無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式
【課題】 ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式を提供する。
【解決手段】 送信機１０では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換器１４で信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換回路１５で信号を時間軸上に並び替え、受信機２０では、直並列変換機２１で信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換回路２２で信号を周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して上記複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算器２５で乗算し、合成器２６でデータを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行う。
【解決手段】 送信機１０では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換器１４で信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換回路１５で信号を時間軸上に並び替え、受信機２０では、直並列変換機２１で信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換回路２２で信号を周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して上記複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算器２５で乗算し、合成器２６でデータを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方式に係り、特に、誤り特性を改善できる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信の高速化が急速に進んでおり、従来の主流である直接スペクトル拡散通信（Direct Sequence/Spread Spectrum: ＤＳ／ＳＳ）方式に代わる新たな通信方式として、直交波周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing: ＯＦＤＭ）方式が注目されている。
【０００３】
しかし、ＯＦＤＭ方式をそのまま使う方法では同じ周波数帯において多元接続を行うことが困難なため、このＯＦＤＭの中でも多元接続を可能にするＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ［Multi Carrier］−ＣＤＭＡ［Code Division Multiple Access］）方式の研究が盛んに行われている（非特許文献１参照）。
【０００４】
また、ＤＳ／ＳＳ方式においては遠近問題下における他局間干渉の抑圧を行う方式として符号ダイバーシチが提案さており、これまでの研究によってＤＳ／ＳＳ方式における他局間干渉抑圧の有効性が示されている（非特許文献２，３参照）。
【０００５】
尚、関連する先行技術として、ＯＦＤＭ，ＭＣ−ＣＤＭＡとアンテナダイバーシチ、サイトダイバーシチに関するものとして、特開２００４−１５８９０１号公報（特許文献１）、特開２００４−８８７６７号公報（特許文献２）、特開２００４−６４１０８号公報（特許文献３）、特開２００４−２００８５６号公報（特許文献４）、特開２００４−１６５７８４号公報（特許文献５）、特開２００５−７２８８２号公報（特許文献６）、特開２００７−１５０６７９号公報（特許文献７）、特開２００４−１３５３２８号公報（特許文献８）、特開２０００−２０９１３７号公報（特許文献９）がある。
これらは、従来から用いられている複数アンテナや経路の多重パスを使用した空間ダイバーシチ技術に過ぎない。
【０００６】
ＣＤＭＡと直交符号によるデータ並列多重伝送に関するものとして、特開２００６−１９７５１９号公報（特許文献１０）、特開２００４−１９４７２７号公報（特許文献１１）がある。
【０００７】
また、ＯＦＤＭの周波数ダイバーシチに関するものとして、論文Recursive Receiver for Diversity Channel With Correlated Flat Fading, IEEE J SEl Areas Commun, Vol.21, No.5, pp.754-764 (2003.06)（非特許文献４）があるが、本発明のように他局との相関干渉抑圧と周波数ダイバーシチの双方を組み入れた本提案の符号ダイバーシチとは構成が異なっている。
【０００８】
また、誤り訂正技術に関するものとして、上記非特許文献４と、論文Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Int Conf Commun, Vol.2004 Vol.6, pp 3197-3201 (2004) （非特許文献５）、または、同一著者、同一題目で、出典が、IEEE Trans. On Wireless Commun., Vol.5, No.7, (2006.07)（非特許文献６）があるが、単に誤り訂正符号技術における符号間距離の設計手法を開示するものである。
【０００９】
そして、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ方式）における符号ダイバーシチに関するものとして、特開２００６−１９７０７３号公報（特許文献１２）がある。
この特許文献１２には、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ方式）、すなわち、時間軸上での符号ダイバーシチのみを対象とし、時間軸上の符号を使用する直接拡散スペクトル方式が示されているが、本発明の符号ダイバーシチの対象であるＯＦＤＭ、ＭＣ-ＣＤＭＡに関しては含まれていない。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−１５８９０１号公報
【特許文献２】特開２００４−８８７６７号公報
【特許文献３】特開２００４−６４１０８号公報
【特許文献４】特開２００４−２００８５６号公報
【特許文献５】特開２００４−１６５７８４号公報
【特許文献６】特開２００５−７２８８２号公報
【特許文献７】特開２００７−１５０６７９号公報
【特許文献８】特開２００４−１３５３２８号公報
【特許文献９】特開２０００−２０９１３７号公報
【特許文献１０】特開２００６−１９７５１９号公報
【特許文献１１】特開２００４−１９４７２７号公報
【特許文献１２】特開２００６−１９７０７３号公報
【非特許文献１】中川正雄、OFDMとCDMAの融合変調技術、電子情報通信学会誌、Vol.84 No.9 Page.643-648 (2001.09)
【非特許文献２】関哲也、浜村昌則，太刀川信一、符号ダイバーシチによるDS/CDMAの他局間干渉抑圧の検討、電子情報通信学会技術報告、Vol.98 No.453(SST98 49-56) Page.37-42 (1998.12.11)
【非特許文献３】長谷部悟史、太刀川信一、定振幅となる合成系列によるDS/SS符号ダイバーシチ受信方式、電子情報通信学会論文誌A、Vol.J90-A No.1 Page.44-53 (2007.01.01)
【非特許文献４】Van Khanh Nguyen, Langford B. White, Emmanuel Jaffrot, Marcella Soamiadana, and Inbar Fijalkow, Recursive Receiver for Diversity Channel With Correlated Flat Fading, IEEE J SEl Areas Commun, Vol.21, No.5, pp.754-764 (2003.06)
【非特許文献５】Kee-Bong Song, Amal Ekbal, Seong Taek Chung, and John M. Cioffi, Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Int Conf Commun, Vol.2004 Vol.6, pp 3197-3201 (2004)
【非特許文献６】Kee-Bong Song, Amal Ekbal, Seong Taek Chung, and John M. Cioffi, Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Trans. On Wireless Commun., Vol.5, No.7, (2006.07)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記従来の技術、特に、ダイバーシチ技術に関しては、複数アンテナを使用し装置が大きくなる、あるいはパスダイバーシチでは伝送経路に依存した特性となる等の問題を有する。
本発明は、上述した各問題点を解決し、従来以上に伝送路変動、他局間干渉等に強い符号ダイバーシチ通信方式を提案するものである。
【００１２】
尚、上記各先行技術文献のうち本発明の符号ダイバーシチと関連する技術は特許文献１２である。ところが、該文献のものは時間軸上での符号ダイバーシチのみを対象とし、時間軸上の符号を使用する直接拡散スペクトル方式であったため、周波数軸での符号ダイバーシチであって、対象をマルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）とし、符号の乗算方法も周波数軸方向とした方式について十分検討されていないという問題点がある。
【００１３】
したがって、本発明では、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して符号ダイバーシチを適用し、従来方式に対する他局間干渉環境下での有効性についても以下に詳述する。
【００１４】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、送信機では、入力信号をディジタル変調を行うディジタル変調器と、複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成する合成器と、合成器で合成された拡散系列にディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算する乗算器と、該乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替える直並列変換器と、直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替える逆高速フーリエ変換回路と、逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力する並直列変換器とを有し、受信機では、伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替える直並列変換器と、直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替える高速フーリエ変換回路と、高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換する並直列変換器と、並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得する復調器と、各ブランチに対して重み係数を乗算する複数の重み付け乗算器と、各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出する合成器と、合成器で合成されたデータについて判定するデータ判定器を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信システムにおいて、重み付け乗算器が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする。
【００１７】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信システムにおいて、拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする。
【００１８】
本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行うことを特徴とする。
【００１９】
本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の周波数毎にデータを乗算し、データが乗算された複数の周波数毎に複数の符号系列の各要素の和を乗算し、乗算されたデータを合成して送信し、受信機では、複数の周波数に分離し、分離した周波数に対して各符号系列の要素を乗算し、系列毎に和を算出し、系列毎の和に対して重み係数を乗算し、乗算されたデータを合成して受信出力とすることを特徴とする。
【００２０】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信方法において、重み係数の乗算が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする。
【００２１】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信方法において、拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、送信機では、ディジタル変調器が入力信号をディジタル変調を行い、合成器が複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成し、乗算器が合成器で合成された拡散系列にディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換器が該乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替え、逆高速フーリエ変換回路が直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直列変換器が逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力し、受信機では、直並列変換器が伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換回路が直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換器が高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、復調器が並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、複数の重み付け乗算器が各ブランチに対して重み係数を乗算し、合成器が各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出し、データ判定器が合成器で合成されたデータについて判定する符号ダイバーシチ通信システムとしているので、直交周波数分割多重方式のマルチキャリア符号分割多元接続方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる。
【００２３】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行う符号ダイバーシチ通信方法としているので、直交周波数分割多重方式のマルチキャリア符号分割多元接続方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式は、送信機側では、系列として複数のＰＮ系列（直交Gold系列等）の和によって生成された拡散系列を使用し、これをＰＳＫ（Phase Shift Keying）又はＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調されたデータに対して付加し、その後、通常のＭＣ−ＣＤＭＡと同様に信号を周波数軸上に並列に並べた後に、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）により信号が時間軸上へと変換され、送信が行われ、受信機側では、受信後にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）が行われた信号に対し、送信機側で使用した各ＰＮ系列（ブランチ）との相関を取り、各ブランチに対して、適切な重み係数を与え、その後、各ブランチの総和を取り、ディジタル復調を行うことによりデータの復調を行うものであり、伝送路変動、他局間干渉等に強い方式となる。
尚、重み係数の決定については、相互相関の小さいブランチに対してより大きな重みを与える反相互相関最大比合成を用いる。
【００２５】
［符号ダイバーシチ］
符号ダイバーシチとは、多数の信号系列に同一情報を乗じて送信し、受信側では、それらの系列を個々に相関受信し、その出力に応じた重み係数を乗じて加算し、安定した出力を得るものである。
これまでの符号ダイバーシチは、特許文献１２に示したように、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ）を対象とし、時間軸上の符号を使用するものであった。
これに対して、本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチは、ＯＦＤＭを用いたマルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を対象としたものであり、周波数方向に多数の符号系列を乗じて、符号ダイバーシチを行うものであり、次世代の高速無線ＬＡＮに適用可能であり、他局間干渉抑圧効果の他に、周波数ダイバーシチの効果も期待できる。
【００２６】
［本システムの全体：図１］
本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムについて図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムのモデル構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システム（本システム）は、図１に示すように、送信機（Transmitter）１０と、受信機（Receiver）２０とから基本的に構成されている。
尚、送信機１０と受信機２０との間の伝送路に、図１では加算器が設けられているが、これは、擬似的に発生させた干渉（Interference）と雑音（ＡＷＧＮ[Additive White Gaussian Noise：相加性白色ガウス雑音]が送信信号に混入されることを示している。
また、図示はしていないが、伝送路にインパルス性バースト雑音等が含まれる場合には、一般に、受信機２０の前段に、振幅リミタが設けられる。
【００２７】
［処理の概要］
本システムの送信機１０と受信機２０の各部を説明する前に、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチにおける送信機及び受信機の処理について説明する。
［送信機の処理］
符号ダイバーシチでは、送信時に使用する拡散系列を複数のＰＮ系列の和によって作り出す。そのために合成された拡散系列は多値となる。
この拡散系列にＰＳＫ変調やＱＡＭ変調などによってディジタル変調されたデータを付加する。その後は直並列変換を行い、ＩＦＦＴによって信号を周波数軸上から時間軸上へと並び替え、並直列変換を行うというＯＦＤＭと同様の変調過程を経た上で送信される。そして通信路においては白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）や他の局からの干渉などの様々な雑音が加わる。
【００２８】
［受信機の処理］
受信時には、まず通常のＯＦＤＭ復調と同様の過程にてデータの並びを周波数軸方向へと変換する。そして変換された信号に対して送信側で使用したＰＮ系列（以下ブランチ）との相関をそれぞれ取り、各ブランチに対して適切な重み係数ｇkを乗じ、各ブランチの総和を取ることによって信号を復元する。
【００２９】
［重み係数の導出処理］
符号ダイバーシチ受信を行う際の重み係数ｇkについては、各ブランチに対して相互相関の小さい（干渉による影響の少ない）ブランチに対してより大きな重みを与える反相互相関最大比合成を用いる。この際の計算式は以下のように決定される。
まず、送受信に使用する中でのあるｋ番目のブランチに着目する。このブランチの出力について次のように定義する。
【００３０】
【数１】
【００３１】
ここで、Ｓkはブランチの自局信号成分、Ｉkは他局による干渉成分、Ｎkは雑音成分である。このときに、それぞれの成分についての平均をＥ[Ｓk]、Ｅ[Ｉk]、Ｅ[Ｎk]とすると、自局、他局のデータがランダムと仮定して、
【００３２】
【数２】
【００３３】
となることがわかる。
また、Ｓk、Ｉk、Ｎkはそれぞれ独立であるため、それぞれの積の平均については、それぞれ平均の積と考えることができ、
【００３４】
【数３】
【００３５】
と表すことができる。
よって、式（１）の二乗平均は次のように計算することができる。
【００３６】
【数４】
【００３７】
ここで、自局成分が既知であると仮定すると、式（４）より干渉成分と雑音成分の分散の和、つまりはブランチに現れる信号以外の成分の分散を次のように求められる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
以上の計算式より、反相互相関最大比合成を考えると、重み係数ｇkは以下のように表される。
【００４０】
【数６】
【００４１】
ここで、μは信号成分の積分出力である。
また、１６ＱＡＭなどの多値に振幅変調を行うディジタル変調に対しては、式（６）をそのまま適用することはできず、以下の式によって係数ｇkの２乗の平均を１．０に正規化する必要がある。
ここで、Ｎは総ブランチ数である。
【００４２】
【数７】
【００４３】
［拡散系列］
今回のシミュレーションでは、２種類の方法により作成された拡散系列についてシミュレーションを行っている。以下、使用した系列について説明する。
【００４４】
［直交Gold系列］
周期Ｎが等しいプリフェードペアと呼ばれる２種類のＭ系列を１ビットづつシフトしながら合成して作られる系列をGold系列という。２つのＭ系列から元の系列２個とGold系列Ｎ個の合計Ｎ＋２個の系列を作ることができる。
【００４５】
直交Gold系列は、上のように作られた系列の末尾に“１”を付加し、長さＮの系列にすることによってつくられる。この系列による相互相関は０となり互いに直交する。いくつかの直交Gold系列を使用して符号ダイバーシチを行うと、その合成系列は多値の系列となる。
【００４６】
［定振幅合成系列］
定振幅合成系列とは系列の総和が等しくなる（定振幅になる）ような系列のことであり、Ｍ系列を１ビットずつ巡回シフトさせた次のような系列によって作られる。各行ベクトルが個々の系列を表す。
【００４７】
【数８】
【００４８】
ここで、各チップの値ａ1，ａ2…ａNについては、元の巡回シフトＭ系列のチップの値に対して以下の式で表される直交化補数αを加算して直交化されている。式中の±は、＋か−のどちらか片方を使用することを示す。
【００４９】
【数９】
【００５０】
式（８）の各列の和は一定値となる。よって、このようにして作られた定振幅合成系列を利用することにより、送信側ではこれとは別の各局固有のＰＮ系列を乗ずれば、出力は従来の送信信号と等価になる。従って、ダイバーシチのブランチの処理を受信側でのみ行うだけで符号ダイバーシチを実現することが可能となる。
【００５１】
［本システムの各部］
図１における本システム中の各機器の機能について具体的に説明する。
［送信機］
送信機１０は、図１に示すように、ディジタル変調器１１と、合成器１２と、乗算器１３と、直並列変換器１４と、ＩＦＦＴ回路１５と、並直列変換器１６とを有している。
【００５２】
ディジタル変調器１１は、ＰＳＫ変調、ＱＡＭ変調等のディジタル変調を行う。
合成器１２は、複数のＰＮ符号の和を求め、送信時に使用する拡散系列を生成する。
乗算器１３は、合成器１２で合成された拡散系列にディジタル変調器１１からのディジタル変調されたデータを乗算する。
【００５３】
直並列変換器１４は、乗算器１３からのデータを直並列（Ｓ／Ｐ）変換する。
ＩＦＦＴ回路１５は、直並列変換器１４からの直並列変換されたデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上へと並び替える。
並直列変換器１６は、ＩＦＦＴ回路１５からのデータを並直列（Ｐ／Ｓ）変換し、伝送路（通信路）に出力する。
【００５４】
［受信機］
受信機２０は、直並列変換器２１と、ＦＦＴ回路２２と、並直列変換器２３と、復調器２４と、複数の重み付け乗算器２５と、合成器２６と、データ判定器２７とを有している。
【００５５】
直並列変換器２１は、伝送路から入力されたデータを直並列（Ｓ／Ｐ）変換する。
ＦＦＴ回路２２は、直並列変換器２１からの直並列変換されたデータを高速フーリエ変換する。
並直列変換器２３は、ＦＦＴ回路２２からのデータを並直列（Ｐ／Ｓ）変換する。
【００５６】
復調器２４は、複数のＰＮ系列を乗算するために複数の乗算器から構成され、並直列変換器２３からの並直列変換されたデータが各ブランチに分岐して各乗算器に入力され、ＰＮ系列と乗算されて相関をそれぞれ取得する。
【００５７】
複数の重み付け乗算器２５は、各ブランチに対して適切な重み係数ｇkを乗算する。
合成器２６は、各乗算器２５からのデータを合成して各ブランチの総和を求める。
データ判定器２７は、合成器２６で合成されたデータについて±１の情報を判定する。
【００５８】
［送信機の機能：図２］
次に、本システムにおける送信機１０の機能について図２を参照しながら説明する。図２は、送信機１０の機能説明図である。
送信機１０は、図２に示すように、複数の周波数（ｆ1〜ｆN）毎にデータを乗算する複数の乗算器１１１と、データが乗算された複数の周波数毎に系列Ａ1（ａ11〜ａ1N）、Ａ2（ａ21〜ａ2N）、…ＡM（ａM1〜ａMN）の和を乗算する乗算器１１２とを備え、系列Ａ1〜ＡMが乗算されたデータを合成してアンテナから送信する。
【００５９】
図２の送信機は、周波数を基準とした図となっており、図１の送信機においてＳ／Ｐ変換された後のデータが周波数軸上に並べられた状態を想定している。
尚、図１の送信機では、Ｓ／Ｐ変換前に時間軸でＰＮ系列が掛けられているが、Ｓ／Ｐ変換して直列を並列に並び替え、ＩＦＦＴ回路１５に入力（周波数並び）することは、周波数軸上に系列を掛けることと等価になる。ＩＦＦＴ回路１５の出力は、時間関数となり、Ｐ／Ｓ変換で並列を直列にして時間軸信号として送信される。
【００６０】
［受信機の機能：図３］
また、本システムにおける受信機２０の機能について図３を参照しながら説明する。図３は、受信機２０の機能説明図である。
受信機２０は、図３に示すように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って周波数を分離する周波数分離器２１１と、分離した周波数に対して系列Ａ1（ａ11〜ａ1N）、Ａ2（ａ21〜ａ2N）、…ＡM（ａM1〜ａMN）を乗算する複数の乗算器２１２と、系列毎に和を求める合成器２１３と、系列毎の和に対して重み係数ｇkを乗算する複数の乗算器２１４と、乗算器２１４からの出力を合成して受信出力とする合成器２１５とを備えている。
【００６１】
図３の受信機は、図２と同様、周波数を基準とした図となっている。
つまり、図１の受信機におけるＳ／Ｐ変換器２１で時間軸信号を並列にして、ＦＦＴ回路２２に入力する。ＦＦＴ回路２２の出力は、周波数軸並びとなるので、それをＰ／Ｓ変換器２３で並列を直列にして系列を掛ける。時間軸で系列を掛けているが、等価的に周波数軸の各周波数に系列を掛け、それを直列に出力していることになる。
【００６２】
図２の送信機、図３の受信機では、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチにおいて、周波数軸上にどのように系列データが加えられているかを分かり易く説明するために、データの起点を各スロットの周波数にしているものである。
【００６３】
［シミュレーション］
本システムにおけるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ（本方式）について、従来のＭＣ−ＣＤＭＡとの比較し、また、ブランチ数や使用した符号ダイバーシチの系列による特性の違いについても説明する。
【００６４】
［直交Gold系列を使用したＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチの特性：図４〜７］
まず、直交Gold系列を用いた場合の特性について示す。ブランチ数は５とする。図４に諸元を示す。図４は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元１を示す図である。
【００６５】
また、図５から図７に各ディジタル変調形式における従来法と提案法を比較した結果を示す。図５は、ＢＰＳＫ（Bi-Phase Shift Keying） ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図であり、図６は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying） ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図であり、図７は、１６ＱＡＭ ＳＩＲ＝０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【００６６】
尚、図中のＣＤは符号ダイバーシチ(Code Diversity)の略であり、ＯＮは使用状態、ＯＦＦは不使用状態を示す。ＡＶＥ、ＢＥＳＴ、ＷＯＲＳＴは干渉用拡散系列について初期位相を変化させた全パターンについての平均ＢＥＲ（Bit Error Rate）、最も良い位相でのＢＥＲ、最も悪い位相でのＢＥＲを表している。
【００６７】
図５の如く、ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］において、従来法ではＥb／Ｎo＝１０［ｄＢ］においても平均ＢＥＲが３．１４×１０-2との結果に対して、符号ダイバーシチを適用した場合には同程度のＢＥＲ３．１５×１０-2をＥb／Ｎo＝５［ｄＢ］で実現しており、このＢＥＲではＥb／Ｎoで５［ｄＢ］の改善がなされている。
【００６８】
その理由は、図１および図３における重み係数の値が、式（６）によって与えられることにより、干渉の大きな符号ブランチには、小さな重み係数が乗じられ、逆に、干渉の少ない符号ブランチには、大きな重み係数が乗じられ、それらが加算され、その結果、干渉の少ない符号ブランチからの値が支配的となり、全体の信号雑音比を改善しているからである。
尚、ＢＥＳＴのように干渉が少ない場合には、重み計算の誤差が生じることから、幾分劣化する場合もある。しかし、ＷＯＲＳＴのように干渉が大きい場合には、本方式で大きな効果があり、各状態の平均（ＡＶＥ）としては、かなり改善している。
【００６９】
図６のＱＰＳＫの場合についても、ＢＰＳＫと同様に符号ダイバーシチを適用した方が良い特性を示した。符号ダイバーシチの合成系列は多値系列となるので、このＱＰＳＫ変調では、いろいろな位相状態をとるこのような状態でも本発明による効果が明瞭である。
【００７０】
図７の１６ＱＡＭについては、ＢＥＲが１０-2のところで見ると約４［ｄＢ］本方式の方が改善しており、多値多相となる振幅変調を行うような方式に対しても符号ダイバーシチが有効に働くことが明らかである。
【００７１】
また、これらのＢＥＲの改善は主にＢＥＲ特性の悪い位相における改善によるものが大きいということが考えられる。最良のＢＥＲは本方式の方が若干悪くなっているが、それ以上に大きくＢＥＲを下げる要因となっているＢＥＲの悪い位相においてより符号ダイバーシチが効果的であるため平均のＢＥＲが改善している。
【００７２】
［ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性：図８〜１０］
次に、ブランチ数を変化させたときのＢＥＲ特性についてシミュレーションを行った。ブランチ系列は従来方式となる。図８にその他諸元を示す。図８は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元２を示す図である。また、図９は、ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性（１６ＱＡＭ、Ｅb／Ｎo＝１５［ｄＢ］）を示す図である。
【００７３】
ブランチ数によるＢＥＲ特性の変化について、図９に示すように、若干の変化はあるものの、ブランチ数を増やすほどＢＥＲ特性は改善しており、これまでのシミュレーションで使用してきたブランチ数５と今回のブランチ数２８とで比較するとＢＥＲで１桁オーダーで特性が改善されていることがわかる。
【００７４】
しかし、ブランチ数を増やすと直交Gold系列の作成方法から分かるとおり、必ず最後のチップは同じ値になってしまうため、その送信用に合成された拡散系列は図１０のように１チップだけ大きな値を持つ状態になってしまう。図１０は、ブランチでの拡散系列の例を示した図である。
【００７５】
これは、ほぼひとつの周期的なスロットのみを使って送信を行うことと同じになってしまい、信号スペクトルに偏りが生じる。そこで、次にこの問題が発生しない定振幅合成系列を使用してのシミュレーションを行う。
【００７６】
［定振幅合成系列を使用したＭＣ−ＣＤＡＭ符号ダイバーシチ：図１１〜１３］
拡散系列として定振幅合成系列を使用した場合のＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチの特性についてシミュレーションを行った。図１１にその諸元を示す。図１１は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元３を示す図である。
【００７７】
この系列のブランチ数についても、上記と同様に、ブランチ数が多い方が良い特性を得られたという結果より最大のブランチ数３１とした。
また、図１２は、定振幅合成系列によるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチＢＥＲ特性を示す図であり、図１３は、直交Gold系列との比較を示した図である。
【００７８】
図１２を見ると、定振幅合成系列符号ダイバーシチにおいても通常のＭＣ−ＣＤＭＡよりＢＥＲ特性が改善していることがわかる。そのＢＥＲ改善を直交Gold系列と比較したのが図１３である。この図を見ると、使用している系列が違うので一概には言えないが、今回サンプルとした系列では直交Gold系列でブランチ数１１のときとほぼ同じ特性が得られることがわかる。
よって、定振幅合成系列を使用した符号ダイバーシチでもBER特性を改善できることがわかった。
【００７９】
［実施の形態の効果］
本発明の実施の形態に係るＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ方式によれば、その有効性やブランチ数や拡散系列を変えた場合の効果として、本方式のＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチは従来法に対してより大きな干渉抑圧効果が期待でき、またそのブランチの構成や系列によってはさらにその特性を改善できるものである。
また、本方式によれば、他局間干渉抑圧効果により、誤り特性を改善できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムのモデル構成ブロック図である。
【図２】送信機の機能説明図である。
【図３】受信機の機能説明図である。
【図４】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元１を示す図である。
【図５】ＢＰＳＫ ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図６】ＱＰＳＫ ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図７】１６ＱＡＭ ＳＩＲ＝０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図８】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元２を示す図である。
【図９】ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性を示す図である。
【図１０】ブランチでの拡散系列の例を示した図である。
【図１１】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元３を示す図である。
【図１２】定振幅合成系列によるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチＢＥＲ特性を示す図である。
【図１３】直交Gold系列との比較を示した図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０…送信機、 １１…ディジタル変調器、 １２…合成器、 １３…乗算器、 １４…直並列変換器、 １５…ＩＦＦＴ回路、 １６…並直列変換器、 ２０…受信機、 ２１…直並列変換器、 ２２…ＦＦＴ回路、 ２３…並直列変換器、 ２４…復調器、 ２５…複数の重み付け乗算器、 ２６…合成器、 ２７…データ判定器、 １１１，１１２…乗算器、 ２１１…周波数分離器、 ２１２，２１４…乗算器、 ２１３，２１５…合成器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方式に係り、特に、誤り特性を改善できる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、無線通信の高速化が急速に進んでおり、従来の主流である直接スペクトル拡散通信（Direct Sequence/Spread Spectrum: ＤＳ／ＳＳ）方式に代わる新たな通信方式として、直交波周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing: ＯＦＤＭ）方式が注目されている。
【０００３】
しかし、ＯＦＤＭ方式をそのまま使う方法では同じ周波数帯において多元接続を行うことが困難なため、このＯＦＤＭの中でも多元接続を可能にするＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ［Multi Carrier］−ＣＤＭＡ［Code Division Multiple Access］）方式の研究が盛んに行われている（非特許文献１参照）。
【０００４】
また、ＤＳ／ＳＳ方式においては遠近問題下における他局間干渉の抑圧を行う方式として符号ダイバーシチが提案さており、これまでの研究によってＤＳ／ＳＳ方式における他局間干渉抑圧の有効性が示されている（非特許文献２，３参照）。
【０００５】
尚、関連する先行技術として、ＯＦＤＭ，ＭＣ−ＣＤＭＡとアンテナダイバーシチ、サイトダイバーシチに関するものとして、特開２００４−１５８９０１号公報（特許文献１）、特開２００４−８８７６７号公報（特許文献２）、特開２００４−６４１０８号公報（特許文献３）、特開２００４−２００８５６号公報（特許文献４）、特開２００４−１６５７８４号公報（特許文献５）、特開２００５−７２８８２号公報（特許文献６）、特開２００７−１５０６７９号公報（特許文献７）、特開２００４−１３５３２８号公報（特許文献８）、特開２０００−２０９１３７号公報（特許文献９）がある。
これらは、従来から用いられている複数アンテナや経路の多重パスを使用した空間ダイバーシチ技術に過ぎない。
【０００６】
ＣＤＭＡと直交符号によるデータ並列多重伝送に関するものとして、特開２００６−１９７５１９号公報（特許文献１０）、特開２００４−１９４７２７号公報（特許文献１１）がある。
【０００７】
また、ＯＦＤＭの周波数ダイバーシチに関するものとして、論文Recursive Receiver for Diversity Channel With Correlated Flat Fading, IEEE J SEl Areas Commun, Vol.21, No.5, pp.754-764 (2003.06)（非特許文献４）があるが、本発明のように他局との相関干渉抑圧と周波数ダイバーシチの双方を組み入れた本提案の符号ダイバーシチとは構成が異なっている。
【０００８】
また、誤り訂正技術に関するものとして、上記非特許文献４と、論文Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Int Conf Commun, Vol.2004 Vol.6, pp 3197-3201 (2004) （非特許文献５）、または、同一著者、同一題目で、出典が、IEEE Trans. On Wireless Commun., Vol.5, No.7, (2006.07)（非特許文献６）があるが、単に誤り訂正符号技術における符号間距離の設計手法を開示するものである。
【０００９】
そして、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ方式）における符号ダイバーシチに関するものとして、特開２００６−１９７０７３号公報（特許文献１２）がある。
この特許文献１２には、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ方式）、すなわち、時間軸上での符号ダイバーシチのみを対象とし、時間軸上の符号を使用する直接拡散スペクトル方式が示されているが、本発明の符号ダイバーシチの対象であるＯＦＤＭ、ＭＣ-ＣＤＭＡに関しては含まれていない。
【００１０】
【特許文献１】特開２００４−１５８９０１号公報
【特許文献２】特開２００４−８８７６７号公報
【特許文献３】特開２００４−６４１０８号公報
【特許文献４】特開２００４−２００８５６号公報
【特許文献５】特開２００４−１６５７８４号公報
【特許文献６】特開２００５−７２８８２号公報
【特許文献７】特開２００７−１５０６７９号公報
【特許文献８】特開２００４−１３５３２８号公報
【特許文献９】特開２０００−２０９１３７号公報
【特許文献１０】特開２００６−１９７５１９号公報
【特許文献１１】特開２００４−１９４７２７号公報
【特許文献１２】特開２００６−１９７０７３号公報
【非特許文献１】中川正雄、OFDMとCDMAの融合変調技術、電子情報通信学会誌、Vol.84 No.9 Page.643-648 (2001.09)
【非特許文献２】関哲也、浜村昌則，太刀川信一、符号ダイバーシチによるDS/CDMAの他局間干渉抑圧の検討、電子情報通信学会技術報告、Vol.98 No.453(SST98 49-56) Page.37-42 (1998.12.11)
【非特許文献３】長谷部悟史、太刀川信一、定振幅となる合成系列によるDS/SS符号ダイバーシチ受信方式、電子情報通信学会論文誌A、Vol.J90-A No.1 Page.44-53 (2007.01.01)
【非特許文献４】Van Khanh Nguyen, Langford B. White, Emmanuel Jaffrot, Marcella Soamiadana, and Inbar Fijalkow, Recursive Receiver for Diversity Channel With Correlated Flat Fading, IEEE J SEl Areas Commun, Vol.21, No.5, pp.754-764 (2003.06)
【非特許文献５】Kee-Bong Song, Amal Ekbal, Seong Taek Chung, and John M. Cioffi, Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Int Conf Commun, Vol.2004 Vol.6, pp 3197-3201 (2004)
【非特許文献６】Kee-Bong Song, Amal Ekbal, Seong Taek Chung, and John M. Cioffi, Adaptive Modulation and Coding (AMC) for Bit-interleaved Coded OFDM(BIC-OFDM), IEEE Trans. On Wireless Commun., Vol.5, No.7, (2006.07)
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
上記従来の技術、特に、ダイバーシチ技術に関しては、複数アンテナを使用し装置が大きくなる、あるいはパスダイバーシチでは伝送経路に依存した特性となる等の問題を有する。
本発明は、上述した各問題点を解決し、従来以上に伝送路変動、他局間干渉等に強い符号ダイバーシチ通信方式を提案するものである。
【００１２】
尚、上記各先行技術文献のうち本発明の符号ダイバーシチと関連する技術は特許文献１２である。ところが、該文献のものは時間軸上での符号ダイバーシチのみを対象とし、時間軸上の符号を使用する直接拡散スペクトル方式であったため、周波数軸での符号ダイバーシチであって、対象をマルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）とし、符号の乗算方法も周波数軸方向とした方式について十分検討されていないという問題点がある。
【００１３】
したがって、本発明では、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して符号ダイバーシチを適用し、従来方式に対する他局間干渉環境下での有効性についても以下に詳述する。
【００１４】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、送信機では、入力信号をディジタル変調を行うディジタル変調器と、複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成する合成器と、合成器で合成された拡散系列にディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算する乗算器と、該乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替える直並列変換器と、直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替える逆高速フーリエ変換回路と、逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力する並直列変換器とを有し、受信機では、伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替える直並列変換器と、直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替える高速フーリエ変換回路と、高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換する並直列変換器と、並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得する復調器と、各ブランチに対して重み係数を乗算する複数の重み付け乗算器と、各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出する合成器と、合成器で合成されたデータについて判定するデータ判定器を有することを特徴とする。
【００１６】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信システムにおいて、重み付け乗算器が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする。
【００１７】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信システムにおいて、拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする。
【００１８】
本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行うことを特徴とする。
【００１９】
本発明は、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の周波数毎にデータを乗算し、データが乗算された複数の周波数毎に複数の符号系列の各要素の和を乗算し、乗算されたデータを合成して送信し、受信機では、複数の周波数に分離し、分離した周波数に対して各符号系列の要素を乗算し、系列毎に和を算出し、系列毎の和に対して重み係数を乗算し、乗算されたデータを合成して受信出力とすることを特徴とする。
【００２０】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信方法において、重み係数の乗算が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする。
【００２１】
本発明は、上記符号ダイバーシチ通信方法において、拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、送信機では、ディジタル変調器が入力信号をディジタル変調を行い、合成器が複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成し、乗算器が合成器で合成された拡散系列にディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換器が該乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替え、逆高速フーリエ変換回路が直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直列変換器が逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力し、受信機では、直並列変換器が伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換回路が直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換器が高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、復調器が並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、複数の重み付け乗算器が各ブランチに対して重み係数を乗算し、合成器が各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出し、データ判定器が合成器で合成されたデータについて判定する符号ダイバーシチ通信システムとしているので、直交周波数分割多重方式のマルチキャリア符号分割多元接続方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる。
【００２３】
本発明によれば、直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行う符号ダイバーシチ通信方法としているので、直交周波数分割多重方式のマルチキャリア符号分割多元接続方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
［実施の形態の概要］
本発明の実施の形態に係る無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式は、送信機側では、系列として複数のＰＮ系列（直交Gold系列等）の和によって生成された拡散系列を使用し、これをＰＳＫ（Phase Shift Keying）又はＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調されたデータに対して付加し、その後、通常のＭＣ−ＣＤＭＡと同様に信号を周波数軸上に並列に並べた後に、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）により信号が時間軸上へと変換され、送信が行われ、受信機側では、受信後にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）が行われた信号に対し、送信機側で使用した各ＰＮ系列（ブランチ）との相関を取り、各ブランチに対して、適切な重み係数を与え、その後、各ブランチの総和を取り、ディジタル復調を行うことによりデータの復調を行うものであり、伝送路変動、他局間干渉等に強い方式となる。
尚、重み係数の決定については、相互相関の小さいブランチに対してより大きな重みを与える反相互相関最大比合成を用いる。
【００２５】
［符号ダイバーシチ］
符号ダイバーシチとは、多数の信号系列に同一情報を乗じて送信し、受信側では、それらの系列を個々に相関受信し、その出力に応じた重み係数を乗じて加算し、安定した出力を得るものである。
これまでの符号ダイバーシチは、特許文献１２に示したように、直接拡散スペクトル拡散方式（ＤＳ／ＳＳ）を対象とし、時間軸上の符号を使用するものであった。
これに対して、本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチは、ＯＦＤＭを用いたマルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）を対象としたものであり、周波数方向に多数の符号系列を乗じて、符号ダイバーシチを行うものであり、次世代の高速無線ＬＡＮに適用可能であり、他局間干渉抑圧効果の他に、周波数ダイバーシチの効果も期待できる。
【００２６】
［本システムの全体：図１］
本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムについて図１を参照しながら説明する。図１は、本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムのモデル構成ブロック図である。
本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システム（本システム）は、図１に示すように、送信機（Transmitter）１０と、受信機（Receiver）２０とから基本的に構成されている。
尚、送信機１０と受信機２０との間の伝送路に、図１では加算器が設けられているが、これは、擬似的に発生させた干渉（Interference）と雑音（ＡＷＧＮ[Additive White Gaussian Noise：相加性白色ガウス雑音]が送信信号に混入されることを示している。
また、図示はしていないが、伝送路にインパルス性バースト雑音等が含まれる場合には、一般に、受信機２０の前段に、振幅リミタが設けられる。
【００２７】
［処理の概要］
本システムの送信機１０と受信機２０の各部を説明する前に、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチにおける送信機及び受信機の処理について説明する。
［送信機の処理］
符号ダイバーシチでは、送信時に使用する拡散系列を複数のＰＮ系列の和によって作り出す。そのために合成された拡散系列は多値となる。
この拡散系列にＰＳＫ変調やＱＡＭ変調などによってディジタル変調されたデータを付加する。その後は直並列変換を行い、ＩＦＦＴによって信号を周波数軸上から時間軸上へと並び替え、並直列変換を行うというＯＦＤＭと同様の変調過程を経た上で送信される。そして通信路においては白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）や他の局からの干渉などの様々な雑音が加わる。
【００２８】
［受信機の処理］
受信時には、まず通常のＯＦＤＭ復調と同様の過程にてデータの並びを周波数軸方向へと変換する。そして変換された信号に対して送信側で使用したＰＮ系列（以下ブランチ）との相関をそれぞれ取り、各ブランチに対して適切な重み係数ｇkを乗じ、各ブランチの総和を取ることによって信号を復元する。
【００２９】
［重み係数の導出処理］
符号ダイバーシチ受信を行う際の重み係数ｇkについては、各ブランチに対して相互相関の小さい（干渉による影響の少ない）ブランチに対してより大きな重みを与える反相互相関最大比合成を用いる。この際の計算式は以下のように決定される。
まず、送受信に使用する中でのあるｋ番目のブランチに着目する。このブランチの出力について次のように定義する。
【００３０】
【数１】
【００３１】
ここで、Ｓkはブランチの自局信号成分、Ｉkは他局による干渉成分、Ｎkは雑音成分である。このときに、それぞれの成分についての平均をＥ[Ｓk]、Ｅ[Ｉk]、Ｅ[Ｎk]とすると、自局、他局のデータがランダムと仮定して、
【００３２】
【数２】
【００３３】
となることがわかる。
また、Ｓk、Ｉk、Ｎkはそれぞれ独立であるため、それぞれの積の平均については、それぞれ平均の積と考えることができ、
【００３４】
【数３】
【００３５】
と表すことができる。
よって、式（１）の二乗平均は次のように計算することができる。
【００３６】
【数４】
【００３７】
ここで、自局成分が既知であると仮定すると、式（４）より干渉成分と雑音成分の分散の和、つまりはブランチに現れる信号以外の成分の分散を次のように求められる。
【００３８】
【数５】
【００３９】
以上の計算式より、反相互相関最大比合成を考えると、重み係数ｇkは以下のように表される。
【００４０】
【数６】
【００４１】
ここで、μは信号成分の積分出力である。
また、１６ＱＡＭなどの多値に振幅変調を行うディジタル変調に対しては、式（６）をそのまま適用することはできず、以下の式によって係数ｇkの２乗の平均を１．０に正規化する必要がある。
ここで、Ｎは総ブランチ数である。
【００４２】
【数７】
【００４３】
［拡散系列］
今回のシミュレーションでは、２種類の方法により作成された拡散系列についてシミュレーションを行っている。以下、使用した系列について説明する。
【００４４】
［直交Gold系列］
周期Ｎが等しいプリフェードペアと呼ばれる２種類のＭ系列を１ビットづつシフトしながら合成して作られる系列をGold系列という。２つのＭ系列から元の系列２個とGold系列Ｎ個の合計Ｎ＋２個の系列を作ることができる。
【００４５】
直交Gold系列は、上のように作られた系列の末尾に“１”を付加し、長さＮの系列にすることによってつくられる。この系列による相互相関は０となり互いに直交する。いくつかの直交Gold系列を使用して符号ダイバーシチを行うと、その合成系列は多値の系列となる。
【００４６】
［定振幅合成系列］
定振幅合成系列とは系列の総和が等しくなる（定振幅になる）ような系列のことであり、Ｍ系列を１ビットずつ巡回シフトさせた次のような系列によって作られる。各行ベクトルが個々の系列を表す。
【００４７】
【数８】
【００４８】
ここで、各チップの値ａ1，ａ2…ａNについては、元の巡回シフトＭ系列のチップの値に対して以下の式で表される直交化補数αを加算して直交化されている。式中の±は、＋か−のどちらか片方を使用することを示す。
【００４９】
【数９】
【００５０】
式（８）の各列の和は一定値となる。よって、このようにして作られた定振幅合成系列を利用することにより、送信側ではこれとは別の各局固有のＰＮ系列を乗ずれば、出力は従来の送信信号と等価になる。従って、ダイバーシチのブランチの処理を受信側でのみ行うだけで符号ダイバーシチを実現することが可能となる。
【００５１】
［本システムの各部］
図１における本システム中の各機器の機能について具体的に説明する。
［送信機］
送信機１０は、図１に示すように、ディジタル変調器１１と、合成器１２と、乗算器１３と、直並列変換器１４と、ＩＦＦＴ回路１５と、並直列変換器１６とを有している。
【００５２】
ディジタル変調器１１は、ＰＳＫ変調、ＱＡＭ変調等のディジタル変調を行う。
合成器１２は、複数のＰＮ符号の和を求め、送信時に使用する拡散系列を生成する。
乗算器１３は、合成器１２で合成された拡散系列にディジタル変調器１１からのディジタル変調されたデータを乗算する。
【００５３】
直並列変換器１４は、乗算器１３からのデータを直並列（Ｓ／Ｐ）変換する。
ＩＦＦＴ回路１５は、直並列変換器１４からの直並列変換されたデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上へと並び替える。
並直列変換器１６は、ＩＦＦＴ回路１５からのデータを並直列（Ｐ／Ｓ）変換し、伝送路（通信路）に出力する。
【００５４】
［受信機］
受信機２０は、直並列変換器２１と、ＦＦＴ回路２２と、並直列変換器２３と、復調器２４と、複数の重み付け乗算器２５と、合成器２６と、データ判定器２７とを有している。
【００５５】
直並列変換器２１は、伝送路から入力されたデータを直並列（Ｓ／Ｐ）変換する。
ＦＦＴ回路２２は、直並列変換器２１からの直並列変換されたデータを高速フーリエ変換する。
並直列変換器２３は、ＦＦＴ回路２２からのデータを並直列（Ｐ／Ｓ）変換する。
【００５６】
復調器２４は、複数のＰＮ系列を乗算するために複数の乗算器から構成され、並直列変換器２３からの並直列変換されたデータが各ブランチに分岐して各乗算器に入力され、ＰＮ系列と乗算されて相関をそれぞれ取得する。
【００５７】
複数の重み付け乗算器２５は、各ブランチに対して適切な重み係数ｇkを乗算する。
合成器２６は、各乗算器２５からのデータを合成して各ブランチの総和を求める。
データ判定器２７は、合成器２６で合成されたデータについて±１の情報を判定する。
【００５８】
［送信機の機能：図２］
次に、本システムにおける送信機１０の機能について図２を参照しながら説明する。図２は、送信機１０の機能説明図である。
送信機１０は、図２に示すように、複数の周波数（ｆ1〜ｆN）毎にデータを乗算する複数の乗算器１１１と、データが乗算された複数の周波数毎に系列Ａ1（ａ11〜ａ1N）、Ａ2（ａ21〜ａ2N）、…ＡM（ａM1〜ａMN）の和を乗算する乗算器１１２とを備え、系列Ａ1〜ＡMが乗算されたデータを合成してアンテナから送信する。
【００５９】
図２の送信機は、周波数を基準とした図となっており、図１の送信機においてＳ／Ｐ変換された後のデータが周波数軸上に並べられた状態を想定している。
尚、図１の送信機では、Ｓ／Ｐ変換前に時間軸でＰＮ系列が掛けられているが、Ｓ／Ｐ変換して直列を並列に並び替え、ＩＦＦＴ回路１５に入力（周波数並び）することは、周波数軸上に系列を掛けることと等価になる。ＩＦＦＴ回路１５の出力は、時間関数となり、Ｐ／Ｓ変換で並列を直列にして時間軸信号として送信される。
【００６０】
［受信機の機能：図３］
また、本システムにおける受信機２０の機能について図３を参照しながら説明する。図３は、受信機２０の機能説明図である。
受信機２０は、図３に示すように、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理を行って周波数を分離する周波数分離器２１１と、分離した周波数に対して系列Ａ1（ａ11〜ａ1N）、Ａ2（ａ21〜ａ2N）、…ＡM（ａM1〜ａMN）を乗算する複数の乗算器２１２と、系列毎に和を求める合成器２１３と、系列毎の和に対して重み係数ｇkを乗算する複数の乗算器２１４と、乗算器２１４からの出力を合成して受信出力とする合成器２１５とを備えている。
【００６１】
図３の受信機は、図２と同様、周波数を基準とした図となっている。
つまり、図１の受信機におけるＳ／Ｐ変換器２１で時間軸信号を並列にして、ＦＦＴ回路２２に入力する。ＦＦＴ回路２２の出力は、周波数軸並びとなるので、それをＰ／Ｓ変換器２３で並列を直列にして系列を掛ける。時間軸で系列を掛けているが、等価的に周波数軸の各周波数に系列を掛け、それを直列に出力していることになる。
【００６２】
図２の送信機、図３の受信機では、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチにおいて、周波数軸上にどのように系列データが加えられているかを分かり易く説明するために、データの起点を各スロットの周波数にしているものである。
【００６３】
［シミュレーション］
本システムにおけるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ（本方式）について、従来のＭＣ−ＣＤＭＡとの比較し、また、ブランチ数や使用した符号ダイバーシチの系列による特性の違いについても説明する。
【００６４】
［直交Gold系列を使用したＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチの特性：図４〜７］
まず、直交Gold系列を用いた場合の特性について示す。ブランチ数は５とする。図４に諸元を示す。図４は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元１を示す図である。
【００６５】
また、図５から図７に各ディジタル変調形式における従来法と提案法を比較した結果を示す。図５は、ＢＰＳＫ（Bi-Phase Shift Keying） ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図であり、図６は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying） ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図であり、図７は、１６ＱＡＭ ＳＩＲ＝０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【００６６】
尚、図中のＣＤは符号ダイバーシチ(Code Diversity)の略であり、ＯＮは使用状態、ＯＦＦは不使用状態を示す。ＡＶＥ、ＢＥＳＴ、ＷＯＲＳＴは干渉用拡散系列について初期位相を変化させた全パターンについての平均ＢＥＲ（Bit Error Rate）、最も良い位相でのＢＥＲ、最も悪い位相でのＢＥＲを表している。
【００６７】
図５の如く、ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］において、従来法ではＥb／Ｎo＝１０［ｄＢ］においても平均ＢＥＲが３．１４×１０-2との結果に対して、符号ダイバーシチを適用した場合には同程度のＢＥＲ３．１５×１０-2をＥb／Ｎo＝５［ｄＢ］で実現しており、このＢＥＲではＥb／Ｎoで５［ｄＢ］の改善がなされている。
【００６８】
その理由は、図１および図３における重み係数の値が、式（６）によって与えられることにより、干渉の大きな符号ブランチには、小さな重み係数が乗じられ、逆に、干渉の少ない符号ブランチには、大きな重み係数が乗じられ、それらが加算され、その結果、干渉の少ない符号ブランチからの値が支配的となり、全体の信号雑音比を改善しているからである。
尚、ＢＥＳＴのように干渉が少ない場合には、重み計算の誤差が生じることから、幾分劣化する場合もある。しかし、ＷＯＲＳＴのように干渉が大きい場合には、本方式で大きな効果があり、各状態の平均（ＡＶＥ）としては、かなり改善している。
【００６９】
図６のＱＰＳＫの場合についても、ＢＰＳＫと同様に符号ダイバーシチを適用した方が良い特性を示した。符号ダイバーシチの合成系列は多値系列となるので、このＱＰＳＫ変調では、いろいろな位相状態をとるこのような状態でも本発明による効果が明瞭である。
【００７０】
図７の１６ＱＡＭについては、ＢＥＲが１０-2のところで見ると約４［ｄＢ］本方式の方が改善しており、多値多相となる振幅変調を行うような方式に対しても符号ダイバーシチが有効に働くことが明らかである。
【００７１】
また、これらのＢＥＲの改善は主にＢＥＲ特性の悪い位相における改善によるものが大きいということが考えられる。最良のＢＥＲは本方式の方が若干悪くなっているが、それ以上に大きくＢＥＲを下げる要因となっているＢＥＲの悪い位相においてより符号ダイバーシチが効果的であるため平均のＢＥＲが改善している。
【００７２】
［ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性：図８〜１０］
次に、ブランチ数を変化させたときのＢＥＲ特性についてシミュレーションを行った。ブランチ系列は従来方式となる。図８にその他諸元を示す。図８は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元２を示す図である。また、図９は、ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性（１６ＱＡＭ、Ｅb／Ｎo＝１５［ｄＢ］）を示す図である。
【００７３】
ブランチ数によるＢＥＲ特性の変化について、図９に示すように、若干の変化はあるものの、ブランチ数を増やすほどＢＥＲ特性は改善しており、これまでのシミュレーションで使用してきたブランチ数５と今回のブランチ数２８とで比較するとＢＥＲで１桁オーダーで特性が改善されていることがわかる。
【００７４】
しかし、ブランチ数を増やすと直交Gold系列の作成方法から分かるとおり、必ず最後のチップは同じ値になってしまうため、その送信用に合成された拡散系列は図１０のように１チップだけ大きな値を持つ状態になってしまう。図１０は、ブランチでの拡散系列の例を示した図である。
【００７５】
これは、ほぼひとつの周期的なスロットのみを使って送信を行うことと同じになってしまい、信号スペクトルに偏りが生じる。そこで、次にこの問題が発生しない定振幅合成系列を使用してのシミュレーションを行う。
【００７６】
［定振幅合成系列を使用したＭＣ−ＣＤＡＭ符号ダイバーシチ：図１１〜１３］
拡散系列として定振幅合成系列を使用した場合のＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチの特性についてシミュレーションを行った。図１１にその諸元を示す。図１１は、ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元３を示す図である。
【００７７】
この系列のブランチ数についても、上記と同様に、ブランチ数が多い方が良い特性を得られたという結果より最大のブランチ数３１とした。
また、図１２は、定振幅合成系列によるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチＢＥＲ特性を示す図であり、図１３は、直交Gold系列との比較を示した図である。
【００７８】
図１２を見ると、定振幅合成系列符号ダイバーシチにおいても通常のＭＣ−ＣＤＭＡよりＢＥＲ特性が改善していることがわかる。そのＢＥＲ改善を直交Gold系列と比較したのが図１３である。この図を見ると、使用している系列が違うので一概には言えないが、今回サンプルとした系列では直交Gold系列でブランチ数１１のときとほぼ同じ特性が得られることがわかる。
よって、定振幅合成系列を使用した符号ダイバーシチでもBER特性を改善できることがわかった。
【００７９】
［実施の形態の効果］
本発明の実施の形態に係るＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ方式によれば、その有効性やブランチ数や拡散系列を変えた場合の効果として、本方式のＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチは従来法に対してより大きな干渉抑圧効果が期待でき、またそのブランチの構成や系列によってはさらにその特性を改善できるものである。
また、本方式によれば、他局間干渉抑圧効果により、誤り特性を改善できる効果がある。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
本発明は、ＯＦＤＭ／ＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式に対して周波数軸上での符号ダイバーシチを適用して干渉抑制効果を向上させることができる無線ＬＡＮ／ＯＦＤＭ用ＭＣ-ＣＤＭＡ符号ダイバーシチ通信方式に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】本発明の実施の形態に係る符号ダイバーシチ通信システムのモデル構成ブロック図である。
【図２】送信機の機能説明図である。
【図３】受信機の機能説明図である。
【図４】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元１を示す図である。
【図５】ＢＰＳＫ ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図６】ＱＰＳＫ ＳＩＲ＝−１０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図７】１６ＱＡＭ ＳＩＲ＝０［ｄＢ］における特性の比較図である。
【図８】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元２を示す図である。
【図９】ブランチ数の変化によるＢＥＲ特性を示す図である。
【図１０】ブランチでの拡散系列の例を示した図である。
【図１１】ＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチシミュレーション諸元３を示す図である。
【図１２】定振幅合成系列によるＭＣ−ＣＤＭＡ符号ダイバーシチＢＥＲ特性を示す図である。
【図１３】直交Gold系列との比較を示した図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０…送信機、 １１…ディジタル変調器、 １２…合成器、 １３…乗算器、 １４…直並列変換器、 １５…ＩＦＦＴ回路、 １６…並直列変換器、 ２０…受信機、 ２１…直並列変換器、 ２２…ＦＦＴ回路、 ２３…並直列変換器、 ２４…復調器、 ２５…複数の重み付け乗算器、 ２６…合成器、 ２７…データ判定器、 １１１，１１２…乗算器、 ２１１…周波数分離器、 ２１２，２１４…乗算器、 ２１３，２１５…合成器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、
送信機では、入力信号をディジタル変調を行うディジタル変調器と、複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成する合成器と、前記合成器で合成された拡散系列に前記ディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算する乗算器と、前記乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替える直並列変換器と、前記直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替える逆高速フーリエ変換回路と、前記逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力する並直列変換器とを有し、
受信機では、前記伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替える直並列変換器と、前記直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替える高速フーリエ変換回路と、前記高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換する並直列変換器と、前記並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得する復調器と、各ブランチに対して重み係数を乗算する複数の重み付け乗算器と、前記各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出する合成器と、前記合成器で合成されたデータについて判定するデータ判定器を有することを特徴とする符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項２】
重み付け乗算器が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする請求項１記載の符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項３】
拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする請求項１又は２記載の符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項４】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、
送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、
受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行うことを特徴とする符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、
送信機では、複数の周波数毎にデータを乗算し、データが乗算された複数の周波数毎に複数の符号系列の各要素の和を乗算し、乗算されたデータを合成して送信し、
受信機では、前記複数の周波数に分離し、分離した周波数に対して各符号系列の要素を乗算し、系列毎に和を算出し、系列毎の和に対して重み係数を乗算し、乗算されたデータを合成して受信出力とすることを特徴とする符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項６】
重み係数の乗算が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする請求項４又は５記載の符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項７】
拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする請求項４乃至６のいずれか記載の符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項１】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信システムであって、
送信機では、入力信号をディジタル変調を行うディジタル変調器と、複数の符号系列の和を算出して、送信時に使用する拡散系列を生成する合成器と、前記合成器で合成された拡散系列に前記ディジタル変調器でディジタル変調されたデータを乗算する乗算器と、前記乗算器からのデータを直並列変換し、信号を周波数軸上に並べ替える直並列変換器と、前記直並列変換器からのデータを逆高速フーリエ変換し、信号を周波数軸上から時間軸上に並び替える逆高速フーリエ変換回路と、前記逆高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換し、伝送路に出力する並直列変換器とを有し、
受信機では、前記伝送路から入力された信号を直並列変換し、信号を時間軸上に並び替える直並列変換器と、前記直並列変換器で直並列変換されたデータを高速フーリエ変換し、信号を時間軸上から周波数軸上に並び替える高速フーリエ変換回路と、前記高速フーリエ変換回路からのデータを並直列変換する並直列変換器と、前記並直列変換器で並直列変換されたデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得する復調器と、各ブランチに対して重み係数を乗算する複数の重み付け乗算器と、前記各重み付け乗算器からのデータを合成して各ブランチの総和を算出する合成器と、前記合成器で合成されたデータについて判定するデータ判定器を有することを特徴とする符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項２】
重み付け乗算器が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする請求項１記載の符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項３】
拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする請求項１又は２記載の符号ダイバーシチ通信システム。
【請求項４】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、
送信機では、複数の符号系列の和によって作り出された拡散系列にディジタル変調されたデータを乗算し、直並列変換を行って信号を周波数軸上に並び替え、逆高速フーリエ変換により信号を周波数軸上から時間軸上に並び替え、並直変換を行って伝送路に送信し、
受信機では、直並列変換を行って信号を時間軸上に並び替え、高速フーリエ変換により信号を時間軸上から周波数軸上に並び替え、並直列変換を行ってデータを各ブランチに分岐して送信側で使用した複数の符号系列と乗算して相関をそれぞれ取得し、各ブランチに対して重み係数を乗算し、データを合成して各ブランチの総和を算出してデータの判定を行うことを特徴とする符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式に対して多元接続を可能にするマルチキャリア符号分割多元接続方式に符号ダイバーシチを適用した符号ダイバーシチ通信方法であって、
送信機では、複数の周波数毎にデータを乗算し、データが乗算された複数の周波数毎に複数の符号系列の各要素の和を乗算し、乗算されたデータを合成して送信し、
受信機では、前記複数の周波数に分離し、分離した周波数に対して各符号系列の要素を乗算し、系列毎に和を算出し、系列毎の和に対して重み係数を乗算し、乗算されたデータを合成して受信出力とすることを特徴とする符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項６】
重み係数の乗算が、各ブランチに対して相互相関の小さいブランチに対して、より大きな重み係数を与える反相互相関最大比合成を行うことを特徴とする請求項４又は５記載の符号ダイバーシチ通信方法。
【請求項７】
拡散系列として定振幅合成系列を使用したことを特徴とする請求項４乃至６のいずれか記載の符号ダイバーシチ通信方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【公開番号】特開２００９−１７１１６９（Ｐ２００９−１７１１６９Ａ）
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−６４４１（Ｐ２００８−６４４１）
【出願日】平成２０年１月１６日（２００８．１．１６）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月３０日（２００９．７．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１月１６日（２００８．１．１６）
【出願人】（３０４０２１２８８）国立大学法人長岡技術科学大学 (458)
【Ｆターム（参考）】
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