スイッチング電源用制御回路
【課題】 簡単な回路構成でオンデューティが急激に増加することを防止し、通常動作時には電源回路全体の制御一巡特性には影響を与えないようにしたスイッチング電源用制御回路を提供する。
【解決手段】 アクティブクランプ回路２２と、電源入力電圧をスイッチングする主スイッチ素子ＳＷ１と、ＰＷＭ信号を出カするコンパレータ１４と、コンパレータ１４の一方の入力端子に接続された三角波発生回路１８を有する。負帰還信号を出力するフォトカプラＰＣがコンパレータ１４の他方の入力端子に接続され、主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティを、コンパレータ１４により設定されるデューティ比に制御する。フォトカプラＰＣの出力側に第一のダイオードＤ３のカソードと第二のダイオードＤ４のアノードを接続し、第一のダイオードＤ３のアノードと第二のダイオードＤ４の力ソードが接続され、その接続点とコンデンサＣ２の一方の端子を直列に接続する。
【解決手段】 アクティブクランプ回路２２と、電源入力電圧をスイッチングする主スイッチ素子ＳＷ１と、ＰＷＭ信号を出カするコンパレータ１４と、コンパレータ１４の一方の入力端子に接続された三角波発生回路１８を有する。負帰還信号を出力するフォトカプラＰＣがコンパレータ１４の他方の入力端子に接続され、主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティを、コンパレータ１４により設定されるデューティ比に制御する。フォトカプラＰＣの出力側に第一のダイオードＤ３のカソードと第二のダイオードＤ４のアノードを接続し、第一のダイオードＤ３のアノードと第二のダイオードＤ４の力ソードが接続され、その接続点とコンデンサＣ２の一方の端子を直列に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流入力電圧を所望の出力電圧に変換して電子機器に供給するスイッチング電源装置に用いられ、出力を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号のデューティ比を制御するスイッチング電源用制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング電源装置として、主に大容量の電源に用いられるシングルフォワードコンバータがある。この種の電源装置では、出力電流の変動や、入力電圧の変動が発生した場合、過渡的にオンデューティが急激に広がる。このような場合、スイッチング電源回路は、トランスの励磁エネルギーを放出するために、定常状態より大きな電圧を発生させ、その過大電圧により、半導体にストレスを与え、電源装置の破壊につながる場合がある。そこで、従来のスイッチング電源用制御回路では、出カの帰還信号により変化する可変電流源に、コンデンサを並列に接続することにより、急激なデューティ比の変化を防いだり、また、電圧耐量の高いスイッチング素子を用いることで防いでいた。
【０００３】
このようなスイッチング電源用制御回路としては、例えば、特許文献１の従来技術として開示された回路や図５に示す回路があった。このスイッチング電源装置は、直流電源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するもので、図５に示すように、制御用ＩＣから成る制御部１２から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比に応じた直流電圧を、出力端子Voutに出力する。このシングルフォワードコンバータから成るＤＣ−ＤＣ変換部は、１次側にＭＯＳ−ＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷと、主スイッチ素子ＳＷと直流電圧源１０のプラス側との間に１次巻き線が直列に接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻き線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout，−Voutを介して負荷２０に接続される。
【０００４】
主スイッチ素子ＳＷの制御部１２は、コンパレータ１４を備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、スイッチング周波数信号発生回路である三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力の帰還信号が入力している。そして、コンパレータ１４の出力が、ＰＷＭ信号として、主スイッチ素子ＳＷの制御端子であるゲートに接続され、主スイッチ素子ＳＷをオン／オフする。
【０００５】
この電源装置の出力の負帰還回路は、出力端子＋VoutにフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１が接続され、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタである受光素子ＰＣ２のコレクタが、外部の定電圧源Ｖａと接地側に接続された直列抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に接続され、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。そして、抵抗Ｒ２と並列にコンデンサＣ２が接続され、急激なデューティ比の変化を防止している。
【特許文献１】特開２００５−３０４２７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に開示された回路の場合、実際には容量の小さいコンデンサしか付けておらず、機能的にはオンティユーティの急変防止と言うよりも、ノイズ除去機能しか発揮していないものであった。
【０００７】
一方、急激なデューティ比の変化を防ぐためには、コンデンサＣ２は数μＦ〜数十μＦの容量が必要となり、電源装置の通常動作時には、出力制御に際してコンデンサＣ２による位相の遅れが生じてしまうと言う問題があった。さらに、位相遅れにより、電源制御系が異常発振を起こしやすくなる。そこで、電源全体の制御一巡ゲイン・位相特性を安定にするために、位相特性を元に戻すための部品を追加したり、また、一巡ゲインを低く設定する必要があり、その場合、過渡応答特性が悪くなってしまったりする問題があった。さらには、制御ゲイン・位相特性を調整する際、その調整幅が少なくなると言った問題もあった。
【０００８】
この発明は、上記従来の技術の問題点に鑑みて成されたもので、簡単な回路構成でオンデューティが急激に増加することを防止し、通常動作時には電源回路全体の制御一巡特性には影響を与えないようにしたスイッチング電源用制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、直流電圧源が接続される電源入力端子と、負荷が接続される電源出力端子とを備え、アクティブクランプ回路を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられ、電源入力電圧をスイッチングして所定の出力に変換するための主スイッチ素子と、この主スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号を出カするコンパレータと、このコンパレータの一方の入力端子に接続されたスイッチング周波数信号発生回路と、所定電圧の定電圧源と、前記定電圧源と直列に接続されたインピーダンス素子と、このインピーダンス素子と直列に接続され前記電源出カ端子の出カの帰還信号により変化する可変電流源とを有し、この可変電流源と前記インピーダンス素子との交点が前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記主スイッチ素子のオンデューティを前記コンパレータにより、電源出力電圧の帰還信号と前記スイッチング周波数信号発生回路とにより設定されるデューティ比に制御するスイッチング電源用制御回路であって、前記可変電流源と前記インピーダンス素子との交点に第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードが接続され、前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードの力ソードが接続されてその接続点とコンデンサの一方の端子が接続され、このコンデンサの他方の端子が接地側に接続されたスイッチング電源用制御回路である。
【００１０】
前記可変電流源はフォトカプラであり、前記電源出力電圧が前記フォトカプラの発光素子に接続され、前記フォトカプラの受光素子側の出力が前記コンパレータの前記他方の入力端子に接続されたものである。
【００１１】
前記コンパレータと前記定電圧源の一方、または両方が、制御用ＩＣに設けられていても良い。
【００１２】
さらに、前記スイッチング周波数信号発生回路は三角波を生成して出力し、前記コンパレータの一方の入力端子に前記三角波が入カし、前記コンパレータの他方の入力端子には、前記インピーダンス素子を通して前記コンデンサが充電されることによる電圧が入力し、前記コンデンサの充電電圧による前記コンパレータへの入力電圧の下限電圧から上限電圧への変動時間が、前記三角波の周期の５倍から２０倍の間になるように設定されたスイッチング電源用制御回路である。
【００１３】
さらに、前記定電圧源は、電源入力電圧はたは電源出力電圧に応じて変化する可変直流電圧源であっても良い。
【発明の効果】
【００１４】
この発明のスイッチング電源用制御回路は、簡単な回路構成で少ない部品点数により、主スイッチ素子の過渡時の電圧の跳ね上がりを抑え、アクティブクランプ回路を主スイッチ素子に接続して耐電圧の低い主スイッチ素子を使用することができ、コスト低減が可能となる。さらに、耐電圧が低いので、低オン抵抗のスイッチ素子を選択可能となり、電源効率のアップにもつながる回路を、電源の一巡制御特性に影響を与えることなく、簡単な回路で構成できることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１は、この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置とその制御回路を示すもので、このスイッチング電源装置おいて、図５に示す電源装置と同様の部分は、同一の符号を付して簡単に説明する。直流電圧源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するこの実施形態のシングルフォワードコンバータは、１次側にＭＯＳ−ＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷ１と、主スイッチ素子ＳＷ１と直流電圧源１０のプラス側端子＋Ｖｉｎとの間に、１次巻線が直列に接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout、−Voutを介して負荷２０に接続される。
【００１６】
主スイッチ素子ＳＷ１を駆動制御する制御用ＩＣ等からなる制御部１２は、コンパレータ１４を備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、制御部１２内のスイッチング周波数信号発生回路である三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力＋Voutの帰還信号が、後述する制御回路を経て入力している。そして、コンパレータ１４の出力が、ＰＷＭ信号として、主スイッチ素子ＳＷ１の制御端子であるゲートに接続され、主スイッチ素子ＳＷ１をオン／オフする。
【００１７】
この電源装置の出力の制御部１２の負帰還回路は、出力端子＋Voutに可変電流源であるフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１に直列に接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタから成る受光素子ＰＣ２のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して外部の定電圧源Ｖａに接続されている。さらに、フォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２のコレクタと抵抗Ｒ１との交点に、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードが接続され、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４の力ソードが接続されて、その接続点とコンデンサＣ２の一方の端子が接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は、接地側に接続されている。そして、受光素子ＰＣ２のコレクタと抵抗Ｒ１との交点は、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。
【００１８】
また、この実施形態のスイッチング電源制御回路は、トランスＴ１の１次側巻線にアクティブクランプ回路２２が接続されている。アクティブクランプ回路２２は、コンパレータ１４の出力が、インバータ２４を経て、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のクランプスイッチＳＷ２の制御端子であるゲートに接続されている。クランプスイッチＳＷ２は、コンデンサＣ３の一端と直列に接続され、コンデンサＣ３の他端は、直流電圧源１０のプラス側端子＋ＶｉｎとトランスＴ１の１次巻線のドットを付した側の端子に接続されている。クランプスイッチＳＷ２の他端は、トランスＴ１の１次側巻線のドットのない側の端子に接続されている。
【００１９】
次に、この実施形態のスイッチング電源用制御回路の動作について説明する。まず、このスイッチング電源装置は、入力電圧が高い状態から低い状態へ急激に変化した場合や、負荷電流が無負荷から定格負荷への急激な変化があった場合などに、出カ電圧の変化を避けようと、図２の一点鎖線で示すように、可変電流源であるフォトカプラＰＣが急激に電流を多く流して、主スイッチ素子ＳＷ１のオン時間であるオンデューティを長くするように動作しようとする。しかしながら、アクティブクランプ回路２２では、クランプコンデンサＣ３の充放電が、トランスＴ１の１次側巻線のインダクタンスとコンデンサＣ３の容量との共振周波数でしか充放電されないため、オンデューティが急激に大きくなっても、クランプコンデンサＣ３の電圧が急激に変化しない。これにより、トランスＴ１がリセットされず、図４に示すように、主スイッチ素子ＳＷ１に印加される電圧が異常に高くなったり、トランスＴ１が飽和し主スイッチ素子ＳＷ１に過大な電流が流れて、故障に至る恐れがあった。
【００２０】
そこで、可変電流源であるフォトカプラＰＣに並列にコンデンサＣ２を挿入することで、制御部１２の負帰還回路において、フォトカプラＰＣが主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティを急激に拡大しようとして、発光素子ＰＣ１の光量が減少し受光素子ＰＣ２に流れる電流を止めても、並列に挿入されたコンデンサＣ２への抵抗Ｒ１を経た定電圧源Ｖａからのチャージにより、コンパレータ１４の入力電圧ＶＦＢが決定される。これにより、図２の実線で示すように、コンパレータ１４の非反転入力端子への入力電圧ＶＦＢの急激な上昇が抑えられ、図３に示すように、主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティの急激な変化が抑えられる。
【００２１】
しかしながら、この並列に挿入したコンデンサＣ２により、定常動作時においてもこの電源回路の一巡制御に遅れが生じるため、この遅れを戻すための回路を追加したり、また、制御一巡ループのゲインを落とす必要がある。
【００２２】
そこで、この発明の実施形態では、並列に接続されたコンデンサＣ２と直列に、双方向にダィオードＤ３，Ｄ４を２個挿入することにより、電源装置の定常動作時には、このコンデンサＣ２をダィオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧降下により定電圧源Ｖａから実質的に切り離し、一巡制御の遅れが発生しないようにしている。そして、入力電圧の急変や、負荷電流が無負荷から定格負荷へ急激に変化した場合は、ダイオードＤ３，Ｄ４を経て定電圧源Ｖａからの電流がコンデンサＣ２にも流れ、上記動作により、主スイッチ素子ＳＷ１のオンディユーティ幅が急激に増加することを防ぐものである。
【００２３】
その結果、アクティブクランプ回路２２を有した電源制御回路において、主スイッチ素子ＳＷ１の電圧が急激に増加することを抑えることができ、耐電圧の低い主スイッチ素子ＳＷ１を使用することが可能になる。また、図３、図４に示すように、この実施形態のデューティ急変防止回路がある場合には、主スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース電圧ＶＤＳが低く抑えられる。
【００２４】
なお、この発明のスイッチング電源用制御回路は上記実施形態に限定されるものではなく、定電圧源や制御部の構成は、適宜設定可能なものであり、ＩＣにより構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】この発明の一実施形態のスイッチング電源回路の概略回路図である。
【図２】この実施形態のスイッチング電源回路のコンパレータの入力及び出力波形図である。
【図３】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の主スイッチ素子の電圧を示す波形図である。
【図４】従来のスイッチング電源用制御回路の主スイッチ素子の電圧を示す波形図である。
【図５】従来のスイッチング電源回路の概略回路図である。
【符号の説明】
【００２６】
１０ 直流電圧源
１２ 制御部
１４ コンパレータ
１８ 三角波発生回路
２０ 負荷
２２ アクティブクランプ回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
ＰＣ フォトカプラ
ＰＣ１ 発光素子
ＰＣ２ 受光素子
Ｒ１ 抵抗
ＳＷ１ 主スイッチ素子
ＳＷ２ クランプスイッチ素子
Ｖａ 定電圧源
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流入力電圧を所望の出力電圧に変換して電子機器に供給するスイッチング電源装置に用いられ、出力を制御するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号のデューティ比を制御するスイッチング電源用制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング電源装置として、主に大容量の電源に用いられるシングルフォワードコンバータがある。この種の電源装置では、出力電流の変動や、入力電圧の変動が発生した場合、過渡的にオンデューティが急激に広がる。このような場合、スイッチング電源回路は、トランスの励磁エネルギーを放出するために、定常状態より大きな電圧を発生させ、その過大電圧により、半導体にストレスを与え、電源装置の破壊につながる場合がある。そこで、従来のスイッチング電源用制御回路では、出カの帰還信号により変化する可変電流源に、コンデンサを並列に接続することにより、急激なデューティ比の変化を防いだり、また、電圧耐量の高いスイッチング素子を用いることで防いでいた。
【０００３】
このようなスイッチング電源用制御回路としては、例えば、特許文献１の従来技術として開示された回路や図５に示す回路があった。このスイッチング電源装置は、直流電源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するもので、図５に示すように、制御用ＩＣから成る制御部１２から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比に応じた直流電圧を、出力端子Voutに出力する。このシングルフォワードコンバータから成るＤＣ−ＤＣ変換部は、１次側にＭＯＳ−ＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷと、主スイッチ素子ＳＷと直流電圧源１０のプラス側との間に１次巻き線が直列に接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻き線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout，−Voutを介して負荷２０に接続される。
【０００４】
主スイッチ素子ＳＷの制御部１２は、コンパレータ１４を備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、スイッチング周波数信号発生回路である三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力の帰還信号が入力している。そして、コンパレータ１４の出力が、ＰＷＭ信号として、主スイッチ素子ＳＷの制御端子であるゲートに接続され、主スイッチ素子ＳＷをオン／オフする。
【０００５】
この電源装置の出力の負帰還回路は、出力端子＋VoutにフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１が接続され、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタである受光素子ＰＣ２のコレクタが、外部の定電圧源Ｖａと接地側に接続された直列抵抗Ｒ１，Ｒ２の間に接続され、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。そして、抵抗Ｒ２と並列にコンデンサＣ２が接続され、急激なデューティ比の変化を防止している。
【特許文献１】特開２００５−３０４２７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に開示された回路の場合、実際には容量の小さいコンデンサしか付けておらず、機能的にはオンティユーティの急変防止と言うよりも、ノイズ除去機能しか発揮していないものであった。
【０００７】
一方、急激なデューティ比の変化を防ぐためには、コンデンサＣ２は数μＦ〜数十μＦの容量が必要となり、電源装置の通常動作時には、出力制御に際してコンデンサＣ２による位相の遅れが生じてしまうと言う問題があった。さらに、位相遅れにより、電源制御系が異常発振を起こしやすくなる。そこで、電源全体の制御一巡ゲイン・位相特性を安定にするために、位相特性を元に戻すための部品を追加したり、また、一巡ゲインを低く設定する必要があり、その場合、過渡応答特性が悪くなってしまったりする問題があった。さらには、制御ゲイン・位相特性を調整する際、その調整幅が少なくなると言った問題もあった。
【０００８】
この発明は、上記従来の技術の問題点に鑑みて成されたもので、簡単な回路構成でオンデューティが急激に増加することを防止し、通常動作時には電源回路全体の制御一巡特性には影響を与えないようにしたスイッチング電源用制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明は、直流電圧源が接続される電源入力端子と、負荷が接続される電源出力端子とを備え、アクティブクランプ回路を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられ、電源入力電圧をスイッチングして所定の出力に変換するための主スイッチ素子と、この主スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号を出カするコンパレータと、このコンパレータの一方の入力端子に接続されたスイッチング周波数信号発生回路と、所定電圧の定電圧源と、前記定電圧源と直列に接続されたインピーダンス素子と、このインピーダンス素子と直列に接続され前記電源出カ端子の出カの帰還信号により変化する可変電流源とを有し、この可変電流源と前記インピーダンス素子との交点が前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記主スイッチ素子のオンデューティを前記コンパレータにより、電源出力電圧の帰還信号と前記スイッチング周波数信号発生回路とにより設定されるデューティ比に制御するスイッチング電源用制御回路であって、前記可変電流源と前記インピーダンス素子との交点に第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードが接続され、前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードの力ソードが接続されてその接続点とコンデンサの一方の端子が接続され、このコンデンサの他方の端子が接地側に接続されたスイッチング電源用制御回路である。
【００１０】
前記可変電流源はフォトカプラであり、前記電源出力電圧が前記フォトカプラの発光素子に接続され、前記フォトカプラの受光素子側の出力が前記コンパレータの前記他方の入力端子に接続されたものである。
【００１１】
前記コンパレータと前記定電圧源の一方、または両方が、制御用ＩＣに設けられていても良い。
【００１２】
さらに、前記スイッチング周波数信号発生回路は三角波を生成して出力し、前記コンパレータの一方の入力端子に前記三角波が入カし、前記コンパレータの他方の入力端子には、前記インピーダンス素子を通して前記コンデンサが充電されることによる電圧が入力し、前記コンデンサの充電電圧による前記コンパレータへの入力電圧の下限電圧から上限電圧への変動時間が、前記三角波の周期の５倍から２０倍の間になるように設定されたスイッチング電源用制御回路である。
【００１３】
さらに、前記定電圧源は、電源入力電圧はたは電源出力電圧に応じて変化する可変直流電圧源であっても良い。
【発明の効果】
【００１４】
この発明のスイッチング電源用制御回路は、簡単な回路構成で少ない部品点数により、主スイッチ素子の過渡時の電圧の跳ね上がりを抑え、アクティブクランプ回路を主スイッチ素子に接続して耐電圧の低い主スイッチ素子を使用することができ、コスト低減が可能となる。さらに、耐電圧が低いので、低オン抵抗のスイッチ素子を選択可能となり、電源効率のアップにもつながる回路を、電源の一巡制御特性に影響を与えることなく、簡単な回路で構成できることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、この発明の実施の形態について図面に基づいて説明する。図１は、この発明の第一実施形態のスイッチング電源装置とその制御回路を示すもので、このスイッチング電源装置おいて、図５に示す電源装置と同様の部分は、同一の符号を付して簡単に説明する。直流電圧源１０の出力をＤＣ−ＤＣ変換するこの実施形態のシングルフォワードコンバータは、１次側にＭＯＳ−ＦＥＴ等の主スイッチ素子ＳＷ１と、主スイッチ素子ＳＷ１と直流電圧源１０のプラス側端子＋Ｖｉｎとの間に、１次巻線が直列に接続されたトランスＴ１を備える。トランスＴ１の２次巻線の両端子は、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードに各々接続され、整流ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは共に出力チョークコイルＬ１の一端に接続されている。そして、出力チョークコイルＬ１の他端は、出力コンデンサＣ１の一方の端子に接続されると共に、負荷２０が接続される出力端子＋Voutに繋がっている。出力コンデンサＣ１の他方の端子は、フライホイール側の整流ダイオードＤ２のアノードに接続され、出力端子−Voutに接続している。そして、出力コンデンサＣ１の両端が出力端子＋Vout、−Voutを介して負荷２０に接続される。
【００１６】
主スイッチ素子ＳＷ１を駆動制御する制御用ＩＣ等からなる制御部１２は、コンパレータ１４を備え、コンパレータ１４の反転入力端子には、制御部１２内のスイッチング周波数信号発生回路である三角波発生回路１８の出力が接続されている。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、この電源装置の出力＋Voutの帰還信号が、後述する制御回路を経て入力している。そして、コンパレータ１４の出力が、ＰＷＭ信号として、主スイッチ素子ＳＷ１の制御端子であるゲートに接続され、主スイッチ素子ＳＷ１をオン／オフする。
【００１７】
この電源装置の出力の制御部１２の負帰還回路は、出力端子＋Voutに可変電流源であるフォトカプラＰＣの発光ダイオードである発光素子ＰＣ１に直列に接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタから成る受光素子ＰＣ２のコレクタは、抵抗Ｒ１を介して外部の定電圧源Ｖａに接続されている。さらに、フォトカプラＰＣの受光素子ＰＣ２のコレクタと抵抗Ｒ１との交点に、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードが接続され、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４の力ソードが接続されて、その接続点とコンデンサＣ２の一方の端子が接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は、接地側に接続されている。そして、受光素子ＰＣ２のコレクタと抵抗Ｒ１との交点は、コンパレータ１４の非反転入力端子に接続されている。
【００１８】
また、この実施形態のスイッチング電源制御回路は、トランスＴ１の１次側巻線にアクティブクランプ回路２２が接続されている。アクティブクランプ回路２２は、コンパレータ１４の出力が、インバータ２４を経て、ＭＯＳ−ＦＥＴ等のクランプスイッチＳＷ２の制御端子であるゲートに接続されている。クランプスイッチＳＷ２は、コンデンサＣ３の一端と直列に接続され、コンデンサＣ３の他端は、直流電圧源１０のプラス側端子＋ＶｉｎとトランスＴ１の１次巻線のドットを付した側の端子に接続されている。クランプスイッチＳＷ２の他端は、トランスＴ１の１次側巻線のドットのない側の端子に接続されている。
【００１９】
次に、この実施形態のスイッチング電源用制御回路の動作について説明する。まず、このスイッチング電源装置は、入力電圧が高い状態から低い状態へ急激に変化した場合や、負荷電流が無負荷から定格負荷への急激な変化があった場合などに、出カ電圧の変化を避けようと、図２の一点鎖線で示すように、可変電流源であるフォトカプラＰＣが急激に電流を多く流して、主スイッチ素子ＳＷ１のオン時間であるオンデューティを長くするように動作しようとする。しかしながら、アクティブクランプ回路２２では、クランプコンデンサＣ３の充放電が、トランスＴ１の１次側巻線のインダクタンスとコンデンサＣ３の容量との共振周波数でしか充放電されないため、オンデューティが急激に大きくなっても、クランプコンデンサＣ３の電圧が急激に変化しない。これにより、トランスＴ１がリセットされず、図４に示すように、主スイッチ素子ＳＷ１に印加される電圧が異常に高くなったり、トランスＴ１が飽和し主スイッチ素子ＳＷ１に過大な電流が流れて、故障に至る恐れがあった。
【００２０】
そこで、可変電流源であるフォトカプラＰＣに並列にコンデンサＣ２を挿入することで、制御部１２の負帰還回路において、フォトカプラＰＣが主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティを急激に拡大しようとして、発光素子ＰＣ１の光量が減少し受光素子ＰＣ２に流れる電流を止めても、並列に挿入されたコンデンサＣ２への抵抗Ｒ１を経た定電圧源Ｖａからのチャージにより、コンパレータ１４の入力電圧ＶＦＢが決定される。これにより、図２の実線で示すように、コンパレータ１４の非反転入力端子への入力電圧ＶＦＢの急激な上昇が抑えられ、図３に示すように、主スイッチ素子ＳＷ１のオンデューティの急激な変化が抑えられる。
【００２１】
しかしながら、この並列に挿入したコンデンサＣ２により、定常動作時においてもこの電源回路の一巡制御に遅れが生じるため、この遅れを戻すための回路を追加したり、また、制御一巡ループのゲインを落とす必要がある。
【００２２】
そこで、この発明の実施形態では、並列に接続されたコンデンサＣ２と直列に、双方向にダィオードＤ３，Ｄ４を２個挿入することにより、電源装置の定常動作時には、このコンデンサＣ２をダィオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧降下により定電圧源Ｖａから実質的に切り離し、一巡制御の遅れが発生しないようにしている。そして、入力電圧の急変や、負荷電流が無負荷から定格負荷へ急激に変化した場合は、ダイオードＤ３，Ｄ４を経て定電圧源Ｖａからの電流がコンデンサＣ２にも流れ、上記動作により、主スイッチ素子ＳＷ１のオンディユーティ幅が急激に増加することを防ぐものである。
【００２３】
その結果、アクティブクランプ回路２２を有した電源制御回路において、主スイッチ素子ＳＷ１の電圧が急激に増加することを抑えることができ、耐電圧の低い主スイッチ素子ＳＷ１を使用することが可能になる。また、図３、図４に示すように、この実施形態のデューティ急変防止回路がある場合には、主スイッチ素子ＳＷ１のドレイン−ソース電圧ＶＤＳが低く抑えられる。
【００２４】
なお、この発明のスイッチング電源用制御回路は上記実施形態に限定されるものではなく、定電圧源や制御部の構成は、適宜設定可能なものであり、ＩＣにより構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】この発明の一実施形態のスイッチング電源回路の概略回路図である。
【図２】この実施形態のスイッチング電源回路のコンパレータの入力及び出力波形図である。
【図３】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の主スイッチ素子の電圧を示す波形図である。
【図４】従来のスイッチング電源用制御回路の主スイッチ素子の電圧を示す波形図である。
【図５】従来のスイッチング電源回路の概略回路図である。
【符号の説明】
【００２６】
１０ 直流電圧源
１２ 制御部
１４ コンパレータ
１８ 三角波発生回路
２０ 負荷
２２ アクティブクランプ回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード
ＰＣ フォトカプラ
ＰＣ１ 発光素子
ＰＣ２ 受光素子
Ｒ１ 抵抗
ＳＷ１ 主スイッチ素子
ＳＷ２ クランプスイッチ素子
Ｖａ 定電圧源
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源が接続される電源入力端子と、負荷が接続される電源出力端子とを備え、アクティブクランプ回路を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられ、電源入力電圧をスイッチングして所定の出力に変換するための主スイッチ素子と、この主スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号を出カするコンパレータと、このコンパレータの一方の入力端子に接続されたスイッチング周波数信号発生回路と、所定電圧の定電圧源と、前記定電圧源と直列に接続されたインピーダンス素子と、このインピーダンス素子と直列に接続され前記電源出カ端子の出カの帰還信号により変化する可変電流源とを有し、この可変電流源と前記インピーダンス素子との交点が前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記主スイッチ素子のオンデューティを前記コンパレータにより、電源出力電圧の帰還信号と前記スイッチング周波数信号発生回路とにより設定されるデューティ比に制御するスイッチング電源用制御回路において、
前記可変電流源と前記インピーダンス素子との交点に第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードが接続され、前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードの力ソードが接続されてその接続点とコンデンサの一方の端子が接続され、このコンデンサの他方の端子が接地側に接続されたことを特徴とするスイッチング電源用制御回路。
【請求項２】
前記可変電流源はフォトカプラであり、前記電源出力電圧が前記フォトカプラの発光素子に接続され、前記フォトカプラの受光素子側の出力が前記コンパレータの前記他方の入力端子に接続された請求項１記載のスイッチング電源用制御回路。
【請求項３】
前記コンパレータと前記定電圧源の一方、または両方が、制御用ＩＣに設けられた請求項１記載のスイッチング電源用制御回路。
【請求項４】
前記スイッチング周波数信号発生回路は三角波を生成して出力し、前記コンパレータの一方の入力端子に前記三角波が入カし、前記コンパレータの他方の入力端子には、前記インピーダンス素子を通して前記コンデンサが充電されることによる電圧が入力し、前記コンデンサの充電電圧による前記コンパレータへの入力電圧の下限電圧から上限電圧への変動時間が、前記三角波の周期の５倍から２０倍の間になるように設定された請求項１または２記載のスイッチング電源用制御回路。
【請求項１】
直流電圧源が接続される電源入力端子と、負荷が接続される電源出力端子とを備え、アクティブクランプ回路を有する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに設けられ、電源入力電圧をスイッチングして所定の出力に変換するための主スイッチ素子と、この主スイッチ素子を駆動するＰＷＭ信号を出カするコンパレータと、このコンパレータの一方の入力端子に接続されたスイッチング周波数信号発生回路と、所定電圧の定電圧源と、前記定電圧源と直列に接続されたインピーダンス素子と、このインピーダンス素子と直列に接続され前記電源出カ端子の出カの帰還信号により変化する可変電流源とを有し、この可変電流源と前記インピーダンス素子との交点が前記コンパレータの他方の入力端子に接続され、前記主スイッチ素子のオンデューティを前記コンパレータにより、電源出力電圧の帰還信号と前記スイッチング周波数信号発生回路とにより設定されるデューティ比に制御するスイッチング電源用制御回路において、
前記可変電流源と前記インピーダンス素子との交点に第一のダイオードのカソードと第二のダイオードのアノードが接続され、前記第一のダイオードのアノードと前記第二のダイオードの力ソードが接続されてその接続点とコンデンサの一方の端子が接続され、このコンデンサの他方の端子が接地側に接続されたことを特徴とするスイッチング電源用制御回路。
【請求項２】
前記可変電流源はフォトカプラであり、前記電源出力電圧が前記フォトカプラの発光素子に接続され、前記フォトカプラの受光素子側の出力が前記コンパレータの前記他方の入力端子に接続された請求項１記載のスイッチング電源用制御回路。
【請求項３】
前記コンパレータと前記定電圧源の一方、または両方が、制御用ＩＣに設けられた請求項１記載のスイッチング電源用制御回路。
【請求項４】
前記スイッチング周波数信号発生回路は三角波を生成して出力し、前記コンパレータの一方の入力端子に前記三角波が入カし、前記コンパレータの他方の入力端子には、前記インピーダンス素子を通して前記コンデンサが充電されることによる電圧が入力し、前記コンデンサの充電電圧による前記コンパレータへの入力電圧の下限電圧から上限電圧への変動時間が、前記三角波の周期の５倍から２０倍の間になるように設定された請求項１または２記載のスイッチング電源用制御回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００７−３１２５３１（Ｐ２００７−３１２５３１Ａ）
【公開日】平成１９年１１月２９日（２００７．１１．２９）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００６−１３９９６２（Ｐ２００６−１３９９６２）
【出願日】平成１８年５月１９日（２００６．５．１９）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年１１月２９日（２００７．１１．２９）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年５月１９日（２００６．５．１９）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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