電圧変換回路及び電圧変換方法
【課題】変動する入力電圧に対しても、安定した所望電圧へ変換することができるＰＷＭ方式の電圧変換の実現。
【解決手段】ＬＥＤ駆動回路１において、電圧変動が有る電源２００の供給電圧ＥをＰＷＭ方式の制御電圧Ｖｏに変換するＰＷＭ制御部３０では、のこぎり波生成部４１が、ピーク値が電源電圧Ｅに一致するのこぎり波を生成し、コンパレータ４２が、のこぎり波と制御電圧Ｖｏとを比較することで、スイッチング素子であるＦＥＴ３１を駆動するＰＷＭパルスを生成する。
【解決手段】ＬＥＤ駆動回路１において、電圧変動が有る電源２００の供給電圧ＥをＰＷＭ方式の制御電圧Ｖｏに変換するＰＷＭ制御部３０では、のこぎり波生成部４１が、ピーク値が電源電圧Ｅに一致するのこぎり波を生成し、コンパレータ４２が、のこぎり波と制御電圧Ｖｏとを比較することで、スイッチング素子であるＦＥＴ３１を駆動するＰＷＭパルスを生成する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧をＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電圧を所定電圧に変換する電圧変換方式として、のこぎり波や三角波と所定電圧とを比較して所定電圧に応じたデューティ比のＰＷＭ信号を生成することで、入力電圧の波形を、実効電圧が所定電圧となるパルス波形に変換するパルス幅変調（ＰＷＭ）方式が広く知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２０１２６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＰＷＭ制御では、入力電圧が一定電圧であることを前提として、これと比較するのこぎり波や三角波を生成している。このため、入力電圧として、例えば、電圧変動のある太陽電池や、交流を全波整流した整流電源など、安定化されていない直流電源を利用する場合、必ずしも変換後の電圧が一定な所定電圧とならないという問題がある。本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、変動する入力電圧に対しても、安定した所望電圧へ変換することができるＰＷＭ方式の電圧変換を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するための第１の形態は、
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧（例えば、図１の電源２００の出力電圧Ｅ）から、負荷（例えば、図１のＬＥＤアレイ１００）に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路（例えば、図１のＰＷＭ制御部３０）であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成部（例えば、図２ののこぎり波生成部４１）と、
前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較する比較部（例えば、図２のコンパレータ４２）と、
振幅を前記入力電圧に応じた大きさとし、前記ＰＷＭ波のパルス幅を前記鋸歯状波が前記閾値電圧に達するまでの期間とするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成部（例えば、図２のＦＥＴ３１，３２）と、
を備えた電圧変換回路である。
【０００６】
また、他の形態として、
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換方法であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成ステップと、
前記ＰＷＭ波のパルス幅を、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を前記入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成ステップと、
を含む電圧変換方法を構成することとしても良い。
【０００７】
この第１の形態等によれば、入力電圧からＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換において、ピーク電圧を入力電圧とし、周期を変換するＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波が生成される。そして、この鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較することで、パルス幅を、鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波が生成される。このように、鋸歯状波のピーク値を入力電圧とすることで、入力電圧の変動に応じて、鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間が変動する。つまり、ＰＷＭ波のパルス幅が変動する。また、ＰＷＭ波の振幅は、入力電圧に応じた大きさである。このため、入力電圧の変動にかかわらず、ＰＷＭ波の各周期における実効電圧は等しくなり、入力電圧の変動の影響を受けない安定した電圧に変換することができる。
【０００８】
第２の形態として、第１の形態の電圧変換回路であって、
前記負荷に供給されている電圧を検出する検出部（例えば、図１の抵抗電圧検出部２０）と、
前記検出部により検出された電圧と所定の目標電圧（例えば、図１の基準電圧Ｖｓ）とを比較して前記閾値電圧を制御する閾値電圧制御部（例えば、図１のフィードバック制御部６０）と、
を更に備え、
前記比較部は前記閾値電圧制御部に制御された閾値電圧と前記鋸歯状波とを比較する、
電圧変換回路を構成することとしても良い。
【０００９】
この第２の形態によれば、閾値電圧が、負荷に供給されている電圧と所定の目標電圧とを比較して制御される。従って、任意の目標電圧を設定すれば、負荷への供給電圧が目標電圧となるよう、自動的に閾値電圧が制御される。
【００１０】
第３の形態として、第１の形態の電圧変換回路であって、
前記閾値電圧は交流であり、
前記閾値電圧を全波整流する整流部（例えば、図９の全波整流器３４）を備え、
前記比較部は、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と、前記整流部により全波整流された前記閾値電圧とを比較し、
前記ＰＷＭ波生成部により生成されたＰＷＭ波の前記負荷への印加方向を、前記閾値電圧の正負に応じて変化させて出力する交流出力部（例えば、図９のパルス生成部３５及びサイクル指令部３６）を更に備えた、
電圧変換回路を構成することとしても良い。
【００１１】
この第３の形態によれば、閾値電圧が交流の場合、鋸歯状波と全波整流された閾値電圧とが比較されてＰＷＭ波が生成され、ＰＷＭ波の負荷への印加方向が、閾値電圧の正負に応じて変化される。つまり、交流電圧を負荷に印加する場合にも、入力電圧の変動にかかわらず、安定した電圧に変換できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】ＬＥＤ駆動回路の構成図。
【図２】ＰＷＭ制御部の構成図。
【図３】のこぎり波の生成方法の説明図。
【図４】のこぎり波とＰＷＭ波の関係を示す波形図。
【図５】ラグリードフィルタの構成図。
【図６】レベル変換器の動作の説明図。
【図７】ＬＥＤ駆動回路のブロック線図。
【図８】ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路のブロック線図。
【図９】交流電圧を出力する場合のＰＷＭ制御部の構成図。
【図１０】ＰＷＭ制御部における波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、以下では、本発明をＬＥＤ駆動回路に適用した場合を説明するが、本発明の実施形態がこれに限定されるものではない。
【００１４】
［構成］
図１は、本実施形態におけるＬＥＤ駆動回路１の構成図である。このＬＥＤ駆動回路１は、交通信号灯器の各灯色のＬＥＤアレイ（負荷）１００を駆動する回路であり、検出用抵抗１０と、抵抗電圧検出部２０と、ＰＷＭ制御部３０と、フィードバック制御部６０とを備えて構成される。
【００１５】
ＬＥＤアレイ１００は、所定灯色（赤、青又は黄色）のＮ個のＬＥＤが直列接続された直列ラインがＭ列並列接続されて形成されており、すなわち、合計Ｎ×Ｍ個のＬＥＤがマトリクス状に配列されてなる。そして、ＬＥＤアレイ１００は、ＰＷＭ制御部３０によって電圧Ｖｗが印加されることで、各ＬＥＤが発光して対応する信号灯色が点灯する。
【００１６】
検出用抵抗１０は、ＬＥＤアレイ１００に流れる全電流Ｉ（Ｍ列の直列ラインそれぞれに流れる電流の総和）を検出するための抵抗であり、ＬＥＤアレイ１００に直列接続されている。抵抗電圧検出部２０は、例えば電圧センサを有し、検出用抵抗１０の両端電圧Ｖｒを検出する。検出用抵抗１０の抵抗値を「Ｒ」とすると、検出される抵抗電圧Ｖｒは、Ｖｒ＝Ｉ×Ｒ、となる。
【００１７】
ＰＷＭ制御部３０は、電源２００からの供給電圧Ｅを、フィードバック制御部６０によって算出された制御電圧Ｖｏに応じたデューティ比のパルス波に変換するＰＷＭ制御を行うことで、電源電圧Ｅを、パルス波の制御電圧Ｖｏに変換してＬＥＤアレイ１００に印加する電圧変換回路である。制御電圧Ｖｏのパルス波は、その周期を「Ｔ」とすると、パルス幅Ｔｗが、Ｖｏ＝（Ｔｗ／Ｔ）・Ｅ、を満たすように生成される。
【００１８】
電源２００は、例えば、該交通信号灯器の近傍に設けられた太陽電池や蓄電池を有して構成され、その供給電圧Ｅは一定ではなく、変動し得る直流電圧である。
【００１９】
図２は、ＰＷＭ制御部３０の回路構成図である。図２に示すように、ＰＷＭ制御部３０は、ＰＷＭパルス発生器４０と、スイッチング素子であるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３１，３２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ダイオードＤと、リアクトルＬとを有する。
【００２０】
ＰＷＭパルス発生器４０は、のこぎり波生成部４１と、コンパレータ４２とを有する。のこぎり波生成部４１は、ピーク値Ｅｐが電源２００の供給電圧Ｅに等しい、周期Ｔののこぎり波（鋸歯形状の信号）を生成する。
【００２１】
図３は、のこぎり波生成部４１によって生成されるのこぎり波を示す図である。図３では、横軸を時刻ｔ、縦軸を電圧Ｖとして、生成される１周期分ののこぎり波の波形を示している。図３に示すように、時刻Ｔにおける電圧Ｖ（ピーク値Ｖｐ）が、電源電圧Ｅとなるのこぎり波が生成される。
【００２２】
コンパレータ４２は、のこぎり波生成部４１によって生成されたのこぎり波と、フィードバック制御部６０からの制御電圧Ｖｏとを比較し、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ未満のときには「Ｈ（１）」を出力し、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ以上のときには「Ｌ（０）」を出力することで、パルス幅Ｔｗが、Ｖｏ＝（Ｔｗ／Ｔ）・Ｅ、を満たす周期ＴのＰＷＭパルスを生成する。
【００２３】
そして、ＰＷＭ制御部３０では、ＰＷＭパルス発生器４０によって生成されたパルス信号によって、ＦＥＴ３１がＯＮ／ＯＦＦされる。すなわち、パルス信号が「Ｌ」のときには、ＦＥＴ３１はＯＦＦであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２には電流が流れず、ＬＥＤアレイ１００への印加電圧はゼロとなる。一方、パルス信号が「Ｈ」のときには、ＦＥＴ３１はＯＮとなり、抵抗Ｒ１，Ｒ２に電流が流れ、電源２００の供給電圧ＥがＬＥＤアレイ１００に印加される。
【００２４】
図４は、のこぎり波生成部４１によって生成されたのこぎり波と、ＰＷＭ制御部３０から出力されるパルス波との関係を示す図である。図４では、横軸を共通の時刻ｔ、縦軸を電圧Ｖとして、図中上側にのこぎり波を示し、図中下側にパルス波を示している。但し、制御電圧Ｖｏ、及び、のこぎり波の周期Ｔは同一である。
【００２５】
のこぎり波のピーク値Ｖｐは、電源電圧Ｅの変動に合わせて変動する。すなわち、図３では、電源２００の供給電圧Ｅが、Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３と変化した場合を示しており、それぞれの場合ののこぎり波のピーク値ＥｐがＥ１，Ｅ２，Ｅ３となっている。そして、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ未満である期間が、パルス波のパルス幅Ｔｗとなる。つまり、のこぎり波のピーク値Ｅｐが大きいほど、すなわち、電源電圧Ｅが大きいほど、パルス波のパルス幅Ｔｗは狭くなる。また、パルス波の振幅Ｖｐは、電源電圧Ｅに一致する。従って、電源電圧Ｅが大きいほど、のこぎり波のピーク値Ｅｐが大きくなるため、生成されるパルス波のパルス幅Ｔｗが狭くなるとともに振幅Ｖｐが大きくなる。
【００２６】
そして、１周期分のパルス波の電圧レベルの平均がＰＷＭ制御部３０の出力電圧（実効電圧）となるが、その出力電圧は、電源電圧Ｅに関わらず制御電圧Ｖｏとなる。つまり、パルス波のパルス幅Ｔｗは、Ｔｗ＝（Ｖｏ／Ｅｐ）×Ｔ＝（Ｖｏ／Ｅ）×Ｔ、となり、振幅Ｖｐは、Ｖｐ＝Ｅ、となる。そして、パルス波のレベルの１周期当たりの平均値Ｖａは、Ｖａ＝（Ｔｗ×Ｖｐ）／Ｔ＝（（Ｖｏ／Ｅ）×Ｔ）×Ｅ）／Ｔ＝Ｖｏ、となる。このように、ＰＷＭ制御部３０は、電源電圧Ｅの変動にかかわらず、常に、電源電圧Ｅを一定の制御電圧Ｖｏに変換して出力する。
【００２７】
フィードバック制御部６０は、ＬＥＤアレイ１００の各ＬＥＤに流れる電流を定格電流Ｉ０に保つため、抵抗電圧検出部２０によって検出された抵抗電圧Ｖｒと、所定の基準電圧Ｖｓをもとに、ＬＥＤアレイ１００及び検出用抵抗１０に印加すべき制御電圧Ｖｏを算出する。基準電圧Ｖｓは、ＬＥＤアレイ１００に流すべき基準電流Ｉｓと、検出用抵抗１０の抵抗値Ｒとから決まり、Ｖｓ＝Ｒ×Ｉｓ、となる。基準電流Ｉｓは、ＬＥＤアレイ１００を構成する各ＬＥＤの定格電流Ｉ０と、ＬＥＤアレイ１００におけるＬＥＤの直列ラインの配列数Ｍとから決まり、Ｉｓ＝Ｉ０×Ｍ、となる。なお、定格電流Ｉ０はＬＥＤの点灯色によって異なるため、対応する灯色に応じた定格電流Ｉ０を用いる。
【００２８】
また、フィードバック制御部６０は、比較器６１と、ラグリードフィルタ６２と、レベル変換器６３とを有する。比較器６１は、基準電圧Ｖｓと抵抗電圧Ｖｒとの差電圧ΔＶ（＝Ｖｓ−Ｖｒ）を算出する。
【００２９】
ラグリードフィルタ６２は、ＬＰＦの一種であり、図５に示すように構成されている。
すなわち、このラグリードフィルタ６２は、比較器６１によって算出された差電圧ΔＶに対して、高周波成分を減衰させた電圧Ｖｄｃに変換して出力する。
【００３０】
レベル変換器６３は、ラグリードフィルタ６２から出力された電圧Ｖｄｃのレベルを変換する。図６は、レベル変換器６３による電圧レベル変換を説明する図である。図６では、横軸をラグリードフィルタ６２からの入力電圧Ｖｄｃとし、縦軸をレベル変換器６３から出力される制御電圧Ｖｏとして、入力電圧Ｖｄｃと制御電圧Ｖｏとの関係を示している。図６に示すように、レベル変換器６３は、ラグリードフィルタ６２からの入力電圧Ｖｄｃを、正値の制御電圧Ｖｘとなるように変換する。すなわち、入力電圧Ｖｄｃが所定の電圧範囲「−Ｖｄｃｍ≦Ｖｄｃ≦＋Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘが電圧範囲「０≦Ｖｘ≦Ｖｘｍ」となるよう、入力電圧Ｖｄｃを制御電圧Ｖｘに正比例変換し、入力電圧Ｖｄｃが電圧範囲「Ｖｄｃ＜−Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘを「Ｖｘ＝０」とし、入力電圧Ｖｄｃが電圧「Ｖｄｃ＞＋Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘを「Ｖｘ＝Ｖｘｍ」とする。なお、Ｖｘｍ≦Ｅ、である。
【００３１】
このように、ＬＥＤ駆動回路１は、ＬＥＤ電流Ｉに相当する抵抗電圧Ｖｒをフィードバックし、ＬＥＤアレイ１００への印加電圧Ｖｗを制御するフィードバック制御系のシステムである。
【００３２】
図７は、フィードバック制御系であるＬＥＤ駆動回路１のブロック線図である。図７に示すように、ＬＥＤ駆動回路１は、基準電圧Ｖｓ（ｓ）を入力し、制御電圧Ｖｏ（ｓ）を制御対象とするフィードバック系の制御システムとみなせる。
【００３３】
ラグリードフィルタ６２の伝達関数ＫＦ（ｓ）は、次式（１）で与えられる。
【数１】
但し、Ｔ１＝Ｒ１・Ｃ、Ｔ２＝Ｒ２・Ｃ、である。
【００３４】
また、レベル変換器６３の伝達関数Ｋｖ（ｓ）は、次式（２）で与えられる。
【数２】
【００３５】
そして、このＬＥＤ駆動回路１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、次式（３）で与えられる。
【数３】
【００３６】
ここで、
【数４】
とおくと、式（３）は、次式（６）となる。
【数５】
【００３７】
この伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答（過渡応答）Ｖｏ（ｓ），Ｖｏ（ｔ）は、それぞれ、次式（７），（８）となる。
【数６】
【００３８】
次に、このＬＥＤ駆動回路１において、ノイズ（雑音）を考慮した場合を考える。図８は、ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路１のブロック線図である。ここで考慮されるノイズは、ＰＷＭ制御部３０におけるＰＷＭリプル（高調波ノイズ）ｒｉｐ、である。
【００３９】
ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、ノイズを考慮しない場合と同じく、上式（３）で与えられる。そして、ノイズを考慮した場合の伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答Ｖｏ（ｓ）は、次式（９）となる。
【数７】
【００４０】
このインディシャル応答Ｖｏ（ｓ）の定常偏差は、次式（１０）となる。
【数８】
【００４１】
従って、ノイズを考慮した場合の伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答Ｖｏ（ｔ）は、次式（１１）となる。
【数９】
【００４２】
［作用・効果］
このように、本実施形態によれば、ＬＥＤ駆動回路１において、電圧変動が有る電源２００の供給電圧ＥをＰＷＭ方式の制御電圧Ｖｏに変換するＰＷＭ制御部３０では、のこぎり波生成部４１が、ピーク値が電源電圧Ｅに一致するのこぎり波を生成し、コンパレータ４２が、のこぎり波と制御電圧Ｖｏとを比較することで、スイッチング素子であるＦＥＴ３１を駆動するＰＷＭパルスを生成する。これにより、電源電圧Ｅの変動にかかわらず、常に、ＰＷＭ制御部３０からは、パルス波の制御電圧Ｖｏが出力される。
【００４３】
［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。
【００４４】
（Ａ）負荷
例えば、上述の実施形態では、負荷を交通信号灯器のＬＥＤアレイとして直流電圧を供給する場合を説明したが、これ以外の負荷にも同様に適用可能である。
【００４５】
（Ｂ）交流電圧
また、負荷への供給電圧は直流電圧に限らず、交流電圧を供給する場合にも同様に適用することができる。すなわち、基準電圧Ｖｓが交流の場合であり、従って、ＰＷＭ制御部３０に与えられる制御電圧Ｖｏも交流となる。
【００４６】
図９は、交流電圧を供給するＰＷＭ制御部３０Ａの回路構成図である。図９に示すように、ＰＷＭ制御部３０Ａは、全波整流器３４と、パルス生成部３５と、サイクル指令部３６と、ＦＥＴ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂと、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。また、図１０に、交流である制御電圧Ｖｏと、パルス生成部３５によって生成されるＰＷＭパルス（＋）、（−）と、サイクル指令部３６によって生成されるサイクル指令（＋），（−）とのそれぞれの波形を示す。
【００４７】
全波整流器３４は、交流である制御電圧Ｖｏを全波整流する。
サイクル指令部３６は、制御電圧Ｖｏの正負に応じて、負荷１００への電圧の印加方向を指定するサイクル指令（＋），（−）を生成し、生成したサイクル指令（＋）を、ＦＥＴ３３ａにベース端子に印加し、サイクル指令（−）を、ＦＥＴ３３ｂのベース端子に印加する。サイクル指令（＋）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｈ（１）」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに「Ｌ（０）」となる信号である。また、サイクル指令（−）は、サイクル指令（＋）の反転信号であり、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｌ」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに「Ｈ」となる。
【００４８】
パルス生成部３５は、ＰＷＭパルス発生器４０によって生成されたＰＷＭパルスを、制御電圧Ｖｏの正負に応じて振り分けたＰＷＭパルス（＋），（−）を生成し、生成したＰＷＭパルス（＋）をＦＥＴ３１ａのベース端子に印加し、ＰＷＭパルス（−）をＦＥＴ３１ｂのベース端子に印加する。ＰＷＭパルス（＋）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに、パルス生成部３５によって生成されたＰＷＭパルスの波形をとり、制御電圧Ｖｏが「負」のときには「Ｌ」となる信号である。また、ＰＷＭパルス（−）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｌ」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに、パルス生成部３５によって生成されたＰＷＭパルスの波形をとる信号である。
【００４９】
ＰＷＭ制御部３０Ａでは、制御電圧Ｖｏが「正」のときには、ＦＥＴ３３ａがＯＮとなり、ＦＥＴ３３ｂはＯＦＦとなる。そして、ＦＥＴ３１ａがＰＷＭパルス（＋）に従ってＯＮ／ＯＦＦされ、このＯＮ／ＯＦＦに応じたパルス電流が流れ、電源電圧Ｅが負荷１００に印加される。また、制御電圧Ｖｏが「負」のときには、ＦＥＴ３３ｂがＯＮとなり、ＦＥＴ３３ａはＯＦＦとなる。そして、ＦＥＴ３１ｂがＰＷＭパルス（＋）に従ってＯＮ／ＯＦＦされ、このＯＮ／ＯＦＦに応じたパルス電流が流れ、制御電圧Ｖｏが「正」のときとは逆方向に、電源電圧Ｅが負荷１００に印加される。このように、制御電圧Ｖｏの正負が反転する毎に、負荷１００への電圧の印加方向を反転させることで、制御電圧Ｖｏに応じたパルス波の交流電圧を負荷１００へ供給している。
【００５０】
（Ｃ）電圧変換回路
また、上述の実施形態では、ＰＷＭ制御部３０を電圧変換回路としたが、ＰＷＭ制御部３０を含むＬＥＤ駆動回路１を電圧変換回路としても良い。
【符号の説明】
【００５１】
１００ ＬＥＤアレイ（負荷）、２００ 電源
１ ＬＥＤ駆動回路
１０ 検出用抵抗、２０ 抵抗電圧検出部
３０ ＰＷＭ制御部
３１，３２ ＦＥＴ
４０ ＰＷＭパルス発生器、４１ のこぎり波生成部、４２ コンパレータ
６０ フィードバック制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧をＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路等に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電圧を所定電圧に変換する電圧変換方式として、のこぎり波や三角波と所定電圧とを比較して所定電圧に応じたデューティ比のＰＷＭ信号を生成することで、入力電圧の波形を、実効電圧が所定電圧となるパルス波形に変換するパルス幅変調（ＰＷＭ）方式が広く知られている（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２０１２６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、ＰＷＭ制御では、入力電圧が一定電圧であることを前提として、これと比較するのこぎり波や三角波を生成している。このため、入力電圧として、例えば、電圧変動のある太陽電池や、交流を全波整流した整流電源など、安定化されていない直流電源を利用する場合、必ずしも変換後の電圧が一定な所定電圧とならないという問題がある。本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、変動する入力電圧に対しても、安定した所望電圧へ変換することができるＰＷＭ方式の電圧変換を実現することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するための第１の形態は、
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧（例えば、図１の電源２００の出力電圧Ｅ）から、負荷（例えば、図１のＬＥＤアレイ１００）に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路（例えば、図１のＰＷＭ制御部３０）であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成部（例えば、図２ののこぎり波生成部４１）と、
前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較する比較部（例えば、図２のコンパレータ４２）と、
振幅を前記入力電圧に応じた大きさとし、前記ＰＷＭ波のパルス幅を前記鋸歯状波が前記閾値電圧に達するまでの期間とするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成部（例えば、図２のＦＥＴ３１，３２）と、
を備えた電圧変換回路である。
【０００６】
また、他の形態として、
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換方法であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成ステップと、
前記ＰＷＭ波のパルス幅を、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を前記入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成ステップと、
を含む電圧変換方法を構成することとしても良い。
【０００７】
この第１の形態等によれば、入力電圧からＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換において、ピーク電圧を入力電圧とし、周期を変換するＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波が生成される。そして、この鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較することで、パルス幅を、鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波が生成される。このように、鋸歯状波のピーク値を入力電圧とすることで、入力電圧の変動に応じて、鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間が変動する。つまり、ＰＷＭ波のパルス幅が変動する。また、ＰＷＭ波の振幅は、入力電圧に応じた大きさである。このため、入力電圧の変動にかかわらず、ＰＷＭ波の各周期における実効電圧は等しくなり、入力電圧の変動の影響を受けない安定した電圧に変換することができる。
【０００８】
第２の形態として、第１の形態の電圧変換回路であって、
前記負荷に供給されている電圧を検出する検出部（例えば、図１の抵抗電圧検出部２０）と、
前記検出部により検出された電圧と所定の目標電圧（例えば、図１の基準電圧Ｖｓ）とを比較して前記閾値電圧を制御する閾値電圧制御部（例えば、図１のフィードバック制御部６０）と、
を更に備え、
前記比較部は前記閾値電圧制御部に制御された閾値電圧と前記鋸歯状波とを比較する、
電圧変換回路を構成することとしても良い。
【０００９】
この第２の形態によれば、閾値電圧が、負荷に供給されている電圧と所定の目標電圧とを比較して制御される。従って、任意の目標電圧を設定すれば、負荷への供給電圧が目標電圧となるよう、自動的に閾値電圧が制御される。
【００１０】
第３の形態として、第１の形態の電圧変換回路であって、
前記閾値電圧は交流であり、
前記閾値電圧を全波整流する整流部（例えば、図９の全波整流器３４）を備え、
前記比較部は、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と、前記整流部により全波整流された前記閾値電圧とを比較し、
前記ＰＷＭ波生成部により生成されたＰＷＭ波の前記負荷への印加方向を、前記閾値電圧の正負に応じて変化させて出力する交流出力部（例えば、図９のパルス生成部３５及びサイクル指令部３６）を更に備えた、
電圧変換回路を構成することとしても良い。
【００１１】
この第３の形態によれば、閾値電圧が交流の場合、鋸歯状波と全波整流された閾値電圧とが比較されてＰＷＭ波が生成され、ＰＷＭ波の負荷への印加方向が、閾値電圧の正負に応じて変化される。つまり、交流電圧を負荷に印加する場合にも、入力電圧の変動にかかわらず、安定した電圧に変換できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】ＬＥＤ駆動回路の構成図。
【図２】ＰＷＭ制御部の構成図。
【図３】のこぎり波の生成方法の説明図。
【図４】のこぎり波とＰＷＭ波の関係を示す波形図。
【図５】ラグリードフィルタの構成図。
【図６】レベル変換器の動作の説明図。
【図７】ＬＥＤ駆動回路のブロック線図。
【図８】ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路のブロック線図。
【図９】交流電圧を出力する場合のＰＷＭ制御部の構成図。
【図１０】ＰＷＭ制御部における波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。なお、以下では、本発明をＬＥＤ駆動回路に適用した場合を説明するが、本発明の実施形態がこれに限定されるものではない。
【００１４】
［構成］
図１は、本実施形態におけるＬＥＤ駆動回路１の構成図である。このＬＥＤ駆動回路１は、交通信号灯器の各灯色のＬＥＤアレイ（負荷）１００を駆動する回路であり、検出用抵抗１０と、抵抗電圧検出部２０と、ＰＷＭ制御部３０と、フィードバック制御部６０とを備えて構成される。
【００１５】
ＬＥＤアレイ１００は、所定灯色（赤、青又は黄色）のＮ個のＬＥＤが直列接続された直列ラインがＭ列並列接続されて形成されており、すなわち、合計Ｎ×Ｍ個のＬＥＤがマトリクス状に配列されてなる。そして、ＬＥＤアレイ１００は、ＰＷＭ制御部３０によって電圧Ｖｗが印加されることで、各ＬＥＤが発光して対応する信号灯色が点灯する。
【００１６】
検出用抵抗１０は、ＬＥＤアレイ１００に流れる全電流Ｉ（Ｍ列の直列ラインそれぞれに流れる電流の総和）を検出するための抵抗であり、ＬＥＤアレイ１００に直列接続されている。抵抗電圧検出部２０は、例えば電圧センサを有し、検出用抵抗１０の両端電圧Ｖｒを検出する。検出用抵抗１０の抵抗値を「Ｒ」とすると、検出される抵抗電圧Ｖｒは、Ｖｒ＝Ｉ×Ｒ、となる。
【００１７】
ＰＷＭ制御部３０は、電源２００からの供給電圧Ｅを、フィードバック制御部６０によって算出された制御電圧Ｖｏに応じたデューティ比のパルス波に変換するＰＷＭ制御を行うことで、電源電圧Ｅを、パルス波の制御電圧Ｖｏに変換してＬＥＤアレイ１００に印加する電圧変換回路である。制御電圧Ｖｏのパルス波は、その周期を「Ｔ」とすると、パルス幅Ｔｗが、Ｖｏ＝（Ｔｗ／Ｔ）・Ｅ、を満たすように生成される。
【００１８】
電源２００は、例えば、該交通信号灯器の近傍に設けられた太陽電池や蓄電池を有して構成され、その供給電圧Ｅは一定ではなく、変動し得る直流電圧である。
【００１９】
図２は、ＰＷＭ制御部３０の回路構成図である。図２に示すように、ＰＷＭ制御部３０は、ＰＷＭパルス発生器４０と、スイッチング素子であるＦＥＴ（電界効果トランジスタ）３１，３２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ダイオードＤと、リアクトルＬとを有する。
【００２０】
ＰＷＭパルス発生器４０は、のこぎり波生成部４１と、コンパレータ４２とを有する。のこぎり波生成部４１は、ピーク値Ｅｐが電源２００の供給電圧Ｅに等しい、周期Ｔののこぎり波（鋸歯形状の信号）を生成する。
【００２１】
図３は、のこぎり波生成部４１によって生成されるのこぎり波を示す図である。図３では、横軸を時刻ｔ、縦軸を電圧Ｖとして、生成される１周期分ののこぎり波の波形を示している。図３に示すように、時刻Ｔにおける電圧Ｖ（ピーク値Ｖｐ）が、電源電圧Ｅとなるのこぎり波が生成される。
【００２２】
コンパレータ４２は、のこぎり波生成部４１によって生成されたのこぎり波と、フィードバック制御部６０からの制御電圧Ｖｏとを比較し、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ未満のときには「Ｈ（１）」を出力し、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ以上のときには「Ｌ（０）」を出力することで、パルス幅Ｔｗが、Ｖｏ＝（Ｔｗ／Ｔ）・Ｅ、を満たす周期ＴのＰＷＭパルスを生成する。
【００２３】
そして、ＰＷＭ制御部３０では、ＰＷＭパルス発生器４０によって生成されたパルス信号によって、ＦＥＴ３１がＯＮ／ＯＦＦされる。すなわち、パルス信号が「Ｌ」のときには、ＦＥＴ３１はＯＦＦであり、抵抗Ｒ１，Ｒ２には電流が流れず、ＬＥＤアレイ１００への印加電圧はゼロとなる。一方、パルス信号が「Ｈ」のときには、ＦＥＴ３１はＯＮとなり、抵抗Ｒ１，Ｒ２に電流が流れ、電源２００の供給電圧ＥがＬＥＤアレイ１００に印加される。
【００２４】
図４は、のこぎり波生成部４１によって生成されたのこぎり波と、ＰＷＭ制御部３０から出力されるパルス波との関係を示す図である。図４では、横軸を共通の時刻ｔ、縦軸を電圧Ｖとして、図中上側にのこぎり波を示し、図中下側にパルス波を示している。但し、制御電圧Ｖｏ、及び、のこぎり波の周期Ｔは同一である。
【００２５】
のこぎり波のピーク値Ｖｐは、電源電圧Ｅの変動に合わせて変動する。すなわち、図３では、電源２００の供給電圧Ｅが、Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３と変化した場合を示しており、それぞれの場合ののこぎり波のピーク値ＥｐがＥ１，Ｅ２，Ｅ３となっている。そして、のこぎり波のレベルが制御電圧Ｖｏ未満である期間が、パルス波のパルス幅Ｔｗとなる。つまり、のこぎり波のピーク値Ｅｐが大きいほど、すなわち、電源電圧Ｅが大きいほど、パルス波のパルス幅Ｔｗは狭くなる。また、パルス波の振幅Ｖｐは、電源電圧Ｅに一致する。従って、電源電圧Ｅが大きいほど、のこぎり波のピーク値Ｅｐが大きくなるため、生成されるパルス波のパルス幅Ｔｗが狭くなるとともに振幅Ｖｐが大きくなる。
【００２６】
そして、１周期分のパルス波の電圧レベルの平均がＰＷＭ制御部３０の出力電圧（実効電圧）となるが、その出力電圧は、電源電圧Ｅに関わらず制御電圧Ｖｏとなる。つまり、パルス波のパルス幅Ｔｗは、Ｔｗ＝（Ｖｏ／Ｅｐ）×Ｔ＝（Ｖｏ／Ｅ）×Ｔ、となり、振幅Ｖｐは、Ｖｐ＝Ｅ、となる。そして、パルス波のレベルの１周期当たりの平均値Ｖａは、Ｖａ＝（Ｔｗ×Ｖｐ）／Ｔ＝（（Ｖｏ／Ｅ）×Ｔ）×Ｅ）／Ｔ＝Ｖｏ、となる。このように、ＰＷＭ制御部３０は、電源電圧Ｅの変動にかかわらず、常に、電源電圧Ｅを一定の制御電圧Ｖｏに変換して出力する。
【００２７】
フィードバック制御部６０は、ＬＥＤアレイ１００の各ＬＥＤに流れる電流を定格電流Ｉ０に保つため、抵抗電圧検出部２０によって検出された抵抗電圧Ｖｒと、所定の基準電圧Ｖｓをもとに、ＬＥＤアレイ１００及び検出用抵抗１０に印加すべき制御電圧Ｖｏを算出する。基準電圧Ｖｓは、ＬＥＤアレイ１００に流すべき基準電流Ｉｓと、検出用抵抗１０の抵抗値Ｒとから決まり、Ｖｓ＝Ｒ×Ｉｓ、となる。基準電流Ｉｓは、ＬＥＤアレイ１００を構成する各ＬＥＤの定格電流Ｉ０と、ＬＥＤアレイ１００におけるＬＥＤの直列ラインの配列数Ｍとから決まり、Ｉｓ＝Ｉ０×Ｍ、となる。なお、定格電流Ｉ０はＬＥＤの点灯色によって異なるため、対応する灯色に応じた定格電流Ｉ０を用いる。
【００２８】
また、フィードバック制御部６０は、比較器６１と、ラグリードフィルタ６２と、レベル変換器６３とを有する。比較器６１は、基準電圧Ｖｓと抵抗電圧Ｖｒとの差電圧ΔＶ（＝Ｖｓ−Ｖｒ）を算出する。
【００２９】
ラグリードフィルタ６２は、ＬＰＦの一種であり、図５に示すように構成されている。
すなわち、このラグリードフィルタ６２は、比較器６１によって算出された差電圧ΔＶに対して、高周波成分を減衰させた電圧Ｖｄｃに変換して出力する。
【００３０】
レベル変換器６３は、ラグリードフィルタ６２から出力された電圧Ｖｄｃのレベルを変換する。図６は、レベル変換器６３による電圧レベル変換を説明する図である。図６では、横軸をラグリードフィルタ６２からの入力電圧Ｖｄｃとし、縦軸をレベル変換器６３から出力される制御電圧Ｖｏとして、入力電圧Ｖｄｃと制御電圧Ｖｏとの関係を示している。図６に示すように、レベル変換器６３は、ラグリードフィルタ６２からの入力電圧Ｖｄｃを、正値の制御電圧Ｖｘとなるように変換する。すなわち、入力電圧Ｖｄｃが所定の電圧範囲「−Ｖｄｃｍ≦Ｖｄｃ≦＋Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘが電圧範囲「０≦Ｖｘ≦Ｖｘｍ」となるよう、入力電圧Ｖｄｃを制御電圧Ｖｘに正比例変換し、入力電圧Ｖｄｃが電圧範囲「Ｖｄｃ＜−Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘを「Ｖｘ＝０」とし、入力電圧Ｖｄｃが電圧「Ｖｄｃ＞＋Ｖｄｃｍ」の場合には、制御電圧Ｖｘを「Ｖｘ＝Ｖｘｍ」とする。なお、Ｖｘｍ≦Ｅ、である。
【００３１】
このように、ＬＥＤ駆動回路１は、ＬＥＤ電流Ｉに相当する抵抗電圧Ｖｒをフィードバックし、ＬＥＤアレイ１００への印加電圧Ｖｗを制御するフィードバック制御系のシステムである。
【００３２】
図７は、フィードバック制御系であるＬＥＤ駆動回路１のブロック線図である。図７に示すように、ＬＥＤ駆動回路１は、基準電圧Ｖｓ（ｓ）を入力し、制御電圧Ｖｏ（ｓ）を制御対象とするフィードバック系の制御システムとみなせる。
【００３３】
ラグリードフィルタ６２の伝達関数ＫＦ（ｓ）は、次式（１）で与えられる。
【数１】
但し、Ｔ１＝Ｒ１・Ｃ、Ｔ２＝Ｒ２・Ｃ、である。
【００３４】
また、レベル変換器６３の伝達関数Ｋｖ（ｓ）は、次式（２）で与えられる。
【数２】
【００３５】
そして、このＬＥＤ駆動回路１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、次式（３）で与えられる。
【数３】
【００３６】
ここで、
【数４】
とおくと、式（３）は、次式（６）となる。
【数５】
【００３７】
この伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答（過渡応答）Ｖｏ（ｓ），Ｖｏ（ｔ）は、それぞれ、次式（７），（８）となる。
【数６】
【００３８】
次に、このＬＥＤ駆動回路１において、ノイズ（雑音）を考慮した場合を考える。図８は、ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路１のブロック線図である。ここで考慮されるノイズは、ＰＷＭ制御部３０におけるＰＷＭリプル（高調波ノイズ）ｒｉｐ、である。
【００３９】
ノイズを考慮した場合のＬＥＤ駆動回路１の伝達関数Ｈ（ｓ）は、ノイズを考慮しない場合と同じく、上式（３）で与えられる。そして、ノイズを考慮した場合の伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答Ｖｏ（ｓ）は、次式（９）となる。
【数７】
【００４０】
このインディシャル応答Ｖｏ（ｓ）の定常偏差は、次式（１０）となる。
【数８】
【００４１】
従って、ノイズを考慮した場合の伝達関数Ｈ（ｓ）のインディシャル応答Ｖｏ（ｔ）は、次式（１１）となる。
【数９】
【００４２】
［作用・効果］
このように、本実施形態によれば、ＬＥＤ駆動回路１において、電圧変動が有る電源２００の供給電圧ＥをＰＷＭ方式の制御電圧Ｖｏに変換するＰＷＭ制御部３０では、のこぎり波生成部４１が、ピーク値が電源電圧Ｅに一致するのこぎり波を生成し、コンパレータ４２が、のこぎり波と制御電圧Ｖｏとを比較することで、スイッチング素子であるＦＥＴ３１を駆動するＰＷＭパルスを生成する。これにより、電源電圧Ｅの変動にかかわらず、常に、ＰＷＭ制御部３０からは、パルス波の制御電圧Ｖｏが出力される。
【００４３】
［変形例］
なお、本発明の適用可能な実施形態は上述の実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能なのは勿論である。
【００４４】
（Ａ）負荷
例えば、上述の実施形態では、負荷を交通信号灯器のＬＥＤアレイとして直流電圧を供給する場合を説明したが、これ以外の負荷にも同様に適用可能である。
【００４５】
（Ｂ）交流電圧
また、負荷への供給電圧は直流電圧に限らず、交流電圧を供給する場合にも同様に適用することができる。すなわち、基準電圧Ｖｓが交流の場合であり、従って、ＰＷＭ制御部３０に与えられる制御電圧Ｖｏも交流となる。
【００４６】
図９は、交流電圧を供給するＰＷＭ制御部３０Ａの回路構成図である。図９に示すように、ＰＷＭ制御部３０Ａは、全波整流器３４と、パルス生成部３５と、サイクル指令部３６と、ＦＥＴ３１ａ，３１ｂ，３２ａ，３２ｂ，３３ａ，３３ｂと、抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えて構成される。また、図１０に、交流である制御電圧Ｖｏと、パルス生成部３５によって生成されるＰＷＭパルス（＋）、（−）と、サイクル指令部３６によって生成されるサイクル指令（＋），（−）とのそれぞれの波形を示す。
【００４７】
全波整流器３４は、交流である制御電圧Ｖｏを全波整流する。
サイクル指令部３６は、制御電圧Ｖｏの正負に応じて、負荷１００への電圧の印加方向を指定するサイクル指令（＋），（−）を生成し、生成したサイクル指令（＋）を、ＦＥＴ３３ａにベース端子に印加し、サイクル指令（−）を、ＦＥＴ３３ｂのベース端子に印加する。サイクル指令（＋）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｈ（１）」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに「Ｌ（０）」となる信号である。また、サイクル指令（−）は、サイクル指令（＋）の反転信号であり、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｌ」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに「Ｈ」となる。
【００４８】
パルス生成部３５は、ＰＷＭパルス発生器４０によって生成されたＰＷＭパルスを、制御電圧Ｖｏの正負に応じて振り分けたＰＷＭパルス（＋），（−）を生成し、生成したＰＷＭパルス（＋）をＦＥＴ３１ａのベース端子に印加し、ＰＷＭパルス（−）をＦＥＴ３１ｂのベース端子に印加する。ＰＷＭパルス（＋）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに、パルス生成部３５によって生成されたＰＷＭパルスの波形をとり、制御電圧Ｖｏが「負」のときには「Ｌ」となる信号である。また、ＰＷＭパルス（−）は、制御電圧Ｖｏが「正」のときに「Ｌ」となり、制御電圧Ｖｏが「負」のときに、パルス生成部３５によって生成されたＰＷＭパルスの波形をとる信号である。
【００４９】
ＰＷＭ制御部３０Ａでは、制御電圧Ｖｏが「正」のときには、ＦＥＴ３３ａがＯＮとなり、ＦＥＴ３３ｂはＯＦＦとなる。そして、ＦＥＴ３１ａがＰＷＭパルス（＋）に従ってＯＮ／ＯＦＦされ、このＯＮ／ＯＦＦに応じたパルス電流が流れ、電源電圧Ｅが負荷１００に印加される。また、制御電圧Ｖｏが「負」のときには、ＦＥＴ３３ｂがＯＮとなり、ＦＥＴ３３ａはＯＦＦとなる。そして、ＦＥＴ３１ｂがＰＷＭパルス（＋）に従ってＯＮ／ＯＦＦされ、このＯＮ／ＯＦＦに応じたパルス電流が流れ、制御電圧Ｖｏが「正」のときとは逆方向に、電源電圧Ｅが負荷１００に印加される。このように、制御電圧Ｖｏの正負が反転する毎に、負荷１００への電圧の印加方向を反転させることで、制御電圧Ｖｏに応じたパルス波の交流電圧を負荷１００へ供給している。
【００５０】
（Ｃ）電圧変換回路
また、上述の実施形態では、ＰＷＭ制御部３０を電圧変換回路としたが、ＰＷＭ制御部３０を含むＬＥＤ駆動回路１を電圧変換回路としても良い。
【符号の説明】
【００５１】
１００ ＬＥＤアレイ（負荷）、２００ 電源
１ ＬＥＤ駆動回路
１０ 検出用抵抗、２０ 抵抗電圧検出部
３０ ＰＷＭ制御部
３１，３２ ＦＥＴ
４０ ＰＷＭパルス発生器、４１ のこぎり波生成部、４２ コンパレータ
６０ フィードバック制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成部と、
前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較する比較部と、
振幅を前記入力電圧に応じた大きさとし、前記ＰＷＭ波のパルス幅を前記鋸歯状波が前記閾値電圧に達するまでの期間とするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成部と、
を備えた電圧変換回路。
【請求項２】
前記負荷に供給されている電圧を検出する検出部と、
前記検出部により検出された電圧と所定の目標電圧とを比較して前記閾値電圧を制御する閾値電圧制御部と、
を更に備え、
前記比較部は前記閾値電圧制御部に制御された閾値電圧と前記鋸歯状波とを比較する、
請求項１に記載の電圧変換回路。
【請求項３】
前記閾値電圧は交流であり、
前記閾値電圧を全波整流する整流部を備え、
前記比較部は、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と、前記整流部により全波整流された前記閾値電圧とを比較し、
前記ＰＷＭ波生成部により生成されたＰＷＭ波の前記負荷への印加方向を、前記閾値電圧の正負に応じて変化させて出力する交流出力部を更に備えた、
請求項１に記載の電圧変換回路。
【請求項４】
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換方法であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成ステップと、
前記ＰＷＭ波のパルス幅を、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を前記入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成ステップと、
を含む電圧変換方法。
【請求項１】
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換回路であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成部と、
前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と所与の閾値電圧とを比較する比較部と、
振幅を前記入力電圧に応じた大きさとし、前記ＰＷＭ波のパルス幅を前記鋸歯状波が前記閾値電圧に達するまでの期間とするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成部と、
を備えた電圧変換回路。
【請求項２】
前記負荷に供給されている電圧を検出する検出部と、
前記検出部により検出された電圧と所定の目標電圧とを比較して前記閾値電圧を制御する閾値電圧制御部と、
を更に備え、
前記比較部は前記閾値電圧制御部に制御された閾値電圧と前記鋸歯状波とを比較する、
請求項１に記載の電圧変換回路。
【請求項３】
前記閾値電圧は交流であり、
前記閾値電圧を全波整流する整流部を備え、
前記比較部は、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波と、前記整流部により全波整流された前記閾値電圧とを比較し、
前記ＰＷＭ波生成部により生成されたＰＷＭ波の前記負荷への印加方向を、前記閾値電圧の正負に応じて変化させて出力する交流出力部を更に備えた、
請求項１に記載の電圧変換回路。
【請求項４】
電圧変動し得る直流電圧である入力電圧から、負荷に供給するＰＷＭ波の電圧に変換する電圧変換方法であって、
ピーク電圧を前記入力電圧とし、周期を前記ＰＷＭ波の周期とする鋸歯状波を生成する鋸歯状波生成ステップと、
前記ＰＷＭ波のパルス幅を、前記鋸歯状波生成部により生成された鋸歯状波が所与の閾値電圧に達するまでの期間とし、振幅を前記入力電圧に応じた大きさとするＰＷＭ波を生成するＰＷＭ波生成ステップと、
を含む電圧変換方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【公開番号】特開２０１１−１８８６０２（Ｐ２０１１−１８８６０２Ａ）
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−５０１３４（Ｐ２０１０−５０１３４）
【出願日】平成２２年３月８日（２０１０．３．８）
【出願人】（０００００１２９２）株式会社京三製作所 (324)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月２２日（２０１１．９．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年３月８日（２０１０．３．８）
【出願人】（０００００１２９２）株式会社京三製作所 (324)
【Ｆターム（参考）】
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