ＤＣＤＣコンバータ回路及び電子機器
【課題】オーバーシュートを抑制しつつ入力電圧をそのまま出力端子に出力することができるＤＣＤＣコンバータ回路を提供する。
【解決手段】基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧源２１と、基準電圧と、出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して出力する誤差増幅器２３と、三角波信号と誤差電圧とに基づいて、出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して入力電圧をスイッチングするＰＷＭコンパレータ２４と、基準電圧値設定信号に応じて基準電圧を制御する基準電圧制御信号を生成する基準電圧制御回路３０とを備え、基準電圧制御回路３０は、基準電圧を、出力電圧において入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、出力電圧を常時ハイ期間とするときに、基準電圧を徐々に上昇させる。
【解決手段】基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧源２１と、基準電圧と、出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して出力する誤差増幅器２３と、三角波信号と誤差電圧とに基づいて、出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して入力電圧をスイッチングするＰＷＭコンパレータ２４と、基準電圧値設定信号に応じて基準電圧を制御する基準電圧制御信号を生成する基準電圧制御回路３０とを備え、基準電圧制御回路３０は、基準電圧を、出力電圧において入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、出力電圧を常時ハイ期間とするときに、基準電圧を徐々に上昇させる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ電圧を降圧させる電圧可変型降圧ＤＣＤＣコンバータ回路及びそれを用いた電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電池で駆動する電子端末機器で使用される電源ＩＣには低消費電力化を狙いとして降圧ＤＣＤＣコンバータがよく使用されている。電池を使用する機器では、機器を継続的に使用することによって、電池の電圧が低下していく。そのため、降圧ＤＣＤＣコンバータの入力電圧は次第に小さくなっていき、通常動作できる最低入力電圧より小さくなる。これにより、降圧ＤＣＤＣコンバータは所望の電圧を出力できなくなり、結果として、通常動作では降圧ＤＣＤＣコンバータの後段のデバイスは動作できなくなる。
【０００３】
しかし、降圧ＤＣＤＣコンバータの場合、機器の継続的な使用によって入力電圧が低下し、通常動作で所望の電圧を出力できなくなったとき、入力電圧は所望の出力電圧より大きいので、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧を出力端子にそのまま出力することで、後段のデバイスを継続して動作させることができる。
【０００４】
降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて、入力電圧をそのまま出力する方法としては、通常動作中にＰチャネルトランジスタを常時オンにする技術が既に知られている。以下、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にするモードを「スルーモード」と呼ぶ。
【０００５】
例えば特許文献１においては、ＤＣＤＣコンバータでの消費電力を、さらに削減することができるＤＣＤＣコンバータを提供するために、三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧をスイッチングするスイッチング駆動手段と、上記入力電圧をスイッチングするスイッチング駆動手段とを備えたことを特徴としている。ここでは、予め定めた電圧よりも、入力電圧が低下したときに、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にするＤＣＤＣコンバータの構成と制御法について開示されている。この制御法は入力電圧が予め定めた電圧よりも、低下したときに三角波信号生成手段を停止することでＰチャネルトランジスタを常時オン状態にして入力電圧をそのまま出力させている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路において、従来のスルーモードを実現する方法では、当該ＤＣＤＣコンバータの通常動作からスルーモードに遷移する際にオーバーシュートが発生する。そのため、スルーモードに遷移すると、意図した以上の電圧を後段のデバイスに与えてしまう問題があった。このオーバーシュートはＤＣＤＣコンバータのＰチャネルトランジスタを常時オンするとき、回路の２次遅れ要素によって不足制動が起こるため発生する。以下にオーバーシュートが起こるメカニズムの詳細を示す。
【０００７】
図３は、従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路の出力段のスイッチング回路２５及びそれに接続された負荷回路を示す等価回路図である。ここで、当該スイッチング回路２５は、ＰチャネルトランジスタＱ１と、ＮチャネルトランジスタＱ２との直列回路からなり、図３は、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態のときの簡易的な等価回路を示す。
【０００８】
図３において、ＰチャネルトランジスタＱ１がオン状態で、ＮチャネルトランジスタオフＱ２が状態のため、入力電圧ＶｉｎがチョークコイルＬにより短絡された回路と等価になる。図３の回路において、ｓをラプラス演算子、ＩＬをチョークコイルＬに流れる電流、Ｖｏｕｔを出力電圧、ＲＬを負荷抵抗、Ｉｏｕｔを出力電流とすると、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
【０００９】
【数１】
【００１０】
【数２】
【００１１】
式（１），（２）より、回路の伝達関数Ｇ（ｓ）は次式で表される。
【００１２】
【数３】
【００１３】
式（３）から回路の伝達関数Ｇ（ｓ）は二次遅れ要素であることが分かる。ここで、二次振動形Ｇｖ（ｓ）の一般式は固有振動各周波数をωｎ，減衰係数ζｎとすると次式で表される。
【００１４】
【数４】
【００１５】
（３）式を二次振動形に変形すると、次式となる。
【００１６】
【数５】
【００１７】
式（４），（５）より、この回路の固有振動角周波数をωｎ，及び減衰係数ζはそれぞれ次式で表される。
【００１８】
【数６】
【数７】
【００１９】
ここで、Ｇ（ｓ）は二次遅れ要素であるため、単位ステップ信号を与えたとき、
【数８】
の条件で回路は不足制動を起こす。図３の回路より、負荷抵抗ＲＬは出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔで決定され、次式で表される。
【００２０】
【数９】
【００２１】
式（７），（８），（９）より、この回路に単位ステップ信号を与えると次式の条件で出力電圧Ｖｏｕｔは不足制動を起こしてオーバーシュートする。
【００２２】
【数１０】
【００２３】
例えば、ＤＣＤＣコンバータ回路において、Ｌ＝１［μＨ］，Ｃ＝１［μＦ］を使用し、Ｖｏｕｔ＝３．０［Ｖ］とすると、式（１０）より、不足制動が起こる条件は次式で表される。
【００２４】
【数１１】
【００２５】
以上より、従来のＰチャネルトランジスタＱ１を常時オン状態にする方法を用いると、回路の２次遅れによる不足制動が起こってオーバーシュートが発生することが分かる。
【００２６】
上述の特許文献１では、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にする制御法を用いているが、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生するという問題があった。
【００２７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えばＰＷＭ型ＤＣＤＣコンバータにおいて、オーバーシュートを抑制しつつ入力電圧をそのまま出力端子に出力することができるＤＣＤＣコンバータ回路及びこれを用いた電子機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
第１の発明に係るＤＣＤＣコンバータ回路は、所定のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング回路を用いて入力電圧をスイッチングすることにより、上記入力電圧よりも低い出力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータ回路において、
所定の基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
所定の振幅の三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、
上記基準電圧生成手段により生成された基準電圧と、ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して、増幅後の誤差電圧を出力する誤差増幅手段と、
上記三角波信号生成手段により生成された三角波信号と、上記誤差増幅手段から出力された増幅後の誤差電圧とに基づいて、上記出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して上記入力電圧をスイッチングするＰＷＭ信号生成手段と、
所定の基準電圧値設定信号に応じて上記基準電圧の大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して上記基準電圧生成手段に出力する基準電圧制御手段とを備え、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧を、上記出力電圧において上記入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、上記出力電圧を常時ハイ期間とするときに、上記基準電圧を徐々に上昇させることを特徴とする。
【００２９】
また、第２の発明に係る電子機器は、上記ＤＣＤＣコンバータ回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
従って、本発明によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて基準電圧を出力電圧に入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータに入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器の出力電圧より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータが常にローレベルの制御信号を出力し、例えばＰチャネルトランジスタであるスイッチ素子が常時オン状態になって入力電圧がそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧を上昇させるとき、基準電圧を徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧が上昇するため、結果として出力電圧のオーバーシュートを抑制できる。また、出力電圧が緩やかに変化するため、後段のデバイスが動作した状態で通常動作からスルーモードに遷移できる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲の下限が低くなり、電源に電池などの使用を継続すると電圧が下がるものを使用した場合、使用時間が延長できる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路１の構成を示す回路図である。
【図２】図１のＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の詳細構成を示す回路図である。
【図３】従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路の出力段のスイッチング回路及びそれに接続された負荷回路を示す等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００３３】
図１は本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路１の構成を示す回路図であり、図２は図１のＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の詳細構成を示す回路図である。
【００３４】
図１において、ＤＣＤＣコンバータ回路１は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０と、チョークコイル４０及び平滑コンデンサ５０からなる平滑回路と、分圧抵抗６１，６２からなる帰還回路とを備えて構成される。また、ＤＣＤＣコンバータ回路１の周辺回路として、当該回路１を含む装置の動作を制御するコントローラ７０と、電源電圧を供給する電源部１０と、コントローラ７０からの基準電圧値設定信号及びスルーモードイネーブル信号に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆの大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して出力する基準電圧制御回路３０とが設けられる。ここで、ＤＣＤＣコンバータ回路１は、基準電圧制御回路３０からの基準電圧制御信号に対応する基準電圧と、分圧抵抗６１，６２からなる帰還回路からのフィードバック電圧ＶＦＢとの誤差を増幅して、これと所定の三角波とに基づいてＤＣＤＣコンバータ回路のスイッチング回路２５の１対のスイッチング素子（図２に示すように、ハイサイドのスイッチ素子であるＰチャネルトランジスタＱ１と、ローサイドのスイッチ素子であるＮチャネルトランジスタＱ２とから構成される）を制御するための制御信号を生成し、当該制御信号に基づいて１対のスイッチング素子を制御して、スイッチング後の電圧を得て負荷回路に出力する。なお、ＤＣＤＣコンバータ回路１の後段のデバイスの入力電圧範囲は好ましくは、３．０［Ｖ］〜４．０［Ｖ］に設定されている。以下、ＤＣＤＣコンバータ回路１とその周辺回路の構成及び動作について詳細説明する。
【００３５】
図１において、電源部１０は好ましくはリチウムイオン蓄電池であり、初期電圧は５．０［Ｖ］に設定されているが、使用を継続すると電圧が低下していく。電源部１０はＤＣコンバータ制御回路部２０に接続され、その内部アナログ回路を動作させる電源電圧Ｖｉｎを供給する。また、電源部１０は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０のスイッチング回路２５のＰチャネルトランジスタＱ１に接続されていて、電源電圧Ｖｉｎを供給する。また、基準電圧制御回路３０はデジタル論理回路であって、詳細後述するように、基準電圧値設定信号及びスルーモードイネーブル信号に基づいて基準電圧制御信号を生成して出力する。さらに、ＤＣＤＣコンバータ回路１は通常動作では電源部１０から後段のデバイスで必要な３．０［Ｖ］を生成する。ここで、通常動作では、３．０［Ｖ］を出力するためのＤＣＤＣコンバータ回路１の入力電圧範囲は好ましくは４．０［Ｖ］〜５．０［Ｖ］に設定されている。また、基準電圧制御回路３０はＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０内のＰチャネルトランジスタＱ１を常にオンにして上記入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力させる制御手段である。
【００３６】
図２において、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０は、基準電圧源２１と、三角波発生器２２と、誤差増幅器２３と、ＰＷＭコンパレータ２４と、ＰチャネルトランジスタＱ１及びＮチャネルトランジスタＱ２からなるスイッチング回路２５とを備えて構成される。ここで、基準電圧源２１はＤＡコンバータで構成され、基準電圧制御回路３０からの基準電圧制御信号をＤＡ変換により基準電圧Ｖｒｅｆを発生して誤差増幅器２３に出力する。一方、三角波発生器２２は、入力電圧Ｖｉｎのスイッチング制御に必要な所定振幅の三角波信号を生成してＰＷＭコンパレータ２４に出力する。誤差増幅器２３は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を発生しかつ増幅して増幅後の誤差電圧をＰＷＭコンパレータ２４に出力する。ＰＷＭコンパレータ２４は、三角波発生器２２からの三角波信号と、誤差増幅器２３からの増幅後の誤差電圧とから、スイッチング回路２５をスイッチング制御するＰＷＭ信号を生成する。スイッチング回路２５は、ハイサイドのスイッチドライバであるＰチャネルトランジスタＱ１と、ローサイドのスイッチ素子であるＮチャネルトランジスタＱ２とを備えて構成され、入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして、スイッチング後の電圧を得て、平滑回路、帰還回路及び負荷回路に出力する。
【００３７】
以上のように構成されたＤＣＤＣコンバータ回路１の通常動作において、入力電圧Ｖｉｎが４．０［Ｖ］＜Ｖｉｎ≦５．０［Ｖ］のとき、ＤＣＤＣコンバータ回路１は３．０［Ｖ］を出力する。ここで、基準電圧制御回路部３０には、コントローラ７０からＬレベルのスルーモードイネーブル信号が入力され、出力電圧＝３．０［Ｖ］に対応する基準電圧値設定信号が入力されている。このとき、電源部１０は、ＤＣＤＣコンバータ回路１に電源電圧の入力電圧Ｖｉｎを供給する。これに応答して、ＤＣＤＣコンバータ回路１は上記スイッチング動作を行い、スイッチング後の電圧が、チョークコイル４０及び平滑コンデンサ５０にてなる平滑回路により平滑されて、設定された出力電圧Ｖｏｕｔ＝３．０［Ｖ］が生成され、後段のデバイスに供給される。そして、これによって後段のデバイスは動作する。
【００３８】
ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０では、帰還回路からのフィードバック電圧ＶＦＢと、基準電圧源２１が生成した出力電圧＝３．０［Ｖ］に対応する基準電圧Ｖｒｅｆとを、誤差増幅器２３が比較し、この比較した結果の誤差電圧を発生しかつ増幅して、増幅後の誤差電圧をＰＷＭコンパレータ２４に出力する。次いで、ＰＷＭコンパレータ２４は、三角波発生器２２からの三角波信号と、誤差増幅器２３からの増幅後の誤差電圧とによって、スイッチング回路２５をスイッチング駆動するＰＷＭ信号を生成して出力する。
【００３９】
ここで、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いと、出力電圧Ｖｏｕｔが３．０［Ｖ］よりも高いので、スイッチング回路２５のハイ期間（ＰチャネルトランジスタＱ１がオンでＮチャネルトランジスタＱ２がオフである期間であって、回路２０の出力電圧がハイレベル（実質的に入力電圧Ｖｉｎと同様の電圧レベル）になる期間）を短くするようなＰＷＭ信号を生成し、スイッチング回路２５を駆動する。逆に、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いと、出力電圧Ｖｏｕｔが３．０［Ｖ］よりも低いので、スイッチング回路２５のロー期間（ＰチャネルトランジスタＱ１がオフでＮチャネルトランジスタＱ２がオンである期間であって、回路２０の出力電圧がローレベルベル（実質的に接地電位と同様の電圧レベル）になる期間）を短くするようなＰＷＭ信号を生成し、スイッチング回路２５を駆動する。以上のように、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、この比較結果に応じて、ＰＷＭ信号のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変更する。
【００４０】
次いで、ＤＣＤＣコンバータ回路１の動作が３．０［Ｖ］の出力動作からスルーモードへの遷移（入力電圧Ｖｉｎ≦４．０［Ｖ］のとき）する場合について以下に説明する。当該装置の使用を継続すると、電源部１０はリチウムイオン蓄電池であるため、電圧が低下する。電源部１０の電圧がＤＣＤＣコンバータ入力電圧の最低電圧である４．０［Ｖ］まで下がったとき、当該装置のコントローラ７０はそれを検知して基準電圧制御回路３０に対してＨレベルのスルーモードイネーブル信号を出力する。基準電圧制御回路部３０は、好ましくは、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の動作クロック１周期につき、基準電圧Ｖｒｅｆのデジタル値（ＤＡ変換前のデジタル値）において１ＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力していく。なお、この場合において、基準電圧制御回路部３０は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の動作クロック所定周期（所定周期は自然数周期、もしくは、０を超える自然数でない所定数の周期、例えば、０．５、１．５などの周期であってもよい。）につき、基準電圧Ｖｒｅｆのデジタル値（ＤＡ変換前のデジタル値）において所定数ビット（所定数は１以上の自然数である。）のＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力してもよい。
【００４１】
この徐々に基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させる制御により、出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇していく。基準電圧制御回路部３０は例えば基準電圧Ｖｒｅｆが出力電圧４．０［Ｖ］に対応する電圧より大きくなるまで基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させる。基準電圧Ｖｒｅｆが出力電圧４．０［Ｖ］に対応する電圧より大きな電圧になったとき、ＰＷＭコンパレータ２４では、誤差増幅器２３からの出力電圧（増幅後の誤差電圧）が常に三角波生成回路２２の出力電圧より高い状態になって、常時ローレベルベルの制御信号が出力される。つまり、スイッチング回路２５の入力電圧が常にローレベルベルとなるため、ＮチャネルトランジスタＱ２がオフ状態になり、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態になる。これにより、入力電圧Ｖｉｎが出力端子にそのまま出力される。また、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御によって、出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇するため、スルーモード遷移時の出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制できる。
【００４２】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータ回路１において、基準電圧Ｖｒｅｆを入力電圧Ｖｉｎより大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータ２４に入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器２３の出力電圧（増幅後の誤差電圧）より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータ２４が常にローレベルの制御信号を出力し、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態になって入力電圧Ｖｉｎがそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるとき、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するため、結果として出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制できる。
【００４３】
以上の実施形態においては、基準電圧源２１をＤＡコンバータで構成し、基準電圧制御回路部３０をデジタル論理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御ができれば、他のアナログ回路又は他のデジタル回路で構成してもよい。
【００４４】
以上の実施形態においては、基準電圧制御回路部３０は、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、動作クロック１周期につき、１ＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力しているが、本発明はこれに限らず、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力するように構成すればよい。
【００４５】
以上の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路は、例えば携帯電話、デジタルカメラなどの電子機器に備えてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上詳述したように、本発明によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて基準電圧を出力電圧に入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータに入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器の出力電圧より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータが常にローレベルの制御信号を出力し、例えばＰチャネルトランジスタであるスイッチ素子が常時オン状態になって入力電圧がそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧を上昇させるとき、基準電圧を徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧が上昇するため、結果として出力電圧のオーバーシュートを抑制できる。また、出力電圧が緩やかに変化するため、後段のデバイスが動作した状態で通常動作からスルーモードに遷移できる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲の下限が低くなり、電源に電池などの使用を継続すると電圧が下がるものを使用した場合、使用時間が延長できる。
【符号の説明】
【００４７】
１…ＤＣＤＣコンバータ回路、
１０…電源部、
２０…ＤＣＤＣコンバータ制御回路部、
２１…基準電圧源、
２２…三角波発生器、
２３…誤差増幅器、
２４…ＰＷＭコンパレータ、
２５…スイッチング回路、
３０…基準電圧制御回路、
４０…チョークコイル、
５０…平滑コンデンサ、
６１，６２…分圧抵抗、
７０…コントローラ、
Ｑ１…Ｐチャネルトランジスタ、
Ｑ２…Ｎチャネルトランジスタ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４８】
【特許文献１】特開２００８−１２５１８４号公報
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ電圧を降圧させる電圧可変型降圧ＤＣＤＣコンバータ回路及びそれを用いた電子機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
電池で駆動する電子端末機器で使用される電源ＩＣには低消費電力化を狙いとして降圧ＤＣＤＣコンバータがよく使用されている。電池を使用する機器では、機器を継続的に使用することによって、電池の電圧が低下していく。そのため、降圧ＤＣＤＣコンバータの入力電圧は次第に小さくなっていき、通常動作できる最低入力電圧より小さくなる。これにより、降圧ＤＣＤＣコンバータは所望の電圧を出力できなくなり、結果として、通常動作では降圧ＤＣＤＣコンバータの後段のデバイスは動作できなくなる。
【０００３】
しかし、降圧ＤＣＤＣコンバータの場合、機器の継続的な使用によって入力電圧が低下し、通常動作で所望の電圧を出力できなくなったとき、入力電圧は所望の出力電圧より大きいので、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧を出力端子にそのまま出力することで、後段のデバイスを継続して動作させることができる。
【０００４】
降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて、入力電圧をそのまま出力する方法としては、通常動作中にＰチャネルトランジスタを常時オンにする技術が既に知られている。以下、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にするモードを「スルーモード」と呼ぶ。
【０００５】
例えば特許文献１においては、ＤＣＤＣコンバータでの消費電力を、さらに削減することができるＤＣＤＣコンバータを提供するために、三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧をスイッチングするスイッチング駆動手段と、上記入力電圧をスイッチングするスイッチング駆動手段とを備えたことを特徴としている。ここでは、予め定めた電圧よりも、入力電圧が低下したときに、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にするＤＣＤＣコンバータの構成と制御法について開示されている。この制御法は入力電圧が予め定めた電圧よりも、低下したときに三角波信号生成手段を停止することでＰチャネルトランジスタを常時オン状態にして入力電圧をそのまま出力させている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路において、従来のスルーモードを実現する方法では、当該ＤＣＤＣコンバータの通常動作からスルーモードに遷移する際にオーバーシュートが発生する。そのため、スルーモードに遷移すると、意図した以上の電圧を後段のデバイスに与えてしまう問題があった。このオーバーシュートはＤＣＤＣコンバータのＰチャネルトランジスタを常時オンするとき、回路の２次遅れ要素によって不足制動が起こるため発生する。以下にオーバーシュートが起こるメカニズムの詳細を示す。
【０００７】
図３は、従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路の出力段のスイッチング回路２５及びそれに接続された負荷回路を示す等価回路図である。ここで、当該スイッチング回路２５は、ＰチャネルトランジスタＱ１と、ＮチャネルトランジスタＱ２との直列回路からなり、図３は、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態のときの簡易的な等価回路を示す。
【０００８】
図３において、ＰチャネルトランジスタＱ１がオン状態で、ＮチャネルトランジスタオフＱ２が状態のため、入力電圧ＶｉｎがチョークコイルＬにより短絡された回路と等価になる。図３の回路において、ｓをラプラス演算子、ＩＬをチョークコイルＬに流れる電流、Ｖｏｕｔを出力電圧、ＲＬを負荷抵抗、Ｉｏｕｔを出力電流とすると、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔは次式で表される。
【０００９】
【数１】
【００１０】
【数２】
【００１１】
式（１），（２）より、回路の伝達関数Ｇ（ｓ）は次式で表される。
【００１２】
【数３】
【００１３】
式（３）から回路の伝達関数Ｇ（ｓ）は二次遅れ要素であることが分かる。ここで、二次振動形Ｇｖ（ｓ）の一般式は固有振動各周波数をωｎ，減衰係数ζｎとすると次式で表される。
【００１４】
【数４】
【００１５】
（３）式を二次振動形に変形すると、次式となる。
【００１６】
【数５】
【００１７】
式（４），（５）より、この回路の固有振動角周波数をωｎ，及び減衰係数ζはそれぞれ次式で表される。
【００１８】
【数６】
【数７】
【００１９】
ここで、Ｇ（ｓ）は二次遅れ要素であるため、単位ステップ信号を与えたとき、
【数８】
の条件で回路は不足制動を起こす。図３の回路より、負荷抵抗ＲＬは出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔで決定され、次式で表される。
【００２０】
【数９】
【００２１】
式（７），（８），（９）より、この回路に単位ステップ信号を与えると次式の条件で出力電圧Ｖｏｕｔは不足制動を起こしてオーバーシュートする。
【００２２】
【数１０】
【００２３】
例えば、ＤＣＤＣコンバータ回路において、Ｌ＝１［μＨ］，Ｃ＝１［μＦ］を使用し、Ｖｏｕｔ＝３．０［Ｖ］とすると、式（１０）より、不足制動が起こる条件は次式で表される。
【００２４】
【数１１】
【００２５】
以上より、従来のＰチャネルトランジスタＱ１を常時オン状態にする方法を用いると、回路の２次遅れによる不足制動が起こってオーバーシュートが発生することが分かる。
【００２６】
上述の特許文献１では、Ｐチャネルトランジスタを常時オン状態にする制御法を用いているが、出力電圧Ｖｏｕｔにオーバーシュートが発生するという問題があった。
【００２７】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、例えばＰＷＭ型ＤＣＤＣコンバータにおいて、オーバーシュートを抑制しつつ入力電圧をそのまま出力端子に出力することができるＤＣＤＣコンバータ回路及びこれを用いた電子機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
第１の発明に係るＤＣＤＣコンバータ回路は、所定のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング回路を用いて入力電圧をスイッチングすることにより、上記入力電圧よりも低い出力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータ回路において、
所定の基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
所定の振幅の三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、
上記基準電圧生成手段により生成された基準電圧と、ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して、増幅後の誤差電圧を出力する誤差増幅手段と、
上記三角波信号生成手段により生成された三角波信号と、上記誤差増幅手段から出力された増幅後の誤差電圧とに基づいて、上記出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して上記入力電圧をスイッチングするＰＷＭ信号生成手段と、
所定の基準電圧値設定信号に応じて上記基準電圧の大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して上記基準電圧生成手段に出力する基準電圧制御手段とを備え、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧を、上記出力電圧において上記入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、上記出力電圧を常時ハイ期間とするときに、上記基準電圧を徐々に上昇させることを特徴とする。
【００２９】
また、第２の発明に係る電子機器は、上記ＤＣＤＣコンバータ回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
従って、本発明によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて基準電圧を出力電圧に入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータに入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器の出力電圧より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータが常にローレベルの制御信号を出力し、例えばＰチャネルトランジスタであるスイッチ素子が常時オン状態になって入力電圧がそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧を上昇させるとき、基準電圧を徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧が上昇するため、結果として出力電圧のオーバーシュートを抑制できる。また、出力電圧が緩やかに変化するため、後段のデバイスが動作した状態で通常動作からスルーモードに遷移できる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲の下限が低くなり、電源に電池などの使用を継続すると電圧が下がるものを使用した場合、使用時間が延長できる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路１の構成を示す回路図である。
【図２】図１のＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の詳細構成を示す回路図である。
【図３】従来例に係るＤＣＤＣコンバータ回路の出力段のスイッチング回路及びそれに接続された負荷回路を示す等価回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。
【００３３】
図１は本発明の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路１の構成を示す回路図であり、図２は図１のＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の詳細構成を示す回路図である。
【００３４】
図１において、ＤＣＤＣコンバータ回路１は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０と、チョークコイル４０及び平滑コンデンサ５０からなる平滑回路と、分圧抵抗６１，６２からなる帰還回路とを備えて構成される。また、ＤＣＤＣコンバータ回路１の周辺回路として、当該回路１を含む装置の動作を制御するコントローラ７０と、電源電圧を供給する電源部１０と、コントローラ７０からの基準電圧値設定信号及びスルーモードイネーブル信号に基づいて基準電圧Ｖｒｅｆの大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して出力する基準電圧制御回路３０とが設けられる。ここで、ＤＣＤＣコンバータ回路１は、基準電圧制御回路３０からの基準電圧制御信号に対応する基準電圧と、分圧抵抗６１，６２からなる帰還回路からのフィードバック電圧ＶＦＢとの誤差を増幅して、これと所定の三角波とに基づいてＤＣＤＣコンバータ回路のスイッチング回路２５の１対のスイッチング素子（図２に示すように、ハイサイドのスイッチ素子であるＰチャネルトランジスタＱ１と、ローサイドのスイッチ素子であるＮチャネルトランジスタＱ２とから構成される）を制御するための制御信号を生成し、当該制御信号に基づいて１対のスイッチング素子を制御して、スイッチング後の電圧を得て負荷回路に出力する。なお、ＤＣＤＣコンバータ回路１の後段のデバイスの入力電圧範囲は好ましくは、３．０［Ｖ］〜４．０［Ｖ］に設定されている。以下、ＤＣＤＣコンバータ回路１とその周辺回路の構成及び動作について詳細説明する。
【００３５】
図１において、電源部１０は好ましくはリチウムイオン蓄電池であり、初期電圧は５．０［Ｖ］に設定されているが、使用を継続すると電圧が低下していく。電源部１０はＤＣコンバータ制御回路部２０に接続され、その内部アナログ回路を動作させる電源電圧Ｖｉｎを供給する。また、電源部１０は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０のスイッチング回路２５のＰチャネルトランジスタＱ１に接続されていて、電源電圧Ｖｉｎを供給する。また、基準電圧制御回路３０はデジタル論理回路であって、詳細後述するように、基準電圧値設定信号及びスルーモードイネーブル信号に基づいて基準電圧制御信号を生成して出力する。さらに、ＤＣＤＣコンバータ回路１は通常動作では電源部１０から後段のデバイスで必要な３．０［Ｖ］を生成する。ここで、通常動作では、３．０［Ｖ］を出力するためのＤＣＤＣコンバータ回路１の入力電圧範囲は好ましくは４．０［Ｖ］〜５．０［Ｖ］に設定されている。また、基準電圧制御回路３０はＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０内のＰチャネルトランジスタＱ１を常にオンにして上記入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力させる制御手段である。
【００３６】
図２において、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０は、基準電圧源２１と、三角波発生器２２と、誤差増幅器２３と、ＰＷＭコンパレータ２４と、ＰチャネルトランジスタＱ１及びＮチャネルトランジスタＱ２からなるスイッチング回路２５とを備えて構成される。ここで、基準電圧源２１はＤＡコンバータで構成され、基準電圧制御回路３０からの基準電圧制御信号をＤＡ変換により基準電圧Ｖｒｅｆを発生して誤差増幅器２３に出力する。一方、三角波発生器２２は、入力電圧Ｖｉｎのスイッチング制御に必要な所定振幅の三角波信号を生成してＰＷＭコンパレータ２４に出力する。誤差増幅器２３は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を発生しかつ増幅して増幅後の誤差電圧をＰＷＭコンパレータ２４に出力する。ＰＷＭコンパレータ２４は、三角波発生器２２からの三角波信号と、誤差増幅器２３からの増幅後の誤差電圧とから、スイッチング回路２５をスイッチング制御するＰＷＭ信号を生成する。スイッチング回路２５は、ハイサイドのスイッチドライバであるＰチャネルトランジスタＱ１と、ローサイドのスイッチ素子であるＮチャネルトランジスタＱ２とを備えて構成され、入力電圧Ｖｉｎをスイッチングして、スイッチング後の電圧を得て、平滑回路、帰還回路及び負荷回路に出力する。
【００３７】
以上のように構成されたＤＣＤＣコンバータ回路１の通常動作において、入力電圧Ｖｉｎが４．０［Ｖ］＜Ｖｉｎ≦５．０［Ｖ］のとき、ＤＣＤＣコンバータ回路１は３．０［Ｖ］を出力する。ここで、基準電圧制御回路部３０には、コントローラ７０からＬレベルのスルーモードイネーブル信号が入力され、出力電圧＝３．０［Ｖ］に対応する基準電圧値設定信号が入力されている。このとき、電源部１０は、ＤＣＤＣコンバータ回路１に電源電圧の入力電圧Ｖｉｎを供給する。これに応答して、ＤＣＤＣコンバータ回路１は上記スイッチング動作を行い、スイッチング後の電圧が、チョークコイル４０及び平滑コンデンサ５０にてなる平滑回路により平滑されて、設定された出力電圧Ｖｏｕｔ＝３．０［Ｖ］が生成され、後段のデバイスに供給される。そして、これによって後段のデバイスは動作する。
【００３８】
ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０では、帰還回路からのフィードバック電圧ＶＦＢと、基準電圧源２１が生成した出力電圧＝３．０［Ｖ］に対応する基準電圧Ｖｒｅｆとを、誤差増幅器２３が比較し、この比較した結果の誤差電圧を発生しかつ増幅して、増幅後の誤差電圧をＰＷＭコンパレータ２４に出力する。次いで、ＰＷＭコンパレータ２４は、三角波発生器２２からの三角波信号と、誤差増幅器２３からの増幅後の誤差電圧とによって、スイッチング回路２５をスイッチング駆動するＰＷＭ信号を生成して出力する。
【００３９】
ここで、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高いと、出力電圧Ｖｏｕｔが３．０［Ｖ］よりも高いので、スイッチング回路２５のハイ期間（ＰチャネルトランジスタＱ１がオンでＮチャネルトランジスタＱ２がオフである期間であって、回路２０の出力電圧がハイレベル（実質的に入力電圧Ｖｉｎと同様の電圧レベル）になる期間）を短くするようなＰＷＭ信号を生成し、スイッチング回路２５を駆動する。逆に、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低いと、出力電圧Ｖｏｕｔが３．０［Ｖ］よりも低いので、スイッチング回路２５のロー期間（ＰチャネルトランジスタＱ１がオフでＮチャネルトランジスタＱ２がオンである期間であって、回路２０の出力電圧がローレベルベル（実質的に接地電位と同様の電圧レベル）になる期間）を短くするようなＰＷＭ信号を生成し、スイッチング回路２５を駆動する。以上のように、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、この比較結果に応じて、ＰＷＭ信号のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変更する。
【００４０】
次いで、ＤＣＤＣコンバータ回路１の動作が３．０［Ｖ］の出力動作からスルーモードへの遷移（入力電圧Ｖｉｎ≦４．０［Ｖ］のとき）する場合について以下に説明する。当該装置の使用を継続すると、電源部１０はリチウムイオン蓄電池であるため、電圧が低下する。電源部１０の電圧がＤＣＤＣコンバータ入力電圧の最低電圧である４．０［Ｖ］まで下がったとき、当該装置のコントローラ７０はそれを検知して基準電圧制御回路３０に対してＨレベルのスルーモードイネーブル信号を出力する。基準電圧制御回路部３０は、好ましくは、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の動作クロック１周期につき、基準電圧Ｖｒｅｆのデジタル値（ＤＡ変換前のデジタル値）において１ＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力していく。なお、この場合において、基準電圧制御回路部３０は、ＤＣＤＣコンバータ制御回路部２０の動作クロック所定周期（所定周期は自然数周期、もしくは、０を超える自然数でない所定数の周期、例えば、０．５、１．５などの周期であってもよい。）につき、基準電圧Ｖｒｅｆのデジタル値（ＤＡ変換前のデジタル値）において所定数ビット（所定数は１以上の自然数である。）のＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力してもよい。
【００４１】
この徐々に基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させる制御により、出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇していく。基準電圧制御回路部３０は例えば基準電圧Ｖｒｅｆが出力電圧４．０［Ｖ］に対応する電圧より大きくなるまで基準電圧Ｖｒｅｆを上昇させる。基準電圧Ｖｒｅｆが出力電圧４．０［Ｖ］に対応する電圧より大きな電圧になったとき、ＰＷＭコンパレータ２４では、誤差増幅器２３からの出力電圧（増幅後の誤差電圧）が常に三角波生成回路２２の出力電圧より高い状態になって、常時ローレベルベルの制御信号が出力される。つまり、スイッチング回路２５の入力電圧が常にローレベルベルとなるため、ＮチャネルトランジスタＱ２がオフ状態になり、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態になる。これにより、入力電圧Ｖｉｎが出力端子にそのまま出力される。また、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御によって、出力電圧Ｖｏｕｔは緩やかに上昇するため、スルーモード遷移時の出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制できる。
【００４２】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータ回路１において、基準電圧Ｖｒｅｆを入力電圧Ｖｉｎより大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータ２４に入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器２３の出力電圧（増幅後の誤差電圧）より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータ２４が常にローレベルの制御信号を出力し、ＰチャネルトランジスタＱ１が常時オン状態になって入力電圧Ｖｉｎがそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるとき、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するため、結果として出力電圧Ｖｏｕｔのオーバーシュートを抑制できる。
【００４３】
以上の実施形態においては、基準電圧源２１をＤＡコンバータで構成し、基準電圧制御回路部３０をデジタル論理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる制御ができれば、他のアナログ回路又は他のデジタル回路で構成してもよい。
【００４４】
以上の実施形態においては、基準電圧制御回路部３０は、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、動作クロック１周期につき、１ＬＳＢ（最下位ビット）ずつ基準電圧Ｖｒｅｆを徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力しているが、本発明はこれに限らず、Ｈレベルのスルーモードイネーブル信号に応答して、基準電圧Ｖｒｅｆを所定の期間にわたって徐々に上昇させる信号を基準電圧源２１に入力するように構成すればよい。
【００４５】
以上の実施形態に係るＤＣＤＣコンバータ回路は、例えば携帯電話、デジタルカメラなどの電子機器に備えてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
以上詳述したように、本発明によれば、ＰＷＭ型降圧ＤＣＤＣコンバータにおいて基準電圧を出力電圧に入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に上昇させる制御を行う。これにより、ＰＷＭコンパレータに入力されている三角波の電圧が常に誤差増幅器の出力電圧より低い状態になるので、ＰＷＭコンパレータが常にローレベルの制御信号を出力し、例えばＰチャネルトランジスタであるスイッチ素子が常時オン状態になって入力電圧がそのまま出力端子に出力される。さらに、出力電圧を上昇させるとき、基準電圧を徐々に上昇させる制御を行う。これにより、緩やかに出力電圧が上昇するため、結果として出力電圧のオーバーシュートを抑制できる。また、出力電圧が緩やかに変化するため、後段のデバイスが動作した状態で通常動作からスルーモードに遷移できる。これにより、ＤＣＤＣコンバータの入力電圧範囲の下限が低くなり、電源に電池などの使用を継続すると電圧が下がるものを使用した場合、使用時間が延長できる。
【符号の説明】
【００４７】
１…ＤＣＤＣコンバータ回路、
１０…電源部、
２０…ＤＣＤＣコンバータ制御回路部、
２１…基準電圧源、
２２…三角波発生器、
２３…誤差増幅器、
２４…ＰＷＭコンパレータ、
２５…スイッチング回路、
３０…基準電圧制御回路、
４０…チョークコイル、
５０…平滑コンデンサ、
６１，６２…分圧抵抗、
７０…コントローラ、
Ｑ１…Ｐチャネルトランジスタ、
Ｑ２…Ｎチャネルトランジスタ。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００４８】
【特許文献１】特開２００８−１２５１８４号公報
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング回路を用いて入力電圧をスイッチングすることにより、上記入力電圧よりも低い出力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータ回路において、
所定の基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
所定の振幅の三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、
上記基準電圧生成手段により生成された基準電圧と、ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して、増幅後の誤差電圧を出力する誤差増幅手段と、
上記三角波信号生成手段により生成された三角波信号と、上記誤差増幅手段から出力された増幅後の誤差電圧とに基づいて、上記出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して上記入力電圧をスイッチングするＰＷＭ信号生成手段と、
所定の基準電圧値設定信号に応じて上記基準電圧の大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して上記基準電圧生成手段に出力する基準電圧制御手段とを備え、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧を、上記出力電圧において上記入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、上記出力電圧を常時ハイ期間とするときに、上記基準電圧を徐々に上昇させることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
上記基準電圧生成手段は、デジタル値の基準電圧制御信号をアナログ値の基準電圧にＤＡ変換するＤＡコンバータであり、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧制御信号のデジタル値を、当該ＤＣＤＣコンバータ回路の動作クロックの所定周期につき所定数だけ上昇させることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧制御信号のデジタル値を、当該ＤＣＤＣコンバータ回路の動作クロックの１周期につき１最下位ビットだけ上昇させることを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
請求項１〜３のうちのいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータ回路を備えたことを特徴とする電子機器。
【請求項１】
所定のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング回路を用いて入力電圧をスイッチングすることにより、上記入力電圧よりも低い出力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータ回路において、
所定の基準電圧制御信号に基づいて基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
所定の振幅の三角波信号を生成する三角波信号生成手段と、
上記基準電圧生成手段により生成された基準電圧と、ＤＣＤＣコンバータ回路の出力電圧に対応する電圧であるフィードバック電圧との誤差電圧を増幅して、増幅後の誤差電圧を出力する誤差増幅手段と、
上記三角波信号生成手段により生成された三角波信号と、上記誤差増幅手段から出力された増幅後の誤差電圧とに基づいて、上記出力電圧のハイ期間とロー期間とのデューティー比を変化させるＰＷＭ信号を生成して上記入力電圧をスイッチングするＰＷＭ信号生成手段と、
所定の基準電圧値設定信号に応じて上記基準電圧の大きさを制御する基準電圧制御信号を生成して上記基準電圧生成手段に出力する基準電圧制御手段とを備え、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧を、上記出力電圧において上記入力電圧より大きな電圧が出力される電圧値に設定して上昇させることで、上記出力電圧を常時ハイ期間とするときに、上記基準電圧を徐々に上昇させることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
上記基準電圧生成手段は、デジタル値の基準電圧制御信号をアナログ値の基準電圧にＤＡ変換するＤＡコンバータであり、
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧制御信号のデジタル値を、当該ＤＣＤＣコンバータ回路の動作クロックの所定周期につき所定数だけ上昇させることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
上記基準電圧制御手段は、上記基準電圧制御信号のデジタル値を、当該ＤＣＤＣコンバータ回路の動作クロックの１周期につき１最下位ビットだけ上昇させることを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
請求項１〜３のうちのいずれかに記載のＤＣＤＣコンバータ回路を備えたことを特徴とする電子機器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１３−１０２６４５（Ｐ２０１３−１０２６４５Ａ）
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４５７０２（Ｐ２０１１−２４５７０２）
【出願日】平成２３年１１月９日（２０１１．１１．９）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年５月２３日（２０１３．５．２３）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月９日（２０１１．１１．９）
【出願人】（０００００６７４７）株式会社リコー (37,907)
【Ｆターム（参考）】
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