永久磁石モータの制御装置
【課題】本発明は永久磁石モータの制御装置に関し、リラクタンストルクが存在し、誘起電圧波形が矩形波（誘起電圧歪み）である永久磁石モータのトルクリプルを抑制することを目的とする。また、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを所定の関係で任意に制御することが可能で、高精度なトルク制御特性を実現する。
【解決手段】上位から与えられるｑ軸（トルク軸）の電流指令値に、正弦上の信号を重畳し、該電流指令値に従い、電力変換器の出力電圧を制御する。ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号の演算は、永久磁石モータの回転座標系のｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分情報と、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値と、ｄ軸の誘起電圧係数の平均値と、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、前述のｑ軸の電流指令値に加算する。
【解決手段】上位から与えられるｑ軸（トルク軸）の電流指令値に、正弦上の信号を重畳し、該電流指令値に従い、電力変換器の出力電圧を制御する。ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号の演算は、永久磁石モータの回転座標系のｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分情報と、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値と、ｄ軸の誘起電圧係数の平均値と、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、前述のｑ軸の電流指令値に加算する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は永久磁石モータのトルク制御装置に係り、リラクタンストルクが存在し、誘起電圧波形に誘起電圧歪みがある場合のトルクリプルを抑制し、高精度なトルク制御を実現する永久磁石モータの制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
磁石モータの誘起電圧波形が矩形波（誘起電圧歪み）である場合のトルクリプル抑制方法としては、〔特許文献１〕公報記載のように、
３相の誘起電圧波形を、ｄ軸の電圧ｅd、ｑ軸の電圧ｅqに変換し、ｑ軸の電流指令値Ｉqrefを（数１）に基づいて（トルクリプルをキャンセルする）演算する。
【０００３】
【数１】
ここに、Ｔref：トルク指令値、ωm：モータの機械角速度である。
【０００４】
つまり、磁石モータの誘起電圧波形が矩形波であっても、出力トルクを一定とする様に、脈動波形を含んだｑ軸の電流指令値Ｉqrefを演算している。
【０００５】
この電流指令値に従いベクトル制御を行えば、トルクリプルを抑制することができる。
【０００６】
（数２）に、磁石モータの出力トルク式を示す。
【０００７】
【数２】
〔特許文献１〕に記載の方式は、「誘起電圧係数Ｋed，Ｋeq」が歪んだ非突極型（Ｌd＝Ｌq）のリラクタンストルクの無い磁石モータに対応する技術であり、突極型（Ｌd＜Ｌq）の磁石モータにそのまま適用することはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２０１４８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
〔特許文献１〕の公報記載の方法は、誘起電圧波形が矩形波である場合に発生するトルクリプル成分をキャンセルする制御を行っている。出力トルクは、（数２）における（Ｋed・Ｉq−Ｋeq・Ｉd）成分を零に制御する方式であり、（Ｌd−Ｌq）Ｉd・Ｉq成分がある場合を考慮していない。
【００１０】
これに対して、本発明の目的は、突極型（Ｌd＜Ｌq）の磁石モータにおけるトルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、所定の関係で任意に制御できる磁石モータの制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧係数とインダクタンスの情報を用いて正弦波状の重畳信号を演算し、前記重畳信号を電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１２】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータのｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分とｄ軸およびｑ軸のインダクタンスおよびｄ軸およびｑ軸の電流指令値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を前記ｑ軸の電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１３】
また、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記正弦波状の重畳信号の演算は、回転座標系のｄ軸あるいはｑ軸の少なくとも一方の誘起電圧係数の脈動成分と他方軸の電流指令値とｄ軸の誘起電圧係数の平均値とｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値とｄ軸の電流指令値を用いて行うことを特徴とするものである。
【００１４】
また、本発明は永久磁石モータの制御装置において、ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号は、下記の演算式により、任意のｎを設定して行うことを特徴とするものである。
【００１５】
更に、本発明は１つの永久磁石モータの制御装置において、脈動成分はモータ位置により変化する信号であることを特徴とするものである。
【００１６】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの固定子座標系の誘起電圧係数とインダクタンス値の情報を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を固定子座標系の３相の電流指令値に加算して、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を制御することを特徴とするものである。
【００１７】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータの制御装置において、永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御し、前記永久磁石モータを駆動する前記電力変換器の電圧，電流情報を用いて、永久磁石モータの出力トルクを推定し、上位から与えられるトルク指令値との偏差信号を用いて演算した正弦波状の重畳信号を、ｑ軸の電流指令値に加算し、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータ直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１８】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの出力トルク推定方法は、前記電力変換器の有効電力情報から、銅損成分と過渡成分を減算することを特徴とするものである。
【００１９】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの出力トルク推定は、下記の演算式により行うことを特徴とするものである。
【００２０】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、ｑ軸の電流指令値に加算する正弦波状の重畳信号の演算は、前記永久磁石モータの推定した出力トルクと、上位から与えるトルク指令値とのトルク偏差を演算して、位置検出値の電気角一周期間の「トルク推定値に含まれる１番大きな各周波数成分を用いて、正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、その演算値に、再び余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、再び正弦（sin）信号を乗算した演算結果との、加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とするものである。
【００２１】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、トルク推定値に含まれる複数個の角周波数成分を設定し、複数個の正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、複数個の余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、各々の演算値に、再び複数個の余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、複数個の正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、再び複数の正弦（sin）信号を乗算したそれぞれの演算結果との加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とするものである。
【００２２】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、トルクリプルの抑制方法として、前述に記載されたいずれか１つのトルクリプルの抑制方法を用いて行うことを特徴とするものである。
【００２３】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置の特徴を有する電動パワーステアリング制御装置。
【００２４】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置において、トルクリプルの脈動周波数は、１２次調波成分で、トルクリプルの１／２の大きさの直流トルク分が増加することを特徴とするものである。
【００２５】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置において、ｄ軸の電流値の大きさを任意に設定することにより、「１２次調波成分の脈動トルク成分」と「トルク指令値よりも増加する直流トルク成分」は、下記式のような関係にあることを特徴とするものである。
【００２６】
【発明の効果】
【００２７】
本発明は永久磁石モータの制御装置において、リラクタンストルクが存在する磁石モータのトルクリプルを抑制する。また、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを所定の関係で任意に制御することが可能で、高精度なトルク制御特性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石モータの制御装置の構成図。
【図２】電流制御演算部の構成図。
【図３】磁石モータの誘起電圧波形が正弦波の場合のトルク特性。
【図４】磁石モータの誘起電圧波形が歪んでいる場合のトルク特性。
【図５】本発明の特徴である誘起電圧係数設定部の構成図。
【図６】位置信号と誘起電圧係数の情報信号との関係図。
【図７】本発明の特徴であるトルクリプル抑制制御演算部の構成図。
【図８】誘起電圧波形が歪んでいる磁石モータを正弦波駆動した場合のトルク制御特性。
【図９】本発明を用いた場合のトルク制御特性。
【図１０】本発明の他の実施例。
【図１１】本発明の他の実施例。
【図１２】本発明の特徴であるモータトルク推定演算部の構成図。
【図１３】本発明のトルクリプル抑制演算部の構成図。
【図１４】本発明を用いた場合のトルク制御特性。
【図１５】本発明を電動パワーステアリングに適用した一実施例。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【００３０】
＜第１の実施例＞
図１は、本発明の一実施例である永久磁石モータの制御装置の構成例を示す。
【００３１】
磁石モータ１０１は、永久磁石の磁束による磁束トルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるリラクタンストルク成分を合成したトルクを出力する。
【００３２】
電力変換器１０２は、３相交流の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に比例した電圧を出力し、磁石モータ１０１の出力電圧と回転数を可変する。
【００３３】
直流電源１０３は、電力変換器１０２に直流電圧を供給する。
【００３４】
電流検出部１０４は、磁石モータ１０１に流れる３相の交流電流ｉu，ｉv，ｉwを検出し、電流検出値ｉuc，ｉvc，ｉwcを出力する。
【００３５】
位置検出器１０５は、モータの位置θを検出できるレゾルバやエンコーダであり、位置検出値θdcを出力する。
【００３６】
座標変換部１０６は、前記３相の交流電流の検出値ｉuc，ｉvc，ｉwcと位置検出値θdcを用いて、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを演算し出力する。
【００３７】
電流指令変換部１０７は、トルク指令値τ*から、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*を演算し出力する。
【００３８】
誘起電圧係数設定１０８は、位置検出値θdcを入力して、誘起電圧係数の情報信号
を出力する。
【００３９】
トルクリプル抑制演算部１０９は、演算式に基づいて、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を出力する。
【００４０】
電流制御演算部１１０は、電流指令変換部１０７の出力であるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉd*，Ｉq0*）に、トルクリプル抑制演算部１０９の電流補正指令値ΔＩq*を加算した新しい電流指令値（Ｉd*，Ｉq*）に、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcが追従するように比例・積分演算を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を出力する。
【００４１】
座標変換部１１１は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*と位置検出値θdcを用いて、３相交流の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*を出力する。
【００４２】
最初に、ベクトル制御方式の電圧制御と位相制御の基本動作について説明する。
【００４３】
電圧制御の基本動作については、図２に電流制御演算部の構成を示す。
【００４４】
図２において、ｄ軸の電流指令値Ｉd*と電流検出値Ｉdcは、ｄ軸の電流制御演算部１１０ａに、ｑ軸の電流指令値Ｉq*と電流検出値Ｉqcは、ｑ軸の電流制御演算部１１０ｂに入力される。ここでは、（数３）に従い、電流指令値Ｉd*、Ｉq*に、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcが追従するように、比例・積分演算を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を出力する。
【００４５】
【数３】
一方、位相制御では、レゾルバ、エンコーダ、磁極位置検出器などの図１の位置検出器１０５において、モータの位置θを検出し、位置検出値θdcを得る。座標変換部１０６，１１１では、この位置検出値θdcを用いて、（数４）や（数５）に示す座標変換を行う。
【００４６】
【数４】
【００４７】
【数５】
以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。
【００４８】
次に、本発明の特徴である誘起電圧係数設定部１０８，トルクリプル抑制演算部１０９を設けない場合の制御特性について述べる。
【００４９】
図１の制御装置において、永久磁石モータ１０１の誘起電圧波形ｅuv（ｕ相−ｖ相の線間電圧）が、磁石モータ１０１のトルク特性に及ぼす影響を図３，図４に示す。
【００５０】
図３は、正弦波状の誘起電圧を制御駆動した出力トルク特性である。
【００５１】
誘起電圧波形ｅuvと出力トルクτの関係を示している。
【００５２】
出力トルクτは指令値τ*１００％に一致しており、トルクリプルは無く安定に制御されている。
【００５３】
一方、図４は、誘起電圧波形（ｕ相−ｖ相の線間電圧）が矩形波状の特性である。
【００５４】
ここでは、各相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）の誘起電圧波形に５次調波成分が１０％含まれている例を示している。この場合、トルク指令値τ*１００％に対して、トルクリプルΔτは６次調波成分で２０％も発生している様子がわかる。
【００５５】
ここからは、本発明の特徴となる誘起電圧係数設定部１０８、トルクリプル抑制演算部１０９についての構成について説明を行う。
【００５６】
図５を用いて、誘起電圧設定部１０８の構成を説明する。
【００５７】
誘起電圧設定部１０８では、位置検出値θdcが参照テーブル８ａに入力されて、位置検出値θdcに応じた誘起電圧係数の情報信号
が出力される。
【００５８】
図６に、この時の「位置検出信号θdcと誘起電圧係数の情報信号との関係」を示す。
【００５９】
位置検出信号θdcが変化すると、参照テーブルでは、３段目に図示している誘起電圧係数の情報信号
を出力する。
【００６０】
２段目に示す誘起電圧波形ｅuvは、参考のために載せている。
【００６１】
ここで、誘起電圧係数の情報信号は、固定座標系の３相交流の誘起電圧係数Ｋe（誘起電圧値をモータの電気角速度ωで除算した値）を、回転座標系のｄ軸の成分値Ｋedおよびｑ軸の成分値Ｋeqに分解したものである。
【００６２】
ここに、
である。
【００６３】
同様に、図７を用いて、トルクリプル抑制演算部１０９の構成を説明する。
【００６４】
トルクリプル抑制演算部１０９に入力された信号
とｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*を用いて、（数６）に基づき、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*が演算される。
【００６５】
【数６】
（数６）において、ｎは無限大が理想的ではあるが、実際は、ｎ＝２，３程度でも十分な効果を得ることができる。
【００６６】
また、ｄ軸の電流指令値Ｉd*の大きさを調整することにより、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、所定の関係で任意に制御することが可能となる。
【００６７】
ここからは、本発明の特徴となるトルクリプル抑制演算部１０９についての原理説明を行う。
【００６８】
ｄ軸およびｑ軸上の出力トルク式は（数２）になる。
【００６９】
また、ｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数Ｋed、Ｋeqは、（数７）の様に示すことができる。
【００７０】
【数７】
ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqにおいて、脈動成分をΔＩd，ΔＩq、直流成分を
とすると、
【００７１】
【数８】
（数７），（数８）を、出力トルク式である（数２）式に代入すると、
【００７２】
【数９】
ここで、磁石モータ１の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を正弦波状に制御した場合を考えると、Ｉq＝Ｉd*（ΔＩd＝０），Ｉq＝Ｉq*（ΔＩq＝０）で、理想的な電流制御が行えれば、
【００７３】
【数１０】
また、脈動成分ΔＫed，ΔＫeqを（数１１）のように定義する。
【００７４】
【数１１】
（数１１）を、（数１０）に代入して、（数１２）を得る。
【００７５】
【数１２】
図８に、このときのトルク制御特性を示す。
【００７６】
ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqは一定値であるが、ΔＫed，ΔＫeqが原因で、６次調波成分のトルク脈動が２０％弱発生していることがわかる。
【００７７】
トルクリプル抑制演算部１０９において、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を（数１３）に示す様に演算する。
【００７８】
【数１３】
ここに、ｎは１以上の整数である。
【００７９】
ここでは、一例として、３次の項までを考慮してみると、（数１４）を得る。
【００８０】
【数１４】
（数１４）を、数（９）のΔＩqに代入して、電流制御演算部１０の作用により、
と制御することで、出力トルクτmは数（１５）となる。
【００８１】
【数１５】
ここで、（数１５）を近似すると、（数１６）を得る。
【００８２】
【数１６】
また、（数１１）において、３相交流の誘起電圧波形に含まれる７次高調波成分が略零の場合は、
となる。そこで、式を整理すると（数１７）を得る。
【００８３】
【数１７】
つまり、ｄ軸の電流Ｉdの大きさを任意に設定することにより「１２次調波の脈動トルク成分の波高値（ｐ−ｐ）の１／２の大きさ」の分だけ（数１９）に示す「直流トルク成分」を増加することができる。
【００８４】
【数１８】
【００８５】
【数１９】
（数２０）の関係でｄ軸の電流Ｉdを設定すれば、（数１９）の直流トルク成分
を増加することができる。
【００８６】
【数２０】
このトルクリプル抑制補償を行った場合の特性を図９に示す。
【００８７】
本抑制補償により、図８の特性（抑制補償なし）と比べて、６次調波成分を大幅に低減し、１２次調波成分の脈動トルク成分Δτの１／２の大きさの分だけ「直流トルク成分」を増加することができる。
【００８８】
つまり、ｄ軸の電流Ｉdの大きさを変更することにより、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、任意に制御することができる。
【００８９】
＜第２の実施例＞
図１０は、本発明の他の実施例を示す。
【００９０】
第１の実施例では、回転座標系のｄ軸およびｑ軸上で電流制御演算を行ったが、本実施例では、固定座標系の３相交流（ｕ，ｖ，ｗ）での電流制御演算を行っている。
【００９１】
図において、特に言及しない限りは、個々の構成要素は、図１のものと同一物である。
【００９２】
座標変換部１１１ａには、トルクリプル演算部１０９の出力であるｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*と電流指令変換部１０７の出力であるｑ軸の電流指令値Ｉq0*との加算値であるＩq*とｄ軸の電流指令値Ｉd*が入力され、（数２１）に示す演算により、相交流の電流指令値（ｉu*，ｉv*，ｉw*）が出力される。
【００９３】
【数２１】
電流制御演算部１０ａには、３相交流の電流指令値（ｉu*，ｉv*，ｉw*）と３相交流の電流検出値（ｉuc，ｉvc，ｉwc）が入力され、（数２２）に示す演算により、３相交流の電圧指令値（ｖu*，ｖv*，ｖw*）が出力される。
【００９４】
【数２２】
このような３相交流の電流制御演算を行った場合でも、インバータの出力電圧を制御することで、Ｎ次調波成分のトルクリプルを抑制することができる。
【００９５】
本実施例では、ｑ軸の電流指令値Ｉq0*とｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を加算した後に３相交流への座標変換を行っているが、（数２３）に示す演算により、脈動の電流指令値ΔＩq*を３相交流へ座標変換し、脈動の交流電流指令値（Δｉu*，Δｉv*，Δｉw*）を求めて、
【００９６】
【数２３】
（数２３）に示す３相交流の脈動電流指令値（Δｉu*，Δｉv*，Δｉw*）と、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*から３相交流へ座標変換した３相交流の電流指令値（ｉu0*，ｉv0*，ｉw0*）を加算する方法を取ってもよい。
【００９７】
【数２４】
＜第３の実施例＞
図１１は、本発明の他の実施例を示す。
【００９８】
第１の実施例では、トルクリプル推定演算部１１３に、数式演算を用いた方式を採用したが、本実施例では、フィードバック補償によりトルクリプル抑制演算を行っている。
【００９９】
図において、特に言及しない限りは、個々の構成要素は、図１のものと同一物である。
【０１００】
次に本発明の特徴である、モータトルク推定演算部１１２，トルクリプル抑制演算部１１３について説明する。
【０１０１】
モータトルク推定演算部１１２には、電流制御演算部１１０の出力値であるＶdc*，Ｖqc*と座標変換部１０６の出力値であるＩdc，Ｉqcが入力され、磁石モータ１０１のトルク推定値τ^を出力する。
【０１０２】
トルクリプル抑制演算部１１３には、トルク指令値τ*とモータトルク推定演算部１１２の出力値であるτ^が入力され、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を出力する。
【０１０３】
ここで、図１２を用いて、モータトルク推定演算部１１２の構成を説明する。
【０１０４】
モータトルク推定演算部１１２では、磁石モータ１０１の有効電力Ｐ（Ｖdc*・Ｉdc＋Ｖqc*・Ｉqc）を用いて、（数２５）により、磁石モータ１０１のトルク推定値τ^を演算する。
【０１０５】
【数２５】
ここで、モータの角速度演算値ωは、位置検出値θdcを用いて、（数２６）に示す微分演算により求めている。
【０１０６】
【数２６】
次に、図１３を用いて、トルクリプル抑制演算部１１３の構成を説明する。
【０１０７】
トルクリプル抑制演算部１１３には、余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３に、位置検出値θdcと定数Ｎの１３１が入力される。
【０１０８】
余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号（cos［Ｎθdc］，sin［Ｎθdc］）は、トルク指令値τ*とトルク推定値τ^の偏差であるΔτripが乗算され、比例ゲインである定数Ｋd１３４，１３５が乗じられる。前記の余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号は再び、定数Ｋd１３４，１３５の出力信号が乗じられ、それらの乗算結果を加算して、２倍した値をｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*として出力する。
【０１０９】
ここで、本発明の特徴であるトルクリプル抑制演算部１１３についての原理説明を行う。
【０１１０】
トルクリプル抑制演算部１１３では、余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３において、位置検出値θdcとトルクリプルの脈動周波数次数Ｎ（電気周波数の一周期分に含まる１番大きな高調波成分の次数）が入力され、それらの乗算値（Ｎθdc）の余弦信号と正弦信号が演算される。
【０１１１】
さらに、トルク指令値τ*とトルク推定値τ^の偏差であるΔτrip（τ*−τ^）を演算する。
【０１１２】
トルクリプル成分Δτ^ripを、（数２７）と定義すると、
【０１１３】
【数２７】
【０１１４】
余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号のそれぞれに、Δτ^ripを乗じた演算結果を、Δτ^a1，Δτ^b1とすると、
【０１１５】
【数２８】
信号Δτ^a1，Δτ^b1に、１３４，１３５の比例ゲインＫを乗じる。
【０１１６】
（数２８）の演算を行った結果を、Δτ^a2，Δτ^b2とすると、
【０１１７】
【数２９】
次に、信号Δτ^a2，Δτ^b2を用いて、（数３０）により、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を演算する。
【０１１８】
【数３０】
この演算値ΔＩq*をｑ軸の電流指令値Ｉq*に加算してインバータの出力電圧を制御することで、Ｎ次高調波成分のトルクリプルを抑制することができる。
【０１１９】
図１４に、本発明（Ｎ＝６を設定）を用いた場合の制御特性を示す。
【０１２０】
図９の特性と遜色ない制御特性となっていることがわかる。
【０１２１】
本実施例では、信号Δτ^ripと余弦および正弦信号発生部１３２，１３３との乗算値を直接、比例ゲインである定数１３４，１３５に乗じているが、定数１３４、１３５を乗じる以前にノイズ成分を除去するローパスフィルタを挿入してもよい。
【０１２２】
また、比例ゲインである定数１３４，１３５（比例演算）の代わりに、積分演算を行ってもよい。
【０１２３】
さらに、トルクリプル抑制演算部１０９を複数個用意してよい。複数個用意することで、より高精度なトルク制御が可能となる。
【０１２４】
＜第４の実施例＞
図１５は、本発明の他の実施例を示す。
【０１２５】
本実施例は、実施例１を電動パワーステアリング装置に適用したものである。
【０１２６】
特に言及しない限りは、個々の構成要素は実施例１と同様であり説明を省略する。
【０１２７】
この電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイール１０１，ステアリングシャフト１０２，トルクセンサ１０３，磁石モータ１とステアリングシャフト１０２を接続する減速機構１０４、実施例１から実施例３までの、電力変換器１０２，座標変換部１０６〜座標変換部１１を含むＥＣＵ，ラックピニオン機構１０６，タイロッドなどの連結機構１０７，転舵輪１０８を備えている。
【０１２８】
ＥＣＵ１０５は、トルクセンサ１０３より得られたトルク指令値と出力トルクを一致させるように、３相の電圧指令値を制御する。磁石モータ１０１は、減速機構１０４を介して、ステアリングシャフト１０２にアシスト力が作用し、運転者による転舵をアシストするものである。
【０１２９】
また、実施例１から実施例３のように、安価な誘起電圧が歪んでいる磁石モータを電動パワーステアリング装置に用いた場合でも、高精度なトルク制御を実現することが可能である。
【０１３０】
本制御を適用すると、モータの低速領域では、トルクリプルの「リプル成分」抑制に、高速領域では「直流成分」確保に重点を置く設定にすることが可能となる。
【０１３１】
本発明を用いることにより、運転者がステアリングホイール１０１をゆっくり転舵した場合には、滑らかな操舵フィーリングを得ることができる。
【０１３２】
また、磁石モータが高速領域においては、「直流トルク成分」を確保することにより、磁石モータを高出力化することができ、モータを小型化することが可能となる。
【０１３３】
尚、ここまでは、第１から第４の実施例において、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を作成し、ベクトル制御を行ったが、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、電圧補正値ΔＶd，ΔＶqを作成し、この電圧補正値と、電流指令値Ｉd*，Ｉq*，速度演算値ω，磁石モータ１の定数を用いて、（数３１）に従い電圧指令値Ｖdc*′，Ｖqc*′を演算するベクトル制御方式にも適用することはできる。
【０１３４】
【数３１】
また、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、第２の電流指令値Ｉd**，Ｉq**を作成し、この第２の電流指令値を用いてベクトル制御演算方式にも用いることができる。
【０１３５】
【数３２】
さらに、（数３１），（数３２）において、誘起電圧係数Ｋe*の代わりに、（数３３），（数３４）のような演算を行うと、電流制御演算部の負担を減らすことができ、電流指令値への追従性が良くなることは明らかである。
【０１３６】
【数３３】
また、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、第２の電流指令値Ｉd**，Ｉq**を作成し、この第２の電流指令値を用いてベクトル制御演算方式にも用いることができる。
【０１３７】
【数３４】
第１から第４の実施例では、電流検出器４で直接検出した交流電流ｉu〜ｉwを適用したが、電力変換器２の過電流検出用に取り付けているワンシャント抵抗に流れる直流電流から、ｉu^〜ｉw^を再現して適用することもできる。
【０１３８】
さらに、第１から第４の実施例では、磁石モータ１の位置情報を検出できるエンコーダ，レゾルバ，磁極位置センサなどで検出した位置θdcを使用したが、位置センサレス方式にも適用することはできる。
【０１３９】
電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcおよびモータ定数に基づいて、位相指令値とモータ位相値の偏差である位相誤差Δθcを（数３５）により演算し、
【０１４０】
【数３５】
この信号Δθcを「ゼロ」にするように、周波数推定値ω´を制御する。
【０１４１】
このような位置センサレス制御方式にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
本発明の永久磁石モータの制御装置は、産業用の一般的な永久磁石モータに適用することが可能である。
【符号の説明】
【０１４３】
１０１ 磁石モータ
１０２ 電力変換器
１０３ 直流電源
１０４ 電流検出器
１０５ 位置検出器
１０６ 座標変換部
１０７ 電流指令変換部
１０８ 誘起電圧係数設定部
１０９，１１３ トルクリプル抑制演算部
１１０ 電流制御演算部
１１０ａ 電流制御演算部
１１１ 座標変換部
１１１ａ 座標変換部
１１２ モータトルク推定演算部
Ｉd* ｄ軸の電流指令値
Ｉq0*，Ｉq* ｑ軸の電流指令値
Ｉdc ｄ軸の電流検出値
Ｉqc ｑ軸の電流検出値
ΔＩq* ｑ軸の脈動電流指令値
Ｖdc* ｄ軸の電圧指令値
Ｖqc* ｑ軸の電圧指令値
Ｋed ｄ軸の誘起電圧係数
Ｋeq ｑ軸の誘起電圧係数
【技術分野】
【０００１】
本発明は永久磁石モータのトルク制御装置に係り、リラクタンストルクが存在し、誘起電圧波形に誘起電圧歪みがある場合のトルクリプルを抑制し、高精度なトルク制御を実現する永久磁石モータの制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
磁石モータの誘起電圧波形が矩形波（誘起電圧歪み）である場合のトルクリプル抑制方法としては、〔特許文献１〕公報記載のように、
３相の誘起電圧波形を、ｄ軸の電圧ｅd、ｑ軸の電圧ｅqに変換し、ｑ軸の電流指令値Ｉqrefを（数１）に基づいて（トルクリプルをキャンセルする）演算する。
【０００３】
【数１】
ここに、Ｔref：トルク指令値、ωm：モータの機械角速度である。
【０００４】
つまり、磁石モータの誘起電圧波形が矩形波であっても、出力トルクを一定とする様に、脈動波形を含んだｑ軸の電流指令値Ｉqrefを演算している。
【０００５】
この電流指令値に従いベクトル制御を行えば、トルクリプルを抑制することができる。
【０００６】
（数２）に、磁石モータの出力トルク式を示す。
【０００７】
【数２】
〔特許文献１〕に記載の方式は、「誘起電圧係数Ｋed，Ｋeq」が歪んだ非突極型（Ｌd＝Ｌq）のリラクタンストルクの無い磁石モータに対応する技術であり、突極型（Ｌd＜Ｌq）の磁石モータにそのまま適用することはできない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００４−２０１４８７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
〔特許文献１〕の公報記載の方法は、誘起電圧波形が矩形波である場合に発生するトルクリプル成分をキャンセルする制御を行っている。出力トルクは、（数２）における（Ｋed・Ｉq−Ｋeq・Ｉd）成分を零に制御する方式であり、（Ｌd−Ｌq）Ｉd・Ｉq成分がある場合を考慮していない。
【００１０】
これに対して、本発明の目的は、突極型（Ｌd＜Ｌq）の磁石モータにおけるトルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、所定の関係で任意に制御できる磁石モータの制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧係数とインダクタンスの情報を用いて正弦波状の重畳信号を演算し、前記重畳信号を電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１２】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータのｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分とｄ軸およびｑ軸のインダクタンスおよびｄ軸およびｑ軸の電流指令値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を前記ｑ軸の電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１３】
また、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記正弦波状の重畳信号の演算は、回転座標系のｄ軸あるいはｑ軸の少なくとも一方の誘起電圧係数の脈動成分と他方軸の電流指令値とｄ軸の誘起電圧係数の平均値とｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値とｄ軸の電流指令値を用いて行うことを特徴とするものである。
【００１４】
また、本発明は永久磁石モータの制御装置において、ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号は、下記の演算式により、任意のｎを設定して行うことを特徴とするものである。
【００１５】
更に、本発明は１つの永久磁石モータの制御装置において、脈動成分はモータ位置により変化する信号であることを特徴とするものである。
【００１６】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの固定子座標系の誘起電圧係数とインダクタンス値の情報を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を固定子座標系の３相の電流指令値に加算して、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータの直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を制御することを特徴とするものである。
【００１７】
また、上記課題を達成するために、本発明は永久磁石モータの制御装置において、永久磁石モータを駆動する電力変換器と、該電力変換器の出力を制御し、前記永久磁石モータを駆動する前記電力変換器の電圧，電流情報を用いて、永久磁石モータの出力トルクを推定し、上位から与えられるトルク指令値との偏差信号を用いて演算した正弦波状の重畳信号を、ｑ軸の電流指令値に加算し、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、前記永久磁石モータ直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とするものである。
【００１８】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの出力トルク推定方法は、前記電力変換器の有効電力情報から、銅損成分と過渡成分を減算することを特徴とするものである。
【００１９】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石モータの出力トルク推定は、下記の演算式により行うことを特徴とするものである。
【００２０】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、ｑ軸の電流指令値に加算する正弦波状の重畳信号の演算は、前記永久磁石モータの推定した出力トルクと、上位から与えるトルク指令値とのトルク偏差を演算して、位置検出値の電気角一周期間の「トルク推定値に含まれる１番大きな各周波数成分を用いて、正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、その演算値に、再び余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、再び正弦（sin）信号を乗算した演算結果との、加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とするものである。
【００２１】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、トルク推定値に含まれる複数個の角周波数成分を設定し、複数個の正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、複数個の余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、各々の演算値に、再び複数個の余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、複数個の正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、再び複数の正弦（sin）信号を乗算したそれぞれの演算結果との加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とするものである。
【００２２】
更に、本発明は永久磁石モータの制御装置において、トルクリプルの抑制方法として、前述に記載されたいずれか１つのトルクリプルの抑制方法を用いて行うことを特徴とするものである。
【００２３】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置の特徴を有する電動パワーステアリング制御装置。
【００２４】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置において、トルクリプルの脈動周波数は、１２次調波成分で、トルクリプルの１／２の大きさの直流トルク分が増加することを特徴とするものである。
【００２５】
更に、本発明は前述の永久磁石モータの制御装置において、ｄ軸の電流値の大きさを任意に設定することにより、「１２次調波成分の脈動トルク成分」と「トルク指令値よりも増加する直流トルク成分」は、下記式のような関係にあることを特徴とするものである。
【００２６】
【発明の効果】
【００２７】
本発明は永久磁石モータの制御装置において、リラクタンストルクが存在する磁石モータのトルクリプルを抑制する。また、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを所定の関係で任意に制御することが可能で、高精度なトルク制御特性を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石モータの制御装置の構成図。
【図２】電流制御演算部の構成図。
【図３】磁石モータの誘起電圧波形が正弦波の場合のトルク特性。
【図４】磁石モータの誘起電圧波形が歪んでいる場合のトルク特性。
【図５】本発明の特徴である誘起電圧係数設定部の構成図。
【図６】位置信号と誘起電圧係数の情報信号との関係図。
【図７】本発明の特徴であるトルクリプル抑制制御演算部の構成図。
【図８】誘起電圧波形が歪んでいる磁石モータを正弦波駆動した場合のトルク制御特性。
【図９】本発明を用いた場合のトルク制御特性。
【図１０】本発明の他の実施例。
【図１１】本発明の他の実施例。
【図１２】本発明の特徴であるモータトルク推定演算部の構成図。
【図１３】本発明のトルクリプル抑制演算部の構成図。
【図１４】本発明を用いた場合のトルク制御特性。
【図１５】本発明を電動パワーステアリングに適用した一実施例。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する。
【００３０】
＜第１の実施例＞
図１は、本発明の一実施例である永久磁石モータの制御装置の構成例を示す。
【００３１】
磁石モータ１０１は、永久磁石の磁束による磁束トルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるリラクタンストルク成分を合成したトルクを出力する。
【００３２】
電力変換器１０２は、３相交流の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*に比例した電圧を出力し、磁石モータ１０１の出力電圧と回転数を可変する。
【００３３】
直流電源１０３は、電力変換器１０２に直流電圧を供給する。
【００３４】
電流検出部１０４は、磁石モータ１０１に流れる３相の交流電流ｉu，ｉv，ｉwを検出し、電流検出値ｉuc，ｉvc，ｉwcを出力する。
【００３５】
位置検出器１０５は、モータの位置θを検出できるレゾルバやエンコーダであり、位置検出値θdcを出力する。
【００３６】
座標変換部１０６は、前記３相の交流電流の検出値ｉuc，ｉvc，ｉwcと位置検出値θdcを用いて、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcを演算し出力する。
【００３７】
電流指令変換部１０７は、トルク指令値τ*から、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*を演算し出力する。
【００３８】
誘起電圧係数設定１０８は、位置検出値θdcを入力して、誘起電圧係数の情報信号
を出力する。
【００３９】
トルクリプル抑制演算部１０９は、演算式に基づいて、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を出力する。
【００４０】
電流制御演算部１１０は、電流指令変換部１０７の出力であるｄ軸およびｑ軸の電流指令値（Ｉd*，Ｉq0*）に、トルクリプル抑制演算部１０９の電流補正指令値ΔＩq*を加算した新しい電流指令値（Ｉd*，Ｉq*）に、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcが追従するように比例・積分演算を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を出力する。
【００４１】
座標変換部１１１は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*と位置検出値θdcを用いて、３相交流の電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*を出力する。
【００４２】
最初に、ベクトル制御方式の電圧制御と位相制御の基本動作について説明する。
【００４３】
電圧制御の基本動作については、図２に電流制御演算部の構成を示す。
【００４４】
図２において、ｄ軸の電流指令値Ｉd*と電流検出値Ｉdcは、ｄ軸の電流制御演算部１１０ａに、ｑ軸の電流指令値Ｉq*と電流検出値Ｉqcは、ｑ軸の電流制御演算部１１０ｂに入力される。ここでは、（数３）に従い、電流指令値Ｉd*、Ｉq*に、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉdc，Ｉqcが追従するように、比例・積分演算を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を出力する。
【００４５】
【数３】
一方、位相制御では、レゾルバ、エンコーダ、磁極位置検出器などの図１の位置検出器１０５において、モータの位置θを検出し、位置検出値θdcを得る。座標変換部１０６，１１１では、この位置検出値θdcを用いて、（数４）や（数５）に示す座標変換を行う。
【００４６】
【数４】
【００４７】
【数５】
以上が、電圧制御と位相制御の基本動作である。
【００４８】
次に、本発明の特徴である誘起電圧係数設定部１０８，トルクリプル抑制演算部１０９を設けない場合の制御特性について述べる。
【００４９】
図１の制御装置において、永久磁石モータ１０１の誘起電圧波形ｅuv（ｕ相−ｖ相の線間電圧）が、磁石モータ１０１のトルク特性に及ぼす影響を図３，図４に示す。
【００５０】
図３は、正弦波状の誘起電圧を制御駆動した出力トルク特性である。
【００５１】
誘起電圧波形ｅuvと出力トルクτの関係を示している。
【００５２】
出力トルクτは指令値τ*１００％に一致しており、トルクリプルは無く安定に制御されている。
【００５３】
一方、図４は、誘起電圧波形（ｕ相−ｖ相の線間電圧）が矩形波状の特性である。
【００５４】
ここでは、各相（ｕ相，ｖ相，ｗ相）の誘起電圧波形に５次調波成分が１０％含まれている例を示している。この場合、トルク指令値τ*１００％に対して、トルクリプルΔτは６次調波成分で２０％も発生している様子がわかる。
【００５５】
ここからは、本発明の特徴となる誘起電圧係数設定部１０８、トルクリプル抑制演算部１０９についての構成について説明を行う。
【００５６】
図５を用いて、誘起電圧設定部１０８の構成を説明する。
【００５７】
誘起電圧設定部１０８では、位置検出値θdcが参照テーブル８ａに入力されて、位置検出値θdcに応じた誘起電圧係数の情報信号
が出力される。
【００５８】
図６に、この時の「位置検出信号θdcと誘起電圧係数の情報信号との関係」を示す。
【００５９】
位置検出信号θdcが変化すると、参照テーブルでは、３段目に図示している誘起電圧係数の情報信号
を出力する。
【００６０】
２段目に示す誘起電圧波形ｅuvは、参考のために載せている。
【００６１】
ここで、誘起電圧係数の情報信号は、固定座標系の３相交流の誘起電圧係数Ｋe（誘起電圧値をモータの電気角速度ωで除算した値）を、回転座標系のｄ軸の成分値Ｋedおよびｑ軸の成分値Ｋeqに分解したものである。
【００６２】
ここに、
である。
【００６３】
同様に、図７を用いて、トルクリプル抑制演算部１０９の構成を説明する。
【００６４】
トルクリプル抑制演算部１０９に入力された信号
とｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*を用いて、（数６）に基づき、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*が演算される。
【００６５】
【数６】
（数６）において、ｎは無限大が理想的ではあるが、実際は、ｎ＝２，３程度でも十分な効果を得ることができる。
【００６６】
また、ｄ軸の電流指令値Ｉd*の大きさを調整することにより、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、所定の関係で任意に制御することが可能となる。
【００６７】
ここからは、本発明の特徴となるトルクリプル抑制演算部１０９についての原理説明を行う。
【００６８】
ｄ軸およびｑ軸上の出力トルク式は（数２）になる。
【００６９】
また、ｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数Ｋed、Ｋeqは、（数７）の様に示すことができる。
【００７０】
【数７】
ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqにおいて、脈動成分をΔＩd，ΔＩq、直流成分を
とすると、
【００７１】
【数８】
（数７），（数８）を、出力トルク式である（数２）式に代入すると、
【００７２】
【数９】
ここで、磁石モータ１の交流電流（ｉu，ｉv，ｉw）を正弦波状に制御した場合を考えると、Ｉq＝Ｉd*（ΔＩd＝０），Ｉq＝Ｉq*（ΔＩq＝０）で、理想的な電流制御が行えれば、
【００７３】
【数１０】
また、脈動成分ΔＫed，ΔＫeqを（数１１）のように定義する。
【００７４】
【数１１】
（数１１）を、（数１０）に代入して、（数１２）を得る。
【００７５】
【数１２】
図８に、このときのトルク制御特性を示す。
【００７６】
ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqは一定値であるが、ΔＫed，ΔＫeqが原因で、６次調波成分のトルク脈動が２０％弱発生していることがわかる。
【００７７】
トルクリプル抑制演算部１０９において、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を（数１３）に示す様に演算する。
【００７８】
【数１３】
ここに、ｎは１以上の整数である。
【００７９】
ここでは、一例として、３次の項までを考慮してみると、（数１４）を得る。
【００８０】
【数１４】
（数１４）を、数（９）のΔＩqに代入して、電流制御演算部１０の作用により、
と制御することで、出力トルクτmは数（１５）となる。
【００８１】
【数１５】
ここで、（数１５）を近似すると、（数１６）を得る。
【００８２】
【数１６】
また、（数１１）において、３相交流の誘起電圧波形に含まれる７次高調波成分が略零の場合は、
となる。そこで、式を整理すると（数１７）を得る。
【００８３】
【数１７】
つまり、ｄ軸の電流Ｉdの大きさを任意に設定することにより「１２次調波の脈動トルク成分の波高値（ｐ−ｐ）の１／２の大きさ」の分だけ（数１９）に示す「直流トルク成分」を増加することができる。
【００８４】
【数１８】
【００８５】
【数１９】
（数２０）の関係でｄ軸の電流Ｉdを設定すれば、（数１９）の直流トルク成分
を増加することができる。
【００８６】
【数２０】
このトルクリプル抑制補償を行った場合の特性を図９に示す。
【００８７】
本抑制補償により、図８の特性（抑制補償なし）と比べて、６次調波成分を大幅に低減し、１２次調波成分の脈動トルク成分Δτの１／２の大きさの分だけ「直流トルク成分」を増加することができる。
【００８８】
つまり、ｄ軸の電流Ｉdの大きさを変更することにより、トルクリプルの「リプル成分」と「直流成分」とを、任意に制御することができる。
【００８９】
＜第２の実施例＞
図１０は、本発明の他の実施例を示す。
【００９０】
第１の実施例では、回転座標系のｄ軸およびｑ軸上で電流制御演算を行ったが、本実施例では、固定座標系の３相交流（ｕ，ｖ，ｗ）での電流制御演算を行っている。
【００９１】
図において、特に言及しない限りは、個々の構成要素は、図１のものと同一物である。
【００９２】
座標変換部１１１ａには、トルクリプル演算部１０９の出力であるｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*と電流指令変換部１０７の出力であるｑ軸の電流指令値Ｉq0*との加算値であるＩq*とｄ軸の電流指令値Ｉd*が入力され、（数２１）に示す演算により、相交流の電流指令値（ｉu*，ｉv*，ｉw*）が出力される。
【００９３】
【数２１】
電流制御演算部１０ａには、３相交流の電流指令値（ｉu*，ｉv*，ｉw*）と３相交流の電流検出値（ｉuc，ｉvc，ｉwc）が入力され、（数２２）に示す演算により、３相交流の電圧指令値（ｖu*，ｖv*，ｖw*）が出力される。
【００９４】
【数２２】
このような３相交流の電流制御演算を行った場合でも、インバータの出力電圧を制御することで、Ｎ次調波成分のトルクリプルを抑制することができる。
【００９５】
本実施例では、ｑ軸の電流指令値Ｉq0*とｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を加算した後に３相交流への座標変換を行っているが、（数２３）に示す演算により、脈動の電流指令値ΔＩq*を３相交流へ座標変換し、脈動の交流電流指令値（Δｉu*，Δｉv*，Δｉw*）を求めて、
【００９６】
【数２３】
（数２３）に示す３相交流の脈動電流指令値（Δｉu*，Δｉv*，Δｉw*）と、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉd*，Ｉq0*から３相交流へ座標変換した３相交流の電流指令値（ｉu0*，ｉv0*，ｉw0*）を加算する方法を取ってもよい。
【００９７】
【数２４】
＜第３の実施例＞
図１１は、本発明の他の実施例を示す。
【００９８】
第１の実施例では、トルクリプル推定演算部１１３に、数式演算を用いた方式を採用したが、本実施例では、フィードバック補償によりトルクリプル抑制演算を行っている。
【００９９】
図において、特に言及しない限りは、個々の構成要素は、図１のものと同一物である。
【０１００】
次に本発明の特徴である、モータトルク推定演算部１１２，トルクリプル抑制演算部１１３について説明する。
【０１０１】
モータトルク推定演算部１１２には、電流制御演算部１１０の出力値であるＶdc*，Ｖqc*と座標変換部１０６の出力値であるＩdc，Ｉqcが入力され、磁石モータ１０１のトルク推定値τ^を出力する。
【０１０２】
トルクリプル抑制演算部１１３には、トルク指令値τ*とモータトルク推定演算部１１２の出力値であるτ^が入力され、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を出力する。
【０１０３】
ここで、図１２を用いて、モータトルク推定演算部１１２の構成を説明する。
【０１０４】
モータトルク推定演算部１１２では、磁石モータ１０１の有効電力Ｐ（Ｖdc*・Ｉdc＋Ｖqc*・Ｉqc）を用いて、（数２５）により、磁石モータ１０１のトルク推定値τ^を演算する。
【０１０５】
【数２５】
ここで、モータの角速度演算値ωは、位置検出値θdcを用いて、（数２６）に示す微分演算により求めている。
【０１０６】
【数２６】
次に、図１３を用いて、トルクリプル抑制演算部１１３の構成を説明する。
【０１０７】
トルクリプル抑制演算部１１３には、余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３に、位置検出値θdcと定数Ｎの１３１が入力される。
【０１０８】
余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号（cos［Ｎθdc］，sin［Ｎθdc］）は、トルク指令値τ*とトルク推定値τ^の偏差であるΔτripが乗算され、比例ゲインである定数Ｋd１３４，１３５が乗じられる。前記の余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号は再び、定数Ｋd１３４，１３５の出力信号が乗じられ、それらの乗算結果を加算して、２倍した値をｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*として出力する。
【０１０９】
ここで、本発明の特徴であるトルクリプル抑制演算部１１３についての原理説明を行う。
【０１１０】
トルクリプル抑制演算部１１３では、余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３において、位置検出値θdcとトルクリプルの脈動周波数次数Ｎ（電気周波数の一周期分に含まる１番大きな高調波成分の次数）が入力され、それらの乗算値（Ｎθdc）の余弦信号と正弦信号が演算される。
【０１１１】
さらに、トルク指令値τ*とトルク推定値τ^の偏差であるΔτrip（τ*−τ^）を演算する。
【０１１２】
トルクリプル成分Δτ^ripを、（数２７）と定義すると、
【０１１３】
【数２７】
【０１１４】
余弦信号発生部１３２と正弦信号発生部１３３の出力信号のそれぞれに、Δτ^ripを乗じた演算結果を、Δτ^a1，Δτ^b1とすると、
【０１１５】
【数２８】
信号Δτ^a1，Δτ^b1に、１３４，１３５の比例ゲインＫを乗じる。
【０１１６】
（数２８）の演算を行った結果を、Δτ^a2，Δτ^b2とすると、
【０１１７】
【数２９】
次に、信号Δτ^a2，Δτ^b2を用いて、（数３０）により、ｑ軸の脈動電流指令値ΔＩq*を演算する。
【０１１８】
【数３０】
この演算値ΔＩq*をｑ軸の電流指令値Ｉq*に加算してインバータの出力電圧を制御することで、Ｎ次高調波成分のトルクリプルを抑制することができる。
【０１１９】
図１４に、本発明（Ｎ＝６を設定）を用いた場合の制御特性を示す。
【０１２０】
図９の特性と遜色ない制御特性となっていることがわかる。
【０１２１】
本実施例では、信号Δτ^ripと余弦および正弦信号発生部１３２，１３３との乗算値を直接、比例ゲインである定数１３４，１３５に乗じているが、定数１３４、１３５を乗じる以前にノイズ成分を除去するローパスフィルタを挿入してもよい。
【０１２２】
また、比例ゲインである定数１３４，１３５（比例演算）の代わりに、積分演算を行ってもよい。
【０１２３】
さらに、トルクリプル抑制演算部１０９を複数個用意してよい。複数個用意することで、より高精度なトルク制御が可能となる。
【０１２４】
＜第４の実施例＞
図１５は、本発明の他の実施例を示す。
【０１２５】
本実施例は、実施例１を電動パワーステアリング装置に適用したものである。
【０１２６】
特に言及しない限りは、個々の構成要素は実施例１と同様であり説明を省略する。
【０１２７】
この電動パワーステアリング装置は、ステアリングホイール１０１，ステアリングシャフト１０２，トルクセンサ１０３，磁石モータ１とステアリングシャフト１０２を接続する減速機構１０４、実施例１から実施例３までの、電力変換器１０２，座標変換部１０６〜座標変換部１１を含むＥＣＵ，ラックピニオン機構１０６，タイロッドなどの連結機構１０７，転舵輪１０８を備えている。
【０１２８】
ＥＣＵ１０５は、トルクセンサ１０３より得られたトルク指令値と出力トルクを一致させるように、３相の電圧指令値を制御する。磁石モータ１０１は、減速機構１０４を介して、ステアリングシャフト１０２にアシスト力が作用し、運転者による転舵をアシストするものである。
【０１２９】
また、実施例１から実施例３のように、安価な誘起電圧が歪んでいる磁石モータを電動パワーステアリング装置に用いた場合でも、高精度なトルク制御を実現することが可能である。
【０１３０】
本制御を適用すると、モータの低速領域では、トルクリプルの「リプル成分」抑制に、高速領域では「直流成分」確保に重点を置く設定にすることが可能となる。
【０１３１】
本発明を用いることにより、運転者がステアリングホイール１０１をゆっくり転舵した場合には、滑らかな操舵フィーリングを得ることができる。
【０１３２】
また、磁石モータが高速領域においては、「直流トルク成分」を確保することにより、磁石モータを高出力化することができ、モータを小型化することが可能となる。
【０１３３】
尚、ここまでは、第１から第４の実施例において、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*を作成し、ベクトル制御を行ったが、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、電圧補正値ΔＶd，ΔＶqを作成し、この電圧補正値と、電流指令値Ｉd*，Ｉq*，速度演算値ω，磁石モータ１の定数を用いて、（数３１）に従い電圧指令値Ｖdc*′，Ｖqc*′を演算するベクトル制御方式にも適用することはできる。
【０１３４】
【数３１】
また、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、第２の電流指令値Ｉd**，Ｉq**を作成し、この第２の電流指令値を用いてベクトル制御演算方式にも用いることができる。
【０１３５】
【数３２】
さらに、（数３１），（数３２）において、誘起電圧係数Ｋe*の代わりに、（数３３），（数３４）のような演算を行うと、電流制御演算部の負担を減らすことができ、電流指令値への追従性が良くなることは明らかである。
【０１３６】
【数３３】
また、電流指令値Ｉd*，Ｉq*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcから、第２の電流指令値Ｉd**，Ｉq**を作成し、この第２の電流指令値を用いてベクトル制御演算方式にも用いることができる。
【０１３７】
【数３４】
第１から第４の実施例では、電流検出器４で直接検出した交流電流ｉu〜ｉwを適用したが、電力変換器２の過電流検出用に取り付けているワンシャント抵抗に流れる直流電流から、ｉu^〜ｉw^を再現して適用することもできる。
【０１３８】
さらに、第１から第４の実施例では、磁石モータ１の位置情報を検出できるエンコーダ，レゾルバ，磁極位置センサなどで検出した位置θdcを使用したが、位置センサレス方式にも適用することはできる。
【０１３９】
電圧指令値Ｖdc*，Ｖqc*と電流検出値Ｉdc，Ｉqcおよびモータ定数に基づいて、位相指令値とモータ位相値の偏差である位相誤差Δθcを（数３５）により演算し、
【０１４０】
【数３５】
この信号Δθcを「ゼロ」にするように、周波数推定値ω´を制御する。
【０１４１】
このような位置センサレス制御方式にも適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【０１４２】
本発明の永久磁石モータの制御装置は、産業用の一般的な永久磁石モータに適用することが可能である。
【符号の説明】
【０１４３】
１０１ 磁石モータ
１０２ 電力変換器
１０３ 直流電源
１０４ 電流検出器
１０５ 位置検出器
１０６ 座標変換部
１０７ 電流指令変換部
１０８ 誘起電圧係数設定部
１０９，１１３ トルクリプル抑制演算部
１１０ 電流制御演算部
１１０ａ 電流制御演算部
１１１ 座標変換部
１１１ａ 座標変換部
１１２ モータトルク推定演算部
Ｉd* ｄ軸の電流指令値
Ｉq0*，Ｉq* ｑ軸の電流指令値
Ｉdc ｄ軸の電流検出値
Ｉqc ｑ軸の電流検出値
ΔＩq* ｑ軸の脈動電流指令値
Ｖdc* ｄ軸の電圧指令値
Ｖqc* ｑ軸の電圧指令値
Ｋed ｄ軸の誘起電圧係数
Ｋeq ｑ軸の誘起電圧係数
【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの誘起電圧係数とインダクタンスの情報を用いて正弦波状の重畳信号を演算し、
前記重畳信号を電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項２】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータのｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分とｄ軸およびｑ軸のインダクタンスおよびｄ軸およびｑ軸の電流指令値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を前記ｑ軸の電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項３】
請求項２の永久磁石モータの制御装置において、
前記正弦波状の重畳信号の演算は、回転座標系のｄ軸あるいはｑ軸の少なくとも一方の誘起電圧係数の脈動成分と他方軸の電流指令値とｄ軸の誘起電圧係数の平均値とｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値とｄ軸の電流指令値を用いて行うこと
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項４】
請求項２の永久磁石モータの制御装置において、
ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号は、
下記の演算式により、任意のｎを設定して行うことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項５】
請求項２から請求項４のうちの１つの請求項の永久磁石モータの制御装置において、
「脈動成分」はモータ位置により変化する信号であることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項６】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの固定子座標系の誘起電圧係数とインダクタンス値の情報を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、
該重畳信号を固定子座標系の３相の電流指令値に加算して、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項７】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータを駆動する前記電力変換器の電圧，電流情報を用いて、永久磁石モータの出力トルクを推定し、上位から与えられるトルク指令値との偏差信号を用いて演算した正弦波状の重畳信号を、ｑ軸の電流指令値に加算し、
前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータ直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を任意に制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項８】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの出力トルク推定方法は、前記電力変換器の有効電力情報から、銅損成分と過渡成分を減算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項９】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの出力トルク推定は、下記の演算式により行うこと
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１０】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
ｑ軸の電流指令値に加算する正弦波状の重畳信号の演算は、
前記永久磁石モータの推定した出力トルクと、上位から与えるトルク指令値とのトルク偏差を演算して、
位置検出値の電気角一周期間のトルク推定値に含まれる１番大きな各周波数成分を用いて、正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、その演算値に、再び余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、再び正弦（sin）信号を乗算した演算結果との、
加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１１】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
トルク推定値に含まれる複数個の角周波数成分を設定し、複数個の正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、複数個の余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、各々の演算値に、再び複数個の余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
複数個の正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、再び複数の正弦（sin）信号を乗算したそれぞれの演算結果との加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１２】
請求項１の永久磁石モータの制御装置において、
トルクリプルの抑制方法として、請求項２から請求項１１のいずれか１つのトルクリプルの抑制方法を用いて行うことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１３】
請求項１から請求項１１のいずれかに記載の永久磁石モータの制御装置を備えた電動パワーステアリング制御装置。
【請求項１４】
請求項１から請求項４のうちの１つの請求項、又は請求項６の永久磁石モータの制御装置において、
トルクリプルの脈動周波数は、１２次調波成分で、トルクリプルの１／２の大きさの直流トルク分が増加することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１５】
請求項１から請求項４のうちの１つの請求項、請求項６又は請求項７の永久磁石モータのベクトル制御装置において、
ｄ軸の電流値の大きさを任意に設定することにより、「１２次調波成分の脈動トルク成分」と「トルク指令値よりも増加する直流トルク成分」は、下記式のような関係にあることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの誘起電圧係数とインダクタンスの情報を用いて正弦波状の重畳信号を演算し、
前記重畳信号を電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項２】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータのｄ軸およびｑ軸の誘起電圧係数の脈動成分とｄ軸およびｑ軸のインダクタンスおよびｄ軸およびｑ軸の電流指令値を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、該重畳信号を前記ｑ軸の電流指令値に加算して前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と脈動トルク成分の値を任意に制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項３】
請求項２の永久磁石モータの制御装置において、
前記正弦波状の重畳信号の演算は、回転座標系のｄ軸あるいはｑ軸の少なくとも一方の誘起電圧係数の脈動成分と他方軸の電流指令値とｄ軸の誘起電圧係数の平均値とｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値とｄ軸の電流指令値を用いて行うこと
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項４】
請求項２の永久磁石モータの制御装置において、
ｑ軸の電流指令値に加算する重畳信号は、
下記の演算式により、任意のｎを設定して行うことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項５】
請求項２から請求項４のうちの１つの請求項の永久磁石モータの制御装置において、
「脈動成分」はモータ位置により変化する信号であることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項６】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの固定子座標系の誘起電圧係数とインダクタンス値の情報を用いて、正弦波状の重畳信号を演算し、
該重畳信号を固定子座標系の３相の電流指令値に加算して、前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータの直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項７】
永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
該電力変換器の出力を制御する永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータを駆動する前記電力変換器の電圧，電流情報を用いて、永久磁石モータの出力トルクを推定し、上位から与えられるトルク指令値との偏差信号を用いて演算した正弦波状の重畳信号を、ｑ軸の電流指令値に加算し、
前記電力変換器の出力電圧を制御すること、
前記永久磁石モータ直流トルク成分と、脈動トルク成分の値を任意に制御すること
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項８】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの出力トルク推定方法は、前記電力変換器の有効電力情報から、銅損成分と過渡成分を減算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項９】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
前記永久磁石モータの出力トルク推定は、下記の演算式により行うこと
を特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１０】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
ｑ軸の電流指令値に加算する正弦波状の重畳信号の演算は、
前記永久磁石モータの推定した出力トルクと、上位から与えるトルク指令値とのトルク偏差を演算して、
位置検出値の電気角一周期間のトルク推定値に含まれる１番大きな各周波数成分を用いて、正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、
余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、その演算値に、再び余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて比例積分演算を行い、再び正弦（sin）信号を乗算した演算結果との、
加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１１】
請求項７の永久磁石モータの制御装置において、
トルク推定値に含まれる複数個の角周波数成分を設定し、複数個の正弦（sin）信号と余弦（cos）信号を作成し、複数個の余弦（cos）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、各々の演算値に、再び複数個の余弦（cos）信号を乗算した演算結果と、
複数個の正弦（sin）信号とトルク偏差（あるいはトルク推定値）を用いて、それぞれ比例積分演算を行い、再び複数の正弦（sin）信号を乗算したそれぞれの演算結果との加算値を２倍した値で、上位から与えられるｑ軸の電流指令値に加算することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１２】
請求項１の永久磁石モータの制御装置において、
トルクリプルの抑制方法として、請求項２から請求項１１のいずれか１つのトルクリプルの抑制方法を用いて行うことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１３】
請求項１から請求項１１のいずれかに記載の永久磁石モータの制御装置を備えた電動パワーステアリング制御装置。
【請求項１４】
請求項１から請求項４のうちの１つの請求項、又は請求項６の永久磁石モータの制御装置において、
トルクリプルの脈動周波数は、１２次調波成分で、トルクリプルの１／２の大きさの直流トルク分が増加することを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【請求項１５】
請求項１から請求項４のうちの１つの請求項、請求項６又は請求項７の永久磁石モータのベクトル制御装置において、
ｄ軸の電流値の大きさを任意に設定することにより、「１２次調波成分の脈動トルク成分」と「トルク指令値よりも増加する直流トルク成分」は、下記式のような関係にあることを特徴とする永久磁石モータの制御装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２１１８１５（Ｐ２０１１−２１１８１５Ａ）
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−７６５６４（Ｐ２０１０−７６５６４）
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００１３４０）国産電機株式会社 (191)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１０月２０日（２０１１．１０．２０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月３０日（２０１０．３．３０）
【出願人】（０００００１３４０）国産電機株式会社 (191)
【Ｆターム（参考）】
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