歪み補償回路および歪み補償回路と高周波電力増幅器を用いた送信装置
【課題】高周波電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にする。
【解決手段】高周波電力増幅器の各次数の振幅の奇対称歪補償信号の係数と各次数の位相の奇対称歪補償信号の係数とを独立に生成する前置歪補償回路において、入力信号の振幅の１サンプル前との差分をとり、入力信号の１サンプル前との差分をとり、入力信号の振幅の遅延との差分と入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に前置歪補償する。
【解決手段】高周波電力増幅器の各次数の振幅の奇対称歪補償信号の係数と各次数の位相の奇対称歪補償信号の係数とを独立に生成する前置歪補償回路において、入力信号の振幅の１サンプル前との差分をとり、入力信号の１サンプル前との差分をとり、入力信号の振幅の遅延との差分と入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に前置歪補償する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅器により電力増幅された無線電波送信を行う送信装置から出力される歪み成分を減少させる歪み補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ)変調方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）と直交位相振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation）方式（以下ＱＡＭ方式と称す）が地上デジタル放送などに採用されている。地上デジタル放送の変調信号は、構成単位期間で構成されている。
【０００３】
従来の非線形歪の前置補償技術、特に、奇数次歪の独立補償の技術の例としては、特許文献１に記載のものがある。
高周波数電力増幅器は信号の広帯域化に伴い、一般に過去の信号に影響を受けて歪が増加するいわゆるメモリ効果が顕著になり、ヒステリシスな特性や偶対称の歪が増加する。そして、前置歪補償の回路規模が大きくなる。そこで、高周波数電力増幅器のメモリ効果による前置歪補償の回路規模を削減する方法が非特許文献１に提案されている。
特許文献２には、偶数次の時間差を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
特許文献３には、振幅の微分と位相の微分を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
【０００４】
しかし、特許文献２や特許文献３の技術では、メモリ効果を低減する前置補償の収束に時間がかかるといった欠点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】ＷＯ２００４／０４５０６７号公報
【特許文献２】特開２００５−１０１９０８号公報
【特許文献３】特開２００８−２９４５１８号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】本江 直樹，宮谷 徹彦，大久保 陽一，赤岩 芳彦，“メモリ効果を有する電力増幅器に対するデジタルプレディストータ”，電子情報通信学会論文誌 Ｖｏｌ．Ｊ８８−Ｂ Ｎｏ．１０ ｐｐ．２０６２−２０７１， ２００５／１０／０１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、高周波電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳（乗算または加算）する歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分（微分）から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳（乗算または加算）する偶対称歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
【０００９】
また、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳（乗算または加算）する歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅（複素数の絶対値）の１サンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり（rms=1にするための係数を乗算し、前記入力信号と乗算した第一の信号を生成し）、前記入力信号の１サンプル前との差分をとり（rms=1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで純粋な偶対称歪を生成し、該偶対称歪に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成し、該偶対称振幅歪信号と該偶対称位相歪信号を線形結合することにより）、前記入力信号の振幅の遅延との差分（微分）と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳（乗算または加算）する偶対称歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
【００１０】
さらに、上記の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機である。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように本発明によれば、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することにより、電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１Ａ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器内蔵）
【図１Ｂ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）
【図１Ｃ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（歪信号生成回路が各１ヶ）
【図２Ａ】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）
【図２Ｂ】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出）
【図３】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）
【図４】レイレー分布する振幅の微分値の振幅確立密度(rms=1の時)の模式図
【図５】rms=1のカ゛ウス分布する振幅のべき乗の平均値の表１
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に本発明について説明する。まず、歪について説明する。
電力増幅器で増幅する信号を振幅と位相の関数として式3.1と表現する。
ここで歪みのない信号を
【数１】
ただし、式3.1のrms(root mean square：以下rmsと略記)は1とすると、A(t)を微分した信号ｄA(t)のrms＝1とすると、偶対称歪IMevenは
【数２】
とおける。式3.1のA(t)・exp(j・θ(t))の振幅確率密度がOFDM信号ではレイレー分布する。
式3.2に含まれる微分した信号の大きさη21を式3.3に従ってシミュレーションにより算出した結果は約0.6378であった。
【数３】
ここで、A(t)のrms＝1、A(t)・exp(j・θ(t))のrms＝1、A(t)・exp(j・θ(t))’はA(t)・exp(j・θ(t))の微分値、conjは共役複素数の意味とする。
式3.2、式3.3より式3.4が得られる。
【数４】
式3.4のrmsはシミュレーションより約0.7996と得られたので、rms=1に規格化すると
【数５】
となる。
【００１４】
次に偶対称歪係数の算出方法について説明する。
いま、電力増幅器で発生する奇対称歪と偶対称歪の大きさをそれぞれ、3次振幅歪a3、3次位相歪b3、５次振幅歪a5、5次位相歪、・・25次振幅歪a25、25次位相歪b25、振幅偶対称歪a2、位相偶対称歪b2とすると、電力増幅器の出力信号pa_outは式4.1と書ける
【数６】
ここでIMevenは計算を簡単化するために式3.2で示した式とする。
電力増幅器の出力信号から歪みのない信号を引くと誤差信号errは式4.2となる。
【数７】
式4.2とIMevenの共役複素数を乗算し、平均すると式4.3となる
【数８】
ここで、レイレー分布しているA(t)の微分値dA(t)の振幅確立密度を示す図4はカ゛ウス分布となる。またrms=1のカ゛ウス分布する振幅のべき乗の平均値を図5の表１にまとめる。
【００１５】
図5の表１からも明らかであるが、dA(t)の平均値は0となるため式4.3のa3〜a25、b3〜b25も0となって検出される。一方dA(t)のrmsは1で設計しているためdA2(t)の平均値も1である(表4.1参照)。 従って式4.3からはa2とb2だけが検出されることとなる。すなわち奇対称歪とは独立して偶対称振幅歪係数(a2)と偶対称位相歪係数(b2)が検出できることがわかる。
【００１６】
また、本方式により、奇対称な歪と偶対称は歪の係数(大きさ)をそれぞれ独立に検出して歪補償信号を生成可能となり、更にそれぞれ独立に歪補償信号を重畳（加算または乗算）して、補償することが可能となり、短時間に収束する。
【実施例１】
【００１７】
次に、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器内蔵）の図１Ａと、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）の図１Ｂと、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）の図２Ａと、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出）の図２Ｂとを用いて、本発明の１実施例の構成と動作とを説明する。
【００１８】
実施例１では、入力信号の振幅（複素数の絶対値）の１サンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり、rms=1にするための係数を乗算し、入力信号と乗算した第一の信号を生成する。この第一の信号には余計な信号である入力信号の微分が含まれているため、入力信号の１サンプル前との差分した信号にrms=1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで、純粋な偶対称歪を生成することができる。この偶対称歪信号に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成する。これらを線形結合することで、メモリ効果の逆特性を近似する。
【００１９】
本発明の変調器内蔵歪補償回路３８に内蔵されたOFDM変調器１から出力されたデジタル入力信号は乗算器２及び可変遅延器１８へ入力される。可変遅延器１８で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償信号生成回路３９に入力される。乗算器２の出力信号は加算器３へ入力され、加算器３の出力信号は直交変調器（直交変調）４で変調され、DAC５でアナログ信号に変換された後、歪補償回路３８から出力されて、ミキサ４０と発振器１３とで周波数変換され、BPF６で不要波を除去し、高周波電力増幅器（電力増幅器）７にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器７から出力された出力信号は方向性結合器８とBPF９とを介してアンテナ１０より電波送信される。
【００２０】
一方方向性結合器８で分配された信号は、ミキサ１１と発振器１３で周波数変換され、不要波をBPF１２で除去した後、変調器内蔵歪補償回路３８へ入力される。入力された信号はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１４でデジタル信号に変換される。変換された信号は可変増幅器（ＡＧＣ）１５で適切なレベルの信号にゲイン調整され、直交復調器（直交復調）１６にて復調される。その後位相器１７にて適切な位相特性に調整されて、歪補償信号生成回路３９に入力される。
【００２１】
この時、可変遅延器１８により歪補償信号生成回路３９に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整し、移相器１７にて歪補償信号生成回路３９に入力される2つの信号の位相が同じになるように調整している。
【００２２】
その2つの入力された信号により、歪補償信号生成回路３９にて奇対称な振幅３次歪（A3）〜７次歪（A7）、対称な位相３次歪（P3）〜７次歪（P7）、偶対称な振幅２歪次歪（A2）、偶対称な位相２歪（P2）のそれぞれの係数(大きさ)を独立に検出し、その係数を基に奇対称歪重畳（乗算）回路３６及び偶対称歪重畳（加算）回路３７で歪補償信号が加算される。
奇対称歪係数検出と奇対称歪加算とは特許文献１と同様なので、詳細説明は省略して簡単に説明し、偶対称歪係数検出と偶対称歪加算を中心に説明する。
【００２３】
以下歪補償信号生成回路３９において、奇対称歪係数検出について説明する。
可変遅延器１８の出力信号は２乗回路２８にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路２９にて奇対称歪信号が生成される。
【００２４】
また、可変遅延器１８の出力信号の信号が共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）２６で共役複素数の信号に変換し、加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と乗算器２７で乗算される。乗算器２７の出力信号と奇対称歪信号生成回路２９の出力信号が乗算器３０で乗算され、平均化回路３１で平均化され、出力の歪（入力と帰還との差）信号の３次〜7次奇対称振幅歪係数A3〜A7(real成分)と３次〜７次奇対称位相歪係数（imag成分）P3〜P7の信号が出力される。
【００２５】
奇対称歪重畳回路３６において、奇対称歪加算について説明する。
デジタル入力信号は２乗回路１９にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路２０にて奇対称歪信号が生成される。そして、乗算器２１で平均化回路３１出力の歪（入力と帰還との差）信号係数のA3〜A7とP3〜P7の信号と乗算する。
複素数信号である乗算器２１出力信号は加算器２２で1と減算し、電力増幅器の特性に対して逆特性に変換する。その信号が乗算器２でOFDM信号であるデジタル入力信号と乗算され、奇対称の逆歪が重畳された信号が乗算器２から出力される。
【００２６】
次に、歪補償信号生成回路３９において、偶対称な振幅２次歪（A2）、偶対称な位相２次歪（P2）の検出について説明する。
可変遅延器１８の出力信号は偶対称歪信号生成回路３２にて偶対称な２次歪を生成し、ＣＯＮＪ３３で共役複素数の信号に変換し、加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と乗算器３４で乗算され、平均化回路３５で平均化され、偶対称な振幅２次歪係数A2、偶対称な位相２次歪係数P2の信号が出力される。
【００２７】
偶対称歪重畳回路３７において、偶対称歪加算について説明する。
デジタル入力信号は偶対称歪信号生成回路２３にてデジタル入力信号の偶対称な２次歪が算出される。そして、乗算器２４で平均化回路３５出力の歪（入力と帰還との差）信号の係数A2とP2の信号と乗算し、歪係数に基づいた振幅２次歪信号、位相２次歪信号が生成される。
乗算器２４出力信号は加算器３でOFDM信号である奇対称の逆歪が重畳された信号と加算され、偶対称の逆歪が加算された信号が加算器３から出力される。
【００２８】
偶対称歪信号生成回路３２をある値の遅延量の可変遅延器に置き換え、偶対称歪信号生成回路２３の出力を遅延させて、共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）３３に入力させても良い。
２乗回路２８と奇対称歪信号生成回路２９をある値の可変遅延器に置き換え、奇対称歪信号生成回路２０の出力を遅延させて、乗算器３０に入力させても良い。
【００２９】
本発明の１実施例の偶対称歪発生回路を示すブロック図の図２Ａを用いて、偶対称な歪生成について説明する。
入力信号は絶対値化回路５１にて複素数信号の絶対値のreal信号に変換される。変換されたreal信号は遅延器（Ｄ）５２と加算器５４とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。変換されたreal信号は実効値逆数算出回路６２で実効値の逆数を算出し、乗算器５６で加算器５４の差分出力と乗算する。さらに、乗算器５６出力と入力信号とを乗算器５８で乗算する。
上記の信号には余計な信号（入力信号の微分信号）も含まれているため、その信号成分を除去する必要がある。そこで、入力信号は遅延器（Ｄ）５３と加算器５５とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。さらに入力信号は実効値逆数算出回路６３で実効値の逆数を算出し、乗算器５７で加算器５５の差分出力と乗算し、乗算器５９で係数0.6378（乗算器58出力の信号に含まれる入力信号の微分値の大きさ）と乗算する。
乗算器５８出力と乗算器５９出力とを加算器６０で加算し、メモリ効果の偶対称な歪信号を出力する。
【００３０】
本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）の図１Ｂは、歪補償回路４５にＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）４４を外付けとし、入力にＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４１と可変増幅器（ＡＧＣ）４２と直交復調器（直交復調）４３とを追加したものであり、その他の構成や動作は図１Ａと同一なので説明は省略し、相違点のみ説明する。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）４４から出力されたアナログ入力信号は、本発明の歪補償回路４８に入力される。入力信号は、ＡＤＣ４１で信号に変換される。変換されたデジタル信号はＡＧＣ４２で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに直交復調器（直交復調）４３にてベースバンド帯の信号に復調される。
【実施例２】
【００３２】
また、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）の図３を用いて、実施例２を説明する。実施例１と同様な構成や動作の説明は省略し、相違点のみ説明する。
実施例１で十分な高周波電力増幅器もある。しかし、高周波電力増幅器によっては、実施例２のように、より高次の偶対称歪を検出して、補償する方が歪が少なくなる場合もある。
【００３３】
本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）の図３において、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）の図２Ａの回路を二組と２乗回路の７０を用いて、２乗信号の振幅微分と位相微分だけでなく、４乗信号の振幅微分と位相微分の偶対称歪を検出して、補償している。
【００３４】
本発明は、実施例１や実施例２に限らず、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する前置歪補償回路において、高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号の微分の偶対称の歪補償信号の複数の係数をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する歪前置補償回路に広く適用できる。
【符号の説明】
【００３５】
１：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODデジタル出力）、４４：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）、
４：直交変調器（直交変調）、５：Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１６，４３：直交復調器（直交復調）、
１１，４０：ミキサ、６，９，１２：ＢＰＦ、１３：発振器、
１４，４１：Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１５，４２：可変増幅器（ＡＧＣ）、
７：高周波電力増幅器（電力増幅器）、８：方向性結合器、１０：アンテナ、
２，２１，２４，３４，３６，３７，５６，５７，５８，６１，６９，７６，７７，７８，８１：乗算器、
３，２２，２５，５４，５５，６０，７４，７５，８０，８２：加算器、
２０，２９：奇対称歪信号生成回路、２３，３２：偶対称歪信号生成回路、
３６：奇対称歪重畳（乗算）回路、３７：偶対称歪重畳（加算）回路、
３８：変調器内蔵歪補償回路、４８：歪補償回路、
３９，４７：歪補償信号生成回路、
１９，２８，７０：２乗回路、５１，７１：絶対値化回路、
６２，６３，６７：実効値逆数算出回路、
１７：移相器、３０，４５，４６：可変遅延器、５２，５３，７２，７３：遅延器、
２６，３３：共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）、
２５，３１：平均化回路、
６６：固定値の0.6378を自動で算出する回路、６８：固定値の0.7996を自動で算出する回路、
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波電力増幅器により電力増幅された無線電波送信を行う送信装置から出力される歪み成分を減少させる歪み補償に関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ)変調方式（以下ＯＦＤＭ方式と称す）と直交位相振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation）方式（以下ＱＡＭ方式と称す）が地上デジタル放送などに採用されている。地上デジタル放送の変調信号は、構成単位期間で構成されている。
【０００３】
従来の非線形歪の前置補償技術、特に、奇数次歪の独立補償の技術の例としては、特許文献１に記載のものがある。
高周波数電力増幅器は信号の広帯域化に伴い、一般に過去の信号に影響を受けて歪が増加するいわゆるメモリ効果が顕著になり、ヒステリシスな特性や偶対称の歪が増加する。そして、前置歪補償の回路規模が大きくなる。そこで、高周波数電力増幅器のメモリ効果による前置歪補償の回路規模を削減する方法が非特許文献１に提案されている。
特許文献２には、偶数次の時間差を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
特許文献３には、振幅の微分と位相の微分を用いる歪の前置補償技術が開示されている。
【０００４】
しかし、特許文献２や特許文献３の技術では、メモリ効果を低減する前置補償の収束に時間がかかるといった欠点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】ＷＯ２００４／０４５０６７号公報
【特許文献２】特開２００５−１０１９０８号公報
【特許文献３】特開２００８−２９４５１８号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】本江 直樹，宮谷 徹彦，大久保 陽一，赤岩 芳彦，“メモリ効果を有する電力増幅器に対するデジタルプレディストータ”，電子情報通信学会論文誌 Ｖｏｌ．Ｊ８８−Ｂ Ｎｏ．１０ ｐｐ．２０６２−２０７１， ２００５／１０／０１
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、高周波電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳（乗算または加算）する歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分（微分）から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳（乗算または加算）する偶対称歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
【０００９】
また、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳（乗算または加算）する歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅（複素数の絶対値）の１サンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり（rms=1にするための係数を乗算し、前記入力信号と乗算した第一の信号を生成し）、前記入力信号の１サンプル前との差分をとり（rms=1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで純粋な偶対称歪を生成し、該偶対称歪に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成し、該偶対称振幅歪信号と該偶対称位相歪信号を線形結合することにより）、前記入力信号の振幅の遅延との差分（微分）と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳（乗算または加算）する偶対称歪補償信号重畳（乗算または加算）回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。
【００１０】
さらに、上記の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機である。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように本発明によれば、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することにより、電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１Ａ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器内蔵）
【図１Ｂ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）
【図１Ｃ】本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（歪信号生成回路が各１ヶ）
【図２Ａ】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）
【図２Ｂ】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出）
【図３】本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）
【図４】レイレー分布する振幅の微分値の振幅確立密度(rms=1の時)の模式図
【図５】rms=1のカ゛ウス分布する振幅のべき乗の平均値の表１
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に本発明について説明する。まず、歪について説明する。
電力増幅器で増幅する信号を振幅と位相の関数として式3.1と表現する。
ここで歪みのない信号を
【数１】
ただし、式3.1のrms(root mean square：以下rmsと略記)は1とすると、A(t)を微分した信号ｄA(t)のrms＝1とすると、偶対称歪IMevenは
【数２】
とおける。式3.1のA(t)・exp(j・θ(t))の振幅確率密度がOFDM信号ではレイレー分布する。
式3.2に含まれる微分した信号の大きさη21を式3.3に従ってシミュレーションにより算出した結果は約0.6378であった。
【数３】
ここで、A(t)のrms＝1、A(t)・exp(j・θ(t))のrms＝1、A(t)・exp(j・θ(t))’はA(t)・exp(j・θ(t))の微分値、conjは共役複素数の意味とする。
式3.2、式3.3より式3.4が得られる。
【数４】
式3.4のrmsはシミュレーションより約0.7996と得られたので、rms=1に規格化すると
【数５】
となる。
【００１４】
次に偶対称歪係数の算出方法について説明する。
いま、電力増幅器で発生する奇対称歪と偶対称歪の大きさをそれぞれ、3次振幅歪a3、3次位相歪b3、５次振幅歪a5、5次位相歪、・・25次振幅歪a25、25次位相歪b25、振幅偶対称歪a2、位相偶対称歪b2とすると、電力増幅器の出力信号pa_outは式4.1と書ける
【数６】
ここでIMevenは計算を簡単化するために式3.2で示した式とする。
電力増幅器の出力信号から歪みのない信号を引くと誤差信号errは式4.2となる。
【数７】
式4.2とIMevenの共役複素数を乗算し、平均すると式4.3となる
【数８】
ここで、レイレー分布しているA(t)の微分値dA(t)の振幅確立密度を示す図4はカ゛ウス分布となる。またrms=1のカ゛ウス分布する振幅のべき乗の平均値を図5の表１にまとめる。
【００１５】
図5の表１からも明らかであるが、dA(t)の平均値は0となるため式4.3のa3〜a25、b3〜b25も0となって検出される。一方dA(t)のrmsは1で設計しているためdA2(t)の平均値も1である(表4.1参照)。 従って式4.3からはa2とb2だけが検出されることとなる。すなわち奇対称歪とは独立して偶対称振幅歪係数(a2)と偶対称位相歪係数(b2)が検出できることがわかる。
【００１６】
また、本方式により、奇対称な歪と偶対称は歪の係数(大きさ)をそれぞれ独立に検出して歪補償信号を生成可能となり、更にそれぞれ独立に歪補償信号を重畳（加算または乗算）して、補償することが可能となり、短時間に収束する。
【実施例１】
【００１７】
次に、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器内蔵）の図１Ａと、本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）の図１Ｂと、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）の図２Ａと、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（自動係数算出）の図２Ｂとを用いて、本発明の１実施例の構成と動作とを説明する。
【００１８】
実施例１では、入力信号の振幅（複素数の絶対値）の１サンプル前との差分（微分を近似したもの）をとり、rms=1にするための係数を乗算し、入力信号と乗算した第一の信号を生成する。この第一の信号には余計な信号である入力信号の微分が含まれているため、入力信号の１サンプル前との差分した信号にrms=1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで、純粋な偶対称歪を生成することができる。この偶対称歪信号に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成する。これらを線形結合することで、メモリ効果の逆特性を近似する。
【００１９】
本発明の変調器内蔵歪補償回路３８に内蔵されたOFDM変調器１から出力されたデジタル入力信号は乗算器２及び可変遅延器１８へ入力される。可変遅延器１８で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償信号生成回路３９に入力される。乗算器２の出力信号は加算器３へ入力され、加算器３の出力信号は直交変調器（直交変調）４で変調され、DAC５でアナログ信号に変換された後、歪補償回路３８から出力されて、ミキサ４０と発振器１３とで周波数変換され、BPF６で不要波を除去し、高周波電力増幅器（電力増幅器）７にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器７から出力された出力信号は方向性結合器８とBPF９とを介してアンテナ１０より電波送信される。
【００２０】
一方方向性結合器８で分配された信号は、ミキサ１１と発振器１３で周波数変換され、不要波をBPF１２で除去した後、変調器内蔵歪補償回路３８へ入力される。入力された信号はＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）１４でデジタル信号に変換される。変換された信号は可変増幅器（ＡＧＣ）１５で適切なレベルの信号にゲイン調整され、直交復調器（直交復調）１６にて復調される。その後位相器１７にて適切な位相特性に調整されて、歪補償信号生成回路３９に入力される。
【００２１】
この時、可変遅延器１８により歪補償信号生成回路３９に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整し、移相器１７にて歪補償信号生成回路３９に入力される2つの信号の位相が同じになるように調整している。
【００２２】
その2つの入力された信号により、歪補償信号生成回路３９にて奇対称な振幅３次歪（A3）〜７次歪（A7）、対称な位相３次歪（P3）〜７次歪（P7）、偶対称な振幅２歪次歪（A2）、偶対称な位相２歪（P2）のそれぞれの係数(大きさ)を独立に検出し、その係数を基に奇対称歪重畳（乗算）回路３６及び偶対称歪重畳（加算）回路３７で歪補償信号が加算される。
奇対称歪係数検出と奇対称歪加算とは特許文献１と同様なので、詳細説明は省略して簡単に説明し、偶対称歪係数検出と偶対称歪加算を中心に説明する。
【００２３】
以下歪補償信号生成回路３９において、奇対称歪係数検出について説明する。
可変遅延器１８の出力信号は２乗回路２８にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路２９にて奇対称歪信号が生成される。
【００２４】
また、可変遅延器１８の出力信号の信号が共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）２６で共役複素数の信号に変換し、加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と乗算器２７で乗算される。乗算器２７の出力信号と奇対称歪信号生成回路２９の出力信号が乗算器３０で乗算され、平均化回路３１で平均化され、出力の歪（入力と帰還との差）信号の３次〜7次奇対称振幅歪係数A3〜A7(real成分)と３次〜７次奇対称位相歪係数（imag成分）P3〜P7の信号が出力される。
【００２５】
奇対称歪重畳回路３６において、奇対称歪加算について説明する。
デジタル入力信号は２乗回路１９にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路２０にて奇対称歪信号が生成される。そして、乗算器２１で平均化回路３１出力の歪（入力と帰還との差）信号係数のA3〜A7とP3〜P7の信号と乗算する。
複素数信号である乗算器２１出力信号は加算器２２で1と減算し、電力増幅器の特性に対して逆特性に変換する。その信号が乗算器２でOFDM信号であるデジタル入力信号と乗算され、奇対称の逆歪が重畳された信号が乗算器２から出力される。
【００２６】
次に、歪補償信号生成回路３９において、偶対称な振幅２次歪（A2）、偶対称な位相２次歪（P2）の検出について説明する。
可変遅延器１８の出力信号は偶対称歪信号生成回路３２にて偶対称な２次歪を生成し、ＣＯＮＪ３３で共役複素数の信号に変換し、加算器２５の出力の歪（入力と帰還との差）信号と乗算器３４で乗算され、平均化回路３５で平均化され、偶対称な振幅２次歪係数A2、偶対称な位相２次歪係数P2の信号が出力される。
【００２７】
偶対称歪重畳回路３７において、偶対称歪加算について説明する。
デジタル入力信号は偶対称歪信号生成回路２３にてデジタル入力信号の偶対称な２次歪が算出される。そして、乗算器２４で平均化回路３５出力の歪（入力と帰還との差）信号の係数A2とP2の信号と乗算し、歪係数に基づいた振幅２次歪信号、位相２次歪信号が生成される。
乗算器２４出力信号は加算器３でOFDM信号である奇対称の逆歪が重畳された信号と加算され、偶対称の逆歪が加算された信号が加算器３から出力される。
【００２８】
偶対称歪信号生成回路３２をある値の遅延量の可変遅延器に置き換え、偶対称歪信号生成回路２３の出力を遅延させて、共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）３３に入力させても良い。
２乗回路２８と奇対称歪信号生成回路２９をある値の可変遅延器に置き換え、奇対称歪信号生成回路２０の出力を遅延させて、乗算器３０に入力させても良い。
【００２９】
本発明の１実施例の偶対称歪発生回路を示すブロック図の図２Ａを用いて、偶対称な歪生成について説明する。
入力信号は絶対値化回路５１にて複素数信号の絶対値のreal信号に変換される。変換されたreal信号は遅延器（Ｄ）５２と加算器５４とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。変換されたreal信号は実効値逆数算出回路６２で実効値の逆数を算出し、乗算器５６で加算器５４の差分出力と乗算する。さらに、乗算器５６出力と入力信号とを乗算器５８で乗算する。
上記の信号には余計な信号（入力信号の微分信号）も含まれているため、その信号成分を除去する必要がある。そこで、入力信号は遅延器（Ｄ）５３と加算器５５とで１サンプル前との差分（微分を近似したもの）出力をとる。さらに入力信号は実効値逆数算出回路６３で実効値の逆数を算出し、乗算器５７で加算器５５の差分出力と乗算し、乗算器５９で係数0.6378（乗算器58出力の信号に含まれる入力信号の微分値の大きさ）と乗算する。
乗算器５８出力と乗算器５９出力とを加算器６０で加算し、メモリ効果の偶対称な歪信号を出力する。
【００３０】
本発明の１実施例の送信機を示すブロック図（ＯＦＤＭ変調器外付）の図１Ｂは、歪補償回路４５にＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）４４を外付けとし、入力にＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）４１と可変増幅器（ＡＧＣ）４２と直交復調器（直交復調）４３とを追加したものであり、その他の構成や動作は図１Ａと同一なので説明は省略し、相違点のみ説明する。
【００３１】
ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）４４から出力されたアナログ入力信号は、本発明の歪補償回路４８に入力される。入力信号は、ＡＤＣ４１で信号に変換される。変換されたデジタル信号はＡＧＣ４２で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに直交復調器（直交復調）４３にてベースバンド帯の信号に復調される。
【実施例２】
【００３２】
また、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）の図３を用いて、実施例２を説明する。実施例１と同様な構成や動作の説明は省略し、相違点のみ説明する。
実施例１で十分な高周波電力増幅器もある。しかし、高周波電力増幅器によっては、実施例２のように、より高次の偶対称歪を検出して、補償する方が歪が少なくなる場合もある。
【００３３】
本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（２乗を追加）の図３において、本発明の１実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図（振幅微分と位相微分）の図２Ａの回路を二組と２乗回路の７０を用いて、２乗信号の振幅微分と位相微分だけでなく、４乗信号の振幅微分と位相微分の偶対称歪を検出して、補償している。
【００３４】
本発明は、実施例１や実施例２に限らず、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する前置歪補償回路において、高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号の微分の偶対称の歪補償信号の複数の係数をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する歪前置補償回路に広く適用できる。
【符号の説明】
【００３５】
１：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODデジタル出力）、４４：ＯＦＤＭ変調器（OFDM-MODアナログ出力）、
４：直交変調器（直交変調）、５：Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）、
１６，４３：直交復調器（直交復調）、
１１，４０：ミキサ、６，９，１２：ＢＰＦ、１３：発振器、
１４，４１：Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）、１５，４２：可変増幅器（ＡＧＣ）、
７：高周波電力増幅器（電力増幅器）、８：方向性結合器、１０：アンテナ、
２，２１，２４，３４，３６，３７，５６，５７，５８，６１，６９，７６，７７，７８，８１：乗算器、
３，２２，２５，５４，５５，６０，７４，７５，８０，８２：加算器、
２０，２９：奇対称歪信号生成回路、２３，３２：偶対称歪信号生成回路、
３６：奇対称歪重畳（乗算）回路、３７：偶対称歪重畳（加算）回路、
３８：変調器内蔵歪補償回路、４８：歪補償回路、
３９，４７：歪補償信号生成回路、
１９，２８，７０：２乗回路、５１，７１：絶対値化回路、
６２，６３，６７：実効値逆数算出回路、
１７：移相器、３０，４５，４６：可変遅延器、５２，５３，７２，７３：遅延器、
２６，３３：共役化器（Conjugation：ＣＯＮＪ）、
２５，３１：平均化回路、
６６：固定値の0.6378を自動で算出する回路、６８：固定値の0.7996を自動で算出する回路、
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
【請求項２】
高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅の１サンプル前との差分をとり、前記入力信号の１サンプル前との差分をとり、前記入力信号の振幅の遅延との差分と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
【請求項３】
請求項１乃至請求項２の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機。
【請求項１】
高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
【請求項２】
高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号（以下前記入力信号）に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅の１サンプル前との差分をとり、前記入力信号の１サンプル前との差分をとり、前記入力信号の振幅の遅延との差分と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。
【請求項３】
請求項１乃至請求項２の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機。
【図１Ａ】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【図１Ｂ】
【図１Ｃ】
【図２Ａ】
【図２Ｂ】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２０１３−８９９９３（Ｐ２０１３−８９９９３Ａ）
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２２５７１７（Ｐ２０１１−２２５７１７）
【出願日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月１３日（２０１３．５．１３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１０月１３日（２０１１．１０．１３）
【出願人】（０００００１１２２）株式会社日立国際電気 (5,007)
【Ｆターム（参考）】
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