受信回路および時計
【課題】 回路構成が簡単でかつ信号を精度良く取得することができる。
【解決手段】 受信回路４４において、中間周波数信号を検波して、復調信号を出力する周波数変換・検波手段１００は、局部発振器１３１と、局部発振器１３１からの信号に基づいて、それぞれが位相の異なる中間周波数信号を出力する複数の混合器１３３、１３４と、混合器１３３、１４５から出力される中間周波数信号に基づいて、当該中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段１４０と、を有する。
【解決手段】 受信回路４４において、中間周波数信号を検波して、復調信号を出力する周波数変換・検波手段１００は、局部発振器１３１と、局部発振器１３１からの信号に基づいて、それぞれが位相の異なる中間周波数信号を出力する複数の混合器１３３、１３４と、混合器１３３、１４５から出力される中間周波数信号に基づいて、当該中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段１４０と、を有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信回路および当該受信回路を備えた時計に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、一部の国において、タイムコードを含む長波標準電波が送信所から送信されている。この標準電波を受信し、受信した信号からタイムコードを取り出して、時刻を修正可能な電波時計が実現されている。日本では、２つの送信所から、それぞれ、４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの長波標準電波が送出されている。タイムコードは、１周期６０秒のフレームである。
【０００３】
このような長波標準電波を受信する受信回路においては、たとえば、スーパーヘテロダイン方式を利用して、４０ｋＨｚの標準電波の信号から、いったん所定の周波数（たとえば、３０Ｈｚ）の中間周波数信号を取り出し、さらに、中間周波数信号を、フィルタを通過させて中間周波数の成分を除去している。
【０００４】
図１５は、従来の周波数変換回路および検波回路の例を示す図である。たとえば、４０ＫＨｚの標準電波の信号は、増幅器２００において増幅されて混合器２０２に印加される。混合器２０２には、局部発振器２０１からの信号も与えられる。この局部発振器２０１から、たとえば、３９．９７ＫＨｚの信号が与えられる結果、混合器２０２からは、９０Ｈｚの中間周波数信号が取り出される。混合器２０２の出力は、９０Ｈｚ周辺の帯域を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０３および増幅器２０４を経て、検波器２０５に印加される。検波器２０５の出力は、最終的に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０６で帯域制限される。つまり、検波器２０５の出力を受けるＬＰＦ２０６が、中間周波数の成分を十分に除去し、変調波形のみを取り出す役割をもつことになる。
【０００５】
たとえば、長波標準電波を受信するために、特許文献１には、周波数変換回路に与える局部発振信号を逓倍回路により切り替え可能にして、４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの双方の信号から中間周波数信号を取り出す技術が開示されている。また、特許文献２には、局部発振信号の周波数を、二つの周波数の中間とするような技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００４−８００７３号公報
【特許文献２】特開２００４−８８３４１号公報
【特許文献３】特開２００４−１７９９４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１５に示す例を参照して説明したように、中間周波数が、たとえば、９０Ｈｚ程度と低いときに、９０Ｈｚの中間周波数の成分をＬＰＦで十分に落とすことは、カットオフ周波数をさらに低くするか、或いは、ＬＰＦを高次のフィルタとするなどの対応が必要であった。９０Ｈｚの中間周波数信号を十分に積分するためにはその時定数を相当に大きくする必要がある。たとえば、５Ｈｚの信号を通過させるため、カットオフ周波数ｆ０を５Ｈｚとすると、９０Ｈｚ成分は２５ｄＢ程度の減衰にすぎず、リップルが残ることがわかる。
【０００７】
カットオフ周波数を低くすることは、変調信号自体も劣化させるという問題点があり、また、高次のフィルタとすると、回路が複雑でその規模も大きくなるという問題点があった。
【０００８】
本発明は、回路構成が簡単でかつ変調信号が精度良く取得可能な周波数変換・検波回路を有する受信回路、並びに、この受信回路を備えた時計を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の目的は、空間中の電磁波を電気信号として受信するアンテナ回路と、
前記アンテナ回路により得られた受信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段から出力された信号を周波数変換して中間周波数信号を取得し、得られた中間周波数信号を検波して、復調された信号を出力する周波数変換・検波手段と、
復調された信号を受け入れて、中間周波数の成分を除去するフィルタ手段と、を備えた受信回路において、
前記周波数変換・検波手段が、
局部発振器と、
前記増幅手段から出力された信号を受け入れ、前記局部発振器からの信号に基づいて、相互に直交する第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号を出力する複数の混合器と、
前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号に基づいて、前記中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、前記中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段と、を有することを特徴とする受信回路により達成される。
【００１０】
好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記混合器からの出力された信号をそれぞれ反転し、前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号の反転信号を、第１の他の中間周波数信号として生成し、かつ、
前記第１の中間周波数信号と第２の中間周波数信号との間、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号の反転信号との間、第１の中間周波数信号の反転信号と第２の中間周波数信号の反転信号との間、および、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号との間の位相を有する信号を、第２の他の中間周波数信号として生成する。
【００１１】
より好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第１の加算器と、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第２の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第３の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第４の加算器と、を有し、
前記第１ないし第４の加算器のそれぞれからの出力された信号に基づいて、前記第２の他の中間周波数信号を生成する。
【００１２】
また、好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第２の他の中間周波数信号のそれぞれを検波した信号を加算する加算器と、
前記加算器から出力された、前記検波した信号の加算信号を所定の増幅率で乗算する乗算器と、を有する。
【００１３】
より好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号を増幅する第１の乗算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号を増幅する第２の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号を増幅する第３の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号の反転信号を増幅する第４の乗算器と、を有し、
前記第１の乗算器と前記第２の乗算器における増幅率が同一であり、かつ、前記第３の乗算器と第４の乗算器における増幅率が同一である。
【００１４】
別の好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
第１の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第１の加算器に入力すべき前記第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、
第２の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、
第３の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、並びに、
第４の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器を有する。
【００１５】
また、好ましい実施態様においては、前記乗算器における増幅率を制御する制御手段を備えている。
【００１６】
また、本発明の目的は、上記受信回路と、
前記受信回路により受信および復調された、時刻情報を含む標準電波の信号から、時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、
時刻を計時する計時手段と、
当該計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、
前記時刻情報抽出手段により抽出された時刻情報に基づいて、前記計時手段により計時された時刻を修正する時刻修正手段と、を備えたことを特徴とする時計により達成される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、回路構成が簡単でかつ変調信号が精度良く取得可能な周波数変換・検波回路を有する受信回路、並びに、これら回路を備えた時計を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
［回路構成］
以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる時計の回路の内部構成を示すブロックダイヤグラムである。図１に示すように、時計は、ＣＰＵ５０、入力部５１、表示部５２、ＲＯＭ５３、ＲＡＭ５４、受信回路４４、計時回路部５５および発振回路部５６を備える。
【００１９】
ＣＰＵ５０は、所定のタイミングで、或いは、入力部５１から入力された操作信号に応じてＲＯＭ５３に格納されたプログラムを読み出して、ＲＡＭ５４に展開し、当該プログラムに基づいて、時計を構成する各部への指示やデータの転送などを実行する。具体的には、たとえば所定時間毎に受信回路４４を制御して標準電波を受信させて、受信回路４４からのタイムコードを含む信号に基づいて計時回路部５５で計時される現在時刻データを修正する処理や、計時回路部５５によって計時された現在時刻を表示部５２に転送する処理などを実行する。
【００２０】
入力部５１は、時計の各種機能の実行を指示するためのスイッチ（図示せず）を含み、スイッチが操作されると、対応する操作信号をＣＰＵ５０に出力する。表示部５２は、時計の文字盤（図示せず）、ＣＰＵ５０によって制御されたアナログ指針機構（図示せず）、液晶パネル（図示せず）などを含み、計時回路部５５によって計時された現在時刻を表示する。ＲＯＭ５３は、時計を動作させ、また、所定の機能を実現するためのシステムプログラムやアプリケーションプロググラム、データなどを記憶する。ＲＡＭ５４は、ＣＰＵ５０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ５３から読み出されたプログラムやデータ、ＣＰＵ５０にて処理されたデータなどを一時的に記憶する。
【００２１】
受信回路４４は、アンテナ回路４２を含み、アンテナ回路４２にて受信された信号から所定の周波数の信号を取り出して、取り出された信号をＣＰＵ５０に出力する。計時回路部５５は、発振回路部５６から入力される信号を計数して現在時刻を計時し、現在時刻データをＣＰＵ５０に出力する。発振回路部５６は、常時一定周波数のクロック信号を出力する。
【００２２】
図２は、本実施の形態にかかる受信回路の概略を示すブロックダイヤグラムである。図２に示すように、受信回路４４は、アンテナ回路４２、増幅回路８０、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９０、および、周波数変換・検波回路１００を有する。図２においては、バンドパスフィルタ９０を利用しているが、これに限定されるものではなく、ＢＰＦに代えてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を利用しても良い。
【００２３】
アンテナ回路４２は、図３に示すように、磁性体１７５に導線１７６を巻きつけたコイルＬおよびコンデンサＣを有する。アンテナ回路４２からは標準電波の相当する信号が出力され、増幅回路８０およびＢＰＦ９０を経て、周波数変換・検波回路１００に与えられる。
【００２４】
周波数変換・検波回路１００は、受け入れた信号を周波数変換して、中間周波数信号を取り出し、さらに、中間周波数信号を検波することで、最終的に標準電波の信号を復調する。復調されたタイムコードを含む信号は、ＣＰＵ５０に与えられ、ＣＰＵ５０においてデコードされ、時間情報が抽出される。
［周波数変換・検波回路］
以下、本発明の第１の実施の形態にかかる周波数変換・検波回路１００についてより詳細に説明する。
【００２５】
図４は、本実施の形態にかかる周波数変換・検波回路１００の例を示す図である。図４に示すように、周波数変換回路１００は、増幅器１３０、局部発振器１３１、９０°シフト回路１３２、混合器１３３、１３４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３５、１３６、増幅器１３７、１３８、後に詳述する信号生成・合成回路１４０、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４１を有する。
【００２６】
局部発振器１３１は、たとえば、３９．９１ＫＨｚの信号を出力する（受信電波が４０ＫＨｚである場合）。局部発振器１３１の出力は、混合器１３３に印加される一方、９０°シフト回路にも与えられ、９０°シフト回路により９０°だけ位相がずらされた状態で、混合器１３４に与えられる。
【００２７】
また、ＢＰＦ１３５、１３６は、それぞれ、混合器１３３、１３４から出力された信号を受け入れて、中間周波数信号（上述した例では９０Ｈｚの中間周波数信号）を取り出す。これら中間周波数信号は、相互に直交、すなわち、９０°位相がずれており、直交検波によるＩ信号、Ｑ信号に相当する。
ＢＰＦ１３５からの出力は、増幅器１３７を経て、信号生成・合成回路１４０に与えられる。また、ＢＰＦ１３６からの出力は、増幅器１３８を経て、信号生成・合成回路１４０に与えられる。
【００２８】
信号生成・合成回路１４０の出力は、ＬＰＦ１４１に与えられる。
【００２９】
図５は、第１の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図５に示すように、信号生成・合成回路１４０は、増幅器１３７からの信号（Ｉ信号）を受け入れる第１の検波器（ＤＥＴ）１４４、増幅器１３７から反転器１４２を経た信号（Ｉ信号の反転信号）を受け入れる第２の検波器１４５、増幅器１３８からの信号（Ｑ信号）を受け入れる第３の検波器１４６、増幅器１３８から反転器１４３を経た信号（Ｑ信号の反転信号）を受け入れる第４の検波器１４７を有している。
【００３０】
第１〜第４の検波器１４４〜１４７の出力は、加算器１４８により加算される。
【００３１】
さらに、第１の実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０は、Ｉ信号およびＱ信号の反転信号を加算する加算器１４９、Ｉ信号およびＱ信号を加算する加算器１５０、Ｉ信号の反転信号およびＱ信号の反転信号を加算する加算器１５１、並びに、Ｉ信号の反転信号およびＱ信号を加算する加算器１５２を有し、かつ、加算器１４９〜１５２の出力信号を受け入れる第５〜第８の検波器１５３〜１５６を有している。第５〜第８の検波器１５３〜１５６の出力は、加算器１５７で加算される。
【００３２】
また、信号生成・合成回路１４０は、加算器１５７の出力を調整する（後述するように、出力を（１／√２）倍する）乗算器１５８と、加算器１４８の出力および乗算器１５８の出力を加算する加算器１５９を有している。
【００３３】
加算器１５９から出力される合成信号は、図４のＬＰＦ１４１に与えられる。ＬＰＦ１４１から出力された信号は、ＣＰＵ５０に与えられ、ＣＰＵ５０においてデコードされて、時間情報が抽出される。
【００３４】
以下、本実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０の作用について詳細に説明する。
【００３５】
電波時計の標準電波は、特に、データ伝送が遅い（１ｂｐｓ）。したがって、検波器の出力を受け入れるＬＰＦ（たとえば、図４のＬＰＦ１４１）においては積分時定数を上げることが容易ではない。そこで、本実施の形態においては、直交検波により９０°位相がずれた中間周波数信号を作り、さらに、それぞれの信号およびその反転信号をそれぞれ検波して合成した合成信号（加算器１４８の出力信号）を生成している。さらに、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号を合成して、さらに位相をずらした４つの信号を生成し、生成された信号をそれぞれ検波して合成した合成信号（加算器１５７の出力信号）を生成している。
【００３６】
たとえば、図４において、増幅器１３０の出力を直交周波数変換することにより、増幅器１３７、１３８の出力（図５のｂ点、ｃ点）では、９０°位相がずれた信号を得ることができる。
【００３７】
ｂ点の信号を、ｓｉｎωｔと考えると、ｃ点の信号は、その位相が９０°だけずれているので、ｃｏｓωｔとなる。図５において、第１の検波器１４４の出力（ｄ点の信号）および第２の検波器１４５の出力（ｅ点の信号）の和をｄ＋ｅ、第３の検波器１４６の出力（ｆ点の信号）および第４の検波器１４７の出力（ｇ点の信号）の和をｆ＋ｇと表すと、検波出力は正の部分が出力されるので、以下のようになる。
ｄ＋ｅ＝｜ｓｉｎωｔ｜＝（１／√２）＊√（１−ｃｏｓ２ωｔ） ・・・（１）
ｆ＋ｇ＝｜ｃｏｓωｔ｜＝（１／√２）＊√（１＋ｃｏｓ２ωｔ） ・・・（２）
加算器１４８の出力信号の大きさは、最大値をとることと等価であるため、Ｍａｘ｛ｄ＋ｅ，ｆ＋ｇ｝であり、したがって、これをｈと表すと、ｈは、以下の式で表すことができる。
【００３８】
ｈ＝Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ）／√２，√（１−ｃｏｓ２ωｔ）／√２｝
・・・（３）
図６は、ｄ点、ｅ点、ｆ点およびｇ点の信号を合成した合成信号ｈ（＝Ｍａｘ｛ｄ＋ｅ，ｆ＋ｇ｝）を示すグラフである。なお、図６において信号ＯＵＴは、信号ｈがＬＰＦ１４１を通過した場合の出力信号（図４参照）に相当する。
【００３９】
上記（３）式において、ルートの中は「０」以上であるため、（３）式の最大値、最小値は以下のように考えることができる。
【００４０】
ｈの最大値は（３）式より、ｃｏｓ２ωt＝±１となる点であり、
ωｔ＝π／４＊ｎ（ｎは整数）のときに、ｈ＝１となる。
同様に、最小値は図６からも分かるようにπ／４だけずれた波形の重なった点であり、
ωｔ＝π／８＊ｍ（ｍは整数）のときに、ｈ＝√２／２である。
従って、その差は以下のようになる。
ｈmax−ｈmin＝１−√２／２ ・・・・・（４）
【００４１】
最大振幅に対するリップルは、（最大値−最小値）であり、（４）式より「１−√２／２」となる。このような結果から、検波器１４４〜１４７のそれぞれからの出力信号ｄ、ｅ、ｆ、ｇを合成したことにより、１０．７ｄＢのフィルタ効果を持たせることが可能となる。また、図６に示すように、原信号に対して４倍の周波数の信号が発生するとみなすことができるため、ＣＲ１段の構成によるＬＰＦによるフィルタ効果は、図７に示すようなものとなる。周波数ｆ、カットオフ周波数をｆ０、減衰特性を１／√（１＋（ｆ／ｆ０）２）としている。
【００４２】
（１）従来の検波により原信号に５Ｈｚのフィルタを適用すると、−２５．１ｄＢの減衰特性であるのに対して、（２）上述したようにｈ点の信号に５Ｈｚのフィルタを適用すると、信号周波数が４倍になるので−３７．１ｄＢの減衰特定となる。
【００４３】
上述したように、１０．７ｄＢのフィルタ効果を含め、単純な５Ｈｚのフィルタを入れることでも、−４７．８ｄＢの減衰特性を得ることができる。仮に、（１）のような従来の検波による場合に、（２）と同様に−４５ｄＢの減衰特性を持たせるためには、１次のＬＰＦであれば、ｆ０＝約０．３Ｈｚとしなければならないが、この場合には、ＬＰＦを経た後の信号の劣化が大きい。これを避けるためには、高次のＬＰＦを適用する必要がある。
【００４４】
これに対して、２つの９０°位相がずれた２つの中間周波数信号（Ｉ信号およびＱ信号に相当する）を取得し、かつ、Ｉ信号およびその反転信号、Ｑ信号およびその反転信号を検波し、検波された信号を合成すると、合成された信号のリップルは非常に小さく、かつ、原信号に対して４倍の周波数の信号が発生しているとみなすことができるため、簡単なＬＰＦにより十分に不要な成分が除去され、かつ、必要な信号の劣化も防止することが可能となる。
【００４５】
しかしながら、図７に示すようなフィルタ効果を有していても、積分効果が不足になる場合も考えられる。たとえば、特許文献３に示すように、検波回路（本実施の形態では周波数変換・検波回路１００）の出力を、自動利得制御（ＡＧＣ）回路（図示せず）に与え、ＡＧＣ回路が、増幅回路の利得を制御するＡＧＣ電圧を生成することが提案されている。検波回路からの出力にはデータが含まれている。したがって、ＡＧＣ電圧を作るためには、ＡＧＣ回路において、データをフラットにするように十分に大きな時定数をもつＬＰＦを設け、検波回路からの出力信号をＬＰＦに通す必要がある。
【００４６】
このように、ＡＧＣ電圧は増幅率がふらつかないように、検波回路からの出力信号に対して十分な時定数を与える。電波時計に適用する場合、電波時計の信号は１秒周期（１ｂｐｓ）であるため、十分な時定数とするには数十秒程度のものが必要となる。しかしながら、時定数が大きくなるに伴って、ＡＧＣ回路の動作は低速になる。
【００４７】
高速なＡＧＣを実現するために、データ信号を忠実に再生しようとすると、たとえば中間周波数を９０Ｈｚとすると、９０Ｈｚの信号を十分に落とす（濾波する）必要があり、単純の構成のＬＰＦでは出力波形のなまりが問題となる。また、９０Ｈｚの信号成分の除去が十分でないと、検波回路の出力信号をＡＧＣ電圧として使用するため、データ信号の成分を低下させることになる。
【００４８】
上述したように、Ｉ信号、その反転信号、Ｉ信号と直交するＱ信号およびその反転信号を検波して加算する構成では、事実上、中間周波数を４倍にしていることと同様である。しかしながら、このように構成しても、単純なＬＰＨによって適切に中間周波数の成分を落とすことが容易ではない場合がある。
【００４９】
そこで、本実施の形態においては、さらに位相がずれている信号を生成し、生成された信号を検波して合成する。第１の実施の形態においては、４５度、１３５度など、Ｉ信号、その反転信号、Ｑ信号、その反転信号からさらに４５度だけ位相がずれた信号を生成する。
【００５０】
しかしながら、フィルタを利用して位相を回して信号を得ると、信号の遅延や信号のなまりが生じる。そこで、本実施の形態においては、サイン波（ｓｉｎωｔ）およびコサイン波（ｃｏｓωｔ）との合成から、４５度だけ位相がずれた信号を生成している。
【００５１】
たとえば、ｂ点の信号をｂ＝ｓｉｎωｔ、ｃ点の信号をｃ＝ｃｏｓωｔとすると、ｂ点およびｃ点の信号の和ｂ＋ｃは、以下のようになる。
【００５２】
ｂ＋ｃ＝ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝√２ｓｉｎ（ωｔ＋π／４） ・・・（５）
これは、位相を４５度だけ回した信号と等価である。したがって、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を組み合わせて加算することで、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号に対して、位相を４５度だけずらせた信号を得ることが可能となる。
【００５３】
第５の検波器１５３、第６の検波器１５４、第７の検波器１５５および第８の検波器１５６の出力信号ｄ’、ｅ’、ｆ’およびｇ’は、それぞれ以下のようになる。
【００５４】
ｄ’＝ｓｉｎωｔ−ｃｏｓωｔ＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ−π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋３π／４）｝
ｅ’＝ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）｝
ｆ’＝−ｓｉｎωｔ−ｃｏｓωｔ＝−√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋５π／４）｝
ｇ’＝−ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝−√２｛ｓｉｎ（ωｔ−π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋７π／４）｝
第１の検波器１４４〜１４７の出力ｄ〜ｆは、
ｄ＝ｓｉｎωｔ
ｅ＝−ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋π）
ｆ＝ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
ｇ＝−ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋３π／２）
である。したがって、ｄ’〜ｇ’について、出力を１／（√２）倍したものを、新たなｄ’〜ｇ’とすると、ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’は、図８に示すようなベクトルとして表すことができる。
【００５５】
また、ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’を加算した合成信号ｋ（＝Ｍａｘ｛ｈ，ｈ’｝＝Ｍａｘ｛ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｄ’，ｅ’，ｆ’，ｇ’｝）は、図９（ｂ）に示すようなものとなる。なお、図９（ａ）には、合成信号ｈ（＝Ｍａｘ｛ｄ，ｅ，ｆ，ｇ｝）を比較のために表示している。
【００５６】
図８に示すように、８つの信号ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’は、それぞれ４５度ずつ位相がずれた状態で配置されていることがわかる。信号ｄ’〜ｇ’の合成信号ｈ’（＝Ｍａｘ｛ｄ’,ｅ’,ｆ’,ｇ’｝）は、以下のように表すことができる。
【００５７】
ｈ’＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
したがって、図５の加算器１５９からの出力である合成信号ｋ（＝Ｍａｘ｛ｈ，ｈ’｝）は、以下のように表すことができる。
【００５８】
ｋ＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ），√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１−２ｃｏｓωｔ），√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
なお、図１０は、本実施の形態における出力信号のシミュレーションを示すグラフであり、図１０（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、図５の波形生成・合成回路１４０のｂ点、ｋ点、およびＯＵＴ（ＬＰＦ１４１の出力）における信号波形の例を示す。
【００５９】
以下、乗算器１５８の出力信号の大きさｈ’および合成信号の大きさｋについて説明する。
【００６０】
（１）式に示したように、ｄ＋ｅは以下のように表される。
【００６１】
ｄ＋ｅ＝｜ｓｉｎωｔ｜＝１／√２＊√（１−ｃｏｓ２ωｔ）
｜ｓｉｎωｔ｜＝｜√（ｓｉｎ２ωｔ）｜について、
ｃｏｓ２ωｔ＝ｃｏｓ２ωｔ−ｓｉｎ２ωｔ、
１＝ｓｉｎ２ωｔ＋ｃｏｓ２ωｔであることから、
ｃｏｓ２ωｔ＝１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ）
ｓｉｎ２ωｔ＝１−１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ）＝１／２（１−ｃｏｓ２ωｔ）
したがって、
｜ｓｉｎωｔ｜＝√（１／２（１−ｃｏｓ２ωｔ））
｜ｃｏｓωｔ｜＝√（１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ））
となる。
【００６２】
したがって、乗算器１５８の出力信号の大きさｈ’および合成信号の大きさｋは、以下のようになる。
【００６３】
ｈ’＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
ｋ＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ），√（１−ｃｏｓ２ωｔ），
√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
本実施の形態によれば、信号生成・合成回路１４０は、４５度位相がずれた８つの信号を検波し、これらを合成し、合成信号を出力している。したがって、合成信号を受け入れるＬＰＦの時定数を小さくすることが可能となる。また、簡単な構成のフィルタを用いても、合成信号に対する十分な積分効果を得ることができ、かつ、変調波形を乱すおそれも小さい。
【００６４】
図１１は、本実施の形態にかかるフィルタ効果の例を示すグラフである。図１１に示す例においては、中間周波数を９０Ｈｚ（カットオフｆ０も同様に９０Ｈｚ）としている。図１１に示すように、本実施の形態においては、信号合成によるリップル成分の減衰は図９（ｂ）に示すように２２．４ｄＢあり、かつ、実質的に中間周波数９０Ｈｚの８倍の周波数の信号が発生していると考えられる。また、９０Ｈｚをカットオフｆ０とする１次ＲＣフィルタの７２０Ｈｚ成分の減衰は、１８．１ｄＢである。したがって、最終的な７２０Ｈｚでのリップル成分の減衰は、４０．５ｄＢに達する。
【００６５】
すなわち、本実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０により得られた合成信号を用いることで、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号を検波して合成した合成信号と比較した場合に、同じＬＰＦを利用したときに、図７および図１１より、信号リップルは１７．５ｄＢ軽減される。
【００６６】
第１の実施の形態によれば、信号生成・合成回路１４０によって、Ｉ信号およびＱ信号に基づいて、それらの反転信号が生成されて検波され、かつ、Ｉ信号とＱ信号との間、Ｑ信号とＩ信号の反転信号との間、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号との間、および、Ｑ信号の反転信号とＩ信号の間の位相を有するような中間周波数信号が生成され、これら生成された中間周波数信号が検波される。検波された信号を合成することにより、リップルの小さな合成信号を得ることが可能となる。
【００６７】
特に、第１の実施の形態においては、Ｉ信号とＱ信号、Ｉ信号とＱ信号の反転信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号をそれぞれ合成し、Ｉ信号、Ｑ信号、それらの反転信号のそれぞれと、４５度だけ位相がずれた信号を生成している。第１の実施の形態においては、このような信号を検波して加算し、かつ、出力を調整し、出力が調整された合成信号と、Ｉ信号、Ｑ信号、および、これらの反転信号を検波して加算した合成信号とを加算する。これにより、実質的に中間周波数の８倍の周波数の信号同等の信号を出力することができる。
【００６８】
また、第１の実施の形態においては、乗算器１５８によって、加算器１５７から出力される合成信号のレベルを、Ｉ信号、Ｑ信号、これらの反転信号を検波して合成した信号のレベルと同等になるように調整し、加算器１５９に入力される信号のレベルを適切にしている。
［信号生成・合成回路の他の例］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態においては、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号のそれぞれから４５度位相がずれた信号を生成し、生成された信号を検波して合成している。第２の実施の形態においては、位相のずれθを任意として、所望の位相のずれをもつ信号を生成している。
【００６９】
図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図１２において、図５に示す信号生成・合成回路と同一の構成部分については同一の符号を付す。
【００７０】
図１２に示すように、第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路１６０は、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ａで増幅する乗算器１６２、１６４、並びに、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ｂで増幅する乗算器１６１、１６３を有している。乗算器１６１の出力は、加算器１４９、１５１に与えられ、乗算器１６２の出力は、加算器１４９、１５０に与えられ、乗算器１６３の出力は、加算器１５０，１５２に与えられ、乗算器１６４の出力は、加算器１５１、１５２に与えられる。
【００７１】
また、第２の実施の形態において、加算器１５７の出力を調整する乗算器１６５は、加算器１５７の出力を、１／√（Ａ２＋Ｂ２）倍する。
【００７２】
第２の実施の形態にかかる第５の検波器１５３〜第８の検波器１５６の出力信号を、それぞれ、ｄ”、ｅ”、ｆ”およびｇ”とすると、以下のようになる。
【００７３】
ｄ”＝Ａｓｉｎωｔ−Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ−θ））
ｅ”＝Ａｓｉｎωｔ＋Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
ｆ”＝−Ａｓｉｎωｔ−Ｂｃｏｓωｔ
＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋π＋θ））
ｇ”＝−Ａｓｉｎωｔ＋Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ−θ）
＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋π−θ））
なお、ｃｏｓθ＝Ａ√（Ａ２＋Ｂ２）、ｓｉｎθ＝Ｂ／√（Ａ２＋Ｂ２）である。
【００７４】
ｄ”〜ｇ”について、出力を１／√（Ａ２＋Ｂ２）倍したものを、新たなｄ”〜ｇ”とすると、ｄ〜ｇおよびｄ”〜ｇ”は、図１３に示すようなベクトルとして表すことができる。
【００７５】
上記乗算器１６２、１６４に与える増幅率Ａ、および、乗算器１６１、１６３に与える増幅率Ｂは、ＣＰＵ５０により制御可能であるのが望ましい。ＣＰＵ５０は、設定された位相θに基づいて、増幅率Ａおよび増幅率Ｂを算出し、算出された増幅率Ａ、Ｂを、それぞれ対応する乗算器に出力する。これにより、所望の位相θだけずれた信号を生成し、これらの信号を検波して合成することが可能となる。
【００７６】
上述したように、第２の実施の形態においては、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ａで増幅し、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂで増幅して、それぞれ増幅されたＩ信号とＱ信号、Ｉ信号とＱ信号の反転信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号を、それぞれ加算して検波している。これにより、ωｔ±θ、ωｔ＋π±θという位相の信号を生成することができる。
【００７７】
特に、設定されたθに基づいて、ＣＰＵ５０が増幅率Ａ、Ｂを算出し、乗算器に与えることで、所望の位相の信号を生成することが可能となる。
［信号生成・合成回路のさらに他の例］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。第２の実施の形態においては、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号をＡ倍し、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号をＢ倍して、「ωｔ＋π±θ」および「ωｔ±θ」という位相の信号を作った。第３の実施の形態においては、Ａｉｓｉｎωｔ＋Ｂｉｃｏｓωｔの係数ＡｉおよびＢｉを、加算器ごとに自在に調整できるようにしている。
【００７８】
図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図１４において、図１２に示す信号生成・合成回路と同一の構成部分については同一の符号を付す。
【００７９】
図１４に示すように、第３の実施の形態においては、加算器１４９、１５０、１５１、１５２のそれぞれに入力される信号を所定の増幅率で増幅する乗算器が設けられている。図１４に示すように、それぞれに加算器１４９の入力側には以下の乗算器が配置される。
【００８０】
加算器１４９への入力側：
Ｉ信号を増幅率Ａ１で増幅する乗算器１８１およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂ１で増幅する乗算器１８２
加算器１５０の入力側：
Ｉ信号を増幅率Ａ２で増幅する乗算器１８３およびＱ信号を増幅率Ｂ２で増幅する乗算器１８４
加算器１５１への入力側：
Ｉ信号の反転信号を増幅率Ａ３で増幅する乗算器１８５およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂ３で増幅する乗算器１８６
加算器１５２への入力側：
Ｉ信号の反転信号を増幅率Ａ４で増幅する乗算器１８７およびＱ信号を増幅率Ｂ４で増幅する乗算器１８８。
【００８１】
また、検波器１５３〜１５６の出力側には、検波器の出力を増幅率１／√（Ａｉ２＋Ｂｉ２）で増幅する増幅器１９１〜１９４が配置される。増幅器１９１〜１９４のそれぞれの増幅率は、それぞれ、１／√（Ａ１２＋Ｂ１２）、１／√（Ａ２２＋Ｂ２２）、１／√（Ａ３２＋Ｂ３２）、１／√（Ａ４２＋Ｂ４２）である。
【００８２】
上述した乗算器１８１〜１８５、乗算器１９１〜１９４の増幅率の設定により、乗算器１９１〜１９４からは、それぞれ、
ｓｉｎ（ωｔ＋θｉ）
ただし、ｔａｎθｉ＝Ｂ/Ａ
という位相の信号が出力される。乗算器１９１〜１９４の出力信号は、加算器１５７により加算され、さらに、加算器１５９により、加算器１４８からの出力信号と加算される。加算器１５９からの出力信号は、ＬＰＦ１４１に与えられる。
【００８３】
乗算器１８１〜１８５および乗算器１９１〜１９４の増幅率は、ＣＰＵ５０により制御可能であるのが望ましい。これにより、増幅率ＡｉおよびＢｉを調整することにより、所望の位相ωｔ＋θｉの信号を生成し、これらの信号を検波して合成することが可能となる。
【００８４】
本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる時計の回路の内部構成を示すブロックダイヤグラムである。
【図２】図２は、本実施の形態にかかる受信回路の概略を示すブロックダイヤグラムである。
【図３】図３は、本発明の実施の形態にかかるアンテナ回路の例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態にかかる周波数変換・検波回路の例を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図６】図６は、図５のｈ点における合成信号の例を示す図である。
【図７】図７は、ｈ点における合成信号を用いた場合のフィルタ効果の例を示すグラフである。
【図８】図８は、図５における各点の出力信号をベクトルにて表した図である。
【図９】図９は、図５のｈ点およびｋ点における合成信号の例を示す図である。
【図１０】図１０は、図５の各点における信号の例を示す図である。
【図１１】図１１は、本実施の形態にかかる合成信号（ｋ点の合成信号）を用いた場合のフィルタ効果の例を示すグラフである。
【図１２】図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図１３】図１３は、図１２における各点の出力信号をベクトルにて表した図である。
【図１４】図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図１５】図１５は、従来の周波数変換回路および検波回路の例を示す図である。
【符号の説明】
【００８６】
４２ アンテナ回路
４４ 受信回路
５０ ＣＰＵ
５１ 入力部
５２ 表示部
５５ 計時回路部
５６ 発振回路部
８０ 増幅回路
９０ ＢＰＦ
１００ 周波数変換・検波回路
１３１ 局部発振器
１４３ ９０°シフト回路
１３３、１３４ 混合器
１４０ 信号生成・合成回路
１４１ ＬＰＦ
１４４〜１４７ 検波器
１４８、１５７ 加算器
１４９〜１５２ 加算器
１５３〜１５６ 検波器
１５８ 増幅器
１５９ 加算器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信回路および当該受信回路を備えた時計に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、一部の国において、タイムコードを含む長波標準電波が送信所から送信されている。この標準電波を受信し、受信した信号からタイムコードを取り出して、時刻を修正可能な電波時計が実現されている。日本では、２つの送信所から、それぞれ、４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの長波標準電波が送出されている。タイムコードは、１周期６０秒のフレームである。
【０００３】
このような長波標準電波を受信する受信回路においては、たとえば、スーパーヘテロダイン方式を利用して、４０ｋＨｚの標準電波の信号から、いったん所定の周波数（たとえば、３０Ｈｚ）の中間周波数信号を取り出し、さらに、中間周波数信号を、フィルタを通過させて中間周波数の成分を除去している。
【０００４】
図１５は、従来の周波数変換回路および検波回路の例を示す図である。たとえば、４０ＫＨｚの標準電波の信号は、増幅器２００において増幅されて混合器２０２に印加される。混合器２０２には、局部発振器２０１からの信号も与えられる。この局部発振器２０１から、たとえば、３９．９７ＫＨｚの信号が与えられる結果、混合器２０２からは、９０Ｈｚの中間周波数信号が取り出される。混合器２０２の出力は、９０Ｈｚ周辺の帯域を通過させるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２０３および増幅器２０４を経て、検波器２０５に印加される。検波器２０５の出力は、最終的に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０６で帯域制限される。つまり、検波器２０５の出力を受けるＬＰＦ２０６が、中間周波数の成分を十分に除去し、変調波形のみを取り出す役割をもつことになる。
【０００５】
たとえば、長波標準電波を受信するために、特許文献１には、周波数変換回路に与える局部発振信号を逓倍回路により切り替え可能にして、４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの双方の信号から中間周波数信号を取り出す技術が開示されている。また、特許文献２には、局部発振信号の周波数を、二つの周波数の中間とするような技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００４−８００７３号公報
【特許文献２】特開２００４−８８３４１号公報
【特許文献３】特開２００４−１７９９４８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図１５に示す例を参照して説明したように、中間周波数が、たとえば、９０Ｈｚ程度と低いときに、９０Ｈｚの中間周波数の成分をＬＰＦで十分に落とすことは、カットオフ周波数をさらに低くするか、或いは、ＬＰＦを高次のフィルタとするなどの対応が必要であった。９０Ｈｚの中間周波数信号を十分に積分するためにはその時定数を相当に大きくする必要がある。たとえば、５Ｈｚの信号を通過させるため、カットオフ周波数ｆ０を５Ｈｚとすると、９０Ｈｚ成分は２５ｄＢ程度の減衰にすぎず、リップルが残ることがわかる。
【０００７】
カットオフ周波数を低くすることは、変調信号自体も劣化させるという問題点があり、また、高次のフィルタとすると、回路が複雑でその規模も大きくなるという問題点があった。
【０００８】
本発明は、回路構成が簡単でかつ変調信号が精度良く取得可能な周波数変換・検波回路を有する受信回路、並びに、この受信回路を備えた時計を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の目的は、空間中の電磁波を電気信号として受信するアンテナ回路と、
前記アンテナ回路により得られた受信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段から出力された信号を周波数変換して中間周波数信号を取得し、得られた中間周波数信号を検波して、復調された信号を出力する周波数変換・検波手段と、
復調された信号を受け入れて、中間周波数の成分を除去するフィルタ手段と、を備えた受信回路において、
前記周波数変換・検波手段が、
局部発振器と、
前記増幅手段から出力された信号を受け入れ、前記局部発振器からの信号に基づいて、相互に直交する第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号を出力する複数の混合器と、
前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号に基づいて、前記中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、前記中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段と、を有することを特徴とする受信回路により達成される。
【００１０】
好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記混合器からの出力された信号をそれぞれ反転し、前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号の反転信号を、第１の他の中間周波数信号として生成し、かつ、
前記第１の中間周波数信号と第２の中間周波数信号との間、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号の反転信号との間、第１の中間周波数信号の反転信号と第２の中間周波数信号の反転信号との間、および、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号との間の位相を有する信号を、第２の他の中間周波数信号として生成する。
【００１１】
より好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第１の加算器と、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第２の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第３の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第４の加算器と、を有し、
前記第１ないし第４の加算器のそれぞれからの出力された信号に基づいて、前記第２の他の中間周波数信号を生成する。
【００１２】
また、好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第２の他の中間周波数信号のそれぞれを検波した信号を加算する加算器と、
前記加算器から出力された、前記検波した信号の加算信号を所定の増幅率で乗算する乗算器と、を有する。
【００１３】
より好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号を増幅する第１の乗算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号を増幅する第２の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号を増幅する第３の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号の反転信号を増幅する第４の乗算器と、を有し、
前記第１の乗算器と前記第２の乗算器における増幅率が同一であり、かつ、前記第３の乗算器と第４の乗算器における増幅率が同一である。
【００１４】
別の好ましい実施態様においては、前記信号生成・合成手段が、
第１の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第１の加算器に入力すべき前記第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、
第２の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、
第３の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、並びに、
第４の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器を有する。
【００１５】
また、好ましい実施態様においては、前記乗算器における増幅率を制御する制御手段を備えている。
【００１６】
また、本発明の目的は、上記受信回路と、
前記受信回路により受信および復調された、時刻情報を含む標準電波の信号から、時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、
時刻を計時する計時手段と、
当該計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、
前記時刻情報抽出手段により抽出された時刻情報に基づいて、前記計時手段により計時された時刻を修正する時刻修正手段と、を備えたことを特徴とする時計により達成される。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、回路構成が簡単でかつ変調信号が精度良く取得可能な周波数変換・検波回路を有する受信回路、並びに、これら回路を備えた時計を提供することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
［回路構成］
以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる時計の回路の内部構成を示すブロックダイヤグラムである。図１に示すように、時計は、ＣＰＵ５０、入力部５１、表示部５２、ＲＯＭ５３、ＲＡＭ５４、受信回路４４、計時回路部５５および発振回路部５６を備える。
【００１９】
ＣＰＵ５０は、所定のタイミングで、或いは、入力部５１から入力された操作信号に応じてＲＯＭ５３に格納されたプログラムを読み出して、ＲＡＭ５４に展開し、当該プログラムに基づいて、時計を構成する各部への指示やデータの転送などを実行する。具体的には、たとえば所定時間毎に受信回路４４を制御して標準電波を受信させて、受信回路４４からのタイムコードを含む信号に基づいて計時回路部５５で計時される現在時刻データを修正する処理や、計時回路部５５によって計時された現在時刻を表示部５２に転送する処理などを実行する。
【００２０】
入力部５１は、時計の各種機能の実行を指示するためのスイッチ（図示せず）を含み、スイッチが操作されると、対応する操作信号をＣＰＵ５０に出力する。表示部５２は、時計の文字盤（図示せず）、ＣＰＵ５０によって制御されたアナログ指針機構（図示せず）、液晶パネル（図示せず）などを含み、計時回路部５５によって計時された現在時刻を表示する。ＲＯＭ５３は、時計を動作させ、また、所定の機能を実現するためのシステムプログラムやアプリケーションプロググラム、データなどを記憶する。ＲＡＭ５４は、ＣＰＵ５０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ５３から読み出されたプログラムやデータ、ＣＰＵ５０にて処理されたデータなどを一時的に記憶する。
【００２１】
受信回路４４は、アンテナ回路４２を含み、アンテナ回路４２にて受信された信号から所定の周波数の信号を取り出して、取り出された信号をＣＰＵ５０に出力する。計時回路部５５は、発振回路部５６から入力される信号を計数して現在時刻を計時し、現在時刻データをＣＰＵ５０に出力する。発振回路部５６は、常時一定周波数のクロック信号を出力する。
【００２２】
図２は、本実施の形態にかかる受信回路の概略を示すブロックダイヤグラムである。図２に示すように、受信回路４４は、アンテナ回路４２、増幅回路８０、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９０、および、周波数変換・検波回路１００を有する。図２においては、バンドパスフィルタ９０を利用しているが、これに限定されるものではなく、ＢＰＦに代えてローパスフィルタ（ＬＰＦ）を利用しても良い。
【００２３】
アンテナ回路４２は、図３に示すように、磁性体１７５に導線１７６を巻きつけたコイルＬおよびコンデンサＣを有する。アンテナ回路４２からは標準電波の相当する信号が出力され、増幅回路８０およびＢＰＦ９０を経て、周波数変換・検波回路１００に与えられる。
【００２４】
周波数変換・検波回路１００は、受け入れた信号を周波数変換して、中間周波数信号を取り出し、さらに、中間周波数信号を検波することで、最終的に標準電波の信号を復調する。復調されたタイムコードを含む信号は、ＣＰＵ５０に与えられ、ＣＰＵ５０においてデコードされ、時間情報が抽出される。
［周波数変換・検波回路］
以下、本発明の第１の実施の形態にかかる周波数変換・検波回路１００についてより詳細に説明する。
【００２５】
図４は、本実施の形態にかかる周波数変換・検波回路１００の例を示す図である。図４に示すように、周波数変換回路１００は、増幅器１３０、局部発振器１３１、９０°シフト回路１３２、混合器１３３、１３４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１３５、１３６、増幅器１３７、１３８、後に詳述する信号生成・合成回路１４０、および、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４１を有する。
【００２６】
局部発振器１３１は、たとえば、３９．９１ＫＨｚの信号を出力する（受信電波が４０ＫＨｚである場合）。局部発振器１３１の出力は、混合器１３３に印加される一方、９０°シフト回路にも与えられ、９０°シフト回路により９０°だけ位相がずらされた状態で、混合器１３４に与えられる。
【００２７】
また、ＢＰＦ１３５、１３６は、それぞれ、混合器１３３、１３４から出力された信号を受け入れて、中間周波数信号（上述した例では９０Ｈｚの中間周波数信号）を取り出す。これら中間周波数信号は、相互に直交、すなわち、９０°位相がずれており、直交検波によるＩ信号、Ｑ信号に相当する。
ＢＰＦ１３５からの出力は、増幅器１３７を経て、信号生成・合成回路１４０に与えられる。また、ＢＰＦ１３６からの出力は、増幅器１３８を経て、信号生成・合成回路１４０に与えられる。
【００２８】
信号生成・合成回路１４０の出力は、ＬＰＦ１４１に与えられる。
【００２９】
図５は、第１の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図５に示すように、信号生成・合成回路１４０は、増幅器１３７からの信号（Ｉ信号）を受け入れる第１の検波器（ＤＥＴ）１４４、増幅器１３７から反転器１４２を経た信号（Ｉ信号の反転信号）を受け入れる第２の検波器１４５、増幅器１３８からの信号（Ｑ信号）を受け入れる第３の検波器１４６、増幅器１３８から反転器１４３を経た信号（Ｑ信号の反転信号）を受け入れる第４の検波器１４７を有している。
【００３０】
第１〜第４の検波器１４４〜１４７の出力は、加算器１４８により加算される。
【００３１】
さらに、第１の実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０は、Ｉ信号およびＱ信号の反転信号を加算する加算器１４９、Ｉ信号およびＱ信号を加算する加算器１５０、Ｉ信号の反転信号およびＱ信号の反転信号を加算する加算器１５１、並びに、Ｉ信号の反転信号およびＱ信号を加算する加算器１５２を有し、かつ、加算器１４９〜１５２の出力信号を受け入れる第５〜第８の検波器１５３〜１５６を有している。第５〜第８の検波器１５３〜１５６の出力は、加算器１５７で加算される。
【００３２】
また、信号生成・合成回路１４０は、加算器１５７の出力を調整する（後述するように、出力を（１／√２）倍する）乗算器１５８と、加算器１４８の出力および乗算器１５８の出力を加算する加算器１５９を有している。
【００３３】
加算器１５９から出力される合成信号は、図４のＬＰＦ１４１に与えられる。ＬＰＦ１４１から出力された信号は、ＣＰＵ５０に与えられ、ＣＰＵ５０においてデコードされて、時間情報が抽出される。
【００３４】
以下、本実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０の作用について詳細に説明する。
【００３５】
電波時計の標準電波は、特に、データ伝送が遅い（１ｂｐｓ）。したがって、検波器の出力を受け入れるＬＰＦ（たとえば、図４のＬＰＦ１４１）においては積分時定数を上げることが容易ではない。そこで、本実施の形態においては、直交検波により９０°位相がずれた中間周波数信号を作り、さらに、それぞれの信号およびその反転信号をそれぞれ検波して合成した合成信号（加算器１４８の出力信号）を生成している。さらに、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号を合成して、さらに位相をずらした４つの信号を生成し、生成された信号をそれぞれ検波して合成した合成信号（加算器１５７の出力信号）を生成している。
【００３６】
たとえば、図４において、増幅器１３０の出力を直交周波数変換することにより、増幅器１３７、１３８の出力（図５のｂ点、ｃ点）では、９０°位相がずれた信号を得ることができる。
【００３７】
ｂ点の信号を、ｓｉｎωｔと考えると、ｃ点の信号は、その位相が９０°だけずれているので、ｃｏｓωｔとなる。図５において、第１の検波器１４４の出力（ｄ点の信号）および第２の検波器１４５の出力（ｅ点の信号）の和をｄ＋ｅ、第３の検波器１４６の出力（ｆ点の信号）および第４の検波器１４７の出力（ｇ点の信号）の和をｆ＋ｇと表すと、検波出力は正の部分が出力されるので、以下のようになる。
ｄ＋ｅ＝｜ｓｉｎωｔ｜＝（１／√２）＊√（１−ｃｏｓ２ωｔ） ・・・（１）
ｆ＋ｇ＝｜ｃｏｓωｔ｜＝（１／√２）＊√（１＋ｃｏｓ２ωｔ） ・・・（２）
加算器１４８の出力信号の大きさは、最大値をとることと等価であるため、Ｍａｘ｛ｄ＋ｅ，ｆ＋ｇ｝であり、したがって、これをｈと表すと、ｈは、以下の式で表すことができる。
【００３８】
ｈ＝Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ）／√２，√（１−ｃｏｓ２ωｔ）／√２｝
・・・（３）
図６は、ｄ点、ｅ点、ｆ点およびｇ点の信号を合成した合成信号ｈ（＝Ｍａｘ｛ｄ＋ｅ，ｆ＋ｇ｝）を示すグラフである。なお、図６において信号ＯＵＴは、信号ｈがＬＰＦ１４１を通過した場合の出力信号（図４参照）に相当する。
【００３９】
上記（３）式において、ルートの中は「０」以上であるため、（３）式の最大値、最小値は以下のように考えることができる。
【００４０】
ｈの最大値は（３）式より、ｃｏｓ２ωt＝±１となる点であり、
ωｔ＝π／４＊ｎ（ｎは整数）のときに、ｈ＝１となる。
同様に、最小値は図６からも分かるようにπ／４だけずれた波形の重なった点であり、
ωｔ＝π／８＊ｍ（ｍは整数）のときに、ｈ＝√２／２である。
従って、その差は以下のようになる。
ｈmax−ｈmin＝１−√２／２ ・・・・・（４）
【００４１】
最大振幅に対するリップルは、（最大値−最小値）であり、（４）式より「１−√２／２」となる。このような結果から、検波器１４４〜１４７のそれぞれからの出力信号ｄ、ｅ、ｆ、ｇを合成したことにより、１０．７ｄＢのフィルタ効果を持たせることが可能となる。また、図６に示すように、原信号に対して４倍の周波数の信号が発生するとみなすことができるため、ＣＲ１段の構成によるＬＰＦによるフィルタ効果は、図７に示すようなものとなる。周波数ｆ、カットオフ周波数をｆ０、減衰特性を１／√（１＋（ｆ／ｆ０）２）としている。
【００４２】
（１）従来の検波により原信号に５Ｈｚのフィルタを適用すると、−２５．１ｄＢの減衰特性であるのに対して、（２）上述したようにｈ点の信号に５Ｈｚのフィルタを適用すると、信号周波数が４倍になるので−３７．１ｄＢの減衰特定となる。
【００４３】
上述したように、１０．７ｄＢのフィルタ効果を含め、単純な５Ｈｚのフィルタを入れることでも、−４７．８ｄＢの減衰特性を得ることができる。仮に、（１）のような従来の検波による場合に、（２）と同様に−４５ｄＢの減衰特性を持たせるためには、１次のＬＰＦであれば、ｆ０＝約０．３Ｈｚとしなければならないが、この場合には、ＬＰＦを経た後の信号の劣化が大きい。これを避けるためには、高次のＬＰＦを適用する必要がある。
【００４４】
これに対して、２つの９０°位相がずれた２つの中間周波数信号（Ｉ信号およびＱ信号に相当する）を取得し、かつ、Ｉ信号およびその反転信号、Ｑ信号およびその反転信号を検波し、検波された信号を合成すると、合成された信号のリップルは非常に小さく、かつ、原信号に対して４倍の周波数の信号が発生しているとみなすことができるため、簡単なＬＰＦにより十分に不要な成分が除去され、かつ、必要な信号の劣化も防止することが可能となる。
【００４５】
しかしながら、図７に示すようなフィルタ効果を有していても、積分効果が不足になる場合も考えられる。たとえば、特許文献３に示すように、検波回路（本実施の形態では周波数変換・検波回路１００）の出力を、自動利得制御（ＡＧＣ）回路（図示せず）に与え、ＡＧＣ回路が、増幅回路の利得を制御するＡＧＣ電圧を生成することが提案されている。検波回路からの出力にはデータが含まれている。したがって、ＡＧＣ電圧を作るためには、ＡＧＣ回路において、データをフラットにするように十分に大きな時定数をもつＬＰＦを設け、検波回路からの出力信号をＬＰＦに通す必要がある。
【００４６】
このように、ＡＧＣ電圧は増幅率がふらつかないように、検波回路からの出力信号に対して十分な時定数を与える。電波時計に適用する場合、電波時計の信号は１秒周期（１ｂｐｓ）であるため、十分な時定数とするには数十秒程度のものが必要となる。しかしながら、時定数が大きくなるに伴って、ＡＧＣ回路の動作は低速になる。
【００４７】
高速なＡＧＣを実現するために、データ信号を忠実に再生しようとすると、たとえば中間周波数を９０Ｈｚとすると、９０Ｈｚの信号を十分に落とす（濾波する）必要があり、単純の構成のＬＰＦでは出力波形のなまりが問題となる。また、９０Ｈｚの信号成分の除去が十分でないと、検波回路の出力信号をＡＧＣ電圧として使用するため、データ信号の成分を低下させることになる。
【００４８】
上述したように、Ｉ信号、その反転信号、Ｉ信号と直交するＱ信号およびその反転信号を検波して加算する構成では、事実上、中間周波数を４倍にしていることと同様である。しかしながら、このように構成しても、単純なＬＰＨによって適切に中間周波数の成分を落とすことが容易ではない場合がある。
【００４９】
そこで、本実施の形態においては、さらに位相がずれている信号を生成し、生成された信号を検波して合成する。第１の実施の形態においては、４５度、１３５度など、Ｉ信号、その反転信号、Ｑ信号、その反転信号からさらに４５度だけ位相がずれた信号を生成する。
【００５０】
しかしながら、フィルタを利用して位相を回して信号を得ると、信号の遅延や信号のなまりが生じる。そこで、本実施の形態においては、サイン波（ｓｉｎωｔ）およびコサイン波（ｃｏｓωｔ）との合成から、４５度だけ位相がずれた信号を生成している。
【００５１】
たとえば、ｂ点の信号をｂ＝ｓｉｎωｔ、ｃ点の信号をｃ＝ｃｏｓωｔとすると、ｂ点およびｃ点の信号の和ｂ＋ｃは、以下のようになる。
【００５２】
ｂ＋ｃ＝ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝√２ｓｉｎ（ωｔ＋π／４） ・・・（５）
これは、位相を４５度だけ回した信号と等価である。したがって、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を組み合わせて加算することで、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号に対して、位相を４５度だけずらせた信号を得ることが可能となる。
【００５３】
第５の検波器１５３、第６の検波器１５４、第７の検波器１５５および第８の検波器１５６の出力信号ｄ’、ｅ’、ｆ’およびｇ’は、それぞれ以下のようになる。
【００５４】
ｄ’＝ｓｉｎωｔ−ｃｏｓωｔ＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ−π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋３π／４）｝
ｅ’＝ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）｝
ｆ’＝−ｓｉｎωｔ−ｃｏｓωｔ＝−√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋５π／４）｝
ｇ’＝−ｓｉｎωｔ＋ｃｏｓωｔ＝−√２｛ｓｉｎ（ωｔ−π／４）｝
＝√２｛ｓｉｎ（ωｔ＋７π／４）｝
第１の検波器１４４〜１４７の出力ｄ〜ｆは、
ｄ＝ｓｉｎωｔ
ｅ＝−ｓｉｎωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋π）
ｆ＝ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
ｇ＝−ｃｏｓωｔ＝ｓｉｎ（ωｔ＋３π／２）
である。したがって、ｄ’〜ｇ’について、出力を１／（√２）倍したものを、新たなｄ’〜ｇ’とすると、ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’は、図８に示すようなベクトルとして表すことができる。
【００５５】
また、ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’を加算した合成信号ｋ（＝Ｍａｘ｛ｈ，ｈ’｝＝Ｍａｘ｛ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｄ’，ｅ’，ｆ’，ｇ’｝）は、図９（ｂ）に示すようなものとなる。なお、図９（ａ）には、合成信号ｈ（＝Ｍａｘ｛ｄ，ｅ，ｆ，ｇ｝）を比較のために表示している。
【００５６】
図８に示すように、８つの信号ｄ〜ｇおよびｄ’〜ｇ’は、それぞれ４５度ずつ位相がずれた状態で配置されていることがわかる。信号ｄ’〜ｇ’の合成信号ｈ’（＝Ｍａｘ｛ｄ’,ｅ’,ｆ’,ｇ’｝）は、以下のように表すことができる。
【００５７】
ｈ’＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
したがって、図５の加算器１５９からの出力である合成信号ｋ（＝Ｍａｘ｛ｈ，ｈ’｝）は、以下のように表すことができる。
【００５８】
ｋ＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ），√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１−２ｃｏｓωｔ），√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
なお、図１０は、本実施の形態における出力信号のシミュレーションを示すグラフであり、図１０（ａ）〜（ｃ）は、それぞれ、図５の波形生成・合成回路１４０のｂ点、ｋ点、およびＯＵＴ（ＬＰＦ１４１の出力）における信号波形の例を示す。
【００５９】
以下、乗算器１５８の出力信号の大きさｈ’および合成信号の大きさｋについて説明する。
【００６０】
（１）式に示したように、ｄ＋ｅは以下のように表される。
【００６１】
ｄ＋ｅ＝｜ｓｉｎωｔ｜＝１／√２＊√（１−ｃｏｓ２ωｔ）
｜ｓｉｎωｔ｜＝｜√（ｓｉｎ２ωｔ）｜について、
ｃｏｓ２ωｔ＝ｃｏｓ２ωｔ−ｓｉｎ２ωｔ、
１＝ｓｉｎ２ωｔ＋ｃｏｓ２ωｔであることから、
ｃｏｓ２ωｔ＝１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ）
ｓｉｎ２ωｔ＝１−１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ）＝１／２（１−ｃｏｓ２ωｔ）
したがって、
｜ｓｉｎωｔ｜＝√（１／２（１−ｃｏｓ２ωｔ））
｜ｃｏｓωｔ｜＝√（１／２（１＋ｃｏｓ２ωｔ））
となる。
【００６２】
したがって、乗算器１５８の出力信号の大きさｈ’および合成信号の大きさｋは、以下のようになる。
【００６３】
ｈ’＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），
√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
ｋ＝１／√２＊Ｍａｘ｛√（１＋ｃｏｓ２ωｔ），√（１−ｃｏｓ２ωｔ），
√（１＋ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４）），√（１−ｃｏｓ２（ωｔ＋π／４））｝
本実施の形態によれば、信号生成・合成回路１４０は、４５度位相がずれた８つの信号を検波し、これらを合成し、合成信号を出力している。したがって、合成信号を受け入れるＬＰＦの時定数を小さくすることが可能となる。また、簡単な構成のフィルタを用いても、合成信号に対する十分な積分効果を得ることができ、かつ、変調波形を乱すおそれも小さい。
【００６４】
図１１は、本実施の形態にかかるフィルタ効果の例を示すグラフである。図１１に示す例においては、中間周波数を９０Ｈｚ（カットオフｆ０も同様に９０Ｈｚ）としている。図１１に示すように、本実施の形態においては、信号合成によるリップル成分の減衰は図９（ｂ）に示すように２２．４ｄＢあり、かつ、実質的に中間周波数９０Ｈｚの８倍の周波数の信号が発生していると考えられる。また、９０Ｈｚをカットオフｆ０とする１次ＲＣフィルタの７２０Ｈｚ成分の減衰は、１８．１ｄＢである。したがって、最終的な７２０Ｈｚでのリップル成分の減衰は、４０．５ｄＢに達する。
【００６５】
すなわち、本実施の形態にかかる信号生成・合成回路１４０により得られた合成信号を用いることで、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号を検波して合成した合成信号と比較した場合に、同じＬＰＦを利用したときに、図７および図１１より、信号リップルは１７．５ｄＢ軽減される。
【００６６】
第１の実施の形態によれば、信号生成・合成回路１４０によって、Ｉ信号およびＱ信号に基づいて、それらの反転信号が生成されて検波され、かつ、Ｉ信号とＱ信号との間、Ｑ信号とＩ信号の反転信号との間、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号との間、および、Ｑ信号の反転信号とＩ信号の間の位相を有するような中間周波数信号が生成され、これら生成された中間周波数信号が検波される。検波された信号を合成することにより、リップルの小さな合成信号を得ることが可能となる。
【００６７】
特に、第１の実施の形態においては、Ｉ信号とＱ信号、Ｉ信号とＱ信号の反転信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号をそれぞれ合成し、Ｉ信号、Ｑ信号、それらの反転信号のそれぞれと、４５度だけ位相がずれた信号を生成している。第１の実施の形態においては、このような信号を検波して加算し、かつ、出力を調整し、出力が調整された合成信号と、Ｉ信号、Ｑ信号、および、これらの反転信号を検波して加算した合成信号とを加算する。これにより、実質的に中間周波数の８倍の周波数の信号同等の信号を出力することができる。
【００６８】
また、第１の実施の形態においては、乗算器１５８によって、加算器１５７から出力される合成信号のレベルを、Ｉ信号、Ｑ信号、これらの反転信号を検波して合成した信号のレベルと同等になるように調整し、加算器１５９に入力される信号のレベルを適切にしている。
［信号生成・合成回路の他の例］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。第１の実施の形態においては、Ｉ信号、Ｉ信号の反転信号、Ｑ信号、Ｑ信号の反転信号のそれぞれから４５度位相がずれた信号を生成し、生成された信号を検波して合成している。第２の実施の形態においては、位相のずれθを任意として、所望の位相のずれをもつ信号を生成している。
【００６９】
図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図１２において、図５に示す信号生成・合成回路と同一の構成部分については同一の符号を付す。
【００７０】
図１２に示すように、第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路１６０は、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ａで増幅する乗算器１６２、１６４、並びに、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ｂで増幅する乗算器１６１、１６３を有している。乗算器１６１の出力は、加算器１４９、１５１に与えられ、乗算器１６２の出力は、加算器１４９、１５０に与えられ、乗算器１６３の出力は、加算器１５０，１５２に与えられ、乗算器１６４の出力は、加算器１５１、１５２に与えられる。
【００７１】
また、第２の実施の形態において、加算器１５７の出力を調整する乗算器１６５は、加算器１５７の出力を、１／√（Ａ２＋Ｂ２）倍する。
【００７２】
第２の実施の形態にかかる第５の検波器１５３〜第８の検波器１５６の出力信号を、それぞれ、ｄ”、ｅ”、ｆ”およびｇ”とすると、以下のようになる。
【００７３】
ｄ”＝Ａｓｉｎωｔ−Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ−θ））
ｅ”＝Ａｓｉｎωｔ＋Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋θ）
ｆ”＝−Ａｓｉｎωｔ−Ｂｃｏｓωｔ
＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋π＋θ））
ｇ”＝−Ａｓｉｎωｔ＋Ｂｃｏｓωｔ＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ−θ）
＝√（Ａ２＋Ｂ２）ｓｉｎ（ωｔ＋π−θ））
なお、ｃｏｓθ＝Ａ√（Ａ２＋Ｂ２）、ｓｉｎθ＝Ｂ／√（Ａ２＋Ｂ２）である。
【００７４】
ｄ”〜ｇ”について、出力を１／√（Ａ２＋Ｂ２）倍したものを、新たなｄ”〜ｇ”とすると、ｄ〜ｇおよびｄ”〜ｇ”は、図１３に示すようなベクトルとして表すことができる。
【００７５】
上記乗算器１６２、１６４に与える増幅率Ａ、および、乗算器１６１、１６３に与える増幅率Ｂは、ＣＰＵ５０により制御可能であるのが望ましい。ＣＰＵ５０は、設定された位相θに基づいて、増幅率Ａおよび増幅率Ｂを算出し、算出された増幅率Ａ、Ｂを、それぞれ対応する乗算器に出力する。これにより、所望の位相θだけずれた信号を生成し、これらの信号を検波して合成することが可能となる。
【００７６】
上述したように、第２の実施の形態においては、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号を、それぞれ増幅率Ａで増幅し、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂで増幅して、それぞれ増幅されたＩ信号とＱ信号、Ｉ信号とＱ信号の反転信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号、Ｉ信号の反転信号とＱ信号の反転信号を、それぞれ加算して検波している。これにより、ωｔ±θ、ωｔ＋π±θという位相の信号を生成することができる。
【００７７】
特に、設定されたθに基づいて、ＣＰＵ５０が増幅率Ａ、Ｂを算出し、乗算器に与えることで、所望の位相の信号を生成することが可能となる。
［信号生成・合成回路のさらに他の例］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。第２の実施の形態においては、Ｉ信号およびＩ信号の反転信号をＡ倍し、Ｑ信号およびＱ信号の反転信号をＢ倍して、「ωｔ＋π±θ」および「ωｔ±θ」という位相の信号を作った。第３の実施の形態においては、Ａｉｓｉｎωｔ＋Ｂｉｃｏｓωｔの係数ＡｉおよびＢｉを、加算器ごとに自在に調整できるようにしている。
【００７８】
図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の構成を示すブロックダイヤグラムである。図１４において、図１２に示す信号生成・合成回路と同一の構成部分については同一の符号を付す。
【００７９】
図１４に示すように、第３の実施の形態においては、加算器１４９、１５０、１５１、１５２のそれぞれに入力される信号を所定の増幅率で増幅する乗算器が設けられている。図１４に示すように、それぞれに加算器１４９の入力側には以下の乗算器が配置される。
【００８０】
加算器１４９への入力側：
Ｉ信号を増幅率Ａ１で増幅する乗算器１８１およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂ１で増幅する乗算器１８２
加算器１５０の入力側：
Ｉ信号を増幅率Ａ２で増幅する乗算器１８３およびＱ信号を増幅率Ｂ２で増幅する乗算器１８４
加算器１５１への入力側：
Ｉ信号の反転信号を増幅率Ａ３で増幅する乗算器１８５およびＱ信号の反転信号を増幅率Ｂ３で増幅する乗算器１８６
加算器１５２への入力側：
Ｉ信号の反転信号を増幅率Ａ４で増幅する乗算器１８７およびＱ信号を増幅率Ｂ４で増幅する乗算器１８８。
【００８１】
また、検波器１５３〜１５６の出力側には、検波器の出力を増幅率１／√（Ａｉ２＋Ｂｉ２）で増幅する増幅器１９１〜１９４が配置される。増幅器１９１〜１９４のそれぞれの増幅率は、それぞれ、１／√（Ａ１２＋Ｂ１２）、１／√（Ａ２２＋Ｂ２２）、１／√（Ａ３２＋Ｂ３２）、１／√（Ａ４２＋Ｂ４２）である。
【００８２】
上述した乗算器１８１〜１８５、乗算器１９１〜１９４の増幅率の設定により、乗算器１９１〜１９４からは、それぞれ、
ｓｉｎ（ωｔ＋θｉ）
ただし、ｔａｎθｉ＝Ｂ/Ａ
という位相の信号が出力される。乗算器１９１〜１９４の出力信号は、加算器１５７により加算され、さらに、加算器１５９により、加算器１４８からの出力信号と加算される。加算器１５９からの出力信号は、ＬＰＦ１４１に与えられる。
【００８３】
乗算器１８１〜１８５および乗算器１９１〜１９４の増幅率は、ＣＰＵ５０により制御可能であるのが望ましい。これにより、増幅率ＡｉおよびＢｉを調整することにより、所望の位相ωｔ＋θｉの信号を生成し、これらの信号を検波して合成することが可能となる。
【００８４】
本発明は、以上の実施の形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で、種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる時計の回路の内部構成を示すブロックダイヤグラムである。
【図２】図２は、本実施の形態にかかる受信回路の概略を示すブロックダイヤグラムである。
【図３】図３は、本発明の実施の形態にかかるアンテナ回路の例を示す図である。
【図４】図４は、本発明の実施の形態にかかる周波数変換・検波回路の例を示す図である。
【図５】図５は、本発明の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図６】図６は、図５のｈ点における合成信号の例を示す図である。
【図７】図７は、ｈ点における合成信号を用いた場合のフィルタ効果の例を示すグラフである。
【図８】図８は、図５における各点の出力信号をベクトルにて表した図である。
【図９】図９は、図５のｈ点およびｋ点における合成信号の例を示す図である。
【図１０】図１０は、図５の各点における信号の例を示す図である。
【図１１】図１１は、本実施の形態にかかる合成信号（ｋ点の合成信号）を用いた場合のフィルタ効果の例を示すグラフである。
【図１２】図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図１３】図１３は、図１２における各点の出力信号をベクトルにて表した図である。
【図１４】図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる信号生成・合成回路の例を示す図である。
【図１５】図１５は、従来の周波数変換回路および検波回路の例を示す図である。
【符号の説明】
【００８６】
４２ アンテナ回路
４４ 受信回路
５０ ＣＰＵ
５１ 入力部
５２ 表示部
５５ 計時回路部
５６ 発振回路部
８０ 増幅回路
９０ ＢＰＦ
１００ 周波数変換・検波回路
１３１ 局部発振器
１４３ ９０°シフト回路
１３３、１３４ 混合器
１４０ 信号生成・合成回路
１４１ ＬＰＦ
１４４〜１４７ 検波器
１４８、１５７ 加算器
１４９〜１５２ 加算器
１５３〜１５６ 検波器
１５８ 増幅器
１５９ 加算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間中の電磁波を電気信号として受信するアンテナ回路と、
前記アンテナ回路により得られた受信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段から出力された信号を周波数変換して中間周波数信号を取得し、得られた中間周波数信号を検波して、復調された信号を出力する周波数変換・検波手段と、
復調された信号を受け入れて、中間周波数の成分を除去するフィルタ手段と、を備えた受信回路において、
前記周波数変換・検波手段が、
局部発振器と、
前記増幅手段から出力された信号を受け入れ、前記局部発振器からの信号に基づいて、相互に直交する第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号を出力する複数の混合器と、
前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号に基づいて、前記中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、前記中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段と、を有することを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記信号生成・合成手段が、
前記混合器からの出力された信号をそれぞれ反転し、前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号の反転信号を、第１の他の中間周波数信号として生成し、かつ、
前記第１の中間周波数信号と第２の中間周波数信号との間、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号の反転信号との間、第１の中間周波数信号の反転信号と第２の中間周波数信号の反転信号との間、および、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号との間の位相を有する信号を、第２の他の中間周波数信号として生成することを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第１の加算器と、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第２の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第３の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第４の加算器と、を有し、
前記第１ないし第４の加算器のそれぞれからの出力された信号に基づいて、前記第２の他の中間周波数信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の受信回路。
【請求項４】
前記信号生成・合成手段が、
前記第２の他の中間周波数信号のそれぞれを検波した信号を加算する加算器と、
前記加算器から出力された、前記検波した信号の加算信号を所定の増幅率で乗算する乗算器と、を有することを特徴とする請求項３に記載の受信回路。
【請求項５】
前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号を増幅する第１の乗算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号を増幅する第２の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号を増幅する第３の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号の反転信号を増幅する第４の乗算器と、を有し、
前記第１の乗算器と前記第２の乗算器における増幅率が同一であり、かつ、前記第３の乗算器と第４の乗算器における増幅率が同一であることを特徴とする請求項４に記載の受信回路。
【請求項６】
前記信号生成・合成手段が、
第１の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第１の加算器に入力すべき前記第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、
第２の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、
第３の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、並びに、
第４の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器を有することを特徴とする請求項３に記載の受信回路。
【請求項７】
前記乗算器における増幅率を制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項４ないし６の何れか一項に記載の受信回路。
【請求項８】
請求項１ないし７の何れか一項に記載の受信回路と、
前記受信回路により受信および復調された、時刻情報を含む標準電波の信号から、時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、
時刻を計時する計時手段と、
当該計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、
前記時刻情報抽出手段により抽出された時刻情報に基づいて、前記計時手段により計時された時刻を修正する時刻修正手段と、を備えたことを特徴とする時計。
【請求項１】
空間中の電磁波を電気信号として受信するアンテナ回路と、
前記アンテナ回路により得られた受信信号を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段から出力された信号を周波数変換して中間周波数信号を取得し、得られた中間周波数信号を検波して、復調された信号を出力する周波数変換・検波手段と、
復調された信号を受け入れて、中間周波数の成分を除去するフィルタ手段と、を備えた受信回路において、
前記周波数変換・検波手段が、
局部発振器と、
前記増幅手段から出力された信号を受け入れ、前記局部発振器からの信号に基づいて、相互に直交する第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号を出力する複数の混合器と、
前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号に基づいて、前記中間周波数信号と位相が異なる他の中間周波数信号を生成し、前記中間周波数信号および他の中間周波数信号をそれぞれ検波し、検波された信号を加算して合成信号を生成する信号生成・合成手段と、を有することを特徴とする受信回路。
【請求項２】
前記信号生成・合成手段が、
前記混合器からの出力された信号をそれぞれ反転し、前記第１の中間周波数信号および第２の中間周波数信号の反転信号を、第１の他の中間周波数信号として生成し、かつ、
前記第１の中間周波数信号と第２の中間周波数信号との間、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号の反転信号との間、第１の中間周波数信号の反転信号と第２の中間周波数信号の反転信号との間、および、第２の中間周波数信号と第１の中間周波数信号との間の位相を有する信号を、第２の他の中間周波数信号として生成することを特徴とする請求項１に記載の受信回路。
【請求項３】
前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第１の加算器と、
前記第１の中間周波数信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第２の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号との加算信号を生成する第３の加算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号と、前記第２の中間周波数信号の反転信号との加算信号を生成する第４の加算器と、を有し、
前記第１ないし第４の加算器のそれぞれからの出力された信号に基づいて、前記第２の他の中間周波数信号を生成することを特徴とする請求項２に記載の受信回路。
【請求項４】
前記信号生成・合成手段が、
前記第２の他の中間周波数信号のそれぞれを検波した信号を加算する加算器と、
前記加算器から出力された、前記検波した信号の加算信号を所定の増幅率で乗算する乗算器と、を有することを特徴とする請求項３に記載の受信回路。
【請求項５】
前記信号生成・合成手段が、
前記第１の中間周波数信号を増幅する第１の乗算器と、
前記第１の中間周波数信号の反転信号を増幅する第２の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号を増幅する第３の乗算器と、
前記第２の中間周波数信号の反転信号を増幅する第４の乗算器と、を有し、
前記第１の乗算器と前記第２の乗算器における増幅率が同一であり、かつ、前記第３の乗算器と第４の乗算器における増幅率が同一であることを特徴とする請求項４に記載の受信回路。
【請求項６】
前記信号生成・合成手段が、
第１の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第１の加算器に入力すべき前記第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、
第２の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、
第３の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号を乗算する乗算器、並びに、
第４の加算器に入力すべき第１の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器、および、第２の中間周波数信号の反転信号を乗算する乗算器を有することを特徴とする請求項３に記載の受信回路。
【請求項７】
前記乗算器における増幅率を制御する制御手段を備えたことを特徴とする請求項４ないし６の何れか一項に記載の受信回路。
【請求項８】
請求項１ないし７の何れか一項に記載の受信回路と、
前記受信回路により受信および復調された、時刻情報を含む標準電波の信号から、時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、
時刻を計時する計時手段と、
当該計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、
前記時刻情報抽出手段により抽出された時刻情報に基づいて、前記計時手段により計時された時刻を修正する時刻修正手段と、を備えたことを特徴とする時計。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１０】
【公開番号】特開２００９−１１１５７０（Ｐ２００９−１１１５７０Ａ）
【公開日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−２８０１２３（Ｐ２００７−２８０１２３）
【出願日】平成１９年１０月２９日（２００７．１０．２９）
【出願人】（０００００１４４３）カシオ計算機株式会社 (8,748)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年５月２１日（２００９．５．２１）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１０月２９日（２００７．１０．２９）
【出願人】（０００００１４４３）カシオ計算機株式会社 (8,748)
【Ｆターム（参考）】
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