共振型スイッチング電源装置
【課題】共振回路側と整流平滑回路側とを分離用トランスを使用することなく直接接続して小型化、コストダウン、変換効率を改善する。
【解決手段】入力した直流電圧または商用交流電圧を共振コンバータ１４により高周波電流に変換して平衡コンデンサ３０，３２を介して２次側に伝送すると共にインピーダンス変換回路１８でインピーダンス変換し、リアクタンス整流平滑を行う倍電流整流回路２０で高周波電流を整流して直流出力に変換する。インピーダンス変換回路１８はＬＣ直列共振回路であり、倍電流整流回路２０から見て共振電流源を構成し、倍電流整流回路２０をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路１８と倍電流整流回路２０との結合点に分流用コンデンサ３８を並列に接続する。
【解決手段】入力した直流電圧または商用交流電圧を共振コンバータ１４により高周波電流に変換して平衡コンデンサ３０，３２を介して２次側に伝送すると共にインピーダンス変換回路１８でインピーダンス変換し、リアクタンス整流平滑を行う倍電流整流回路２０で高周波電流を整流して直流出力に変換する。インピーダンス変換回路１８はＬＣ直列共振回路であり、倍電流整流回路２０から見て共振電流源を構成し、倍電流整流回路２０をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路１８と倍電流整流回路２０との結合点に分流用コンデンサ３８を並列に接続する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振コンバータからの高周波電力をインピーダンス変換した後に直流電力に変換するトランスレスの共振型スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインピーダンス変換型の共振型スイッチング電源装置としては例えば図１２乃至図１４に示すものがある。
【０００３】
図１２は特許文献１の共振コンバータであり、直流電源３０６、スイッチング素子３０１を備えたスイッチング回路３０２、制御部３０７を備え、トランス３０５の１次側コイルの漏れインダクタンス３０８と分布容量３０９でＬＣ共振（タンク）回路を構成し、２次側において効率よく共振電流が発生できるように負荷側インピーダンスを高くするようにしている。これを実現するためトランス３０５を介して共振調整用コンデンサ３１２、整流回路３１３、平滑コイル３１０及び平滑コンデンサ３１４で構成されたチョークインプット型の整流平滑回路を使用している。ここで、共振周波数調整用のコンデンサ３１２は小容量なので２次側に付加されても共振動作に影響が少ない。
【０００４】
図１３は特許文献２の共振型スイッチング電源であり、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を備えた絶縁トランスＴ、転流コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ１，Ｄ２及び平滑コンデンサＣｏで構成され、ＬＣ共振（タンク）回路をトランスＴの３次巻線Ｌ３に共振コンデンサＣｒと共振コイルＬｒを接続することでインバータや整流回路と分離し、確実に共振動作を確保するようにしている。このことにより伝送電力を電力伝送用と共振電力用のそれぞれ分けた状態で運転することができ、非線形動作を伴う伝送変換動作を行っても、線形共振動作への影響を極力少なくすることができ、変換効率の改善ができる。
【０００５】
図１４は特許文献３のイミタンス変換器３０７であり、直流電源３２０に続いてスイッチング用に４個のトランジスタ３２１，３２２，３２３，３２４と変圧器３０３が設けられ、中間タップを持つ変圧器３０３には１次巻線３３１と２次巻線３３２があり、一次巻線にはイミタンス変換器の共振用コンデンサ３７２と共振用リアクトル３７１が接続されている。二次側巻線は両端をダイオード３４１，３４２で両波整流し、平滑リアクトル３５１を通じて溶接部３６１，３６２に電流を供給する。
【０００６】
このようなイミタンス変換器は、負荷に直接接続した場合は、負荷のひずみ電流が共振用リアクトル３７１と共振用コンデンサ３７２で構成するＬＣ共振（タンク）回路の電流と電圧に影響を与えるため、共振回路と整流平滑回路との接続に変圧器３０３を介在するようしている。
【０００７】
このように従来の共振型スイッチング電源装置にあっては、伝送電力を一時蓄えるためのＬＣ共振回路（タンク回路）からこの電力を出力側に引き出すためにトランスを用い、共振回路と整流平滑回路を分離して相互の影響を少なくしている。これは整合負荷が抵抗などの線形の場合では問題とならない。
【０００８】
一方、ダイオードやリアクタンスの組み合わせによる不連続な非線形性を持つ整流平滑回路や、極端な低インピーダンス負荷の場合には、インピーダンスを変換する前提として、線形動作による連続した共振電流及び共振電圧を必要とするＬＣ共振回路の動作とはなじまない。
【０００９】
このため共振回路と整流平滑回路をトランスで分離し、巻き数比や漏れインダクタンスなどで整流側リアクタンスやインピーダンスの影響を極力小さくすると同時に、なるべくＬＣ共振回路の独立性を保って共振電流及び共振電圧の連続性を向上させ、共振回路の動作Ｑの低下を抑えている。
【００１０】
これは信号処理や小電力を扱う変換においてはその整流効率の低下はさして問題とはならないが、変換電力が数Ｗ〜数キロＷになるとその損失は大きく、従来では必ずトランスが必要になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平０８−０１９２５２号公報
【特許文献２】特開平１１−３５６０４４号公報
【特許文献３】特開２００４−０８６８３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、このような従来の共振型スイッチング電源装置にあっては、共振回路と整流平滑回路との間に分離用のトランスを設けていたため、外形が大型になり、またコストアップとなっていた。
【００１３】
またＬＣ共振回路と整流平滑回路の間にトランスを設けずに直接接続する場合、共振電流や共振電圧に歪みが重畳し、共振回路の動作Ｑが低下してインピーダンス変換作用が無くなる。このため１次側（高周波供給側）と２次側（負荷側）が不整合となってしまい、電力変換効率が著しく低下する。
【００１４】
またＬＣ共振回路と整流平滑回路を直接接続すると、共振回路動作が入力電力や負荷電力の影響を受けやすく、起動時に共振電流が流れ始めるのに大きな入力電圧が必要であり、運転中の入力瞬断や過渡的な負荷変化の際、その衝撃で瞬時に共振電流が消滅し、インバータの破壊や、共振回路の発熱でコイル焼損事故が起きやすいという問題がある。
【００１５】
本発明は、共振回路側と整流平滑回路側とを分離用トランスを使用することなく直接接続して小型化、コストダウン、変換効率の改善する共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明はトランスレスとした共振型スイッチング電源装置を提供するものであり、
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
インピーダンス変換回路はＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００１７】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路はＬＣ並列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電圧源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をコンデンサインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分圧用チョークコイルを直列に接続したことを特徴とする。
【００１８】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路は入力端と出力端の間に変換必要値の１／２の値をもつ一対のインダクタンスを直列に平衡接続すると共に入力端の間にコンデンサを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００１９】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路は一対の入力端と出力端の間に変換必要値の２倍の値を持つ一対のコンデンサを直列に平衡接続すると共に入力端の間にインダクタンスを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００２０】
ここで、高周波電流源は共振コンバータである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の共振型スイッチング電源装置によれば、分離用トランスを使わずにＬＣ共振回路側と整流平滑回路側を直接接続する際に、共振回路側の出力形態と整流平滑回路側の入力形態に合わせ、共振回路側が高周波電流源で整流平滑側がチョークインプット型であれば共振電流分流用の分流コンデンサを両者の結合点に接続し、また共振回路側が高周波電圧源で整流平滑側がコンデンサインプット型であれば共振電圧分圧分用の分圧チョークコイルを両者の結合点に接続したため、非線形動作をする負荷に対して、共振回路側から見た分流コンデンサまたは分圧チョークコイルが不連続部分を補間し、共振回路側の電流及び電圧連続性を保ち動作Ｑの低下を防ぐことができる。
【００２２】
また負荷側においても、共振回路側から整流平滑動作に必要な不連続電力を、無理なく引き出すことが出来る。
【００２３】
さらに整流ダイオードのリカバリに起因する瞬間的な整流インピーダンスの変化や、同期整流のスイッチタイムの不安定領域なども、分流コンデンサまたは分圧チョークコイルが吸収し、ノイズの増大や効率の低下を防ぐ副効果もある。
【００２４】
このように共振回路側と整流回路側の間にトランスが不要となるので、回路の小型化、コストダウンが見込める。また、電源起動時に低い電圧から共振動作が始まり、スムースな立ち上がりが出来る。更に、過渡時にも共振動作が継続するので、インバータの破壊や共振コイルの異常発熱を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】高周波電流源にチョークインプット型の整流平滑側を接続する本発明の第１実施形態を示した回路図
【図２】図１の第１実施形態における各部の電流電圧波形を示したタイムチャート
【図３】図１の等価回路とインピーダンス整合を決めるイミタンスチャートを示した説明図
【図４】図１のインピーダンス変換回路を平衡回路とした、本発明の第２実施形態を示した回路図
【図５】図４の第２実施形態で使用するインピーダンス変換回路の、他の例を示した回路図
【図６】図１の全波整流平滑回路を半波整流平滑回路にした、本発明の第３実施形態を示した回路図
【図７】図１の分流コンデンサをノイズ発生防止用と兼用した本発明の第４実施形態を示した回路図
【図８】高周波電圧源を、コンデンサインプット型として負荷側の整流平滑側を接続する、本発明の第５実施形態を示した回路図
【図９】図８の等価回路とインピーダンス整合を決めるイミタンスチャートを示した説明図
【図１０】図８の分圧チョークコイルをノイズ発生防止用と兼用した本発明の第６実施形態を示した回路図
【図１１】図８の倍電圧整流平滑回路を全波整流平滑回路とした本発明の第７実施形態を示した回路図
【図１２】特許文献１に記載された従来の共振コンバータを示した回路図
【図１３】特許文献２に記載された従来の共振型スイッチング電源を示した回路図
【図１４】特許文献３に記載された従来のイミタンス変換回路を示した回路図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図１は高周波定電流源にチョークインプット型の整流平滑回路を接続する本発明の第１実施形態を示した回路図である。図２は、図１で示した回路での電圧、電流波形を示している。以下、図１と図２を用いて、回路の動作を説明する。
【００２７】
図１における、第１実施例は相対的に入力電圧が高く出力電圧が低い場合に向く共振型スイッチング電源装置の形態で、この場合直流電源１０として例えばＤＣ２００Ｖを入力し、ＤＣ５Ｖに変換して負荷４８に供給する。
【００２８】
直流電源１０は、入力コイル巻線１１，１２による不平衡平衡変換部を入力インダクタンスとして入力し、共振コンバータ１４で交流電源に変換する。共振コンバータ１４は、負荷側との絶縁結合を行うため、平衡結合回路１６で結合され、平衡用コンデンサ３０，３２を接続している。
【００２９】
共振コンバータ１４は、共振コンデンサ２２と共振コイル２４が並列に接続され、共振コイル２４にはＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２６が直列に接続され、ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶDSのオン・オフによりスイッチング動作が行われる。
【００３０】
なお共振コンデンサ２２と共振コイル２４は、ＦＥＴ２６自身の内部容量や寄生容量も含め、電流電圧波形を重ならないように滑らかにし、スイッチング損失を減らす目的があるが、共振コンデンサ２２と共振コイル２４を省略しても本発明の高周波電流源としての機能は変わらない。このため、基本動作の説明のため共振コンデンサ２２と共振コイル２４を省略し、共振コンバータ１４はスイッチ動作する機能として以下説明する。
【００３１】
共振コンバータ１４では、ＦＥＴのオン・オフは、ゲートに接続された制御回路２８により行われる。ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオンのときは、入力コイル巻線１１，１２に直流電源１０から電流ＩLが時間に比例して増加し、流れ込む。またオン時間により入力コイルの電流値（インダクタンス蓄積エネルギ）が決まる。
【００３２】
ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオフのときは、入力コイル巻線１１，１２の電流ＩLが平衡用コンデンサ３０，３２に流れ込み、入力コイルと平衡コンデンサで共振（第一の共振）した半波状の正弦波が、ドレイン−ソース間電圧波形Ｖdsとなる。
【００３３】
共振した半波状正弦波のドレイン−ソース間電圧Ｖdsは、電圧下降のタイミングでは入力コイル電流ＩLが減少し、正から負に反転するが、ＦＥＴ２６に生じるボディダイオードを通して流れることになり、このときドレイン−ソース間電圧Ｖdsはゼロとなる。
【００３４】
この共振動作をスイッチング周期で繰り返し行い、入力コイル巻線１１，１２の電流ＩL（インダクタンス蓄積エネルギ）を、平衡用コンデンサ３０，３２を通してインピーダンス変換回路１８のコンデンサ３４に、ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオフのタイミングで送り込み、コンデンサ３４の電位を上昇（コンデンサ蓄積エネルギーに変換）させる。
【００３５】
以上の動作により直流電源を等価的に交流電源に変換し、平衡コンデンサを通して電力を伝送する。
【００３６】
このときの第一の共振周波数ｆrは、インダクタンス分として、入力コイル巻線１１，１２の合成インダクタンスＬrと、キャパシタンス分として平衡結合コンデンサ３０，３２との合成キャパシタンスＣrとで決定される。合成インダクタンスＬrは、Ｌr＝Ｌ1＋Ｌ2で求められる。また、合成キャパシタンスＣrは、Ｃr＝Ｃ30・Ｃ32／（Ｃ30＋Ｃ32）で求められる。これより、共振周波数ｆrは、
ｆr＝（１／２π）（１／ＬrＣr）1/2
となる。
【００３７】
また、負荷側から見た電力供給源インピーダンスは電力伝送タイミング（ＦＥＴオフ）におけるこの共振回路の（｜電圧｜／｜電流｜）であり（Ｌr／Ｃr）1/2となる。
【００３８】
供給源インピーダンスの設計は伝送電力、周波数、部品の電流・電圧定格など多くの要素から決められるが、例えば２００Ｖ入力インバータの一次共振回路を７００Ｖ／１２Ａで設計すると５８Ωなどとなる。
【００３９】
図２において、（Ａ）はＦＥＴ２６のスイッチングを行うゲート電圧ＶGS、（Ｂ）はドレイン−ソース間電圧Ｖds、（Ｃ）は共振コンバータ１４への入力電流、即ち、コイル１１，１２に流れる電流ＩLである。
【００４０】
ＦＥＴ２６のゲート電圧源電圧ＶGSのオンまたはオフのタイミングは、共振周波数ｆrに同期して行われる。
【００４１】
図１において、直流電源１０からの出力電流は共振コバータ１４と平衡結合回路１６を通過した後は、インピーダンス変換回路１８に入力され第二の共振周波数ｆmの正弦波となる。
【００４２】
インピーダンス変換回路１８は、コンデンサ３４を並列に、コイル３６を直列に接続した回路である。インピーダンス変換は、入力側の高周波電源と出力側の負荷とのインピーダンスマッチングを行い、また共振波形の歪を少なくして電力損失を軽減する。
【００４３】
インピーダンス変換回路１８はコンデンサ３４を並列に、コイル３６を直列に接続した回路であり、コンデンサ３４のキャパシタンスとコイル３６のインダクタンスで決まる共振周波数を有するため、ＬＣ共振回路ともなっている。このＬＣ共振回路において、インダクタンスとキャパシタンスにより、共振コンバータ１４におけるＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオンのときに入力コイル巻線１１，１２に電流を蓄え、オフのときに平衡コンデンサ３０，３２と共振させながら、二次側のインピーダンス変換回路１８を電流励振して倍電流整流回路２０へ電力を送る。
【００４４】
図２（Ｄ）及び（Ｅ）は、インピーダンス変換回路１８におけるコンデンサ３４の電圧Ｖmの波形と電流Ｉmの波形である。
第二の共振周波数ｆmは、
ｆm＝（１／２π）（１／ＬmＣm）1/2
となる。電圧Ｖmと電流Ｉmは共振周波数ｆmの正弦波となっている。
【００４５】
続いて分流用コンデンサ３８を、インピーダンス変換回路１８と並列に接続する。インピーダンス変換回路１８から、直接的に倍電流整流回路２０に接続してもよいが、一般に電流整流回路は、コイル又はコンデンサと整流用のダイオードを組み合わせた非線形回路であるために、電流波形の歪が生じてしまうこと、また、極端な低インピーダンスの負荷に対しては、共振電流が過大となり共振現象そのものに影響を与えて歪波成分が増大することによる電力変換効率の低下を招く。
【００４６】
これらの現象による電力変換効率の低下を防ぐために、分流用コンデンサ３８を挿入している。ここで分流用コンデンサ３８とは、静的インピーダンス設計された直列ＬＣ共振の共振電流出力に対し、チョークインプット型整流の被電流入力値が、共振整流のタイミングで大きく変化するダイナミック特性を持っているため、両者の瞬時電流変移差を、電流を吸収・放出する性質を利用したコンデンサなどで代表される部品により、静的インピーダンスと動的インピーダンスとの間の変換を行う機能を目的とするものである。
【００４７】
図１に示した電源回路では、負荷はチョークインプット型の倍電流整流回路２０である。従って、分流用コンデンサ３８により、電流波形のひずみを調整している。分流用コンデンサ３８は、負荷に依存したインピーダンスの変動に対して効率を向上させるために、可変コンデンサとして適宜調整するようにしてもよい。
【００４８】
負荷に電力を供給する倍電流整流回路２０は、チョークコイル４０，４２を接続する中点に負荷４８を接続し、チョークコイル４０，４２の直列接続した他の端子は、分流用コンデンサ３８に接続している。一方、チョークコイル４０，４２と並列に接続したダイオード４４，４６は、分流用コンデンサ３８の両端子側からそれぞれ負荷４８に接続している。この様な構成により、ダイオード４４，４６を介して負荷４８には倍電流が流れる。電流はチョークコイル４０，４２に蓄えられたエネルギで平滑化されている。
【００４９】
図２（Ｆ）は、ダイオード４４，４６の両端電圧ＶD44及びＶD46と、チョークコイル４０，４２の電流ＩL40及びＩL42である。チョークコイル４０，４２に蓄積されたエネルギ放出による電流平滑化作用により失われたエネルギは、インピーダンス変換回路１８から印加される電圧（ＶD44及びＶD46から負荷４８の電圧を差し引いた電圧）がチョークコイル４０，４２に加わり、再び電流ＩL40及びＩL42の増加でエネルギ補充されながら一定の電流を流す。ダイオード４４、４６の両端電圧ＶD44及びＶD46が発生しないタイミングでは、チョークコイル４０，４２にフライバック電圧として負荷４８の電圧が生ずる波形となる。
【００５０】
電流ＩL40、ＩL42はチョークコイル４０，４２に流れる電流であり、負荷４８では重畳され、整流回路に流入する電流の２倍となっている。また整流回路に印加される電圧はチョークコイル４０，４２にエネルギ蓄積のため負荷４８両端電圧の２倍以上必要である。このことから、電力源から見た倍電流整流回路の入力インピーダンスは、少なくとも負荷４８の４倍以上の値であるダイナミックインピーダンスとして表現され、例えば出力が５Ｖ６０Ａであれば０．３４Ω以上となる。
【００５１】
図１における制御回路２８は、負荷４８に印加される電圧または電流を検知して一次共振周期と二次共振周期の同期を取りつつ変調された制御用信号で、ＦＥＴ２６のゲート電圧を制御している。この場合、一次インバータ側共振周波数ｆrと、二次共振整流側共振周波数ｆmをスイッチング動作でタイミングを合わせ電力伝送しているため、同一共振周波数を前提とした整合の一般式は使えず、周波数ｆmを基軸とするイミタンスチャートで入出力の静的インピーダンス整合を行う。
【００５２】
図３は、図１の電源回路の等価回路と、インピーダンス変換回路１８において、インピーダンスマッチングを行うために、コンデンサ３４及びコイル３６の値を求める方法としてのイミタンスチャート２２０を示している。
【００５３】
図３（Ａ）で示した等価回路は、図１に示した電源回路における分流用コンデンサ３８は除いている。分流用コンデンサ３８は、波形の歪を補正する機能であり、インピーダンスマッチングを考える場合には必要ないからである。
【００５４】
図３（Ａ）に示した等価回路において、高周波入力部５０は、直流電源１０と入力コイル巻線１１，１２と共振コンバータ１４及び平衡結合回路の合成インピーダンスを等価回路としたものである。電源は交流電源２００とし、等価抵抗Ｒi２０２、等価インダクタンスＬr２０４と等価キャパシタンスＣr２０６を直列に接続し、高周波源入力部５０の等価回路とした。インピーダンス変換回路部５２は、実際の回路構成と同様であり、コンデンサＣm２０８とインダクタンスＬm２１０をインピーダンスマッチングにより求めることになる。負荷出力部５４は、倍電流整流回路と負荷の合成インピーダンスであり、抵抗Ｒo２１２である。
【００５５】
図３（Ｂ）は、イミタンスチャート２２０である。イミタンスチャートは、インピーダンスとアドミタンスを極座標上に同時に表現できる図表であり、インピーダンス整合等における回路定数を求めるために使用されている。イミタンスチャート上のインピーダンスは、共振周波数ｆmによる角周波数２π・ｆmを乗じた値としてプロットする。インピーダンスマッチングの方法は次の通りである。
【００５６】
まず、図３（Ａ）の等価回路から、入力側の等価抵抗Ｒiの値を、イミタンスチャートの等レジスタンス円２２２と中心線との交点２２６に記入する。次に等価インダクタンスＬmの等リアクタンス円２２４との交点２２８まで移動する（矢印１参照）。さらに、等価キャパシタンスＣmだけ、等レジスタンス円２２２に沿って、半時計方向に移動する（矢印２参照）。この点２３２が高周波入力部５０の等価インピーダンスとなる。
出力負荷Ｒo２１２は等価抵抗である。従って、インピーダンス変換回路部５２の等価キャパシタンスＣm２０８と等価インダクタンスＬm２１０により、出力負荷Ｒo２１２の等価レジスタンス円２３６と中心線との交点２３８になるようにすれば、インピーダンスマッチングが図れることになる。
【００５７】
高周波源入力部５０の等価インピーダンスは点２３２であり、インピーダンス変換部５２の等価キャパシタンスＣmは平行に接続されているから、等価抵抗Ｒiの等コンダクタンス円２３０を考え、等価抵抗Ｒｉの等コンダクタンス円２３０に沿って、出力負荷Ｒo２１２の等レジスタンス円２３６との交点２３４まで移動させる（矢印３参照）。次に、等価インダクタンスＬmは直列接続だから、出力負荷Ｒo２１２の等レジスタンス円２３６に沿って、中心線との交点２３８まで移動させる（矢印４参照）。
【００５８】
ここで、矢印３の移動距離が、等価キャパシタンスＣm２０８となり、矢印４の移動距離が、等価インダクタンスＬm２１０となる。
【００５９】
等価キャパシタンスＣm２０８及び等価インダクタンスＬm２１０は周波数に依存した値だから、実際に使用するキャパシタンスとインダクタンスは共振周波数ｆmを用いて、キャパシタンスＣ＝２π・ｆm・Ｃmで、インダクタンスＬ＝Ｌm／（２π・ｆm）で求められる。
【００６０】
図１に示した電源回路は、メガヘルツオーダの高い動作周波数において電力変換効率のよいインバータを実現する電源であり、入力コイルと平衡コンデンサで生じる共振した半波状正弦波とのタイミングを最適設定することにより、Ｅクラスの動作条件を満足するスイッチング動作が可能である。動作周波数は高く、負荷出力部側から、インピーダンス変換回路部５２での等価キャパシタンスＣmと等価インダクタンスＬmとで決まる共振周波数であり、高周波入力部５０を見ると容量性の電力源となっている。
【００６１】
インピーダンス変換回路１８は、入出力回路間でインピーダンスのマッチングを図るものであり、図１に示した回路だけでなく、他の回路構成でもよい。
【００６２】
図４は、インピーダンス変換回路の他の回路構成の例を示している。図４（Ａ）は、インダクタンス６０を平行に接続し、キャパシタンス６２を直列に接続した回路である。さらに（Ｂ）は、（Ａ）のキャパシタンスの容量Ｃを２倍として、２端子対回路に分割接続している。
【００６３】
図５は本発明による第２の実施形態であり、図１に示した電源回路において、インピーダンス変換回路１８のコイル３６に対して、インダクタンスを１／２として分割し、分割したコイル３６Ａ、３６Ｂを２端子対回路に接続した回路図である。
【００６４】
回路の動作は、図１で示した電源回路と同様であるが、コイル３６を２分割してコイル３６Ａ、３６Ｂとして２端子回路に平行に接続しているから、コイル３６Ａとコイル３６Ｂとでは逆極性の電圧、電流とする不平衡平衡変換によりコモンモードノイズを低減し、漏れ電流の低減も図ることができるため、出力電圧が高い場合に有効である。
【００６５】
図６は本発明による第３の実施形態であり、図５に示した電源回路において、全波整流を行って倍電流としている倍電流整流回路２０を、半波整流とした半波整流回路２１とした電源回路である。半波整流回路２１では、ダイオード６８をインピーダンス変換回路１８に平行に接続して、チョークコイル７０は負荷７２に直列接続している。基本的な動作原理は図１に示した電源回路と同様であるが、出力部の平滑化は半波整流により行われており、整流部の部品数が少なく簡単な回路とすることができる。
【００６６】
図７は本発明による第４の実施形態であり、図５に示した電源回路において、分流用としてのコンデンサを、倍電流整流回路２０における各ダイオード４４，４６と平行に接続して、分流コンデンサ３８Ａ、３８Ｂとしている。分流用としてのコンデンサ３６Ａ，３６Ｂの機能は、波形歪みの是正であり、各ダイオード４４，４６に平行に接続しても同様の機能が得られる。この場合には、さらにノイズ除去機能を兼用することができる効果を有する。分流コンデンサ３８Ａ，３８Ｂは、負荷４８にあわせて調整可能としており、また効率とノイズを考慮して最適になる容量値で固定すれば部品数が少なくなる。
【００６７】
図８は本発明による第５の実施例で、相対的に入力電圧が低く出力電圧が高い電力変換に向く形態である。
【００６８】
入力側の共振コンバータは、プッシュプル型を使用したプッシュプル共振コンバータ７４として、平衡結合回路７６とコンデンサ結合し、インピーダンス変換回路７８に接続している。インピーダンス変換は、コイル９８とコンデンサ１００の平行接続回路である。
【００６９】
出力側は、コンデンサインプット型の倍電圧整流回路８０である。倍電圧整流回路８０は、コンデンサ１０４，１０６を平行にして負荷１１２の両端子に接続し、ダイオード１０８，１１０をそれぞれが逆になる方向に負荷１１２の両端子側に接続される。負荷側の倍電圧整流回路８０はコンデンサインプット型であるため、分圧用チョークコイル１０２を直列に接続している。ここで分圧用チョークコイル１０２とは、静的インピーダンス設計された並列ＬＣ共振の共振電圧出力に対し、コンデンサインプット型整流の被電圧入力値が、共振整流のタイミングで大きく変化するダイナミック特性を持っているため、両者の瞬時電圧変移差を、斯かる電圧を吸収・放出する性質を利用したチョークコイルなどで代表される部品でもって、静的インピーダンスと動的インピーダンスとの間の変換を行う機能を目的とするものである。
【００７０】
プッシュプル共振コンバータ７４は、転流コイル９２の中点に共振コイル８８を介して直流電源１０を接続し、直流電源１０の他方の端子を２つのＦＥＴ８４，８６をスイッチング用として転流コイル９２の両端に接続している。転流コイル９２から平衡結合回路７６により、平衡結合コンデンサ９４，９６を介してインピーダンス変換回路７８に接続している。
【００７１】
共振周波数はプッシュプル共振コンバータ７４で決定され、平衡結合コンデンサ９４，９６は絶縁接続を行っている。インピーダンス変換回路７８で平行に接続されたコイル９８とコンデンサ１００は、入力側と出力側のインピーダンスをマッチングさせており、図１で説明したインピーダンス変換回路１８と同様の機能を有している。
【００７２】
さらに、分圧用チョークコイル１０２が直列接続され、コンデンサインプット型の倍電圧整流回路８０で全波整流による電圧の平滑化が行われている。
【００７３】
図９は、図８の電源回路の等価回路とインピーダンス変換によりインピーダンスのマッチングを図るための回路定数を決めるイミタンスチャートであり、分圧用チョークコイル１０２は除いている。
【００７４】
図９（Ａ）は等価回路であり、高周波入力部１１４、インピーダンス変換回路部１１６、コンデンサインプット型負荷回路の等価回路としての負荷出力部１１８よりなっている。高周波入力部１１４は、共振周波数を入力源とする交流電源２５０と等価抵抗Ｒi２５２の直列回路に、等価インダクタンスＬi２５４と等価キャパシタンスＣi２５６が並列に接続され、等価結合キャパシタンスＣc２５８が直列に接続されている。
【００７５】
インピーダンス変換回路部１１６は、図８に示す実際の回路と同様であり、等価インダクタンスＬm２６０と等価キャパシタンスＣm２６２の並列接続である。負荷出力部１１８は、等価抵抗Ｒo２６４としている。
【００７６】
図９（Ａ）で示した等価回路から、等価結合キャパシタンスＣcとインピーダンス変換回路部１１６の等価インダクタンスＬm、等価キャパシタンスＣmを求めることができる。
【００７７】
図９（Ｂ）は、（Ａ）での等価回路からインピーダンスマッチングを図るためのスミスチャート２８０である。まず、図９（Ｂ）のスミスチャート２８０に、入力等価抵抗Ｒiを中心線上の点２８４に記入する。
【００７８】
高周波入力部１１４は回路素子が並列接続された等価回路であるから、等コンダクタンス円２８２を考える。そして、等価インダクタンスＬmの等サセプタンス円２８６との交点２８８まで等コンダクタンス円２８２に沿って移動させる（矢印１参照）。
【００７９】
次に、並列に接続された等価キャパシタンスＣiのサセプタンス分だけ、時計方向に点２９０まで移動させる（矢印２参照）。等価結合コンデンサＣcは直列接続だから、点２９０の等レジスタンス円２９８に沿って反時計方向に移動させ、等価出力抵抗Ｒoによる等コンダクタンス円２９６と等レジスタンス円２９２の交点２９４まで移動させる（矢印３参照）。
【００８０】
そして、等価出力抵抗Ｒoの等コンダクタンス円２９６に沿って、インピーダンス変換回路部７８の等価インダクタンスＬmに相当する点２９２まで、反時計方向に移動させる（矢印４参照）。最後に、等価キャパシタンスＣmのサセプタンス相当分を点３００の出力抵抗Ｒｏまで移動させる（矢印５参照）。
【００８１】
これにより、インピーダンスマッチングが実現されるから、等価キャパシタンスＣcは矢印３の移動によるキャパシタンス分から、等価インダクタンスＬmは矢印４の移動によるインダクタンス分から、そして等価キャパシタンスＣmは矢印５の移動によるキャパシタンス分から求めることができる。
【００８２】
結合コンデンサ２５８は、分割して接続されているから、分割後のキャパシタンスは等価キャパシタンスＣcの２倍とする。
【００８３】
実施の値は、高周波入力源におけるスイッチング周波数ｆSWから、図３で説明したと同様の計算で求めることができる。
【００８４】
分圧用コイル１０２は、インピーダンスマッチングされた回路状態での電圧波形の歪みを抑制するために挿入されるものであり、負荷に応じて容量は調整されることとなる。
【００８５】
図１０は第６の実施例あり、図８における電源回路における回路において、分圧用コイル１０２を、分圧コイル１０２Ａ，１０２Ｂに分割して、倍電圧整流回路８０におけるダイオード１０８，１０９に直列に接続している。分圧コイル１０２Ａ，１０２Ｂによりダイオード１０８，１１０でのリカバリ電流を抑制しノイズの発生も抑止している。
【００８６】
図１１は第７の実施形態であり、図８に示した実施形態での負荷１１２に対する整流回路を全波整流としたものである。全波整流回路１３０は、ダイオード１３２と負荷１１２とダイオード１３８を接続した回路部と、ダイオード１３４と負荷１１２とダイオード１３６を直列に接続した回路部とを平行にしたブリッジ回路を構成し、全波整流による電圧をコンデンサ１４０で平滑化して、負荷１１２に電力供給している。
【００８７】
なお、本発明は上記の実施形態に限定されず、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に、上記の実施形態よる限定は受けない。
【符号の説明】
【００８８】
１０：直流電源
１１，１２：入力コイル巻線
１４：共振コンバータ
１６，７６：平衡結合回路
１８，７８：インピーダンス変換回路
２０：倍電流整流回路
２１：半波整流回路
２２，９０：共振コンデンサ
２４，８８：共振コイル
２６，８４，８６：ＦＥＴ
２８，８２：制御回路
３０，３２，９４，９６：平衡用コンデンサ
３６，３６Ａ，３６Ｂ，６０，９８：コイル
３４，６２，６２Ａ，６２Ｂ，１００，１０４，１０６：コンデンサ
３８，３８Ａ，３８Ｂ：分流用コンデンサ
４０，４２，７０：チョークコイル
４４，４６，６８，１０８，１１０，１３２，１３４，１３６，１３８：ダイオード
４８，７２，１１２：負荷
５０，１１４：高周波入力部
５２，１１６：インピーダンス変換回路部
５４，１１８：負荷出力部
７４：プッシュプル共振コンバータ
８０：倍電圧整流回路
９２：転流コイル
１０２，１０２Ａ，１０２Ｂ：分圧用チョークコイル
１３０：全波整流回路
１４０：平滑コンデンサ
２２０，２８０：イミタンスチャート
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振コンバータからの高周波電力をインピーダンス変換した後に直流電力に変換するトランスレスの共振型スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のインピーダンス変換型の共振型スイッチング電源装置としては例えば図１２乃至図１４に示すものがある。
【０００３】
図１２は特許文献１の共振コンバータであり、直流電源３０６、スイッチング素子３０１を備えたスイッチング回路３０２、制御部３０７を備え、トランス３０５の１次側コイルの漏れインダクタンス３０８と分布容量３０９でＬＣ共振（タンク）回路を構成し、２次側において効率よく共振電流が発生できるように負荷側インピーダンスを高くするようにしている。これを実現するためトランス３０５を介して共振調整用コンデンサ３１２、整流回路３１３、平滑コイル３１０及び平滑コンデンサ３１４で構成されたチョークインプット型の整流平滑回路を使用している。ここで、共振周波数調整用のコンデンサ３１２は小容量なので２次側に付加されても共振動作に影響が少ない。
【０００４】
図１３は特許文献２の共振型スイッチング電源であり、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２、１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２を備えた絶縁トランスＴ、転流コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ１，Ｄ２及び平滑コンデンサＣｏで構成され、ＬＣ共振（タンク）回路をトランスＴの３次巻線Ｌ３に共振コンデンサＣｒと共振コイルＬｒを接続することでインバータや整流回路と分離し、確実に共振動作を確保するようにしている。このことにより伝送電力を電力伝送用と共振電力用のそれぞれ分けた状態で運転することができ、非線形動作を伴う伝送変換動作を行っても、線形共振動作への影響を極力少なくすることができ、変換効率の改善ができる。
【０００５】
図１４は特許文献３のイミタンス変換器３０７であり、直流電源３２０に続いてスイッチング用に４個のトランジスタ３２１，３２２，３２３，３２４と変圧器３０３が設けられ、中間タップを持つ変圧器３０３には１次巻線３３１と２次巻線３３２があり、一次巻線にはイミタンス変換器の共振用コンデンサ３７２と共振用リアクトル３７１が接続されている。二次側巻線は両端をダイオード３４１，３４２で両波整流し、平滑リアクトル３５１を通じて溶接部３６１，３６２に電流を供給する。
【０００６】
このようなイミタンス変換器は、負荷に直接接続した場合は、負荷のひずみ電流が共振用リアクトル３７１と共振用コンデンサ３７２で構成するＬＣ共振（タンク）回路の電流と電圧に影響を与えるため、共振回路と整流平滑回路との接続に変圧器３０３を介在するようしている。
【０００７】
このように従来の共振型スイッチング電源装置にあっては、伝送電力を一時蓄えるためのＬＣ共振回路（タンク回路）からこの電力を出力側に引き出すためにトランスを用い、共振回路と整流平滑回路を分離して相互の影響を少なくしている。これは整合負荷が抵抗などの線形の場合では問題とならない。
【０００８】
一方、ダイオードやリアクタンスの組み合わせによる不連続な非線形性を持つ整流平滑回路や、極端な低インピーダンス負荷の場合には、インピーダンスを変換する前提として、線形動作による連続した共振電流及び共振電圧を必要とするＬＣ共振回路の動作とはなじまない。
【０００９】
このため共振回路と整流平滑回路をトランスで分離し、巻き数比や漏れインダクタンスなどで整流側リアクタンスやインピーダンスの影響を極力小さくすると同時に、なるべくＬＣ共振回路の独立性を保って共振電流及び共振電圧の連続性を向上させ、共振回路の動作Ｑの低下を抑えている。
【００１０】
これは信号処理や小電力を扱う変換においてはその整流効率の低下はさして問題とはならないが、変換電力が数Ｗ〜数キロＷになるとその損失は大きく、従来では必ずトランスが必要になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平０８−０１９２５２号公報
【特許文献２】特開平１１−３５６０４４号公報
【特許文献３】特開２００４−０８６８３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、このような従来の共振型スイッチング電源装置にあっては、共振回路と整流平滑回路との間に分離用のトランスを設けていたため、外形が大型になり、またコストアップとなっていた。
【００１３】
またＬＣ共振回路と整流平滑回路の間にトランスを設けずに直接接続する場合、共振電流や共振電圧に歪みが重畳し、共振回路の動作Ｑが低下してインピーダンス変換作用が無くなる。このため１次側（高周波供給側）と２次側（負荷側）が不整合となってしまい、電力変換効率が著しく低下する。
【００１４】
またＬＣ共振回路と整流平滑回路を直接接続すると、共振回路動作が入力電力や負荷電力の影響を受けやすく、起動時に共振電流が流れ始めるのに大きな入力電圧が必要であり、運転中の入力瞬断や過渡的な負荷変化の際、その衝撃で瞬時に共振電流が消滅し、インバータの破壊や、共振回路の発熱でコイル焼損事故が起きやすいという問題がある。
【００１５】
本発明は、共振回路側と整流平滑回路側とを分離用トランスを使用することなく直接接続して小型化、コストダウン、変換効率の改善する共振型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明はトランスレスとした共振型スイッチング電源装置を提供するものであり、
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
インピーダンス変換回路はＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００１７】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路はＬＣ並列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電圧源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をコンデンサインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分圧用チョークコイルを直列に接続したことを特徴とする。
【００１８】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路は入力端と出力端の間に変換必要値の１／２の値をもつ一対のインダクタンスを直列に平衡接続すると共に入力端の間にコンデンサを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００１９】
本発明による共振型スイッチング電源装置別の形態にあっては、前述と同様に、高周波電流源、平衡コンデンサ、インピーダンス変換回路、リアクタンス整流平滑回路を備え、
インピーダンス変換回路は一対の入力端と出力端の間に変換必要値の２倍の値を持つ一対のコンデンサを直列に平衡接続すると共に入力端の間にインダクタンスを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、インピーダンス変換回路とリアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする。
【００２０】
ここで、高周波電流源は共振コンバータである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明の共振型スイッチング電源装置によれば、分離用トランスを使わずにＬＣ共振回路側と整流平滑回路側を直接接続する際に、共振回路側の出力形態と整流平滑回路側の入力形態に合わせ、共振回路側が高周波電流源で整流平滑側がチョークインプット型であれば共振電流分流用の分流コンデンサを両者の結合点に接続し、また共振回路側が高周波電圧源で整流平滑側がコンデンサインプット型であれば共振電圧分圧分用の分圧チョークコイルを両者の結合点に接続したため、非線形動作をする負荷に対して、共振回路側から見た分流コンデンサまたは分圧チョークコイルが不連続部分を補間し、共振回路側の電流及び電圧連続性を保ち動作Ｑの低下を防ぐことができる。
【００２２】
また負荷側においても、共振回路側から整流平滑動作に必要な不連続電力を、無理なく引き出すことが出来る。
【００２３】
さらに整流ダイオードのリカバリに起因する瞬間的な整流インピーダンスの変化や、同期整流のスイッチタイムの不安定領域なども、分流コンデンサまたは分圧チョークコイルが吸収し、ノイズの増大や効率の低下を防ぐ副効果もある。
【００２４】
このように共振回路側と整流回路側の間にトランスが不要となるので、回路の小型化、コストダウンが見込める。また、電源起動時に低い電圧から共振動作が始まり、スムースな立ち上がりが出来る。更に、過渡時にも共振動作が継続するので、インバータの破壊や共振コイルの異常発熱を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】高周波電流源にチョークインプット型の整流平滑側を接続する本発明の第１実施形態を示した回路図
【図２】図１の第１実施形態における各部の電流電圧波形を示したタイムチャート
【図３】図１の等価回路とインピーダンス整合を決めるイミタンスチャートを示した説明図
【図４】図１のインピーダンス変換回路を平衡回路とした、本発明の第２実施形態を示した回路図
【図５】図４の第２実施形態で使用するインピーダンス変換回路の、他の例を示した回路図
【図６】図１の全波整流平滑回路を半波整流平滑回路にした、本発明の第３実施形態を示した回路図
【図７】図１の分流コンデンサをノイズ発生防止用と兼用した本発明の第４実施形態を示した回路図
【図８】高周波電圧源を、コンデンサインプット型として負荷側の整流平滑側を接続する、本発明の第５実施形態を示した回路図
【図９】図８の等価回路とインピーダンス整合を決めるイミタンスチャートを示した説明図
【図１０】図８の分圧チョークコイルをノイズ発生防止用と兼用した本発明の第６実施形態を示した回路図
【図１１】図８の倍電圧整流平滑回路を全波整流平滑回路とした本発明の第７実施形態を示した回路図
【図１２】特許文献１に記載された従来の共振コンバータを示した回路図
【図１３】特許文献２に記載された従来の共振型スイッチング電源を示した回路図
【図１４】特許文献３に記載された従来のイミタンス変換回路を示した回路図
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図１は高周波定電流源にチョークインプット型の整流平滑回路を接続する本発明の第１実施形態を示した回路図である。図２は、図１で示した回路での電圧、電流波形を示している。以下、図１と図２を用いて、回路の動作を説明する。
【００２７】
図１における、第１実施例は相対的に入力電圧が高く出力電圧が低い場合に向く共振型スイッチング電源装置の形態で、この場合直流電源１０として例えばＤＣ２００Ｖを入力し、ＤＣ５Ｖに変換して負荷４８に供給する。
【００２８】
直流電源１０は、入力コイル巻線１１，１２による不平衡平衡変換部を入力インダクタンスとして入力し、共振コンバータ１４で交流電源に変換する。共振コンバータ１４は、負荷側との絶縁結合を行うため、平衡結合回路１６で結合され、平衡用コンデンサ３０，３２を接続している。
【００２９】
共振コンバータ１４は、共振コンデンサ２２と共振コイル２４が並列に接続され、共振コイル２４にはＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２６が直列に接続され、ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶDSのオン・オフによりスイッチング動作が行われる。
【００３０】
なお共振コンデンサ２２と共振コイル２４は、ＦＥＴ２６自身の内部容量や寄生容量も含め、電流電圧波形を重ならないように滑らかにし、スイッチング損失を減らす目的があるが、共振コンデンサ２２と共振コイル２４を省略しても本発明の高周波電流源としての機能は変わらない。このため、基本動作の説明のため共振コンデンサ２２と共振コイル２４を省略し、共振コンバータ１４はスイッチ動作する機能として以下説明する。
【００３１】
共振コンバータ１４では、ＦＥＴのオン・オフは、ゲートに接続された制御回路２８により行われる。ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオンのときは、入力コイル巻線１１，１２に直流電源１０から電流ＩLが時間に比例して増加し、流れ込む。またオン時間により入力コイルの電流値（インダクタンス蓄積エネルギ）が決まる。
【００３２】
ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオフのときは、入力コイル巻線１１，１２の電流ＩLが平衡用コンデンサ３０，３２に流れ込み、入力コイルと平衡コンデンサで共振（第一の共振）した半波状の正弦波が、ドレイン−ソース間電圧波形Ｖdsとなる。
【００３３】
共振した半波状正弦波のドレイン−ソース間電圧Ｖdsは、電圧下降のタイミングでは入力コイル電流ＩLが減少し、正から負に反転するが、ＦＥＴ２６に生じるボディダイオードを通して流れることになり、このときドレイン−ソース間電圧Ｖdsはゼロとなる。
【００３４】
この共振動作をスイッチング周期で繰り返し行い、入力コイル巻線１１，１２の電流ＩL（インダクタンス蓄積エネルギ）を、平衡用コンデンサ３０，３２を通してインピーダンス変換回路１８のコンデンサ３４に、ＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオフのタイミングで送り込み、コンデンサ３４の電位を上昇（コンデンサ蓄積エネルギーに変換）させる。
【００３５】
以上の動作により直流電源を等価的に交流電源に変換し、平衡コンデンサを通して電力を伝送する。
【００３６】
このときの第一の共振周波数ｆrは、インダクタンス分として、入力コイル巻線１１，１２の合成インダクタンスＬrと、キャパシタンス分として平衡結合コンデンサ３０，３２との合成キャパシタンスＣrとで決定される。合成インダクタンスＬrは、Ｌr＝Ｌ1＋Ｌ2で求められる。また、合成キャパシタンスＣrは、Ｃr＝Ｃ30・Ｃ32／（Ｃ30＋Ｃ32）で求められる。これより、共振周波数ｆrは、
ｆr＝（１／２π）（１／ＬrＣr）1/2
となる。
【００３７】
また、負荷側から見た電力供給源インピーダンスは電力伝送タイミング（ＦＥＴオフ）におけるこの共振回路の（｜電圧｜／｜電流｜）であり（Ｌr／Ｃr）1/2となる。
【００３８】
供給源インピーダンスの設計は伝送電力、周波数、部品の電流・電圧定格など多くの要素から決められるが、例えば２００Ｖ入力インバータの一次共振回路を７００Ｖ／１２Ａで設計すると５８Ωなどとなる。
【００３９】
図２において、（Ａ）はＦＥＴ２６のスイッチングを行うゲート電圧ＶGS、（Ｂ）はドレイン−ソース間電圧Ｖds、（Ｃ）は共振コンバータ１４への入力電流、即ち、コイル１１，１２に流れる電流ＩLである。
【００４０】
ＦＥＴ２６のゲート電圧源電圧ＶGSのオンまたはオフのタイミングは、共振周波数ｆrに同期して行われる。
【００４１】
図１において、直流電源１０からの出力電流は共振コバータ１４と平衡結合回路１６を通過した後は、インピーダンス変換回路１８に入力され第二の共振周波数ｆmの正弦波となる。
【００４２】
インピーダンス変換回路１８は、コンデンサ３４を並列に、コイル３６を直列に接続した回路である。インピーダンス変換は、入力側の高周波電源と出力側の負荷とのインピーダンスマッチングを行い、また共振波形の歪を少なくして電力損失を軽減する。
【００４３】
インピーダンス変換回路１８はコンデンサ３４を並列に、コイル３６を直列に接続した回路であり、コンデンサ３４のキャパシタンスとコイル３６のインダクタンスで決まる共振周波数を有するため、ＬＣ共振回路ともなっている。このＬＣ共振回路において、インダクタンスとキャパシタンスにより、共振コンバータ１４におけるＦＥＴ２６のゲート電圧ＶGSがオンのときに入力コイル巻線１１，１２に電流を蓄え、オフのときに平衡コンデンサ３０，３２と共振させながら、二次側のインピーダンス変換回路１８を電流励振して倍電流整流回路２０へ電力を送る。
【００４４】
図２（Ｄ）及び（Ｅ）は、インピーダンス変換回路１８におけるコンデンサ３４の電圧Ｖmの波形と電流Ｉmの波形である。
第二の共振周波数ｆmは、
ｆm＝（１／２π）（１／ＬmＣm）1/2
となる。電圧Ｖmと電流Ｉmは共振周波数ｆmの正弦波となっている。
【００４５】
続いて分流用コンデンサ３８を、インピーダンス変換回路１８と並列に接続する。インピーダンス変換回路１８から、直接的に倍電流整流回路２０に接続してもよいが、一般に電流整流回路は、コイル又はコンデンサと整流用のダイオードを組み合わせた非線形回路であるために、電流波形の歪が生じてしまうこと、また、極端な低インピーダンスの負荷に対しては、共振電流が過大となり共振現象そのものに影響を与えて歪波成分が増大することによる電力変換効率の低下を招く。
【００４６】
これらの現象による電力変換効率の低下を防ぐために、分流用コンデンサ３８を挿入している。ここで分流用コンデンサ３８とは、静的インピーダンス設計された直列ＬＣ共振の共振電流出力に対し、チョークインプット型整流の被電流入力値が、共振整流のタイミングで大きく変化するダイナミック特性を持っているため、両者の瞬時電流変移差を、電流を吸収・放出する性質を利用したコンデンサなどで代表される部品により、静的インピーダンスと動的インピーダンスとの間の変換を行う機能を目的とするものである。
【００４７】
図１に示した電源回路では、負荷はチョークインプット型の倍電流整流回路２０である。従って、分流用コンデンサ３８により、電流波形のひずみを調整している。分流用コンデンサ３８は、負荷に依存したインピーダンスの変動に対して効率を向上させるために、可変コンデンサとして適宜調整するようにしてもよい。
【００４８】
負荷に電力を供給する倍電流整流回路２０は、チョークコイル４０，４２を接続する中点に負荷４８を接続し、チョークコイル４０，４２の直列接続した他の端子は、分流用コンデンサ３８に接続している。一方、チョークコイル４０，４２と並列に接続したダイオード４４，４６は、分流用コンデンサ３８の両端子側からそれぞれ負荷４８に接続している。この様な構成により、ダイオード４４，４６を介して負荷４８には倍電流が流れる。電流はチョークコイル４０，４２に蓄えられたエネルギで平滑化されている。
【００４９】
図２（Ｆ）は、ダイオード４４，４６の両端電圧ＶD44及びＶD46と、チョークコイル４０，４２の電流ＩL40及びＩL42である。チョークコイル４０，４２に蓄積されたエネルギ放出による電流平滑化作用により失われたエネルギは、インピーダンス変換回路１８から印加される電圧（ＶD44及びＶD46から負荷４８の電圧を差し引いた電圧）がチョークコイル４０，４２に加わり、再び電流ＩL40及びＩL42の増加でエネルギ補充されながら一定の電流を流す。ダイオード４４、４６の両端電圧ＶD44及びＶD46が発生しないタイミングでは、チョークコイル４０，４２にフライバック電圧として負荷４８の電圧が生ずる波形となる。
【００５０】
電流ＩL40、ＩL42はチョークコイル４０，４２に流れる電流であり、負荷４８では重畳され、整流回路に流入する電流の２倍となっている。また整流回路に印加される電圧はチョークコイル４０，４２にエネルギ蓄積のため負荷４８両端電圧の２倍以上必要である。このことから、電力源から見た倍電流整流回路の入力インピーダンスは、少なくとも負荷４８の４倍以上の値であるダイナミックインピーダンスとして表現され、例えば出力が５Ｖ６０Ａであれば０．３４Ω以上となる。
【００５１】
図１における制御回路２８は、負荷４８に印加される電圧または電流を検知して一次共振周期と二次共振周期の同期を取りつつ変調された制御用信号で、ＦＥＴ２６のゲート電圧を制御している。この場合、一次インバータ側共振周波数ｆrと、二次共振整流側共振周波数ｆmをスイッチング動作でタイミングを合わせ電力伝送しているため、同一共振周波数を前提とした整合の一般式は使えず、周波数ｆmを基軸とするイミタンスチャートで入出力の静的インピーダンス整合を行う。
【００５２】
図３は、図１の電源回路の等価回路と、インピーダンス変換回路１８において、インピーダンスマッチングを行うために、コンデンサ３４及びコイル３６の値を求める方法としてのイミタンスチャート２２０を示している。
【００５３】
図３（Ａ）で示した等価回路は、図１に示した電源回路における分流用コンデンサ３８は除いている。分流用コンデンサ３８は、波形の歪を補正する機能であり、インピーダンスマッチングを考える場合には必要ないからである。
【００５４】
図３（Ａ）に示した等価回路において、高周波入力部５０は、直流電源１０と入力コイル巻線１１，１２と共振コンバータ１４及び平衡結合回路の合成インピーダンスを等価回路としたものである。電源は交流電源２００とし、等価抵抗Ｒi２０２、等価インダクタンスＬr２０４と等価キャパシタンスＣr２０６を直列に接続し、高周波源入力部５０の等価回路とした。インピーダンス変換回路部５２は、実際の回路構成と同様であり、コンデンサＣm２０８とインダクタンスＬm２１０をインピーダンスマッチングにより求めることになる。負荷出力部５４は、倍電流整流回路と負荷の合成インピーダンスであり、抵抗Ｒo２１２である。
【００５５】
図３（Ｂ）は、イミタンスチャート２２０である。イミタンスチャートは、インピーダンスとアドミタンスを極座標上に同時に表現できる図表であり、インピーダンス整合等における回路定数を求めるために使用されている。イミタンスチャート上のインピーダンスは、共振周波数ｆmによる角周波数２π・ｆmを乗じた値としてプロットする。インピーダンスマッチングの方法は次の通りである。
【００５６】
まず、図３（Ａ）の等価回路から、入力側の等価抵抗Ｒiの値を、イミタンスチャートの等レジスタンス円２２２と中心線との交点２２６に記入する。次に等価インダクタンスＬmの等リアクタンス円２２４との交点２２８まで移動する（矢印１参照）。さらに、等価キャパシタンスＣmだけ、等レジスタンス円２２２に沿って、半時計方向に移動する（矢印２参照）。この点２３２が高周波入力部５０の等価インピーダンスとなる。
出力負荷Ｒo２１２は等価抵抗である。従って、インピーダンス変換回路部５２の等価キャパシタンスＣm２０８と等価インダクタンスＬm２１０により、出力負荷Ｒo２１２の等価レジスタンス円２３６と中心線との交点２３８になるようにすれば、インピーダンスマッチングが図れることになる。
【００５７】
高周波源入力部５０の等価インピーダンスは点２３２であり、インピーダンス変換部５２の等価キャパシタンスＣmは平行に接続されているから、等価抵抗Ｒiの等コンダクタンス円２３０を考え、等価抵抗Ｒｉの等コンダクタンス円２３０に沿って、出力負荷Ｒo２１２の等レジスタンス円２３６との交点２３４まで移動させる（矢印３参照）。次に、等価インダクタンスＬmは直列接続だから、出力負荷Ｒo２１２の等レジスタンス円２３６に沿って、中心線との交点２３８まで移動させる（矢印４参照）。
【００５８】
ここで、矢印３の移動距離が、等価キャパシタンスＣm２０８となり、矢印４の移動距離が、等価インダクタンスＬm２１０となる。
【００５９】
等価キャパシタンスＣm２０８及び等価インダクタンスＬm２１０は周波数に依存した値だから、実際に使用するキャパシタンスとインダクタンスは共振周波数ｆmを用いて、キャパシタンスＣ＝２π・ｆm・Ｃmで、インダクタンスＬ＝Ｌm／（２π・ｆm）で求められる。
【００６０】
図１に示した電源回路は、メガヘルツオーダの高い動作周波数において電力変換効率のよいインバータを実現する電源であり、入力コイルと平衡コンデンサで生じる共振した半波状正弦波とのタイミングを最適設定することにより、Ｅクラスの動作条件を満足するスイッチング動作が可能である。動作周波数は高く、負荷出力部側から、インピーダンス変換回路部５２での等価キャパシタンスＣmと等価インダクタンスＬmとで決まる共振周波数であり、高周波入力部５０を見ると容量性の電力源となっている。
【００６１】
インピーダンス変換回路１８は、入出力回路間でインピーダンスのマッチングを図るものであり、図１に示した回路だけでなく、他の回路構成でもよい。
【００６２】
図４は、インピーダンス変換回路の他の回路構成の例を示している。図４（Ａ）は、インダクタンス６０を平行に接続し、キャパシタンス６２を直列に接続した回路である。さらに（Ｂ）は、（Ａ）のキャパシタンスの容量Ｃを２倍として、２端子対回路に分割接続している。
【００６３】
図５は本発明による第２の実施形態であり、図１に示した電源回路において、インピーダンス変換回路１８のコイル３６に対して、インダクタンスを１／２として分割し、分割したコイル３６Ａ、３６Ｂを２端子対回路に接続した回路図である。
【００６４】
回路の動作は、図１で示した電源回路と同様であるが、コイル３６を２分割してコイル３６Ａ、３６Ｂとして２端子回路に平行に接続しているから、コイル３６Ａとコイル３６Ｂとでは逆極性の電圧、電流とする不平衡平衡変換によりコモンモードノイズを低減し、漏れ電流の低減も図ることができるため、出力電圧が高い場合に有効である。
【００６５】
図６は本発明による第３の実施形態であり、図５に示した電源回路において、全波整流を行って倍電流としている倍電流整流回路２０を、半波整流とした半波整流回路２１とした電源回路である。半波整流回路２１では、ダイオード６８をインピーダンス変換回路１８に平行に接続して、チョークコイル７０は負荷７２に直列接続している。基本的な動作原理は図１に示した電源回路と同様であるが、出力部の平滑化は半波整流により行われており、整流部の部品数が少なく簡単な回路とすることができる。
【００６６】
図７は本発明による第４の実施形態であり、図５に示した電源回路において、分流用としてのコンデンサを、倍電流整流回路２０における各ダイオード４４，４６と平行に接続して、分流コンデンサ３８Ａ、３８Ｂとしている。分流用としてのコンデンサ３６Ａ，３６Ｂの機能は、波形歪みの是正であり、各ダイオード４４，４６に平行に接続しても同様の機能が得られる。この場合には、さらにノイズ除去機能を兼用することができる効果を有する。分流コンデンサ３８Ａ，３８Ｂは、負荷４８にあわせて調整可能としており、また効率とノイズを考慮して最適になる容量値で固定すれば部品数が少なくなる。
【００６７】
図８は本発明による第５の実施例で、相対的に入力電圧が低く出力電圧が高い電力変換に向く形態である。
【００６８】
入力側の共振コンバータは、プッシュプル型を使用したプッシュプル共振コンバータ７４として、平衡結合回路７６とコンデンサ結合し、インピーダンス変換回路７８に接続している。インピーダンス変換は、コイル９８とコンデンサ１００の平行接続回路である。
【００６９】
出力側は、コンデンサインプット型の倍電圧整流回路８０である。倍電圧整流回路８０は、コンデンサ１０４，１０６を平行にして負荷１１２の両端子に接続し、ダイオード１０８，１１０をそれぞれが逆になる方向に負荷１１２の両端子側に接続される。負荷側の倍電圧整流回路８０はコンデンサインプット型であるため、分圧用チョークコイル１０２を直列に接続している。ここで分圧用チョークコイル１０２とは、静的インピーダンス設計された並列ＬＣ共振の共振電圧出力に対し、コンデンサインプット型整流の被電圧入力値が、共振整流のタイミングで大きく変化するダイナミック特性を持っているため、両者の瞬時電圧変移差を、斯かる電圧を吸収・放出する性質を利用したチョークコイルなどで代表される部品でもって、静的インピーダンスと動的インピーダンスとの間の変換を行う機能を目的とするものである。
【００７０】
プッシュプル共振コンバータ７４は、転流コイル９２の中点に共振コイル８８を介して直流電源１０を接続し、直流電源１０の他方の端子を２つのＦＥＴ８４，８６をスイッチング用として転流コイル９２の両端に接続している。転流コイル９２から平衡結合回路７６により、平衡結合コンデンサ９４，９６を介してインピーダンス変換回路７８に接続している。
【００７１】
共振周波数はプッシュプル共振コンバータ７４で決定され、平衡結合コンデンサ９４，９６は絶縁接続を行っている。インピーダンス変換回路７８で平行に接続されたコイル９８とコンデンサ１００は、入力側と出力側のインピーダンスをマッチングさせており、図１で説明したインピーダンス変換回路１８と同様の機能を有している。
【００７２】
さらに、分圧用チョークコイル１０２が直列接続され、コンデンサインプット型の倍電圧整流回路８０で全波整流による電圧の平滑化が行われている。
【００７３】
図９は、図８の電源回路の等価回路とインピーダンス変換によりインピーダンスのマッチングを図るための回路定数を決めるイミタンスチャートであり、分圧用チョークコイル１０２は除いている。
【００７４】
図９（Ａ）は等価回路であり、高周波入力部１１４、インピーダンス変換回路部１１６、コンデンサインプット型負荷回路の等価回路としての負荷出力部１１８よりなっている。高周波入力部１１４は、共振周波数を入力源とする交流電源２５０と等価抵抗Ｒi２５２の直列回路に、等価インダクタンスＬi２５４と等価キャパシタンスＣi２５６が並列に接続され、等価結合キャパシタンスＣc２５８が直列に接続されている。
【００７５】
インピーダンス変換回路部１１６は、図８に示す実際の回路と同様であり、等価インダクタンスＬm２６０と等価キャパシタンスＣm２６２の並列接続である。負荷出力部１１８は、等価抵抗Ｒo２６４としている。
【００７６】
図９（Ａ）で示した等価回路から、等価結合キャパシタンスＣcとインピーダンス変換回路部１１６の等価インダクタンスＬm、等価キャパシタンスＣmを求めることができる。
【００７７】
図９（Ｂ）は、（Ａ）での等価回路からインピーダンスマッチングを図るためのスミスチャート２８０である。まず、図９（Ｂ）のスミスチャート２８０に、入力等価抵抗Ｒiを中心線上の点２８４に記入する。
【００７８】
高周波入力部１１４は回路素子が並列接続された等価回路であるから、等コンダクタンス円２８２を考える。そして、等価インダクタンスＬmの等サセプタンス円２８６との交点２８８まで等コンダクタンス円２８２に沿って移動させる（矢印１参照）。
【００７９】
次に、並列に接続された等価キャパシタンスＣiのサセプタンス分だけ、時計方向に点２９０まで移動させる（矢印２参照）。等価結合コンデンサＣcは直列接続だから、点２９０の等レジスタンス円２９８に沿って反時計方向に移動させ、等価出力抵抗Ｒoによる等コンダクタンス円２９６と等レジスタンス円２９２の交点２９４まで移動させる（矢印３参照）。
【００８０】
そして、等価出力抵抗Ｒoの等コンダクタンス円２９６に沿って、インピーダンス変換回路部７８の等価インダクタンスＬmに相当する点２９２まで、反時計方向に移動させる（矢印４参照）。最後に、等価キャパシタンスＣmのサセプタンス相当分を点３００の出力抵抗Ｒｏまで移動させる（矢印５参照）。
【００８１】
これにより、インピーダンスマッチングが実現されるから、等価キャパシタンスＣcは矢印３の移動によるキャパシタンス分から、等価インダクタンスＬmは矢印４の移動によるインダクタンス分から、そして等価キャパシタンスＣmは矢印５の移動によるキャパシタンス分から求めることができる。
【００８２】
結合コンデンサ２５８は、分割して接続されているから、分割後のキャパシタンスは等価キャパシタンスＣcの２倍とする。
【００８３】
実施の値は、高周波入力源におけるスイッチング周波数ｆSWから、図３で説明したと同様の計算で求めることができる。
【００８４】
分圧用コイル１０２は、インピーダンスマッチングされた回路状態での電圧波形の歪みを抑制するために挿入されるものであり、負荷に応じて容量は調整されることとなる。
【００８５】
図１０は第６の実施例あり、図８における電源回路における回路において、分圧用コイル１０２を、分圧コイル１０２Ａ，１０２Ｂに分割して、倍電圧整流回路８０におけるダイオード１０８，１０９に直列に接続している。分圧コイル１０２Ａ，１０２Ｂによりダイオード１０８，１１０でのリカバリ電流を抑制しノイズの発生も抑止している。
【００８６】
図１１は第７の実施形態であり、図８に示した実施形態での負荷１１２に対する整流回路を全波整流としたものである。全波整流回路１３０は、ダイオード１３２と負荷１１２とダイオード１３８を接続した回路部と、ダイオード１３４と負荷１１２とダイオード１３６を直列に接続した回路部とを平行にしたブリッジ回路を構成し、全波整流による電圧をコンデンサ１４０で平滑化して、負荷１１２に電力供給している。
【００８７】
なお、本発明は上記の実施形態に限定されず、本発明はその目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に、上記の実施形態よる限定は受けない。
【符号の説明】
【００８８】
１０：直流電源
１１，１２：入力コイル巻線
１４：共振コンバータ
１６，７６：平衡結合回路
１８，７８：インピーダンス変換回路
２０：倍電流整流回路
２１：半波整流回路
２２，９０：共振コンデンサ
２４，８８：共振コイル
２６，８４，８６：ＦＥＴ
２８，８２：制御回路
３０，３２，９４，９６：平衡用コンデンサ
３６，３６Ａ，３６Ｂ，６０，９８：コイル
３４，６２，６２Ａ，６２Ｂ，１００，１０４，１０６：コンデンサ
３８，３８Ａ，３８Ｂ：分流用コンデンサ
４０，４２，７０：チョークコイル
４４，４６，６８，１０８，１１０，１３２，１３４，１３６，１３８：ダイオード
４８，７２，１１２：負荷
５０，１１４：高周波入力部
５２，１１６：インピーダンス変換回路部
５４，１１８：負荷出力部
７４：プッシュプル共振コンバータ
８０：倍電圧整流回路
９２：転流コイル
１０２，１０２Ａ，１０２Ｂ：分圧用チョークコイル
１３０：全波整流回路
１４０：平滑コンデンサ
２２０，２８０：イミタンスチャート
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路はＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項２】
入力した直流電圧または商用交流電圧をコンバータで高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路はＬＣ並列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電圧源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をコンデンサインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分圧用チョークコイルを直列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項３】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路は入力端と出力端の間に変換必要値の１／２の値をもつ一対のインダクタンスを直列に平衡接続すると共に入力端の間にコンデンサを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項４】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路は一対の入力端と出力端の間に変換必要値の２倍の値をもつ一対のコンデンサを直列に平衡接続すると共に入力端の間にインダクタンスを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載の共振型スイッチング電源装置に於いて、前記高周波電流源は共振コンバータであることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項１】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路はＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項２】
入力した直流電圧または商用交流電圧をコンバータで高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路はＬＣ並列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電圧源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をコンデンサインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分圧用チョークコイルを直列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項３】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路は入力端と出力端の間に変換必要値の１／２の値をもつ一対のインダクタンスを直列に平衡接続すると共に入力端の間にコンデンサを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項４】
入力した直流電圧または商用交流電圧を高周波電流に変換して出力する高周波電流源と、
前記高周波電流源から出力される高周波電流を２次側に伝送する平衡コンデンサと、
前記平衡コンデンサを介して入力された高周波電流をインピーダンス変換して出力するインピーダンス変換回路と、
前記インピーダンス変換回路から変換出力された高周波電流を整流して直流出力に変換するリアクタンス整流平滑回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換回路は一対の入力端と出力端の間に変換必要値の２倍の値をもつ一対のコンデンサを直列に平衡接続すると共に入力端の間にインダクタンスを並列接続したＬＣ直列共振回路であり、前記リアクタンス整流平滑回路から見て共振電流源を構成し、前記リアクタンス整流平滑回路をチョークインプット型とした場合、前記インピーダンス変換回路と前記リアクタンス整流平滑回路との結合点に分流用コンデンサを並列に接続したことを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかに記載の共振型スイッチング電源装置に於いて、前記高周波電流源は共振コンバータであることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【公開番号】特開２０１１−１７６９７３（Ｐ２０１１−１７６９７３Ａ）
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−４００９８（Ｐ２０１０−４００９８）
【出願日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２５日（２０１０．２．２５）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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