電動機の駆動装置
【課題】モータの巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数を使用せずにモータを駆動することができる電動機の駆動装置を提供する。
【解決手段】本発明の駆動装置は、インバータ１０の三相出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部１１を備える。ベクトル制御部１１は、トルク電流指令値とトルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部２１と、磁化電流指令値と磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部２２と、インバータ１０の出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部２６と、目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部２７とを備える。目標出力電圧決定部２７は、目標出力電圧と角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って角速度から目標出力電圧を決定する。
【解決手段】本発明の駆動装置は、インバータ１０の三相出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部１１を備える。ベクトル制御部１１は、トルク電流指令値とトルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部２１と、磁化電流指令値と磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部２２と、インバータ１０の出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部２６と、目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部２７とを備える。目標出力電圧決定部２７は、目標出力電圧と角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って角速度から目標出力電圧を決定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期モータや誘導モータなどの電動機を駆動する駆動装置に関し、特にインバータの出力電流に基づいてベクトル制御を行なう駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から一般に用いられているモータの制御方法としては、指令周波数に対応する電圧を出力することにより、電動機磁束を一定に保つＶ／Ｆ制御や、インバータの出力電流を励磁電流とトルク電流に分解し、負荷に見合ったモータ電流を流せるように励磁電圧とトルク電圧を制御するベクトル制御が挙げられる。
【０００３】
Ｖ／Ｆ制御は高速な演算を必要とせず、簡易な構成でモータを制御することが出来る。しかし、このＶ／Ｆ制御では、フィードバック情報が乏しいため、個々のモータの特性に合わせた高効率な制御は期待出来ない。また、モータロータの位置を検出しないため、同期機の場合はモータロータが脱調する可能性もある。
【０００４】
一方、同期機の脱調を防止し、且つ、高価な位置センサを使用することなく同期機を制御することが出来る制御方式として、センサレスベクトル制御がある。このセンサレスベクトル制御の制御ブロックを図１に示す。インバータ１１０の出力電流は、電流検出器１１２により検出され、この検出された三相電流は、３／２相変換部１１７、静止／回転座標変換部１１８により、回転座標系上の二相電流Ｉｄ，Ｉｑに変換された後、磁化電圧制御部１２２およびトルク電圧制御部１２１に入力される。磁化電圧制御部１２２は、現在の磁化電流Ｉｄと磁化電流指令値Ｉｄ*との偏差が０となるような磁化電圧指令値Ｖｄ*をＰＩ演算により求める。トルク電圧制御部１２１は、現在のトルク電流Ｉｑとトルク電流指令値Ｉｑ*との偏差が０となるようなトルク電圧指令値Ｖｑ*をＰＩ演算により求める。
【０００５】
目標トルク電流決定部１２４は、外部から入力された角速度指令値ω*と現在の角速度ωとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行なってトルク電流指令値Ｉｑ*を決定する。現在の角速度ωは、電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*およびフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑに基づき、軸誤差推定器１２９および微分器１３２によって求められる。磁化電流指令値Ｉｄ*は、モータモデルを用いて算出された理想的な磁化電流である。電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*は、回転／静止座標変換部１３５および２／３相変換部１３６を経て固定座標系上の３相電圧指令値に変換された後、インバータ１１０に送られる。
【０００６】
この図１に示すセンサレスベクトル制御は、位置センサを用いずに、フィードバックされたモータ電流からロータの位置を推定する制御方式である。この制御方式は、モータモデルに基づいて負荷の状態に見合った最適な制御をしているため、モータの効率を最大限に発揮させることが出来る。
【０００７】
しかしながら、センサレスベクトル制御では、フィードバックされたモータ電流から電圧指令値を高速周期で演算する必要がある。また、モータモデルが必要なため、モータＭの巻線抵抗やリアクタンス等の多くのモータ定数を制御に用いる必要がある。正確なモータ定数を把握するためには手間がかかる上、それら巻線抵抗およびリアクタンスの温度依存も考慮する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０００−３４１９９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上述した従来の問題点に鑑みてなされたもので、従来のＶ／Ｆ制御だけではなし得なかった高効率化や最適トルク制御を実現しつつ、従来のセンサレスベクトル制御で必要とされたモータの巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数を使用せずにモータを駆動することができる電動機の駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した目的を達成するために、本発明の一態様は、インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出器により検出された出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、前記ベクトル制御部は、前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流を回転座標系上のトルク電流および磁化電流に変換する静止／回転座標変換部と、トルク電流指令値と前記トルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部と、磁化電流指令値と前記磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部と、回転座標系上の前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換する回転／静止座標変換部と、前記回転／静止座標変換部によって変換された前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を三相の電圧指令値に変換する２／３相変換部と、前記トルク電圧制御部および前記磁化電圧制御部により求められた前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値から前記電動機のロータの角速度を算出する速度演算部と、前記角速度と角速度指令値との偏差に基づいて前記トルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、前記インバータの出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて前記磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、前記目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部とを備え、前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする。
【００１１】
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が一定となる関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が二次低減カーブで表される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶しており、該複数のＶ／ωパターンの中から選択された１つのＶ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする。
【００１２】
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記電動機の定格電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記インバータの定格出力電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格出力電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標磁化電流決定部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該目標磁化電流決定部に記憶されている下限値を前記磁化電流指令値として出力することを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記磁化電圧制御部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該磁化電圧制御部に記憶されている下限値を前記磁化電圧指令値として出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、目標出力電圧の決定には、電動機の定格電圧および定格周波数のみが必要となり、電動機の巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数は不要である。さらには、目標出力電圧決定部に記憶されているＶ／ωパターンに従って目標出力電圧が決定されるので、複雑な演算が不要である。したがって、安定した電動機の駆動を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来のセンサレスベクトル制御の制御ブロックを示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。
【図３】図２に示すインバータを詳細に示す模式図である。
【図４】図４（ａ）および図４（ｂ）は、同期モータの等価回路を示す図である。
【図５】インバータの出力電流Ｉoutおよび出力電圧Ｖoutをベクトルで表した図である。
【図６】トルク電流の目標値を決定する制御ブロックを示す図である。
【図７】図７（ａ）は、最も運転効率がよい状態におけるｄｑ軸上の電流ベクトルとＭＴ軸上の電流ベクトルとの関係を示す図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）に示すＩoutに対応するＶoutをベクトルで表した図である。
【図８】図８（ａ）は、Ｉｄ＜０となる場合の電流ベクトルIout、Ｉｑ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示す図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示す電流ベクトルIoutに対応する電圧ベクトルＶoutを示す図である。
【図９】図９（ａ）は、Ｉｄ＞０となる場合の電流ベクトルIout、Ｉｑ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示す図であり、図９（ｂ）は、図９（ａ）に示す電流ベクトルIoutに対応する電圧ベクトルＶoutを示す図である。
【図１０】磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定する制御のブロックを示す図である。
【図１１】図１１（ａ）は、Ｖout-d／ωが一次関数で表される例を示す図であり、図１１（ｂ）は、Ｖout-d／ωが二次低減カーブで表される例を示す図である。
【図１２】低周波数領域での磁化電流指令値をブーストさせる例を示す図である。
【図１３】モータに接続された負荷にトルクメータが備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。
【図１４】トルク信号とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１５】モータに接続される負荷がポンプであって、ポンプに連結される配管に流量計が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。
【図１６】流量とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１７】インバータを含めたシステム全体の効率の補償を行なう例を示す図である。
【図１８】インバータの出力電流とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１９】本発明の実施形態に係る駆動装置の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図２は、本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。この駆動装置は、モータＭを駆動するインバータ装置（電力変換装置）であり、図２に示すようにインバータ１０およびベクトル制御部１１を含む複数の要素から構成されている。すなわち、駆動装置は、モータＭに供給される電圧を生成するインバータ１０と、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１と、インバータ１０からモータＭに供給される電流を検出する電流検出器（電流計）１２とを備えている。
【００１６】
図３は、図２に示すインバータ１０を詳細に示す模式図である。インバータ１０は、電力変換部としてのインバータ回路１０Ａと、このインバータ回路１０Ａを駆動するゲートドライバ１０Ｂとから基本的に構成されている。インバータ回路１０Ａでは、直流電力（例えば、商用電源を全波整流して得られる直流電源からの直流電力）が供給される正極ラインＰと負極ラインＮとの間に３組の上下アームが並列に接続されており、各相の上下アームにはスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とからなる逆並列回路が組み込まれている。記号Ｃ１はコンデンサである。これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、ダイオードＤ１〜Ｄ６、およびコンデンサＣ１によりインバータ回路１０Ａが構成されている。ゲートドライバ１０Ｂは、ベクトル制御部１１から送られる電圧指令値に従った電圧が生成されるように、インバータ回路１０Ａのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を駆動する。
【００１７】
電流検出器１２は、インバータ１０からモータＭに供給される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。その計測値は、ゲイン調整器１５によって増幅された後、ベクトル制御部１１に入力される。なお、ゲイン調整器１５は省略することもできる。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測は、任意の２相の電流を計測し、式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から残りの電流を求めてもよい。ベクトル制御部１１は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび外部から入力される角速度指令値に基づいて三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。さらに、ベクトル制御部１１は、これら三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*に対応したＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をゲートドライバ１０Ｂに送る。ゲートドライバ１０Ｂは、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*に対応するＰＷＭ信号に基づいてゲートドライブＰＷＭ信号を生成し、６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、ゲートドライブＰＷＭ信号に基づいて動作（オン、オフ）される。このように、インバータ１０はベクトル制御部１１からの三相電圧指令値に基づいた電圧を生成し、これをモータＭに印加する。
【００１８】
ベクトル制御部１１の基本的動作は次の通りである。電流検出器１２によって検出されたインバータ１０の三相出力電流は、回転座標系上の二相電流（ベクトル）に変換される。ここで、回転座標系の一方の軸を１次鎖交磁束の方向に一致させると、他方の軸は１次鎖交磁束に直交する。したがって、１次鎖交磁束に直交する軸上の電流ベクトルを制御することによって、モータＭのトルクを制御することができる。すなわち、変換された二相電流とそれぞれの目標値との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行なわれ、二相の電圧指令値が求められる。求められた回転座標系上の二相の電圧指令値は、静止座標系上の三相の電圧指令値に変換される。そして、各相の電圧指令値に対応したＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号はインバータ１０のゲートドライバ１０Ｂに送られる。ベクトル制御部１１は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）または専用の処理装置から構成することができる。
【００１９】
次に、図２を参照してベクトル制御部１１について詳細に説明する。電流検出器１２によって検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３／２相変換部１７に送られ、ここで静止座標系上の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは静止座標系上の二相電流に変換される。この静止座標系上の二相電流は静止／回転座標変換部１８に送られ、ここで位相θに基づいて回転座標系上の二相電流、すなわち磁化電流Ｉｍおよびトルク電流Ｉｔに変換される。
【００２０】
トルク電流Ｉｔおよび磁化電流Ｉｍは、トルク電圧制御部２１および磁化電圧制御部２２にそれぞれ送られる。トルク電圧制御部２１には、目標トルク電流決定部２４からトルク電流指令値Ｉｔ*が入力される。そして、トルク電圧制御部２１は、トルク電流指令値Ｉｔ*と現在のトルク電流Ｉｔとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行ない、トルク電圧指令値Ｖｔ*を求める。目標トルク電流決定部２４は速度制御部であり、ベクトル制御部１１の外部から入力される角速度指令値ω*と、モータＭの現在の角速度ωとの偏差が０となるようなトルク電流指令値Ｉｔ*をＰＩ演算により求める。
【００２１】
磁化電圧制御部２２には、目標磁化電流決定部２６から磁化電流指令値Ｉｍ*が入力される。磁化電圧制御部２２は、磁化電流指令値Ｉｍ*と現在の磁化電流Ｉｍとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行ない、磁化電圧指令値Ｖｍ*を求める。目標磁化電流決定部２６は、目標出力電圧決定部２７（後で詳述する）から送られる目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差が０となるような磁化電流指令値Ｉｍ*をＰＩ演算により求める。
【００２２】
インバータ１０の現在の出力電圧Ｖは、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*から出力電圧算出部３０によって求められる。また、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*は速度演算部３１にも送られ、ここでロータの現在の角速度ωが求められる。この角速度ωは、目標トルク電流決定部２４、目標出力電圧決定部２７、および積分器３３に入力される。積分器３３は、角速度ωを積分してロータの位相θを求める。この位相θは静止／回転座標変換部１８および回転／静止座標変換部３５に入力される。
【００２３】
磁化電圧指令値Ｖｍ*およびトルク電圧指令値Ｖｔ*は、回転／静止座標変換部３５に入力され、ここで回転座標系上の磁化電圧指令値Ｖｍ*およびトルク電圧指令値Ｖｔ*は、位相θに基づき静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換される。さらに２／３相変換部３６により、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値は、三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換される。インバータ１０は、上述したように、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に従って電圧を生成する。
【００２４】
ここで、ベクトル制御部１１が永久磁石型同期モータを制御する場合について説明する。
ｄｑ回転座標系において、ロータの永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とすると、同期モータの等価回路は図４（ａ）および図４（ｂ）に示すようになる。図４（ａ）および図４（ｂ）において、Ｒは巻線抵抗を表し、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンスを表し、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンスを表し、ωは角速度を表し、Ｅは誘起電圧を表している。
【００２５】
図４（ａ）はｄ軸の方向に電流Ｉｄが流れたときの等価回路を示し、図４（ｂ）はｑ軸の方向に電流Ｉｑが流れたときの等価回路を示す。図４（ａ）および図４（ｂ）により、電圧方程式は次のように表される。
Ｖｄ＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ （１）
Ｖｑ＝Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋Ｅ （２）
ここで、ｐは時間微分（ｄ／ｄｔ）を表す。図４（ａ）および図４（ｂ）に示す記号ｊは虚数単位を表している。干渉成分ｊωＬｑＩｑ，ｊωＬｄＩｄをｄｑ軸（モータ軸）上に表すと、ベクトルの方向が変換されて記号ｊがとれるので、記号ｊは式（１）および式（２）は表されていない。なお、式（１）および式（２）において、誘起電圧Ｅは、角速度ωと永久磁石による鎖交磁束Ψとの積である。
【００２６】
ここで、インダクタンス成分（Ｌ）があるため、インバータ１０の出力電流Ｉoutに対して、出力電圧Ｖoutには位相遅れが生じる。図５はインバータ１０の出力電流Ｉoutおよび出力電圧Ｖoutをベクトルで表した図である。図５において、モータがある理想的な制御状態にあるときの出力電圧Ｖout-iの位相に一致する軸をＴ軸とし、そのＴ軸に垂直な軸をＭ軸とする。ＭＴ軸とｄｑ軸との間には、位相差βが存在する。本実施形態では、Ｔ軸上の電圧Ｖｔ，電流Ｉｔ、およびＭ軸上の電圧Ｖｍ，電流Ｉｍを用いてモータのベクトル制御を行なう。
【００２７】
ＭＴ軸はインバータ１０を制御する軸になるため、本明細書ではインバータ軸と呼称する。位相差βを把握するには、Ψ，Ｌｄ，Ｌｑ等が必要になるため、詳細なモータ定数が必要となるが、本実施形態では、このような詳細なモータ定数がなくともＩｔ，Ｉｍが制御できる手法を採用している。
【００２８】
本実施形態では、Ｔ軸を基準軸として、Ｔ軸に電圧Ｖｔを、Ｍ軸に電圧Ｖｍをそれぞれ印加し、出力電流Ｉoutがｑ軸に一致するように制御する。このような制御を行なうことにより位相差βが不明であっても、出力電流Ｉoutをｑ軸に一致させることが出来るので、モータＭの定数を必要としない。
【００２９】
トルク電流Ｉｔの目標値を決定する制御ブロックを図６に示す。トルク電流の目標値、すなわちトルク電流指令値Ｉｔ*は、目標トルク電流決定部２４によって生成される。この目標トルク電流決定部２４には、角速度指令値ω*および現在の角速度ωが入力され、目標トルク電流決定部２４はこれら２つの値ω*，ωの偏差を０とするためのトルク電流指令値Ｉｔ*を決定する。角速度指令値ω*は、モータＭに要求される所望の角速度であり、ベクトル制御部１１の外部から目標トルク電流決定部２４に入力される。一方、現在の角速度ωは、速度演算部３１によって与えられる。この速度演算部３１は、ベクトル制御の結果得られるＭＴ軸上の電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*の信号を処理することで推定角速度を求め、この求められた推定角速度が現在の角速度ωとして使用される。なお、速度演算部３１は、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*に基づいて角速度ωを算出できるものであれば、その形態は特に限定されない。例えば、速度演算部３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路や、その等価回帰演算を行なうものであってもよいし、電圧指令値と角速度との関係を予め関係式に表したものであってもよい。
【００３０】
目標トルク電流決定部２４は、角速度指令値ω*が現在の角速度ωよりも大きければ（すなわち、ω*＞ωであれば）、トルクを増やして増速させるためにより大きなトルク電流指令値Ｉｔ*を出力する。一方、角速度指令値ω*が現在の角速度ωよりも小さければ（すなわち、ω*＜ωであれば）、トルクを減らして減速させるためにより小さなトルク電流指令値Ｉｔ*を出力する。
【００３１】
次に、磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定するプロセスについて説明する。説明の簡略化のために、同期モータがＳＰＭモータ（表面磁石型モータ、Surface Permanent Magnet motor）である場合を考える。ＳＰＭモータの場合は、インバータ１０からの出力電流Ｉoutがｄ軸に垂直に流れるときが最も運転効率がよくなる。つまり、ｄ軸上の電流Ｉｄが０となるようにインバータ１０の出力電流を制御することが望ましい。図７（ａ）は、最も運転効率がよい状態におけるｄｑ軸上の電流ベクトルとＭＴ軸上の電流ベクトルとの関係を示している。
【００３２】
一方、インバータ１０の出力電圧Ｖoutは、式（１）および式（２）より次のように求められる。
Ｖout（→）＝Ｖｄ（→）＋Ｖｑ（→） （３）
Ｖout＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ
＋Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ （４）
ただし、記号（→）はベクトルを表している。
【００３３】
モータＭが安定して運転している場合、フィードバック電流は綺麗な正弦波となる。このとき、座標変換された電流Ｉｔ，Ｉｍはほとんど変化しないため、定常状態にあるといえる。よって、上記式（４）の微分項は無視することができるので、上記式（４）は、
Ｖout＝Ｉｄ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋Ｉｑ・Ｒ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ
＝Ｉｄ・Ｒ＋Ｉｑ・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （５）
と表される。
さらに、ベクトルＩoutは、ベクトルＩｄとベクトルＩｑとの合成であるので、上記式（５）は、
Ｖout＝Ｉout・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （６）
と表される。
【００３４】
図７（ａ）に示す状態においては、Ｉｄ＝０であるので、Ｉｑ＝Ｉoutとなる。したがって、式（６）は次のように表される。
Ｖout＝Ｉｑ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋ωΨ （７）
図７（ｂ）は図７（ａ）に示すＩoutに対応するＶoutをベクトルで表した図である。図７（ａ）はＩｄが０となる理想状態を示しているため、このときの出力電圧を理想出力電圧Ｖout-iとする。そして、Ｔ軸は、この理想出力電圧Ｖout-iのベクトルの方向に一致する。
【００３５】
図８（ａ）は、出力電流Ｉoutが電流Ｉｑに対して位相進みである場合、つまり、Ｉｄ＜０となる場合のIout、Ｉｑ、Ｉｄ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示している。トルク電流Ｉｔが、トルク電流指令値Ｉｔ*に基づいて図７（ａ）の場合と同じ大きさで制御されている条件下では、ベクトルＩoutの先端は、ベクトルＩｔの先端を通る、Ｔ軸に垂直な直線上にある。したがって、ベクトルＩｑは図７（ａ）に示す理想状態の時よりも小さくなる。このときの電圧Ｖoutのベクトルは図８（ｂ）に示すようになる。Ｉｄ＜０であるため、ＩｄＲは左向きのベクトルとなり、ωＬｄＩｄは下向きのベクトルとなる。これらのベクトルの存在とＩｑが小さくなることから、出力電圧Ｖoutは、点線で示す理想出力電圧Ｖout-i（図７（ｂ）参照）よりも小さくなる。このとき、Ｍ軸上の電流Ｉｍは、図７（ａ）に示す理想状態における電流Ｉｍよりも小さくなる。
【００３６】
一方、図９（ａ）は、出力電流Ｉoutが電流Ｉｑに対して位相遅れである場合、つまり、Ｉｄ＞０となる場合のIout、Ｉｑ、Ｉｄ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示している。トルク電流Ｉｔが、トルク電流指令値Ｉｔ*に基づいて図７（ａ）の場合と同じ大きさで制御されている条件下では、Ｉｑは図７（ａ）に示す理想状態の時よりも大きくなる。このときの電圧Ｖoutのベクトルは図９（ｂ）に示すようになる。Ｉｄ＞０であるため、ＩｄＲが右向きのベクトルとなり、ωＬｄＩｄは上向きのベクトルとなる。これらのベクトルの存在とＩｑが大きくなることから、出力電圧Ｖoutは、点線で示す理想出力電圧Ｖout-i（図７（ｂ）参照）よりも大きくなる。このとき、Ｍ軸上の電流Ｉｍは、図７（ａ）に示す理想状態における電流Ｉｍよりも大きくなる。
【００３７】
図７（ａ）〜図９（ｂ）から、磁化電流Ｉｍについて以下のことがわかる。ある理想的な出力電圧Ｖout-iに対して、実際の出力電圧Ｖoutが小さい場合は、磁化電流Ｉｍを大きくして、出力電流Ｉoutの位相を遅らせることによって出力電圧Ｖoutを理想出力電圧Ｖout-iに近づけることができる。一方、理想出力電圧Ｖout-iに対して、実際の出力電圧Ｖoutが大きい場合は、磁化電流Ｉｍを小さくして、出力電流Ｉoutの位相を進めることによって出力電圧Ｖoutを理想出力電圧Ｖout-iに近づけることができる。つまり、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００３８】
上述したＳＰＭモータでは、モータステータの巻線が生成する磁束は、永久磁石による磁気抵抗を均一に受ける。したがって、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとは互いに等しくなる。一方、ＩＰＭモータ（埋込磁石型モータ、Interior Permanent Magnet motor）の場合は、ｄ軸方向の磁束は永久磁石による磁気抵抗を受けるが、ｑ軸方向の磁束は鉄心のみを通過する。したがって、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの間には差が存在する。このため、出力電流Ｉoutがｑ軸からある位相進みを持っている時が最も駆動効率が良くなる。しかしながら、この位相進みの角度は詳細なモータ定数がないと算出することができない。
【００３９】
しかしながら、ＩＰＭモータの場合でも、図８（ａ）〜図９（ｂ）に示した関係は成立する。すなわち、理想出力電圧Ｖout-iに対して、Ｉｍを大きくするとＶoutは大きくなり、Ｉｍを小さくするとＶoutが小さくなる。したがって、ＩＰＭモータにおいても、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００４０】
誘導モータの場合には、同期モータと異なり、磁束発生のために多くの磁化電流Ｉｄを流す必要があり、これによって生じた磁束に直交するｄ軸に誘起電力Ｅが生じる。しかし、誘導モータの場合でも、図８（ａ）〜図９（ｂ）に示した関係が同様に成立する。すなわち、理想出力電圧Ｖout-iに対して、Ｉｍを大きくするとＶoutは大きくなり、Ｉｍを小さくするとＶoutが小さくなる。したがって、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００４１】
本実施形態では、理想出力電圧Ｖout-iに対応する目標出力電圧Ｖout-dが予め定められており、この目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧との偏差に基づいて、磁化電流の目標値Ｉｍ*が決定される。ベクトル制御部１１には、後に詳述するように、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示すＶ／ωパターンが記憶されており、ベクトル制御部１１は、現在の角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dをＶ／ωパターンに従って決定し、さらに目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差に基づいて、磁化電流の目標値を決定する。
【００４２】
磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定する制御のブロックを図１０に示す。図１０に示すように、磁化電流指令値Ｉｍ*は、目標出力電圧Ｖout-dと、現在の出力電圧Ｖとを目標磁化電流決定部２６に入力することで求められる。現在の出力電圧Ｖは、ベクトル制御の結果得られるＭＴ軸上の電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*の信号を合成して得ることができる（Ｖ＝√（Ｖｍ*２＋Ｖｔ*２））。目標磁化電流決定部２６は、目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差が０となるような磁化電流指令値Ｉｍ*を求める。すなわち、目標磁化電流決定部２６は、Ｖout-d＞Ｖであれば出力電流Ｉoutの位相を遅らせるようにより大きなＩｍ*を出力し、Ｖout-d＜Ｖであれば出力電流Ｉoutの位相を進ませるようにより小さなＩｍ*を出力する。
【００４３】
トルク電流指令値Ｉｔ*および磁化電流指令値Ｉｍ*は、図２に示すように、トルク電圧制御部２１および磁化電圧制御部２２にそれぞれ入力される。そして、上述したように、トルク電圧制御部２１は、現在のトルク電流Ｉｔとトルク電流指令値Ｉｔ*との偏差に基づいてトルク電圧指令値Ｖｔ*を算出する。磁化電圧制御部２２は、現在の磁化電流Ｉｍと磁化電流指令値Ｉｍ*との偏差に基づいて磁化電圧指令値Ｖｍ*を算出する。このようにして、インバータ軸であるＭＴ軸上のベクトルを用いたベクトル制御が可能となる。
【００４４】
目標出力電圧Ｖout-dは、目標出力電圧決定部２７から出力され、目標磁化電流決定部２６に入力される。目標出力電圧決定部２７は、現在の角速度ωに基づいて目標出力電圧Ｖout-dを決定する。より具体的には、目標出力電圧決定部２７には、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示すＶ／ωパターンが記憶されている。このＶ／ωパターンは、現在のロータの角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dを決定するための、角速度ωと目標出力電圧Ｖout-dとの対応関係を定義する。Ｖ／ωパターンは、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示す関数またはテーブルデータとして目標出力電圧決定部２７に記憶されている。目標出力電圧決定部２７は、Ｖ／ωパターンに基づいて、現在の角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dを決定する。なお、公知の式ω＝２πＦを用いて、角速度ωから周波数Ｆを求めることができるので、目標出力電圧Ｖout-dと周波数Ｆとの関係を示すＶ／Ｆパターンを目標出力電圧決定部２７に記憶させてもよい。
【００４５】
目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係は、Ｖout-dとωとの比が一定となる関係でもよいし、負荷トルクがモータの回転速度の二乗に比例するポンプやファンなどを駆動する場合は、Ｖout-dとωとの比が、二乗低減トルク特性に沿った二乗低減カーブで表されてもよい。Ｖ／ωパターンは、従来のＶ／Ｆ制御と同様の手法に従って、モータＭの定格電圧と定格周波数とから設定することができる。
【００４６】
モータ効率を最大とするためには、目標出力電圧Ｖout-dは、理想的な出力電圧Ｖout-iに一致することが望ましい。しかしながら、目標出力電圧Ｖout-dが理想出力電圧Ｖout-iから大きく外れなければ、モータＭの制御は可能である。本実施形態に係る駆動装置は、従来のＶ／Ｆ制御とは異なり、インバータ１０の出力電流をベクトル制御部１１にフィードバックすることで、ロータの脱調を回避することができる。また、出力電圧Ｖを目標磁化電流決定部２６にフィードバックするため、単なるＶ／Ｆ制御よりも精度および効率のよい制御が可能になる。
【００４７】
さらに、Ｖout-d／ωが一定となる一次関数を設定するには、図１１（ａ）に示すように、モータＭの定格電圧と定格周波数（または定格回転速度）とが分かれば十分であり、詳細なモータ定数は不要である。また、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの比を二乗低減カーブで表す場合でも、図１１（ｂ）に示すように、モータＭの定格電圧と定格周波数が分かれば、低減分を任意に設定することができる。
【００４８】
なお、本実施形態における駆動装置において、弱め界磁制御を行なうこともできる。すなわち、モータＭの周波数（回転速度）が該モータＭの定格周波数を超えたときは、インバータ１０の出力電力がモータＭの定格電圧に維持されるように磁化電流Ｉｍが下げられる。これにより、インバータ１０の出力電圧を抑えつつ、モータＭの回転速度を上昇させることができる。図１１（ａ）および図１１（ｂ）に示すＶ／ωパターンでは、目標出力電圧Ｖout-dがモータＭの定格電圧に達した後は、目標出力電圧Ｖout-dはモータＭの定格電圧で一定に維持される。すなわち、モータＭの定格周波数に対応する角速度以上の領域では、目標出力電圧Ｖout-dはモータＭの定格電圧に維持される。なお、インバータ１０の出力上限電圧（ＤＣリンク電圧から算出される）がモータＭの定格電圧よりも小さい場合は、モータＭの定格周波数に対応する角速度以上の領域では、目標出力電圧Ｖout-dはインバータ１０の出力上限電圧に維持される。
【００４９】
ここで、目標出力電圧決定部２７は、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶してもよい。この場合は、図示しない入力部からの設定操作により、複数のＶ／ωパターンから１つのＶ／ωパターンが選択され、目標出力電圧決定部２７は、選択されたＶ／ωパターンに従って、角速度ωから目標出力電圧Ｖout-dを決定する。例えば、目標出力電圧決定部２７は、複数のＶ／ωパターンとして、Ｖout-d／ωが一定となるＶ／ωパターンと、Ｖout-d／ωが二乗低減カーブで表されるＶ／ωパターンとを記憶し、モータＭに連結される負荷の種類によって適切なＶ／ωカーブを選択可能とすることができる。
【００５０】
本実施形態では、低周波数領域でのトルクブーストを行なうことが可能である。一般に、モータの周波数（回転速度）が低い領域では、インバータ１０の出力電流が小さくなるため、モータの制御が難しくなる。そこで、図１２に示すように、モータＭの角速度が所定の値以下の領域では、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を設けて、低周波数領域での磁化電流指令値Ｉｍ*をブーストすることが好ましい。図１２に示す例では、モータＭのロータの角速度がω１以下であるとき、目標磁化電流決定部２６は、予め記憶されている下限値を磁化電流指令値Ｉｍ*として出力する。一方、角速度がω１よりも大きいときは、目標磁化電流決定部２６は、ＰＩ制御の結果得られた磁化電流指令値Ｉｍ*を出力する。このように、低周波数の領域において磁化電流指令値Ｉｍ*を補償することにより、モータの低速領域でのトルクブーストを実現することができる。なお、図１２において、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を示す線グラフが傾いている理由は、指令値Ｉｍ*が大きいと過励磁になり効率が悪くなるためである。このような過励磁状態を避けて、適切な指令値で速やかな制御を行なうために、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を角速度の増加に従って減少させて指令値Ｉｍ*を小さくしている。
【００５１】
なお、磁化電流指令値Ｉｍ*に代えて、磁化電圧指令値Ｖｍ*に下限値を設けてもよい。この場合も、図１２の例と同様に、磁化電圧制御部２２は、角速度が所定の値以下であるとき、予め記憶されている下限値を磁化電圧指令値Ｖｍ*として出力し、一方、角速度が所定の値よりも大きいときは、ＰＩ制御の結果得られた磁化電圧指令値Ｖｍ*を出力する。この場合も、図１２に示す例と同じように、磁化電圧指令値Ｖｍ*の下限値を角速度の増加に従って減少させて、適切な指令値で早く制御できるようにしている。
【００５２】
上述した低周波数領域でのトルクブーストは、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*とのいずれかを選択して行なうようにしてもよい。より具体的には、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*との両方に上記下限値を設け、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*のいずれかの下限値を選択的に、目標磁化電流決定部２６または磁化電圧制御部２２から出力するようにしてもよい。磁化電圧指令値Ｖｍ*の下限値を選択した場合は、過電流を防止するために、磁化電流指令値Ｉｍ*に上限値を設けて、過大な磁化電圧指令値Ｖｍ*に起因する過励磁での過電流保護を行うことが好ましい。
【００５３】
本実施形態では、目標出力電圧決定部２７において、角速度ωから目標出力電圧Ｖout-dが決定されるが、目標出力電圧決定部２７から出力される目標出力電圧Ｖout-dが必ずしも理想出力電圧に一致するとは限らない。本発明では、目標出力電圧Ｖout-dと理想出力電圧との差によるモータ効率の低下を以下のように補償することもできる。
【００５４】
図１３は、モータＭに接続された負荷４１にトルクメータ４２が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。ベクトル制御部１１は、その詳細を省略して図示されており、目標出力電圧決定部２７とその出力のみが記載されている。バイアス電圧決定部４３には、角速度指令値ω*およびトルクメータ４２から出力されるトルク信号が入力され、バイアス電圧決定部４３からはバイアス電圧が出力される。バイアス電圧は、目標出力電圧決定部２７の出力である目標出力電圧Ｖout-dに加算され、その結果得られた値は目標磁化電流決定部２６（図２参照）に入力される。ここで、バイアス電圧は正の値だけでなく、負の値も取ることができる。
【００５５】
バイアス電圧決定部４３は、角速度指令値ω*に変化がない場合に、トルクメータ４２で検出されるトルクが最大となるように、バイアス電圧を増減させる。図１４は、トルク信号とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１４に示す例では、トルク信号は、バイアス電圧が−１０Ｖのときに最大となる。バイアス電圧決定部４３は、バイアス電圧を増減させる前後のトルク信号を比較し、バイアス電圧の増減を決定する。角速度指令値ω*が変化したときは、バイアス電圧を０に戻す。このように、バイアス電圧決定部４３は、角速度指令値ω*が変化するまで、トルクが最大となるようにバイアス電圧を増減させる。
【００５６】
一般に、角速度指令値ω*の演算周期は、ベクトル制御の周期に比して長い。例えば、角速度指令値ω*は１００ｍｓ間隔で演算されているのに対して、ベクトル制御の周期（目標出力電圧Ｖout-dの決定周期）が１ｍｓであれば、角速度指令値ω*が一定である間に、最低でも１００回はバイアス電圧を増減させる機会が得られる。なお、バイアス電圧の増減はベクトル制御の周期と同じくしてもよいし、ベクトル制御の周期よりも長い周期で行なってもよい。例えば、上述の例において、バイアス電圧の増減を５ｍｓ毎に行なうようにしてもよい。
【００５７】
図１５は、モータＭに接続される負荷がポンプＰであって、ポンプＰに連結される配管に流量計５２が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。図１６は、流量とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１５に示す例が図１３に示す例と異なる点は、バイアス電圧決定部４３に入力される信号がトルク信号ではなく、流量計５２から出力される流量信号である点と、バイアス電圧の増減が、流量が最大となるように行なわれる点である。その他の構成および動作は、図１３に示す例と同様である。
【００５８】
このように、モータＭに接続された負荷の状態を検出するセンサ（トルクメータ４２，流量計５２）を用いて、その負荷状態が最大となるように、目標出力電圧Ｖout-dに加算するバイアス電圧を増減させることで、モータ効率をより高める制御を行なうことができる。
【００５９】
また、モータ効率自体の補償ではなく、インバータの効率を高めるような制御を行ない、結果としてシステム全体の効率の補償を行なうこともできる。図１３および図１５に示した例は、モータの最高効率点を目指す制御であるが、モータの最高効率点での運転が、インバータ等を含めたシステム全体でも最も効率がよい運転とは限らない。そこで、モータの最大トルク点とは異なるが、インバータ出力電流が最小となるように目標出力電圧Ｖout-dに加算するバイアス電圧を増減して、インバータの効率を最大にする。
【００６０】
図１７は、このような例を示す図である。図１８は、インバータの出力電流とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１７に示す例が、図１３および図１５に示す例と異なる点は、バイアス電圧決定部４３に入力される信号が、モータＭに接続された負荷の状態を表す信号ではなく、インバータ１０の出力電流を示す信号である点と、バイアス電圧の増減がインバータ１０の出力電流が最小となるように行なわれる点である。インバータ１０の出力電流は、インバータ１０の出力電流を検出するセンサ１２からの信号をバイアス電圧決定部４３に入力してもよい。
【００６１】
また、インバータの出力電流ではなく、出力電力が最小になるようにバイアス電圧を制御しても良い。インバータ１０の出力電力は、インバータ１０の出力電流および出力電圧から算出されるので、図１７中に二点破線で示すようにインバータ１０の出力電圧を検出するセンサ４０を設けて、これら出力電流および出力電圧を検出するセンサ１２，４０からの信号をバイアス電圧決定部４３に入力しても良い。また、インバータ１０の出力電圧としては、センサ４０を用いるのでなく、ベクトル制御部１１で用いられる指令電圧値や出力電圧算出部３０の出力を用いても良い。
【００６２】
図１９は、本発明の実施形態に係る駆動装置の変形例を示す図である。この変形例では、出力電圧は電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*から求められるのではなく、インバータ１０の三相出力電圧が電圧検出器４０によって直接検出される。検出された三相出力電圧は出力電圧算出部３０に送られ、ここでインバータ１０の出力電圧Ｖが求められる。得られた出力電圧Ｖは、上述の例と同様に、目標磁化電流決定部２６に入力される。
【００６３】
上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうることである。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲に解釈されるものである。
【符号の説明】
【００６４】
１０ インバータ
１１ ベクトル制御部
１２ 電流検出器
１７ ３／２相変換部
１８ 静止／回転座標変換部
２１ トルク電圧制御部
２２ 磁化電圧制御部
２４ 目標トルク電流決定部
２６ 目標磁化電流決定部
２７ 目標出力電圧決定部
３０ 出力電圧算出部
３１ 速度演算部
３３ 積分器
３５ 回転／静止座標変換部
３６ ２／３相変換部
４０ 電圧検出器
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期モータや誘導モータなどの電動機を駆動する駆動装置に関し、特にインバータの出力電流に基づいてベクトル制御を行なう駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から一般に用いられているモータの制御方法としては、指令周波数に対応する電圧を出力することにより、電動機磁束を一定に保つＶ／Ｆ制御や、インバータの出力電流を励磁電流とトルク電流に分解し、負荷に見合ったモータ電流を流せるように励磁電圧とトルク電圧を制御するベクトル制御が挙げられる。
【０００３】
Ｖ／Ｆ制御は高速な演算を必要とせず、簡易な構成でモータを制御することが出来る。しかし、このＶ／Ｆ制御では、フィードバック情報が乏しいため、個々のモータの特性に合わせた高効率な制御は期待出来ない。また、モータロータの位置を検出しないため、同期機の場合はモータロータが脱調する可能性もある。
【０００４】
一方、同期機の脱調を防止し、且つ、高価な位置センサを使用することなく同期機を制御することが出来る制御方式として、センサレスベクトル制御がある。このセンサレスベクトル制御の制御ブロックを図１に示す。インバータ１１０の出力電流は、電流検出器１１２により検出され、この検出された三相電流は、３／２相変換部１１７、静止／回転座標変換部１１８により、回転座標系上の二相電流Ｉｄ，Ｉｑに変換された後、磁化電圧制御部１２２およびトルク電圧制御部１２１に入力される。磁化電圧制御部１２２は、現在の磁化電流Ｉｄと磁化電流指令値Ｉｄ*との偏差が０となるような磁化電圧指令値Ｖｄ*をＰＩ演算により求める。トルク電圧制御部１２１は、現在のトルク電流Ｉｑとトルク電流指令値Ｉｑ*との偏差が０となるようなトルク電圧指令値Ｖｑ*をＰＩ演算により求める。
【０００５】
目標トルク電流決定部１２４は、外部から入力された角速度指令値ω*と現在の角速度ωとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行なってトルク電流指令値Ｉｑ*を決定する。現在の角速度ωは、電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*およびフィードバック電流Ｉｄ，Ｉｑに基づき、軸誤差推定器１２９および微分器１３２によって求められる。磁化電流指令値Ｉｄ*は、モータモデルを用いて算出された理想的な磁化電流である。電圧指令値Ｖｄ*，Ｖｑ*は、回転／静止座標変換部１３５および２／３相変換部１３６を経て固定座標系上の３相電圧指令値に変換された後、インバータ１１０に送られる。
【０００６】
この図１に示すセンサレスベクトル制御は、位置センサを用いずに、フィードバックされたモータ電流からロータの位置を推定する制御方式である。この制御方式は、モータモデルに基づいて負荷の状態に見合った最適な制御をしているため、モータの効率を最大限に発揮させることが出来る。
【０００７】
しかしながら、センサレスベクトル制御では、フィードバックされたモータ電流から電圧指令値を高速周期で演算する必要がある。また、モータモデルが必要なため、モータＭの巻線抵抗やリアクタンス等の多くのモータ定数を制御に用いる必要がある。正確なモータ定数を把握するためには手間がかかる上、それら巻線抵抗およびリアクタンスの温度依存も考慮する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０００−３４１９９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明は上述した従来の問題点に鑑みてなされたもので、従来のＶ／Ｆ制御だけではなし得なかった高効率化や最適トルク制御を実現しつつ、従来のセンサレスベクトル制御で必要とされたモータの巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数を使用せずにモータを駆動することができる電動機の駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した目的を達成するために、本発明の一態様は、インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出器により検出された出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、前記ベクトル制御部は、前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流を回転座標系上のトルク電流および磁化電流に変換する静止／回転座標変換部と、トルク電流指令値と前記トルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部と、磁化電流指令値と前記磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部と、回転座標系上の前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換する回転／静止座標変換部と、前記回転／静止座標変換部によって変換された前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を三相の電圧指令値に変換する２／３相変換部と、前記トルク電圧制御部および前記磁化電圧制御部により求められた前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値から前記電動機のロータの角速度を算出する速度演算部と、前記角速度と角速度指令値との偏差に基づいて前記トルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、前記インバータの出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて前記磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、前記目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部とを備え、前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする。
【００１１】
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が一定となる関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が二次低減カーブで表される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶しており、該複数のＶ／ωパターンの中から選択された１つのＶ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする。
【００１２】
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記電動機の定格電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記インバータの定格出力電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格出力電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標磁化電流決定部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該目標磁化電流決定部に記憶されている下限値を前記磁化電流指令値として出力することを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記磁化電圧制御部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該磁化電圧制御部に記憶されている下限値を前記磁化電圧指令値として出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、目標出力電圧の決定には、電動機の定格電圧および定格周波数のみが必要となり、電動機の巻線抵抗やリアクタンスなどのモータ定数は不要である。さらには、目標出力電圧決定部に記憶されているＶ／ωパターンに従って目標出力電圧が決定されるので、複雑な演算が不要である。したがって、安定した電動機の駆動を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】従来のセンサレスベクトル制御の制御ブロックを示す図である。
【図２】本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。
【図３】図２に示すインバータを詳細に示す模式図である。
【図４】図４（ａ）および図４（ｂ）は、同期モータの等価回路を示す図である。
【図５】インバータの出力電流Ｉoutおよび出力電圧Ｖoutをベクトルで表した図である。
【図６】トルク電流の目標値を決定する制御ブロックを示す図である。
【図７】図７（ａ）は、最も運転効率がよい状態におけるｄｑ軸上の電流ベクトルとＭＴ軸上の電流ベクトルとの関係を示す図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）に示すＩoutに対応するＶoutをベクトルで表した図である。
【図８】図８（ａ）は、Ｉｄ＜０となる場合の電流ベクトルIout、Ｉｑ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示す図であり、図８（ｂ）は、図８（ａ）に示す電流ベクトルIoutに対応する電圧ベクトルＶoutを示す図である。
【図９】図９（ａ）は、Ｉｄ＞０となる場合の電流ベクトルIout、Ｉｑ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示す図であり、図９（ｂ）は、図９（ａ）に示す電流ベクトルIoutに対応する電圧ベクトルＶoutを示す図である。
【図１０】磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定する制御のブロックを示す図である。
【図１１】図１１（ａ）は、Ｖout-d／ωが一次関数で表される例を示す図であり、図１１（ｂ）は、Ｖout-d／ωが二次低減カーブで表される例を示す図である。
【図１２】低周波数領域での磁化電流指令値をブーストさせる例を示す図である。
【図１３】モータに接続された負荷にトルクメータが備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。
【図１４】トルク信号とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１５】モータに接続される負荷がポンプであって、ポンプに連結される配管に流量計が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。
【図１６】流量とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１７】インバータを含めたシステム全体の効率の補償を行なう例を示す図である。
【図１８】インバータの出力電流とバイアス電圧との関係を示すグラフである。
【図１９】本発明の実施形態に係る駆動装置の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図２は、本発明の一実施形態に係る駆動装置を示すブロック図である。この駆動装置は、モータＭを駆動するインバータ装置（電力変換装置）であり、図２に示すようにインバータ１０およびベクトル制御部１１を含む複数の要素から構成されている。すなわち、駆動装置は、モータＭに供給される電圧を生成するインバータ１０と、インバータ１０への電圧指令値を決定するベクトル制御部１１と、インバータ１０からモータＭに供給される電流を検出する電流検出器（電流計）１２とを備えている。
【００１６】
図３は、図２に示すインバータ１０を詳細に示す模式図である。インバータ１０は、電力変換部としてのインバータ回路１０Ａと、このインバータ回路１０Ａを駆動するゲートドライバ１０Ｂとから基本的に構成されている。インバータ回路１０Ａでは、直流電力（例えば、商用電源を全波整流して得られる直流電源からの直流電力）が供給される正極ラインＰと負極ラインＮとの間に３組の上下アームが並列に接続されており、各相の上下アームにはスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とからなる逆並列回路が組み込まれている。記号Ｃ１はコンデンサである。これらスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６、ダイオードＤ１〜Ｄ６、およびコンデンサＣ１によりインバータ回路１０Ａが構成されている。ゲートドライバ１０Ｂは、ベクトル制御部１１から送られる電圧指令値に従った電圧が生成されるように、インバータ回路１０Ａのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を駆動する。
【００１７】
電流検出器１２は、インバータ１０からモータＭに供給される三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを計測する。その計測値は、ゲイン調整器１５によって増幅された後、ベクトル制御部１１に入力される。なお、ゲイン調整器１５は省略することもできる。なお、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの計測は、任意の２相の電流を計測し、式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から残りの電流を求めてもよい。ベクトル制御部１１は、三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび外部から入力される角速度指令値に基づいて三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。さらに、ベクトル制御部１１は、これら三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*に対応したＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号をゲートドライバ１０Ｂに送る。ゲートドライバ１０Ｂは、三相電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*、Ｖｗ*に対応するＰＷＭ信号に基づいてゲートドライブＰＷＭ信号を生成し、６個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、ゲートドライブＰＷＭ信号に基づいて動作（オン、オフ）される。このように、インバータ１０はベクトル制御部１１からの三相電圧指令値に基づいた電圧を生成し、これをモータＭに印加する。
【００１８】
ベクトル制御部１１の基本的動作は次の通りである。電流検出器１２によって検出されたインバータ１０の三相出力電流は、回転座標系上の二相電流（ベクトル）に変換される。ここで、回転座標系の一方の軸を１次鎖交磁束の方向に一致させると、他方の軸は１次鎖交磁束に直交する。したがって、１次鎖交磁束に直交する軸上の電流ベクトルを制御することによって、モータＭのトルクを制御することができる。すなわち、変換された二相電流とそれぞれの目標値との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行なわれ、二相の電圧指令値が求められる。求められた回転座標系上の二相の電圧指令値は、静止座標系上の三相の電圧指令値に変換される。そして、各相の電圧指令値に対応したＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号はインバータ１０のゲートドライバ１０Ｂに送られる。ベクトル制御部１１は、ＣＰＵ（中央演算処理装置）または専用の処理装置から構成することができる。
【００１９】
次に、図２を参照してベクトル制御部１１について詳細に説明する。電流検出器１２によって検出された三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３／２相変換部１７に送られ、ここで静止座標系上の三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは静止座標系上の二相電流に変換される。この静止座標系上の二相電流は静止／回転座標変換部１８に送られ、ここで位相θに基づいて回転座標系上の二相電流、すなわち磁化電流Ｉｍおよびトルク電流Ｉｔに変換される。
【００２０】
トルク電流Ｉｔおよび磁化電流Ｉｍは、トルク電圧制御部２１および磁化電圧制御部２２にそれぞれ送られる。トルク電圧制御部２１には、目標トルク電流決定部２４からトルク電流指令値Ｉｔ*が入力される。そして、トルク電圧制御部２１は、トルク電流指令値Ｉｔ*と現在のトルク電流Ｉｔとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行ない、トルク電圧指令値Ｖｔ*を求める。目標トルク電流決定部２４は速度制御部であり、ベクトル制御部１１の外部から入力される角速度指令値ω*と、モータＭの現在の角速度ωとの偏差が０となるようなトルク電流指令値Ｉｔ*をＰＩ演算により求める。
【００２１】
磁化電圧制御部２２には、目標磁化電流決定部２６から磁化電流指令値Ｉｍ*が入力される。磁化電圧制御部２２は、磁化電流指令値Ｉｍ*と現在の磁化電流Ｉｍとの偏差が０となるようにＰＩ演算を行ない、磁化電圧指令値Ｖｍ*を求める。目標磁化電流決定部２６は、目標出力電圧決定部２７（後で詳述する）から送られる目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差が０となるような磁化電流指令値Ｉｍ*をＰＩ演算により求める。
【００２２】
インバータ１０の現在の出力電圧Ｖは、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*から出力電圧算出部３０によって求められる。また、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*は速度演算部３１にも送られ、ここでロータの現在の角速度ωが求められる。この角速度ωは、目標トルク電流決定部２４、目標出力電圧決定部２７、および積分器３３に入力される。積分器３３は、角速度ωを積分してロータの位相θを求める。この位相θは静止／回転座標変換部１８および回転／静止座標変換部３５に入力される。
【００２３】
磁化電圧指令値Ｖｍ*およびトルク電圧指令値Ｖｔ*は、回転／静止座標変換部３５に入力され、ここで回転座標系上の磁化電圧指令値Ｖｍ*およびトルク電圧指令値Ｖｔ*は、位相θに基づき静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換される。さらに２／３相変換部３６により、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値は、三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に変換される。インバータ１０は、上述したように、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に従って電圧を生成する。
【００２４】
ここで、ベクトル制御部１１が永久磁石型同期モータを制御する場合について説明する。
ｄｑ回転座標系において、ロータの永久磁石による磁束の方向をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とすると、同期モータの等価回路は図４（ａ）および図４（ｂ）に示すようになる。図４（ａ）および図４（ｂ）において、Ｒは巻線抵抗を表し、Ｌｄはｄ軸方向のインダクタンスを表し、Ｌｑはｑ軸方向のインダクタンスを表し、ωは角速度を表し、Ｅは誘起電圧を表している。
【００２５】
図４（ａ）はｄ軸の方向に電流Ｉｄが流れたときの等価回路を示し、図４（ｂ）はｑ軸の方向に電流Ｉｑが流れたときの等価回路を示す。図４（ａ）および図４（ｂ）により、電圧方程式は次のように表される。
Ｖｄ＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ （１）
Ｖｑ＝Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋Ｅ （２）
ここで、ｐは時間微分（ｄ／ｄｔ）を表す。図４（ａ）および図４（ｂ）に示す記号ｊは虚数単位を表している。干渉成分ｊωＬｑＩｑ，ｊωＬｄＩｄをｄｑ軸（モータ軸）上に表すと、ベクトルの方向が変換されて記号ｊがとれるので、記号ｊは式（１）および式（２）は表されていない。なお、式（１）および式（２）において、誘起電圧Ｅは、角速度ωと永久磁石による鎖交磁束Ψとの積である。
【００２６】
ここで、インダクタンス成分（Ｌ）があるため、インバータ１０の出力電流Ｉoutに対して、出力電圧Ｖoutには位相遅れが生じる。図５はインバータ１０の出力電流Ｉoutおよび出力電圧Ｖoutをベクトルで表した図である。図５において、モータがある理想的な制御状態にあるときの出力電圧Ｖout-iの位相に一致する軸をＴ軸とし、そのＴ軸に垂直な軸をＭ軸とする。ＭＴ軸とｄｑ軸との間には、位相差βが存在する。本実施形態では、Ｔ軸上の電圧Ｖｔ，電流Ｉｔ、およびＭ軸上の電圧Ｖｍ，電流Ｉｍを用いてモータのベクトル制御を行なう。
【００２７】
ＭＴ軸はインバータ１０を制御する軸になるため、本明細書ではインバータ軸と呼称する。位相差βを把握するには、Ψ，Ｌｄ，Ｌｑ等が必要になるため、詳細なモータ定数が必要となるが、本実施形態では、このような詳細なモータ定数がなくともＩｔ，Ｉｍが制御できる手法を採用している。
【００２８】
本実施形態では、Ｔ軸を基準軸として、Ｔ軸に電圧Ｖｔを、Ｍ軸に電圧Ｖｍをそれぞれ印加し、出力電流Ｉoutがｑ軸に一致するように制御する。このような制御を行なうことにより位相差βが不明であっても、出力電流Ｉoutをｑ軸に一致させることが出来るので、モータＭの定数を必要としない。
【００２９】
トルク電流Ｉｔの目標値を決定する制御ブロックを図６に示す。トルク電流の目標値、すなわちトルク電流指令値Ｉｔ*は、目標トルク電流決定部２４によって生成される。この目標トルク電流決定部２４には、角速度指令値ω*および現在の角速度ωが入力され、目標トルク電流決定部２４はこれら２つの値ω*，ωの偏差を０とするためのトルク電流指令値Ｉｔ*を決定する。角速度指令値ω*は、モータＭに要求される所望の角速度であり、ベクトル制御部１１の外部から目標トルク電流決定部２４に入力される。一方、現在の角速度ωは、速度演算部３１によって与えられる。この速度演算部３１は、ベクトル制御の結果得られるＭＴ軸上の電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*の信号を処理することで推定角速度を求め、この求められた推定角速度が現在の角速度ωとして使用される。なお、速度演算部３１は、トルク電圧指令値Ｖｔ*および磁化電圧指令値Ｖｍ*に基づいて角速度ωを算出できるものであれば、その形態は特に限定されない。例えば、速度演算部３１は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路や、その等価回帰演算を行なうものであってもよいし、電圧指令値と角速度との関係を予め関係式に表したものであってもよい。
【００３０】
目標トルク電流決定部２４は、角速度指令値ω*が現在の角速度ωよりも大きければ（すなわち、ω*＞ωであれば）、トルクを増やして増速させるためにより大きなトルク電流指令値Ｉｔ*を出力する。一方、角速度指令値ω*が現在の角速度ωよりも小さければ（すなわち、ω*＜ωであれば）、トルクを減らして減速させるためにより小さなトルク電流指令値Ｉｔ*を出力する。
【００３１】
次に、磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定するプロセスについて説明する。説明の簡略化のために、同期モータがＳＰＭモータ（表面磁石型モータ、Surface Permanent Magnet motor）である場合を考える。ＳＰＭモータの場合は、インバータ１０からの出力電流Ｉoutがｄ軸に垂直に流れるときが最も運転効率がよくなる。つまり、ｄ軸上の電流Ｉｄが０となるようにインバータ１０の出力電流を制御することが望ましい。図７（ａ）は、最も運転効率がよい状態におけるｄｑ軸上の電流ベクトルとＭＴ軸上の電流ベクトルとの関係を示している。
【００３２】
一方、インバータ１０の出力電圧Ｖoutは、式（１）および式（２）より次のように求められる。
Ｖout（→）＝Ｖｄ（→）＋Ｖｑ（→） （３）
Ｖout＝Ｉｄ・Ｒ＋ｐＬｄＩｄ−ωＬｑＩｑ
＋Ｉｑ・Ｒ＋ｐＬｑＩｑ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ （４）
ただし、記号（→）はベクトルを表している。
【００３３】
モータＭが安定して運転している場合、フィードバック電流は綺麗な正弦波となる。このとき、座標変換された電流Ｉｔ，Ｉｍはほとんど変化しないため、定常状態にあるといえる。よって、上記式（４）の微分項は無視することができるので、上記式（４）は、
Ｖout＝Ｉｄ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋Ｉｑ・Ｒ＋ωＬｄＩｄ＋ωΨ
＝Ｉｄ・Ｒ＋Ｉｑ・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （５）
と表される。
さらに、ベクトルＩoutは、ベクトルＩｄとベクトルＩｑとの合成であるので、上記式（５）は、
Ｖout＝Ｉout・Ｒ＋ω（ＬｄＩｄ−ＬｑＩｑ＋Ψ） （６）
と表される。
【００３４】
図７（ａ）に示す状態においては、Ｉｄ＝０であるので、Ｉｑ＝Ｉoutとなる。したがって、式（６）は次のように表される。
Ｖout＝Ｉｑ・Ｒ−ωＬｑＩｑ＋ωΨ （７）
図７（ｂ）は図７（ａ）に示すＩoutに対応するＶoutをベクトルで表した図である。図７（ａ）はＩｄが０となる理想状態を示しているため、このときの出力電圧を理想出力電圧Ｖout-iとする。そして、Ｔ軸は、この理想出力電圧Ｖout-iのベクトルの方向に一致する。
【００３５】
図８（ａ）は、出力電流Ｉoutが電流Ｉｑに対して位相進みである場合、つまり、Ｉｄ＜０となる場合のIout、Ｉｑ、Ｉｄ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示している。トルク電流Ｉｔが、トルク電流指令値Ｉｔ*に基づいて図７（ａ）の場合と同じ大きさで制御されている条件下では、ベクトルＩoutの先端は、ベクトルＩｔの先端を通る、Ｔ軸に垂直な直線上にある。したがって、ベクトルＩｑは図７（ａ）に示す理想状態の時よりも小さくなる。このときの電圧Ｖoutのベクトルは図８（ｂ）に示すようになる。Ｉｄ＜０であるため、ＩｄＲは左向きのベクトルとなり、ωＬｄＩｄは下向きのベクトルとなる。これらのベクトルの存在とＩｑが小さくなることから、出力電圧Ｖoutは、点線で示す理想出力電圧Ｖout-i（図７（ｂ）参照）よりも小さくなる。このとき、Ｍ軸上の電流Ｉｍは、図７（ａ）に示す理想状態における電流Ｉｍよりも小さくなる。
【００３６】
一方、図９（ａ）は、出力電流Ｉoutが電流Ｉｑに対して位相遅れである場合、つまり、Ｉｄ＞０となる場合のIout、Ｉｑ、Ｉｄ、Ｉｔ、Ｉｍの関係を示している。トルク電流Ｉｔが、トルク電流指令値Ｉｔ*に基づいて図７（ａ）の場合と同じ大きさで制御されている条件下では、Ｉｑは図７（ａ）に示す理想状態の時よりも大きくなる。このときの電圧Ｖoutのベクトルは図９（ｂ）に示すようになる。Ｉｄ＞０であるため、ＩｄＲが右向きのベクトルとなり、ωＬｄＩｄは上向きのベクトルとなる。これらのベクトルの存在とＩｑが大きくなることから、出力電圧Ｖoutは、点線で示す理想出力電圧Ｖout-i（図７（ｂ）参照）よりも大きくなる。このとき、Ｍ軸上の電流Ｉｍは、図７（ａ）に示す理想状態における電流Ｉｍよりも大きくなる。
【００３７】
図７（ａ）〜図９（ｂ）から、磁化電流Ｉｍについて以下のことがわかる。ある理想的な出力電圧Ｖout-iに対して、実際の出力電圧Ｖoutが小さい場合は、磁化電流Ｉｍを大きくして、出力電流Ｉoutの位相を遅らせることによって出力電圧Ｖoutを理想出力電圧Ｖout-iに近づけることができる。一方、理想出力電圧Ｖout-iに対して、実際の出力電圧Ｖoutが大きい場合は、磁化電流Ｉｍを小さくして、出力電流Ｉoutの位相を進めることによって出力電圧Ｖoutを理想出力電圧Ｖout-iに近づけることができる。つまり、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００３８】
上述したＳＰＭモータでは、モータステータの巻線が生成する磁束は、永久磁石による磁気抵抗を均一に受ける。したがって、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとは互いに等しくなる。一方、ＩＰＭモータ（埋込磁石型モータ、Interior Permanent Magnet motor）の場合は、ｄ軸方向の磁束は永久磁石による磁気抵抗を受けるが、ｑ軸方向の磁束は鉄心のみを通過する。したがって、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの間には差が存在する。このため、出力電流Ｉoutがｑ軸からある位相進みを持っている時が最も駆動効率が良くなる。しかしながら、この位相進みの角度は詳細なモータ定数がないと算出することができない。
【００３９】
しかしながら、ＩＰＭモータの場合でも、図８（ａ）〜図９（ｂ）に示した関係は成立する。すなわち、理想出力電圧Ｖout-iに対して、Ｉｍを大きくするとＶoutは大きくなり、Ｉｍを小さくするとＶoutが小さくなる。したがって、ＩＰＭモータにおいても、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００４０】
誘導モータの場合には、同期モータと異なり、磁束発生のために多くの磁化電流Ｉｄを流す必要があり、これによって生じた磁束に直交するｄ軸に誘起電力Ｅが生じる。しかし、誘導モータの場合でも、図８（ａ）〜図９（ｂ）に示した関係が同様に成立する。すなわち、理想出力電圧Ｖout-iに対して、Ｉｍを大きくするとＶoutは大きくなり、Ｉｍを小さくするとＶoutが小さくなる。したがって、ある運転状態に対して目標となる出力電圧を定め、目標出力電圧と実際の出力電圧との偏差を求めることによって、磁化電流指令値Ｉｍ*を決定することができる。
【００４１】
本実施形態では、理想出力電圧Ｖout-iに対応する目標出力電圧Ｖout-dが予め定められており、この目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧との偏差に基づいて、磁化電流の目標値Ｉｍ*が決定される。ベクトル制御部１１には、後に詳述するように、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示すＶ／ωパターンが記憶されており、ベクトル制御部１１は、現在の角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dをＶ／ωパターンに従って決定し、さらに目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差に基づいて、磁化電流の目標値を決定する。
【００４２】
磁化電流Ｉｍの目標値である磁化電流指令値Ｉｍ*を決定する制御のブロックを図１０に示す。図１０に示すように、磁化電流指令値Ｉｍ*は、目標出力電圧Ｖout-dと、現在の出力電圧Ｖとを目標磁化電流決定部２６に入力することで求められる。現在の出力電圧Ｖは、ベクトル制御の結果得られるＭＴ軸上の電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*の信号を合成して得ることができる（Ｖ＝√（Ｖｍ*２＋Ｖｔ*２））。目標磁化電流決定部２６は、目標出力電圧Ｖout-dと現在の出力電圧Ｖとの偏差が０となるような磁化電流指令値Ｉｍ*を求める。すなわち、目標磁化電流決定部２６は、Ｖout-d＞Ｖであれば出力電流Ｉoutの位相を遅らせるようにより大きなＩｍ*を出力し、Ｖout-d＜Ｖであれば出力電流Ｉoutの位相を進ませるようにより小さなＩｍ*を出力する。
【００４３】
トルク電流指令値Ｉｔ*および磁化電流指令値Ｉｍ*は、図２に示すように、トルク電圧制御部２１および磁化電圧制御部２２にそれぞれ入力される。そして、上述したように、トルク電圧制御部２１は、現在のトルク電流Ｉｔとトルク電流指令値Ｉｔ*との偏差に基づいてトルク電圧指令値Ｖｔ*を算出する。磁化電圧制御部２２は、現在の磁化電流Ｉｍと磁化電流指令値Ｉｍ*との偏差に基づいて磁化電圧指令値Ｖｍ*を算出する。このようにして、インバータ軸であるＭＴ軸上のベクトルを用いたベクトル制御が可能となる。
【００４４】
目標出力電圧Ｖout-dは、目標出力電圧決定部２７から出力され、目標磁化電流決定部２６に入力される。目標出力電圧決定部２７は、現在の角速度ωに基づいて目標出力電圧Ｖout-dを決定する。より具体的には、目標出力電圧決定部２７には、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示すＶ／ωパターンが記憶されている。このＶ／ωパターンは、現在のロータの角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dを決定するための、角速度ωと目標出力電圧Ｖout-dとの対応関係を定義する。Ｖ／ωパターンは、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示す関数またはテーブルデータとして目標出力電圧決定部２７に記憶されている。目標出力電圧決定部２７は、Ｖ／ωパターンに基づいて、現在の角速度ωに対応する目標出力電圧Ｖout-dを決定する。なお、公知の式ω＝２πＦを用いて、角速度ωから周波数Ｆを求めることができるので、目標出力電圧Ｖout-dと周波数Ｆとの関係を示すＶ／Ｆパターンを目標出力電圧決定部２７に記憶させてもよい。
【００４５】
目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係は、Ｖout-dとωとの比が一定となる関係でもよいし、負荷トルクがモータの回転速度の二乗に比例するポンプやファンなどを駆動する場合は、Ｖout-dとωとの比が、二乗低減トルク特性に沿った二乗低減カーブで表されてもよい。Ｖ／ωパターンは、従来のＶ／Ｆ制御と同様の手法に従って、モータＭの定格電圧と定格周波数とから設定することができる。
【００４６】
モータ効率を最大とするためには、目標出力電圧Ｖout-dは、理想的な出力電圧Ｖout-iに一致することが望ましい。しかしながら、目標出力電圧Ｖout-dが理想出力電圧Ｖout-iから大きく外れなければ、モータＭの制御は可能である。本実施形態に係る駆動装置は、従来のＶ／Ｆ制御とは異なり、インバータ１０の出力電流をベクトル制御部１１にフィードバックすることで、ロータの脱調を回避することができる。また、出力電圧Ｖを目標磁化電流決定部２６にフィードバックするため、単なるＶ／Ｆ制御よりも精度および効率のよい制御が可能になる。
【００４７】
さらに、Ｖout-d／ωが一定となる一次関数を設定するには、図１１（ａ）に示すように、モータＭの定格電圧と定格周波数（または定格回転速度）とが分かれば十分であり、詳細なモータ定数は不要である。また、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの比を二乗低減カーブで表す場合でも、図１１（ｂ）に示すように、モータＭの定格電圧と定格周波数が分かれば、低減分を任意に設定することができる。
【００４８】
なお、本実施形態における駆動装置において、弱め界磁制御を行なうこともできる。すなわち、モータＭの周波数（回転速度）が該モータＭの定格周波数を超えたときは、インバータ１０の出力電力がモータＭの定格電圧に維持されるように磁化電流Ｉｍが下げられる。これにより、インバータ１０の出力電圧を抑えつつ、モータＭの回転速度を上昇させることができる。図１１（ａ）および図１１（ｂ）に示すＶ／ωパターンでは、目標出力電圧Ｖout-dがモータＭの定格電圧に達した後は、目標出力電圧Ｖout-dはモータＭの定格電圧で一定に維持される。すなわち、モータＭの定格周波数に対応する角速度以上の領域では、目標出力電圧Ｖout-dはモータＭの定格電圧に維持される。なお、インバータ１０の出力上限電圧（ＤＣリンク電圧から算出される）がモータＭの定格電圧よりも小さい場合は、モータＭの定格周波数に対応する角速度以上の領域では、目標出力電圧Ｖout-dはインバータ１０の出力上限電圧に維持される。
【００４９】
ここで、目標出力電圧決定部２７は、目標出力電圧Ｖout-dと角速度ωとの関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶してもよい。この場合は、図示しない入力部からの設定操作により、複数のＶ／ωパターンから１つのＶ／ωパターンが選択され、目標出力電圧決定部２７は、選択されたＶ／ωパターンに従って、角速度ωから目標出力電圧Ｖout-dを決定する。例えば、目標出力電圧決定部２７は、複数のＶ／ωパターンとして、Ｖout-d／ωが一定となるＶ／ωパターンと、Ｖout-d／ωが二乗低減カーブで表されるＶ／ωパターンとを記憶し、モータＭに連結される負荷の種類によって適切なＶ／ωカーブを選択可能とすることができる。
【００５０】
本実施形態では、低周波数領域でのトルクブーストを行なうことが可能である。一般に、モータの周波数（回転速度）が低い領域では、インバータ１０の出力電流が小さくなるため、モータの制御が難しくなる。そこで、図１２に示すように、モータＭの角速度が所定の値以下の領域では、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を設けて、低周波数領域での磁化電流指令値Ｉｍ*をブーストすることが好ましい。図１２に示す例では、モータＭのロータの角速度がω１以下であるとき、目標磁化電流決定部２６は、予め記憶されている下限値を磁化電流指令値Ｉｍ*として出力する。一方、角速度がω１よりも大きいときは、目標磁化電流決定部２６は、ＰＩ制御の結果得られた磁化電流指令値Ｉｍ*を出力する。このように、低周波数の領域において磁化電流指令値Ｉｍ*を補償することにより、モータの低速領域でのトルクブーストを実現することができる。なお、図１２において、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を示す線グラフが傾いている理由は、指令値Ｉｍ*が大きいと過励磁になり効率が悪くなるためである。このような過励磁状態を避けて、適切な指令値で速やかな制御を行なうために、磁化電流指令値Ｉｍ*の下限値を角速度の増加に従って減少させて指令値Ｉｍ*を小さくしている。
【００５１】
なお、磁化電流指令値Ｉｍ*に代えて、磁化電圧指令値Ｖｍ*に下限値を設けてもよい。この場合も、図１２の例と同様に、磁化電圧制御部２２は、角速度が所定の値以下であるとき、予め記憶されている下限値を磁化電圧指令値Ｖｍ*として出力し、一方、角速度が所定の値よりも大きいときは、ＰＩ制御の結果得られた磁化電圧指令値Ｖｍ*を出力する。この場合も、図１２に示す例と同じように、磁化電圧指令値Ｖｍ*の下限値を角速度の増加に従って減少させて、適切な指令値で早く制御できるようにしている。
【００５２】
上述した低周波数領域でのトルクブーストは、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*とのいずれかを選択して行なうようにしてもよい。より具体的には、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*との両方に上記下限値を設け、磁化電流指令値Ｉｍ*と磁化電圧指令値Ｖｍ*のいずれかの下限値を選択的に、目標磁化電流決定部２６または磁化電圧制御部２２から出力するようにしてもよい。磁化電圧指令値Ｖｍ*の下限値を選択した場合は、過電流を防止するために、磁化電流指令値Ｉｍ*に上限値を設けて、過大な磁化電圧指令値Ｖｍ*に起因する過励磁での過電流保護を行うことが好ましい。
【００５３】
本実施形態では、目標出力電圧決定部２７において、角速度ωから目標出力電圧Ｖout-dが決定されるが、目標出力電圧決定部２７から出力される目標出力電圧Ｖout-dが必ずしも理想出力電圧に一致するとは限らない。本発明では、目標出力電圧Ｖout-dと理想出力電圧との差によるモータ効率の低下を以下のように補償することもできる。
【００５４】
図１３は、モータＭに接続された負荷４１にトルクメータ４２が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。ベクトル制御部１１は、その詳細を省略して図示されており、目標出力電圧決定部２７とその出力のみが記載されている。バイアス電圧決定部４３には、角速度指令値ω*およびトルクメータ４２から出力されるトルク信号が入力され、バイアス電圧決定部４３からはバイアス電圧が出力される。バイアス電圧は、目標出力電圧決定部２７の出力である目標出力電圧Ｖout-dに加算され、その結果得られた値は目標磁化電流決定部２６（図２参照）に入力される。ここで、バイアス電圧は正の値だけでなく、負の値も取ることができる。
【００５５】
バイアス電圧決定部４３は、角速度指令値ω*に変化がない場合に、トルクメータ４２で検出されるトルクが最大となるように、バイアス電圧を増減させる。図１４は、トルク信号とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１４に示す例では、トルク信号は、バイアス電圧が−１０Ｖのときに最大となる。バイアス電圧決定部４３は、バイアス電圧を増減させる前後のトルク信号を比較し、バイアス電圧の増減を決定する。角速度指令値ω*が変化したときは、バイアス電圧を０に戻す。このように、バイアス電圧決定部４３は、角速度指令値ω*が変化するまで、トルクが最大となるようにバイアス電圧を増減させる。
【００５６】
一般に、角速度指令値ω*の演算周期は、ベクトル制御の周期に比して長い。例えば、角速度指令値ω*は１００ｍｓ間隔で演算されているのに対して、ベクトル制御の周期（目標出力電圧Ｖout-dの決定周期）が１ｍｓであれば、角速度指令値ω*が一定である間に、最低でも１００回はバイアス電圧を増減させる機会が得られる。なお、バイアス電圧の増減はベクトル制御の周期と同じくしてもよいし、ベクトル制御の周期よりも長い周期で行なってもよい。例えば、上述の例において、バイアス電圧の増減を５ｍｓ毎に行なうようにしてもよい。
【００５７】
図１５は、モータＭに接続される負荷がポンプＰであって、ポンプＰに連結される配管に流量計５２が備わっている場合の、モータ効率低下の補償の例を示す図である。図１６は、流量とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１５に示す例が図１３に示す例と異なる点は、バイアス電圧決定部４３に入力される信号がトルク信号ではなく、流量計５２から出力される流量信号である点と、バイアス電圧の増減が、流量が最大となるように行なわれる点である。その他の構成および動作は、図１３に示す例と同様である。
【００５８】
このように、モータＭに接続された負荷の状態を検出するセンサ（トルクメータ４２，流量計５２）を用いて、その負荷状態が最大となるように、目標出力電圧Ｖout-dに加算するバイアス電圧を増減させることで、モータ効率をより高める制御を行なうことができる。
【００５９】
また、モータ効率自体の補償ではなく、インバータの効率を高めるような制御を行ない、結果としてシステム全体の効率の補償を行なうこともできる。図１３および図１５に示した例は、モータの最高効率点を目指す制御であるが、モータの最高効率点での運転が、インバータ等を含めたシステム全体でも最も効率がよい運転とは限らない。そこで、モータの最大トルク点とは異なるが、インバータ出力電流が最小となるように目標出力電圧Ｖout-dに加算するバイアス電圧を増減して、インバータの効率を最大にする。
【００６０】
図１７は、このような例を示す図である。図１８は、インバータの出力電流とバイアス電圧との関係を示すグラフである。図１７に示す例が、図１３および図１５に示す例と異なる点は、バイアス電圧決定部４３に入力される信号が、モータＭに接続された負荷の状態を表す信号ではなく、インバータ１０の出力電流を示す信号である点と、バイアス電圧の増減がインバータ１０の出力電流が最小となるように行なわれる点である。インバータ１０の出力電流は、インバータ１０の出力電流を検出するセンサ１２からの信号をバイアス電圧決定部４３に入力してもよい。
【００６１】
また、インバータの出力電流ではなく、出力電力が最小になるようにバイアス電圧を制御しても良い。インバータ１０の出力電力は、インバータ１０の出力電流および出力電圧から算出されるので、図１７中に二点破線で示すようにインバータ１０の出力電圧を検出するセンサ４０を設けて、これら出力電流および出力電圧を検出するセンサ１２，４０からの信号をバイアス電圧決定部４３に入力しても良い。また、インバータ１０の出力電圧としては、センサ４０を用いるのでなく、ベクトル制御部１１で用いられる指令電圧値や出力電圧算出部３０の出力を用いても良い。
【００６２】
図１９は、本発明の実施形態に係る駆動装置の変形例を示す図である。この変形例では、出力電圧は電圧指令値Ｖｍ*，Ｖｔ*から求められるのではなく、インバータ１０の三相出力電圧が電圧検出器４０によって直接検出される。検出された三相出力電圧は出力電圧算出部３０に送られ、ここでインバータ１０の出力電圧Ｖが求められる。得られた出力電圧Ｖは、上述の例と同様に、目標磁化電流決定部２６に入力される。
【００６３】
上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうることである。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲に解釈されるものである。
【符号の説明】
【００６４】
１０ インバータ
１１ ベクトル制御部
１２ 電流検出器
１７ ３／２相変換部
１８ 静止／回転座標変換部
２１ トルク電圧制御部
２２ 磁化電圧制御部
２４ 目標トルク電流決定部
２６ 目標磁化電流決定部
２７ 目標出力電圧決定部
３０ 出力電圧算出部
３１ 速度演算部
３３ 積分器
３５ 回転／静止座標変換部
３６ ２／３相変換部
４０ 電圧検出器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出器により検出された出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、
前記ベクトル制御部は、
前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、
前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流を回転座標系上のトルク電流および磁化電流に変換する静止／回転座標変換部と、
トルク電流指令値と前記トルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部と、
磁化電流指令値と前記磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部と、
回転座標系上の前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換する回転／静止座標変換部と、
前記回転／静止座標変換部によって変換された前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を三相の電圧指令値に変換する２／３相変換部と、
前記トルク電圧制御部および前記磁化電圧制御部により求められた前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値から前記電動機のロータの角速度を算出する速度演算部と、
前記角速度と角速度指令値との偏差に基づいて前記トルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、
前記インバータの出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて前記磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、
前記目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部とを備え、
前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が一定となる関係であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が二次低減カーブで表される関係であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶しており、該複数のＶ／ωパターンの中から選択された１つのＶ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記電動機の定格電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項６】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記インバータの定格出力電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格出力電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記目標磁化電流決定部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該目標磁化電流決定部に記憶されている下限値を前記磁化電流指令値として出力することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項８】
前記磁化電圧制御部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該磁化電圧制御部に記憶されている下限値を前記磁化電圧指令値として出力することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項１】
インバータと、該インバータの出力電流を検出する電流検出器と、該電流検出器により検出された出力電流をトルク電流および磁化電流に変換し、該トルク電流および磁化電流を制御するベクトル制御部とを備えた電動機の駆動装置であって、
前記ベクトル制御部は、
前記電流検出器により検出された三相電流を二相電流に変換する３／２相変換部と、
前記３／２相変換部によって変換された静止座標系上の前記二相電流を回転座標系上のトルク電流および磁化電流に変換する静止／回転座標変換部と、
トルク電流指令値と前記トルク電流との偏差に基づいてトルク電圧指令値を決定するトルク電圧制御部と、
磁化電流指令値と前記磁化電流との偏差に基づいて磁化電圧指令値を決定する磁化電圧制御部と、
回転座標系上の前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を、静止座標系上のトルク電圧指令値および磁化電圧指令値に変換する回転／静止座標変換部と、
前記回転／静止座標変換部によって変換された前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値を三相の電圧指令値に変換する２／３相変換部と、
前記トルク電圧制御部および前記磁化電圧制御部により求められた前記トルク電圧指令値および前記磁化電圧指令値から前記電動機のロータの角速度を算出する速度演算部と、
前記角速度と角速度指令値との偏差に基づいて前記トルク電流指令値を決定する目標トルク電流決定部と、
前記インバータの出力電圧と目標出力電圧との偏差に基づいて前記磁化電流指令値を決定する目標磁化電流決定部と、
前記目標出力電圧を決定する目標出力電圧決定部とを備え、
前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示すＶ／ωパターンを記憶しており、該Ｖ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする駆動装置。
【請求項２】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が一定となる関係であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項３】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧と前記角速度との比が二次低減カーブで表される関係であることを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項４】
前記目標出力電圧決定部は、前記目標出力電圧と前記角速度との関係を示す複数のＶ／ωパターンを記憶しており、該複数のＶ／ωパターンの中から選択された１つのＶ／ωパターンに従って、前記角速度から前記目標出力電圧を決定することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
【請求項５】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記電動機の定格電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項６】
前記Ｖ／ωパターンによって示される前記目標出力電圧と前記角速度との関係は、前記目標出力電圧が前記インバータの定格出力電圧に達した後は、前記目標出力電圧は前記定格出力電圧で一定に維持される関係であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項７】
前記目標磁化電流決定部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該目標磁化電流決定部に記憶されている下限値を前記磁化電流指令値として出力することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の駆動装置。
【請求項８】
前記磁化電圧制御部は、前記角速度が所定の値以下の場合は、該磁化電圧制御部に記憶されている下限値を前記磁化電圧指令値として出力することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載の駆動装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１２−５０２８５（Ｐ２０１２−５０２８５Ａ）
【公開日】平成２４年３月８日（２０１２．３．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１９１９１８（Ｐ２０１０−１９１９１８）
【出願日】平成２２年８月３０日（２０１０．８．３０）
【出願人】（００００００２３９）株式会社荏原製作所 (1,477)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年３月８日（２０１２．３．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年８月３０日（２０１０．８．３０）
【出願人】（００００００２３９）株式会社荏原製作所 (1,477)
【Ｆターム（参考）】
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