点灯装置及びそれを用いた照明器具
【課題】負荷接続の有無を確実に検出可能とした点灯装置を提供する。
【解決手段】入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を電圧変換して出力端子Ｃ−Ｄ間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路１と、前記出力端子Ｃ−Ｄ間に接続された直流通電要素（抵抗Ｒ３）と、前記出力端子Ｃ−Ｄから供給される直流電流により点灯する半導体発光素子４を接続される負荷端子３と、前記入力端子Ａ−Ｂから前記負荷端子３と半導体発光素子４を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路２と、前記負荷端子３と前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）の間に接続されて、前記入力端子Ａ−Ｂから前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）を介して前記負荷接続検出回路２に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子（ダイオードＤ３）とを有する。
【解決手段】入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を電圧変換して出力端子Ｃ−Ｄ間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路１と、前記出力端子Ｃ−Ｄ間に接続された直流通電要素（抵抗Ｒ３）と、前記出力端子Ｃ−Ｄから供給される直流電流により点灯する半導体発光素子４を接続される負荷端子３と、前記入力端子Ａ−Ｂから前記負荷端子３と半導体発光素子４を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路２と、前記負荷端子３と前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）の間に接続されて、前記入力端子Ａ−Ｂから前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）を介して前記負荷接続検出回路２に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子（ダイオードＤ３）とを有する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の直流で点灯する半導体発光素子を直流点灯制御するための点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、特許文献１（特開２００８−２７８６４１号公報）に開示されているように、入力直流電源からスイッチング電源回路を介して半導体発光素子に直流電流を供給する点灯装置において、電源投入時に、半導体発光素子を介して入力直流電源から供給される直流電流により、スイッチング電源回路の制御電源回路に起動電流を与えて、スイッチング電源回路のスイッチング動作を開始させ、その後、スイッチング電源回路からの帰還電流により制御電源回路に給電することにより、半導体発光素子が接続されている場合にはスイッチング動作を開始し、半導体発光素子が接続されていない場合にはスイッチング動作を開始しないように制御する構成が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２７８６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のスイッチング電源回路は、出力端に平滑コンデンサを備えている。光出力を安定化させるには、平滑コンデンサの容量は大きくした方が良い。その反面、消灯制御時や調光制御時には、この平滑コンデンサに電荷が残っている間は、半導体発光素子の光出力が低下せず、制御の応答性が悪いという印象をユーザーに与える恐れがある。そこで、平滑コンデンサと並列に残留電荷放電用の抵抗を並列接続することが考えられる。
【０００５】
ところが、平滑コンデンサと並列に残留電荷放電用の抵抗を並列接続すると、半導体発光素子が接続されていなくても、残留電荷放電用の抵抗を介する直流電流によりスイッチング動作が開始する恐れがある。
【０００６】
また、特許文献１の構成では、スイッチング電源回路の出力端の平滑コンデンサを大容量化した場合、電源投入時に平滑コンデンサを介して流れる充電電流によりスイッチング電源回路が起動してしまう恐れがある。この場合、半導体発光素子が接続されていなくても、スイッチング電源回路からの帰還電流によりスイッチング動作が継続してしまうという問題がある。さらに、特許文献１の構成では、スイッチング動作の開始後に半導体発光素子が外れた場合でも、スイッチング電源回路からの帰還電流によりスイッチング動作が継続してしまうという問題がある。
【０００７】
本発明はこのような問題を解決しようとするものであり、負荷接続の有無を確実に検出可能とした点灯装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、請求項１の点灯装置は、図１に示すように、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を電圧変換して出力端子Ｃ−Ｄ間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路１と、前記出力端子Ｃ−Ｄ間に接続された直流通電要素（抵抗Ｒ３）と、前記出力端子Ｃ−Ｄから供給される直流電流により点灯する半導体発光素子４を接続される負荷端子３と、前記入力端子Ａ−Ｂから前記負荷端子３と半導体発光素子４を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路２と、前記負荷端子３と前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）の間に接続されて、前記入力端子Ａ−Ｂから前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）を介して前記負荷接続検出回路２に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子（ダイオードＤ３）とを有することを特徴とするものである。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１記載の点灯装置において、図３（ａ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ａは、前記半導体発光素子４を介する直流電流を検出したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１を起動する起動回路であることを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１または２記載の点灯装置において、図３（ａ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ａは、前記半導体発光素子４を介する直流電流が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１を停止させる停止回路であることを特徴とする。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の点灯装置において、図３（ｂ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ｂは、前記半導体発光素子４を介する直流電流の有無に応じて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１への制御電源電圧Ｖｃｃの供給の有無を切り替える回路であることを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置において、図３（ｃ）に示すように、前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子４を介する直流電流を電源として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１に制御電源電圧Ｖｃｃを供給する制御電源回路２ｃであることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明は、請求項５記載の点灯装置において、前記制御電源回路２ｃは、図３（ｄ）に示すように、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１からの帰還電流（巻線ｎ３の出力）を電源とし、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作中に前記半導体発光素子４を介する直流電流が検出されなくなったときに前記帰還電流を遮断する手段（トランジスタＴｒ３）を有することを特徴とする。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置において、図４、図５に示すように、前記入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧は昇圧チョッパ回路７の出力電圧であり、前記負荷接続検出回路２は、前記半導体発光素子４を介する直流電流の有無に応じて前記昇圧チョッパ回路７の起動／停止を制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具である（図６）。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１の発明によれば、半導体発光素子を介して流れる直流電流の有無により負荷接続の有無を検出する点灯装置において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端子間に接続された直流通電要素を介して回り込む直流電流を阻止する整流素子を設けたことで、負荷接続の有無を確実に検出できる効果がある。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端子間に大容量の平滑コンデンサやその放電抵抗が並列接続されている場合でも、これらの回路素子を介して負荷接続検出回路に直流電流が回り込むことは無いので、誤検出を防止できる。
【００１７】
請求項２、３の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路が自励式であっても他励式であっても本発明を適用できる。
【００１８】
請求項４、５の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の制御回路が発振停止と発振許可の切替制御端子を有していない場合でも、制御電源電圧の供給／遮断を切り替えることによりＤＣ−ＤＣ変換回路の起動／停止を制御できる。
【００１９】
請求項６の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路が動作を開始した後に、半導体発光素子が外れた場合でも、ＤＣ−ＤＣ変換回路からの帰還電流を遮断することにより、制御電源電圧の供給が継続されることを防止できる。
【００２０】
請求項７の発明によれば、負荷接続が検出されない場合に回路中の電圧を低減できる。また、昇圧チョッパ回路を停止させることで電力ロスを低減できる。
【００２１】
請求項８の発明によれば、負荷接続が検出されない場合に点灯装置を確実に停止できる照明器具を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の点灯装置に用いるＤＣ−ＤＣ変換回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態１の点灯装置に用いる負荷接続検出回路の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の点灯装置の概略構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態２の点灯装置の具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の照明器具の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、入力直流電源となるコンデンサＣ１の直流電圧を電圧変換するＤＣ−ＤＣ変換回路１を備えている。ここで、入力直流電源となるコンデンサＣ１は、例えば、商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）を全波整流器により整流し、力率改善用の昇圧チョッパ回路により数百Ｖに昇圧された直流電圧が充電されているものとする。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧して出力端子Ｃ−Ｄ間に出力する降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）である。その具体的な回路構成については、図２（ａ）〜（ｃ）の説明において後述するが、一般的に出力端子Ｃ−Ｄ間に平滑用の出力コンデンサＣ２を備えている。また、この出力コンデンサＣ２の電荷を消灯制御時や調光制御時に速やかに放電させて応答性を高めるために、出力端子Ｃ−Ｄ間に適切な抵抗値の抵抗Ｒ３が並列接続されている。
【００２５】
出力端子Ｃ−Ｄ間には、逆流防止用のダイオードＤ３を介して負荷端子３が接続されている。負荷端子３には、半導体発光素子４が接続されている。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。ＬＥＤ１個当たりの順電圧をＶｆ、ＬＥＤの直列個数をｎとすると、半導体発光素子４の両端電圧は、ｎ×Ｖｆとなる。半導体発光素子４が出力端子３に適正に接続されていれば、負荷端子３の両端電圧はｎ×Ｖｆとなる。上述のように、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）であるから、入力直流電源となるコンデンサＣ１の直流電圧はｎ×Ｖｆよりも高くなるように設定されている。
【００２６】
入力端子Ａと出力端子Ｃの間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が図２（ａ），（ｂ）に示すような入出力絶縁型のコンバータである場合に、入出力間に直流電流が流れる経路を確保するための高インピーダンスの直流通電回路である。ＤＣ−ＤＣ変換回路１として、図２（ｃ）に示すような降圧チョッパ回路を用いる場合には、入力端子Ａと出力端子Ｃは短絡しても構わない。
【００２７】
負荷端子３と逆流防止用ダイオードＤ３の接続点（端子Ｅ）と入力端子Ｂの間には、負荷接続検出回路２が接続されている。この負荷接続検出回路２は、負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が検出されるか否かに応じて、負荷接続の有無を検出する回路である。その具体的な回路構成については、図３（ａ）〜（ｄ）の説明において後述するが、要するに、入力直流電源となるコンデンサＣ１の正極から入力端子Ａ→（抵抗Ｒ１，Ｒ２→）出力端子Ｃ→負荷端子３→半導体発光素子４→負荷端子３→負荷接続検出端子Ｅ→負荷接続検出回路２→入力端子Ｂ→コンデンサＣ１の負極の経路で直流電流経路が確立されていれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の発振動作を起動し、前記直流電流経路が遮断されると、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の発振動作を停止させる機能を備えていれば良い。
【００２８】
図１の回路では、逆流防止用ダイオードＤ３を出力端子Ｄと負荷端子３の間に接続しているが、出力端子Ｃと負荷端子３の間に接続しても構わない。この逆流防止用ダイオードＤ３が無いと、抵抗Ｒ３を介する直流電流が端子Ｅ−Ｂ間に供給されてしまう。逆流防止用ダイオードＤ３を設けることで、端子Ｅ−Ｂ間に直流電流を供給する経路は、負荷端子３と半導体発光素子４を介する経路に限定され、この経路の接続不良や断線の有無を確実に検出できるのである。
【００２９】
図１のＤＣ−ＤＣ変換回路１の具体的な回路構成を図２（ａ）〜（ｃ）に例示する。図２（ａ）はフライバックコンバータ回路１ａ、図２（ｂ）はフォワードコンバータ回路１ｂ、図２（ｃ）は降圧チョッパ回路１ｃである。これらは例示であり、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧して出力端子Ｃ−Ｄ間に出力できる構成であれば、どのような回路構成を用いても構わない。また、図２（ｃ）に例示するように、入力端子Ａ、Ｂのいずれか１つと出力端子Ｃ、Ｄのいずれか１つは共通の端子であっても良い。
【００３０】
図２（ａ）のフライバックコンバータ回路１ａは、トランスＴ１とスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を備えている。入力端子ＡにはトランスＴ１の１次巻線の一端が接続されている。トランスＴ１の１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｂに接続されている。トランスＴ１の２次巻線の一端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは出力端子Ｃに接続されている。出力端子Ｃ−Ｄ間にはコンデンサＣ２が接続されている。トランスＴ１の２次巻線の他端は出力端子Ｄに接続されている。トランスＴ１の１次巻線と２次巻線は、図中の黒丸で示す方向に巻かれている。
【００３１】
フライバックコンバータ回路１ａの動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の１次巻線に入力直流電圧が印加されると、２次巻線には巻数比に応じた電圧が発生するが、ダイオードＤ１が遮断状態となる極性に接続されているので、コンデンサＣ２に充電電流は流れず、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーによる逆起電力が発生する。この逆起電力はダイオードＤ１を導通させる方向に発生するので、トランスＴ１の電磁エネルギーはコンデンサＣ２に放出される。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３２】
図２（ｂ）のフォワードコンバータ回路１ｂは、図２（ａ）のトランスＴ１の２次巻線の巻き方向を逆方向としたものであり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１が導通する。スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の１次巻線に入力直流電圧が印加されると、２次巻線には巻数比に応じた電圧が発生し、ダイオードＤ１が導通状態となり、コンデンサＣ２に充電電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはダイオードＤ１は遮断状態となる。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３３】
図２（ｃ）の降圧チョッパ回路１ｃは、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を備えている。入力端子Ａと出力端子ＣにはダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の正極が接続されている。出力端子ＤにはコンデンサＣ２の負極とインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードとインダクタＬ１の接続点はスイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｂに接続されている。
【００３４】
降圧チョッパ回路１ｃの動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力端子Ａ→コンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→入力端子Ｂの経路で直流電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の電磁エネルギーによる逆起電力が発生し、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れて、インダクタＬ１の電磁エネルギーが放出される。この動作を繰り返すことで、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧した直流電圧が出力端子Ｃ−Ｄ間に得られる。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３５】
次に、図１の負荷接続検出回路２の具体的な回路構成を、図３（ａ）〜（ｄ）に例示する。図中のスイッチング素子Ｑ１は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子（図２（ａ）〜（ｃ）参照）を意味している。
【００３６】
図３（ａ）の負荷接続検出回路２ａは、トランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ４よりなる。トランジスタＴｒ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して負荷接続検出端子Ｅに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、制御用集積回路５ａのグランド端子ＧＮＤとＤＣ−ＤＣ変換回路１の入力端子Ｂに接続されている。端子Ｅ−Ｂ間に直流電圧が印加されている場合、トランジスタＴｒ１はオンとなる。端子Ｅ−Ｂ間に印加されていた直流電圧が無くなると、トランジスタＴｒ１はオフとなる。トランジスタＴｒ１のオンが制御用集積回路５ａに対する起動信号となり、トランジスタＴｒ１のオフが制御用集積回路５ａに対する停止信号となる。
【００３７】
図３（ａ）の制御用集積回路５ａは、高周波の発振動作を低周波で間欠的にオンオフさせるためのＰＷＭ端子を備えている。このＰＷＭ端子は、常時は制御電源電圧Ｖｃｃのレベルにプルアップされており、外付けされたトランジスタＴｒ１のオン時にＬｏｗレベルになると発振許可、トランジスタＴｒ１のオフ時にＨｉｇｈレベルになると発振停止となる。ＰＷＭ端子がＬｏｗレベルである場合、ゲートドライブ端子ＧＤには、高周波のオンオフ制御信号が出力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフ駆動される。制御用集積回路５ａは、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、電流検出抵抗Ｒｓの両端電圧を監視するピーク電流検出端子Ｉｐを備え、所定の電流値に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流制御機能を備えていても良い。このような機能を備える制御用集積回路５ａの一例として、例えば、フィリップス社製のＵＢＡ３０７０などを用いることができる。図３（ａ）の制御電源電圧Ｖｃｃとしては、図示しない制御電源回路から安定した直流低電圧が供給されているものとする。
【００３８】
図３（ｂ）の負荷接続検出回路２ｂは、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と抵抗Ｒ４，Ｒ５よりなる。トランジスタＴｒ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して負荷接続検出端子Ｅに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、制御回路５のグランド端子とＤＣ−ＤＣ変換回路１の入力端子Ｂに接続されている。トランジスタＴｒ１のコレクタは抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。トランジスタＴｒ２のエミッタは制御電源電圧Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ２のコレクタは制御回路５の制御電源端子に接続されている。図３（ｂ）の制御電源電圧Ｖｃｃとしては、図示しない制御電源回路から安定した直流低電圧が供給されているものとする。
【００３９】
端子Ｅ−Ｂ間に直流電圧が印加されている場合、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はオンとなり、制御回路５には制御電源電圧Ｖｃｃが供給される。端子Ｅ−Ｂ間に印加されていた直流電圧が無くなると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はオフとなり、制御回路５に供給されていた制御電源電圧Ｖｃｃは遮断される。つまり、制御回路５へ制御電源電圧Ｖｃｃを供給することがＤＣ−ＤＣ変換回路１への起動信号となる。また、制御回路５へ供給されていた制御電源電圧Ｖｃｃを遮断することがＤＣ−ＤＣ変換回路１への停止信号となる。
【００４０】
次に、図３（ｃ）の例は、制御電源回路２ｃそのものを負荷接続検出回路としたものである。図３（ｃ）の制御電源回路２ｃは、例えば、三端子レギュレータＩＣであっても良いし、ＩＰＤ（インテリジェント・パワー・デバイス）を用いた制御電源回路であっても良い。この制御電源回路２ｃは、負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合には、これを安定した直流低電圧に変換して、制御電源電圧Ｖｃｃとして出力し、制御回路５の制御電源端子に供給する。
【００４１】
図３（ｂ）または（ｃ）の例であれば、外部から発振許可／発振停止を制御するためのＰＷＭ端子を備えていない制御回路５を用いて、図３（ａ）と同じ機能を実現することができる。なお、図３（ｂ）または（ｃ）の制御回路５は、制御電源電圧が第１の電圧Ｖｔｈ１よりも高くなると発振を開始し、第１の電圧よりも低い第２の電圧Ｖｔｈ２を下回ると発振を停止する電源監視機能を備えていることが好ましい。市販されているスイッチングレギュレータ制御用ＩＣの多くは、そのような電源監視機能を備えている。
【００４２】
図３（ｃ）の制御電源回路２ｃの具体的な回路構成を図３（ｄ）に例示する。この電源回路は、抵抗Ｒ６，Ｒ７と電源コンデンサＣ３、ツェナーダイオードＺＤ１、トランジスタＴｒ３、ダイオードＤ２、電流帰還巻線ｎ３を備えている。この例では、図２（ａ）のＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に電流帰還巻線ｎ３を追加して、その帰還電流を用いて安定点灯時の制御電源電圧Ｖｃｃを効率良く確保している。負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合、抵抗Ｒ６，Ｒ７を介してコンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電電圧が制御回路５の電源監視機能の第１の電圧Ｖｔｈ１よりも高くなると、制御回路５からスイッチング素子Ｑ１に高周波のオンオフ制御信号が供給されて、ＤＣ−ＤＣ変換回路が起動する。これにより電流帰還巻線ｎ３から帰還電流が得られる。負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合、抵抗Ｒ７によりトランジスタＴｒ３が順バイアスされて、トランジスタＴｒ３がオン状態となっているから、ダイオードＤ２、トランジスタＴｒ３を介して電流帰還巻線ｎ３からコンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電電圧はツェナーダイオードＺＤ１により規制される。これにより、効率良く制御電源電圧Ｖｃｃが確保される。
【００４３】
次に、負荷端子３と半導体発光素子４を介する経路の接続不良や断線が生じると、図１の負荷接続検出端子Ｅは開放状態となるから、抵抗Ｒ７を介するバイアス電流が消失して、トランジスタＴｒ３がオフとなる。このため、電流帰還巻線ｎ３からコンデンサＣ３に供給されていた充電電流は消失し、コンデンサＣ３の電圧は低下して行く。やがて、コンデンサＣ３の電圧が制御回路５の電源監視機能の第２の電圧Ｖｔｈ２よりも低くなると、制御回路５の発振は停止し、スイッチング素子Ｑ１に供給されていた高周波のオンオフ制御信号は停止する。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路は停止する。また、トランスＴ１の電流帰還巻線ｎ３からの帰還電流も停止する。
【００４４】
なお、図３（ｄ）の電流帰還巻線ｎ３は、図２（ｂ）のトランスＴ１または図２（ｃ）のインダクタＬ１に設けても良いことは言うまでも無い。また、電流帰還巻線ｎ３の電流を遮断するトランジスタＴｒ３は、バイポーラ型に限らずＭＯＳ型でも良く、端子Ｅ−Ｂ間の直流電圧によりオンするように接続されていれば良い。
【００４５】
以上の説明では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は他励式コンバータであることを前提として説明したが、自励式コンバータであっても良い。その場合、端子Ｅ−Ｂ間の直流電圧の有無に応じて、コンバータの起動／停止を制御すれば良い。
【００４６】
本実施形態では、出力端子Ｃ−Ｄ間に接続される直流通電要素として、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端の平滑コンデンサＣ２の残留電荷を放電するための抵抗Ｒ３を例示したが、これに限定されるものではない。例えば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端には、負荷断線時の過電圧を抑制するためのツェナーダイオードが並列接続されることがある。この場合のツェナーダイオードも直流通電要素である。
【００４７】
また、出力端子Ｃ−Ｄ間に接続される直流通電要素は、必ずしも定常的な直流通電能力を有する回路素子に限定されるものではなく、電源投入初期に過渡的に流れる直流電流の積分値が所定値を越えるような過渡的な直流通電能力を有する回路素子である場合にも本発明を適用できる。例えば、図３（ｃ），（ｄ）の構成において、電源投入初期に電源コンデンサＣ３の電圧が制御回路５の第１の電圧Ｖｔｈを越えるほどに、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力コンデンサＣ２の容量が大きく設定されているような場合、出力コンデンサＣ２は過渡的な直流通電要素と言える。一方、特許文献１のスイッチング電源回路の出力コンデンサは、電源投入初期に制御電源回路の電源コンデンサを制御回路の動作開始電圧まで充電するほどの容量は有していないので、ここで言うところの過渡的な直流通電要素には該当しない。
【００４８】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１として降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）を想定しているが、これは半導体発光素子４が所定の導通しきい値を有するダイオード特性であることを前提としている。仮に、半導体発光素子４がオーミック抵抗を有する場合や、ＬＥＤ直列回路に負荷接続検出用の高抵抗を並列接続したＬＥＤモジュールである場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が昇圧型のコンバータ（アップコンバータ）である場合でも、起動前に負荷接続の有無を検出することは可能である。
【００４９】
（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。本実施形態では、負荷接続検出回路２による負荷接続検出の有／無に応じて、入力直流電源としてのコンデンサＣ１の直流電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路７の起動／停止を制御している点が異なる。
【００５０】
商用交流電源Ｖｓ（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）には、フィルタ回路６を介して全波整流器ＤＢ１が接続されている。全波整流器ＤＢ１の出力には、入力力率改善のために、昇圧チョッパ回路７が接続されている。昇圧チョッパ回路７は、商用交流電源を全波整流した脈流電圧のピーク値よりも高い直流電圧をコンデンサＣ１に充電する。
【００５１】
負荷接続検出回路２によりＤＣ−ＤＣ変換回路１が停止した場合、コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧された状態に維持されることは好ましくない。そこで、本実施形態では、負荷接続検出回路２により負荷接続が検出されない場合には、昇圧チョッパ回路７に停止信号を与えて、昇圧動作を停止させる。また、負荷接続検出回路２により負荷接続が検出された場合には、昇圧チョッパ回路７に起動信号を与えて、昇圧動作を開始させる。
【００５２】
図５は本実施形態のさらに具体的な回路構成を例示している。図４のＤＣ−ＤＣ変換回路１として、図２（ｃ）の降圧チョッパ回路１ｃを用いている。また、図４の負荷接続検出回路２として、図３（ｄ）の構成を用いている。電流帰還巻線ｎ２は降圧チョッパ回路１ｃのインダクタＬ１の２次巻線としているが、昇圧チョッパ回路７のインダクタＬ２の２次巻線としても良い。なお、コンデンサＣ３の電圧を安定化させるために、図３（ｄ）のツェナーダイオードＺＤ１に代えて、三端子レギュレータのような電源ＩＣ８とコンデンサＣ４を付加している。
【００５３】
昇圧チョッパ回路７は、インダクタＬ２とダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑ２、及び制御回路７０を備えている。インダクタＬ２の一端は全波整流器ＤＢ１の正出力端に接続されている。インダクタＬ２の他端はダイオードＤ２のアノードとスイッチング素子Ｑ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ２の他端は全波整流器ＤＢ１の負出力端とコンデンサＣ１の負極に接続されている。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ１の正極に接続されている。
【００５４】
昇圧チョッパ回路７の動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、全波整流器ＤＢ１の正出力端からインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２を介して全波整流器ＤＢ１の負出力端に電流が流れることで、商用交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Ｑ２がオフすると、全波整流器ＤＢ１の出力電圧にインダクタＬ２の逆起電力が重畳されて、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１が充電され、このときも商用交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Ｑ２のオンオフ周波数は、商用交流電源Ｖｓの周波数に比べると十分に高く、入力電流の高周波成分がフィルタ回路６により除去されることで、入力電流波形が入力電圧波形と相似形となり、入力力率が改善されるものである。
【００５５】
この昇圧チョッパ回路７は入力力率改善のために必要であるが、消費電力が小さい場合には、入力電流が小さいので、昇圧動作を停止させても入力力率への悪影響は小さい。そこで、負荷接続検出端子Ｅにおいて、直流電圧を検出できない場合には、降圧チョッパ回路１ｃの動作を停止させると共に、昇圧チョッパ回路７の動作も停止させる。これにより、降圧チョッパ回路１ｃの停止時に、コンデンサＣ１に昇圧された直流電圧が充電されることはなくなる。また、昇圧チョッパ回路７における回路損失も回避できる。
【００５６】
電源投入直後は、コンデンサＣ４の制御電源電圧Ｖｃｃがゼロであるので、昇圧チョッパ回路７は動作を停止しており、コンデンサＣ１はインダクタＬ２とダイオードＤ２を介して全波整流器ＤＢ１の出力電圧のピーク値（約１４０Ｖ）まで充電される。これにより、コンデンサＣ１の正極→端子Ａ→端子Ｃ→負荷端子３→半導体発光素子４→負荷端子３→端子Ｅ→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の負極の経路で直流電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の電圧が上昇し、電源ＩＣ８を介してコンデンサＣ４に安定した直流電圧が得られる。この直流電圧が制御電源電圧Ｖｃｃとして制御回路５と制御回路７０に供給されることで、降圧チョッパ回路１ｃと昇圧チョッパ回路７が動作を開始する。これにより、スイッチング動作による帰還電流が電流帰還巻線ｎ２からダイオードＤ２、トランジスタＴｒ３を介してコンデンサＣ３に供給され、効率良く制御電源電圧Ｖｃｃが得られる。
【００５７】
その後、負荷端子３と半導体発光素子４を接続するリード線の断線や、負荷端子３の接触不良、あるいは半導体発光素子４の内部の断線故障等により、負荷端子３と半導体発光素子４を介する直流電流経路が遮断されると、負荷接続検出端子Ｅは開放状態となり、トランジスタＴｒ３のベースバイアスが消失することにより、電流帰還巻線ｎ２からの帰還電流は遮断され、制御回路５、制御回路７０は共に停止する。
【００５８】
（実施形態３）
図６は本発明の点灯装置を用いた照明器具の一例を示している。本例は、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０とが器具筐体９内に収められる一体型のＬＥＤ照明器具である。電源ユニット３０には、図１の負荷端子３までの電子回路が実装されている。電源ユニット３０の負荷端子３からＬＥＤユニット４０までは出力配線３４を介して接続される。
【００５９】
器具筐体９は天井１０に埋め込まれている。器具筐体９は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板９１で覆われている。この光拡散板９１に対向するように、ＬＥＤユニット４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤユニット４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。この例では、器具内に取り付けられるＬＥＤユニット４０の実装基板４１の裏側に器具筐体９に熱的に結合された放熱板９２を設けている。この放熱板９２を介して、ＬＥＤ４ａ〜４ｄから発生する熱を放熱することでＬＥＤ４ａ〜４ｄの温度を下げて、光出力を上げる効果がある。
【００６０】
図６の例では、一例として、４個のＬＥＤ４ａ〜４ｄが直列接続されたＬＥＤユニット４０を用いているが、図１の点灯装置では、コンデンサＣ１の電圧に比べて負荷電圧が低ければ良く、その範囲内であれば、ＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。
【００６１】
なお、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０が別体となった電源別置型のＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。その場合、例えば、４個のＬＥＤを直列接続した第１のＬＥＤユニットと、８個のＬＥＤを直列接続した第２のＬＥＤユニットをカスケード接続し、１つの点灯装置の出力で点灯することが可能となり、照明システム全体としてコストを低減することが出来る。各ＬＥＤユニットに用いるＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。
【００６２】
（実施形態４）
本発明の点灯装置は照明器具に用いるほか、液晶ディスプレイ（液晶テレビを含む）のバックライトや車両用光源に用いても良い。車両用等の振動の多い環境で用いる場合には、振動で負荷開放異常が生じる可能性がある。本発明の点灯装置を用いれば、負荷開放異常が生じたときであっても、発振停止状態に移行できるので、無駄な電力消費を回避できると共に、回路の故障も回避できる。
【００６３】
なお、いずれの実施形態においても、負荷接続検出回路により負荷接続が検出されない場合に、報知用のＬＥＤを点滅あるいは点灯させたり、外部に報知音などの何らかの報知信号を出力するように構成しても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ 負荷接続検出回路
３ 負荷端子
４ 半導体発光素子
Ａ、Ｂ 入力端子
Ｃ、Ｄ 出力端子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の直流で点灯する半導体発光素子を直流点灯制御するための点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、特許文献１（特開２００８−２７８６４１号公報）に開示されているように、入力直流電源からスイッチング電源回路を介して半導体発光素子に直流電流を供給する点灯装置において、電源投入時に、半導体発光素子を介して入力直流電源から供給される直流電流により、スイッチング電源回路の制御電源回路に起動電流を与えて、スイッチング電源回路のスイッチング動作を開始させ、その後、スイッチング電源回路からの帰還電流により制御電源回路に給電することにより、半導体発光素子が接続されている場合にはスイッチング動作を開始し、半導体発光素子が接続されていない場合にはスイッチング動作を開始しないように制御する構成が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２７８６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のスイッチング電源回路は、出力端に平滑コンデンサを備えている。光出力を安定化させるには、平滑コンデンサの容量は大きくした方が良い。その反面、消灯制御時や調光制御時には、この平滑コンデンサに電荷が残っている間は、半導体発光素子の光出力が低下せず、制御の応答性が悪いという印象をユーザーに与える恐れがある。そこで、平滑コンデンサと並列に残留電荷放電用の抵抗を並列接続することが考えられる。
【０００５】
ところが、平滑コンデンサと並列に残留電荷放電用の抵抗を並列接続すると、半導体発光素子が接続されていなくても、残留電荷放電用の抵抗を介する直流電流によりスイッチング動作が開始する恐れがある。
【０００６】
また、特許文献１の構成では、スイッチング電源回路の出力端の平滑コンデンサを大容量化した場合、電源投入時に平滑コンデンサを介して流れる充電電流によりスイッチング電源回路が起動してしまう恐れがある。この場合、半導体発光素子が接続されていなくても、スイッチング電源回路からの帰還電流によりスイッチング動作が継続してしまうという問題がある。さらに、特許文献１の構成では、スイッチング動作の開始後に半導体発光素子が外れた場合でも、スイッチング電源回路からの帰還電流によりスイッチング動作が継続してしまうという問題がある。
【０００７】
本発明はこのような問題を解決しようとするものであり、負荷接続の有無を確実に検出可能とした点灯装置を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、請求項１の点灯装置は、図１に示すように、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を電圧変換して出力端子Ｃ−Ｄ間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路１と、前記出力端子Ｃ−Ｄ間に接続された直流通電要素（抵抗Ｒ３）と、前記出力端子Ｃ−Ｄから供給される直流電流により点灯する半導体発光素子４を接続される負荷端子３と、前記入力端子Ａ−Ｂから前記負荷端子３と半導体発光素子４を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路２と、前記負荷端子３と前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）の間に接続されて、前記入力端子Ａ−Ｂから前記直流通電要素（抵抗Ｒ３）を介して前記負荷接続検出回路２に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子（ダイオードＤ３）とを有することを特徴とするものである。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１記載の点灯装置において、図３（ａ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ａは、前記半導体発光素子４を介する直流電流を検出したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１を起動する起動回路であることを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１または２記載の点灯装置において、図３（ａ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ａは、前記半導体発光素子４を介する直流電流が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１を停止させる停止回路であることを特徴とする。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の点灯装置において、図３（ｂ）に示すように、前記負荷接続検出回路２ｂは、前記半導体発光素子４を介する直流電流の有無に応じて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１への制御電源電圧Ｖｃｃの供給の有無を切り替える回路であることを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置において、図３（ｃ）に示すように、前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子４を介する直流電流を電源として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１に制御電源電圧Ｖｃｃを供給する制御電源回路２ｃであることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明は、請求項５記載の点灯装置において、前記制御電源回路２ｃは、図３（ｄ）に示すように、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１からの帰還電流（巻線ｎ３の出力）を電源とし、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作中に前記半導体発光素子４を介する直流電流が検出されなくなったときに前記帰還電流を遮断する手段（トランジスタＴｒ３）を有することを特徴とする。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置において、図４、図５に示すように、前記入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧は昇圧チョッパ回路７の出力電圧であり、前記負荷接続検出回路２は、前記半導体発光素子４を介する直流電流の有無に応じて前記昇圧チョッパ回路７の起動／停止を制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具である（図６）。
【発明の効果】
【００１６】
請求項１の発明によれば、半導体発光素子を介して流れる直流電流の有無により負荷接続の有無を検出する点灯装置において、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端子間に接続された直流通電要素を介して回り込む直流電流を阻止する整流素子を設けたことで、負荷接続の有無を確実に検出できる効果がある。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端子間に大容量の平滑コンデンサやその放電抵抗が並列接続されている場合でも、これらの回路素子を介して負荷接続検出回路に直流電流が回り込むことは無いので、誤検出を防止できる。
【００１７】
請求項２、３の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路が自励式であっても他励式であっても本発明を適用できる。
【００１８】
請求項４、５の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路の制御回路が発振停止と発振許可の切替制御端子を有していない場合でも、制御電源電圧の供給／遮断を切り替えることによりＤＣ−ＤＣ変換回路の起動／停止を制御できる。
【００１９】
請求項６の発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路が動作を開始した後に、半導体発光素子が外れた場合でも、ＤＣ−ＤＣ変換回路からの帰還電流を遮断することにより、制御電源電圧の供給が継続されることを防止できる。
【００２０】
請求項７の発明によれば、負荷接続が検出されない場合に回路中の電圧を低減できる。また、昇圧チョッパ回路を停止させることで電力ロスを低減できる。
【００２１】
請求項８の発明によれば、負荷接続が検出されない場合に点灯装置を確実に停止できる照明器具を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の点灯装置に用いるＤＣ−ＤＣ変換回路の構成例を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態１の点灯装置に用いる負荷接続検出回路の構成例を示す回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の点灯装置の概略構成を示す回路図である。
【図５】本発明の実施形態２の点灯装置の具体的構成を示す回路図である。
【図６】本発明の実施形態３の照明器具の断面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、入力直流電源となるコンデンサＣ１の直流電圧を電圧変換するＤＣ−ＤＣ変換回路１を備えている。ここで、入力直流電源となるコンデンサＣ１は、例えば、商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）を全波整流器により整流し、力率改善用の昇圧チョッパ回路により数百Ｖに昇圧された直流電圧が充電されているものとする。
【００２４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧して出力端子Ｃ−Ｄ間に出力する降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）である。その具体的な回路構成については、図２（ａ）〜（ｃ）の説明において後述するが、一般的に出力端子Ｃ−Ｄ間に平滑用の出力コンデンサＣ２を備えている。また、この出力コンデンサＣ２の電荷を消灯制御時や調光制御時に速やかに放電させて応答性を高めるために、出力端子Ｃ−Ｄ間に適切な抵抗値の抵抗Ｒ３が並列接続されている。
【００２５】
出力端子Ｃ−Ｄ間には、逆流防止用のダイオードＤ３を介して負荷端子３が接続されている。負荷端子３には、半導体発光素子４が接続されている。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。ＬＥＤ１個当たりの順電圧をＶｆ、ＬＥＤの直列個数をｎとすると、半導体発光素子４の両端電圧は、ｎ×Ｖｆとなる。半導体発光素子４が出力端子３に適正に接続されていれば、負荷端子３の両端電圧はｎ×Ｖｆとなる。上述のように、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）であるから、入力直流電源となるコンデンサＣ１の直流電圧はｎ×Ｖｆよりも高くなるように設定されている。
【００２６】
入力端子Ａと出力端子Ｃの間に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が図２（ａ），（ｂ）に示すような入出力絶縁型のコンバータである場合に、入出力間に直流電流が流れる経路を確保するための高インピーダンスの直流通電回路である。ＤＣ−ＤＣ変換回路１として、図２（ｃ）に示すような降圧チョッパ回路を用いる場合には、入力端子Ａと出力端子Ｃは短絡しても構わない。
【００２７】
負荷端子３と逆流防止用ダイオードＤ３の接続点（端子Ｅ）と入力端子Ｂの間には、負荷接続検出回路２が接続されている。この負荷接続検出回路２は、負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が検出されるか否かに応じて、負荷接続の有無を検出する回路である。その具体的な回路構成については、図３（ａ）〜（ｄ）の説明において後述するが、要するに、入力直流電源となるコンデンサＣ１の正極から入力端子Ａ→（抵抗Ｒ１，Ｒ２→）出力端子Ｃ→負荷端子３→半導体発光素子４→負荷端子３→負荷接続検出端子Ｅ→負荷接続検出回路２→入力端子Ｂ→コンデンサＣ１の負極の経路で直流電流経路が確立されていれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の発振動作を起動し、前記直流電流経路が遮断されると、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の発振動作を停止させる機能を備えていれば良い。
【００２８】
図１の回路では、逆流防止用ダイオードＤ３を出力端子Ｄと負荷端子３の間に接続しているが、出力端子Ｃと負荷端子３の間に接続しても構わない。この逆流防止用ダイオードＤ３が無いと、抵抗Ｒ３を介する直流電流が端子Ｅ−Ｂ間に供給されてしまう。逆流防止用ダイオードＤ３を設けることで、端子Ｅ−Ｂ間に直流電流を供給する経路は、負荷端子３と半導体発光素子４を介する経路に限定され、この経路の接続不良や断線の有無を確実に検出できるのである。
【００２９】
図１のＤＣ−ＤＣ変換回路１の具体的な回路構成を図２（ａ）〜（ｃ）に例示する。図２（ａ）はフライバックコンバータ回路１ａ、図２（ｂ）はフォワードコンバータ回路１ｂ、図２（ｃ）は降圧チョッパ回路１ｃである。これらは例示であり、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧して出力端子Ｃ−Ｄ間に出力できる構成であれば、どのような回路構成を用いても構わない。また、図２（ｃ）に例示するように、入力端子Ａ、Ｂのいずれか１つと出力端子Ｃ、Ｄのいずれか１つは共通の端子であっても良い。
【００３０】
図２（ａ）のフライバックコンバータ回路１ａは、トランスＴ１とスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を備えている。入力端子ＡにはトランスＴ１の１次巻線の一端が接続されている。トランスＴ１の１次巻線の他端はスイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｂに接続されている。トランスＴ１の２次巻線の一端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは出力端子Ｃに接続されている。出力端子Ｃ−Ｄ間にはコンデンサＣ２が接続されている。トランスＴ１の２次巻線の他端は出力端子Ｄに接続されている。トランスＴ１の１次巻線と２次巻線は、図中の黒丸で示す方向に巻かれている。
【００３１】
フライバックコンバータ回路１ａの動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の１次巻線に入力直流電圧が印加されると、２次巻線には巻数比に応じた電圧が発生するが、ダイオードＤ１が遮断状態となる極性に接続されているので、コンデンサＣ２に充電電流は流れず、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１に蓄積された電磁エネルギーによる逆起電力が発生する。この逆起電力はダイオードＤ１を導通させる方向に発生するので、トランスＴ１の電磁エネルギーはコンデンサＣ２に放出される。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３２】
図２（ｂ）のフォワードコンバータ回路１ｂは、図２（ａ）のトランスＴ１の２次巻線の巻き方向を逆方向としたものであり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１が導通する。スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の１次巻線に入力直流電圧が印加されると、２次巻線には巻数比に応じた電圧が発生し、ダイオードＤ１が導通状態となり、コンデンサＣ２に充電電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはダイオードＤ１は遮断状態となる。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３３】
図２（ｃ）の降圧チョッパ回路１ｃは、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を備えている。入力端子Ａと出力端子ＣにはダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ２の正極が接続されている。出力端子ＤにはコンデンサＣ２の負極とインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードとインダクタＬ１の接続点はスイッチング素子Ｑ１を介して入力端子Ｂに接続されている。
【００３４】
降圧チョッパ回路１ｃの動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力端子Ａ→コンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→入力端子Ｂの経路で直流電流が流れて、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の電磁エネルギーによる逆起電力が発生し、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→コンデンサＣ２→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れて、インダクタＬ１の電磁エネルギーが放出される。この動作を繰り返すことで、入力端子Ａ−Ｂ間の直流電圧を降圧した直流電圧が出力端子Ｃ−Ｄ間に得られる。スイッチング素子Ｑ１のオン・オフ周期やオン時間幅を可変制御することにより、出力側への供給電力を適切に制御できる。
【００３５】
次に、図１の負荷接続検出回路２の具体的な回路構成を、図３（ａ）〜（ｄ）に例示する。図中のスイッチング素子Ｑ１は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子（図２（ａ）〜（ｃ）参照）を意味している。
【００３６】
図３（ａ）の負荷接続検出回路２ａは、トランジスタＴｒ１と抵抗Ｒ４よりなる。トランジスタＴｒ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して負荷接続検出端子Ｅに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、制御用集積回路５ａのグランド端子ＧＮＤとＤＣ−ＤＣ変換回路１の入力端子Ｂに接続されている。端子Ｅ−Ｂ間に直流電圧が印加されている場合、トランジスタＴｒ１はオンとなる。端子Ｅ−Ｂ間に印加されていた直流電圧が無くなると、トランジスタＴｒ１はオフとなる。トランジスタＴｒ１のオンが制御用集積回路５ａに対する起動信号となり、トランジスタＴｒ１のオフが制御用集積回路５ａに対する停止信号となる。
【００３７】
図３（ａ）の制御用集積回路５ａは、高周波の発振動作を低周波で間欠的にオンオフさせるためのＰＷＭ端子を備えている。このＰＷＭ端子は、常時は制御電源電圧Ｖｃｃのレベルにプルアップされており、外付けされたトランジスタＴｒ１のオン時にＬｏｗレベルになると発振許可、トランジスタＴｒ１のオフ時にＨｉｇｈレベルになると発振停止となる。ＰＷＭ端子がＬｏｗレベルである場合、ゲートドライブ端子ＧＤには、高周波のオンオフ制御信号が出力され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフ駆動される。制御用集積回路５ａは、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、電流検出抵抗Ｒｓの両端電圧を監視するピーク電流検出端子Ｉｐを備え、所定の電流値に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流制御機能を備えていても良い。このような機能を備える制御用集積回路５ａの一例として、例えば、フィリップス社製のＵＢＡ３０７０などを用いることができる。図３（ａ）の制御電源電圧Ｖｃｃとしては、図示しない制御電源回路から安定した直流低電圧が供給されているものとする。
【００３８】
図３（ｂ）の負荷接続検出回路２ｂは、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と抵抗Ｒ４，Ｒ５よりなる。トランジスタＴｒ１のベースは、抵抗Ｒ４を介して負荷接続検出端子Ｅに接続されている。トランジスタＴｒ１のエミッタは、制御回路５のグランド端子とＤＣ−ＤＣ変換回路１の入力端子Ｂに接続されている。トランジスタＴｒ１のコレクタは抵抗Ｒ５を介してトランジスタＴｒ２のベースに接続されている。トランジスタＴｒ２のエミッタは制御電源電圧Ｖｃｃに接続されている。トランジスタＴｒ２のコレクタは制御回路５の制御電源端子に接続されている。図３（ｂ）の制御電源電圧Ｖｃｃとしては、図示しない制御電源回路から安定した直流低電圧が供給されているものとする。
【００３９】
端子Ｅ−Ｂ間に直流電圧が印加されている場合、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はオンとなり、制御回路５には制御電源電圧Ｖｃｃが供給される。端子Ｅ−Ｂ間に印加されていた直流電圧が無くなると、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はオフとなり、制御回路５に供給されていた制御電源電圧Ｖｃｃは遮断される。つまり、制御回路５へ制御電源電圧Ｖｃｃを供給することがＤＣ−ＤＣ変換回路１への起動信号となる。また、制御回路５へ供給されていた制御電源電圧Ｖｃｃを遮断することがＤＣ−ＤＣ変換回路１への停止信号となる。
【００４０】
次に、図３（ｃ）の例は、制御電源回路２ｃそのものを負荷接続検出回路としたものである。図３（ｃ）の制御電源回路２ｃは、例えば、三端子レギュレータＩＣであっても良いし、ＩＰＤ（インテリジェント・パワー・デバイス）を用いた制御電源回路であっても良い。この制御電源回路２ｃは、負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合には、これを安定した直流低電圧に変換して、制御電源電圧Ｖｃｃとして出力し、制御回路５の制御電源端子に供給する。
【００４１】
図３（ｂ）または（ｃ）の例であれば、外部から発振許可／発振停止を制御するためのＰＷＭ端子を備えていない制御回路５を用いて、図３（ａ）と同じ機能を実現することができる。なお、図３（ｂ）または（ｃ）の制御回路５は、制御電源電圧が第１の電圧Ｖｔｈ１よりも高くなると発振を開始し、第１の電圧よりも低い第２の電圧Ｖｔｈ２を下回ると発振を停止する電源監視機能を備えていることが好ましい。市販されているスイッチングレギュレータ制御用ＩＣの多くは、そのような電源監視機能を備えている。
【００４２】
図３（ｃ）の制御電源回路２ｃの具体的な回路構成を図３（ｄ）に例示する。この電源回路は、抵抗Ｒ６，Ｒ７と電源コンデンサＣ３、ツェナーダイオードＺＤ１、トランジスタＴｒ３、ダイオードＤ２、電流帰還巻線ｎ３を備えている。この例では、図２（ａ）のＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に電流帰還巻線ｎ３を追加して、その帰還電流を用いて安定点灯時の制御電源電圧Ｖｃｃを効率良く確保している。負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合、抵抗Ｒ６，Ｒ７を介してコンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電電圧が制御回路５の電源監視機能の第１の電圧Ｖｔｈ１よりも高くなると、制御回路５からスイッチング素子Ｑ１に高周波のオンオフ制御信号が供給されて、ＤＣ−ＤＣ変換回路が起動する。これにより電流帰還巻線ｎ３から帰還電流が得られる。負荷接続検出端子Ｅと入力端子Ｂの間に直流電圧が供給されている場合、抵抗Ｒ７によりトランジスタＴｒ３が順バイアスされて、トランジスタＴｒ３がオン状態となっているから、ダイオードＤ２、トランジスタＴｒ３を介して電流帰還巻線ｎ３からコンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の充電電圧はツェナーダイオードＺＤ１により規制される。これにより、効率良く制御電源電圧Ｖｃｃが確保される。
【００４３】
次に、負荷端子３と半導体発光素子４を介する経路の接続不良や断線が生じると、図１の負荷接続検出端子Ｅは開放状態となるから、抵抗Ｒ７を介するバイアス電流が消失して、トランジスタＴｒ３がオフとなる。このため、電流帰還巻線ｎ３からコンデンサＣ３に供給されていた充電電流は消失し、コンデンサＣ３の電圧は低下して行く。やがて、コンデンサＣ３の電圧が制御回路５の電源監視機能の第２の電圧Ｖｔｈ２よりも低くなると、制御回路５の発振は停止し、スイッチング素子Ｑ１に供給されていた高周波のオンオフ制御信号は停止する。これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路は停止する。また、トランスＴ１の電流帰還巻線ｎ３からの帰還電流も停止する。
【００４４】
なお、図３（ｄ）の電流帰還巻線ｎ３は、図２（ｂ）のトランスＴ１または図２（ｃ）のインダクタＬ１に設けても良いことは言うまでも無い。また、電流帰還巻線ｎ３の電流を遮断するトランジスタＴｒ３は、バイポーラ型に限らずＭＯＳ型でも良く、端子Ｅ−Ｂ間の直流電圧によりオンするように接続されていれば良い。
【００４５】
以上の説明では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は他励式コンバータであることを前提として説明したが、自励式コンバータであっても良い。その場合、端子Ｅ−Ｂ間の直流電圧の有無に応じて、コンバータの起動／停止を制御すれば良い。
【００４６】
本実施形態では、出力端子Ｃ−Ｄ間に接続される直流通電要素として、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端の平滑コンデンサＣ２の残留電荷を放電するための抵抗Ｒ３を例示したが、これに限定されるものではない。例えば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端には、負荷断線時の過電圧を抑制するためのツェナーダイオードが並列接続されることがある。この場合のツェナーダイオードも直流通電要素である。
【００４７】
また、出力端子Ｃ−Ｄ間に接続される直流通電要素は、必ずしも定常的な直流通電能力を有する回路素子に限定されるものではなく、電源投入初期に過渡的に流れる直流電流の積分値が所定値を越えるような過渡的な直流通電能力を有する回路素子である場合にも本発明を適用できる。例えば、図３（ｃ），（ｄ）の構成において、電源投入初期に電源コンデンサＣ３の電圧が制御回路５の第１の電圧Ｖｔｈを越えるほどに、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力コンデンサＣ２の容量が大きく設定されているような場合、出力コンデンサＣ２は過渡的な直流通電要素と言える。一方、特許文献１のスイッチング電源回路の出力コンデンサは、電源投入初期に制御電源回路の電源コンデンサを制御回路の動作開始電圧まで充電するほどの容量は有していないので、ここで言うところの過渡的な直流通電要素には該当しない。
【００４８】
なお、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１として降圧型のコンバータ（ダウンコンバータ）を想定しているが、これは半導体発光素子４が所定の導通しきい値を有するダイオード特性であることを前提としている。仮に、半導体発光素子４がオーミック抵抗を有する場合や、ＬＥＤ直列回路に負荷接続検出用の高抵抗を並列接続したＬＥＤモジュールである場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が昇圧型のコンバータ（アップコンバータ）である場合でも、起動前に負荷接続の有無を検出することは可能である。
【００４９】
（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。本実施形態では、負荷接続検出回路２による負荷接続検出の有／無に応じて、入力直流電源としてのコンデンサＣ１の直流電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路７の起動／停止を制御している点が異なる。
【００５０】
商用交流電源Ｖｓ（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）には、フィルタ回路６を介して全波整流器ＤＢ１が接続されている。全波整流器ＤＢ１の出力には、入力力率改善のために、昇圧チョッパ回路７が接続されている。昇圧チョッパ回路７は、商用交流電源を全波整流した脈流電圧のピーク値よりも高い直流電圧をコンデンサＣ１に充電する。
【００５１】
負荷接続検出回路２によりＤＣ−ＤＣ変換回路１が停止した場合、コンデンサＣ１の直流電圧が昇圧された状態に維持されることは好ましくない。そこで、本実施形態では、負荷接続検出回路２により負荷接続が検出されない場合には、昇圧チョッパ回路７に停止信号を与えて、昇圧動作を停止させる。また、負荷接続検出回路２により負荷接続が検出された場合には、昇圧チョッパ回路７に起動信号を与えて、昇圧動作を開始させる。
【００５２】
図５は本実施形態のさらに具体的な回路構成を例示している。図４のＤＣ−ＤＣ変換回路１として、図２（ｃ）の降圧チョッパ回路１ｃを用いている。また、図４の負荷接続検出回路２として、図３（ｄ）の構成を用いている。電流帰還巻線ｎ２は降圧チョッパ回路１ｃのインダクタＬ１の２次巻線としているが、昇圧チョッパ回路７のインダクタＬ２の２次巻線としても良い。なお、コンデンサＣ３の電圧を安定化させるために、図３（ｄ）のツェナーダイオードＺＤ１に代えて、三端子レギュレータのような電源ＩＣ８とコンデンサＣ４を付加している。
【００５３】
昇圧チョッパ回路７は、インダクタＬ２とダイオードＤ２、スイッチング素子Ｑ２、及び制御回路７０を備えている。インダクタＬ２の一端は全波整流器ＤＢ１の正出力端に接続されている。インダクタＬ２の他端はダイオードＤ２のアノードとスイッチング素子Ｑ２の一端に接続されている。スイッチング素子Ｑ２の他端は全波整流器ＤＢ１の負出力端とコンデンサＣ１の負極に接続されている。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ１の正極に接続されている。
【００５４】
昇圧チョッパ回路７の動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、全波整流器ＤＢ１の正出力端からインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２を介して全波整流器ＤＢ１の負出力端に電流が流れることで、商用交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Ｑ２がオフすると、全波整流器ＤＢ１の出力電圧にインダクタＬ２の逆起電力が重畳されて、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ１が充電され、このときも商用交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。スイッチング素子Ｑ２のオンオフ周波数は、商用交流電源Ｖｓの周波数に比べると十分に高く、入力電流の高周波成分がフィルタ回路６により除去されることで、入力電流波形が入力電圧波形と相似形となり、入力力率が改善されるものである。
【００５５】
この昇圧チョッパ回路７は入力力率改善のために必要であるが、消費電力が小さい場合には、入力電流が小さいので、昇圧動作を停止させても入力力率への悪影響は小さい。そこで、負荷接続検出端子Ｅにおいて、直流電圧を検出できない場合には、降圧チョッパ回路１ｃの動作を停止させると共に、昇圧チョッパ回路７の動作も停止させる。これにより、降圧チョッパ回路１ｃの停止時に、コンデンサＣ１に昇圧された直流電圧が充電されることはなくなる。また、昇圧チョッパ回路７における回路損失も回避できる。
【００５６】
電源投入直後は、コンデンサＣ４の制御電源電圧Ｖｃｃがゼロであるので、昇圧チョッパ回路７は動作を停止しており、コンデンサＣ１はインダクタＬ２とダイオードＤ２を介して全波整流器ＤＢ１の出力電圧のピーク値（約１４０Ｖ）まで充電される。これにより、コンデンサＣ１の正極→端子Ａ→端子Ｃ→負荷端子３→半導体発光素子４→負荷端子３→端子Ｅ→抵抗Ｒ６→抵抗Ｒ７→コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の負極の経路で直流電流が流れて、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の電圧が上昇し、電源ＩＣ８を介してコンデンサＣ４に安定した直流電圧が得られる。この直流電圧が制御電源電圧Ｖｃｃとして制御回路５と制御回路７０に供給されることで、降圧チョッパ回路１ｃと昇圧チョッパ回路７が動作を開始する。これにより、スイッチング動作による帰還電流が電流帰還巻線ｎ２からダイオードＤ２、トランジスタＴｒ３を介してコンデンサＣ３に供給され、効率良く制御電源電圧Ｖｃｃが得られる。
【００５７】
その後、負荷端子３と半導体発光素子４を接続するリード線の断線や、負荷端子３の接触不良、あるいは半導体発光素子４の内部の断線故障等により、負荷端子３と半導体発光素子４を介する直流電流経路が遮断されると、負荷接続検出端子Ｅは開放状態となり、トランジスタＴｒ３のベースバイアスが消失することにより、電流帰還巻線ｎ２からの帰還電流は遮断され、制御回路５、制御回路７０は共に停止する。
【００５８】
（実施形態３）
図６は本発明の点灯装置を用いた照明器具の一例を示している。本例は、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０とが器具筐体９内に収められる一体型のＬＥＤ照明器具である。電源ユニット３０には、図１の負荷端子３までの電子回路が実装されている。電源ユニット３０の負荷端子３からＬＥＤユニット４０までは出力配線３４を介して接続される。
【００５９】
器具筐体９は天井１０に埋め込まれている。器具筐体９は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板９１で覆われている。この光拡散板９１に対向するように、ＬＥＤユニット４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤユニット４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。この例では、器具内に取り付けられるＬＥＤユニット４０の実装基板４１の裏側に器具筐体９に熱的に結合された放熱板９２を設けている。この放熱板９２を介して、ＬＥＤ４ａ〜４ｄから発生する熱を放熱することでＬＥＤ４ａ〜４ｄの温度を下げて、光出力を上げる効果がある。
【００６０】
図６の例では、一例として、４個のＬＥＤ４ａ〜４ｄが直列接続されたＬＥＤユニット４０を用いているが、図１の点灯装置では、コンデンサＣ１の電圧に比べて負荷電圧が低ければ良く、その範囲内であれば、ＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。
【００６１】
なお、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０が別体となった電源別置型のＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。その場合、例えば、４個のＬＥＤを直列接続した第１のＬＥＤユニットと、８個のＬＥＤを直列接続した第２のＬＥＤユニットをカスケード接続し、１つの点灯装置の出力で点灯することが可能となり、照明システム全体としてコストを低減することが出来る。各ＬＥＤユニットに用いるＬＥＤの直列個数は限定されるものではない。
【００６２】
（実施形態４）
本発明の点灯装置は照明器具に用いるほか、液晶ディスプレイ（液晶テレビを含む）のバックライトや車両用光源に用いても良い。車両用等の振動の多い環境で用いる場合には、振動で負荷開放異常が生じる可能性がある。本発明の点灯装置を用いれば、負荷開放異常が生じたときであっても、発振停止状態に移行できるので、無駄な電力消費を回避できると共に、回路の故障も回避できる。
【００６３】
なお、いずれの実施形態においても、負荷接続検出回路により負荷接続が検出されない場合に、報知用のＬＥＤを点滅あるいは点灯させたり、外部に報知音などの何らかの報知信号を出力するように構成しても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ 負荷接続検出回路
３ 負荷端子
４ 半導体発光素子
Ａ、Ｂ 入力端子
Ｃ、Ｄ 出力端子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端子間の直流電圧を電圧変換して出力端子間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
前記出力端子間に並列接続された直流通電要素と、
前記出力端子から供給される直流電流により点灯する半導体発光素子を接続される負荷端子と、
前記入力端子から前記負荷端子と前記半導体発光素子を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路と、
前記負荷端子と前記直流通電要素の間に接続されて、前記入力端子から前記直流通電要素を介して前記負荷接続検出回路に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子とを有することを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流を検出したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を起動する起動回路であることを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
【請求項３】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を停止させる停止回路であることを特徴とする請求項１または２記載の点灯装置。
【請求項４】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流の有無に応じて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路への制御電源電圧の供給の有無を切り替える回路であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項５】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流を電源として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路に制御電源電圧を供給する制御電源回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項６】
前記制御電源回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路からの帰還電流を電源とし、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作中に前記半導体発光素子を介する直流電流が検出されなくなったときに前記帰還電流を遮断する手段を有することを特徴とする請求項５記載の点灯装置。
【請求項７】
前記入力端子間の直流電圧は昇圧チョッパ回路の出力電圧であり、前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流の有無に応じて前記昇圧チョッパ回路の起動／停止を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具。
【請求項１】
入力端子間の直流電圧を電圧変換して出力端子間に直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
前記出力端子間に並列接続された直流通電要素と、
前記出力端子から供給される直流電流により点灯する半導体発光素子を接続される負荷端子と、
前記入力端子から前記負荷端子と前記半導体発光素子を介して直流電流を通電する経路を形成する負荷接続検出回路と、
前記負荷端子と前記直流通電要素の間に接続されて、前記入力端子から前記直流通電要素を介して前記負荷接続検出回路に直流電流を通電する経路を遮断する整流素子とを有することを特徴とする点灯装置。
【請求項２】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流を検出したときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を起動する起動回路であることを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
【請求項３】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流が検出されないときに前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を停止させる停止回路であることを特徴とする請求項１または２記載の点灯装置。
【請求項４】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流の有無に応じて前記ＤＣ−ＤＣ変換回路への制御電源電圧の供給の有無を切り替える回路であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項５】
前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流を電源として前記ＤＣ−ＤＣ変換回路に制御電源電圧を供給する制御電源回路であることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項６】
前記制御電源回路は、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路からの帰還電流を電源とし、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作中に前記半導体発光素子を介する直流電流が検出されなくなったときに前記帰還電流を遮断する手段を有することを特徴とする請求項５記載の点灯装置。
【請求項７】
前記入力端子間の直流電圧は昇圧チョッパ回路の出力電圧であり、前記負荷接続検出回路は、前記半導体発光素子を介する直流電流の有無に応じて前記昇圧チョッパ回路の起動／停止を制御することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の点灯装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の点灯装置を備えることを特徴とする照明器具。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−２２２２６６（Ｐ２０１１−２２２２６６Ａ）
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−８９６３４（Ｐ２０１０−８９６３４）
【出願日】平成２２年４月８日（２０１０．４．８）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１１月４日（２０１１．１１．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年４月８日（２０１０．４．８）
【出願人】（０００００５８３２）パナソニック電工株式会社 (17,916)
【Ｆターム（参考）】
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