサイザは，基準クロックの立ち上がりエッジに基づいて動作するので，デューティ比Ｄが変更されても支障はない。
【００６８】
そして，各設定したデューティ比のクロック信号ＣＬＫによるスプリアスの最大干渉スプリアスＪを記憶し，最大干渉スプリアスＪが最も小さくなるデューティ比Ｄを検出する。そして，このデューティ比Ｄをクロック発生器６２に設定することで，通信周波数帯域内の最大スプリアスをより小さく抑制することができる。
【００６９】
図１４は，スプリアス抑制制御部２２８の動作を示すフローチャート図である。このスプリアス抑制制御部２２８内のデューティ比制御部６０は，ソフトウエアにより図１４の制御を行う。まず，受信装置の電源起動時などに最適なデューティ比を走査する走査プログラムが図示しないメモリから読み込まれる（Ｓ１０）。そして，受信を開始すると（Ｓ１２），デューティ比制御部６０は，クロック発生器６２に対して，デューティ比ＤをＤ＝０．５−ｎΔに設定する。nの初期値がｎ＝０であるので，最初のデューティ比はＤ＝０．５となる（Ｓ１４）。これにより，クロック発生器６２はデューティ比Ｄ＝０．５で周波数fc=fwのクロックＣＬＫを生成する（Ｓ１６）。
【００７０】
次に，このクロックＣＬＫに基づいて部分相関同期パターン発生器２２０が同期パターン{dn}mを生成し，相関値生成部２２４が同期パターン{dn}mをIDFTした参照時間領域信号Rm(t)と，受信時間領域信号S(t)との相関値を生成し，スプリアス判定部２２６が各部分周波数領域毎のスプリアスの最大値Jを判定する（Ｓ１８）。そして，デューティ比ＤをＤ＝０．５−Δ（ｎ＝１）にして，上記の工程Ｓ１４，Ｓ１６，Ｓ１８を繰り返す。この繰り返しは，デューティ比Ｄが最小値Ｄｍｉｎ≒０になるまで行われる（Ｓ２０）。
【００７１】
図１５は，クロックのデューティ比Ｄとスプリアス強度との関係例を示す図である。これに示されるとおり，デューティ比Ｄ＝０〜０．５と，Ｄ＝０．５〜１．０とは対象な関係にある。したがって，上記のようにスプリアスが最小になるデューティ比Ｄを探索する場合は，デューティ比ＤをＤ＝０〜０．５またはＤ＝０．５〜１．０のいずれかの範囲で探索すればよい。図１４の例は，Ｄ＝０〜０．５で探索する例である。
【００７２】
図１４に戻り，全てのデューティ比Ｄでの最大干渉スプリアスＪのうち最も小さいＪに対応する最適デューティ比Ｄを決定し（Ｓ２２），その最適デューティ比Ｄをクロック発生器６２に設定する（Ｓ２４）。その結果，その後のクロックＣＬＫは，最大干渉スプリアスＪが最も小さいデューティ比に設定される。
【００７３】
この最適なデューティ比Ｄｏｐによる最大干渉スプリアスＪ（Ｄｏｐ）を基準に，その後の最大干渉スプリアスＪを監視し，あるデューティ比Ｄでの最大干渉スプリアスＪ（Ｄ）が，最適デューティ比Ｄｏｐでの最大干渉スプリアスＪ（Ｄｏｐ）と閾値Ｊｔｈ以上の差分を有することが検出されたら（Ｓ２８のＹＥＳ），工程Ｓ１４〜Ｓ２４を再度実行して，新たな最適なデューティ比Ｄｏｐを探索し，検出したデューティ比Ｄｏｐを再度設定する。
【００７４】
この常時最大干渉スプリアスＪを監視する理由は，たとえば，受信装置が移動体端末の場合に，ドップラーシフトにより受信信号の帯域が変化することで，通信周波数帯域内での最大干渉スプリアスＪが変動する場合があるからである。
【００７５】
［第２の実施の形態：スプリアス検出精度の向上］
数９の推定値Ａ’は，ノイズであるスプリアス強度が受信信号に比較して小さい場合に，前記の通りＡＧＣより検出したＲＳＳＩの平均値から求めることができる。しかし，スプリアス強度が大きく，受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場合には，上記の方法で推定値Ａ’を求めても，スプリアスの検出精度は高くならない。
【００７６】
そこで，第２の実施の形態では，スプリアス判定部２２６が，２回のプリアンブル期間を用いてスプリアスによる相関電圧Ｄｍを求める。まず，送信装置の同期パターン発生器が，１回目のプリアンブル期間では，ある同期パターン{dn}mをｍ＝１〜Mについて発生しIDFTして送信し，２回目のプリアンブル期間では，上記の同期パターン{dn}mを符号反転させた同期パターン/{dn}mをｍ＝１〜Mについて発生しIDFTして送信する。
【００７７】
それに対して受信装置では，相関値生成部が，１回目と２回目のプリアンブル期間でそれぞれ第ｍ部分周波数領域の相関値C(1)m，C(2)mを求める。その結果２回目の当該部分相関電圧の最大値I(2)mは，次の数１０のとおりになる。
【００７８】
【数１０】
【００７９】
そこで，１回目と２回目の部分相関電圧の最大値Ｉｍを加算して１／２にすることで，Ａを除去したスプリアス部分の部分相関電圧の最大値Ｉｍを求めることができる。この方法によれば，ＡＧＣの利得値から推定値Ａ’を求める必要がないので，特に，スプリアスが大きく，受信信号のＳ／Ｎ比が悪い場合でも，スプリアス検出精度を高めることができる。
【００８０】
［第３の実施の形態：スプリアス検出精度の向上］
スプリアス強度が大きくなると干渉したスプリアスと受信信号との相対位相の影響が顕著になる。すなわち，数６のスプリアス成分Ｄｓ（ｔ）は，第ｍ部分周波数領域内に含まれるスプリアスの周波数をｆｓ，受信信号との相対位相をθｓとすると，次の数１１の式の通りになる。
【００８１】
【数１１】
【００８２】
この数１１の式から，スプリアス強度が大きい条件下では，干渉したスプリアスと受信信号の相対位相θｓの影響が顕著であることが理解できる。つまり，相対位相に応じてスプリアス成分Ｄｓ（ｔ）が変動する。
【００８３】
そこで，第３の実施の形態では，同期パターンを送信するプリアンブル期間の変調方式がＢＰＳＫであることを利用して，パターン部分相関測定部２２が，同相位相Ｉ側の相関値と，直交位相Ｑ側の相関値とを生成し，それぞれ生成した相関値を２乗して加算することで，相対位相θｓの成分を除去して，スプリアス強度Ｎｓのみを抽出する。
【００８４】
図１６は，第３の実施の形態における部分相関測定部２２の構成図である。この部分相関測定部２２は，相関値生成部２２４として同相位相Ｉ側２２４Ｉと直交位相Ｑ側２２４Ｑとを有する。それに対応して，同期パターンをＩＤＦＴするＩＤＦＴ部も，同相位相Ｉ側２２２Ｉと直交位相Ｑ側２２２Ｑとを有する。
ここで、受信時間領域信号Ｓ（ｔ）は同相位相Ｉ側２２４Ｉと直交位相Ｑ側２２４Ｑの両方に入力する。
【００８５】
一方，Ｉ−ＩＤＦＴ部２２２Ｉの参照時間領域信号ＲｍＩ（ｔ）は，同期パターンをcos成分として多重化し同相位相Ｉ側２２４Ｉに入力する。数式は数４と同じく数１２の通りとなる。
【００８６】
【数１２】
【００８７】
このとき相関値生成部(I) ２２４Ｉの出力値は走査位相(時間)τに対して数１３の数式の通りである。
【００８８】
【数１３】
【００８９】
そして，Ｑ−ＩＤＦＴ部２２２Ｑの参照時間領域信号ＲｍＩ（ｔ）は，同期パターンをsin成分として多重化し直交位相Ｑ側２２４Ｑに入力する。数式は数１４の通りとなる。
【００９０】
【数１４】
【００９１】
ここで数７の場合と同様に部分周波数領域のスプリアスの本数が１本以下であることに対しサブキャリアの本数が複数であるため、理想部分相関電圧Ａの相関ピークタイミングにおいて相関値生成部(I) ２２４Ｉ及び相関値生成部(Q) ２２４Ｑで急峻なピークを持った相関値が交互に得られる。特に相関値生成部(I) ２２４Ｉに着目した場合、相関値生成部（I）２２４Ｉの出力ＣＩ(τ)の最大値は次の数１５の通りである。
【００９２】
【数１５】
【００９３】
このとき同タイミングにおいて，相関値生成部（Q）２２４Ｑの出力値は次の数１６の通りである。
【００９４】
【数１６】
【００９５】
そして，スプリアス判定部２２６内のスプリアス強度計算部６０は，上記相関値生成部(I) ２２４Ｉの最大出力タイミング時の両部分相関値ＣＩ，ＣＱとスプリアス判定部６４から取得した推定値Ａ’とにより，以下の数１７の式のとおり相対位相θｓの成分を除去する。
【００９６】
【数１７】
【００９７】
数１７で求められたスプリアス強度Ｎｓ２は第ｍ部分周波数領域の相関電力であり，各部分周波数領域毎にメモリ６２に格納される。そして，スプリアス判定ユニット６４が全部分周波数領域での最大スプリアス強度Ｎｓ２を判定し，スプリアス抑制制御部２２８に出力する。それ以降の最適デューティ比を検出し，アップデートする制御動作は，図１４で説明した第１の実施の形態と同じである。
【００９８】
［第４の実施の形態］
上記第３の実施の形態では，推定値Ａ’を利用してＡを除去した。しかし，このＡは，前述の第２の実施の形態で説明した２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度を加算して１／２倍することで除去することができる。つまり，２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度CI(1)，CI(2)は，以下のとおりである。
【００９９】
【数１８】
【０１００】
【数１９】
【０１０１】
これを加算して１／２倍することで，ＣＩ＝Ｎｓ×sinθｓを求めることができる。
【０１０２】
したがって，第４の実施の形態では，スプリアス強度計算部６０が，上記の２回のプリアンブル期間で求めたスプリアス強度から，ＣＩ＝Ｎｓ×sinθｓを求める。
【０１０３】
以上の通り，本実施の形態によれば，クロック信号の高調波などのスプリアス強度を高精度に検出することができ，それを利用して最大スプリアス強度を抑制できる最適なデューティ比を検出することができる。
【０１０４】
上記の実施の形態では，クロック信号の高調波信号によるスプリアスを測定し，最適なデューティ比を検出している。そのため，部分周波数領域の帯域fwをクロック信号の周波数fcに設定した。
【０１０５】
しかしながら，本実施の形態のスプリアス測定部２２０，２２２，２２４，２２６は，クロック信号の高調波以外のスプリアスにも適用可能であり，通信周波数領域内に離散的に存在するスプリアスそれぞれの強度を，ＰＮ信号から生成する同期パターンを利用して抽出することができる。その場合は，部分周波数領域の帯域fwは，各部分周波数領域Wm内に高々１つのスプリアス成分が存在するように設定される。このように，本実施の形態のスプリアス測定部は，任意のスプリアス成分の強度をそれぞれ測定することができる。
【０１０６】
また，本実施の形態は，ＯＦＤＭ方式を例にして説明した。ただし，直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ），直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ），単一キャリア周波数分割多重（ＳＣ−ＯＦＤＭ），単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）方式では，送信装置が，複数のサブキャリアである周波数領域信号を逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）して時間領域信号を生成し，アップコンバートして通信媒体に送出し，受信装置が，受信信号をダウンコンバートし，時間領域信号を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）して複数の周波数領域信号を生成し，それぞれの信号を復調する。ＳＣ−ＯＦＤＭとＳＣ−ＦＤＭＡでは，上記に加えて，送信装置が時間領域信号を離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成し，送信装置が複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換して１つの時間領域信号を生成する。
【０１０７】
したがって，本実施の形態は，ＯＦＤＭ以外に，ＯＦＤＭＡ，ＳＣ−ＯＦＤＭ，ＳＣ−ＯＦＤＭＡのいずれの通信方式でも適用可能である。
【０１０８】
以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。
【０１０９】
（付記１）
通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有するスプリアス測定装置。
【０１１０】
（付記２）
付記１において，
前記スプリアス判定部は，第１の期間で前記相関値生成部が生成する第１の相関値と，前記第１の期間の前記送信同期パターンの符号を反転させた符号反転送信同期パターンをＩＤＦＴして送信される第２の期間で前記相関値生成部が生成する第２の相関値とを加算して，前記スプリアスを抽出するスプリアス測定装置。
【０１１１】
（付記３）
付記１において，
前記ＩＤＦＴ部は，前記部分相関同期パターンの同相成分をＩＤＦＴして同相参照時間領域信号を生成する同相ＩＤＦＴ部と，前記部分相関同期パターンの直交位相成分をＩＤＦＴして直交位相参照時間領域信号を生成する直交位相ＩＤＦＴ部とを有し，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と前記同相参照時間領域信号との乗算値を積分して同相相関値を生成する同相相関値生成部と，前記受信時間領域信号と前記直交位相参照時間領域信号との乗算値を積分して直交位相相関値を生成する直交位相相関値生成部とを有し，
前記スプリアス判定部は，前記同相相関値と前記直交位相相関値とをそれぞれ二乗して加算して，前記スプリアスによる相関電力を求めるスプリアス測定装置。
【０１１２】
（付記４）
付記１において，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と，前記部分相関同期パターン発生器が前記複数の部分周波数領域毎に生成した複数の参照時間領域信号とを乗算し，当該乗算値を積分して，前記複数の部分周波数領域毎の相関値を生成する複数の積分器を有し，
前記受信時間領域信号は，送信装置にて前記複数の部分周波数領域それぞれに周波数変換された複数の擬似雑音信号をそれぞれＤＦＴして得られた複数の送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された信号であるスプリアス測定装置。
【０１１３】
（付記５）
受信時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
設定されたデューティ比でクロック信号を生成するクロック発生回路と，
通信周波数帯域を区分した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部と，
前記クロック信号の複数のデューティ比毎に，前記スプリアス測定部が測定した前記複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，前記複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比を前記クロック発生回路に設定するスプリアス抑制制御部とを有する受信装置。
【０１１４】
（付記６）
付記５において，
前記スプリアス測定部は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する受信装置。
【０１１５】
（付記７）
付記５において，
前記部分周波数領域は，前記クロック信号の単一の高調波成分を有する周波数領域に設定される受信装置。
【０１１６】
（付記８）
付記５，６，７のいずれかの受信装置と，
前記受信時間領域信号を送信する送信装置とを有し，
前記送信装置は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する送信側擬似雑音信号発生器と，前記送信側擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域に周波数変換する送信側ミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して送信側部分相関同期パターンを発生する送信側ＤＦＴ部とを有する送信側部分相関同期パターン発生器と，
前記送信側部分相関同期パターンをＩＤＦＴして送信時間領域信号を生成する送信側ＩＤＦＴ部とを有し，
前記送信装置から送信された前記送信時間領域信号が，前記受信装置で前記受信時間領域信号として受信される通信システム。
【符号の説明】
【０１１７】
ｆｃ：クロック周波数 ｆｓｃ：サブキャリア周波数
ＦＷ：通信周波数帯域 ｆｗ（＝ｆｃ）：部分周波数領域の帯域幅
Ｗ１〜ＷＭ：複数の部分周波数領域 ＳＰ：スプリアス
Ｄ：デューティ比 Ｄｍ：スプリアス
ｄｎ，｛ｄｎ｝ｍ：同期パターン
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有するスプリアス測定装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記スプリアス判定部は，第１の期間で前記相関値生成部が生成する第１の相関値と，前記第１の期間の前記送信同期パターンの符号を反転させた符号反転送信同期パターンをＩＤＦＴして送信される第２の期間で前記相関値生成部が生成する第２の相関値とを加算して，前記スプリアスを抽出するスプリアス測定装置。
【請求項３】
請求項１において，
前記ＩＤＦＴ部は，前記部分相関同期パターンの同相成分をＩＤＦＴして同相参照時間領域信号を生成する同相ＩＤＦＴ部と，前記部分相関同期パターンの直交位相成分をＩＤＦＴして直交位相参照時間領域信号を生成する直交位相ＩＤＦＴ部とを有し，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と前記同相参照時間領域信号との乗算値を積分して同相相関値を生成する同相相関値生成部と，前記受信時間領域信号と前記直交位相参照時間領域信号との乗算値を積分して直交位相相関値を生成する直交位相相関値生成部とを有し，
前記スプリアス判定部は，前記同相相関値と前記直交位相相関値とをそれぞれ二乗して加算して，前記スプリアスによる相関電力を求めるスプリアス測定装置。
【請求項４】
請求項１において，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と，前記部分相関同期パターン発生器が前記複数の部分周波数領域毎に生成した複数の参照時間領域信号とを乗算し，当該乗算値を積分して，前記複数の部分周波数領域毎の相関値を生成する複数の積分器を有し，
前記受信時間領域信号は，送信装置にて前記複数の部分周波数領域それぞれに周波数変換された複数の擬似雑音信号をそれぞれＤＦＴして得られた複数の送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された信号であるスプリアス測定装置。
【請求項５】
受信時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
設定されたデューティ比でクロック信号を生成するクロック発生回路と，
通信周波数帯域を区分した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部と，
前記クロック信号の複数のデューティ比毎に，前記スプリアス測定部が測定した前記複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，前記複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比を前記クロック発生回路に設定するスプリアス抑制制御部とを有する受信装置。
【請求項６】
請求項５において，
前記スプリアス測定部は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する受信装置。
【請求項７】
請求項５，６のいずれかの受信装置と，
前記受信時間領域信号を送信する送信装置とを有し，
前記送信装置は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する送信側擬似雑音信号発生器と，前記送信側擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域に周波数変換する送信側ミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して送信側部分相関同期パターンを発生する送信側ＤＦＴ部とを有する送信側部分相関同期パターン発生器と，
前記送信側部分相関同期パターンをＩＤＦＴして送信時間領域信号を生成する送信側ＩＤＦＴ部とを有し，
前記送信装置から送信された前記送信時間領域信号が，前記受信装置で前記受信時間領域信号として受信される通信システム。
【請求項１】
通信周波数帯域を区分した部分周波数領域内のスプリアスを測定するスプリアス測定装置において，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
送信側で前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有するスプリアス測定装置。
【請求項２】
請求項１において，
前記スプリアス判定部は，第１の期間で前記相関値生成部が生成する第１の相関値と，前記第１の期間の前記送信同期パターンの符号を反転させた符号反転送信同期パターンをＩＤＦＴして送信される第２の期間で前記相関値生成部が生成する第２の相関値とを加算して，前記スプリアスを抽出するスプリアス測定装置。
【請求項３】
請求項１において，
前記ＩＤＦＴ部は，前記部分相関同期パターンの同相成分をＩＤＦＴして同相参照時間領域信号を生成する同相ＩＤＦＴ部と，前記部分相関同期パターンの直交位相成分をＩＤＦＴして直交位相参照時間領域信号を生成する直交位相ＩＤＦＴ部とを有し，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と前記同相参照時間領域信号との乗算値を積分して同相相関値を生成する同相相関値生成部と，前記受信時間領域信号と前記直交位相参照時間領域信号との乗算値を積分して直交位相相関値を生成する直交位相相関値生成部とを有し，
前記スプリアス判定部は，前記同相相関値と前記直交位相相関値とをそれぞれ二乗して加算して，前記スプリアスによる相関電力を求めるスプリアス測定装置。
【請求項４】
請求項１において，
前記相関値生成部は，前記受信時間領域信号と，前記部分相関同期パターン発生器が前記複数の部分周波数領域毎に生成した複数の参照時間領域信号とを乗算し，当該乗算値を積分して，前記複数の部分周波数領域毎の相関値を生成する複数の積分器を有し，
前記受信時間領域信号は，送信装置にて前記複数の部分周波数領域それぞれに周波数変換された複数の擬似雑音信号をそれぞれＤＦＴして得られた複数の送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された信号であるスプリアス測定装置。
【請求項５】
受信時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において，
設定されたデューティ比でクロック信号を生成するクロック発生回路と，
通信周波数帯域を区分した複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスを測定するスプリアス測定部と，
前記クロック信号の複数のデューティ比毎に，前記スプリアス測定部が測定した前記複数の部分周波数領域内それぞれのスプリアスの最大値である最大スプリアスを検出し，前記複数のデューティ比毎に検出した最大スプリアスのうち，最小の最大スプリアスに対応するデューティ比を検出して，当該検出したデューティ比を前記クロック発生回路に設定するスプリアス抑制制御部とを有する受信装置。
【請求項６】
請求項５において，
前記スプリアス測定部は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する擬似雑音信号発生器と，前記擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域の周波数に周波数変換するミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して部分相関同期パターンを発生するＤＦＴ部とを有する部分相関同期パターン発生器と，
前記部分相関同期パターンを逆離散フーリエ変換（以下ＩＤＦＴ）して参照時間領域信号を生成するＩＤＦＴ部と，
前記周波数変換された擬似雑音信号をＤＦＴして得られた送信同期パターンをＩＤＦＴして送信された受信時間領域信号と，前記参照時間領域信号との乗算値を積分して相関値を生成する相関値生成部と，
前記相関値からスプリアスを抽出するスプリアス判定部とを有する受信装置。
【請求項７】
請求項５，６のいずれかの受信装置と，
前記受信時間領域信号を送信する送信装置とを有し，
前記送信装置は，
前記部分周波数領域の帯域幅の２倍の周波数を有するサンプルクロックに同期して擬似雑音信号を生成する送信側擬似雑音信号発生器と，前記送信側擬似雑音信号の周波数を前記部分周波数領域に周波数変換する送信側ミキサと，当該周波数変換された擬似雑音信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）して送信側部分相関同期パターンを発生する送信側ＤＦＴ部とを有する送信側部分相関同期パターン発生器と，
前記送信側部分相関同期パターンをＩＤＦＴして送信時間領域信号を生成する送信側ＩＤＦＴ部とを有し，
前記送信装置から送信された前記送信時間領域信号が，前記受信装置で前記受信時間領域信号として受信される通信システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
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【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１２−１９５７５４（Ｐ２０１２−１９５７５４Ａ）
【公開日】平成２４年１０月１１日（２０１２．１０．１１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−５７９３０（Ｐ２０１１−５７９３０）
【出願日】平成２３年３月１６日（２０１１．３．１６）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年１０月１１日（２０１２．１０．１１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年３月１６日（２０１１．３．１６）
【出願人】（３０８０１４３４１）富士通セミコンダクター株式会社 (2,507)
【Ｆターム（参考）】
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