トライアック調光器のためのLEDとの電力インターフェース
結合される負荷の平均電流消費量が可変電源回路の保持電流要件を下回る場合でさえ、可変電源回路を導通状態に保つ電力インターフェースが提案される。電力インターフェースは、可変電源回路の動的特性を使用する。可変電源回路の回復時間により、可変電源回路は、短い間電流が流れていない場合でさえ導通状態のままである。電力インターフェースは、可変電源回路からの電流フローを中断及び回復することによって、この効果を利用する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力インターフェースに係る。特に、本発明は、負荷回路に対して時間依存の保持電流レベル又は他の制限を有する可変電源回路に負荷を接続するための電力インターフェースに係る。
【背景技術】
【0002】
発光ダイオード(LED)のような、ソリッドステート光源の高普及率のために、当世、ランプを改造することは、極めて重要であると考えられている。ほとんどの市販の照明器具に関し、ユーザ/消費者は、照明器具内部の単独光源(例えば、白熱電球)のみを、安い初期費用で、最新のLED光源と置換することができうる、ソケットとの互換性のみならず、既存の設備/装置との互換性も極めて重要である。従って、光源は、既存のソケットに収まるべきであり、且つ、調光器を含む既存の電気設備と互換性があるべきである。これは、既存の壁面調光器との相互接続性を含む。
【0003】
特に、トライアック(TRIAC;Triode for Alternating Current)に基づく最先端の調光器は、多くの家庭において使用されている。それらの調光器によれば、LED光源の負荷が小さすぎて適切に調光器と協働することができないという問題が、極めて頻繁にある。結果として、LED光源は、調光レベルが低くなり過ぎる場合にちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフすることがある。すなわち、壁面調光器が存在する場合において、ソリッドステート光源の低電力消費は、トライアックのラッチ及び保持電流に関連する問題を引き起こしうる。特に、40ワットを下回る電力消費量を有する低ワット量ランプ(例えば、E14スクリューソケットのための2ワットキャンドル電流)によれば、トライアック調光器回路の最小負荷は達成されない。従って、照明器具は、全く動作しないか、又はカオス的なフラッシュモードにおいて動作しうる。
【0004】
トライアックの必要とされる保持電流に従ってランプの電流消費量を決定するために特別なスイッチモード電源を用いるという提案がされている。標準のトライアックの典型的な50ミリアンペアを要するならば、最小負荷は230ボルトシステムにおいて10ワットよりも大きい。しかし、改造ランプの意図される電力範囲のためには、これは依然として過度な電力でありうる。
【0005】
米国特許第7075251号明細書(特許文献1)は、キープアライブ機能を用いることによって位相制御型調光器の要件を満足するよう幅広い範囲の電源電圧から連続的な入力電流を引き込む共振フィードバック回路を有するバラストを開示している。入力電圧がバスキャパシタ電圧よりも低い時間の間、入力電流は存在せず、トライアックをオフ状態に至らせる。これを防ぐよう、高周波電流が連続的に消費される。結果として、トライアックはオン状態に保たれるが、負荷は依然としてトライアック保持電流を引き込まなければならない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】米国特許第7075251号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明は、上記の問題を解消し、結合される負荷の平均電流消費量が可変電源回路の保持電流要件を下回る場合でさえ可変電源回路を導通状態に保つ電力インターフェースを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
概して、上記の目的は、本願の独立請求項に従う電力インターフェースによって達成される。
【0009】
第1の態様に従って、上記の目的は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって:
前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有し;
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成される、
電力インターフェースによって達成される。
【0010】
前記保持電流は、定義によれば、前記可変電源回路が導通状態のままであるために該可変電源回路を通るべき最低電流である。言い換えると、トリガされると、前記可変電源回路は、自身を通る電流が前記保持電流を下回るまで導通し続ける。なお、前記可変電源回路の回復時間により、該可変電源回路は、実際には、短い間、電流が流れていない場合でさえ、導通状態のままである。更に以下で開示されるように、この時間期間は、とりわけ、供給電流及び前記可変電源回路の構成要素に依存する。前記保持電流レベルは、前記可変電源回路の回路トポロジ及び該可変電源回路に含まれるスイッチによって決定されてよい。
【0011】
このように、当該電力インターフェースの利点は、それが可変電源回路(例えば、標準の壁面調光器)から該可変電源回路の原の最小負荷要件を下回って負荷(例えば、光源)を動作させるよう配置されることである。更なる利点は、当該電力インターフェースが、可変電源回路から該可変電源回路の最低保持電流を下回ってさえ負荷を動作させることである。
【0012】
前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成され、それにより、該電流が周期的に前記保持電流レベルよりも大きいことを確かにする。
【0013】
前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する。高電流のパルスは、前記可変電源回路をオンに保つために使用され、一方、ポーズ(すなわち、無電流の期間)は、平均電流を下げるために使用される。
【0014】
前記電流整形部の周期は、望ましくは、電流における如何なる変動も該電流によって駆動される光源によって発せられる光において認知されないようにされる。例えば、それは、5から50マイクロ秒、望ましくは15から30マイクロ秒であってよい。
【0015】
前記電流整形部は、前記可変電源回路が導通状態にあることを確かにするほど十分に長い期間の時間存続期間の間作動してよい。低電流の期間が長いほど前記可変電源回路を導通状態に保つためにはより高い電流のより長い期間が必要とされるので、前記作動の時間存続期間は前記電流整形部の周期に依存する。前記周期及び前記作動時間の適切な制御によれば、改善された動作が達成可能である。代替的に、2倍よりも大きいインターバル及び2倍よりも大きい電流が、特定の可変電源回路による動作を改善するよう特別な波形を有するために、定義され適用されてよい。
【0016】
前記電流整形部は、ブーストコンバータであってよく、これは、本発明の実施形態を実現するための実用的な方法である。ブーストコンバータを、本線電圧のピーク値よりも高い最低負荷電圧と組み合わせることで、ほとんどの時点で、前記可変電源回路を通って引き込まれる電流が前記電流整形部によって設定され得ることが、保証される。
【0017】
前記ブーストコンバータは、回路設計を容易にするために、固定ピーク電流に設定されてよい。言い換えると、これは、前記電流整形部の制御ループの複雑性を低減することができる。
【0018】
実施形態に従って、前記可変電源回路は調光器に含まれ、前記負荷は調光可能な光源である。この場合において、回路構成要素は、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って、決定されてよい。
【0019】
当該電流インターフェースは、前記負荷を通る電流において大きな変動を回避するよう(すなわち、前記負荷へ供給される電力を安定させるよう)、前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有してよい。高電流の期間の間、前記キャパシタは充電される。低い又は無電流の期間の間、前記キャパシタは前記負荷にエネルギを供給する。
【0020】
前記負荷が光源である場合に、前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。
【0021】
1つの利点は、低いワット量でトライアック調光型LED光源を有効にすることができることであってよい。
【0022】
本発明は、特許請求の範囲において挙げられている特徴の全てのとり得る組み合わせに係ることが知られる。
【図面の簡単な説明】
【0023】
【図1】先行技術の回路の略図である。
【図2a】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2b】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2c】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2d】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2e】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図3a】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3b】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3c】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3d】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3e】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図4a】本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。
【図4b】本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。
【図5】時間の関数として電流を表す。
【図6】本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。
【発明を実施するための形態】
【0024】
本発明の上記の及び他の態様は、本発明の1又はそれ以上の実施形態を図示する添付の図面を参照して、より詳細に記載される。
【0025】
以下の実施形態は一例として与えられており、それにより、本開示は徹底的且つ完全であり、本発明の適用範囲を当業者に十分に伝える。同じ参照符号は、全体として同じ要素を参照する。例は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する一般的な電力インターフェースに係る。以下の例において、前記可変電源回路は、時々、調光器の一部であってよいトライアックとして具現される。しかし、前記可変電源回路は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる可変電源回路であってもよい。以下の例において、前記負荷は、時々、(LEDに基づく)光源として具現される。しかし、前記負荷は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる適切な負荷であってもよい。
【0026】
図1は、電圧源102と、可変電源回路104と、負荷106とを有する先行技術の回路100を表す。可変電源回路104は、時間依存の保持電流レベルを有してよい。例えば、負荷106が小さすぎて可変電源回路104と適切に協働することができない場合に、回路100を動作させるに関連する問題が存在しうる。これは、例えば、可変電源回路104が壁面調光器であり、負荷106が光源である場合、特に、光源が1又はそれ以上の発光ダイオード(LED)を揺する場合である。結果として、光源は、調光器によって決定される調光レベルが低くなり過ぎる場合に、ちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフしうる。
【0027】
本発明の実施形態に従って、図2aの電力インターフェース回路108において見られるように、電流整形部110が、負荷106と可変電源回路104との間に動作上接続されるよう配置される。このように、電力インターフェースは、可変電源回路に負荷を接続するために設けられる。更に以下で開示されるように、電力インターフェースは、上記の問題が回避されるか、又は少なくても低減されるように配置される。特に、電流整形部110は、可変電源回路104から負荷106への電流フローを中断又は回復するよう構成される。このように、電流整形部110は、可変電源回路104を通る電流が少なくとも周期的に可変電源回路104の保持電流レベルを上回ることを確かにする。それにより、電流整形部110は、負荷106の平均電流消費量が保持電流レベルよりも低い場合でさえ、可変電源回路104を導通状態に保つ。電流整形部110は、電圧源102によって可変電源回路104に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を負荷106に供給するよう構成されてよい。保持電流レベルは、可変電源回路104の回路トポロジ(電子部品及びその値を含む。)及び可変電源回路104に含まれるスイッチによって決定されてよい。
【0028】
図2bは、本発明の実施形態に従う、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、電流整形部210とを有する電力インターフェース回路の第2の例である。例示のために、可変電源回路202は、図2bにおいては、トライアック214回路として具現される。トライアックは、典型的な調光器に含まれてよい。更に、負荷204は、典型的なLEDに基づく光源216によって表されている。しかし、開示される電力インターフェース回路を、例えば調光可能な低ワット量CFLランプのような非SSL光源とともに用いることも可能であってよい。図2bにおいて、ダイオードの組は、整流回路206を形成する。そのようなものとしての整流回路206及び/又は整流回路206に含まれる構成要素の存在は、一般的に、電流整形部210の具現化に依存する。
【0029】
電力インターフェース回路は、動作状態において記載される。それが作動する場合に、トライアック214の保持電流要件よりも高い電流が確立される。非作動期間の間、最初に、インダクタ218(更なるインダクタが、以下のように、電流整形部210に含まれてよい。)に蓄えられているエネルギがキャパシタに流れ込み、キャパシタ220は、概して、本線電圧(電圧源208によって供給される。)のピーク値よりも高い電圧を有する。次いで、本線供給電流にはポーズが現れる。キャパシタ220のキャパシタンスは、光源によって出力される光におけるフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。ポーズの短い存続期間により、トライアック214はオンのままであり、更なる電流フローが次の作動インターバルの間に可能である。抵抗222の目的は、LEDにかかる電圧を下げることである。ダイオード224は、電流整形部210におけるスイッチのスイッチオフの後に誘導負荷からの電流フローの継続を可能にするために使用されるフリーホイール・ダイオードであり、それにより、供給電圧が突然に下げられるか又は外されるばあいに誘導負荷で起こる突然の電圧スパイクを解消する。
【0030】
電流整形部210は、特定の最低動作電圧を有してよい。すなわち、零交差の周辺にある非常に低い入力電圧で全ての必要とされるピーク電流を引き込むことは、可能でない。結果として、(正及び負のいずれか一方の)本線ハーフサイクルの終わりに、電流は、トライアック214をオンに保つのに必要とされる値を下回る。しかし、これは、意図された動作モードである。次のハーフサイクルの間、回路電力インターフェース210は、トライアックが再び作動すると直ぐに、本線電圧源から電力を消費し始める。
【0031】
固定ピーク電流を有する(しかし、出力電圧調整を伴わない)電流整形部を用いることは、可変電源回路の点弧角度(firing angle)に従って変化する出力電圧を生じさせうる。負荷の最低順方向電圧、例えば、LEDに基づく光源の最低順方向電圧は、本線電圧のピーク値よりも高いように選択されるべきである。しかし、ある電圧変換比を組み込む異なる電力インターフェース回路トポロジを用いる場合、負荷のより低い順方向電圧、例えば、より低いLED点灯電圧が、また、可能であってもよい。
【0032】
負荷は、キャパシタ220に蓄えられているエネルギから常に給電される。このキャパシタ220のサイズは、ランプの光出力におけるフリッカの許容レベルに従って選択されるべきである。フリッカの許容レベルは予め決定されてよい。
【0033】
図2cは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の第3の例である。図2bにおいて見られたように、図2cの回路は、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部210とを有する。これらの要素の機能は、図2bにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路202はトライアック214として具現され、負荷204はLEDに基づく光源216として具現され、整流回路206は複数のダイオードとして具現される。図2bの回路と比較して、図2cの回路は、整流及びフリーホイール・ダイオードの数が少ない。整流回路の要件及び/又はフリーホイール・ダイオードの数は、一般的に、電流整形部210に依存する。図2cの実施形態に関し、電流整形部210は整流回路206を必要とする。
【0034】
図2d及び図2eは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の更なる例を示す。図2d及び図2eの電力インターフェース回路は夫々、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部210とを有する。これらの要素の機能は、図2bにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路202はトライアック214として具現され、負荷204はLEDに基づく光源216として具現され、整流回路206は複数のダイオードとして具現される。図2dの回路において、電流整形部210は、インダクタ226と、ダイオード228と、スイッチ制御信号発生器(SCSG)232によって制御されるスイッチ230とによって形成されている。スイッチ制御信号発生器232は、電流整形部210のスイッチを制御するよう配置される。このように、スイッチ230は、パルス電流が生成されている場合に、利用される。図2dの電力インターフェース回路と比較して、図2eの電力インターフェース回路は、2つの追加の電流検知抵抗234、236を有する。図2eにおいて、スイッチ制御信号発生器232は、負荷204及び可変電源回路202の夫々からフィードバック信号を受信するよう配置され、それにより、適応スイッチ制御信号発生器を提供する。スイッチ制御信号発生器及びそれらの内部構成要素の例は、図4a及び図4bを参照して以下で更に開示される。
【0035】
一般的に、電流整形部は、2つの異なるインピーダンスの間のスイッチングが可能な回路を有する。図3aは、本発明の実施形態に従う第1の電流整形部の略図である。電流整形部は、パルス電流を供給する電気回路によって形成されてよい。図3aの電流整形部は、インダクタ302と、ダイオード304と、スイッチ306とを有する。充電される場合に、電流整形部は負荷として動作してエネルギを吸収する。一方、放電される場合に、電流整形部はエネルギ源として動作する。放電フェーズの間に電流整形部によって生成される電圧は、電流の変化の割合に関係し、原の充電電圧には関係せず、このようにして異なる入力及び出力電圧を可能にする。電流整形部は、必要とされるパルス繰り返し率に従って作動及び非作動となるブーストコンバータ(セットアップコンバータとしても知られる。)であってよい。ブーストコンバータに関し、整流器回路が必要とされてよいが、他の電流整形部はそのような整流器を必要としなくてよい。電流コンバータは、その構成要素(及びその制御)を然るべく選択することによって、固定ピーク電流のために設定されてよい。図6を参照して、電流整形部の構成要素の値を選択するために使用されてよい試験回路に関する記載が与えられている。
【0036】
先に述べられたように、電流整形部の他の変形例が存在してよい。図3b乃至3eは、本発明の実施形態に従う電流整形部の更なる例を示す。図3b乃至3eの電流整形部は、回路設計がスイッチとして動作するトランジスタに基づく点で共通する。より詳細には、図3b乃至3eの電流整形部のスイッチは、スイッチ制御信号発生器316、318、320、322によって制御される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)308、310バイポーラ接合トランジスタ(BJT)312、314のいずれか1つとして具現される。スイッチ制御信号発生器は、図4a及び図4bを参照して以下で更に開示される。図3bの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードのアノード側との間にドレインが接続されているMOSFET308として具現される。MOSFET308のソースは接地に接続されている。代替的に、図3cの電流整形部において図示されるように、スイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にソースが接続されているMOSFET310として具現されてよい。この実施形態に関し、MOSFET310のドレインは接地に接続されている。図3dの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているNPN BJT312として具現されてよい。NPN BJT312のエミッタは、接地に接続されている。図3eにおいて図示されている更なる代替案に従って、電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているPNP BJT314として具現されてよい。この実施形態に関し、PNP BJT314のエミッタは接地に接続されている。
【0037】
代替的に、回路の有効な機能を変更することなしに、正電位が負荷に直接に接続されてよく、インダクタ及びダイオードは負経路において配置される。
【0038】
先に記載されたように、電流整形部はスイッチ制御信号発生器を有してよい。図4a及び図4bは、本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。スイッチ制御信号発生器の第1の例が図4aに示されている。図4aのスイッチ制御信号発生器において、機能は、文献において且つ当業者によく知られている標準のタイマ集積回路402に基づく。出力信号のハイ及びロー期間の存続期間は、タイマ回路402に接続されている構成要素、すなわち、抵抗404、406、キャパシタ408、410及びダイオード412によって決定される。
【0039】
タイミングが使用される構成要素によって固定される図4aのスイッチ制御信号発生器と対照的に、実際の測定又は捕捉データに依存してタイミング信号を生成することも可能である。図4bにおいて、スイッチ信号を生成するための可能な制御ループが示されている。第1の入力を介して、整流入力電圧が測定される。これに基づき、可変電源回路のタイプ及び可変電源回路の電流設定が(所謂、調光器タイプ及び設定検出部414によって)検出される。スイッチ電流制御ループ416におけるタイミング信号の生成は、この検出によって影響される。加えて、所謂、ディム値(dim value)が導出される。このディム値(設定値コマンドである。)測定のLED電流(実際の値である。)及び測定されるキャパシタ電圧(フィードフォーワード外乱補償である。)に基づき、所望のスイッチ電流、ひいてはLED電流がLED制御ループ418において計算される。(設定点コマンドとしての)ブロック418の結果は、所謂、調光器タイプ及び設定検出部414からの結果によって影響されるタイミング信号を計算するよう、実際のスイッチ電流(実際値である。)と比較される。最後に、スイッチドライバ420は、適切なゲート又はベース駆動信号へとタイミング信号を増幅するために使用される。
【0040】
図5は、時間の関数として、電流整形部によって生成されるパルス電流502を表す。一般的に、図は、パルス電流が高電流の時間インターバル及び無電流の時間インターバルから成ることを示す。高電流の一時間インターバル及び無電流の一時間インターバルを有する電流の周期は、T1と表される。パルス電流の挙動は、とりわけ、電流整形部の回路に依存する。より具体的に、電流整形部の構成要素及びその制御信号は、電流整形部の周期T1が一般的に5〜50マイクロ秒、望ましくは15〜30マイクロ秒であるように、選択される。電流整形部の作動時間は、T2と表される。T1が長ければ長いほど、T2も長くなる。一般的に、可変電源回路がキャパシタンスを有する場合には、T1(従って、更に、T2)はこのキャパシタンスに依存する。このように、周期T1は、とりわけ、可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められてよい。更に、パルス電流のピーク値は、トライアックの必要とされる保持電流レベルよりも高くあるべきである。
【0041】
図6は、本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。このように、試験回路は、電流整形部の設計過程において利用されてよい。従って、試験回路は、トライアック評価回路と見なされてよい。言い換えると、試験回路は、所与のトライアック602及び所与の負荷のための電流整形部のパラメータを見つけるために使用されてよい。図6の例において、負荷は、抵抗604、606、608及び抵抗604、606、608に接続されているLED610、612、614によって表される。すなわち、抵抗604、606、608は、電源630によって供給される供給電圧レベルとともに、電流レベルを設定するために使用される。図6において、電流整形部は、MOSFET616及び抵抗R1によって形成される。R1の1つの目的は、MOSFET616のスイッチング速度を制限することである。外部パルス発生器Vpulseは、MOSFET616の周期を制御するために利用される。MOSFET616は、Vpulseによって供給されるパルス列に依存して、電流を変調するために使用される(すなわち、MOSFET616は、パルス電流が生成されることを可能にする。)。抵抗618は、MOSFET616にかかる電圧を下げるために利用されてよい。抵抗618の隣のLED620は、パルスの視覚的な参照を提供する。ダイオード622はフリーホイール・ダイオードである。更に、インダクタ624及び626は夫々、典型的な壁面調光器において使用されるインダクタと、設備における寄生インダクタンスとに相当し、設備においては、このようなインダクタンスが通常は存在する。フリーホイール・ダイオードは、インダクタの減磁を可能にするために使用されてよい。図2a乃至2eに従う意図される電力インターフェース回路において、この減磁は、望ましくは、電流整形部が本線電圧よりも高い順方向電圧を与えることによって、行われる。
【0042】
試験評価の間、図6の回路は、静的なオン信号(デューティサイクル=100%)をMOSFET616に供給しながら、トリガ電流を供給するよう手動でボタン628を押すことによって作動することができる。次いで、MOSFET駆動信号のデューティサイクルは、トライアック602がオフするまで、減じられてよい。わずかにより高いデューティサイクルでは、再び回路を起動して、何らかの所望の時間期間に回路を導通状態に保つことが可能である。このようにして、電流整形部の構成要素の値を調整することによって、適切なデューティサイクル(すなわち、トライアックが何らかの所望の時間期間に導通状態に保たれるようなデューティサイクル)が見つけ出される。
【0043】
一例として、13.2ミリアンペアの静的な直流(DC)保持電流を有するトライアックが使用された。本例に関し、負荷を通る電流フローは、〜3マイクロ秒の時間周期のために〜23マイクロ秒ごとに作動した。インダクタンスにより、この電流はゆっくりと増大及び減少した。次いで、電流消費量の平均値は、ほんの〜8ミリアンペアであると測定された。この電流は、先に述べられたように13.2ミリアンペアであるトライアックのDC保持電流と比較されるべきである。このように、結果として、パルスモードにおいてトライアックをオンに保つ最低平均電流は、実質的に、DCモードにおけるよりも小さい。230ボルトシステムにおいて、8ミリアンペアは、(可変電源回路によって調整されない場合に)1.2ワットの最大電力消費量を有する負荷に対応する。
【0044】
繰り返し率、作動周期及びピーク電流(本例では、夫々、23マイクロ秒、3マイクロ秒及び55ミリアンペア)の組み合わせは、このようにして回路の要件に合わせられてよい。より高い繰り返し率、より長い作動周期及びより高い電流が可能であり、一方、例えば、より遅い繰り返し率は、より高いピーク電流において可能でありうる。
【0045】
当業者は、本発明が決定して上記の好ましい実施形態に限定されないと気付く。これに反して、多くの変更及び変形は、添付の特許請求の範囲の適用範囲内で可能である。
【技術分野】
【0001】
本発明は、電力インターフェースに係る。特に、本発明は、負荷回路に対して時間依存の保持電流レベル又は他の制限を有する可変電源回路に負荷を接続するための電力インターフェースに係る。
【背景技術】
【0002】
発光ダイオード(LED)のような、ソリッドステート光源の高普及率のために、当世、ランプを改造することは、極めて重要であると考えられている。ほとんどの市販の照明器具に関し、ユーザ/消費者は、照明器具内部の単独光源(例えば、白熱電球)のみを、安い初期費用で、最新のLED光源と置換することができうる、ソケットとの互換性のみならず、既存の設備/装置との互換性も極めて重要である。従って、光源は、既存のソケットに収まるべきであり、且つ、調光器を含む既存の電気設備と互換性があるべきである。これは、既存の壁面調光器との相互接続性を含む。
【0003】
特に、トライアック(TRIAC;Triode for Alternating Current)に基づく最先端の調光器は、多くの家庭において使用されている。それらの調光器によれば、LED光源の負荷が小さすぎて適切に調光器と協働することができないという問題が、極めて頻繁にある。結果として、LED光源は、調光レベルが低くなり過ぎる場合にちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフすることがある。すなわち、壁面調光器が存在する場合において、ソリッドステート光源の低電力消費は、トライアックのラッチ及び保持電流に関連する問題を引き起こしうる。特に、40ワットを下回る電力消費量を有する低ワット量ランプ(例えば、E14スクリューソケットのための2ワットキャンドル電流)によれば、トライアック調光器回路の最小負荷は達成されない。従って、照明器具は、全く動作しないか、又はカオス的なフラッシュモードにおいて動作しうる。
【0004】
トライアックの必要とされる保持電流に従ってランプの電流消費量を決定するために特別なスイッチモード電源を用いるという提案がされている。標準のトライアックの典型的な50ミリアンペアを要するならば、最小負荷は230ボルトシステムにおいて10ワットよりも大きい。しかし、改造ランプの意図される電力範囲のためには、これは依然として過度な電力でありうる。
【0005】
米国特許第7075251号明細書(特許文献1)は、キープアライブ機能を用いることによって位相制御型調光器の要件を満足するよう幅広い範囲の電源電圧から連続的な入力電流を引き込む共振フィードバック回路を有するバラストを開示している。入力電圧がバスキャパシタ電圧よりも低い時間の間、入力電流は存在せず、トライアックをオフ状態に至らせる。これを防ぐよう、高周波電流が連続的に消費される。結果として、トライアックはオン状態に保たれるが、負荷は依然としてトライアック保持電流を引き込まなければならない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0006】
【特許文献1】米国特許第7075251号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明は、上記の問題を解消し、結合される負荷の平均電流消費量が可変電源回路の保持電流要件を下回る場合でさえ可変電源回路を導通状態に保つ電力インターフェースを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
概して、上記の目的は、本願の独立請求項に従う電力インターフェースによって達成される。
【0009】
第1の態様に従って、上記の目的は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって:
前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有し;
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成される、
電力インターフェースによって達成される。
【0010】
前記保持電流は、定義によれば、前記可変電源回路が導通状態のままであるために該可変電源回路を通るべき最低電流である。言い換えると、トリガされると、前記可変電源回路は、自身を通る電流が前記保持電流を下回るまで導通し続ける。なお、前記可変電源回路の回復時間により、該可変電源回路は、実際には、短い間、電流が流れていない場合でさえ、導通状態のままである。更に以下で開示されるように、この時間期間は、とりわけ、供給電流及び前記可変電源回路の構成要素に依存する。前記保持電流レベルは、前記可変電源回路の回路トポロジ及び該可変電源回路に含まれるスイッチによって決定されてよい。
【0011】
このように、当該電力インターフェースの利点は、それが可変電源回路(例えば、標準の壁面調光器)から該可変電源回路の原の最小負荷要件を下回って負荷(例えば、光源)を動作させるよう配置されることである。更なる利点は、当該電力インターフェースが、可変電源回路から該可変電源回路の最低保持電流を下回ってさえ負荷を動作させることである。
【0012】
前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成され、それにより、該電流が周期的に前記保持電流レベルよりも大きいことを確かにする。
【0013】
前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する。高電流のパルスは、前記可変電源回路をオンに保つために使用され、一方、ポーズ(すなわち、無電流の期間)は、平均電流を下げるために使用される。
【0014】
前記電流整形部の周期は、望ましくは、電流における如何なる変動も該電流によって駆動される光源によって発せられる光において認知されないようにされる。例えば、それは、5から50マイクロ秒、望ましくは15から30マイクロ秒であってよい。
【0015】
前記電流整形部は、前記可変電源回路が導通状態にあることを確かにするほど十分に長い期間の時間存続期間の間作動してよい。低電流の期間が長いほど前記可変電源回路を導通状態に保つためにはより高い電流のより長い期間が必要とされるので、前記作動の時間存続期間は前記電流整形部の周期に依存する。前記周期及び前記作動時間の適切な制御によれば、改善された動作が達成可能である。代替的に、2倍よりも大きいインターバル及び2倍よりも大きい電流が、特定の可変電源回路による動作を改善するよう特別な波形を有するために、定義され適用されてよい。
【0016】
前記電流整形部は、ブーストコンバータであってよく、これは、本発明の実施形態を実現するための実用的な方法である。ブーストコンバータを、本線電圧のピーク値よりも高い最低負荷電圧と組み合わせることで、ほとんどの時点で、前記可変電源回路を通って引き込まれる電流が前記電流整形部によって設定され得ることが、保証される。
【0017】
前記ブーストコンバータは、回路設計を容易にするために、固定ピーク電流に設定されてよい。言い換えると、これは、前記電流整形部の制御ループの複雑性を低減することができる。
【0018】
実施形態に従って、前記可変電源回路は調光器に含まれ、前記負荷は調光可能な光源である。この場合において、回路構成要素は、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って、決定されてよい。
【0019】
当該電流インターフェースは、前記負荷を通る電流において大きな変動を回避するよう(すなわち、前記負荷へ供給される電力を安定させるよう)、前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有してよい。高電流の期間の間、前記キャパシタは充電される。低い又は無電流の期間の間、前記キャパシタは前記負荷にエネルギを供給する。
【0020】
前記負荷が光源である場合に、前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。
【0021】
1つの利点は、低いワット量でトライアック調光型LED光源を有効にすることができることであってよい。
【0022】
本発明は、特許請求の範囲において挙げられている特徴の全てのとり得る組み合わせに係ることが知られる。
【図面の簡単な説明】
【0023】
【図1】先行技術の回路の略図である。
【図2a】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2b】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2c】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2d】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図2e】本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の略図である。
【図3a】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3b】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3c】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3d】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図3e】本発明の実施形態に従う電流整形部の略図である。
【図4a】本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。
【図4b】本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。
【図5】時間の関数として電流を表す。
【図6】本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。
【発明を実施するための形態】
【0024】
本発明の上記の及び他の態様は、本発明の1又はそれ以上の実施形態を図示する添付の図面を参照して、より詳細に記載される。
【0025】
以下の実施形態は一例として与えられており、それにより、本開示は徹底的且つ完全であり、本発明の適用範囲を当業者に十分に伝える。同じ参照符号は、全体として同じ要素を参照する。例は、時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する一般的な電力インターフェースに係る。以下の例において、前記可変電源回路は、時々、調光器の一部であってよいトライアックとして具現される。しかし、前記可変電源回路は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる可変電源回路であってもよい。以下の例において、前記負荷は、時々、(LEDに基づく)光源として具現される。しかし、前記負荷は、以下に挙げられている如何なる要件も満たす如何なる適切な負荷であってもよい。
【0026】
図1は、電圧源102と、可変電源回路104と、負荷106とを有する先行技術の回路100を表す。可変電源回路104は、時間依存の保持電流レベルを有してよい。例えば、負荷106が小さすぎて可変電源回路104と適切に協働することができない場合に、回路100を動作させるに関連する問題が存在しうる。これは、例えば、可変電源回路104が壁面調光器であり、負荷106が光源である場合、特に、光源が1又はそれ以上の発光ダイオード(LED)を揺する場合である。結果として、光源は、調光器によって決定される調光レベルが低くなり過ぎる場合に、ちらつき始めるか、又は恒久的にスイッチオフしうる。
【0027】
本発明の実施形態に従って、図2aの電力インターフェース回路108において見られるように、電流整形部110が、負荷106と可変電源回路104との間に動作上接続されるよう配置される。このように、電力インターフェースは、可変電源回路に負荷を接続するために設けられる。更に以下で開示されるように、電力インターフェースは、上記の問題が回避されるか、又は少なくても低減されるように配置される。特に、電流整形部110は、可変電源回路104から負荷106への電流フローを中断又は回復するよう構成される。このように、電流整形部110は、可変電源回路104を通る電流が少なくとも周期的に可変電源回路104の保持電流レベルを上回ることを確かにする。それにより、電流整形部110は、負荷106の平均電流消費量が保持電流レベルよりも低い場合でさえ、可変電源回路104を導通状態に保つ。電流整形部110は、電圧源102によって可変電源回路104に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を負荷106に供給するよう構成されてよい。保持電流レベルは、可変電源回路104の回路トポロジ(電子部品及びその値を含む。)及び可変電源回路104に含まれるスイッチによって決定されてよい。
【0028】
図2bは、本発明の実施形態に従う、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、電流整形部210とを有する電力インターフェース回路の第2の例である。例示のために、可変電源回路202は、図2bにおいては、トライアック214回路として具現される。トライアックは、典型的な調光器に含まれてよい。更に、負荷204は、典型的なLEDに基づく光源216によって表されている。しかし、開示される電力インターフェース回路を、例えば調光可能な低ワット量CFLランプのような非SSL光源とともに用いることも可能であってよい。図2bにおいて、ダイオードの組は、整流回路206を形成する。そのようなものとしての整流回路206及び/又は整流回路206に含まれる構成要素の存在は、一般的に、電流整形部210の具現化に依存する。
【0029】
電力インターフェース回路は、動作状態において記載される。それが作動する場合に、トライアック214の保持電流要件よりも高い電流が確立される。非作動期間の間、最初に、インダクタ218(更なるインダクタが、以下のように、電流整形部210に含まれてよい。)に蓄えられているエネルギがキャパシタに流れ込み、キャパシタ220は、概して、本線電圧(電圧源208によって供給される。)のピーク値よりも高い電圧を有する。次いで、本線供給電流にはポーズが現れる。キャパシタ220のキャパシタンスは、光源によって出力される光におけるフリッカの所定最大量に従って決定されてよい。ポーズの短い存続期間により、トライアック214はオンのままであり、更なる電流フローが次の作動インターバルの間に可能である。抵抗222の目的は、LEDにかかる電圧を下げることである。ダイオード224は、電流整形部210におけるスイッチのスイッチオフの後に誘導負荷からの電流フローの継続を可能にするために使用されるフリーホイール・ダイオードであり、それにより、供給電圧が突然に下げられるか又は外されるばあいに誘導負荷で起こる突然の電圧スパイクを解消する。
【0030】
電流整形部210は、特定の最低動作電圧を有してよい。すなわち、零交差の周辺にある非常に低い入力電圧で全ての必要とされるピーク電流を引き込むことは、可能でない。結果として、(正及び負のいずれか一方の)本線ハーフサイクルの終わりに、電流は、トライアック214をオンに保つのに必要とされる値を下回る。しかし、これは、意図された動作モードである。次のハーフサイクルの間、回路電力インターフェース210は、トライアックが再び作動すると直ぐに、本線電圧源から電力を消費し始める。
【0031】
固定ピーク電流を有する(しかし、出力電圧調整を伴わない)電流整形部を用いることは、可変電源回路の点弧角度(firing angle)に従って変化する出力電圧を生じさせうる。負荷の最低順方向電圧、例えば、LEDに基づく光源の最低順方向電圧は、本線電圧のピーク値よりも高いように選択されるべきである。しかし、ある電圧変換比を組み込む異なる電力インターフェース回路トポロジを用いる場合、負荷のより低い順方向電圧、例えば、より低いLED点灯電圧が、また、可能であってもよい。
【0032】
負荷は、キャパシタ220に蓄えられているエネルギから常に給電される。このキャパシタ220のサイズは、ランプの光出力におけるフリッカの許容レベルに従って選択されるべきである。フリッカの許容レベルは予め決定されてよい。
【0033】
図2cは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の第3の例である。図2bにおいて見られたように、図2cの回路は、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部210とを有する。これらの要素の機能は、図2bにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路202はトライアック214として具現され、負荷204はLEDに基づく光源216として具現され、整流回路206は複数のダイオードとして具現される。図2bの回路と比較して、図2cの回路は、整流及びフリーホイール・ダイオードの数が少ない。整流回路の要件及び/又はフリーホイール・ダイオードの数は、一般的に、電流整形部210に依存する。図2cの実施形態に関し、電流整形部210は整流回路206を必要とする。
【0034】
図2d及び図2eは、本発明の実施形態に従う電力インターフェース回路の更なる例を示す。図2d及び図2eの電力インターフェース回路は夫々、可変電源回路202と、負荷204と、整流回路206と、電源208と、パルス電流を生成するよう配置される電流整形部210とを有する。これらの要素の機能は、図2bにおける対応する要素の機能と大体同じであり、可変電源回路202はトライアック214として具現され、負荷204はLEDに基づく光源216として具現され、整流回路206は複数のダイオードとして具現される。図2dの回路において、電流整形部210は、インダクタ226と、ダイオード228と、スイッチ制御信号発生器(SCSG)232によって制御されるスイッチ230とによって形成されている。スイッチ制御信号発生器232は、電流整形部210のスイッチを制御するよう配置される。このように、スイッチ230は、パルス電流が生成されている場合に、利用される。図2dの電力インターフェース回路と比較して、図2eの電力インターフェース回路は、2つの追加の電流検知抵抗234、236を有する。図2eにおいて、スイッチ制御信号発生器232は、負荷204及び可変電源回路202の夫々からフィードバック信号を受信するよう配置され、それにより、適応スイッチ制御信号発生器を提供する。スイッチ制御信号発生器及びそれらの内部構成要素の例は、図4a及び図4bを参照して以下で更に開示される。
【0035】
一般的に、電流整形部は、2つの異なるインピーダンスの間のスイッチングが可能な回路を有する。図3aは、本発明の実施形態に従う第1の電流整形部の略図である。電流整形部は、パルス電流を供給する電気回路によって形成されてよい。図3aの電流整形部は、インダクタ302と、ダイオード304と、スイッチ306とを有する。充電される場合に、電流整形部は負荷として動作してエネルギを吸収する。一方、放電される場合に、電流整形部はエネルギ源として動作する。放電フェーズの間に電流整形部によって生成される電圧は、電流の変化の割合に関係し、原の充電電圧には関係せず、このようにして異なる入力及び出力電圧を可能にする。電流整形部は、必要とされるパルス繰り返し率に従って作動及び非作動となるブーストコンバータ(セットアップコンバータとしても知られる。)であってよい。ブーストコンバータに関し、整流器回路が必要とされてよいが、他の電流整形部はそのような整流器を必要としなくてよい。電流コンバータは、その構成要素(及びその制御)を然るべく選択することによって、固定ピーク電流のために設定されてよい。図6を参照して、電流整形部の構成要素の値を選択するために使用されてよい試験回路に関する記載が与えられている。
【0036】
先に述べられたように、電流整形部の他の変形例が存在してよい。図3b乃至3eは、本発明の実施形態に従う電流整形部の更なる例を示す。図3b乃至3eの電流整形部は、回路設計がスイッチとして動作するトランジスタに基づく点で共通する。より詳細には、図3b乃至3eの電流整形部のスイッチは、スイッチ制御信号発生器316、318、320、322によって制御される金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)308、310バイポーラ接合トランジスタ(BJT)312、314のいずれか1つとして具現される。スイッチ制御信号発生器は、図4a及び図4bを参照して以下で更に開示される。図3bの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードのアノード側との間にドレインが接続されているMOSFET308として具現される。MOSFET308のソースは接地に接続されている。代替的に、図3cの電流整形部において図示されるように、スイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にソースが接続されているMOSFET310として具現されてよい。この実施形態に関し、MOSFET310のドレインは接地に接続されている。図3dの電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているNPN BJT312として具現されてよい。NPN BJT312のエミッタは、接地に接続されている。図3eにおいて図示されている更なる代替案に従って、電流整形部のスイッチは、電流整形部のインダクタとダイオードとの間にコレクタが接続されているPNP BJT314として具現されてよい。この実施形態に関し、PNP BJT314のエミッタは接地に接続されている。
【0037】
代替的に、回路の有効な機能を変更することなしに、正電位が負荷に直接に接続されてよく、インダクタ及びダイオードは負経路において配置される。
【0038】
先に記載されたように、電流整形部はスイッチ制御信号発生器を有してよい。図4a及び図4bは、本発明の実施形態に従うスイッチ制御信号発生器の略図である。スイッチ制御信号発生器の第1の例が図4aに示されている。図4aのスイッチ制御信号発生器において、機能は、文献において且つ当業者によく知られている標準のタイマ集積回路402に基づく。出力信号のハイ及びロー期間の存続期間は、タイマ回路402に接続されている構成要素、すなわち、抵抗404、406、キャパシタ408、410及びダイオード412によって決定される。
【0039】
タイミングが使用される構成要素によって固定される図4aのスイッチ制御信号発生器と対照的に、実際の測定又は捕捉データに依存してタイミング信号を生成することも可能である。図4bにおいて、スイッチ信号を生成するための可能な制御ループが示されている。第1の入力を介して、整流入力電圧が測定される。これに基づき、可変電源回路のタイプ及び可変電源回路の電流設定が(所謂、調光器タイプ及び設定検出部414によって)検出される。スイッチ電流制御ループ416におけるタイミング信号の生成は、この検出によって影響される。加えて、所謂、ディム値(dim value)が導出される。このディム値(設定値コマンドである。)測定のLED電流(実際の値である。)及び測定されるキャパシタ電圧(フィードフォーワード外乱補償である。)に基づき、所望のスイッチ電流、ひいてはLED電流がLED制御ループ418において計算される。(設定点コマンドとしての)ブロック418の結果は、所謂、調光器タイプ及び設定検出部414からの結果によって影響されるタイミング信号を計算するよう、実際のスイッチ電流(実際値である。)と比較される。最後に、スイッチドライバ420は、適切なゲート又はベース駆動信号へとタイミング信号を増幅するために使用される。
【0040】
図5は、時間の関数として、電流整形部によって生成されるパルス電流502を表す。一般的に、図は、パルス電流が高電流の時間インターバル及び無電流の時間インターバルから成ることを示す。高電流の一時間インターバル及び無電流の一時間インターバルを有する電流の周期は、T1と表される。パルス電流の挙動は、とりわけ、電流整形部の回路に依存する。より具体的に、電流整形部の構成要素及びその制御信号は、電流整形部の周期T1が一般的に5〜50マイクロ秒、望ましくは15〜30マイクロ秒であるように、選択される。電流整形部の作動時間は、T2と表される。T1が長ければ長いほど、T2も長くなる。一般的に、可変電源回路がキャパシタンスを有する場合には、T1(従って、更に、T2)はこのキャパシタンスに依存する。このように、周期T1は、とりわけ、可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められてよい。更に、パルス電流のピーク値は、トライアックの必要とされる保持電流レベルよりも高くあるべきである。
【0041】
図6は、本発明の実施形態に従う試験回路の略図である。このように、試験回路は、電流整形部の設計過程において利用されてよい。従って、試験回路は、トライアック評価回路と見なされてよい。言い換えると、試験回路は、所与のトライアック602及び所与の負荷のための電流整形部のパラメータを見つけるために使用されてよい。図6の例において、負荷は、抵抗604、606、608及び抵抗604、606、608に接続されているLED610、612、614によって表される。すなわち、抵抗604、606、608は、電源630によって供給される供給電圧レベルとともに、電流レベルを設定するために使用される。図6において、電流整形部は、MOSFET616及び抵抗R1によって形成される。R1の1つの目的は、MOSFET616のスイッチング速度を制限することである。外部パルス発生器Vpulseは、MOSFET616の周期を制御するために利用される。MOSFET616は、Vpulseによって供給されるパルス列に依存して、電流を変調するために使用される(すなわち、MOSFET616は、パルス電流が生成されることを可能にする。)。抵抗618は、MOSFET616にかかる電圧を下げるために利用されてよい。抵抗618の隣のLED620は、パルスの視覚的な参照を提供する。ダイオード622はフリーホイール・ダイオードである。更に、インダクタ624及び626は夫々、典型的な壁面調光器において使用されるインダクタと、設備における寄生インダクタンスとに相当し、設備においては、このようなインダクタンスが通常は存在する。フリーホイール・ダイオードは、インダクタの減磁を可能にするために使用されてよい。図2a乃至2eに従う意図される電力インターフェース回路において、この減磁は、望ましくは、電流整形部が本線電圧よりも高い順方向電圧を与えることによって、行われる。
【0042】
試験評価の間、図6の回路は、静的なオン信号(デューティサイクル=100%)をMOSFET616に供給しながら、トリガ電流を供給するよう手動でボタン628を押すことによって作動することができる。次いで、MOSFET駆動信号のデューティサイクルは、トライアック602がオフするまで、減じられてよい。わずかにより高いデューティサイクルでは、再び回路を起動して、何らかの所望の時間期間に回路を導通状態に保つことが可能である。このようにして、電流整形部の構成要素の値を調整することによって、適切なデューティサイクル(すなわち、トライアックが何らかの所望の時間期間に導通状態に保たれるようなデューティサイクル)が見つけ出される。
【0043】
一例として、13.2ミリアンペアの静的な直流(DC)保持電流を有するトライアックが使用された。本例に関し、負荷を通る電流フローは、〜3マイクロ秒の時間周期のために〜23マイクロ秒ごとに作動した。インダクタンスにより、この電流はゆっくりと増大及び減少した。次いで、電流消費量の平均値は、ほんの〜8ミリアンペアであると測定された。この電流は、先に述べられたように13.2ミリアンペアであるトライアックのDC保持電流と比較されるべきである。このように、結果として、パルスモードにおいてトライアックをオンに保つ最低平均電流は、実質的に、DCモードにおけるよりも小さい。230ボルトシステムにおいて、8ミリアンペアは、(可変電源回路によって調整されない場合に)1.2ワットの最大電力消費量を有する負荷に対応する。
【0044】
繰り返し率、作動周期及びピーク電流(本例では、夫々、23マイクロ秒、3マイクロ秒及び55ミリアンペア)の組み合わせは、このようにして回路の要件に合わせられてよい。より高い繰り返し率、より長い作動周期及びより高い電流が可能であり、一方、例えば、より遅い繰り返し率は、より高いピーク電流において可能でありうる。
【0045】
当業者は、本発明が決定して上記の好ましい実施形態に限定されないと気付く。これに反して、多くの変更及び変形は、添付の特許請求の範囲の適用範囲内で可能である。
【特許請求の範囲】
【請求項1】
時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって:
前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有し;
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成される、
電力インターフェース。
【請求項2】
前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成される、
請求項1に記載の電力インターフェース。
【請求項3】
前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する、
請求項2に記載の電力インターフェース。
【請求項4】
前記電流整形部の周期T1は5から50マイクロ秒、望ましくは15から30マイクロ秒である、
請求項2又は3に記載の電力インターフェース。
【請求項5】
前記周期T1は、前記可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められる、
請求項4に記載の電力インターフェース。
【請求項6】
前記電流整形部は、前記可変電源回路に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を前記負荷に供給するよう構成される、
請求項1乃至5のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項7】
前記電流整形部は、ブーストコンバータである、
請求項1乃至6のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項8】
前記ブーストコンバータは、固定ピーク電流に設定される、
請求項7に記載の電力インターフェース。
【請求項9】
前記可変電源回路は、調光器に含まれる、
請求項1乃至8のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項10】
前記保持電流レベルは、前記可変電源回路及び該可変電源回路に含まれるスイッチの回路トポロジによって決定される、
請求項1乃至9のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項11】
前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有する、
請求項1乃至10のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項12】
前記負荷は光源を有する、
請求項11に記載の電力インターフェース。
【請求項13】
前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定される、
請求項11又は12に記載の電力インターフェース。
【請求項1】
時間依存の保持電流レベルを有する可変電源回路に負荷を接続する電力インターフェースであって:
前記負荷と前記可変電源回路との間に動作上接続されるよう配置される電流整形部を有し;
前記電流整形部は、前記可変電源回路からの電流フローを中断及び回復し、前記可変電源回路を通る電流が周期的に前記保持電流レベルを上回ることを確かにし、それにより、前記負荷の平均電流消費量が前記保持電流レベルよりも低い場合でさえ前記可変電源回路を導通状態に保つよう構成される、
電力インターフェース。
【請求項2】
前記電流整形部は、周期パルス電流を形成するよう構成される、
請求項1に記載の電力インターフェース。
【請求項3】
前記パルス電流は、無電流のパルスと、前記可変電源回路の必要とされる保持電流レベルよりも高い電流のパルスとを有する、
請求項2に記載の電力インターフェース。
【請求項4】
前記電流整形部の周期T1は5から50マイクロ秒、望ましくは15から30マイクロ秒である、
請求項2又は3に記載の電力インターフェース。
【請求項5】
前記周期T1は、前記可変電源回路におけるキャパシタンスによって定められる、
請求項4に記載の電力インターフェース。
【請求項6】
前記電流整形部は、前記可変電源回路に供給される本線電圧のピーク値よりも高い最低順方向電圧を前記負荷に供給するよう構成される、
請求項1乃至5のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項7】
前記電流整形部は、ブーストコンバータである、
請求項1乃至6のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項8】
前記ブーストコンバータは、固定ピーク電流に設定される、
請求項7に記載の電力インターフェース。
【請求項9】
前記可変電源回路は、調光器に含まれる、
請求項1乃至8のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項10】
前記保持電流レベルは、前記可変電源回路及び該可変電源回路に含まれるスイッチの回路トポロジによって決定される、
請求項1乃至9のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項11】
前記電流整形部と前記負荷との間に並列に配置されるキャパシタを更に有する、
請求項1乃至10のうちいずれか一項に記載の電力インターフェース。
【請求項12】
前記負荷は光源を有する、
請求項11に記載の電力インターフェース。
【請求項13】
前記キャパシタのキャパシタンスは、光源によって出力される光のフリッカの所定最大量に従って決定される、
請求項11又は12に記載の電力インターフェース。
【図1】
【図2a】
【図2b】
【図2c】
【図2d】
【図2e】
【図3a】
【図3b】
【図3c】
【図3d】
【図3e】
【図4a】
【図4b】
【図5】
【図6】
【図2a】
【図2b】
【図2c】
【図2d】
【図2e】
【図3a】
【図3b】
【図3c】
【図3d】
【図3e】
【図4a】
【図4b】
【図5】
【図6】
【公表番号】特表2012−530348(P2012−530348A)
【公表日】平成24年11月29日(2012.11.29)
【国際特許分類】
【出願番号】特願2012−515609(P2012−515609)
【出願日】平成22年6月15日(2010.6.15)
【国際出願番号】PCT/IB2010/052665
【国際公開番号】WO2010/146529
【国際公開日】平成22年12月23日(2010.12.23)
【出願人】(590000248)コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Fターム(参考)】
【公表日】平成24年11月29日(2012.11.29)
【国際特許分類】
【出願日】平成22年6月15日(2010.6.15)
【国際出願番号】PCT/IB2010/052665
【国際公開番号】WO2010/146529
【国際公開日】平成22年12月23日(2010.12.23)
【出願人】(590000248)コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ (12,071)
【Fターム(参考)】
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