ＤＣ−ＤＣコンバータ
【課題】第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサを介して負荷Ｘに直流出力を供給すると共に、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３を介してＬＥＤアレイ３に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線Ｓ３に直列に接続されたＮＭＯＳＱ２をオンオフ制御することで、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御させ、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には２次巻線Ｓ１から平滑コンデンサＣ２に、ＮＭＯＳＱ２がオン時には３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３にそれぞれ電力が供給される。
【解決手段】２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサを介して負荷Ｘに直流出力を供給すると共に、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３を介してＬＥＤアレイ３に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線Ｓ３に直列に接続されたＮＭＯＳＱ２をオンオフ制御することで、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御させ、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には２次巻線Ｓ１から平滑コンデンサＣ２に、ＮＭＯＳＱ２がオン時には３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３にそれぞれ電力が供給される。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに係り、２つの負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子のオンオフを制御して、トランスの２次巻線及び３次巻線から直流出力を２つの負荷にそれぞれ供給するフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１には、トランスの３次巻線に直列に接続された制御用素子と、３次巻線の直流出力の電圧値が基準電圧値を超えたとき出力を発生する過電圧検出回路と、過電圧検出回路の出力が発生したときには制御用素子のインピーダンスを高くする制御用駆動回路とを備えることにより、出力電圧の安定化及び電力変換効率の向上を図ることが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３４１９３４３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されている従来技術には、２つの負荷に対してそれぞれ定電圧の直流出力を供給する技術が開示されているのみであり、第１の負荷及び第２の負荷からなる２つの負荷に対して定電圧の直流出力と定電流の直流出力とをそれぞれ供給し、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御すると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する場合には、定電圧制御のための信号と共に、定電流制御のための信号も１次側に送信する必要があり、回路が煩雑になってしまうと共に、安定化が困難なものになってしまうという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記１次巻線から２次巻線及び３次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、前記３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、前記３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記２次巻線から前記第１の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記３次巻線から前記第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記定電流制御回路は、前記２次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第２の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第１の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記１次巻線から前記３次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御させ、定電流制御用スイッチ素子がオフ時には２次巻線から第１の平滑回路に、定電流制御用スイッチ素子がオン時には３次巻線から第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて第１の負荷及び第２の負荷に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。
【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図４】図３の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【００１１】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータはフライバック方式の電源装置であり、図１に示すように、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１と、駆動コントローラ１と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１と、受光トランジスタＰＣＴＲと、抵抗Ｒ１、トランスＴと、整流ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２と、フィードバック回路２と、ＮＭＯＳＱ２と、整流ダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣ３と、ＮＭＯＳＱ３と、抵抗Ｒｓ、Ｒ２と、ＰＷＭコントローラ４とを備えている。トランスＴは、１次巻線Ｐ１と、当該１次巻線Ｐ１と逆極性に磁気結合された２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３とを備えている。
【００１２】
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。
【００１３】
整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されていると共に、駆動用スイッチング素子であるＮＭＯＳＱ１のソース端子が接続され、整流回路ＤＢの整流出力正極端子は、トランスＴの１次側巻き線Ｐ１を介してＮＭＯＳＱ１のドレイン端子に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ１のゲート端子は駆動コントローラ１のゲート制御端子Ｇに接続され、駆動コントローラ１によってＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御することで、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑された直流電源をトランスＴの１次巻き線Ｐ１に印加する。なお、駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢと接地端子との間には受光トランジスタＰＣＴＲと抵抗Ｒ１とが直列に接続されている。
【００１４】
トランスＴには、ＮＭＯＳＱ１がオンしている時に磁気エネルギーが蓄えられ、ＮＭＯＳＱ１がオフしているときに蓄えられた磁気エネルギーがトランスＴの２次巻き線Ｓ２、３次巻き線Ｓ３から電力として出力される。
【００１５】
定電圧制御側であるトランスＴの２次巻き線Ｓ２の両端子間には、第１の平滑回路である整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２が直列に接続され、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力は、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整流平滑される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されている第１電源ラインには、第１出力端子Ｔ１が、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続された第１ＧＮＤラインは第１ＧＮＤ端子Ｔ２がそれぞれ接続され、第１電源ラインと第１ＧＮＤラインとの間には、フィードバック回路２が接続されている。
【００１６】
フィードバック回路２は、抵抗Ｒ３〜５、シャントレギュレータＺ１及び発光ダイオードＰＣＤを備えている。なお、発光ダイオードＰＣＤは、駆動コントローラ１に接続された受光トランジスタＰＣＴＲとでフォトカプラを構成する。
【００１７】
第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間には、負荷Ｘと並列に、発光ダイオードＰＣＤ、抵抗Ｒ３及びシャントレギュレータＺ１が直列に接続されている。抵抗Ｒ３は、発光ダイオードＰＣＤとシャントレギュレータＺ１に流れる電流を制限するためのものであり、第１出力端子Ｔ１に発光ダイオードＰＣＤのアノードが接続され、発光ダイオードＰＣＤのカソードに抵抗Ｒ３の一端部が接続されている。また、抵抗Ｒ３の他端部とシャントレギュレータＺ１のカソードが接続され、シャントレギュレータＺ１のアノードに第１ＧＮＤ端子Ｔ２が接続されている。また、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間には、分圧用の抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５が直列に接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点がシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに接続されている。第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧Ｖｏ１は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAとして検出され、シャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。入力された定電圧制御用検出電圧ＶAは、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧と比較され、その誤差電圧に応じた電流Ｉ（Ｚ１）が発光ダイオードＰＣＤを流れ、電流Ｉ（Ｚ１）がＦＢ信号として発光ダイオードＰＣＤから１次側の受光トランジスタＰＣＴＲに出力される。ＦＢ信号に応じたＦＢ電圧ＶＦＢが駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力され、駆動コントローラ１は、ＦＢ電圧ＶＦＢに基づいてＮＭＯＳＱ１がオンオフ制御される。これにより、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間に接続された負荷Ｘに供給される直流出力は定電圧制御された定電圧出力となる。
【００１８】
定電流制御側であるトランスＴの３次巻き線Ｓ３の両端子間には、定電流制御用スイッチ素子であるＮＭＯＳＱ２と、第２の平滑回路である整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３とが直列に接続されている。ＮＭＯＳＱ２がオンの場合に、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力が、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整流平滑される。なお、平滑コンデンサＣ３の正極端子に接続されている第２電源ラインには、第２出力端子Ｔ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の負極端子が接続された第２ＧＮＤラインは接地端子と第２ＧＮＤ端子Ｔ４とが接続されている。
【００１９】
ｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ３１〜３ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ３と、パルス制御用スイッチ素子であるＮＭＯＳＱ３と、抵抗Ｒｓとが、第２出力端子Ｔ３と第２ＧＮＤ端子Ｔ４との間に直列に接続されている。ＬＥＤアレイ３のアノード側端子が第２出力端子Ｔ３に接続され、ＬＥＤアレイ３のカソード側端子にＮＭＯＳＱ３のドレイン端子が接続され、ＮＭＯＳＱ３のソース端子が抵抗Ｒｓを介して第２ＧＮＤ端子Ｔ４に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ３のゲート端子はＰＷＭコントローラ４のスイッチ信号出力端子ＳＷに接続されている。
【００２０】
ＰＷＭコントローラ４のＰＷＭ信号入力端子ＰＷＭはＬＥＤアレイ３の調光を制御するマイクロコンピュータ５が接続され、ＰＷＭコントローラ４は、マイクロコンピュータ５から入力されるＰＷＭ信号に応じたスイッチ信号をスイッチ信号出力端子ＳＷから出力してＮＭＯＳＱ３をオンオフさせ、ＬＥＤアレイ３をオンオフ駆動する。
【００２１】
また、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢは、ＮＭＯＳＱ３のソース端子と抵抗Ｒｓとの接続点に接続されていると共に、ＰＷＭコントローラ４のゲート制御端子ＶＧはＮＭＯＳＱ２のゲート端子に接続されている。抵抗Ｒｓは、ＬＥＤアレイ３を流れる電流ＩＬＥＤを検出するための負荷電流検出用の抵抗である。ＰＷＭコントローラ４は、抵抗Ｒｓに流れた電流をＮＭＯＳＱ３のソース端子と抵抗Ｒｓとの接続点の電圧ＶＢとして検出し、検出した電圧ＶＢと予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。ＰＷＭコントローラ４は、電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以下になると、ＮＭＯＳＱ２をオンさせ、電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると、ＮＭＯＳＱ２をオフさせるＶＧ信号をゲート制御端子ＶＧから出力する。これにより、平滑コンデンサＣ３に供給される電力がＮＭＯＳＱ２のオンオフによってＬＥＤアレイ３を流れる電流ＩＬＥＤが一定になるように制御され、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力は定電流制御された定電流出力となる。さらに、ＰＷＭコントローラ４のタイミング検出端子ＢＤは、抵抗Ｒ２を介して２次巻線Ｓ２と整流ダイオードＤ２のアノードとの接続点に接続されている。これにより、ＰＷＭコントローラ４は、２次巻線Ｓ２の電圧波形を監視し、２次巻線Ｓ２の電圧が立ち上がるタイミングでＮＭＯＳＱ２をオンさせる。
【００２２】
トランスＴにおいて、２次巻線Ｓ２の巻数を「ＮＳ２」、３次巻線Ｓ３の巻数を「ＮＳ３」とし、定電圧動作時の平滑コンデンサＣ２の電圧を「Ｖ２」、ダイオードＤ２の順方向電圧を「ＶＦ２」、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧を「Ｖ３」、ダイオードＤ３の順方向電圧を「ＶＦ３」とそれぞれすると、２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧は以下のように設定されている。
ＮＭＯＳＱ２がオン時に３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧Ｖｓ３は、
Ｖｓ３＝Ｖ３＋ＶＦ３となる。
従って、ＮＭＯＳＱ２がオン時に２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２は、
Ｖｓ２=（（Ｖ３＋ＶＦ３）／ＮＳ３＊ＮＳ２）となる。
また、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２は、
Ｖｓ２＝Ｖ２＋ＶＦ２となる。
従って、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３は、
Ｖｓ３＝（（Ｖ２＋ＶＦ２）／ＮＳ２＊ＮＳ３）となる。
【００２３】
ここで、２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２は、ＮＭＯＳＱ２がオフ時よりもＮＭＯＳＱ２がオン時の方が低くなるように設定されている。これにより、ＮＭＯＳＱ２がオン時には、２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサＣ２に電力が供給されることなく、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されることになる。従って、ＮＭＯＳＱ２がオンすると、平滑コンデンサＣ２に電力が供給されないため、平滑コンデンサＣ２の両端電圧、すなわち第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧が下がり、フィードバック回路２によってＦＢ信号が１次側に送信される。このＦＢ信号は、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧を定電圧制御するための信号と、第２出力端子Ｔ３と第２ＧＮＤ端子Ｔ４との間に接続されたＬＥＤアレイ３を定電流制御するための信号とを等価的に混在させた信号となり、定電圧出力と定電流出力との２出力を同時に制御することができる。なお、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には、３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３が、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧「Ｖ３」より高くなるが、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されることがない。
【００２４】
図２は、図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＬＥＤアレイ３を駆動するＰＷＭ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ３を流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤ、（ｃ）は駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力されるＦＢ電圧ＶＦＢ、（ｄ）はＮＭＯＳＱ２をオンオフさせるＶＧ信号、（ｅ）は３次巻線Ｓ３の巻線電圧Ｖｓ３、（ｆ）は２次巻線Ｓ２の巻線電圧Ｖｓ２、（ｇ）はダイオードＤ３を流れる電流Ｉｄ３、（ｈ）はダイオードＤ２を流れる電流Ｉｄ２をそれぞれ示している。
【００２５】
図２（ａ）に示すＰＷＭ信号がオン、すなわちＨｉレベルである場合には、ＰＷＭコントローラ４によってＮＭＯＳＱ３がオンされてＬＥＤアレイ３が点灯する。これにより、電解コンデンサＣ３の出力電圧Ｖｏ２が下がり、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢに入力される電圧ＶＢが低下する。電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以下になると、ＰＷＭコントローラ４は、２次巻線Ｓ２の電圧が立ち上がるタイミングで、図２（ｄ）に示すようにＶＧ信号をＨｉレベルにしてＮＭＯＳＱ２をオンさせる。
【００２６】
ＮＭＯＳＱ２がオンすると、３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３に電力が供給され、３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧Ｖｓ３が下がるため、２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２も下がる。巻線電圧Ｖｓ２が下がると、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給されなくなるため、電解コンデンサＣ２の両端電圧、すなわち第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧が下がり、図２（ｃ）に示すように、フィードバック回路２によってＦＢ信号（ＦＢ電圧ＶＦＢ）として１次側にフィードバックされる。
【００２７】
ＮＭＯＳＱ２がオン時（図２（ｄ）に示すＶＧ信号がＨｉレベル時）には、図２（ｆ）に示すように、２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２が、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２がＶ２＋ＶＦ２よりも低くなり、図２（ｈ）に示すように、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給されず、図２（ｇ）に示すように、３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３に電力が供給される。なお、ＮＭＯＳＱ２がオフ時（図２（ｄ）に示すＶＧ信号がＬｏｗレベル時）には、３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３が、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧「Ｖ３」より高くなるが、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、図２（ｇ）に示すように、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されず、図２（ｈ）に示すように、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給される。
【００２８】
また、図２（ａ）に示すＰＷＭ信号がオフ、すなわちＬｏｗレベルである場合には、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧のみが定電圧制御されることになる。
【００２９】
このように本実施の形態では、定電流制御を３次巻線Ｓ３に接続されたＮＭＯＳＱ２のオンオフ制御で行い、２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３とにそれぞれ発生する巻線電圧Ｖｓ２、Ｖｓ３の差を利用し、電解コンデンサＣ２とＣ３とに交互に電力（エネルギー）が供給される。言い換えると、電解コンデンサＣ２とＣ３とに同じタイミングで電力（エネルギー）を供給することがないため、定電流制御の応答を速くし、定電圧制御の応答を遅くするように設定されている。このように定電流制御の応答を定電圧制御の応答よりも速くしておくことで、定電流出力のための充電（３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３への電力の供給）により、定電圧出力（第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧）が下がるため、等価的に、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢの定電流制御信号がＦＢ信号と共に1次側に伝達されることになる。
【００３０】
以上のように、第１の実施の形態によれば、２次巻線Ｓ２から第１の平滑回路（整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２）を介して負荷Ｘに直流出力を供給すると共に、３次巻線Ｓ３から第２の平滑回路（整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３）を介してＬＥＤアレイ３に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線Ｓ３に直列に接続されたＮＭＯＳＱ２をオンオフ制御することで、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御させ、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には２次巻線Ｓ２から第１の平滑回路（整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２）に、ＮＭＯＳＱ２がオン時には３次巻線Ｓ３から第２の平滑回路（整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３）にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、負荷Ｘに供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を等価的に重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、負荷Ｘに供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて負荷Ｘに及びＬＥＤアレイ３に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。
【００３１】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、定電流制御側を１次側に直接フィードバックしていないため、ＰＷＭ信号の立ち上がりにおいて、図２（ｃ）に示すように、フォトカプラの応答遅れや制御性の遅れ等の応答遅れが発生しＦＢ電圧ＶＦＢの上昇が遅くなる。これにより、１次側から２次及び３次側に必要な電力（エネルギー）を供給できないため、定電流出力側の平滑コンデンサＣ３の電圧が落ちてしまい、図２（ｂ）に示すように、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが定電流を確保できない期間が存在する。
【００３２】
そこで、第２の実施の形態では、図３に示すように、フィードバック回路２ａと、ＰＷＭコントローラ４ａとが第１の実施の形態と異なっている。フィードバック回路２ａには、第１の実施の形態のフィードバック回路２の構成に加えて、抵抗Ｒ５と並列に抵抗Ｒ６及びスイッチ素子であるＮＭＯＳＱ４が接続されている。また、ＰＷＭコントローラ４ａには、第１の実施の形態のＰＷＭコントローラ４の構成に加えて、電圧制御端子ＶＣが設けられており、ＰＷＭコントローラ４ａは、電圧制御端子ＶＣからフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンオフする駆動電圧制御信号を出力する。
【００３３】
図４は、図３の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＬＥＤアレイ３を駆動するＰＷＭ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ３を流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤ、（ｃ）は駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力されるＦＢ電圧ＶＦＢ、（ｄ）はＮＭＯＳＱ２をオンオフさせるＶＧ信号、（ｅ）は３次巻線Ｓ３の巻線電圧Ｖｓ３、（ｆ）は２次巻線Ｓ２の巻線電圧Ｖｓ２、（ｇ）はダイオードＤ３を流れる電流Ｉｄ３、（ｈ）はダイオードＤ２を流れる電流Ｉｄ２、（ｉ）はＰＷＭコントローラ４ａから出力される駆動電圧調整信号、（ｊ）は抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAをそれぞれ示している。
【００３４】
ＰＷＭコントローラ４ａは、ＰＷＭ信号の立ち上がり（アップエッジ）を検出して、図４（ｉ）に示すように、ＰＷＭ信号の立ち上がりからＩＦＢ端子の電圧ＶＢが予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆに達するまで、駆動電圧調整信号をＨｉレベルにしてフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンさせる。なお、ＰＷＭ信号の立ち上がりから予め設定された時間だけフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンさせるようにしても良い。
【００３５】
ＮＭＯＳＱ４がオンされると、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAが数％程度上がり、第１の負荷に供給されている直流出力電圧が見かけ上低下することになる。直流出力電圧が見かけ上低下するため、１次側に送信されるＦＢ信号がＰＷＭ信号の立ち上がりと共に大きな値となり、図４（ｃ）に示すように、駆動コントローラ１のＦＢ端子に入力されるＦＢ電圧ＶＦＢがＰＷＭ信号の立ち上がりと共に速やかに立ち上がる。これにより、ＮＭＯＳＱ４がオンされている期間中は、１次側から２次及び３次側に定電圧制御に必要な電力（エネルギー）を供給され、図４（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号の立ち上がりにおいてもＬＥＤ電流ＩＬＥＤが定電流を確保することができる。なお、ＮＭＯＳＱ２がオン時には、２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサＣ２には電力が供給されないため、第１の負荷に供給されている実際の直流出力電圧が上がることなく、定電圧制御を保つことができる。
【００３６】
また、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAの代わりに、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧を上げることで、第１の負荷に供給されている直流出力電圧を見かけ上低下させるようにしても良い。
【００３７】
以上のように、第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態による効果に加えて、定電流出力のＬＥＤ電流ＩＬＥＤの立ち上がり波形を改善することができると共に、ＰＷＭ信号の立ち上がり直後の定電流特性をあまりきにせず決定できるため、定電圧出力の応答を下げることができ、フィードバック制御の安定性を向上させることができる。
【００３８】
なお、本実施の形態では、駆動用スイッチング素子（ＮＭＯＳＱ１）、定電流制御用スイッチ素子（ＮＭＯＳＱ２）、パルス制御用スイッチ素子（ＮＭＯＳＱ３）及びスイッチ素子（ＮＭＯＳＱ４）としてＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果型トランジスタ）を示したが、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、バイポーラ型トランジスタ又はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）等他型式のトランジスタも使用できる。
【００３９】
また、上述の実施の形態では、ｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ３１〜３ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ３を負荷として駆動する例を説明したが、１個のＬＥＤでも良い。また、直流で駆動することができる負荷であれば、ＬＥＤに限定されることはない。
【００４０】
なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。
【符号の説明】
【００４１】
１ 駆動コントローラ
２、２ａ フィードバック回路
３ ＬＥＤアレイ
３１、３２、〜３ｎ ＬＥＤ
４、４ａ ＰＷＭコントローラ
５ マイクロコンピュータ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｄ２、Ｄ３ 整流ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ
Ｒｓ 抵抗
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｔ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ２ ２次巻線
Ｓ３ ３次巻線
Ｚ１ シャントレギュレータ
ＰＣＤ 発光ダイオード
ＰＣＴＲ 受光トランジスタ
Ｘ 負荷
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに係り、２つの負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子のオンオフを制御して、トランスの２次巻線及び３次巻線から直流出力を２つの負荷にそれぞれ供給するフライバック方式のＤＣ−ＤＣコンバータが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
特許文献１には、トランスの３次巻線に直列に接続された制御用素子と、３次巻線の直流出力の電圧値が基準電圧値を超えたとき出力を発生する過電圧検出回路と、過電圧検出回路の出力が発生したときには制御用素子のインピーダンスを高くする制御用駆動回路とを備えることにより、出力電圧の安定化及び電力変換効率の向上を図ることが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３４１９３４３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に開示されている従来技術には、２つの負荷に対してそれぞれ定電圧の直流出力を供給する技術が開示されているのみであり、第１の負荷及び第２の負荷からなる２つの負荷に対して定電圧の直流出力と定電流の直流出力とをそれぞれ供給し、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御すると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する場合には、定電圧制御のための信号と共に、定電流制御のための信号も１次側に送信する必要があり、回路が煩雑になってしまうと共に、安定化が困難なものになってしまうという問題点があった。
【０００６】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記１次巻線から２次巻線及び３次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、前記３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、前記３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記２次巻線から前記第１の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記３次巻線から前記第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記定電流制御回路は、前記２次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする。
さらに、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、前記第２の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第１の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記１次巻線から前記３次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御させ、定電流制御用スイッチ素子がオフ時には２次巻線から第１の平滑回路に、定電流制御用スイッチ素子がオン時には３次巻線から第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて第１の負荷及び第２の負荷に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図２】図１の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。
【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。
【図４】図３の各部の信号波形、及び動作波形を示す波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【００１１】
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータはフライバック方式の電源装置であり、図１に示すように、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１と、駆動コントローラ１と、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳと称す）Ｑ１と、受光トランジスタＰＣＴＲと、抵抗Ｒ１、トランスＴと、整流ダイオードＤ２と、平滑コンデンサＣ２と、フィードバック回路２と、ＮＭＯＳＱ２と、整流ダイオードＤ３と、平滑コンデンサＣ３と、ＮＭＯＳＱ３と、抵抗Ｒｓ、Ｒ２と、ＰＷＭコントローラ４とを備えている。トランスＴは、１次巻線Ｐ１と、当該１次巻線Ｐ１と逆極性に磁気結合された２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３とを備えている。
【００１２】
ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。
【００１３】
整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されていると共に、駆動用スイッチング素子であるＮＭＯＳＱ１のソース端子が接続され、整流回路ＤＢの整流出力正極端子は、トランスＴの１次側巻き線Ｐ１を介してＮＭＯＳＱ１のドレイン端子に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ１のゲート端子は駆動コントローラ１のゲート制御端子Ｇに接続され、駆動コントローラ１によってＮＭＯＳＱ１をオンオフ制御することで、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑された直流電源をトランスＴの１次巻き線Ｐ１に印加する。なお、駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢと接地端子との間には受光トランジスタＰＣＴＲと抵抗Ｒ１とが直列に接続されている。
【００１４】
トランスＴには、ＮＭＯＳＱ１がオンしている時に磁気エネルギーが蓄えられ、ＮＭＯＳＱ１がオフしているときに蓄えられた磁気エネルギーがトランスＴの２次巻き線Ｓ２、３次巻き線Ｓ３から電力として出力される。
【００１５】
定電圧制御側であるトランスＴの２次巻き線Ｓ２の両端子間には、第１の平滑回路である整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２が直列に接続され、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力は、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整流平滑される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されている第１電源ラインには、第１出力端子Ｔ１が、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続された第１ＧＮＤラインは第１ＧＮＤ端子Ｔ２がそれぞれ接続され、第１電源ラインと第１ＧＮＤラインとの間には、フィードバック回路２が接続されている。
【００１６】
フィードバック回路２は、抵抗Ｒ３〜５、シャントレギュレータＺ１及び発光ダイオードＰＣＤを備えている。なお、発光ダイオードＰＣＤは、駆動コントローラ１に接続された受光トランジスタＰＣＴＲとでフォトカプラを構成する。
【００１７】
第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間には、負荷Ｘと並列に、発光ダイオードＰＣＤ、抵抗Ｒ３及びシャントレギュレータＺ１が直列に接続されている。抵抗Ｒ３は、発光ダイオードＰＣＤとシャントレギュレータＺ１に流れる電流を制限するためのものであり、第１出力端子Ｔ１に発光ダイオードＰＣＤのアノードが接続され、発光ダイオードＰＣＤのカソードに抵抗Ｒ３の一端部が接続されている。また、抵抗Ｒ３の他端部とシャントレギュレータＺ１のカソードが接続され、シャントレギュレータＺ１のアノードに第１ＧＮＤ端子Ｔ２が接続されている。また、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間には、分圧用の抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５が直列に接続され、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点がシャントレギュレータＺ１の制御端子ａに接続されている。第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧Ｖｏ１は、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAとして検出され、シャントレギュレータＺ１の制御端子ａに入力される。入力された定電圧制御用検出電圧ＶAは、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧と比較され、その誤差電圧に応じた電流Ｉ（Ｚ１）が発光ダイオードＰＣＤを流れ、電流Ｉ（Ｚ１）がＦＢ信号として発光ダイオードＰＣＤから１次側の受光トランジスタＰＣＴＲに出力される。ＦＢ信号に応じたＦＢ電圧ＶＦＢが駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力され、駆動コントローラ１は、ＦＢ電圧ＶＦＢに基づいてＮＭＯＳＱ１がオンオフ制御される。これにより、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間に接続された負荷Ｘに供給される直流出力は定電圧制御された定電圧出力となる。
【００１８】
定電流制御側であるトランスＴの３次巻き線Ｓ３の両端子間には、定電流制御用スイッチ素子であるＮＭＯＳＱ２と、第２の平滑回路である整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３とが直列に接続されている。ＮＭＯＳＱ２がオンの場合に、トランスＴの２次側巻き線から放出された電力が、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整流平滑される。なお、平滑コンデンサＣ３の正極端子に接続されている第２電源ラインには、第２出力端子Ｔ３が接続され、平滑コンデンサＣ３の負極端子が接続された第２ＧＮＤラインは接地端子と第２ＧＮＤ端子Ｔ４とが接続されている。
【００１９】
ｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ３１〜３ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ３と、パルス制御用スイッチ素子であるＮＭＯＳＱ３と、抵抗Ｒｓとが、第２出力端子Ｔ３と第２ＧＮＤ端子Ｔ４との間に直列に接続されている。ＬＥＤアレイ３のアノード側端子が第２出力端子Ｔ３に接続され、ＬＥＤアレイ３のカソード側端子にＮＭＯＳＱ３のドレイン端子が接続され、ＮＭＯＳＱ３のソース端子が抵抗Ｒｓを介して第２ＧＮＤ端子Ｔ４に接続されている。また、ＮＭＯＳＱ３のゲート端子はＰＷＭコントローラ４のスイッチ信号出力端子ＳＷに接続されている。
【００２０】
ＰＷＭコントローラ４のＰＷＭ信号入力端子ＰＷＭはＬＥＤアレイ３の調光を制御するマイクロコンピュータ５が接続され、ＰＷＭコントローラ４は、マイクロコンピュータ５から入力されるＰＷＭ信号に応じたスイッチ信号をスイッチ信号出力端子ＳＷから出力してＮＭＯＳＱ３をオンオフさせ、ＬＥＤアレイ３をオンオフ駆動する。
【００２１】
また、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢは、ＮＭＯＳＱ３のソース端子と抵抗Ｒｓとの接続点に接続されていると共に、ＰＷＭコントローラ４のゲート制御端子ＶＧはＮＭＯＳＱ２のゲート端子に接続されている。抵抗Ｒｓは、ＬＥＤアレイ３を流れる電流ＩＬＥＤを検出するための負荷電流検出用の抵抗である。ＰＷＭコントローラ４は、抵抗Ｒｓに流れた電流をＮＭＯＳＱ３のソース端子と抵抗Ｒｓとの接続点の電圧ＶＢとして検出し、検出した電圧ＶＢと予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する。ＰＷＭコントローラ４は、電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以下になると、ＮＭＯＳＱ２をオンさせ、電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると、ＮＭＯＳＱ２をオフさせるＶＧ信号をゲート制御端子ＶＧから出力する。これにより、平滑コンデンサＣ３に供給される電力がＮＭＯＳＱ２のオンオフによってＬＥＤアレイ３を流れる電流ＩＬＥＤが一定になるように制御され、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力は定電流制御された定電流出力となる。さらに、ＰＷＭコントローラ４のタイミング検出端子ＢＤは、抵抗Ｒ２を介して２次巻線Ｓ２と整流ダイオードＤ２のアノードとの接続点に接続されている。これにより、ＰＷＭコントローラ４は、２次巻線Ｓ２の電圧波形を監視し、２次巻線Ｓ２の電圧が立ち上がるタイミングでＮＭＯＳＱ２をオンさせる。
【００２２】
トランスＴにおいて、２次巻線Ｓ２の巻数を「ＮＳ２」、３次巻線Ｓ３の巻数を「ＮＳ３」とし、定電圧動作時の平滑コンデンサＣ２の電圧を「Ｖ２」、ダイオードＤ２の順方向電圧を「ＶＦ２」、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧を「Ｖ３」、ダイオードＤ３の順方向電圧を「ＶＦ３」とそれぞれすると、２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧は以下のように設定されている。
ＮＭＯＳＱ２がオン時に３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧Ｖｓ３は、
Ｖｓ３＝Ｖ３＋ＶＦ３となる。
従って、ＮＭＯＳＱ２がオン時に２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２は、
Ｖｓ２=（（Ｖ３＋ＶＦ３）／ＮＳ３＊ＮＳ２）となる。
また、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２は、
Ｖｓ２＝Ｖ２＋ＶＦ２となる。
従って、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３は、
Ｖｓ３＝（（Ｖ２＋ＶＦ２）／ＮＳ２＊ＮＳ３）となる。
【００２３】
ここで、２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２は、ＮＭＯＳＱ２がオフ時よりもＮＭＯＳＱ２がオン時の方が低くなるように設定されている。これにより、ＮＭＯＳＱ２がオン時には、２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサＣ２に電力が供給されることなく、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されることになる。従って、ＮＭＯＳＱ２がオンすると、平滑コンデンサＣ２に電力が供給されないため、平滑コンデンサＣ２の両端電圧、すなわち第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧が下がり、フィードバック回路２によってＦＢ信号が１次側に送信される。このＦＢ信号は、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧を定電圧制御するための信号と、第２出力端子Ｔ３と第２ＧＮＤ端子Ｔ４との間に接続されたＬＥＤアレイ３を定電流制御するための信号とを等価的に混在させた信号となり、定電圧出力と定電流出力との２出力を同時に制御することができる。なお、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には、３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３が、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧「Ｖ３」より高くなるが、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されることがない。
【００２４】
図２は、図１の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＬＥＤアレイ３を駆動するＰＷＭ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ３を流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤ、（ｃ）は駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力されるＦＢ電圧ＶＦＢ、（ｄ）はＮＭＯＳＱ２をオンオフさせるＶＧ信号、（ｅ）は３次巻線Ｓ３の巻線電圧Ｖｓ３、（ｆ）は２次巻線Ｓ２の巻線電圧Ｖｓ２、（ｇ）はダイオードＤ３を流れる電流Ｉｄ３、（ｈ）はダイオードＤ２を流れる電流Ｉｄ２をそれぞれ示している。
【００２５】
図２（ａ）に示すＰＷＭ信号がオン、すなわちＨｉレベルである場合には、ＰＷＭコントローラ４によってＮＭＯＳＱ３がオンされてＬＥＤアレイ３が点灯する。これにより、電解コンデンサＣ３の出力電圧Ｖｏ２が下がり、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢに入力される電圧ＶＢが低下する。電圧ＶＢが基準電圧Ｖｒｅｆ以下になると、ＰＷＭコントローラ４は、２次巻線Ｓ２の電圧が立ち上がるタイミングで、図２（ｄ）に示すようにＶＧ信号をＨｉレベルにしてＮＭＯＳＱ２をオンさせる。
【００２６】
ＮＭＯＳＱ２がオンすると、３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３に電力が供給され、３次巻線Ｓ３に発生する巻線電圧Ｖｓ３が下がるため、２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２も下がる。巻線電圧Ｖｓ２が下がると、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給されなくなるため、電解コンデンサＣ２の両端電圧、すなわち第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧が下がり、図２（ｃ）に示すように、フィードバック回路２によってＦＢ信号（ＦＢ電圧ＶＦＢ）として１次側にフィードバックされる。
【００２７】
ＮＭＯＳＱ２がオン時（図２（ｄ）に示すＶＧ信号がＨｉレベル時）には、図２（ｆ）に示すように、２次巻線Ｓ２に発生する電圧Ｖｓ２が、ＮＭＯＳＱ２がオフ時に２次巻線Ｓ２に発生する巻線電圧Ｖｓ２がＶ２＋ＶＦ２よりも低くなり、図２（ｈ）に示すように、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給されず、図２（ｇ）に示すように、３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３に電力が供給される。なお、ＮＭＯＳＱ２がオフ時（図２（ｄ）に示すＶＧ信号がＬｏｗレベル時）には、３次巻線Ｓ３に発生する電圧Ｖｓ３が、定電流動作時の平滑コンデンサＣ３の両端電圧「Ｖ３」より高くなるが、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、図２（ｇ）に示すように、３次巻線Ｓ３から平滑コンデンサＣ３に電力が供給されず、図２（ｈ）に示すように、２次巻線Ｓ２から電解コンデンサＣ２に電力が供給される。
【００２８】
また、図２（ａ）に示すＰＷＭ信号がオフ、すなわちＬｏｗレベルである場合には、ＮＭＯＳＱ２がオフされているため、第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧のみが定電圧制御されることになる。
【００２９】
このように本実施の形態では、定電流制御を３次巻線Ｓ３に接続されたＮＭＯＳＱ２のオンオフ制御で行い、２次巻線Ｓ２と３次巻線Ｓ３とにそれぞれ発生する巻線電圧Ｖｓ２、Ｖｓ３の差を利用し、電解コンデンサＣ２とＣ３とに交互に電力（エネルギー）が供給される。言い換えると、電解コンデンサＣ２とＣ３とに同じタイミングで電力（エネルギー）を供給することがないため、定電流制御の応答を速くし、定電圧制御の応答を遅くするように設定されている。このように定電流制御の応答を定電圧制御の応答よりも速くしておくことで、定電流出力のための充電（３次巻線Ｓ３から電解コンデンサＣ３への電力の供給）により、定電圧出力（第１出力端子Ｔ１と第１ＧＮＤ端子Ｔ２との間の電圧）が下がるため、等価的に、ＰＷＭコントローラ４のフィードバック端子ＩＦＢの定電流制御信号がＦＢ信号と共に1次側に伝達されることになる。
【００３０】
以上のように、第１の実施の形態によれば、２次巻線Ｓ２から第１の平滑回路（整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２）を介して負荷Ｘに直流出力を供給すると共に、３次巻線Ｓ３から第２の平滑回路（整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３）を介してＬＥＤアレイ３に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、３次巻線Ｓ３に直列に接続されたＮＭＯＳＱ２をオンオフ制御することで、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御させ、ＮＭＯＳＱ２がオフ時には２次巻線Ｓ２から第１の平滑回路（整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ２）に、ＮＭＯＳＱ２がオン時には３次巻線Ｓ３から第２の平滑回路（整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３）にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、負荷Ｘに供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を等価的に重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を１次側に送信するだけで、負荷Ｘに供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、ＬＥＤアレイ３に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて負荷Ｘに及びＬＥＤアレイ３に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。
【００３１】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、定電流制御側を１次側に直接フィードバックしていないため、ＰＷＭ信号の立ち上がりにおいて、図２（ｃ）に示すように、フォトカプラの応答遅れや制御性の遅れ等の応答遅れが発生しＦＢ電圧ＶＦＢの上昇が遅くなる。これにより、１次側から２次及び３次側に必要な電力（エネルギー）を供給できないため、定電流出力側の平滑コンデンサＣ３の電圧が落ちてしまい、図２（ｂ）に示すように、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが定電流を確保できない期間が存在する。
【００３２】
そこで、第２の実施の形態では、図３に示すように、フィードバック回路２ａと、ＰＷＭコントローラ４ａとが第１の実施の形態と異なっている。フィードバック回路２ａには、第１の実施の形態のフィードバック回路２の構成に加えて、抵抗Ｒ５と並列に抵抗Ｒ６及びスイッチ素子であるＮＭＯＳＱ４が接続されている。また、ＰＷＭコントローラ４ａには、第１の実施の形態のＰＷＭコントローラ４の構成に加えて、電圧制御端子ＶＣが設けられており、ＰＷＭコントローラ４ａは、電圧制御端子ＶＣからフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンオフする駆動電圧制御信号を出力する。
【００３３】
図４は、図３の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、（ａ）はＬＥＤアレイ３を駆動するＰＷＭ信号、（ｂ）はＬＥＤアレイ３を流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤ、（ｃ）は駆動コントローラ１のフィードバック端子ＦＢに入力されるＦＢ電圧ＶＦＢ、（ｄ）はＮＭＯＳＱ２をオンオフさせるＶＧ信号、（ｅ）は３次巻線Ｓ３の巻線電圧Ｖｓ３、（ｆ）は２次巻線Ｓ２の巻線電圧Ｖｓ２、（ｇ）はダイオードＤ３を流れる電流Ｉｄ３、（ｈ）はダイオードＤ２を流れる電流Ｉｄ２、（ｉ）はＰＷＭコントローラ４ａから出力される駆動電圧調整信号、（ｊ）は抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAをそれぞれ示している。
【００３４】
ＰＷＭコントローラ４ａは、ＰＷＭ信号の立ち上がり（アップエッジ）を検出して、図４（ｉ）に示すように、ＰＷＭ信号の立ち上がりからＩＦＢ端子の電圧ＶＢが予め設定された基準電圧Ｖｒｅｆに達するまで、駆動電圧調整信号をＨｉレベルにしてフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンさせる。なお、ＰＷＭ信号の立ち上がりから予め設定された時間だけフィードバック回路２ａのＮＭＯＳＱ４をオンさせるようにしても良い。
【００３５】
ＮＭＯＳＱ４がオンされると、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAが数％程度上がり、第１の負荷に供給されている直流出力電圧が見かけ上低下することになる。直流出力電圧が見かけ上低下するため、１次側に送信されるＦＢ信号がＰＷＭ信号の立ち上がりと共に大きな値となり、図４（ｃ）に示すように、駆動コントローラ１のＦＢ端子に入力されるＦＢ電圧ＶＦＢがＰＷＭ信号の立ち上がりと共に速やかに立ち上がる。これにより、ＮＭＯＳＱ４がオンされている期間中は、１次側から２次及び３次側に定電圧制御に必要な電力（エネルギー）を供給され、図４（ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号の立ち上がりにおいてもＬＥＤ電流ＩＬＥＤが定電流を確保することができる。なお、ＮＭＯＳＱ２がオン時には、２次巻線Ｓ２から平滑コンデンサＣ２には電力が供給されないため、第１の負荷に供給されている実際の直流出力電圧が上がることなく、定電圧制御を保つことができる。
【００３６】
また、抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５との接続点の定電圧制御用検出電圧ＶAの代わりに、シャントレギュレータＺ１の内部基準電圧を上げることで、第１の負荷に供給されている直流出力電圧を見かけ上低下させるようにしても良い。
【００３７】
以上のように、第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態による効果に加えて、定電流出力のＬＥＤ電流ＩＬＥＤの立ち上がり波形を改善することができると共に、ＰＷＭ信号の立ち上がり直後の定電流特性をあまりきにせず決定できるため、定電圧出力の応答を下げることができ、フィードバック制御の安定性を向上させることができる。
【００３８】
なお、本実施の形態では、駆動用スイッチング素子（ＮＭＯＳＱ１）、定電流制御用スイッチ素子（ＮＭＯＳＱ２）、パルス制御用スイッチ素子（ＮＭＯＳＱ３）及びスイッチ素子（ＮＭＯＳＱ４）としてＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果型トランジスタ）を示したが、Ｊ−ＦＥＴ（接合型電界効果トランジスタ）、バイポーラ型トランジスタ又はＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）等他型式のトランジスタも使用できる。
【００３９】
また、上述の実施の形態では、ｎ個（ｎは任意の自然数を示す）のＬＥＤ３１〜３ｎが直列接続されてなるＬＥＤアレイ３を負荷として駆動する例を説明したが、１個のＬＥＤでも良い。また、直流で駆動することができる負荷であれば、ＬＥＤに限定されることはない。
【００４０】
なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。
【符号の説明】
【００４１】
１ 駆動コントローラ
２、２ａ フィードバック回路
３ ＬＥＤアレイ
３１、３２、〜３ｎ ＬＥＤ
４、４ａ ＰＷＭコントローラ
５ マイクロコンピュータ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ 平滑コンデンサ
Ｄ２、Ｄ３ 整流ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ
Ｒｓ 抵抗
Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Ｔ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ２ ２次巻線
Ｓ３ ３次巻線
Ｚ１ シャントレギュレータ
ＰＣＤ 発光ダイオード
ＰＣＴＲ 受光トランジスタ
Ｘ 負荷
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記１次巻線から２次巻線及び３次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、前記３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、
前記３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、
該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、
前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記２次巻線から前記第１の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記３次巻線から前記第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記定電流制御回路は、前記２次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、
外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、
前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第１の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記１次巻線から前記３次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする請求項１乃至３にいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１】
トランスの１次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記１次巻線から２次巻線及び３次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記２次巻線から第１の平滑回路を介して第１の負荷に直流出力を供給すると共に、前記３次巻線から第２の平滑回路を介して第２の負荷に直流出力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記第１の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第１の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、
前記３次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、
該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、
前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記２次巻線から前記第１の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記３次巻線から前記第２の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記定電流制御回路は、前記２次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第２の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、
外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第２の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、
前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第１の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記１次巻線から前記３次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする請求項１乃至３にいずれかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１３−４６４９５（Ｐ２０１３−４６４９５Ａ）
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１８２６７７（Ｐ２０１１−１８２６７７）
【出願日】平成２３年８月２４日（２０１１．８．２４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年３月４日（２０１３．３．４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年８月２４日（２０１１．８．２４）
【出願人】（０００１０６２７６）サンケン電気株式会社 (982)
【Ｆターム（参考）】
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