周波数測定装置及び検査システム
【課題】簡易な構成でありながら高速・高分解能な測定が可能な周波数測定装置及び検査システムを提供すること。
【解決手段】周波数測定装置２は、周波数変換部１０、第１のフィルター部２０、ミキサー３０、第２のフィルター部４０、周波数測定部５０を含む。周波数変換部は、被測定信号５を第１周波数付近の周波数の信号に変換する。第１のフィルター部は、第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、周波数変換部の出力信号１２が入力される。ミキサーは、第１のフィルター部の出力信号２２と第２周波数の基準クロック信号６２を混合する。第２のフィルター部は、第１、第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれ、第１、第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、ミキサーの出力信号３２が入力される。周波数測定部は、第２のフィルター部の出力信号４２の周波数を測定する。
【解決手段】周波数測定装置２は、周波数変換部１０、第１のフィルター部２０、ミキサー３０、第２のフィルター部４０、周波数測定部５０を含む。周波数変換部は、被測定信号５を第１周波数付近の周波数の信号に変換する。第１のフィルター部は、第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、周波数変換部の出力信号１２が入力される。ミキサーは、第１のフィルター部の出力信号２２と第２周波数の基準クロック信号６２を混合する。第２のフィルター部は、第１、第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれ、第１、第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、ミキサーの出力信号３２が入力される。周波数測定部は、第２のフィルター部の出力信号４２の周波数を測定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数測定装置及び検査システム等に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、各種情報・通信機器や民生機器等の電子機器において、一定周波数の信号を得るために水晶振動子を用いた水晶発振器が多用されている。一般的には、温度による周波数変動が小さいＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振器が使用され、さらに、デジタル通信用の高速伝送機器等には、ＡＴカット水晶振動子の温度特性を補償して公称周波数に対する周波数誤差が１ｐｐｍ（１０−６）以下となる温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ：Temperature Compensated X’tal Oscillator）が使用される場合もある。
【０００３】
今後は、さらに高い周波数精度の水晶発振器が必要となることが考えられる。例えば、現在の携帯電話のシステムでは、１つの基地局が半径１ｋｍ〜数ｋｍ程度のエリアをカバーしているがエリアの境界や屋内等で電波が届きにくい場合もあるため、室内に超小型の基地局を配置し、１つの基地局が半径数ｍ程度のごく狭いエリアをカバーするフェムトセル方式が提案されている。この超小型の基地局に使用される水晶発振器には極めて高い周波数精度が要求されるため、例えば０．１ｐｐｍ以下の周波数精度の水晶発振器の開発が進められている。
【０００４】
それに伴い、水晶発振器の検査工程において、０．１ｐｐｍ以下の周波数精度を検査する必要が生じるが、数ｐｐｍ程度の周波数精度を検査する場合には検査する必要がなかった項目も検査が必要になる場合もある。例えば、水晶振動子には、狭い温度範囲で急激に周波数が変動するディップと呼ばれる現象や、温度が上昇する時の周波数特性と温度が下降する時の周波数特性が一致せず同一温度において２種類の周波数が発生する現象が知られており、これらの現象の程度を検査する必要がある。また、０．１ｐｐｍ以下の精度になると、水晶発振器が補償しきれなかった歪みの大きさも検査する必要がある。さらに、今後は、例えば、ＧＰＳや携帯電話では数十ｐｐｂ／ｓの周波数変動が問題になることも考えられるため、そのような用途に使用される水晶発振器については１ｐｐｂ（１０−９）程度の分解能で周波数を測定する必要がある。
【０００５】
特許文献１において、簡易な構成でありながらｐｐｂ（１０−９）オーダーの分解能を実現可能な周波数短期安定度検査装置が開示されており、この周波数短期安定度検査装置は、図９に示すような周波数測定装置に応用することができる。この従来の周波数測定装置は、クロック信号の周波数をダイレクトディジタルシンセサイザー（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）で所望の周波数に変換し、周波数変換された信号と水晶発振器等の被測定物（ＤＵＴ：Ｄｅｓｉｇｎ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）が出力する被測定信号をミキシングしてダウンコンバートした信号の周波数をカウンターで測定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２０９３９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、前述したディップの検査では０．１℃程度の刻みで周波数を測定する必要があり、例えば、−４０℃〜＋８５℃の範囲で検査すると１２５０点もの温度で測定する必要がある。そのため、できるだけ短時間で１回の測定を終了することが要求される。
【０００８】
一方、従来の周波数測定装置では、分解能を一定に維持するためにはカウンターの入力信号の周波数を一定に保つ必要があるため、被測定信号の周波数に応じてＤＤＳの出力信号の周波数が変更される。
【０００９】
従って、ＤＤＳの出力を広帯域に設計する必要があり、ＤＤＳの内部で広帯域に発生するスプリアスノイズがミキサーにより被測定信号と混合されるため、カウンターのゲートタイムを数十ｍｓ〜数百ｍｓにしなければ１ｐｐｂ（１０−９）の分解能を達成することができない場合がある。そのため、従来の周波数測定装置では、ディップ検査のような測定点の多い検査を比較的短い時間で行うことが困難であり、コスト面で問題がある。
【００１０】
また、従来の周波数測定装置では、ＤＤＳがクロック周波数の１／２以上の周波数の信号を出力することができないため、クロック周波数の１／２以上の周波数の測定はできない。さらに、ＤＤＳの出力信号の高調波成分による劣化を考慮すると、実際には、クロック周波数の１／３〜１／４以下の周波数でなければ高分解能な測定ができない。このため、測定可能な周波数上限はＤＤＳが処理可能な最大クロック周波数の１／３〜1／４程度の範囲に制限される。
【００１１】
本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、簡易な構成でありながら高速・高分解能な測定が可能な周波数測定装置及び検査システムを提供することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）本発明は、
被測定信号が入力され、公称周波数に対する当該被測定信号の周波数誤差を測定する周波数測定装置であって、
前記被測定信号を第１周波数付近の周波数を有する信号に変換して出力する周波数変換部と、
前記第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のフィルター部と、
前記第１のフィルター部の出力信号と第２周波数の基準クロック信号を混合するミキサーと、
前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、前記ミキサーの出力信号が入力される第２のフィルター部と、
前記第２のフィルター部の出力信号の周波数を測定する周波数測定部と、を含むことを特徴とする。
【００１３】
周波数測定部は、入力された信号に対して、指定したゲートタイムにおけるパルス数をカウントし、カウント結果を周波数に変換して出力する直接計数方式の周波数カウンター（ダイレクトカウンター）として構成されていてもよいし、入力された信号の周期の整数倍をゲートタイムとして指定し、ゲートタイムの時間を正確な内部クロックでカウントして測定し、その逆数から周波数を計算して出力するレシプロカル方式の周波数カウンター（レシプロカルカウンター）して構成されていてもよい。
【００１４】
本発明の周波数測定装置では、周波数変換部は、被測定信号の周波数によらず常に第１周波数付近の周波数の信号を出力する。そして、第１周波数を固定すれば、第１のフィルター部（バンドパスフィルター）は、第１周波数を中心として被測定信号の周波数誤差を考慮した通過帯域を確保すればよいので、非常に狭帯域にすることができる。従って、周波数変換部で広帯域に発生するスプリアスノイズ等を第１のフィルター部により非常に効果的に減衰させることができる。また、第１周波数を固定すれば、基準クロック信号の周波数（第２周波数）も固定することができるので、従来構成と異なり、周波数変換に伴う基準クロック信号の劣化が生じない。すなわち、周波数精度の高い基準クロック信号を使用することができる。
【００１５】
このように、本発明の周波数測定装置は、従来構成と比較してノイズによる信号の劣化を低減させることができる構成であり、さらに、ミキサーによりダウンコンバートされた信号の周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００１６】
また、本発明の周波数測定装置では、被測定信号を常に第１周波数付近の周波数の信号に変換するので、被測定信号の周波数が高い場合でも高い分解能で周波数を測定することができる。
【００１７】
従って、本発明によれば、簡易な構成でありながら高速・高分解能な測定が可能な周波数測定装置を提供することができる。
【００１８】
（２）この周波数測定装置において、
前記周波数変換部は、
波形パターンの位相角と振幅値の対応関係が記憶され、入力された位相角データに対応する振幅値データを出力する波形記憶部と、クロック信号に同期して所定値を順次加算することにより前記位相角データを計算する位相角計算部と、前記波形記憶部が出力する振幅値データをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換部と、を含むダイレクトディジタルシンセサイザーとして構成され、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザーの前記クロック信号として前記被測定信号が供給されるようにしてもよい。
【００１９】
（３）この周波数測定装置において、
前記周波数測定部は、
前記第２のフィルター部の出力信号の波形を整形する波形整形回路と、前記波形整形回路により波形整形された信号の所定周期の時間をカウントするカウンターと、を含むようにしてもよい。
【００２０】
本発明によれば、波形整形された信号を対象に周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００２１】
また、所定周期の時間をカウントするタイプのカウンター（レシプロカルカウンター）は、測定桁数が一定であれば、入力される信号の周波数が低いほど周波数測定の分解能が高くなる。そして、本発明の周波数測定装置では、カウンターに入力される信号（波形整形回路の出力信号）はミキサーによりダウンコンバートされた後の信号であるので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００２２】
（４）この周波数測定装置において、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路と直列に接続された終端回路と、を含むようにしてもよい。
【００２３】
（５）この周波数測定装置において、
前記第２のフィルター部は、
前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路と直列に接続された終端回路と、前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路の出力に接続され、前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有するフィルターと、を含むようにしてもよい。
【００２４】
（６）この周波数測定装置において、
前記第２のフィルター部は、
前記並列共振回路の出力に接続された終端回路をさらに含み、バンドパス特性又はローパス特性を有する前記フィルターがアクティブフィルターとして構成されていてもよい。
【００２５】
（７）この周波数測定装置は、
入力されたクロック信号又は当該クロック信号を所定の分周比で分周した分周クロック信号のいずれかを選択して前記基準クロック信号として出力する基準信号出力部を含み、
前記周波数変換部は、
前記公称周波数に応じて、周波数比率が前記分周比と略等しい２つの異なる周波数のいずれかを前記第１周波数として選択し、
前記基準信号出力部は、
前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記クロック信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記分周クロック信号を選択し、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のバンドパスフィルターと、前記周波数変換部の出力信号が入力され、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数よりも低い中心周波数の第２のバンドパスフィルターと、を含み、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数と前記第２のバンドパスフィルターの中心周波数の比は前記分周比と略等しく、前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記第１のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記第２のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記ミキサーに供給するようにしてもよい。
【００２６】
本発明の周波数測定装置によれば、例えば、被測定信号の公称周波数が所定値よりも低い場合は第１周波数として低い方の周波数が選択されるようにすれば、被測定信号の周波数が比較的低い場合でも周波数を測定することができる。そして、第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は、基準クロック信号として分周クロック信号が選択されるが、分周クロック信号は逓倍回路ではなく分周回路により作られるので劣化が少ない。従って、被測定信号の周波数が比較的低い場合でも、高い分解能で周波数を測定することができる。
【００２７】
（８）本発明は、
上記のいずれかの周波数測定装置と、
前記公称周波数に応じて前記周波数データを調整するとともに、前記周波数測定装置の出力信号に基づいて前記被測定信号の前記公称周波数に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する検査装置と、を含むことを特徴とする検査システムである。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】第１実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成について説明するための図。
【図２】本実施形態における周波数変換部の構成について説明するための図。
【図３】共振回路を用いた一般的な２ポールのバンドパスフィルターの伝送特性及び反射特性を示す図。
【図４】第２実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す図。
【図５】第２実施形態における第１のフィルター部の伝送特性及び反射特性を示す図。
【図６】第２実施形態におけるバンドエリミネーションフィルター回路の伝送特性及び反射特性を示す図。
【図７】第３実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す図。
【図８】本実施形態の周波数測定装置の性能の一例を示す図。
【図９】従来の周波数測定装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
【００３０】
１．第１実施形態
図１は、第１実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成について説明するための図である。
【００３１】
本実施形態の検査システム１は、周波数測定装置２及び検査装置３を含んで構成されている。
【００３２】
周波数測定装置２は、被測定物（ＤＵＴ）４が出力する被測定信号５が入力され、被測定信号５の周波数の公称周波数に対する誤差を測定する。例えば、被測定物（ＤＵＴ）４は水晶発振器であり、被測定信号５は水晶発振器の定常発振状態での出力信号である。そして、水晶発振器の公称周波数が４０ＭＨｚであれば、周波数測定装置２は、水晶発振器の出力信号の周波数の４０ＭＨｚに対する周波数誤差を測定する。
【００３３】
本実施形態の周波数測定装置２は、周波数変換部１０、第１のフィルター部２０、ミキサー３０、第２のフィルター部４０及び周波数測定部５０を含んで構成されている。
【００３４】
また、本実施形態の周波数測定装置２は、周波数精度が極めて高いＯＣＸＯ（Oven Control x’tal Oscillator）６０を含んで構成されている。ＯＣＸＯ６０は、所定温度（例えば９０℃）で発振周波数の温度特性が平坦になるＳＣカット水晶振動子をオーブンの中に入れて当該所定温度で一定になるように加熱することにより、極めて高い精度の周波数（第２周波数に対応する）を有する基準クロック信号６２を出力する。
【００３５】
本実施形態ではＯＣＸＯ６０は周波数想定装置２の内部にあるが周波数測定装置２の外部にあってもよい。また、ＯＣＸＯ６０の代わりに、ルビジウム発振器やセシウム発振器等の周波数精度が極めて高い発振器を使用することもできる。
【００３６】
なお、以下の説明では、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）は１０ＭＨｚとするが、これに限定されるものではない。
【００３７】
周波数変換部１０は、周波数データ６に基づいて、被測定信号５を第１周波数付近の周波数の信号１２に変換して出力する。ここで、周波数データ６は、被測定信号５の公称周波数に応じて被測定信号５の周波数を（第１周波数／公称周波数）倍する値に設定される。例えば、被測定信号５の公称周波数及び第１周波数がそれぞれ４０ＭＨｚ及び１０．０１ＭＨｚであれば、周波数変換部１０は、被測定信号５の周波数を（１０．０１ＭＨｚ／４０ＭＨｚ）倍した信号１２を出力する。
【００３８】
なお、以下の説明では、第１周波数は１０．０１ＭＨｚとするが、これに限定されるものではない。
【００３９】
第１のフィルター部２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパスフィルター（ＢＰＦ：Bandpass Filter）であり、周波数変換部１０の出力信号が入力される。
【００４０】
前記の通り、周波数変換部１０は、周波数データ６に基づいて、必ず第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号１２を出力する。そして、ＤＵＴ４が水晶発振器であれば、被測定信号５の周波数の公称周波数に対する誤差は±１００ｐｐｍよりも小さいので、周波数変換部１０の出力信号１２も第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）に対して±１００ｐｐｍよりも小さい周波数誤差になる。従って、第１のフィルター部２０は、例えば、中心周波数が１０．０１ＭＨｚ、通過帯域が１０．０１ＭＨｚ±１ｋＨｚのバンドパスフィルターとして構成することができる。
【００４１】
なお、第１のフィルター部２０は、共振回路を用いたフィルターやアクティブフィルター等で実現することができる。
【００４２】
このように、本実施形態では、周波数データ６により周波数変換部１０の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように調整されるので、被測定信号５の周波数誤差の想定範囲に応じて第１のフィルター部２０の通過帯域をできるだけ狭帯域にすることができる。従って、周波数変換部１０の内部で広帯域に発生するスプリアスノイズを第１のフィルター部２０により効果的に減衰させることができる。
【００４３】
ミキサー３０は、第１のフィルター部２０の出力信号２２と基準クロック信号６２を混合（ミキシング）し、これら２つの信号の周波数の和に相当する周波数の信号（以下、「和信号」という）とこれら２つの信号の周波数の差に相当する周波数の信号（以下、「差信号」という）を含む信号３２を出力する。差信号は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差の周波数（１０ｋＨｚ）付近の周波数を有する信号である。ミキサー３０は、例えば、二重平衡変調器（ＤＢＭ：Double Balanced Mixer）で実現することができる。
【００４４】
第２のフィルター部４０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差（１０ｋＨｚ）付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパスフィルター（ＢＰＦ）又はローパスフィルター（ＬＰＦ：Lowpass Filter）であり、ミキサー３０の出力信号が入力される。
【００４５】
第２のフィルター部４０の出力信号４２の劣化をできるだけ抑えるためには、ミキサー３０において広帯域にわたって複雑に混合されたスプリアスノイズをできるだけ減衰させることが重要である。そのため、第２のフィルター部４０はバンドパスフィルターとして構成するのが望ましい。第２のフィルター部４０は、例えば、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差（１０ｋＨｚ）付近の周波数を中心周波数として通過帯域が１０ｋＨｚ±１ｋＨｚのバンドパスフィルターとして構成することができる。
【００４６】
なお、第２のフィルター部４０は、共振回路によるフィルター、アクティブフィルター、デジタルフィルター等で実現することができる。
【００４７】
周波数測定部５０は、第２のフィルター部４０の出力信号４２の周波数を測定し、周波数測定データ７を出力する。本実施形態における周波数測定部５０は、波形整形回路５００とカウンター５１０を含んで構成されている。
【００４８】
波形整形回路５００は、第２のフィルター部４０の出力信号４２（正弦波）を矩形波に整形する。
【００４９】
カウンター５１０は、波形整形回路５００により波形整形された信号５０２の周波数を測定して周波数測定データ７を出力する。本実施形態では、カウンター５１０は測定桁数が一定のレシプロカルカウンターとして構成されており、同じゲートタイムであれば信号５０２の周波数が低いほど周波数測定の分解能が高くなる。
【００５０】
ここで、波形整形回路５００の出力信号５０２の第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差の周波数（１０ｋＨｚ）に対する周波数誤差は、被測定信号５の公称周波数（例えば４０ＭＨｚ）に対する周波数誤差に等しい。従って、周波数測定データ７にも被測定信号５の公称周波数に対する周波数誤差と等しい周波数誤差が含まれる。そのため、周波数測定装置２により、被測定信号５の公称周波数に対する周波数誤差を測定することができる。
【００５１】
検査装置３は、周波数測定装置２に周波数データ６を供給して周波数変換部１０の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように調整するとともに、周波数測定データ７に基づいて、被測定信号５の公称周波数（例えば４０ＭＨｚ）に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する。検査装置３は、例えば、被測定物（ＤＵＴ）４が水晶発振器であれば、水晶発振器の出力信号の公称周波数に対する周波数誤差が所定値（例えば１０ｐｐｂ）以下であれば合格、所定値よりも大きければ不合格と判定する。
【００５２】
図２は、本実施形態における周波数変換部１０の構成について説明するための図である。
【００５３】
本実施形態における周波数変換部１０は、周波数設定部１００、アドレス演算部１１０、波形メモリー１２０、Ｄ／Ａ変換器１３０、ローパスフィルター１４０、逓倍回路１５０及びスイッチ１６０を含むＤＤＳとして構成されている。
【００５４】
周波数設定部１００は、検査装置３からの周波数データ６に基づいて加算値データ１０２を生成する。
【００５５】
アドレス演算部１１０は、クロック信号１６２に同期して加算値データ１０２を順次加算することにより位相角データを計算する。具体的には、アドレス演算部１１０は、前回の位相角データに加算値データ１０２を加算して今回の位相角データを計算し、位相角データに相当するアドレス１１２を生成する。アドレス演算部１１０は、加算値データ１０２の加算処理を繰り返すｐビットのアキュムレーターにより実現することができ、アキュムレーターの出力がアドレス１１２になる。
【００５６】
波形メモリー１２０には、波形パターン（例えば正弦波）の位相角と振幅値の対応関係が記憶されている。具体的には、波形メモリー１２０には１周期分の波形パターンを一定の時間間隔（１周期／２ｐ）でサンプリングした２ｐ個の点の振幅値データがアドレス順に記憶されており、アドレス１１２で指定される領域に記憶されている振幅値データ１２２が波形メモリー１２０から出力される。
【００５７】
Ｄ／Ａ変換器１３０は、波形メモリー１２０が出力する振幅値データ１２２をＤ／Ａ変換する。Ｄ／Ａ変換器１３０の出力信号１３２は、クロック信号１６２の周期毎に階段状に変化する波形であるため、ローパスフィルター１４０で平滑化される。
【００５８】
なお、アドレス演算部１１０、波形メモリー１２０及びＤ／Ａ変換器１３０は、それぞれ本発明における位相角計算部、波形記憶部及びＤ／Ａ変換部に相当する。
【００５９】
サンプリング定理より、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数は、理論上、クロック信号１６２の周波数の１／２が上限である。しかし、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の高調波成分による劣化を考慮すると、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数の上限は、実際には、クロック信号１６２の周波数の１／３程度〜１／４になる。
【００６０】
従って、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍以上であればクロック信号１６２として被測定信号５を使用することができるが、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低ければクロック信号１６２として被測定信号５をそのまま使用することができない。
【００６１】
そこで、本実施形態の周波数変換部（ＤＤＳ）１０には、逓倍回路１５０及びスイッチ回路１６０が設けられており、周波数設定部１００は、周波数データ６に基づいて逓倍制御信号１０４及びスイッチ制御信号１０６を生成して逓倍回路１５０及びスイッチ回路１６０の動作を制御する。具体的には、逓倍回路１５０は、逓培制御信号１０４により指定される逓倍数で被測定信号５の周波数を逓倍して出力し、スイッチ回路１６０は、スイッチ制御信号１０６に従い、クロック信号１６２として被測定信号５又は逓倍回路の出力信号１５２を選択する。
【００６２】
例えば、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば被測定信号５がクロック信号１６２として選択され、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満であれば逓倍回路１５０により被測定信号５の周波数が４０ＭＨｚ以上に逓倍され、逓倍された信号１５２がクロック信号１６２として選択される。
【００６３】
以上の構成により、加算値データ１０２をＮ、逓倍数をＭとすると、周波数変換部１０（ＤＤＳ）は、被測定信号５の周波数のＮ×Ｍ／２ｐ倍の周波数の信号１２を出力する。
【００６４】
本実施形態の周波数測定装置２では、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように、周波数データ６が設定される。従って、例えば、波形メモリー１２０に記憶されている振幅値データの数が２３２個（すなわち、ｐ＝３２）である場合、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚであれば、Ｎ×Ｍ／２ｐ≒１０．０１／４０なので、周波数データ６により例えばＮ＝１０７４８１５５６６、Ｍ＝１に調整される。また、例えば、被測定信号５の公称周波数が２０ＭＨｚであれば、Ｎ×Ｍ／２ｐ≒１０．０１／２０なので、周波数データ６により例えばＮ＝１０７４８１５５６６、Ｍ＝２に調整される。
【００６５】
以上説明したように、本実施形態では、第１のフィルター部２０の通過帯域を非常に狭帯域にすることができるため、周波数変換部１０（ＤＤＳ）で広帯域に発生するスプリアス等のノイズを非常に効果的に減衰させることができる。そして、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）が１０ＭＨｚに固定されるので、従来構成と異なり、基準クロック信号６２の劣化が生じない。すなわち、周波数精度の高い基準クロック信号６２を使用することができる。従って、本実施形態の周波数測定装置は、従来構成と比較してノイズによる信号の劣化を低減させることができる構成であり、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００６６】
また、本実施形態では、被測定信号５を常に第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に変換するので、被測定信号５の周波数が高い場合（例えば、４０ＭＨｚ）でも、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）が１０ＭＨｚに固定されているので、高い分解能で周波数を測定することができる。
【００６７】
さらに、本実施形態では、波形整形回路５００により波形整形された信号５０２を対象に周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００６８】
なお、周波数変換部１０（ＤＤＳ）は、周波数データ６により設定される周波数比率によってスプリアスノイズが発生する周波数が異なる。そのため、第１周波数が１０．０１ＭＨｚになるように周波数変換部１０（ＤＤＳ）を調整すると、通過帯域内にスプリアスノイズが発生する可能性もある。その場合は、第１周波数が９．９９ＭＨｚになるように周波数変換部１０（ＤＤＳ）を調整してもよい。すなわち、第２周波数（１０ＭＨｚ）との差が等しい２つの周波数（１０．０１ＭＨｚ又は９．９９ＭＨｚ）の各々を第１周波数とした時に周波数測定の分解能が高くなる方の周波数を第１周波数として選択するようにしてもよい。どちらの周波数を選択してもミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数は変わらない（１０ｋＨｚ付近になる）ため、図１の構成を変更する必要がない。
【００６９】
２．第２実施形態
第１実施形態によれば、前記の通り、第１のフィルター部２０（バンドパスフィルター）の通過帯域を非常に狭帯域にすることができるので、周波数変換部１０の内部で発生した帯域外のノイズ成分を効果的に減衰させることができる。このような通過帯域の狭いバンドパスフィルターは一般的に共振回路を用いて実現される。
【００７０】
図３に、共振回路を用いた一般的な２ポールのバンドパスフィルター（中心周波数１０．０１ＭＨｚ）の伝送特性及び反射特性を示す。図３において、Ｇ１及びＧ２が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。
【００７１】
図３に示すように、通過帯域外の信号はほとんど全反射する。すなわち、ミキサー３０の入力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれていないため、ノイズ成分が増加する可能性がある。同様に、ミキサー３０の出力についてもインピーダンスマッチングがとれていなければノイズ成分が増加する可能性がある。その結果、被測定信号５の周波数によっては第２のフィルター部４０の出力信号４２が劣化し、周波数測定装置２による周波数測定の分解能が低下する可能性がある。
【００７２】
そこで、第２実施形態では、ミキサー３０の入力及び出力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれるような構成にしている。図４に、第２実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す。
【００７３】
図４に示すように、第２実施形態の周波数測定装置２では、第１のフィルター部２０は、コイル２０２とコンデンサー２０４が直列接続された直列共振回路２００、コイル２１２とコンデンサー２１４が並列接続された並列共振回路２１０及び５０Ωの終端抵抗２２０により構成されている。
【００７４】
直列共振回路２００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル２０２のインダクタンスとコンデンサー２０４の容量が決められている。すなわち、直列共振回路２００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最小になる。
【００７５】
並列共振回路２１０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル２１２のインダクタンスとコンデンサー２１４の容量が決められている。すなわち、並列共振回路２１０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最大になる。
【００７６】
従って、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号は直列共振回路２００を通過し、並列共振回路２１０の影響をほとんど受けずにミキサー３０に入力される。一方、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号は直列共振回路２００を通過すると大きく減衰し、さらに並列共振回路２１０及び終端抵抗２２０を通過してグランドに到達する。そのため、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号はミキサー３０にほとんど入力されない。すなわち、第１のフィルター部２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近を中心周波数とするバンドパスフィルターとして機能する。
【００７７】
図５に、第２実施形態における第１のフィルター部２０の伝送特性及び反射特性を示す。図５において、Ｇ３及びＧ４が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。図５に示すように、広帯域にわたりほとんど反射が起こらない。ミキサー３０から見ると、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に対しては周波数変換部１０が内部に有する５０Ωの終端抵抗（図示しない）で終端され、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗２２０で終端されているので、広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれている。
【００７８】
図４に示すように、第２実施形態の周波数測定装置２では、さらに、第２のフィルター部４０は、コイル４０２とコンデンサー４０４が直列接続された直列共振回路４００、５０Ωの終端抵抗４１０、コイル４２２とコンデンサー４２４が並列接続された並列共振回路４２０、５０Ωの終端抵抗４３０及びフィルター４５０により構成されている。
【００７９】
直列共振回路４００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル４０２のインダクタンスとコンデンサー４０４の容量が決められている。すなわち、直列共振回路４００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最小になる。
【００８０】
並列共振回路４２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル４２２のインダクタンスとコンデンサー４２４の容量が決められている。すなわち、並列共振回路４２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最大になる。
【００８１】
従って、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号は並列共振回路４２０を通過できず、直列共振回路４００及び終端抵抗４１０を通過してグランドに到達する。一方、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号は直列共振回路４００の影響をほとんど受けずに並列共振回路４２０を通過してフィルター４５０に入力される。
【００８２】
すなわち、直列共振回路４００、終端抵抗４１０、並列共振回路４２０を含む回路４４０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近を中心周波数とするバンドエリミネーションフィルターとして機能する。ミキサー３０の出力信号３２に含まれる和信号は他のノイズと比較して圧倒的にパワーが大きいが、バンドエリミネーションフィルター回路４４０により積極的に除去することができる。
【００８３】
図６に、バンドエリミネーションフィルター回路４４０の伝送特性及び反射特性を示す。図６において、Ｇ５及びＧ６が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。図６に示すように、広帯域にわたりほとんど反射が起こらない。ミキサー３０から見ると、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗４１０で終端され、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗４３０で終端されているので、広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれている。
【００８４】
フィルター４５０は、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号を通過させるバンドパスフィルター（ＢＦＰ）又はローパスフィルター（ＬＰＦ）として構成される。第２のフィルター部４０の出力信号４２の劣化をさらに抑えるためにはフィルター４５０はバンドパスフィルターとして構成するのが望ましい。
【００８５】
差信号の周波数は１０ｋＨｚ程度であるので、フィルター４５０は特性の良いアクティブフィルターにより構成することができる。なお、アクティブフィルターの入力インピーダンスは５０Ωに対して十分大きいので終端抵抗４３０はフィルター４５０の動作に影響しない。
【００８６】
第２実施形態におけるその他の構成については、図１に示した第１実施形態と同じ構成であるため同じ符号を付しており、その説明を省略する。
【００８７】
このように、第２実施形態では、ミキサー３０の入出力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれており、ミキサー３０の入出力において反射が起こらないため、第２のフィルター部４０の出力信号４２のノイズによる劣化を低減させることができる。従って、第２実施形態によれば、より高い分解能の周波数測定が可能になる。
【００８８】
３．第３実施形態
第１実施形態では、前記の通り、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍以上であればクロック信号１６２として被測定信号５を使用することができるが、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低ければクロック信号１６２として被測定信号５をそのまま使用することができない。そのため、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低い場合は、逓倍回路１５０により被測定信号５の周波数を逓倍した信号１５２がクロック信号１６２として使用される。しかし、逓倍回路１５０は、一般的にＰＬＬ（Phase Locked Loop）で実現されるため、逓倍回路１５０の出力信号１５２は、位相ノイズが大きく、被測定信号５と比較してかなり劣化する。従って、第１実施形態では、被測定信号５の周波数が低い場合には周波数測定の分解能が低下する可能性がある。
【００８９】
そこで、第３実施形態では、被測定信号５の公称周波数に応じて第１周波数の切り替えが可能な構成にしている。図７に、第３実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す。
【００９０】
図７に示すように、第３実施形態の周波数測定装置２では、第１実施形態に対して基準信号出力部７０が新たに追加されている。
【００９１】
基準信号出力部７０は、分周回路７００及びスイッチ７１０、７２０を含む。本実施形態では、分周回路７００の分周比は４であり、分周回路７００は、ＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号を４分周した２．５ＭＨｚの分周クロック信号を出力する。
【００９２】
基準信号出力部７０は、スイッチ７１０、７２０により、ＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号又は分周回路７００が出力する２．５ＭＨｚの分周クロック信号のいずれかを選択して基準クロック信号６２として出力する。
【００９３】
また、図７に示すように、第３実施形態の周波数測定装置２では、第１のフィルター部２０は、２つのバンドパスフィルター２３０、２４０及びスイッチ２５０、２６０を含む。バンドパスフィルター２４０の中心周波数はバンドパスフィルター２３０の中心周波数よりも低く、バンドパスフィルター２３０の中心周波数とバンドパスフィルター２４０の中心周波数の比は分周回路７００の分周比とほぼ等しい。本実施形態では、バンドパスフィルター２３０の中心周波数は１０．０１ＭＨｚであり、バンドパスフィルター２４０の中心周波数は２．５１ＭＨｚである。なお、バンドパスフィルター２３０、２４０は、それぞれ本発明における第１のバンドパスフィルター及び第２のバンドパスフィルターに相当する。
【００９４】
第１のフィルター部２０は、スイッチ２５０、２６０により、バンドパスフィルター２３０、２４０のいずれかを選択し、周波数変換部１０の出力信号１２に対してフィルター処理を行う。
【００９５】
第３実施形態の周波数測定装置２では、周波数変換部１０は、被測定信号５の公称周波数に応じて、分周回路７００の分周比と等しい周波数比率の２つの異なる周波数のいずれかを第１周波数として選択する。この第１周波数の選択は、周波数データ６の設定値を変更することにより行うことができる。
【００９６】
本実施形態では、ＯＣＸＯ６０が出力するクロック信号の周波数は１０ＭＨｚであり、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択され、４０ＭＨｚ未満であれば第１周波数として２．５１ＭＨｚが選択されるように周波数データ６の設定値を変更する。
【００９７】
そして、基準信号出力部７０は、周波数変換部１０により、第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択される場合はＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号を選択し、第１周波数として２．５ＭＨｚが選択される場合は分周回路７００が出力する２．５ＭＨｚの分周クロック信号を選択し、基準クロック６２として出力する。
【００９８】
また、第１のフィルター部２０は、周波数変換部１０により、第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択される場合はバンドパスフィルター２３０の出力信号を選択し、第１周波数として２．５ＭＨｚが選択される場合はバンドパスフィルター２４０の出力信号を選択し、ミキサー３０に供給する。
【００９９】
すなわち、第３実施形態では、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば、第１実施形態と同じく、１０．０１ＭＨｚ付近の周波数の信号２２と１０ＭＨｚの基準クロック信号６２がミキサー３０に入力されるが、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満であれば、２．５１ＭＨｚの信号２２と２．５ＭＨｚの基準クロック信号６２がミキサー３０に入力される。いずれの場合でも、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数は１０ｋＨｚ付近であり、第２のフィルター部４０は第１実施形態又は第２実施形態と同様の構成とすることができる。
【０１００】
なお、バンドパスフィルター２３０、２４０は、それぞれ図４に示した第２実施形態における第１のフィルター部２０と同様の構成にすることもできる。
【０１０１】
第３実施形態におけるその他の構成については、図１に示した第１実施形態と同じ構成であるため同じ符号を付しており、その説明を省略する。
【０１０２】
第３実施形態によれば、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満の場合でも、被測定信号５は周波数変換部１０により２．５ＭＨｚの信号に変換され、第１のフィルター部２０においてバンドパスフィルター２４０（通過帯域：２．５ＭＨｚ±１ｋＨｚ）が選択され、第１周波数として分周クロック信号（２．５１ＭＨｚ）が選択されるので、周波数を測定することができる。その場合でも、分周回路７００により作られる分周クロック信号は劣化が少ないので、高い分解能の周波数測定を実現することができる。
【０１０３】
なお、汎用性を向上させるために、被測定信号５の公称周波数に応じて周波数データ６の設定を細かいステップで変更することにより、周波数変換部１０がより多くの周波数から第１周波数を選択可能な構成にすることもできる。その場合、第１のフィルター部２０を第１周波数に応じて中心周波数を可変に設定可能なバンドパスフィルターとして構成し、基準信号出力部７０の分周回路７００を第１周波数に応じて分周比を可変に設定可能な構成にし、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数（第２周波数）が一定周波数になるように構成すればよい。
【０１０４】
４．周波数測定装置の性能
図８に、本実施形態の周波数測定装置の性能の一例を示す。図８において、グラフＧ９及びＧ１０は、２つの周波数測定装置２（周波数測定装置Ａ及び周波数測定装置Ｂ）の限界性能をそれぞれ示している。
【０１０５】
参考として、グラフＧ７及びＧ８は、周波数測定装置Ａ及び周波数測定装置Ｂにそれぞれ含まれる２つのカウンター５１０（カウンターＡ及びカウンターＢ）を使用して被測定信号５の周波数をそれぞれ直接測定した場合の特性を示している。
【０１０６】
本実施形態では、被測定信号５の周波数がミキサー３０により１／１０００のオーダーの周波数にダウンコンバートされた後、カウンター５１０（レシプロカルカウンター）により周波数が測定される。そのため、グラフＧ７とＧ９、Ｇ８とＧ１０をそれぞれ比較すれば明らかなように、ゲートタイムが同じであれば、ダウンコンバートの効果により理論的には直接測定に対して１／１０００のオーダーで分解能を小さくすることができる。
【０１０７】
しかし、周波数変換部１０（ＤＤＳ）により発生するスプリアスノイズの影響等により、図８において斜線で示した領域Ａ１は正確な周波数測定が行えないため、実際には直接測定に対して１／１０〜１／１００のオーダーの分解能になる。それでも、図８に示すように、ゲートタイムを１０ｍｓに設定しても１ｐｐｂの高分解能を達成することができる。
【０１０８】
このように、本実施形態の周波数測定装置によれば、簡易な構成でありながら水晶発振器のディップ検査にも使用することができるほど高速・高分解能の周波数測定を実現することができる。
【０１０９】
なお、本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【０１１０】
本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
【符号の説明】
【０１１１】
１ 検査システム、２ 周波数測定装置、３ 検査装置、４ 被測定物、５ 被測定信号、６ 周波数データ、７ 周波数測定データ、１０ 周波数変換部、２０ 第１のフィルター部、３０ ミキサー、４０ 第２のフィルター部、５０ 周波数測定部、６０ ＯＣＸＯ、６２ 基準クロック信号、７０ 基準信号出力部、１００ 周波数設定部、１１０ アドレス演算部、１２０ 波形メモリー、１３０ Ｄ／Ａ変換器、１４０ ローパスフィルター、１５０ 逓倍回路、１６０ スイッチ、２００ 直列共振回路、２０２ コイル、２０４ コンデンサー、２１０ 並列共振回路、２１２ コイル、２１４ コンデンサー、２２０ 終端抵抗、２３０ バンドパスフィルター、２４０ バンドパスフィルター、２５０ スイッチ、２６０ スイッチ、４００ 直列共振回路、４０２ コイル、４０４ コンデンサー、４１０ 終端抵抗、４２０ 並列共振回路、４２２ コイル、４２４ コンデンサー、４３０ 終端抵抗、４５０ フィルター、５００ 波形整形回路、５１０ カウンター、７００ 分周回路、７１０ スイッチ、７２０ スイッチ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数測定装置及び検査システム等に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、各種情報・通信機器や民生機器等の電子機器において、一定周波数の信号を得るために水晶振動子を用いた水晶発振器が多用されている。一般的には、温度による周波数変動が小さいＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振器が使用され、さらに、デジタル通信用の高速伝送機器等には、ＡＴカット水晶振動子の温度特性を補償して公称周波数に対する周波数誤差が１ｐｐｍ（１０−６）以下となる温度補償型水晶発振器（ＴＣＸＯ：Temperature Compensated X’tal Oscillator）が使用される場合もある。
【０００３】
今後は、さらに高い周波数精度の水晶発振器が必要となることが考えられる。例えば、現在の携帯電話のシステムでは、１つの基地局が半径１ｋｍ〜数ｋｍ程度のエリアをカバーしているがエリアの境界や屋内等で電波が届きにくい場合もあるため、室内に超小型の基地局を配置し、１つの基地局が半径数ｍ程度のごく狭いエリアをカバーするフェムトセル方式が提案されている。この超小型の基地局に使用される水晶発振器には極めて高い周波数精度が要求されるため、例えば０．１ｐｐｍ以下の周波数精度の水晶発振器の開発が進められている。
【０００４】
それに伴い、水晶発振器の検査工程において、０．１ｐｐｍ以下の周波数精度を検査する必要が生じるが、数ｐｐｍ程度の周波数精度を検査する場合には検査する必要がなかった項目も検査が必要になる場合もある。例えば、水晶振動子には、狭い温度範囲で急激に周波数が変動するディップと呼ばれる現象や、温度が上昇する時の周波数特性と温度が下降する時の周波数特性が一致せず同一温度において２種類の周波数が発生する現象が知られており、これらの現象の程度を検査する必要がある。また、０．１ｐｐｍ以下の精度になると、水晶発振器が補償しきれなかった歪みの大きさも検査する必要がある。さらに、今後は、例えば、ＧＰＳや携帯電話では数十ｐｐｂ／ｓの周波数変動が問題になることも考えられるため、そのような用途に使用される水晶発振器については１ｐｐｂ（１０−９）程度の分解能で周波数を測定する必要がある。
【０００５】
特許文献１において、簡易な構成でありながらｐｐｂ（１０−９）オーダーの分解能を実現可能な周波数短期安定度検査装置が開示されており、この周波数短期安定度検査装置は、図９に示すような周波数測定装置に応用することができる。この従来の周波数測定装置は、クロック信号の周波数をダイレクトディジタルシンセサイザー（ＤＤＳ：Direct Digital Synthesizer）で所望の周波数に変換し、周波数変換された信号と水晶発振器等の被測定物（ＤＵＴ：Ｄｅｓｉｇｎ Ｕｎｄｅｒ Ｔｅｓｔ）が出力する被測定信号をミキシングしてダウンコンバートした信号の周波数をカウンターで測定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００８−２０９３９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、前述したディップの検査では０．１℃程度の刻みで周波数を測定する必要があり、例えば、−４０℃〜＋８５℃の範囲で検査すると１２５０点もの温度で測定する必要がある。そのため、できるだけ短時間で１回の測定を終了することが要求される。
【０００８】
一方、従来の周波数測定装置では、分解能を一定に維持するためにはカウンターの入力信号の周波数を一定に保つ必要があるため、被測定信号の周波数に応じてＤＤＳの出力信号の周波数が変更される。
【０００９】
従って、ＤＤＳの出力を広帯域に設計する必要があり、ＤＤＳの内部で広帯域に発生するスプリアスノイズがミキサーにより被測定信号と混合されるため、カウンターのゲートタイムを数十ｍｓ〜数百ｍｓにしなければ１ｐｐｂ（１０−９）の分解能を達成することができない場合がある。そのため、従来の周波数測定装置では、ディップ検査のような測定点の多い検査を比較的短い時間で行うことが困難であり、コスト面で問題がある。
【００１０】
また、従来の周波数測定装置では、ＤＤＳがクロック周波数の１／２以上の周波数の信号を出力することができないため、クロック周波数の１／２以上の周波数の測定はできない。さらに、ＤＤＳの出力信号の高調波成分による劣化を考慮すると、実際には、クロック周波数の１／３〜１／４以下の周波数でなければ高分解能な測定ができない。このため、測定可能な周波数上限はＤＤＳが処理可能な最大クロック周波数の１／３〜1／４程度の範囲に制限される。
【００１１】
本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、簡易な構成でありながら高速・高分解能な測定が可能な周波数測定装置及び検査システムを提供することができる。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
（１）本発明は、
被測定信号が入力され、公称周波数に対する当該被測定信号の周波数誤差を測定する周波数測定装置であって、
前記被測定信号を第１周波数付近の周波数を有する信号に変換して出力する周波数変換部と、
前記第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のフィルター部と、
前記第１のフィルター部の出力信号と第２周波数の基準クロック信号を混合するミキサーと、
前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、前記ミキサーの出力信号が入力される第２のフィルター部と、
前記第２のフィルター部の出力信号の周波数を測定する周波数測定部と、を含むことを特徴とする。
【００１３】
周波数測定部は、入力された信号に対して、指定したゲートタイムにおけるパルス数をカウントし、カウント結果を周波数に変換して出力する直接計数方式の周波数カウンター（ダイレクトカウンター）として構成されていてもよいし、入力された信号の周期の整数倍をゲートタイムとして指定し、ゲートタイムの時間を正確な内部クロックでカウントして測定し、その逆数から周波数を計算して出力するレシプロカル方式の周波数カウンター（レシプロカルカウンター）して構成されていてもよい。
【００１４】
本発明の周波数測定装置では、周波数変換部は、被測定信号の周波数によらず常に第１周波数付近の周波数の信号を出力する。そして、第１周波数を固定すれば、第１のフィルター部（バンドパスフィルター）は、第１周波数を中心として被測定信号の周波数誤差を考慮した通過帯域を確保すればよいので、非常に狭帯域にすることができる。従って、周波数変換部で広帯域に発生するスプリアスノイズ等を第１のフィルター部により非常に効果的に減衰させることができる。また、第１周波数を固定すれば、基準クロック信号の周波数（第２周波数）も固定することができるので、従来構成と異なり、周波数変換に伴う基準クロック信号の劣化が生じない。すなわち、周波数精度の高い基準クロック信号を使用することができる。
【００１５】
このように、本発明の周波数測定装置は、従来構成と比較してノイズによる信号の劣化を低減させることができる構成であり、さらに、ミキサーによりダウンコンバートされた信号の周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００１６】
また、本発明の周波数測定装置では、被測定信号を常に第１周波数付近の周波数の信号に変換するので、被測定信号の周波数が高い場合でも高い分解能で周波数を測定することができる。
【００１７】
従って、本発明によれば、簡易な構成でありながら高速・高分解能な測定が可能な周波数測定装置を提供することができる。
【００１８】
（２）この周波数測定装置において、
前記周波数変換部は、
波形パターンの位相角と振幅値の対応関係が記憶され、入力された位相角データに対応する振幅値データを出力する波形記憶部と、クロック信号に同期して所定値を順次加算することにより前記位相角データを計算する位相角計算部と、前記波形記憶部が出力する振幅値データをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換部と、を含むダイレクトディジタルシンセサイザーとして構成され、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザーの前記クロック信号として前記被測定信号が供給されるようにしてもよい。
【００１９】
（３）この周波数測定装置において、
前記周波数測定部は、
前記第２のフィルター部の出力信号の波形を整形する波形整形回路と、前記波形整形回路により波形整形された信号の所定周期の時間をカウントするカウンターと、を含むようにしてもよい。
【００２０】
本発明によれば、波形整形された信号を対象に周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００２１】
また、所定周期の時間をカウントするタイプのカウンター（レシプロカルカウンター）は、測定桁数が一定であれば、入力される信号の周波数が低いほど周波数測定の分解能が高くなる。そして、本発明の周波数測定装置では、カウンターに入力される信号（波形整形回路の出力信号）はミキサーによりダウンコンバートされた後の信号であるので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００２２】
（４）この周波数測定装置において、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路と直列に接続された終端回路と、を含むようにしてもよい。
【００２３】
（５）この周波数測定装置において、
前記第２のフィルター部は、
前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路と直列に接続された終端回路と、前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路の出力に接続され、前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有するフィルターと、を含むようにしてもよい。
【００２４】
（６）この周波数測定装置において、
前記第２のフィルター部は、
前記並列共振回路の出力に接続された終端回路をさらに含み、バンドパス特性又はローパス特性を有する前記フィルターがアクティブフィルターとして構成されていてもよい。
【００２５】
（７）この周波数測定装置は、
入力されたクロック信号又は当該クロック信号を所定の分周比で分周した分周クロック信号のいずれかを選択して前記基準クロック信号として出力する基準信号出力部を含み、
前記周波数変換部は、
前記公称周波数に応じて、周波数比率が前記分周比と略等しい２つの異なる周波数のいずれかを前記第１周波数として選択し、
前記基準信号出力部は、
前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記クロック信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記分周クロック信号を選択し、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のバンドパスフィルターと、前記周波数変換部の出力信号が入力され、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数よりも低い中心周波数の第２のバンドパスフィルターと、を含み、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数と前記第２のバンドパスフィルターの中心周波数の比は前記分周比と略等しく、前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記第１のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記第２のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記ミキサーに供給するようにしてもよい。
【００２６】
本発明の周波数測定装置によれば、例えば、被測定信号の公称周波数が所定値よりも低い場合は第１周波数として低い方の周波数が選択されるようにすれば、被測定信号の周波数が比較的低い場合でも周波数を測定することができる。そして、第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は、基準クロック信号として分周クロック信号が選択されるが、分周クロック信号は逓倍回路ではなく分周回路により作られるので劣化が少ない。従って、被測定信号の周波数が比較的低い場合でも、高い分解能で周波数を測定することができる。
【００２７】
（８）本発明は、
上記のいずれかの周波数測定装置と、
前記公称周波数に応じて前記周波数データを調整するとともに、前記周波数測定装置の出力信号に基づいて前記被測定信号の前記公称周波数に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する検査装置と、を含むことを特徴とする検査システムである。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】第１実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成について説明するための図。
【図２】本実施形態における周波数変換部の構成について説明するための図。
【図３】共振回路を用いた一般的な２ポールのバンドパスフィルターの伝送特性及び反射特性を示す図。
【図４】第２実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す図。
【図５】第２実施形態における第１のフィルター部の伝送特性及び反射特性を示す図。
【図６】第２実施形態におけるバンドエリミネーションフィルター回路の伝送特性及び反射特性を示す図。
【図７】第３実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す図。
【図８】本実施形態の周波数測定装置の性能の一例を示す図。
【図９】従来の周波数測定装置の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。
【００３０】
１．第１実施形態
図１は、第１実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成について説明するための図である。
【００３１】
本実施形態の検査システム１は、周波数測定装置２及び検査装置３を含んで構成されている。
【００３２】
周波数測定装置２は、被測定物（ＤＵＴ）４が出力する被測定信号５が入力され、被測定信号５の周波数の公称周波数に対する誤差を測定する。例えば、被測定物（ＤＵＴ）４は水晶発振器であり、被測定信号５は水晶発振器の定常発振状態での出力信号である。そして、水晶発振器の公称周波数が４０ＭＨｚであれば、周波数測定装置２は、水晶発振器の出力信号の周波数の４０ＭＨｚに対する周波数誤差を測定する。
【００３３】
本実施形態の周波数測定装置２は、周波数変換部１０、第１のフィルター部２０、ミキサー３０、第２のフィルター部４０及び周波数測定部５０を含んで構成されている。
【００３４】
また、本実施形態の周波数測定装置２は、周波数精度が極めて高いＯＣＸＯ（Oven Control x’tal Oscillator）６０を含んで構成されている。ＯＣＸＯ６０は、所定温度（例えば９０℃）で発振周波数の温度特性が平坦になるＳＣカット水晶振動子をオーブンの中に入れて当該所定温度で一定になるように加熱することにより、極めて高い精度の周波数（第２周波数に対応する）を有する基準クロック信号６２を出力する。
【００３５】
本実施形態ではＯＣＸＯ６０は周波数想定装置２の内部にあるが周波数測定装置２の外部にあってもよい。また、ＯＣＸＯ６０の代わりに、ルビジウム発振器やセシウム発振器等の周波数精度が極めて高い発振器を使用することもできる。
【００３６】
なお、以下の説明では、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）は１０ＭＨｚとするが、これに限定されるものではない。
【００３７】
周波数変換部１０は、周波数データ６に基づいて、被測定信号５を第１周波数付近の周波数の信号１２に変換して出力する。ここで、周波数データ６は、被測定信号５の公称周波数に応じて被測定信号５の周波数を（第１周波数／公称周波数）倍する値に設定される。例えば、被測定信号５の公称周波数及び第１周波数がそれぞれ４０ＭＨｚ及び１０．０１ＭＨｚであれば、周波数変換部１０は、被測定信号５の周波数を（１０．０１ＭＨｚ／４０ＭＨｚ）倍した信号１２を出力する。
【００３８】
なお、以下の説明では、第１周波数は１０．０１ＭＨｚとするが、これに限定されるものではない。
【００３９】
第１のフィルター部２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパスフィルター（ＢＰＦ：Bandpass Filter）であり、周波数変換部１０の出力信号が入力される。
【００４０】
前記の通り、周波数変換部１０は、周波数データ６に基づいて、必ず第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号１２を出力する。そして、ＤＵＴ４が水晶発振器であれば、被測定信号５の周波数の公称周波数に対する誤差は±１００ｐｐｍよりも小さいので、周波数変換部１０の出力信号１２も第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）に対して±１００ｐｐｍよりも小さい周波数誤差になる。従って、第１のフィルター部２０は、例えば、中心周波数が１０．０１ＭＨｚ、通過帯域が１０．０１ＭＨｚ±１ｋＨｚのバンドパスフィルターとして構成することができる。
【００４１】
なお、第１のフィルター部２０は、共振回路を用いたフィルターやアクティブフィルター等で実現することができる。
【００４２】
このように、本実施形態では、周波数データ６により周波数変換部１０の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように調整されるので、被測定信号５の周波数誤差の想定範囲に応じて第１のフィルター部２０の通過帯域をできるだけ狭帯域にすることができる。従って、周波数変換部１０の内部で広帯域に発生するスプリアスノイズを第１のフィルター部２０により効果的に減衰させることができる。
【００４３】
ミキサー３０は、第１のフィルター部２０の出力信号２２と基準クロック信号６２を混合（ミキシング）し、これら２つの信号の周波数の和に相当する周波数の信号（以下、「和信号」という）とこれら２つの信号の周波数の差に相当する周波数の信号（以下、「差信号」という）を含む信号３２を出力する。差信号は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差の周波数（１０ｋＨｚ）付近の周波数を有する信号である。ミキサー３０は、例えば、二重平衡変調器（ＤＢＭ：Double Balanced Mixer）で実現することができる。
【００４４】
第２のフィルター部４０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差（１０ｋＨｚ）付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパスフィルター（ＢＰＦ）又はローパスフィルター（ＬＰＦ：Lowpass Filter）であり、ミキサー３０の出力信号が入力される。
【００４５】
第２のフィルター部４０の出力信号４２の劣化をできるだけ抑えるためには、ミキサー３０において広帯域にわたって複雑に混合されたスプリアスノイズをできるだけ減衰させることが重要である。そのため、第２のフィルター部４０はバンドパスフィルターとして構成するのが望ましい。第２のフィルター部４０は、例えば、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差（１０ｋＨｚ）付近の周波数を中心周波数として通過帯域が１０ｋＨｚ±１ｋＨｚのバンドパスフィルターとして構成することができる。
【００４６】
なお、第２のフィルター部４０は、共振回路によるフィルター、アクティブフィルター、デジタルフィルター等で実現することができる。
【００４７】
周波数測定部５０は、第２のフィルター部４０の出力信号４２の周波数を測定し、周波数測定データ７を出力する。本実施形態における周波数測定部５０は、波形整形回路５００とカウンター５１０を含んで構成されている。
【００４８】
波形整形回路５００は、第２のフィルター部４０の出力信号４２（正弦波）を矩形波に整形する。
【００４９】
カウンター５１０は、波形整形回路５００により波形整形された信号５０２の周波数を測定して周波数測定データ７を出力する。本実施形態では、カウンター５１０は測定桁数が一定のレシプロカルカウンターとして構成されており、同じゲートタイムであれば信号５０２の周波数が低いほど周波数測定の分解能が高くなる。
【００５０】
ここで、波形整形回路５００の出力信号５０２の第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の差の周波数（１０ｋＨｚ）に対する周波数誤差は、被測定信号５の公称周波数（例えば４０ＭＨｚ）に対する周波数誤差に等しい。従って、周波数測定データ７にも被測定信号５の公称周波数に対する周波数誤差と等しい周波数誤差が含まれる。そのため、周波数測定装置２により、被測定信号５の公称周波数に対する周波数誤差を測定することができる。
【００５１】
検査装置３は、周波数測定装置２に周波数データ６を供給して周波数変換部１０の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように調整するとともに、周波数測定データ７に基づいて、被測定信号５の公称周波数（例えば４０ＭＨｚ）に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する。検査装置３は、例えば、被測定物（ＤＵＴ）４が水晶発振器であれば、水晶発振器の出力信号の公称周波数に対する周波数誤差が所定値（例えば１０ｐｐｂ）以下であれば合格、所定値よりも大きければ不合格と判定する。
【００５２】
図２は、本実施形態における周波数変換部１０の構成について説明するための図である。
【００５３】
本実施形態における周波数変換部１０は、周波数設定部１００、アドレス演算部１１０、波形メモリー１２０、Ｄ／Ａ変換器１３０、ローパスフィルター１４０、逓倍回路１５０及びスイッチ１６０を含むＤＤＳとして構成されている。
【００５４】
周波数設定部１００は、検査装置３からの周波数データ６に基づいて加算値データ１０２を生成する。
【００５５】
アドレス演算部１１０は、クロック信号１６２に同期して加算値データ１０２を順次加算することにより位相角データを計算する。具体的には、アドレス演算部１１０は、前回の位相角データに加算値データ１０２を加算して今回の位相角データを計算し、位相角データに相当するアドレス１１２を生成する。アドレス演算部１１０は、加算値データ１０２の加算処理を繰り返すｐビットのアキュムレーターにより実現することができ、アキュムレーターの出力がアドレス１１２になる。
【００５６】
波形メモリー１２０には、波形パターン（例えば正弦波）の位相角と振幅値の対応関係が記憶されている。具体的には、波形メモリー１２０には１周期分の波形パターンを一定の時間間隔（１周期／２ｐ）でサンプリングした２ｐ個の点の振幅値データがアドレス順に記憶されており、アドレス１１２で指定される領域に記憶されている振幅値データ１２２が波形メモリー１２０から出力される。
【００５７】
Ｄ／Ａ変換器１３０は、波形メモリー１２０が出力する振幅値データ１２２をＤ／Ａ変換する。Ｄ／Ａ変換器１３０の出力信号１３２は、クロック信号１６２の周期毎に階段状に変化する波形であるため、ローパスフィルター１４０で平滑化される。
【００５８】
なお、アドレス演算部１１０、波形メモリー１２０及びＤ／Ａ変換器１３０は、それぞれ本発明における位相角計算部、波形記憶部及びＤ／Ａ変換部に相当する。
【００５９】
サンプリング定理より、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数は、理論上、クロック信号１６２の周波数の１／２が上限である。しかし、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の高調波成分による劣化を考慮すると、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数の上限は、実際には、クロック信号１６２の周波数の１／３程度〜１／４になる。
【００６０】
従って、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍以上であればクロック信号１６２として被測定信号５を使用することができるが、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低ければクロック信号１６２として被測定信号５をそのまま使用することができない。
【００６１】
そこで、本実施形態の周波数変換部（ＤＤＳ）１０には、逓倍回路１５０及びスイッチ回路１６０が設けられており、周波数設定部１００は、周波数データ６に基づいて逓倍制御信号１０４及びスイッチ制御信号１０６を生成して逓倍回路１５０及びスイッチ回路１６０の動作を制御する。具体的には、逓倍回路１５０は、逓培制御信号１０４により指定される逓倍数で被測定信号５の周波数を逓倍して出力し、スイッチ回路１６０は、スイッチ制御信号１０６に従い、クロック信号１６２として被測定信号５又は逓倍回路の出力信号１５２を選択する。
【００６２】
例えば、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば被測定信号５がクロック信号１６２として選択され、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満であれば逓倍回路１５０により被測定信号５の周波数が４０ＭＨｚ以上に逓倍され、逓倍された信号１５２がクロック信号１６２として選択される。
【００６３】
以上の構成により、加算値データ１０２をＮ、逓倍数をＭとすると、周波数変換部１０（ＤＤＳ）は、被測定信号５の周波数のＮ×Ｍ／２ｐ倍の周波数の信号１２を出力する。
【００６４】
本実施形態の周波数測定装置２では、周波数変換部１０（ＤＤＳ）の出力信号１２の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近になるように、周波数データ６が設定される。従って、例えば、波形メモリー１２０に記憶されている振幅値データの数が２３２個（すなわち、ｐ＝３２）である場合、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚであれば、Ｎ×Ｍ／２ｐ≒１０．０１／４０なので、周波数データ６により例えばＮ＝１０７４８１５５６６、Ｍ＝１に調整される。また、例えば、被測定信号５の公称周波数が２０ＭＨｚであれば、Ｎ×Ｍ／２ｐ≒１０．０１／２０なので、周波数データ６により例えばＮ＝１０７４８１５５６６、Ｍ＝２に調整される。
【００６５】
以上説明したように、本実施形態では、第１のフィルター部２０の通過帯域を非常に狭帯域にすることができるため、周波数変換部１０（ＤＤＳ）で広帯域に発生するスプリアス等のノイズを非常に効果的に減衰させることができる。そして、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）が１０ＭＨｚに固定されるので、従来構成と異なり、基準クロック信号６２の劣化が生じない。すなわち、周波数精度の高い基準クロック信号６２を使用することができる。従って、本実施形態の周波数測定装置は、従来構成と比較してノイズによる信号の劣化を低減させることができる構成であり、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００６６】
また、本実施形態では、被測定信号５を常に第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に変換するので、被測定信号５の周波数が高い場合（例えば、４０ＭＨｚ）でも、基準クロック信号６２の周波数（第２周波数）が１０ＭＨｚに固定されているので、高い分解能で周波数を測定することができる。
【００６７】
さらに、本実施形態では、波形整形回路５００により波形整形された信号５０２を対象に周波数を測定するので、周波数測定の分解能を向上させることができる。
【００６８】
なお、周波数変換部１０（ＤＤＳ）は、周波数データ６により設定される周波数比率によってスプリアスノイズが発生する周波数が異なる。そのため、第１周波数が１０．０１ＭＨｚになるように周波数変換部１０（ＤＤＳ）を調整すると、通過帯域内にスプリアスノイズが発生する可能性もある。その場合は、第１周波数が９．９９ＭＨｚになるように周波数変換部１０（ＤＤＳ）を調整してもよい。すなわち、第２周波数（１０ＭＨｚ）との差が等しい２つの周波数（１０．０１ＭＨｚ又は９．９９ＭＨｚ）の各々を第１周波数とした時に周波数測定の分解能が高くなる方の周波数を第１周波数として選択するようにしてもよい。どちらの周波数を選択してもミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数は変わらない（１０ｋＨｚ付近になる）ため、図１の構成を変更する必要がない。
【００６９】
２．第２実施形態
第１実施形態によれば、前記の通り、第１のフィルター部２０（バンドパスフィルター）の通過帯域を非常に狭帯域にすることができるので、周波数変換部１０の内部で発生した帯域外のノイズ成分を効果的に減衰させることができる。このような通過帯域の狭いバンドパスフィルターは一般的に共振回路を用いて実現される。
【００７０】
図３に、共振回路を用いた一般的な２ポールのバンドパスフィルター（中心周波数１０．０１ＭＨｚ）の伝送特性及び反射特性を示す。図３において、Ｇ１及びＧ２が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。
【００７１】
図３に示すように、通過帯域外の信号はほとんど全反射する。すなわち、ミキサー３０の入力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれていないため、ノイズ成分が増加する可能性がある。同様に、ミキサー３０の出力についてもインピーダンスマッチングがとれていなければノイズ成分が増加する可能性がある。その結果、被測定信号５の周波数によっては第２のフィルター部４０の出力信号４２が劣化し、周波数測定装置２による周波数測定の分解能が低下する可能性がある。
【００７２】
そこで、第２実施形態では、ミキサー３０の入力及び出力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれるような構成にしている。図４に、第２実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す。
【００７３】
図４に示すように、第２実施形態の周波数測定装置２では、第１のフィルター部２０は、コイル２０２とコンデンサー２０４が直列接続された直列共振回路２００、コイル２１２とコンデンサー２１４が並列接続された並列共振回路２１０及び５０Ωの終端抵抗２２０により構成されている。
【００７４】
直列共振回路２００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル２０２のインダクタンスとコンデンサー２０４の容量が決められている。すなわち、直列共振回路２００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最小になる。
【００７５】
並列共振回路２１０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル２１２のインダクタンスとコンデンサー２１４の容量が決められている。すなわち、並列共振回路２１０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最大になる。
【００７６】
従って、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号は直列共振回路２００を通過し、並列共振回路２１０の影響をほとんど受けずにミキサー３０に入力される。一方、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号は直列共振回路２００を通過すると大きく減衰し、さらに並列共振回路２１０及び終端抵抗２２０を通過してグランドに到達する。そのため、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号はミキサー３０にほとんど入力されない。すなわち、第１のフィルター部２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近を中心周波数とするバンドパスフィルターとして機能する。
【００７７】
図５に、第２実施形態における第１のフィルター部２０の伝送特性及び反射特性を示す。図５において、Ｇ３及びＧ４が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。図５に示すように、広帯域にわたりほとんど反射が起こらない。ミキサー３０から見ると、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に対しては周波数変換部１０が内部に有する５０Ωの終端抵抗（図示しない）で終端され、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗２２０で終端されているので、広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれている。
【００７８】
図４に示すように、第２実施形態の周波数測定装置２では、さらに、第２のフィルター部４０は、コイル４０２とコンデンサー４０４が直列接続された直列共振回路４００、５０Ωの終端抵抗４１０、コイル４２２とコンデンサー４２４が並列接続された並列共振回路４２０、５０Ωの終端抵抗４３０及びフィルター４５０により構成されている。
【００７９】
直列共振回路４００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル４０２のインダクタンスとコンデンサー４０４の容量が決められている。すなわち、直列共振回路４００は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最小になる。
【００８０】
並列共振回路４２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数が共振周波数になるようにコイル４２２のインダクタンスとコンデンサー４２４の容量が決められている。すなわち、並列共振回路４２０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数でインピーダンスが最大になる。
【００８１】
従って、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号は並列共振回路４２０を通過できず、直列共振回路４００及び終端抵抗４１０を通過してグランドに到達する。一方、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号は直列共振回路４００の影響をほとんど受けずに並列共振回路４２０を通過してフィルター４５０に入力される。
【００８２】
すなわち、直列共振回路４００、終端抵抗４１０、並列共振回路４２０を含む回路４４０は、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近を中心周波数とするバンドエリミネーションフィルターとして機能する。ミキサー３０の出力信号３２に含まれる和信号は他のノイズと比較して圧倒的にパワーが大きいが、バンドエリミネーションフィルター回路４４０により積極的に除去することができる。
【００８３】
図６に、バンドエリミネーションフィルター回路４４０の伝送特性及び反射特性を示す。図６において、Ｇ５及びＧ６が伝送特性及び反射特性をそれぞれ示す。図６に示すように、広帯域にわたりほとんど反射が起こらない。ミキサー３０から見ると、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）付近の周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗４１０で終端され、第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）と第２周波数（１０ＭＨｚ）の和の周波数（２０．０１ＭＨｚ）から離れた周波数の信号に対しては５０Ωの終端抵抗４３０で終端されているので、広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれている。
【００８４】
フィルター４５０は、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号を通過させるバンドパスフィルター（ＢＦＰ）又はローパスフィルター（ＬＰＦ）として構成される。第２のフィルター部４０の出力信号４２の劣化をさらに抑えるためにはフィルター４５０はバンドパスフィルターとして構成するのが望ましい。
【００８５】
差信号の周波数は１０ｋＨｚ程度であるので、フィルター４５０は特性の良いアクティブフィルターにより構成することができる。なお、アクティブフィルターの入力インピーダンスは５０Ωに対して十分大きいので終端抵抗４３０はフィルター４５０の動作に影響しない。
【００８６】
第２実施形態におけるその他の構成については、図１に示した第１実施形態と同じ構成であるため同じ符号を付しており、その説明を省略する。
【００８７】
このように、第２実施形態では、ミキサー３０の入出力が広帯域にわたってインピーダンスマッチングがとれており、ミキサー３０の入出力において反射が起こらないため、第２のフィルター部４０の出力信号４２のノイズによる劣化を低減させることができる。従って、第２実施形態によれば、より高い分解能の周波数測定が可能になる。
【００８８】
３．第３実施形態
第１実施形態では、前記の通り、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍以上であればクロック信号１６２として被測定信号５を使用することができるが、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低ければクロック信号１６２として被測定信号５をそのまま使用することができない。そのため、被測定信号５の周波数が第１周波数（１０．０１ＭＨｚ）の３〜４倍よりも低い場合は、逓倍回路１５０により被測定信号５の周波数を逓倍した信号１５２がクロック信号１６２として使用される。しかし、逓倍回路１５０は、一般的にＰＬＬ（Phase Locked Loop）で実現されるため、逓倍回路１５０の出力信号１５２は、位相ノイズが大きく、被測定信号５と比較してかなり劣化する。従って、第１実施形態では、被測定信号５の周波数が低い場合には周波数測定の分解能が低下する可能性がある。
【００８９】
そこで、第３実施形態では、被測定信号５の公称周波数に応じて第１周波数の切り替えが可能な構成にしている。図７に、第３実施形態の周波数測定装置及び検査システムの構成を示す。
【００９０】
図７に示すように、第３実施形態の周波数測定装置２では、第１実施形態に対して基準信号出力部７０が新たに追加されている。
【００９１】
基準信号出力部７０は、分周回路７００及びスイッチ７１０、７２０を含む。本実施形態では、分周回路７００の分周比は４であり、分周回路７００は、ＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号を４分周した２．５ＭＨｚの分周クロック信号を出力する。
【００９２】
基準信号出力部７０は、スイッチ７１０、７２０により、ＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号又は分周回路７００が出力する２．５ＭＨｚの分周クロック信号のいずれかを選択して基準クロック信号６２として出力する。
【００９３】
また、図７に示すように、第３実施形態の周波数測定装置２では、第１のフィルター部２０は、２つのバンドパスフィルター２３０、２４０及びスイッチ２５０、２６０を含む。バンドパスフィルター２４０の中心周波数はバンドパスフィルター２３０の中心周波数よりも低く、バンドパスフィルター２３０の中心周波数とバンドパスフィルター２４０の中心周波数の比は分周回路７００の分周比とほぼ等しい。本実施形態では、バンドパスフィルター２３０の中心周波数は１０．０１ＭＨｚであり、バンドパスフィルター２４０の中心周波数は２．５１ＭＨｚである。なお、バンドパスフィルター２３０、２４０は、それぞれ本発明における第１のバンドパスフィルター及び第２のバンドパスフィルターに相当する。
【００９４】
第１のフィルター部２０は、スイッチ２５０、２６０により、バンドパスフィルター２３０、２４０のいずれかを選択し、周波数変換部１０の出力信号１２に対してフィルター処理を行う。
【００９５】
第３実施形態の周波数測定装置２では、周波数変換部１０は、被測定信号５の公称周波数に応じて、分周回路７００の分周比と等しい周波数比率の２つの異なる周波数のいずれかを第１周波数として選択する。この第１周波数の選択は、周波数データ６の設定値を変更することにより行うことができる。
【００９６】
本実施形態では、ＯＣＸＯ６０が出力するクロック信号の周波数は１０ＭＨｚであり、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択され、４０ＭＨｚ未満であれば第１周波数として２．５１ＭＨｚが選択されるように周波数データ６の設定値を変更する。
【００９７】
そして、基準信号出力部７０は、周波数変換部１０により、第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択される場合はＯＣＸＯ６０が出力する１０ＭＨｚのクロック信号を選択し、第１周波数として２．５ＭＨｚが選択される場合は分周回路７００が出力する２．５ＭＨｚの分周クロック信号を選択し、基準クロック６２として出力する。
【００９８】
また、第１のフィルター部２０は、周波数変換部１０により、第１周波数として１０．０１ＭＨｚが選択される場合はバンドパスフィルター２３０の出力信号を選択し、第１周波数として２．５ＭＨｚが選択される場合はバンドパスフィルター２４０の出力信号を選択し、ミキサー３０に供給する。
【００９９】
すなわち、第３実施形態では、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ以上であれば、第１実施形態と同じく、１０．０１ＭＨｚ付近の周波数の信号２２と１０ＭＨｚの基準クロック信号６２がミキサー３０に入力されるが、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満であれば、２．５１ＭＨｚの信号２２と２．５ＭＨｚの基準クロック信号６２がミキサー３０に入力される。いずれの場合でも、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数は１０ｋＨｚ付近であり、第２のフィルター部４０は第１実施形態又は第２実施形態と同様の構成とすることができる。
【０１００】
なお、バンドパスフィルター２３０、２４０は、それぞれ図４に示した第２実施形態における第１のフィルター部２０と同様の構成にすることもできる。
【０１０１】
第３実施形態におけるその他の構成については、図１に示した第１実施形態と同じ構成であるため同じ符号を付しており、その説明を省略する。
【０１０２】
第３実施形態によれば、被測定信号５の公称周波数が４０ＭＨｚ未満の場合でも、被測定信号５は周波数変換部１０により２．５ＭＨｚの信号に変換され、第１のフィルター部２０においてバンドパスフィルター２４０（通過帯域：２．５ＭＨｚ±１ｋＨｚ）が選択され、第１周波数として分周クロック信号（２．５１ＭＨｚ）が選択されるので、周波数を測定することができる。その場合でも、分周回路７００により作られる分周クロック信号は劣化が少ないので、高い分解能の周波数測定を実現することができる。
【０１０３】
なお、汎用性を向上させるために、被測定信号５の公称周波数に応じて周波数データ６の設定を細かいステップで変更することにより、周波数変換部１０がより多くの周波数から第１周波数を選択可能な構成にすることもできる。その場合、第１のフィルター部２０を第１周波数に応じて中心周波数を可変に設定可能なバンドパスフィルターとして構成し、基準信号出力部７０の分周回路７００を第１周波数に応じて分周比を可変に設定可能な構成にし、ミキサー３０の出力信号３２に含まれる差信号の周波数（第２周波数）が一定周波数になるように構成すればよい。
【０１０４】
４．周波数測定装置の性能
図８に、本実施形態の周波数測定装置の性能の一例を示す。図８において、グラフＧ９及びＧ１０は、２つの周波数測定装置２（周波数測定装置Ａ及び周波数測定装置Ｂ）の限界性能をそれぞれ示している。
【０１０５】
参考として、グラフＧ７及びＧ８は、周波数測定装置Ａ及び周波数測定装置Ｂにそれぞれ含まれる２つのカウンター５１０（カウンターＡ及びカウンターＢ）を使用して被測定信号５の周波数をそれぞれ直接測定した場合の特性を示している。
【０１０６】
本実施形態では、被測定信号５の周波数がミキサー３０により１／１０００のオーダーの周波数にダウンコンバートされた後、カウンター５１０（レシプロカルカウンター）により周波数が測定される。そのため、グラフＧ７とＧ９、Ｇ８とＧ１０をそれぞれ比較すれば明らかなように、ゲートタイムが同じであれば、ダウンコンバートの効果により理論的には直接測定に対して１／１０００のオーダーで分解能を小さくすることができる。
【０１０７】
しかし、周波数変換部１０（ＤＤＳ）により発生するスプリアスノイズの影響等により、図８において斜線で示した領域Ａ１は正確な周波数測定が行えないため、実際には直接測定に対して１／１０〜１／１００のオーダーの分解能になる。それでも、図８に示すように、ゲートタイムを１０ｍｓに設定しても１ｐｐｂの高分解能を達成することができる。
【０１０８】
このように、本実施形態の周波数測定装置によれば、簡易な構成でありながら水晶発振器のディップ検査にも使用することができるほど高速・高分解能の周波数測定を実現することができる。
【０１０９】
なお、本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【０１１０】
本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。
【符号の説明】
【０１１１】
１ 検査システム、２ 周波数測定装置、３ 検査装置、４ 被測定物、５ 被測定信号、６ 周波数データ、７ 周波数測定データ、１０ 周波数変換部、２０ 第１のフィルター部、３０ ミキサー、４０ 第２のフィルター部、５０ 周波数測定部、６０ ＯＣＸＯ、６２ 基準クロック信号、７０ 基準信号出力部、１００ 周波数設定部、１１０ アドレス演算部、１２０ 波形メモリー、１３０ Ｄ／Ａ変換器、１４０ ローパスフィルター、１５０ 逓倍回路、１６０ スイッチ、２００ 直列共振回路、２０２ コイル、２０４ コンデンサー、２１０ 並列共振回路、２１２ コイル、２１４ コンデンサー、２２０ 終端抵抗、２３０ バンドパスフィルター、２４０ バンドパスフィルター、２５０ スイッチ、２６０ スイッチ、４００ 直列共振回路、４０２ コイル、４０４ コンデンサー、４１０ 終端抵抗、４２０ 並列共振回路、４２２ コイル、４２４ コンデンサー、４３０ 終端抵抗、４５０ フィルター、５００ 波形整形回路、５１０ カウンター、７００ 分周回路、７１０ スイッチ、７２０ スイッチ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定信号が入力され、公称周波数に対する当該被測定信号の周波数誤差を測定する周波数測定装置であって、
前記被測定信号を第１周波数付近の周波数を有する信号に変換して出力する周波数変換部と、
前記第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のフィルター部と、
前記第１のフィルター部の出力信号と第２周波数の基準クロック信号を混合するミキサーと、
前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、前記ミキサーの出力信号が入力される第２のフィルター部と、
前記第２のフィルター部の出力信号の周波数を測定する周波数測定部と、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記周波数変換部は、
波形パターンの位相角と振幅値の対応関係が記憶され、入力された位相角データに対応する振幅値データを出力する波形記憶部と、クロック信号に同期して所定値を順次加算することにより前記位相角データを計算する位相角計算部と、前記波形記憶部が出力する振幅値データをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換部と、を含むダイレクトディジタルシンセサイザーとして構成され、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザーの前記クロック信号として前記被測定信号が供給されることを特徴とする周波数測定装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記周波数測定部は、
前記第２のフィルター部の出力信号の波形を整形する波形整形回路と、前記波形整形回路により波形整形された信号の所定周期の時間をカウントするカウンターと、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかにおいて、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路と直列に接続された終端回路と、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記第２のフィルター部は、
前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路と直列に接続された終端回路と、前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路の出力に接続され、前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有するフィルターと、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記第２のフィルター部は、
前記並列共振回路の出力に接続された終端回路をさらに含み、バンドパス特性又はローパス特性を有する前記フィルターがアクティブフィルターとして構成されていることを特徴とする周波数測定装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
入力されたクロック信号又は当該クロック信号を所定の分周比で分周した分周クロック信号のいずれかを選択して前記基準クロック信号として出力する基準信号出力部を含み、
前記周波数変換部は、
前記公称周波数に応じて、周波数比率が前記分周比と略等しい２つの異なる周波数のいずれかを前記第１周波数として選択し、
前記基準信号出力部は、
前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記クロック信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記分周クロック信号を選択し、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のバンドパスフィルターと、前記周波数変換部の出力信号が入力され、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数よりも低い中心周波数の第２のバンドパスフィルターと、を含み、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数と前記第２のバンドパスフィルターの中心周波数の比は前記分周比と略等しく、前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記第１のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記第２のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記ミキサーに供給することを特徴とする周波数測定装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載の周波数測定装置と、
前記公称周波数に応じて前記周波数データを調整するとともに、前記周波数測定装置の出力信号に基づいて前記被測定信号の前記公称周波数に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する検査装置と、を含むことを特徴とする検査システム。
【請求項１】
被測定信号が入力され、公称周波数に対する当該被測定信号の周波数誤差を測定する周波数測定装置であって、
前記被測定信号を第１周波数付近の周波数を有する信号に変換して出力する周波数変換部と、
前記第１周波数付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性を有し、前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のフィルター部と、
前記第１のフィルター部の出力信号と第２周波数の基準クロック信号を混合するミキサーと、
前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるとともに、前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数が阻止帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有し、前記ミキサーの出力信号が入力される第２のフィルター部と、
前記第２のフィルター部の出力信号の周波数を測定する周波数測定部と、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記周波数変換部は、
波形パターンの位相角と振幅値の対応関係が記憶され、入力された位相角データに対応する振幅値データを出力する波形記憶部と、クロック信号に同期して所定値を順次加算することにより前記位相角データを計算する位相角計算部と、前記波形記憶部が出力する振幅値データをＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換部と、を含むダイレクトディジタルシンセサイザーとして構成され、
前記ダイレクトディジタルシンセサイザーの前記クロック信号として前記被測定信号が供給されることを特徴とする周波数測定装置。
【請求項３】
請求項１又は２において、
前記周波数測定部は、
前記第２のフィルター部の出力信号の波形を整形する波形整形回路と、前記波形整形回路により波形整形された信号の所定周期の時間をカウントするカウンターと、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかにおいて、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路の出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路と直列に接続された終端回路と、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記第２のフィルター部は、
前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である直列共振回路と、当該直列共振回路と直列に接続された終端回路と、前記ミキサーの出力に接続され、共振周波数が前記第１周波数と前記第２周波数の和付近の周波数である並列共振回路と、当該並列共振回路の出力に接続され、前記第１周波数と前記第２周波数の差付近の周波数が通過帯域に含まれるバンドパス特性又はローパス特性を有するフィルターと、を含むことを特徴とする周波数測定装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記第２のフィルター部は、
前記並列共振回路の出力に接続された終端回路をさらに含み、バンドパス特性又はローパス特性を有する前記フィルターがアクティブフィルターとして構成されていることを特徴とする周波数測定装置。
【請求項７】
請求項１乃至６のいずれかにおいて、
入力されたクロック信号又は当該クロック信号を所定の分周比で分周した分周クロック信号のいずれかを選択して前記基準クロック信号として出力する基準信号出力部を含み、
前記周波数変換部は、
前記公称周波数に応じて、周波数比率が前記分周比と略等しい２つの異なる周波数のいずれかを前記第１周波数として選択し、
前記基準信号出力部は、
前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記クロック信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記分周クロック信号を選択し、
前記第１のフィルター部は、
前記周波数変換部の出力信号が入力される第１のバンドパスフィルターと、前記周波数変換部の出力信号が入力され、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数よりも低い中心周波数の第２のバンドパスフィルターと、を含み、前記第１のバンドパスフィルターの中心周波数と前記第２のバンドパスフィルターの中心周波数の比は前記分周比と略等しく、前記周波数変換部により、前記第１周波数として高い方の周波数が選択される場合は前記第１のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記第１周波数として低い方の周波数が選択される場合は前記第２のバンドパスフィルターの出力信号を選択し、前記ミキサーに供給することを特徴とする周波数測定装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載の周波数測定装置と、
前記公称周波数に応じて前記周波数データを調整するとともに、前記周波数測定装置の出力信号に基づいて前記被測定信号の前記公称周波数に対する周波数誤差が仕様を満たすか否かを判定する検査装置と、を含むことを特徴とする検査システム。
【図１】
【図２】
【図４】
【図７】
【図９】
【図３】
【図５】
【図６】
【図８】
【図２】
【図４】
【図７】
【図９】
【図３】
【図５】
【図６】
【図８】
【公開番号】特開２０１０−１９０８３６（Ｐ２０１０−１９０８３６Ａ）
【公開日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−３７８２３（Ｐ２００９−３７８２３）
【出願日】平成２１年２月２０日（２００９．２．２０）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年９月２日（２０１０．９．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年２月２０日（２００９．２．２０）
【出願人】（０００００３１０４）エプソントヨコム株式会社 (1,528)
【Ｆターム（参考）】
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