回転検出装置及び回転検出システム
【課題】エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【解決手段】モータ２に対し、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧を重畳して印加する。モータ２の第１相コイルＬ１にはコンデンサＣ１が並列接続されており、これによりモータ回路のインピーダンスはモータ２の回転に伴って周期的に変化し、その変化がモータ２に流れる電流の交流成分の振幅変化として現れる。また、重畳部５からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制してより多くの交流電流がモータ２へ流れるようにするために、ＬＣ並列共振回路８が設けられている。信号処理部２２は、電流検出部２１にて検出された電流に含まれる交流成分に基づき、回転パルスＳｐを生成する。そしてこの回転パルスＳｐに基づき、回転角検出部７がモータ２の回転角を検出する。
【解決手段】モータ２に対し、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧を重畳して印加する。モータ２の第１相コイルＬ１にはコンデンサＣ１が並列接続されており、これによりモータ回路のインピーダンスはモータ２の回転に伴って周期的に変化し、その変化がモータ２に流れる電流の交流成分の振幅変化として現れる。また、重畳部５からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制してより多くの交流電流がモータ２へ流れるようにするために、ＬＣ並列共振回路８が設けられている。信号処理部２２は、電流検出部２１にて検出された電流に含まれる交流成分に基づき、回転パルスＳｐを生成する。そしてこの回転パルスＳｐに基づき、回転角検出部７がモータ２の回転角を検出する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置を備えた回転検出システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシ付きの直流モータ（以下単に「直流モータ」という）は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。
【０００３】
直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。
【０００４】
しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。
【０００５】
ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。
【０００６】
また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−１１１４６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。
【００１０】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。
【００１２】
そして、当該回転検出装置は、上記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。
【００１３】
このように構成された回転検出システムでは、検出対象の直流モータに対し、駆動用の直流電圧とは別に、交流重畳手段によって交流電圧を印加可能に構成されている。直流モータの駆動は、周知の通り、直流電源からの直流電力によって行われるものであるため、交流重畳手段から交流電圧を印加したとしても、その交流電圧は、直流モータのトルクに影響を与えない。
【００１４】
一方、直流モータは、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化するよう構成されていることから、直流モータに流れる電流のうち、交流重畳手段からの交流電圧印加による交流成分（交流電流）の振幅は、直流モータの回転に伴って（即ちインピーダンスの周期的変化に伴って）周期的に変化する。そのため、その交流電流に関する電気量を検出すれば、その電気量に基づいて（例えばその電気量が示す交流成分の振幅の変化に基づいて）、直流モータの回転状態を検出することが可能となるのである。なお、電気量としては、例えば、電流、電圧、又は電力などが考えられる。
【００１５】
また、交流重畳手段からの交流電圧は直流モータのトルクに影響を与えないことから、直流モータの状態（加・減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。
【００１６】
これにより、例えば制動の際に直流モータへの直流電圧が遮断されても、交流電圧を印加し続けることにより、減速〜停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、交流電圧を印加させ続けることで、直流モータの回転状態を検出でき、例えば何らかの外力を受けて所定量回転したとしても、これを確実に検出することができる。
【００１７】
ところで、交流重畳手段から供給される交流電流に関する電気量に基づいて回転状態を検出するよう構成された本発明の回転検出装置において、回転状態の検出を精度良く行うためには、交流重畳手段から出力される交流電流の多くが（理想的には全てが）直流モータに流れるのが望ましい。
【００１８】
しかし実際には、直流モータに対しては交流重畳部からの交流電圧だけでなく少なくとも直流電源からの直流電圧も印加可能に構成されているため、交流重畳部から出力される交流電流の経路としては、直流モータ側に流れる経路の他に、直流モータ側以外（例えば直流電源側）に向かう経路も存在する。そのため、交流重畳部から出力される交流電流は、全てが直流モータに流れず、その一部がその直流モータ側以外に向かう経路へ分流してしまう。
【００１９】
そこで本発明では、分流抑制手段を設けることにより、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外の他の経路に分流するのを抑制止している。
従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、仮に制動時に直流電源からの直流電圧が０になったとしても、交流電圧を印加し続けることにより、減速時〜停止時にかけても回転状態を確実に検出することができる。しかも、回転状態の検出は交流重畳手段から供給されて直流モータに流れる交流電流に基づいて行われるため、直流電流に影響を与えることなく（即ちモータのトルクに影響を与えることなく）検出を行うことができる。
【００２０】
そのため、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することが可能となる。
【００２１】
また、分流抑制手段を備えていることにより、交流重畳手段から出力される交流電流が直流モータ側以外の経路に分流するのが抑制され、より多くの交流電流が直流モータへ流れるように構成されている。そのため、通電検出手段にて検出される検出結果（電気量）の品質を高品質に維持することができ、回転状態の検出精度の高い回転検出装置の提供が可能となる。
【００２２】
次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、直流電源から直流モータへの通電経路に配置されており、交流重畳手段は、通電経路における、直流モータと分流抑制手段の間に接続されて交流電圧を印加するよう構成されている。
【００２３】
このように構成された請求項２に記載の回転検出装置によれば、印加部位から直流モータ以外へ分流する交流電流を抑制することができ、より多くの交流電流を直流モータに流すことができる。
【００２４】
ここで、分流抑制手段の具体的構成は種々考えられ、例えば、請求項３に記載のように、所定の阻止帯域の電流の通過を阻止できるように構成してもよいし、また例えば、請求項７に記載のように、インダクタンス素子を設けるというごく簡素な構成としてもよい。
【００２５】
即ち、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、交流重畳手段にて印加される交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている。なお、ここでいう阻止とは、必ずしも、その帯域（阻止帯域）の電流の通過を完全に遮断することのみを意味しているものではなく、もちろんそれ（完全な遮断）も含めて、少なくとも、当該分流抑制手段がない場合に比べればその通過を十分に低減できる、という意味合いである。
【００２６】
このように構成された請求項３に記載の回転検出装置によれば、交流重畳手段から出力される交流電流のうち、その周波数成分の一部又は全てが直流モータ側以外の経路に分流するのを抑制することができる。
【００２７】
そして、より具体的な構成例としては、例えば請求項４に記載の並列共振回路や、例えば請求項５に記載の帯域阻止フィルタ回路などが考えられる。
即ち、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が上記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である。
【００２８】
また、請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、上記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である。
【００２９】
分流抑制手段をこのように並列共振回路や帯域阻止フィルタ回路にて構成することで、分流抑制手段を簡易的な回路構成で実現でき、且つ、阻止帯域の電流の通過を確実に阻止することができる。
【００３０】
そして、請求項６に記載の発明は、請求項３〜請求項５の何れか１項に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、分流抑制手段は、阻止帯域としてその正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されている。そして、回転状態検出手段は、正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、通電検出手段により検出された電気量から、その通過帯域の交流成分を通過させると共にその通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、この帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
【００３１】
正弦波電圧は、一般に、その周波数成分としてはほぼ全てが基本波周波数成分であって、高調波成分の存在は無視し得る程度である。そのため、その正弦波電圧の周波数（基本波周波数）を分流抑制手段にて抑制可能とすることで、交流重畳手段から出力される交流電流（この場合は正弦波電流）の分流を抑制することができる。
【００３２】
そして、回転状態検出手段において、帯域通過フィルタ回路を用いてその正弦波電圧の周波数（基本波周波数）の交流成分を通過させることで、必要な周波数の交流成分は通過させて不要な周波数成分を阻止することができ、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）の高い交流成分の通過（抽出）が可能となる。そのため、そのＳ／Ｎの高い交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。
【００３３】
一方、請求項７に記載の発明は、請求項２に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、インダクタンス素子である。
インダクタンス素子は、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。
【００３４】
そのため、インダクタンス素子で構成するというごく簡素且つ安価な構成でありながら、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ側以外に分流するのを抑制することができる。
【００３５】
そして、分流抑制手段が上記のようにインダクタンス素子で構成されている場合には、交流重畳手段や回転状態検出手段は、例えば請求項８に記載のように構成すると効果的である。
【００３６】
即ち、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも１つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されている。そして、回転状態検出手段は、歪波電圧の基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、通電検出手段により検出された電気量から、上記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、この高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
【００３７】
歪波電圧は、基本波成分以外に高調波成分を有しており、全体としてそのエネルギー（周波数スペクトル）は基本波周波数以上の広い帯域に分布している。これに対し、分流抑制手段を構成するインダクタンス素子は、上述の通り、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなって通過しにくくなる。そのため、交流重畳手段から出力される交流電流（高調波を含む電流）がモータ側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる。
【００３８】
そして、回転状態検出手段において、高域通過フィルタ回路を用いてその歪波電圧の基本波周波数以上の交流成分を通過させることで、より大きなエネルギーの交流成分を抽出することが可能となる。そのため、そのエネルギーの大きい交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。
【００３９】
次に、請求項９に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、を備えた回転検出システムである。
【００４０】
直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。
【００４１】
回転検出装置は、一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。
【００４２】
この回転検出システムによれば、直流モータの回転状態を検出するための回転検出装置として、上述した請求項１〜請求項８の何れかに記載の構成のものを備えているため、上述した各請求項１〜８と同様の効果を得ることができる。
【００４３】
そして、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項１０や請求項１１に記載の構成が挙げられる。
【００４４】
即ち、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の回転検出システムであって、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、この電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子を介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。
【００４５】
また、請求項１１に記載の発明は、請求項９に記載の回転検出システムであって、直流モータは、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、回転に伴って上記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。
【００４６】
請求項１０に記載の回転検出システムにおける直流モータは、整流子片間の静電容量値に差を持たせることで、回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されており、一方、請求項１１に記載の回転検出システムにおける直流モータは、回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するように構成されており、これにより回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されている。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】第１実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図２】第１実施形態のモータに印加される電圧（交流重畳電圧）の波形を表す図である。
【図３】第１実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。
【図４】第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。
【図５】第１実施形態の回転信号検出部の構成を表すブロック図である。
【図６】第１実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。
【図７】第１実施形態の回転検出システムの交流等価回路を表す回路図である。
【図８】ＬＣ並列共振回路のインピーダンスの周波数特性を表す説明図である。
【図９】停止制御時におけるモータ電流波形の一例を表す説明図である。
【図１０】信号処理部にて生成される回転パルスの一例を表す説明図である。
【図１１】第２実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図１２】第２実施形態の重畳部にて生成される交流（方形波）電圧及び重畳部から出力される交流電流を表す説明図である。
【図１３】第２実施形態の回転信号検出部の構成を表すブロック図である。
【図１４】第２実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。
【図１５】第３実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図１６】第３実施形態の回転検出システムの交流等価回路を表す回路図である。
【図１７】バンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）の構成を説明するための説明図である。
【図１８】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図１９】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２０】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２１】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２２】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２３】回転検出システムの他の実施例を表す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本発明が適用された実施形態の回転検出システムの概略構成を示す。図１に示すように、本実施形態の回転検出システム１は、直流モータ（以下単に「モータ」と称す）２の回転角を検出するための装置であり、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧を出力する直流電源３と、モータ２の回転角を検出するための交流電圧を出力する重畳部５と、モータ２に流れる電流（モータ電流）に基づいてモータ２の回転角に応じた信号（回転パルスＳｐ）を生成し出力する回転信号検出部６と、この回転信号検出部６から出力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する回転角検出部７と、重畳部５から出力される交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するためのＬＣ並列共振回路８と、を備えている。
【００４９】
直流電源３は、所定電圧値Ｖｂの直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ２に印加される（詳しくは各ブラシ１６，１７間に印加される）。この直流電源３の正極側からモータ２を経てグランドライン（グランド電位）に至る直流通電経路には、本実施形態の回転検出システム１における最も特徴的構成の１つであるＬＣ並列共振回路８が設けられているが、このＬＣ並列共振回路８については後述する。
【００５０】
重畳部５は、所定の周波数ｆ１の交流電圧を生成する交流電源４と、直流電源３から出力される直流電圧に交流電源４にて生成された交流電圧を重畳させてモータ２へ印加するためのカップリングコンデンサＣ１０と、を備えている。
【００５１】
交流電源４にて生成される交流電圧は、本実施形態では正弦波電圧である。そのため、重畳部５から出力される電圧は正弦波電圧となり、電流についても正弦波状の交流電流が出力される。
【００５２】
そのため、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧が重畳されてなる交流重畳電圧は、図２に示すように、直流電圧（Ｖｂ）に振幅Ｖｓで周波数ｆ１の交流電圧が重畳された、交直混在（脈流の一種）の電圧となる。そのため、この交流重畳電圧がモータ２に印加されることによってモータ２に流れる電流も、直流電流に交流電流が重畳された電流（交流重畳電流）となる（図４参照。詳細は後述。）
但し、モータ２は直流モータであるため、交流重畳電流のうち、モータ２の回転に寄与する（トルクを与えて回転駆動させる）成分は、直流電源３にて印加される直流電圧による直流成分であり、重畳部５から印加される交流電圧による交流成分は回転そのものには関与せず、トルクに影響を与えることもない。
【００５３】
重畳部５からの交流電圧は、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出するためにモータ２に印加されるのであり、回転信号検出部６は、後述するように、モータ２に流れる電流のうち交流成分に基づいて回転パルスＳｐを生成する。つまり、重畳部５は、モータ２を回転させるための電源としてではなく、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出する目的で設けられているのである。
【００５４】
また、重畳部５から出力される交流電圧は、直流電源３の正極側からモータ２を経てグランドラインに至る直流通電経路における、直流電源３の正極側からモータ２に至る経路、より詳しくはその経路に設けられたＬＣ並列共振回路８とモータ２の間の経路の印加部位Ｐに印加される。そのため、重畳部５から出力される交流電流は、印加部位Ｐを経てモータ２側へ流れることとなる。
【００５５】
なお、重畳部５から出力される交流電流の一部は、印加部位Ｐから直流電源３側にも分流する。但し本実施形態では、その分流を抑制するための分流抑制手段として、ＬＣ並列共振回路８が設けられており、これにより、直流電源３側への分流は最小限に抑えられている。
【００５６】
また、直流電源３からの直流電圧の出力、及び重畳部５からの交流電圧の出力は、それぞれ独立して制御することが可能に構成されている。本実施形態では、モータ２を回転させる際（起動〜定常回転時）は直流電源３からの直流電圧を印可させると共に重畳部５からの交流電圧も重畳して印加させる。一方、回転中のモータ２を停止（制動）させる際は、モータ２への直流電源３からの直流電圧を遮断し、重畳部５からの交流電圧の印加は継続させる。つまり、重畳部５からの交流電圧は、少なくともモータ２が回転している間はモータ２へ印加され続けるのである。
【００５７】
モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなる整流子１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。
【００５８】
即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及び整流子１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。
【００５９】
そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。
【００６０】
なお、本実施形態のモータ２は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。
【００６１】
更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。そのため、直流電源３からの直流電圧、重畳部５からの交流電圧、更にはこれら両者が重畳された交流重畳電圧は、各ブラシ１６，１７およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３及びコンデンサＣ１からなる回路（モータ回路）に印加される。
【００６２】
モータ２の各ブラシ間に上記交流電圧又は交流重畳電圧が印加されると、モータ回路には、交流電流、又は直流電流に交流電流が重畳された交流重畳電流（交流成分を含む電流）が流れる。
【００６３】
コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。
【００６４】
一方、重畳部５からみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ち整流子１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成され、モータ回路全体として、このコンデンサＣ１と、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、その共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。
【００６５】
つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。
【００６６】
これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。
【００６７】
図３（ａ）に、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図３（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。
【００６８】
状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。
【００６９】
この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスが高くなり、故に、モータ２に流れる電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の振幅は小さい。
【００７０】
状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。
【００７１】
この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでもモータ回路全体のインピーダンスは高く、故に、交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。
【００７２】
状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。
【００７３】
この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、モータ回路のインピーダンスは低くなる。
【００７４】
特に本実施形態では、モータ回路全体として並列共振回路が形成され、そのインピーダンスは並列共振特性を持つことになる。そのため、その共振周波数より高い周波数帯域では、周波数が高くなるほどコンデンサＣ１が支配的となってインピーダンスは低くなる。そのため、交流電流成分の振幅は大きくなる。
【００７５】
このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。但し状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。
【００７６】
なお、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。
【００７７】
状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。
【００７８】
この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。
【００７９】
この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。
【００８０】
そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。
【００８１】
つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。
【００８２】
図３（ｂ）に、各状態におけるモータ回路のインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、周波数ｆａで小さなピーク値（小さな共振点）が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。
【００８３】
これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆｂを中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆｃを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数ｆｃよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。
【００８４】
そのため、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１が、上記周波数ｆｃよりも高い所定の周波数となるように設定されている。
そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の変化、或いはモータ電流が流れる通電経路の電圧に含まれる交流成分（交流電圧成分）の変化として直接現れる。
【００８５】
図４は、回転中のモータ電流の一例を示す図である。図４に示すように、モータ電流は、直流電流成分に交流電流成分が重畳した波形となる。そして、交流電流成分に着目すると、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。即ち、モータ２が１８０°回転する間に、交流電流成分の振幅は二種類（二段階）に変化するのである。
【００８６】
そこで本実施形態では、回転信号検出部６が、モータ２の回転に伴う上記インピーダンスの変化によって生じる、モータ電流の交流電流成分の振幅変化に基づいて、回転パルスＳｐを生成する。そして、その回転パルスＳｐに基づき、回転角検出部７が、モータ２の回転角を検出する。
【００８７】
図５に、回転信号検出部６の具体的構成を示す。回転信号検出部６は、重畳部５から出力される交流電流を検出する電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出された交流電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２とを備えている。
【００８８】
電流検出部２１は、モータ電流が流れる通電経路（詳しくはグランド電位側のブラシ１７からグランドラインに至る通電経路）に配置された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号（本発明の電気量に相当）として信号処理部２２へ取り込まれる。
【００８９】
信号処理部２２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と、増幅部２４と、包絡線検波部２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、閾値設定部２７と、比較部２８と、を備えている。
【００９０】
ＢＰＦ２３は、図示のように一般的な構成のものであり、オペアンプ３０と、オペアンプ３０の出力端子と反転入力端子の間に接続された、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１１からなる並列回路と、オペアンプ３０の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ１２からなる直列回路と、により構成されている。
【００９１】
重畳部５から出力される交流電流の周波数成分は、図６の周波数スペクトルに示すように、基本的には、交流電源４にて生成される正弦波電圧の周波数（基本波周波数）ｆ１のみである。尚、厳密には基本波周波数ｆ１以外の高調波成分も含まれるが、そのレベルは基本波周波数ｆ１の成分に比べれば無視し得る程度であるため、本実施形態では考慮しないものとする。
【００９２】
そのため、ＢＰＦ２３は、図６に破線で示す通り、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の帯域幅（通過帯域）の信号が通過し、それ以外の帯域の信号の通過は阻止されるように構成されている。つまり、電流検出部２１にて検出された検出信号のうち、周波数ｆ１を中心とする所定の通過帯域の信号がＢＰＦ２３によって抽出され、後段の増幅部２４に入力される。
【００９３】
なお、ＢＰＦ２３の通過帯域は、必ずしもその中心周波数を交流電流の周波数ｆ１に一致させる必要はなく、多少のずれがあってもよい。但し、少なくとも、交流電流の周波数ｆ１が通過帯域内に含まれるようにするのが望ましい。
【００９４】
増幅部２４は、オペアンプ３１と、オペアンプ３１の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ４と、オペアンプ３１の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ５とを備え、非反転入力端子に入力される信号（ＢＰＦ２３からの検出信号）が所定の増幅率にて増幅される。
増幅部２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部２５にて包絡線検波される。この包絡線検波部２５は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ６と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１３とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、増幅部２４からの検出信号が入力される。
【００９５】
この包絡線検波部２５により、増幅部２４から入力された検出信号が包絡線検波され、その振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。
そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ２６にて高周波成分がカットされた上で、比較部２８に入力される。ＬＰＦ２６は、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ１４からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ７にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。
【００９６】
比較部２８は、コンパレータ３２と、コンパレータ３２の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１０と、一端がコンパレータ３２の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ２６に接続された抵抗Ｒ８と、一端がコンパレータ３２の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部２７に接続された抵抗Ｒ９とを備えてなるものである。
【００９７】
包絡線検波部２５から出力された検波信号は、ＬＰＦ２６を介して比較部２８に入力され、この比較部２８において抵抗Ｒ８を介してコンパレータ３２の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ３２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９を介して閾値設定部２７からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ３２では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。
【００９８】
閾値設定部２７にて設定され比較部２８に入力される閾値は、本実施形態では、図４に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間（つまり状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間）での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間（つまり状態Ｃ、Ｃ’の期間）での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。
【００９９】
そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は０Ｖであって閾値設定部２７からの閾値よりも小さいため、コンパレータ３２からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ３２からはハイレベルの信号が出力される。
【０１００】
そして、コンパレータ３２から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして、回転角検出部７へ出力される。
このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。
【０１０１】
回転角検出部７は、信号処理部２２から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ２の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。
【０１０２】
ところで、本実施形態の回転検出システム１では、直流電源３からモータ２への直流電圧の印加とは別に、回転角検出のために重畳部５を設け、直流電圧に重畳部５からの交流電圧を重畳させて（又は交流電圧単独で）モータ２に印加させるようにしている。具体的には、図１に示すように、直流通電経路における印加部位Ｐに対して交流電圧を重畳して印加するようにしている。
【０１０３】
そのため、上述したように、重畳部５から出力される交流電流の一部は、印加部位Ｐから直流電源３側にも分流する。この直流電源３側への分流とその影響等について、図７を用いてより具体的に説明する。
【０１０４】
図７は、重畳部５からみた本回転検出システム１の交流等価回路である。図７に示すように、回転検出システム１は、重畳部５からみれば、モータ２及び回転信号検出部６の直列回路と、直流電源３とが、並列に接続された回路となっている。
【０１０５】
重畳部５からの交流電流の振幅変化に基づいて回転角検出を行うようにしている本実施形態の回転検出システム１において、回転検出を精度良く行うためには、理想的には、重畳部５から出力される交流電流ｉが全てモータ２に流れることが望ましい。
【０１０６】
しかし実際には、重畳部５からみた交流等価回路は、図７に示すようにモータ２に対して直流電源３が並列接続された状態になっているため、重畳部５からの交流電流は、モータ２側だけに流れるのではなく直流電源３側にも分流してしまう。
【０１０７】
モータ２の回転角検出を高精度に行うためには、直流電源３側に分流する交流電流ｉｖが小さければ小さいほど良く、モータ２側に流れる交流電流ｉｍが大きければ大きいほどよい。しかし、一般に、直流電源３のインピーダンスＺｖは、モータ２側のインピーダンス（モータ２のインピーダンスＺｍと回転信号検出部６のインピーダンスＺｓの和）よりも小さい。そのため、重畳部５から出力される交流電流ｉの多くは、直流電流３側に分流してしまい、本来必要なモータ２側への交流電流ｉｍは小さくなってしまう。つまり、モータ２に対して交流電流を十分に流すことができなくなってしまう。
【０１０８】
そのため、電流検出部２１にて検出される電流における交流成分（交流電流成分）の振幅は小さくなって、品質・精度の悪い検出信号しか検出できず、回転角の検出精度が低下してしまう。モータ２側への交流電流ｉｍを大きくするためには、例えば、重畳部５を構成するカップリングコンデンサＣ１０を大容量化してより大きな交流電流ｉを供給することも考えられるが、この方法は、システム構成面及びコスト面の双方であまり好ましいものではない。
【０１０９】
そこで本実施形態の回転検出システム１では、直流電源３からモータ２への直流通電経路における、印加部位Ｐから直流電源３側の経路に、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのを抑制する（可能な限り低く抑える）ための、ＬＣ並列共振回路８が設けられている。このＬＣ並列共振回路８は、所定の静電容量値を持つコンデンサＣ５と所定のインダクタンス値を持つコイルＬ５が並列接続されてなるものであり、そのインピーダンスは、図８に示すような周波数特性を有する。即ち、共振周波数においてピーク値を持つ、周知の並列共振特性を有する。
【０１１０】
そして本実施形態では、このＬＣ並列共振回路８の共振周波数が、重畳部５から出力される交流電圧（交流電流）の周波数、即ち交流電源４にて生成される交流電圧の周波数ｆ１となるように、ＬＣ並列共振回路８を構成するコンデンサＣ５及びコイルＬ５の各素子値が設定されている。
【０１１１】
そのため、このＬＣ並列共振回路８は、重畳部５からみて非常に大きなインピーダンスを持つ回路となり、その共振周波数を含む所定帯域（阻止帯域）の電流の通過が阻止される。なお、ここでいう阻止とは、電流が全く通過しないことのみを意味しているのではなく、重畳部５からの交流電流の多くがモータ２側に流れて電流検出部２１による検出信号を高品質に維持できる程度に直流電源３側への分流を抑制することも含むものである。
【０１１２】
このＬＣ並列共振回路８によって、直流電源３側へ分流する電流ｉｖは非常に小さくなり、重畳部５からの交流電流ｉの多くがモータ２側へ流れるようになる。これにより、モータ２側には十分な量の交流電流が流れるようになり、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質の大幅な向上が実現される。
【０１１３】
なお、ＬＣ並列共振回路８の共振周波数は、好ましくは上記のように交流電圧の周波数ｆ１と一致させるのが良いが、直流電源３側への分流を十分に低減できる限り、交流電圧の周波数ｆ１とのずれがあってもよい。
【０１１４】
次に、回転中のモータ２が停止する際のモータ電流波形の一例を、図９に示す。なお、図９では、モータ回路のインピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図１０においても同様である。
【０１１５】
回転中のモータ２に制動をかけて停止させる停止制御（制動制御）を行う際には、モータ２への直流電源３からの直流電圧の印加（直流電流の供給）を停止させる。一方、重畳部５からの交流電圧（交流電流）は、モータ２の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ２の回転角を検出する目的で印加（供給）されるものであるため、起動〜定常回転中はもちろん、停止制御開始後も引き続き印加することができ、延いては、回転停止後も印加することができる。そのため、本実施形態では、停止制御開始後も、重畳部５からの交流電圧の印加は、少なくともモータ２が完全に停止するまでは継続して行われる。
【０１１６】
これにより、停止制御開始後（直流電源３からの直流電圧の印加を停止した後）のモータ電流は、図示の如く、モータ２自身の誘導起電力によって生じる電流に、重畳部５からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ２の回転速度が低くなるにつれて次第に小さくなり、モータ２が停止したときにはゼロになる。
【０１１７】
一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために少なくともモータ２が完全に停止するまでは継続して重畳部５から供給されるものであるため、図９に示すように、モータ２の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、回転速度に関係なくモータ２の回転角を検出することができるのである。
【０１１８】
図９に示した停止制御時における、信号処理部２２にて生成される回転パルスＳｐの一例を、図１０に示す。図１０の上段側の波形は、信号処理部２２において増幅部２４から出力される検出信号の波形である。この検出信号は、電流検出部２１にて検出された検出信号（即ち電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧）のうち、周波数ｆ１を中心とする所定の通過帯域の信号（ＢＰＦ２３からの出力信号）が増幅部２４にて増幅されたものである。
【０１１９】
この増幅部２４からの検出信号が、包絡線検波部２５、ＬＰＦ２６、及び比較部２８を経ることで、図１０の下段側に示すような回転パルスＳｐが生成される。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の回転パルスＳｐが生成される。
【０１２０】
そして、本実施形態では、回転パルスＳｐはモータ２が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この回転パルスＳｐが生成される毎にモータ２が１８０°回転したものとして、モータ２の回転角を検出することができる。
【０１２１】
なお、本実施形態の回転検出システム１は、回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスＳｐの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。
【０１２２】
以上説明したように、本実施形態の回転検出システム１では、モータ２を駆動させるための駆動源としての直流電源３とは別に、回転角検出のために重畳部５が設けられ、モータ２が回転される際は、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ２へ印加され、これによりモータ２には交流成分を含む交流重畳電流が流れる。
【０１２３】
また、モータ２においては、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列に回転角検出用のコンデンサＣ１が接続されている。そして、信号処理部２２にて、電流検出部２１にて検出されたモータ電流（交流電流）の振幅の変化に応じた回転パルスＳｐを生成する。コンデンサＣ１が接続されていることにより、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは、モータ２の回転角に応じて変化し、その変化は交流電流の振幅変化として現れる。そのため、交流電流の振幅の変化に基づいて、回転パルスＳｐの生成、延いては回転角の検出を行うことができるのである。
【０１２４】
従って、本実施形態の回転検出システム１によれば、仮にモータ２の停止（制動）時に直流電源３らの直流電圧の印加（直流電流の供給）が停止されても、交流電圧が印加（交流電流が供給）され続けることにより、完全に停止するまで（延いては完全に停止した後も）回転角を確実に検出することができる。しかも、回転角の検出は、重畳部５から出力される交流電流に基づいて行っており、モータ駆動に影響を与えることなく検出が行われる。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１２５】
また、印加部位Ｐから直流電源３側の経路にＬＣ並列共振回路８が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（本実施形態では直流電源３の正極側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１２６】
特に、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数成分は、図６で説明したように周波数ｆ１のみである。そのため、ＬＣ並列共振回路８の共振周波数をその波周波数ｆ１に一致させることで、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
【０１２７】
更に、信号処理部２２においてはその入力段にＢＰＦ２３が設けられ、その通過帯域は基本波周波数ｆ１を中心とする所定帯域幅に設定されている。そのため、電流検出部２１を流れる電流から、周波数ｆ１の交流成分を確実に抽出することができる。その一方で、通過帯域以外の周波数の信号はＢＰＦ２３にて遮断されるため、Ｓ／Ｎの非常に高い検出信号を後段の増幅部２４側へ出力することができる。
【０１２８】
なお、本実施形態において、重畳部５は本発明の交流重畳手段に相当し、電流検出部２１（電流検出抵抗Ｒ１）は本発明の通電検出手段に相当し、ＢＰＦ２３は本発明の帯域通過フィルタに相当し、比較部２８は本発明の回転信号生成手段に相当する。また、信号処理部２２及び回転角検出部７により本発明の回転状態検出手段が構成される。
【０１２９】
［第２実施形態］
図１１に、本実施形態の回転検出システム４０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム４０は、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部４１を備えている点、モータ２からグランドラインに至る経路に電流検出部２１が設けられている点、この電流検出部２１にて検出された検出信号に基づいて信号処理部４７が回転パルスＳｐを生成する点、などについては、第１実施形態と同じである。
【０１３０】
そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。
【０１３１】
本実施形態の回転検出システム４０では、重畳部４１において、交流電源４６にて生成される交流電圧は、図１２の上段に示すような方形波電圧（歪波電圧の一種）である。そして、カップリングコンデンサＣ１０を介して出力される交流電流は、図１２の下段に示すような、略インパルス状の波形となる。
【０１３２】
そのため、重畳部４１から出力される交流電流は、交流電源４６にて生成される方形波電圧の周波数である基本波周波数ｆ１の他に、高次の高調波成分も含まれる。具体的には、図１４の周波数スペクトルに示すように、基本波周波数ｆ１の他、その基本波周波数ｆ１のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。その中でも特に、基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）の電流がより大きくなる。
【０１３３】
尚、重畳部４１から出力される交流電流は、常に図１２に示すような略インパルス状の電流波形となるわけではなく、モータ２の回転角や、モータ２以外の他の回路等の回路定数などによって変化する。但し、高調波成分を含むことは同じである。
【０１３４】
また、上記第１実施形態の回転検出システム１では、重畳部５からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するために、ＬＣ並列共振回路８が設けられていたが、本実施形態では、ＬＣ並列共振回路８に代えて、同じ目的で、チョークコイルＬ７が設けられている。つまり、このチョークコイルＬ７によって、重畳部４１からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制している。
【０１３５】
チョークコイルＬ７は、インダクタンス素子の一種であって、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。
【０１３６】
そこで、本実施形態では、上述したような高次の高調波成分まで含まれている交流電流が直流電源３側へ分流するのを効果的に抑制するために、分流抑制手段としてチョークコイルＬ７を用いているのである。これにより、本実施形態においても、重畳部４１から出力される交流電流の多くがモータ２側に流れることになる。
【０１３７】
また、回転信号検出部４２内の信号処理部４７は、入力段のフィルタを除き、第１実施形態の信号処理部２２と同じ構成である。即ち、第１実施形態の信号処理部２２では、電流検出部２１からの検出信号がＢＰＦ２３を介して増幅部２４へ入力される構成であったが、本実施形態の信号処理部４７では、図１３に示すように、電流検出部２１からの検出信号が、ＨＰＦ４８を介して増幅部２４へ入力される。
【０１３８】
ＨＰＦ４８は、コンデンサＣ１５及び抵抗Ｒ１１からなる周知の高域通過フィルタ回路である。信号処理部４７に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ４８によって所定の遮断周波数より低い帯域の信号がカットされ、遮断周波数以上の帯域の信号が通過する。
【０１３９】
この遮断周波数は、図１４に破線で示すように、重畳部４１から出力される交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い周波数に設定されている。そのため、重畳部４１から出力される交流電流の全ての周波数成分がＨＰＦ４８を通過することとなる。
【０１４０】
そして、このように構成された回転検出システム４０においても、モータ２の回転に伴って、モータ２に流れる交流電流成分（本例では高次の高調波成分まで含む）の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部４７にて回転パルスＳｐを生成することができる。そして、その回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出することができる。
【０１４１】
以上説明した本実施形態の回転検出システム４０によれば、第１実施形態の回転検出システム１と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１４２】
また、印加部位Ｐから直流電源３側の経路にはチョークコイルＬ７が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（直流電源３の正極側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１４３】
しかも、直流電源３側への交流電流の分流抑制を、チョークコイルＬ７にて実現しているため、第１実施形態のＬＣ並列共振回路８や、後述する第３実施形態のバンドリジェクトフィルタ６４（図１５参照）に比べて、ごく簡素な構成でしかも低コストでその分流抑制を実現できる。
【０１４４】
特に、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は、図１４で説明したように、基本波周波数ｆ１に加えて高次の高調波成分まで含む電流である。そのため、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなるチョークコイルＬ７を分流抑制手段として用いることで、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
【０１４５】
更に、信号処理部２２においてはその入力段にＨＰＦ４８が設けられ、その通過帯域は基本波周波数ｆ１より小さい所定の遮断周波数以上に設定されている。そのため、電流検出部２１を流れる電流から、基本波周波数ｆ１及びその高調波成分まで含む交流成分をロスなく確実に抽出することができる。
【０１４６】
なお、例えば定格電力が数ワット以上のモータ（中・大型モータ）では、サージノイズ防止のためにもともとモータ２と直列にチョークコイルが配置されていることが多い。その場合は、そのサージノイズ防止用のチョークコイルを、本実施形態のチョークコイルＬ７として、即ち重畳部４１からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するための手段として併用することが可能である
［第３実施形態］
図１５に、本実施形態の回転検出システム６０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム６０も、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部５を備えている点、モータ２に流れる電流に基づいて回転パルスＳｐを生成する回転信号検出部６を備えている点、などについては、第１実施形態と同じである。
【０１４７】
そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。
【０１４８】
本実施形態の回転検出システム６０では、直流電源３からモータ２への電力供給が、モータドライバ６１を介して行われる。
また、直流電源３とモータドライバ６１の間には、直流電源スイッチ６３が設けられている。この直流電源スイッチ６３は、制御部６２からの直流印加制御信号Ｓｄｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには直流電源３からの直流電圧がモータドライバ６１に入力され、ＯＦＦされているときには直流電源３からモータドライバ６１への直流電圧の入力が遮断される。
【０１４９】
モータドライバ６１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭＯＳ１、スイッチＭＯＳ２、スイッチＭＯＳ３、及びスイッチＭＯＳ４を備え、このうちハイサイド側の各スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２（いずれもＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースは直流電源スイッチ６３を介して直流電源３に接続され、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４（いずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースはグランドラインに接続されている。また、ハイサイド側のスイッチＭＯＳ１のドレインはローサイド側のスイッチＭＯＳ３のドレインに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＭＯＳ２のドレインはローサイド側における他方のスイッチＭＯＳ４のドレインに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。
【０１５０】
そして、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のゲートには、それぞれ、制御部６２からモータドライバ制御信号ＳＭ１〜ＳＭ４が入力され、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。
【０１５１】
このように、モータドライバ６１を備えていることにより、このモータドライバ６１によるモータ２の正転・逆転の切り替えが可能である。即ち、モータ２を正転させる際は、直流電源スイッチ６３をＯＮさせると共に、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４をＯＮさせ、他の２つのスイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。これにより、直流電源３からの直流電圧が、モータドライバ６１を介してモータ２へ印加され、モータ２が正転を開始する。正転時には、図１５に矢印で示したように、モータ２において、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。
【０１５２】
一方、モータ２を逆転させる際は、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。これにより、図１５に矢印でしたように、モータ２において、他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。
【０１５３】
そして、回転中のモータ２を制動させる際は、短絡制動が行われる。短絡制動とは、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうちローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４をＯＮさせることで、モータ２の端子間（各ブラシ１６，１７間）を、これら各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させることにより、モータ２を制動させるものである。回転中のモータ２の各ブラシ１６，１７間を各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ２の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４、及びモータ２によって消費され、これによりモータ２が制動されてやがて停止することになる。
【０１５４】
そのため、正転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１５に矢印で示すように、モータ２には、正転時とは逆方向のモータ電流、即ち他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることとなる。逆に、逆転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１５に矢印で示すように、モータ２には、逆転時とは逆方向のモータ電流、即ち一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることとなる。
【０１５５】
短絡制動によってモータ２を制動させる場合に、重畳部５を、例えばモータドライバ６１の上流側（直流電源３側）に設けるようにすると、短絡制動が行われる期間中は、モータ２には重畳部５からの交流電圧が印加されないことになる。そこで本実施形態では、直流電源３からモータ２への通電経路のうち、起動〜定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路に対して、重畳部５からの交流電圧を重畳するようにしている。
【０１５６】
より具体的には、図１５に示すように、モータドライバ６１の一方の中点Ｊからモータ２の一方のブラシ１６に至る経路における印加部位Ｐに、重畳部５からの交流電圧が重畳（印加）される。
【０１５７】
一方、回転信号検出部６は、モータドライバ６１の他方の中点Ｋからモータ２の他方のブラシ１７に至る経路に設けられ、この経路を流れる電流を検出するように構成されている。そして、この回転信号検出部６からの回転パルスＳｐは、制御部６２に入力される。
【０１５８】
制御部６２は、上述した直流電源スイッチ６３の制御や、モータドライバ６１を構成する各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の制御を行うほか、第１実施形態の回転角検出部７と同様の機能、即ち回転パルスＳｐに基づいて回転角を検出する機能も備えている。なお、重畳部５からの交流電圧の出力を制御部６２によって制御するようにしてもよいし、また、信号処理部２２内の閾値設定部２７（図５参照）にて設定される閾値を、制御部６２からの制御信号によって可変設定できるようにしてもよい。
【０１５９】
また、本実施形態では、重畳部５からの交流電圧が印加される印加部位Ｐからモータドライバ６１における一方の中点Ｊに至る経路に、設定された周波数帯域（阻止帯域）の信号の通過を阻止するための、分流抑制手段としてのバンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）６４が設けられている。
【０１６０】
本実施形態の回転検出システム６０は、モータドライバ６１を介してモータ２へ直流電力を供給するように構成され、且つ、そのモータドライバ６１の各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の切り替えによって正転、逆転、短絡制動が行われるように構成されているため、重畳部５からみた本回転検出システム６０の交流等価回路は、図１６に示すように、正転時、逆転時、短絡制動時のそれぞれで異なる。
【０１６１】
このうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４がＯＮされる正転時については、図１６（ａ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ１を経て直流電源３側にも分流する。
【０１６２】
スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３がＯＮされる逆転時については、図１６（ｂ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ３を経てグランドライン側にも分流する。
【０１６３】
スイッチＭＯＳ３及びスイッチＭＯＳ３がＯＮされる短絡制動時については、図１６（ｃ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ３を経てグランドライン側にも分流する。
【０１６４】
このように、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、重畳部５からの交流電流は、モータ２側にのみ流れるのではなく、モータ２側以外の経路（本例ではモータドライバ６１の一方の中点Ｊ側）にも分流してしまう。
【０１６５】
そこで、そのモータ２側以外の経路への分流を抑制するために、印加部位Ｐとモータドライバの一方の中点Ｊとの間に、ＢＲＦ６４が設けられている。これにより、定常回転（正転・逆転）時はもちろん、短絡制動時でも、重畳部５からの交流電流の多くがモータ２側へ流れる。
【０１６６】
ＢＲＦ６４は、具体的には、図１７（ａ）に示すような回路構成となっている。即ち、２つのコンデンサＣ１６，Ｃ１７の直列接続体と並列に抵抗Ｒ１２が接続され、この並列回路の両端において信号の入出力が行われる。また、２つのコンデンサＣ１６，Ｃ１７の接続点は、抵抗Ｒ１３を介してグランドラインに接続されている。即ち、このＢＲＦ６４は、一般によく知られているＴ型のバンドリジェクトフィルタ（帯域阻止フィルタ回路）である。
【０１６７】
ＢＲＦ６４の周波数特性は、図１７（ｂ）に破線で示す通りである。即ち、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の阻止帯域の信号が阻止され、それ以外の帯域の信号は通過する。
【０１６８】
尚、バンドリジェクトフィルタは、周知の通り、バンドエリミネートフィルタ、ノッチフィルタなどと呼ばれることもある。また、第１実施形態のＬＣ並列共振回路８も、バンドリジェクトフィルタの一種と捉えることもできる。
【０１６９】
そして、このように構成された回転検出システム６０においても、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、モータ２の回転に伴って、モータ２に流れる交流電流成分の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部２２にて回転パルスＳｐを生成することができる。そして、その回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出することができる。
【０１７０】
従って、本実施形態の回転検出システム６０によっても、第１実施形態の回転検出システム１と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１７１】
また、印加部位Ｐからモータドライバ６１側の経路にはＢＲＦ６４が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（モータドライバ６１側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１７２】
［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
【０１７３】
例えば、分流抑制手段として、第１実施形態ではＬＣ並列共振回路８を用い、第３実施形態ではＢＲＦ６４を用いたが、これらの代わりに、第２実施形態で用いたチョークコイルＬ７を用いても良い。なお、上記第１、第３実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数は基本的には周波数ｆ１のみである。そのため、チョークコイルＬ７のインダクタンス値は、その周波数ｆ１におけるチョークコイルＬ７のインピーダンスがモータ２側のインピーダンスに対して十分高くなるように設定するとよい。
【０１７４】
また、上記第１実施形態及び第３実施形態では、信号処理部２２の入力段においてＢＰＦ２３を備え、これにより、電流検出部２１による検出信号から、交流電流の周波数ｆ１を含む所定の通過帯域の信号を抽出するようにしたが、ＢＰＦ２３を用いたのは一例であり、周波数ｆ１の信号を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、ＢＰＦ２３に代えてＨＰＦを用いることもできる。
【０１７５】
但し、ＨＰＦを用いると、周波数ｆ１の信号だけでなく、周波数ｆ１より高い帯域の信号も全て抽出されることとなり、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれていると、その影響を受けて検出信号のＳ／Ｎが低くなるおそれがある。そのため、Ｓ／Ｎをより高くするためには、ＢＰＦを用いるのが望ましい。
【０１７６】
また、上記第２実施形態では、分流抑制手段としてチョークコイルＬ７を用いたが、これに代えて、第１実施形態で用いたＬＣ並列共振回路８や、第３実施形態で用いたＢＲＦ６４を用いても良い。
【０１７７】
そして、そのようにＬＣ並列共振回路８やＢＲＦ６４を用いる場合は、その阻止帯域を、重畳部４１から出力される交流電流の周波数成分のうち例えば基本波周波数ｆ１や、３倍波周波数ｆ３に設定するなど、できる限り、信号強度の高い周波数成分の通過が阻止されるように設定するのが望ましい。なお、ＬＣ並列共振回路８やＢＲＦ６４の各素子値を適宜設定することで、阻止帯域内に複数の周波数成分を含ませることも可能である。
【０１７８】
また、上記第２実施形態では、信号処理部４７の入力段においてＨＰＦ４８を備え、これにより、電流検出部２１による検出信号から、交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い所定の遮断周波数以上の信号を抽出するようにしたが、ＨＰＦ４８を用いたのは一例であって、少なくとも１つの周波数成分を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、ＨＰＦ４８に代えてＢＰＦを用いることもできる。
【０１７９】
但し、ＢＰＦを用いると、抽出できる周波数成分が限られ、その分、検出信号のエネルギーのロスが生じる。そのため、検出信号のエネルギーのロスを抑えることを優先するのであれば、ＨＰＦ４８を用いて高次高調波まで全ての周波数成分を抽出するのが望ましい。しかも、ＨＰＦ４８は、ＢＰＦに比べて回路構成を簡素化できるため、コストの面でも、ＨＰＦ４８の方が望ましい。
【０１８０】
一方、ＨＰＦ４８を用いて高次高調波まで全て抽出するということは、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれている場合にはそのノイズ成分まで抽出されることになり、Ｓ／Ｎの低下を招くおそれがある。
【０１８１】
そのため、検出信号のＳ／Ｎを高くすることを優先するのであれば、ＢＰＦ等を用いて、必要な周波数成分のみを抽出するようにするのが望ましい。この場合、どの周波数成分を抽出するかについては適宜決めることができるが、信号強度の強い基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）のうち少なくとも１つは抽出するのが望ましい。
【０１８２】
また、分流抑制手段としては、抵抗素子を用いることもできる。その場合、その抵抗素子の抵抗値が大きいほど、分流抑制効果を高めることができる。
但し、抵抗素子を用いると、交流電流の分流を抑制することができる一方で、直流電源３からモータ２へ供給される電力の一部がその抵抗素子にて消費されることとなり、その分が電力の損失となってしまう。そのため、比較的大きな電流が流れるようなモータの場合には、抵抗素子ではなく、上記各実施形態に示したＬＣ並列共振回路８（図１）やチョークコイルＬ７（図１１）、ＢＲＦ６４（図１５）などのような、直流電力の損失が生じないものを用いるのが望ましい。
【０１８３】
更に、上記例示した回路、素子等以外にも、重畳部から出力される交流電流がモータ２側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる限り、分流抑制手段の具体的構成は限定されるものではない。
【０１８４】
また、上記各実施形態では、電流検出部２１として、電流検出抵抗Ｒ１を用いたが、電流検出抵抗Ｒ１に代えて例えばコイル（インダクタンス素子）を用いても良い。
また、上記各実施形態の信号検出部の構成（図５や図１３）は、あくまでも一例であり、図示の構成に限定されるものではないことはいうまでもない。電流検出部からの検出信号に基づいて回転パルスＳｐを生成できる限り、種々の構成を採ることができる。
【０１８５】
また、上記実施形態では、重畳部内の交流電源が生成する電圧として、方形波電圧の場合（第１，第３実施形態）及び正弦波電圧の場合（第２実施形態）について説明したが、これら各電圧もあくまでも一例であり、他の種類の交流電圧を生成するようにしてもよい。
【０１８６】
また、上記各実施形態では、モータ２の回転の過程において、ブラシに接触する整流子片が切り替わる際に生じる、モータ回路の瞬間的なインピーダンスの変化については、考慮しないものとして説明したが、瞬間的ではあれ、インピーダンスが変化することは事実であり、しかもそのインピーダンスの変化は回転に伴って周期的に生じる。そのため、その瞬間的に生じるインピーダンスの変化に基づいて（延いてはそれにより生じる交流成分の変化に基づいて）回転角等の回転状態を検出することも可能である。その場合、上記各実施形態のモータ２のようにコンデンサＣ１を設けることは必ずしも必要ではなくなる。
【０１８７】
また、上記各実施形態では、モータ２の回転角を検出する回転検出システムについて説明したが、モータ２に代えて、例えば図１８に示すようなモータ７０を用いることで、回転方向も検出することが可能となる。
【０１８８】
図１８に示すモータ７０は、上記各実施形態のモータ２に対して更に、第２相コイルＬ２にもコンデンサＣ２が並列接続された構成となっている。そして、このコンデンサＣ２の静電容量値は、第１相コイルＬ１に並列接続されたコンデンサＣ１の静電容量値とは異なる値である。
【０１８９】
そのため、このモータ７０が１８０°回転する間、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ１６，１７間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第１実施形態では、図３に示したように、１８０°回転する間にモータ回路は状態Ａ〜Ｃの３種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態Ａ，Ｂの高インピーダンスと状態Ｃの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が３種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値（３種類の値）となる。即ち、１８０°回転する間にモータ回路のインピーダンスは３段階に変化するのである。
【０１９０】
そのため、電流検出部２１により検出されるモータ電流は、モータ７０が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の３段階に順次変化する。
そこで、この３段階の振幅変化を検出するために、信号処理部２２において、互いに異なる値の閾値が設定された２つの閾値設定部を設けると共に、これら各閾値設定部に対応するように２つの比較部を設け、各比較部からそれぞれ回転パルスを出力させるようにするとよい。より具体的には、例えば、検出信号の振幅が中振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部と、検出信号の振幅が大振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部とを設ける。
【０１９１】
このように構成することで、双方の比較部から出力される回転パルスの変化パターンに基づいて、モータ７０の回転方向を検出できるようになる。
また、図１８に示したモータ７０以外にも、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出及び回転方向の検出が可能である。
【０１９２】
なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。
【０１９３】
また、上記第１実施形態では、第１相コイルＬ１全体に対して完全に並列となるようにコンデンサＣ１を接続したが、例えば、第１相コイルＬ１の一部に中間タップをたててそこにコンデンサＣ１の一端を接続することにより、コンデンサＣ１を第１相コイルＬ１の一部に対して並列となるように接続してもよい。このような接続方法は、図１８に示したモータ７０や、後述する他のモータについても同様に適用できる。
【０１９４】
また、上記各実施形態では、モータ２として、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図１９に示すモータ８０のように、スター結線された３つの相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３からなるモータであってもよい。スター結線の場合、例えば、図１９に示すように、２つの相コイルＬ１１，Ｌ１２の双方にそれぞれコンデンサＣ３１，Ｃ３２を並列接続することで、モータ８０の回転角や回転方向を検出することができる。
【０１９５】
なお、図１９に示した構成はあくまでも一例に過ぎず、例えば、何れか１つの相コイルにのみコンデンサを並列接続するようにしてもよい。また例えば、全ての相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、２つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。
【０１９６】
また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。
【０１９７】
４相以上のモータに対する本発明の適用例として、図２０に、５相の直流モータの場合を示す。図２０に示すモータ９０は、５つの整流子片９１，９２，９３，９４，９５からなる整流子を有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５がそれぞれ接続（Δ結線）されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。
【０１９８】
そして、各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５のうち２つの相コイル（第１相コイルＬ２１、第２相コイルＬ２２）に、それぞれコンデンサＣ４１，Ｃ４２が並列接続されている。このような５相のモータ９０についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。
【０１９９】
なお、４相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、４相以上のモータにおいても、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、図１８に示したモータ７０と同様、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン（延いては交流電流の振幅変化パターン）に基づいて回転方向の検出も可能となる。
【０２００】
また、上記各実施形態では、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの周期的な変化を、モータ２の第１相コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列接続することによって実現していたが、回転に伴ってインピーダンスの変化が周期的に生じるようなモータの具体的構成は、他にも種々考えられる。
【０２０１】
例えば、図２１に示すモータ１００も、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが周期的に変化する。図２１のモータ１００は、ハウジング１０１と、このハウジング１０１内に収容されたロータコア１１０とを備えている。ロータコア１１０は、ハウジング１０１の軸心に配置されている回転軸１０６に固定され、この回転軸１０６と共に回転する。
【０２０２】
ハウジング１０１は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石１０２，１０３が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの磁石１０２，１０３が所定間隔隔てて固定されている。各磁石１０２，１０３は、いずれも永久磁石であり、ロータコア１１０と対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。つまり、このモータ１００は界磁が２極の直流モータとして構成されている。
【０２０３】
また、ハウジング１０１は、軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの磁石１０２，１０３と共にモータ１００の磁気回路を構成している。
【０２０４】
ロータコア１１０は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）１１１，１１２，１１３を有し、電機子コイル１０５が巻回されている。具体的には、第１ティース１１１に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース１１２に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース１１３に第３相コイルＬ３が巻回されており、これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により電機子コイル１０５が構成されている。
【０２０５】
また、回転軸１０６には、整流子１０が固定されており、この整流子１０に、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７が摺接している。整流子１０と各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３との結線状態は、第１実施形態のモータ２（図１参照）と同じである。
【０２０６】
更に、モータ１００には、ハウジング１０１の内周面において、２つの磁石１０２，１０３の間に、凸部１０４が設けられている。ハウジング１０１の内周面には、２つの磁石１０２，１０３が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石１０２，１０３の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。モータ１００では、図２１に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング１０１の内周面から径方向内側へ突出するように凸部１０４が設けられている。また、この凸部１０４は、２つの磁石１０２，１０３のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石１０２，１０３の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。
【０２０７】
凸部１０４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部１０４が設けられていることにより、モータ１００のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア１１０の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ２のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。
【０２０８】
ロータコア１１０及びハウジング１０１はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ１００の磁気抵抗は、ロータコア１１０（詳しくは各ティース１１１，１１２，１１３の外周面）とハウジング１０１の内周面又は磁石１０２，１０３との間のエアギャップ、及び各磁石１０２，１０３の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。
【０２０９】
但し、各磁石１０２，１０３については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石１０２，１０３は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ１００の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石１０２，１０３の存在は無視することができ、各磁石１０２，１０３はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部１０４がないならば、ロータコア１１０とハウジング１０１の内周面とのエアギャップはロータコア１１０が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。
【０２１０】
しかし、モータ１００は、ハウジング１０１の内周面に、ハウジング１０１とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部１０４が設けられている。そのため、モータ１００の回転角によって、即ちロータコア１１０の各ティース１１１，１１２，１１３の外周面がこの凸部１０４と対向しているか否かによって、モータ１００の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ１００の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、重畳部５から出力されて電流検出部２１を流れる交流電流の振幅も変化する。
【０２１１】
この振幅の変化は、モータ１００の回転（詳しくはロータコア１１０及び回転軸１０６の回転）に伴って周期的に生じる。そこで、この交流電流の振幅の変化に基づき、上述した各実施形態と同様に、モータ１００の回転角を検出することができる。
【０２１２】
なお、ハウジング側に工夫を加えることでモータ回路のインダクタンスを周期的に変化させることが可能な構成は、図２１に示したモータ１００以外にも多種多様のものが考えられる。具体的には、凸部の設置位置や設置数を適宜変更したり、凸部の形状自体に工夫を加えることで回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化パターンに特徴を持たせたりすることができる。
【０２１３】
また、モータ回路のインダクタンスを周期的に変化させるための構成は、図２１に示したモータ１００のようにハウジング側に工夫を加える方法以外にも実現可能である。例えば、図２２に示すモータ１２０は、第１実施形態のモータ２に対し、コンデンサＣ１に代えて、コンデンサ以外のインピーダンス素子１２２を相コイルに並列接続した構成となっている。
【０２１４】
インピーダンス素子１２２としては、例えばインダクタンス素子（コイル）であってもよいし、抵抗であってもよい。また、１つの相コイルにのみインピーダンス素子を並列接続するのはあくまでも一例に過ぎず、複数の相コイルにインピーダンス素子を接続してもよいし、１つの相コイルに対して複数のインピーダンス素子を接続してもよい。またその接続方法も、並列接続であってもよし直列接続であってもよい。つまり、結果としてモータ回路のインピーダンスが回転に伴って周期的に変化する限り、どのような素子をどの相コイルに対してどのように接続するかは適宜決めることができる。
【０２１５】
また、一般に直流モータにおいては、サージ吸収のためにリングバリスタが用いられることがある。このようにリングバリスタを有するモータの場合には、このリングバリスタを利用して、回転に伴う周期的なインピーダンス変化を生じさせるようにすることができる。
【０２１６】
例えば、リングバリスタが有する複数の電極のうち隣接する電極間にコンデンサやインダクタンス素子等を接続するようにしてもよい。また例えば、上述した各種モータのように別途コンデンサやインダクタンス素子等を接続することなく、各電極の面積に差異をもたせるなどしてリングバリスタ自体の構成に工夫を加えることで、回転に伴う周期的なインピーダンス変化が生じるようにすることもできる。
【０２１７】
また、上記各実施形態では、一対のブラシを有するモータについて説明したが、複数対のブラシを有するモータに対しても本発明を適用することが可能である。
また、一般に、モータを駆動するにあたっては、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズ（サージ）を減少させるために、モータ外部においてブラシ間にコンデンサを接続する場合が多い。ブラシ間に、即ちモータと並列に、コンデンサを接続することで、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズを低減させることができる。
【０２１８】
しかし、モータ外部においてブラシ間をコンデンサで接続すると、重畳部から供給される交流電流の大部分がその外部のコンデンサに流れてしまい、回転状態の検出が困難となるおそれがある。
【０２１９】
そこで、ノイズ低減用にモータ外部にコンデンサを設ける場合には、電流検出部２１は、その外部のコンデンサとモータとで形成されるループ内であって且つモータ電流が流れる経路に配置するのが望ましい。その具体例を図２３に示す。
【０２２０】
図２３に示す回転検出システム１３０は、図１の回転検出システム１に対し、ノイズ低減用のコンデンサＣ５０を設けたものである。この回転検出システム１３０は、モータ２に対し、コンデンＣ５０が並列接続されている。より詳しくは、コンデンサＣ５０の一端はモータ２における直流電源３側のブラシ１６に接続され、他端は、電流検出部２１からグランドラインに至る経路に接続されている。そのため、電流検出部２１には外部のコンデンサＣ５０に流れる電流は流れず、電流検出部２１はモータ２に流れる電流のみを検出することができる。
【符号の説明】
【０２２１】
１，４０，６０，１３０…回転検出システム、２，７０，８０，９０，１００，１２０…モータ、３…直流電源、４，４６…交流電源、５，４１…重畳部、６，４２…回転信号検出部、７…回転角検出部、８…ＬＣ並列共振回路、１０…整流子、１１，９１〜９５…整流子片、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７…ブラシ、２１…電流検出部、２２，４７…信号処理部、２３…ＢＰＦ、２４…増幅部、２５…包絡線検波部、２６…ＬＰＦ、２７…閾値設定部、２８…比較部、３０，３１…オペアンプ、３２…コンパレータ、４８…ＨＰＦ、６１…モータドライバ、６２…制御部、６３…直流電源スイッチ、６４…ＢＲＦ、１０１…ハウジング、１０２，１０３…磁石、１０４…凸部、１０５…電機子コイル、１０６…回転軸、１１０…ロータコア、１１１…第１ティース、１１２…第２ティース、１１３…第３ティース、１２２…インピーダンス素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，Ｃ１１〜Ｃ１７，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ５０…コンデンサ、Ｃ１０…カップリングコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｊ，Ｋ…中点、Ｌ１…第１相コイル、Ｌ２…第２相コイル、Ｌ３…第３相コイル、Ｌ５…コイル、Ｌ７…チョークコイル、Ｌ１１〜Ｌ１３，Ｌ２１〜Ｌ２５…相コイル、ＭＯＳ１〜ＭＯＳ４…スイッチ、Ｐ…印加部位、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ１３…抵抗
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流モータの回転角や回転方向などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置を備えた回転検出システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシ付きの直流モータ（以下単に「直流モータ」という）は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。
【０００３】
直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。
【０００４】
しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。
【０００５】
ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、整流子とブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。
【０００６】
また、別のセンサレス方式として、整流子に形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−１１１４６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。
【００１０】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出できるようにすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。
【００１２】
そして、当該回転検出装置は、上記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、この交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、この通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。
【００１３】
このように構成された回転検出システムでは、検出対象の直流モータに対し、駆動用の直流電圧とは別に、交流重畳手段によって交流電圧を印加可能に構成されている。直流モータの駆動は、周知の通り、直流電源からの直流電力によって行われるものであるため、交流重畳手段から交流電圧を印加したとしても、その交流電圧は、直流モータのトルクに影響を与えない。
【００１４】
一方、直流モータは、回転に伴ってインピーダンスが周期的に変化するよう構成されていることから、直流モータに流れる電流のうち、交流重畳手段からの交流電圧印加による交流成分（交流電流）の振幅は、直流モータの回転に伴って（即ちインピーダンスの周期的変化に伴って）周期的に変化する。そのため、その交流電流に関する電気量を検出すれば、その電気量に基づいて（例えばその電気量が示す交流成分の振幅の変化に基づいて）、直流モータの回転状態を検出することが可能となるのである。なお、電気量としては、例えば、電流、電圧、又は電力などが考えられる。
【００１５】
また、交流重畳手段からの交流電圧は直流モータのトルクに影響を与えないことから、直流モータの状態（加・減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。
【００１６】
これにより、例えば制動の際に直流モータへの直流電圧が遮断されても、交流電圧を印加し続けることにより、減速〜停止にかけても回転状態を確実に検出することができる。また、停止中であっても、交流電圧を印加させ続けることで、直流モータの回転状態を検出でき、例えば何らかの外力を受けて所定量回転したとしても、これを確実に検出することができる。
【００１７】
ところで、交流重畳手段から供給される交流電流に関する電気量に基づいて回転状態を検出するよう構成された本発明の回転検出装置において、回転状態の検出を精度良く行うためには、交流重畳手段から出力される交流電流の多くが（理想的には全てが）直流モータに流れるのが望ましい。
【００１８】
しかし実際には、直流モータに対しては交流重畳部からの交流電圧だけでなく少なくとも直流電源からの直流電圧も印加可能に構成されているため、交流重畳部から出力される交流電流の経路としては、直流モータ側に流れる経路の他に、直流モータ側以外（例えば直流電源側）に向かう経路も存在する。そのため、交流重畳部から出力される交流電流は、全てが直流モータに流れず、その一部がその直流モータ側以外に向かう経路へ分流してしまう。
【００１９】
そこで本発明では、分流抑制手段を設けることにより、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外の他の経路に分流するのを抑制止している。
従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、仮に制動時に直流電源からの直流電圧が０になったとしても、交流電圧を印加し続けることにより、減速時〜停止時にかけても回転状態を確実に検出することができる。しかも、回転状態の検出は交流重畳手段から供給されて直流モータに流れる交流電流に基づいて行われるため、直流電流に影響を与えることなく（即ちモータのトルクに影響を与えることなく）検出を行うことができる。
【００２０】
そのため、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することが可能となる。
【００２１】
また、分流抑制手段を備えていることにより、交流重畳手段から出力される交流電流が直流モータ側以外の経路に分流するのが抑制され、より多くの交流電流が直流モータへ流れるように構成されている。そのため、通電検出手段にて検出される検出結果（電気量）の品質を高品質に維持することができ、回転状態の検出精度の高い回転検出装置の提供が可能となる。
【００２２】
次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、直流電源から直流モータへの通電経路に配置されており、交流重畳手段は、通電経路における、直流モータと分流抑制手段の間に接続されて交流電圧を印加するよう構成されている。
【００２３】
このように構成された請求項２に記載の回転検出装置によれば、印加部位から直流モータ以外へ分流する交流電流を抑制することができ、より多くの交流電流を直流モータに流すことができる。
【００２４】
ここで、分流抑制手段の具体的構成は種々考えられ、例えば、請求項３に記載のように、所定の阻止帯域の電流の通過を阻止できるように構成してもよいし、また例えば、請求項７に記載のように、インダクタンス素子を設けるというごく簡素な構成としてもよい。
【００２５】
即ち、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、交流重畳手段にて印加される交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている。なお、ここでいう阻止とは、必ずしも、その帯域（阻止帯域）の電流の通過を完全に遮断することのみを意味しているものではなく、もちろんそれ（完全な遮断）も含めて、少なくとも、当該分流抑制手段がない場合に比べればその通過を十分に低減できる、という意味合いである。
【００２６】
このように構成された請求項３に記載の回転検出装置によれば、交流重畳手段から出力される交流電流のうち、その周波数成分の一部又は全てが直流モータ側以外の経路に分流するのを抑制することができる。
【００２７】
そして、より具体的な構成例としては、例えば請求項４に記載の並列共振回路や、例えば請求項５に記載の帯域阻止フィルタ回路などが考えられる。
即ち、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が上記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である。
【００２８】
また、請求項５に記載の発明は、請求項３に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、上記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である。
【００２９】
分流抑制手段をこのように並列共振回路や帯域阻止フィルタ回路にて構成することで、分流抑制手段を簡易的な回路構成で実現でき、且つ、阻止帯域の電流の通過を確実に阻止することができる。
【００３０】
そして、請求項６に記載の発明は、請求項３〜請求項５の何れか１項に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、分流抑制手段は、阻止帯域としてその正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されている。そして、回転状態検出手段は、正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、通電検出手段により検出された電気量から、その通過帯域の交流成分を通過させると共にその通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、この帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
【００３１】
正弦波電圧は、一般に、その周波数成分としてはほぼ全てが基本波周波数成分であって、高調波成分の存在は無視し得る程度である。そのため、その正弦波電圧の周波数（基本波周波数）を分流抑制手段にて抑制可能とすることで、交流重畳手段から出力される交流電流（この場合は正弦波電流）の分流を抑制することができる。
【００３２】
そして、回転状態検出手段において、帯域通過フィルタ回路を用いてその正弦波電圧の周波数（基本波周波数）の交流成分を通過させることで、必要な周波数の交流成分は通過させて不要な周波数成分を阻止することができ、Ｓ／Ｎ（信号対雑音比）の高い交流成分の通過（抽出）が可能となる。そのため、そのＳ／Ｎの高い交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。
【００３３】
一方、請求項７に記載の発明は、請求項２に記載の回転検出装置であって、分流抑制手段は、インダクタンス素子である。
インダクタンス素子は、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。
【００３４】
そのため、インダクタンス素子で構成するというごく簡素且つ安価な構成でありながら、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ側以外に分流するのを抑制することができる。
【００３５】
そして、分流抑制手段が上記のようにインダクタンス素子で構成されている場合には、交流重畳手段や回転状態検出手段は、例えば請求項８に記載のように構成すると効果的である。
【００３６】
即ち、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の回転検出装置であって、交流重畳手段は、交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも１つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されている。そして、回転状態検出手段は、歪波電圧の基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、通電検出手段により検出された電気量から、上記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、この高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、を備えている。
【００３７】
歪波電圧は、基本波成分以外に高調波成分を有しており、全体としてそのエネルギー（周波数スペクトル）は基本波周波数以上の広い帯域に分布している。これに対し、分流抑制手段を構成するインダクタンス素子は、上述の通り、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなって通過しにくくなる。そのため、交流重畳手段から出力される交流電流（高調波を含む電流）がモータ側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる。
【００３８】
そして、回転状態検出手段において、高域通過フィルタ回路を用いてその歪波電圧の基本波周波数以上の交流成分を通過させることで、より大きなエネルギーの交流成分を抽出することが可能となる。そのため、そのエネルギーの大きい交流成分に基づき、回転信号を確実且つ高精度に生成することが可能となる。
【００３９】
次に、請求項９に記載の発明は、直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、を備えた回転検出システムである。
【００４０】
直流モータは、該直流モータにおける、直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されている。
【００４１】
回転検出装置は、一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、交流重畳手段から直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、通電検出手段により検出された電気量に基づいて、直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、交流重畳手段からの交流電流が直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、を備えている。
【００４２】
この回転検出システムによれば、直流モータの回転状態を検出するための回転検出装置として、上述した請求項１〜請求項８の何れかに記載の構成のものを備えているため、上述した各請求項１〜８と同様の効果を得ることができる。
【００４３】
そして、回転に伴って一対のブラシ間のインピーダンスが周期的に変化するような直流モータの具体的構成は種々考えられ、例えば請求項１０や請求項１１に記載の構成が挙げられる。
【００４４】
即ち、請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の回転検出システムであって、直流モータは、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、この電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子を介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。
【００４５】
また、請求項１１に記載の発明は、請求項９に記載の回転検出システムであって、直流モータは、内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、このハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、この整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、を有している。そして、回転に伴って上記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている。
【００４６】
請求項１０に記載の回転検出システムにおける直流モータは、整流子片間の静電容量値に差を持たせることで、回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されており、一方、請求項１１に記載の回転検出システムにおける直流モータは、回転に伴ってインダクタンスが周期的に変化するように構成されており、これにより回転に伴うインピーダンスの周期的な変化が生じるように構成されている。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】第１実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図２】第１実施形態のモータに印加される電圧（交流重畳電圧）の波形を表す図である。
【図３】第１実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を説明するための説明図である。
【図４】第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。
【図５】第１実施形態の回転信号検出部の構成を表すブロック図である。
【図６】第１実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。
【図７】第１実施形態の回転検出システムの交流等価回路を表す回路図である。
【図８】ＬＣ並列共振回路のインピーダンスの周波数特性を表す説明図である。
【図９】停止制御時におけるモータ電流波形の一例を表す説明図である。
【図１０】信号処理部にて生成される回転パルスの一例を表す説明図である。
【図１１】第２実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図１２】第２実施形態の重畳部にて生成される交流（方形波）電圧及び重畳部から出力される交流電流を表す説明図である。
【図１３】第２実施形態の回転信号検出部の構成を表すブロック図である。
【図１４】第２実施形態の重畳部から出力される交流電流の周波数スペクトルを表す説明図である。
【図１５】第３実施形態の回転検出システムの概略構成を表す図である。
【図１６】第３実施形態の回転検出システムの交流等価回路を表す回路図である。
【図１７】バンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）の構成を説明するための説明図である。
【図１８】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図１９】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２０】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２１】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２２】検出対象のモータの他の実施例を表す説明図である。
【図２３】回転検出システムの他の実施例を表す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４８】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本発明が適用された実施形態の回転検出システムの概略構成を示す。図１に示すように、本実施形態の回転検出システム１は、直流モータ（以下単に「モータ」と称す）２の回転角を検出するための装置であり、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧を出力する直流電源３と、モータ２の回転角を検出するための交流電圧を出力する重畳部５と、モータ２に流れる電流（モータ電流）に基づいてモータ２の回転角に応じた信号（回転パルスＳｐ）を生成し出力する回転信号検出部６と、この回転信号検出部６から出力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する回転角検出部７と、重畳部５から出力される交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するためのＬＣ並列共振回路８と、を備えている。
【００４９】
直流電源３は、所定電圧値Ｖｂの直流電圧を出力するものであり、その直流電圧がモータ２に印加される（詳しくは各ブラシ１６，１７間に印加される）。この直流電源３の正極側からモータ２を経てグランドライン（グランド電位）に至る直流通電経路には、本実施形態の回転検出システム１における最も特徴的構成の１つであるＬＣ並列共振回路８が設けられているが、このＬＣ並列共振回路８については後述する。
【００５０】
重畳部５は、所定の周波数ｆ１の交流電圧を生成する交流電源４と、直流電源３から出力される直流電圧に交流電源４にて生成された交流電圧を重畳させてモータ２へ印加するためのカップリングコンデンサＣ１０と、を備えている。
【００５１】
交流電源４にて生成される交流電圧は、本実施形態では正弦波電圧である。そのため、重畳部５から出力される電圧は正弦波電圧となり、電流についても正弦波状の交流電流が出力される。
【００５２】
そのため、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧が重畳されてなる交流重畳電圧は、図２に示すように、直流電圧（Ｖｂ）に振幅Ｖｓで周波数ｆ１の交流電圧が重畳された、交直混在（脈流の一種）の電圧となる。そのため、この交流重畳電圧がモータ２に印加されることによってモータ２に流れる電流も、直流電流に交流電流が重畳された電流（交流重畳電流）となる（図４参照。詳細は後述。）
但し、モータ２は直流モータであるため、交流重畳電流のうち、モータ２の回転に寄与する（トルクを与えて回転駆動させる）成分は、直流電源３にて印加される直流電圧による直流成分であり、重畳部５から印加される交流電圧による交流成分は回転そのものには関与せず、トルクに影響を与えることもない。
【００５３】
重畳部５からの交流電圧は、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出するためにモータ２に印加されるのであり、回転信号検出部６は、後述するように、モータ２に流れる電流のうち交流成分に基づいて回転パルスＳｐを生成する。つまり、重畳部５は、モータ２を回転させるための電源としてではなく、モータ２の回転状態（本実施形態では回転角）を検出する目的で設けられているのである。
【００５４】
また、重畳部５から出力される交流電圧は、直流電源３の正極側からモータ２を経てグランドラインに至る直流通電経路における、直流電源３の正極側からモータ２に至る経路、より詳しくはその経路に設けられたＬＣ並列共振回路８とモータ２の間の経路の印加部位Ｐに印加される。そのため、重畳部５から出力される交流電流は、印加部位Ｐを経てモータ２側へ流れることとなる。
【００５５】
なお、重畳部５から出力される交流電流の一部は、印加部位Ｐから直流電源３側にも分流する。但し本実施形態では、その分流を抑制するための分流抑制手段として、ＬＣ並列共振回路８が設けられており、これにより、直流電源３側への分流は最小限に抑えられている。
【００５６】
また、直流電源３からの直流電圧の出力、及び重畳部５からの交流電圧の出力は、それぞれ独立して制御することが可能に構成されている。本実施形態では、モータ２を回転させる際（起動〜定常回転時）は直流電源３からの直流電圧を印可させると共に重畳部５からの交流電圧も重畳して印加させる。一方、回転中のモータ２を停止（制動）させる際は、モータ２への直流電源３からの直流電圧を遮断し、重畳部５からの交流電圧の印加は継続させる。つまり、重畳部５からの交流電圧は、少なくともモータ２が回転している間はモータ２へ印加され続けるのである。
【００５７】
モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなる整流子１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。
【００５８】
即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及び整流子１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。
【００５９】
そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転による整流子１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。
【００６０】
なお、本実施形態のモータ２は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。
【００６１】
更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。そのため、直流電源３からの直流電圧、重畳部５からの交流電圧、更にはこれら両者が重畳された交流重畳電圧は、各ブラシ１６，１７およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３及びコンデンサＣ１からなる回路（モータ回路）に印加される。
【００６２】
モータ２の各ブラシ間に上記交流電圧又は交流重畳電圧が印加されると、モータ回路には、交流電流、又は直流電流に交流電流が重畳された交流重畳電流（交流成分を含む電流）が流れる。
【００６３】
コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には周波数が高くなればなるほど電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。
【００６４】
一方、重畳部５からみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ち整流子１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成され、モータ回路全体として、このコンデンサＣ１と、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３の合成インダクタンスとの、並列共振回路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは並列共振特性を有し、その共振周波数以上の周波数帯域では周波数が高くなればなるほどインピーダンスは低くなる。
【００６５】
つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。
【００６６】
これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。
【００６７】
図３（ａ）に、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を示す。図３（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、主として状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。
【００６８】
状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。
【００６９】
この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３によるインダクタンスが支配的となってモータ回路全体のインピーダンスが高くなり、故に、モータ２に流れる電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の振幅は小さい。
【００７０】
状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。
【００７１】
この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでもモータ回路全体のインピーダンスは高く、故に、交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。
【００７２】
状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。
【００７３】
この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、モータ回路のインピーダンスは低くなる。
【００７４】
特に本実施形態では、モータ回路全体として並列共振回路が形成され、そのインピーダンスは並列共振特性を持つことになる。そのため、その共振周波数より高い周波数帯域では、周波数が高くなるほどコンデンサＣ１が支配的となってインピーダンスは低くなる。そのため、交流電流成分の振幅は大きくなる。
【００７５】
このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。但し状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二段階である。
【００７６】
なお、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。
【００７７】
状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。
【００７８】
この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。
【００７９】
この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、モータ回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。
【００８０】
そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。
【００８１】
つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。
【００８２】
図３（ｂ）に、各状態におけるモータ回路のインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、周波数ｆａで小さなピーク値（小さな共振点）が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。
【００８３】
これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆｂを中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆｃを除き、インピーダンスが異なる。特に、周波数ｆｃよりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。
【００８４】
そのため、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１が、上記周波数ｆｃよりも高い所定の周波数となるように設定されている。
そして、上述したモータ回路のインピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の変化、或いはモータ電流が流れる通電経路の電圧に含まれる交流成分（交流電圧成分）の変化として直接現れる。
【００８５】
図４は、回転中のモータ電流の一例を示す図である。図４に示すように、モータ電流は、直流電流成分に交流電流成分が重畳した波形となる。そして、交流電流成分に着目すると、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。即ち、モータ２が１８０°回転する間に、交流電流成分の振幅は二種類（二段階）に変化するのである。
【００８６】
そこで本実施形態では、回転信号検出部６が、モータ２の回転に伴う上記インピーダンスの変化によって生じる、モータ電流の交流電流成分の振幅変化に基づいて、回転パルスＳｐを生成する。そして、その回転パルスＳｐに基づき、回転角検出部７が、モータ２の回転角を検出する。
【００８７】
図５に、回転信号検出部６の具体的構成を示す。回転信号検出部６は、重畳部５から出力される交流電流を検出する電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出された交流電流に基づく各種信号処理を行って回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２とを備えている。
【００８８】
電流検出部２１は、モータ電流が流れる通電経路（詳しくはグランド電位側のブラシ１７からグランドラインに至る通電経路）に配置された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号（本発明の電気量に相当）として信号処理部２２へ取り込まれる。
【００８９】
信号処理部２２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と、増幅部２４と、包絡線検波部２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、閾値設定部２７と、比較部２８と、を備えている。
【００９０】
ＢＰＦ２３は、図示のように一般的な構成のものであり、オペアンプ３０と、オペアンプ３０の出力端子と反転入力端子の間に接続された、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１１からなる並列回路と、オペアンプ３０の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ１２からなる直列回路と、により構成されている。
【００９１】
重畳部５から出力される交流電流の周波数成分は、図６の周波数スペクトルに示すように、基本的には、交流電源４にて生成される正弦波電圧の周波数（基本波周波数）ｆ１のみである。尚、厳密には基本波周波数ｆ１以外の高調波成分も含まれるが、そのレベルは基本波周波数ｆ１の成分に比べれば無視し得る程度であるため、本実施形態では考慮しないものとする。
【００９２】
そのため、ＢＰＦ２３は、図６に破線で示す通り、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の帯域幅（通過帯域）の信号が通過し、それ以外の帯域の信号の通過は阻止されるように構成されている。つまり、電流検出部２１にて検出された検出信号のうち、周波数ｆ１を中心とする所定の通過帯域の信号がＢＰＦ２３によって抽出され、後段の増幅部２４に入力される。
【００９３】
なお、ＢＰＦ２３の通過帯域は、必ずしもその中心周波数を交流電流の周波数ｆ１に一致させる必要はなく、多少のずれがあってもよい。但し、少なくとも、交流電流の周波数ｆ１が通過帯域内に含まれるようにするのが望ましい。
【００９４】
増幅部２４は、オペアンプ３１と、オペアンプ３１の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ４と、オペアンプ３１の反転入力端子とグランドラインとの間に接続された抵抗Ｒ５とを備え、非反転入力端子に入力される信号（ＢＰＦ２３からの検出信号）が所定の増幅率にて増幅される。
増幅部２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部２５にて包絡線検波される。この包絡線検波部２５は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ６と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１３とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、増幅部２４からの検出信号が入力される。
【００９５】
この包絡線検波部２５により、増幅部２４から入力された検出信号が包絡線検波され、その振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。
そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ２６にて高周波成分がカットされた上で、比較部２８に入力される。ＬＰＦ２６は、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ１４からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ７にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。
【００９６】
比較部２８は、コンパレータ３２と、コンパレータ３２の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ１０と、一端がコンパレータ３２の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ２６に接続された抵抗Ｒ８と、一端がコンパレータ３２の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部２７に接続された抵抗Ｒ９とを備えてなるものである。
【００９７】
包絡線検波部２５から出力された検波信号は、ＬＰＦ２６を介して比較部２８に入力され、この比較部２８において抵抗Ｒ８を介してコンパレータ３２の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ３２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９を介して閾値設定部２７からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ３２では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。
【００９８】
閾値設定部２７にて設定され比較部２８に入力される閾値は、本実施形態では、図４に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間（つまり状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’の期間）での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間（つまり状態Ｃ、Ｃ’の期間）での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。
【００９９】
そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は０Ｖであって閾値設定部２７からの閾値よりも小さいため、コンパレータ３２からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ３２からはハイレベルの信号が出力される。
【０１００】
そして、コンパレータ３２から出力されたローレベル、ハイレベルの信号が、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして、回転角検出部７へ出力される。
このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。
【０１０１】
回転角検出部７は、信号処理部２２から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ２の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。
【０１０２】
ところで、本実施形態の回転検出システム１では、直流電源３からモータ２への直流電圧の印加とは別に、回転角検出のために重畳部５を設け、直流電圧に重畳部５からの交流電圧を重畳させて（又は交流電圧単独で）モータ２に印加させるようにしている。具体的には、図１に示すように、直流通電経路における印加部位Ｐに対して交流電圧を重畳して印加するようにしている。
【０１０３】
そのため、上述したように、重畳部５から出力される交流電流の一部は、印加部位Ｐから直流電源３側にも分流する。この直流電源３側への分流とその影響等について、図７を用いてより具体的に説明する。
【０１０４】
図７は、重畳部５からみた本回転検出システム１の交流等価回路である。図７に示すように、回転検出システム１は、重畳部５からみれば、モータ２及び回転信号検出部６の直列回路と、直流電源３とが、並列に接続された回路となっている。
【０１０５】
重畳部５からの交流電流の振幅変化に基づいて回転角検出を行うようにしている本実施形態の回転検出システム１において、回転検出を精度良く行うためには、理想的には、重畳部５から出力される交流電流ｉが全てモータ２に流れることが望ましい。
【０１０６】
しかし実際には、重畳部５からみた交流等価回路は、図７に示すようにモータ２に対して直流電源３が並列接続された状態になっているため、重畳部５からの交流電流は、モータ２側だけに流れるのではなく直流電源３側にも分流してしまう。
【０１０７】
モータ２の回転角検出を高精度に行うためには、直流電源３側に分流する交流電流ｉｖが小さければ小さいほど良く、モータ２側に流れる交流電流ｉｍが大きければ大きいほどよい。しかし、一般に、直流電源３のインピーダンスＺｖは、モータ２側のインピーダンス（モータ２のインピーダンスＺｍと回転信号検出部６のインピーダンスＺｓの和）よりも小さい。そのため、重畳部５から出力される交流電流ｉの多くは、直流電流３側に分流してしまい、本来必要なモータ２側への交流電流ｉｍは小さくなってしまう。つまり、モータ２に対して交流電流を十分に流すことができなくなってしまう。
【０１０８】
そのため、電流検出部２１にて検出される電流における交流成分（交流電流成分）の振幅は小さくなって、品質・精度の悪い検出信号しか検出できず、回転角の検出精度が低下してしまう。モータ２側への交流電流ｉｍを大きくするためには、例えば、重畳部５を構成するカップリングコンデンサＣ１０を大容量化してより大きな交流電流ｉを供給することも考えられるが、この方法は、システム構成面及びコスト面の双方であまり好ましいものではない。
【０１０９】
そこで本実施形態の回転検出システム１では、直流電源３からモータ２への直流通電経路における、印加部位Ｐから直流電源３側の経路に、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのを抑制する（可能な限り低く抑える）ための、ＬＣ並列共振回路８が設けられている。このＬＣ並列共振回路８は、所定の静電容量値を持つコンデンサＣ５と所定のインダクタンス値を持つコイルＬ５が並列接続されてなるものであり、そのインピーダンスは、図８に示すような周波数特性を有する。即ち、共振周波数においてピーク値を持つ、周知の並列共振特性を有する。
【０１１０】
そして本実施形態では、このＬＣ並列共振回路８の共振周波数が、重畳部５から出力される交流電圧（交流電流）の周波数、即ち交流電源４にて生成される交流電圧の周波数ｆ１となるように、ＬＣ並列共振回路８を構成するコンデンサＣ５及びコイルＬ５の各素子値が設定されている。
【０１１１】
そのため、このＬＣ並列共振回路８は、重畳部５からみて非常に大きなインピーダンスを持つ回路となり、その共振周波数を含む所定帯域（阻止帯域）の電流の通過が阻止される。なお、ここでいう阻止とは、電流が全く通過しないことのみを意味しているのではなく、重畳部５からの交流電流の多くがモータ２側に流れて電流検出部２１による検出信号を高品質に維持できる程度に直流電源３側への分流を抑制することも含むものである。
【０１１２】
このＬＣ並列共振回路８によって、直流電源３側へ分流する電流ｉｖは非常に小さくなり、重畳部５からの交流電流ｉの多くがモータ２側へ流れるようになる。これにより、モータ２側には十分な量の交流電流が流れるようになり、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質の大幅な向上が実現される。
【０１１３】
なお、ＬＣ並列共振回路８の共振周波数は、好ましくは上記のように交流電圧の周波数ｆ１と一致させるのが良いが、直流電源３側への分流を十分に低減できる限り、交流電圧の周波数ｆ１とのずれがあってもよい。
【０１１４】
次に、回転中のモータ２が停止する際のモータ電流波形の一例を、図９に示す。なお、図９では、モータ回路のインピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図１０においても同様である。
【０１１５】
回転中のモータ２に制動をかけて停止させる停止制御（制動制御）を行う際には、モータ２への直流電源３からの直流電圧の印加（直流電流の供給）を停止させる。一方、重畳部５からの交流電圧（交流電流）は、モータ２の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ２の回転角を検出する目的で印加（供給）されるものであるため、起動〜定常回転中はもちろん、停止制御開始後も引き続き印加することができ、延いては、回転停止後も印加することができる。そのため、本実施形態では、停止制御開始後も、重畳部５からの交流電圧の印加は、少なくともモータ２が完全に停止するまでは継続して行われる。
【０１１６】
これにより、停止制御開始後（直流電源３からの直流電圧の印加を停止した後）のモータ電流は、図示の如く、モータ２自身の誘導起電力によって生じる電流に、重畳部５からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ２の回転速度が低くなるにつれて次第に小さくなり、モータ２が停止したときにはゼロになる。
【０１１７】
一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために少なくともモータ２が完全に停止するまでは継続して重畳部５から供給されるものであるため、図９に示すように、モータ２の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、回転速度に関係なくモータ２の回転角を検出することができるのである。
【０１１８】
図９に示した停止制御時における、信号処理部２２にて生成される回転パルスＳｐの一例を、図１０に示す。図１０の上段側の波形は、信号処理部２２において増幅部２４から出力される検出信号の波形である。この検出信号は、電流検出部２１にて検出された検出信号（即ち電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧）のうち、周波数ｆ１を中心とする所定の通過帯域の信号（ＢＰＦ２３からの出力信号）が増幅部２４にて増幅されたものである。
【０１１９】
この増幅部２４からの検出信号が、包絡線検波部２５、ＬＰＦ２６、及び比較部２８を経ることで、図１０の下段側に示すような回転パルスＳｐが生成される。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の回転パルスＳｐが生成される。
【０１２０】
そして、本実施形態では、回転パルスＳｐはモータ２が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この回転パルスＳｐが生成される毎にモータ２が１８０°回転したものとして、モータ２の回転角を検出することができる。
【０１２１】
なお、本実施形態の回転検出システム１は、回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスＳｐの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。
【０１２２】
以上説明したように、本実施形態の回転検出システム１では、モータ２を駆動させるための駆動源としての直流電源３とは別に、回転角検出のために重畳部５が設けられ、モータ２が回転される際は、直流電源３からの直流電圧に重畳部５からの交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ２へ印加され、これによりモータ２には交流成分を含む交流重畳電流が流れる。
【０１２３】
また、モータ２においては、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列に回転角検出用のコンデンサＣ１が接続されている。そして、信号処理部２２にて、電流検出部２１にて検出されたモータ電流（交流電流）の振幅の変化に応じた回転パルスＳｐを生成する。コンデンサＣ１が接続されていることにより、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは、モータ２の回転角に応じて変化し、その変化は交流電流の振幅変化として現れる。そのため、交流電流の振幅の変化に基づいて、回転パルスＳｐの生成、延いては回転角の検出を行うことができるのである。
【０１２４】
従って、本実施形態の回転検出システム１によれば、仮にモータ２の停止（制動）時に直流電源３らの直流電圧の印加（直流電流の供給）が停止されても、交流電圧が印加（交流電流が供給）され続けることにより、完全に停止するまで（延いては完全に停止した後も）回転角を確実に検出することができる。しかも、回転角の検出は、重畳部５から出力される交流電流に基づいて行っており、モータ駆動に影響を与えることなく検出が行われる。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１２５】
また、印加部位Ｐから直流電源３側の経路にＬＣ並列共振回路８が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（本実施形態では直流電源３の正極側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１２６】
特に、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数成分は、図６で説明したように周波数ｆ１のみである。そのため、ＬＣ並列共振回路８の共振周波数をその波周波数ｆ１に一致させることで、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
【０１２７】
更に、信号処理部２２においてはその入力段にＢＰＦ２３が設けられ、その通過帯域は基本波周波数ｆ１を中心とする所定帯域幅に設定されている。そのため、電流検出部２１を流れる電流から、周波数ｆ１の交流成分を確実に抽出することができる。その一方で、通過帯域以外の周波数の信号はＢＰＦ２３にて遮断されるため、Ｓ／Ｎの非常に高い検出信号を後段の増幅部２４側へ出力することができる。
【０１２８】
なお、本実施形態において、重畳部５は本発明の交流重畳手段に相当し、電流検出部２１（電流検出抵抗Ｒ１）は本発明の通電検出手段に相当し、ＢＰＦ２３は本発明の帯域通過フィルタに相当し、比較部２８は本発明の回転信号生成手段に相当する。また、信号処理部２２及び回転角検出部７により本発明の回転状態検出手段が構成される。
【０１２９】
［第２実施形態］
図１１に、本実施形態の回転検出システム４０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム４０は、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部４１を備えている点、モータ２からグランドラインに至る経路に電流検出部２１が設けられている点、この電流検出部２１にて検出された検出信号に基づいて信号処理部４７が回転パルスＳｐを生成する点、などについては、第１実施形態と同じである。
【０１３０】
そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。
【０１３１】
本実施形態の回転検出システム４０では、重畳部４１において、交流電源４６にて生成される交流電圧は、図１２の上段に示すような方形波電圧（歪波電圧の一種）である。そして、カップリングコンデンサＣ１０を介して出力される交流電流は、図１２の下段に示すような、略インパルス状の波形となる。
【０１３２】
そのため、重畳部４１から出力される交流電流は、交流電源４６にて生成される方形波電圧の周波数である基本波周波数ｆ１の他に、高次の高調波成分も含まれる。具体的には、図１４の周波数スペクトルに示すように、基本波周波数ｆ１の他、その基本波周波数ｆ１のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数ｆｎであるｎ倍波（２倍波、３倍波、４倍波、・・・）が含まれる。その中でも特に、基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）の電流がより大きくなる。
【０１３３】
尚、重畳部４１から出力される交流電流は、常に図１２に示すような略インパルス状の電流波形となるわけではなく、モータ２の回転角や、モータ２以外の他の回路等の回路定数などによって変化する。但し、高調波成分を含むことは同じである。
【０１３４】
また、上記第１実施形態の回転検出システム１では、重畳部５からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するために、ＬＣ並列共振回路８が設けられていたが、本実施形態では、ＬＣ並列共振回路８に代えて、同じ目的で、チョークコイルＬ７が設けられている。つまり、このチョークコイルＬ７によって、重畳部４１からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制している。
【０１３５】
チョークコイルＬ７は、インダクタンス素子の一種であって、周知の通り、周波数が高くなるほどインピーダンスが大きくなるような周波数特性を有する。また、インダクタンス値が大きいほど、インピーダンスも大きくなる。そのため、交流電流の通過を抑制することができ、周波数が高ければ高いほどその抑制効果も大きくなる。
【０１３６】
そこで、本実施形態では、上述したような高次の高調波成分まで含まれている交流電流が直流電源３側へ分流するのを効果的に抑制するために、分流抑制手段としてチョークコイルＬ７を用いているのである。これにより、本実施形態においても、重畳部４１から出力される交流電流の多くがモータ２側に流れることになる。
【０１３７】
また、回転信号検出部４２内の信号処理部４７は、入力段のフィルタを除き、第１実施形態の信号処理部２２と同じ構成である。即ち、第１実施形態の信号処理部２２では、電流検出部２１からの検出信号がＢＰＦ２３を介して増幅部２４へ入力される構成であったが、本実施形態の信号処理部４７では、図１３に示すように、電流検出部２１からの検出信号が、ＨＰＦ４８を介して増幅部２４へ入力される。
【０１３８】
ＨＰＦ４８は、コンデンサＣ１５及び抵抗Ｒ１１からなる周知の高域通過フィルタ回路である。信号処理部４７に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ４８によって所定の遮断周波数より低い帯域の信号がカットされ、遮断周波数以上の帯域の信号が通過する。
【０１３９】
この遮断周波数は、図１４に破線で示すように、重畳部４１から出力される交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い周波数に設定されている。そのため、重畳部４１から出力される交流電流の全ての周波数成分がＨＰＦ４８を通過することとなる。
【０１４０】
そして、このように構成された回転検出システム４０においても、モータ２の回転に伴って、モータ２に流れる交流電流成分（本例では高次の高調波成分まで含む）の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部４７にて回転パルスＳｐを生成することができる。そして、その回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出することができる。
【０１４１】
以上説明した本実施形態の回転検出システム４０によれば、第１実施形態の回転検出システム１と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１４２】
また、印加部位Ｐから直流電源３側の経路にはチョークコイルＬ７が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（直流電源３の正極側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１４３】
しかも、直流電源３側への交流電流の分流抑制を、チョークコイルＬ７にて実現しているため、第１実施形態のＬＣ並列共振回路８や、後述する第３実施形態のバンドリジェクトフィルタ６４（図１５参照）に比べて、ごく簡素な構成でしかも低コストでその分流抑制を実現できる。
【０１４４】
特に、本実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は、図１４で説明したように、基本波周波数ｆ１に加えて高次の高調波成分まで含む電流である。そのため、周波数が高くなればなるほどインピーダンスが大きくなるチョークコイルＬ７を分流抑制手段として用いることで、重畳部５からの交流電流が直流電源３側へ分流するのをより確実に抑制することができる。
【０１４５】
更に、信号処理部２２においてはその入力段にＨＰＦ４８が設けられ、その通過帯域は基本波周波数ｆ１より小さい所定の遮断周波数以上に設定されている。そのため、電流検出部２１を流れる電流から、基本波周波数ｆ１及びその高調波成分まで含む交流成分をロスなく確実に抽出することができる。
【０１４６】
なお、例えば定格電力が数ワット以上のモータ（中・大型モータ）では、サージノイズ防止のためにもともとモータ２と直列にチョークコイルが配置されていることが多い。その場合は、そのサージノイズ防止用のチョークコイルを、本実施形態のチョークコイルＬ７として、即ち重畳部４１からの交流電流が直流電源３側に分流するのを抑制するための手段として併用することが可能である
［第３実施形態］
図１５に、本実施形態の回転検出システム６０の概略構成を示す。本実施形態の回転検出システム６０も、図１に示した第１実施形態の回転検出システム１と同様、モータ２の回転角を検出するためのシステムであり、モータ２に駆動用の直流電圧を印加するための直流電源３を備えている点、モータ２に回転角検出用の交流電圧を印加（重畳）するための重畳部５を備えている点、モータ２に流れる電流に基づいて回転パルスＳｐを生成する回転信号検出部６を備えている点、などについては、第１実施形態と同じである。
【０１４７】
そのため、第１実施形態と同じ構成要素には第１実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。そして、以下、第１実施形態の回転検出システム１とは異なる構成を中心に説明する。
【０１４８】
本実施形態の回転検出システム６０では、直流電源３からモータ２への電力供給が、モータドライバ６１を介して行われる。
また、直流電源３とモータドライバ６１の間には、直流電源スイッチ６３が設けられている。この直流電源スイッチ６３は、制御部６２からの直流印加制御信号Ｓｄｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには直流電源３からの直流電圧がモータドライバ６１に入力され、ＯＦＦされているときには直流電源３からモータドライバ６１への直流電圧の入力が遮断される。
【０１４９】
モータドライバ６１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭＯＳ１、スイッチＭＯＳ２、スイッチＭＯＳ３、及びスイッチＭＯＳ４を備え、このうちハイサイド側の各スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２（いずれもＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースは直流電源スイッチ６３を介して直流電源３に接続され、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４（いずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴ）のソースはグランドラインに接続されている。また、ハイサイド側のスイッチＭＯＳ１のドレインはローサイド側のスイッチＭＯＳ３のドレインに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＭＯＳ２のドレインはローサイド側における他方のスイッチＭＯＳ４のドレインに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。
【０１５０】
そして、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のゲートには、それぞれ、制御部６２からモータドライバ制御信号ＳＭ１〜ＳＭ４が入力され、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。
【０１５１】
このように、モータドライバ６１を備えていることにより、このモータドライバ６１によるモータ２の正転・逆転の切り替えが可能である。即ち、モータ２を正転させる際は、直流電源スイッチ６３をＯＮさせると共に、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４をＯＮさせ、他の２つのスイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。これにより、直流電源３からの直流電圧が、モータドライバ６１を介してモータ２へ印加され、モータ２が正転を開始する。正転時には、図１５に矢印で示したように、モータ２において、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。
【０１５２】
一方、モータ２を逆転させる際は、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。これにより、図１５に矢印でしたように、モータ２において、他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることになる（但し起動〜定常回転時）。
【０１５３】
そして、回転中のモータ２を制動させる際は、短絡制動が行われる。短絡制動とは、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうちローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４をＯＮさせることで、モータ２の端子間（各ブラシ１６，１７間）を、これら各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させることにより、モータ２を制動させるものである。回転中のモータ２の各ブラシ１６，１７間を各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ２の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４、及びモータ２によって消費され、これによりモータ２が制動されてやがて停止することになる。
【０１５４】
そのため、正転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１５に矢印で示すように、モータ２には、正転時とは逆方向のモータ電流、即ち他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることとなる。逆に、逆転状態のモータ２に対して短絡制動を行うと、図１５に矢印で示すように、モータ２には、逆転時とは逆方向のモータ電流、即ち一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることとなる。
【０１５５】
短絡制動によってモータ２を制動させる場合に、重畳部５を、例えばモータドライバ６１の上流側（直流電源３側）に設けるようにすると、短絡制動が行われる期間中は、モータ２には重畳部５からの交流電圧が印加されないことになる。そこで本実施形態では、直流電源３からモータ２への通電経路のうち、起動〜定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路に対して、重畳部５からの交流電圧を重畳するようにしている。
【０１５６】
より具体的には、図１５に示すように、モータドライバ６１の一方の中点Ｊからモータ２の一方のブラシ１６に至る経路における印加部位Ｐに、重畳部５からの交流電圧が重畳（印加）される。
【０１５７】
一方、回転信号検出部６は、モータドライバ６１の他方の中点Ｋからモータ２の他方のブラシ１７に至る経路に設けられ、この経路を流れる電流を検出するように構成されている。そして、この回転信号検出部６からの回転パルスＳｐは、制御部６２に入力される。
【０１５８】
制御部６２は、上述した直流電源スイッチ６３の制御や、モータドライバ６１を構成する各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の制御を行うほか、第１実施形態の回転角検出部７と同様の機能、即ち回転パルスＳｐに基づいて回転角を検出する機能も備えている。なお、重畳部５からの交流電圧の出力を制御部６２によって制御するようにしてもよいし、また、信号処理部２２内の閾値設定部２７（図５参照）にて設定される閾値を、制御部６２からの制御信号によって可変設定できるようにしてもよい。
【０１５９】
また、本実施形態では、重畳部５からの交流電圧が印加される印加部位Ｐからモータドライバ６１における一方の中点Ｊに至る経路に、設定された周波数帯域（阻止帯域）の信号の通過を阻止するための、分流抑制手段としてのバンドリジェクトフィルタ（ＢＲＦ）６４が設けられている。
【０１６０】
本実施形態の回転検出システム６０は、モータドライバ６１を介してモータ２へ直流電力を供給するように構成され、且つ、そのモータドライバ６１の各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の切り替えによって正転、逆転、短絡制動が行われるように構成されているため、重畳部５からみた本回転検出システム６０の交流等価回路は、図１６に示すように、正転時、逆転時、短絡制動時のそれぞれで異なる。
【０１６１】
このうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４がＯＮされる正転時については、図１６（ａ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ１を経て直流電源３側にも分流する。
【０１６２】
スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３がＯＮされる逆転時については、図１６（ｂ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ３を経てグランドライン側にも分流する。
【０１６３】
スイッチＭＯＳ３及びスイッチＭＯＳ３がＯＮされる短絡制動時については、図１６（ｃ）に示すような等価回路となり、重畳部５からの交流電流は、モータ２側に流れるほか、モータドライバ６１の一方の中点ＪからスイッチＭＯＳ３を経てグランドライン側にも分流する。
【０１６４】
このように、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、重畳部５からの交流電流は、モータ２側にのみ流れるのではなく、モータ２側以外の経路（本例ではモータドライバ６１の一方の中点Ｊ側）にも分流してしまう。
【０１６５】
そこで、そのモータ２側以外の経路への分流を抑制するために、印加部位Ｐとモータドライバの一方の中点Ｊとの間に、ＢＲＦ６４が設けられている。これにより、定常回転（正転・逆転）時はもちろん、短絡制動時でも、重畳部５からの交流電流の多くがモータ２側へ流れる。
【０１６６】
ＢＲＦ６４は、具体的には、図１７（ａ）に示すような回路構成となっている。即ち、２つのコンデンサＣ１６，Ｃ１７の直列接続体と並列に抵抗Ｒ１２が接続され、この並列回路の両端において信号の入出力が行われる。また、２つのコンデンサＣ１６，Ｃ１７の接続点は、抵抗Ｒ１３を介してグランドラインに接続されている。即ち、このＢＲＦ６４は、一般によく知られているＴ型のバンドリジェクトフィルタ（帯域阻止フィルタ回路）である。
【０１６７】
ＢＲＦ６４の周波数特性は、図１７（ｂ）に破線で示す通りである。即ち、重畳部５から出力される交流電流の周波数ｆ１を中心周波数とする所定の阻止帯域の信号が阻止され、それ以外の帯域の信号は通過する。
【０１６８】
尚、バンドリジェクトフィルタは、周知の通り、バンドエリミネートフィルタ、ノッチフィルタなどと呼ばれることもある。また、第１実施形態のＬＣ並列共振回路８も、バンドリジェクトフィルタの一種と捉えることもできる。
【０１６９】
そして、このように構成された回転検出システム６０においても、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、モータ２の回転に伴って、モータ２に流れる交流電流成分の振幅が変化する。そのため、その振幅の変化に基づいて、信号処理部２２にて回転パルスＳｐを生成することができる。そして、その回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出することができる。
【０１７０】
従って、本実施形態の回転検出システム６０によっても、第１実施形態の回転検出システム１と同様、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１７１】
また、印加部位Ｐからモータドライバ６１側の経路にはＢＲＦ６４が設けられており、これにより、重畳部５から出力される交流電流がモータ２側以外の経路（モータドライバ６１側）に分流するのが抑制され、より多くの交流電流がモータ２へ流れる。そのため、電流検出部２１にて検出される検出信号の品質を高品質に維持することができ、更にはその検出信号に基づいて高品質の回転パルスＳｐを生成することができ、精度の高い回転角検出が可能となる。
【０１７２】
［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
【０１７３】
例えば、分流抑制手段として、第１実施形態ではＬＣ並列共振回路８を用い、第３実施形態ではＢＲＦ６４を用いたが、これらの代わりに、第２実施形態で用いたチョークコイルＬ７を用いても良い。なお、上記第１、第３実施形態では、重畳部５から出力される交流電流は正弦波であり、その周波数は基本的には周波数ｆ１のみである。そのため、チョークコイルＬ７のインダクタンス値は、その周波数ｆ１におけるチョークコイルＬ７のインピーダンスがモータ２側のインピーダンスに対して十分高くなるように設定するとよい。
【０１７４】
また、上記第１実施形態及び第３実施形態では、信号処理部２２の入力段においてＢＰＦ２３を備え、これにより、電流検出部２１による検出信号から、交流電流の周波数ｆ１を含む所定の通過帯域の信号を抽出するようにしたが、ＢＰＦ２３を用いたのは一例であり、周波数ｆ１の信号を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、ＢＰＦ２３に代えてＨＰＦを用いることもできる。
【０１７５】
但し、ＨＰＦを用いると、周波数ｆ１の信号だけでなく、周波数ｆ１より高い帯域の信号も全て抽出されることとなり、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれていると、その影響を受けて検出信号のＳ／Ｎが低くなるおそれがある。そのため、Ｓ／Ｎをより高くするためには、ＢＰＦを用いるのが望ましい。
【０１７６】
また、上記第２実施形態では、分流抑制手段としてチョークコイルＬ７を用いたが、これに代えて、第１実施形態で用いたＬＣ並列共振回路８や、第３実施形態で用いたＢＲＦ６４を用いても良い。
【０１７７】
そして、そのようにＬＣ並列共振回路８やＢＲＦ６４を用いる場合は、その阻止帯域を、重畳部４１から出力される交流電流の周波数成分のうち例えば基本波周波数ｆ１や、３倍波周波数ｆ３に設定するなど、できる限り、信号強度の高い周波数成分の通過が阻止されるように設定するのが望ましい。なお、ＬＣ並列共振回路８やＢＲＦ６４の各素子値を適宜設定することで、阻止帯域内に複数の周波数成分を含ませることも可能である。
【０１７８】
また、上記第２実施形態では、信号処理部４７の入力段においてＨＰＦ４８を備え、これにより、電流検出部２１による検出信号から、交流電流の基本波周波数ｆ１よりも低い所定の遮断周波数以上の信号を抽出するようにしたが、ＨＰＦ４８を用いたのは一例であって、少なくとも１つの周波数成分を抽出できる限り、他の種類のフィルタを用いても良い。例えば、ＨＰＦ４８に代えてＢＰＦを用いることもできる。
【０１７９】
但し、ＢＰＦを用いると、抽出できる周波数成分が限られ、その分、検出信号のエネルギーのロスが生じる。そのため、検出信号のエネルギーのロスを抑えることを優先するのであれば、ＨＰＦ４８を用いて高次高調波まで全ての周波数成分を抽出するのが望ましい。しかも、ＨＰＦ４８は、ＢＰＦに比べて回路構成を簡素化できるため、コストの面でも、ＨＰＦ４８の方が望ましい。
【０１８０】
一方、ＨＰＦ４８を用いて高次高調波まで全て抽出するということは、例えば検出信号に周波数の高いノイズ成分が含まれている場合にはそのノイズ成分まで抽出されることになり、Ｓ／Ｎの低下を招くおそれがある。
【０１８１】
そのため、検出信号のＳ／Ｎを高くすることを優先するのであれば、ＢＰＦ等を用いて、必要な周波数成分のみを抽出するようにするのが望ましい。この場合、どの周波数成分を抽出するかについては適宜決めることができるが、信号強度の強い基本波成分（ｆ１）及び奇数倍波成分（ｆ３，ｆ５，ｆ７・・・）のうち少なくとも１つは抽出するのが望ましい。
【０１８２】
また、分流抑制手段としては、抵抗素子を用いることもできる。その場合、その抵抗素子の抵抗値が大きいほど、分流抑制効果を高めることができる。
但し、抵抗素子を用いると、交流電流の分流を抑制することができる一方で、直流電源３からモータ２へ供給される電力の一部がその抵抗素子にて消費されることとなり、その分が電力の損失となってしまう。そのため、比較的大きな電流が流れるようなモータの場合には、抵抗素子ではなく、上記各実施形態に示したＬＣ並列共振回路８（図１）やチョークコイルＬ７（図１１）、ＢＲＦ６４（図１５）などのような、直流電力の損失が生じないものを用いるのが望ましい。
【０１８３】
更に、上記例示した回路、素子等以外にも、重畳部から出力される交流電流がモータ２側以外の経路に分流するのを効果的に抑制することができる限り、分流抑制手段の具体的構成は限定されるものではない。
【０１８４】
また、上記各実施形態では、電流検出部２１として、電流検出抵抗Ｒ１を用いたが、電流検出抵抗Ｒ１に代えて例えばコイル（インダクタンス素子）を用いても良い。
また、上記各実施形態の信号検出部の構成（図５や図１３）は、あくまでも一例であり、図示の構成に限定されるものではないことはいうまでもない。電流検出部からの検出信号に基づいて回転パルスＳｐを生成できる限り、種々の構成を採ることができる。
【０１８５】
また、上記実施形態では、重畳部内の交流電源が生成する電圧として、方形波電圧の場合（第１，第３実施形態）及び正弦波電圧の場合（第２実施形態）について説明したが、これら各電圧もあくまでも一例であり、他の種類の交流電圧を生成するようにしてもよい。
【０１８６】
また、上記各実施形態では、モータ２の回転の過程において、ブラシに接触する整流子片が切り替わる際に生じる、モータ回路の瞬間的なインピーダンスの変化については、考慮しないものとして説明したが、瞬間的ではあれ、インピーダンスが変化することは事実であり、しかもそのインピーダンスの変化は回転に伴って周期的に生じる。そのため、その瞬間的に生じるインピーダンスの変化に基づいて（延いてはそれにより生じる交流成分の変化に基づいて）回転角等の回転状態を検出することも可能である。その場合、上記各実施形態のモータ２のようにコンデンサＣ１を設けることは必ずしも必要ではなくなる。
【０１８７】
また、上記各実施形態では、モータ２の回転角を検出する回転検出システムについて説明したが、モータ２に代えて、例えば図１８に示すようなモータ７０を用いることで、回転方向も検出することが可能となる。
【０１８８】
図１８に示すモータ７０は、上記各実施形態のモータ２に対して更に、第２相コイルＬ２にもコンデンサＣ２が並列接続された構成となっている。そして、このコンデンサＣ２の静電容量値は、第１相コイルＬ１に並列接続されたコンデンサＣ１の静電容量値とは異なる値である。
【０１８９】
そのため、このモータ７０が１８０°回転する間、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ１６，１７間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第１実施形態では、図３に示したように、１８０°回転する間にモータ回路は状態Ａ〜Ｃの３種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態Ａ，Ｂの高インピーダンスと状態Ｃの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が３種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値（３種類の値）となる。即ち、１８０°回転する間にモータ回路のインピーダンスは３段階に変化するのである。
【０１９０】
そのため、電流検出部２１により検出されるモータ電流は、モータ７０が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の３段階に順次変化する。
そこで、この３段階の振幅変化を検出するために、信号処理部２２において、互いに異なる値の閾値が設定された２つの閾値設定部を設けると共に、これら各閾値設定部に対応するように２つの比較部を設け、各比較部からそれぞれ回転パルスを出力させるようにするとよい。より具体的には、例えば、検出信号の振幅が中振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部と、検出信号の振幅が大振幅以上の場合にＨレベルとなるような回転パルスを出力する比較部とを設ける。
【０１９１】
このように構成することで、双方の比較部から出力される回転パルスの変化パターンに基づいて、モータ７０の回転方向を検出できるようになる。
また、図１８に示したモータ７０以外にも、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出及び回転方向の検出が可能である。
【０１９２】
なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。
【０１９３】
また、上記第１実施形態では、第１相コイルＬ１全体に対して完全に並列となるようにコンデンサＣ１を接続したが、例えば、第１相コイルＬ１の一部に中間タップをたててそこにコンデンサＣ１の一端を接続することにより、コンデンサＣ１を第１相コイルＬ１の一部に対して並列となるように接続してもよい。このような接続方法は、図１８に示したモータ７０や、後述する他のモータについても同様に適用できる。
【０１９４】
また、上記各実施形態では、モータ２として、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図１９に示すモータ８０のように、スター結線された３つの相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３からなるモータであってもよい。スター結線の場合、例えば、図１９に示すように、２つの相コイルＬ１１，Ｌ１２の双方にそれぞれコンデンサＣ３１，Ｃ３２を並列接続することで、モータ８０の回転角や回転方向を検出することができる。
【０１９５】
なお、図１９に示した構成はあくまでも一例に過ぎず、例えば、何れか１つの相コイルにのみコンデンサを並列接続するようにしてもよい。また例えば、全ての相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、２つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。
【０１９６】
また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。
【０１９７】
４相以上のモータに対する本発明の適用例として、図２０に、５相の直流モータの場合を示す。図２０に示すモータ９０は、５つの整流子片９１，９２，９３，９４，９５からなる整流子を有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５がそれぞれ接続（Δ結線）されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。
【０１９８】
そして、各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５のうち２つの相コイル（第１相コイルＬ２１、第２相コイルＬ２２）に、それぞれコンデンサＣ４１，Ｃ４２が並列接続されている。このような５相のモータ９０についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。
【０１９９】
なお、４相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、４相以上のモータにおいても、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、図１８に示したモータ７０と同様、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン（延いては交流電流の振幅変化パターン）に基づいて回転方向の検出も可能となる。
【０２００】
また、上記各実施形態では、回転に伴うモータ回路のインピーダンスの周期的な変化を、モータ２の第１相コイルＬ１にコンデンサＣ１を並列接続することによって実現していたが、回転に伴ってインピーダンスの変化が周期的に生じるようなモータの具体的構成は、他にも種々考えられる。
【０２０１】
例えば、図２１に示すモータ１００も、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが周期的に変化する。図２１のモータ１００は、ハウジング１０１と、このハウジング１０１内に収容されたロータコア１１０とを備えている。ロータコア１１０は、ハウジング１０１の軸心に配置されている回転軸１０６に固定され、この回転軸１０６と共に回転する。
【０２０２】
ハウジング１０１は、略円筒形の形状をなし、その内周面には、界磁発生用の２つの磁石１０２，１０３が径方向に互いに対向するように固定されている。周方向で見れば、２つの磁石１０２，１０３が所定間隔隔てて固定されている。各磁石１０２，１０３は、いずれも永久磁石であり、ロータコア１１０と対向する面側の極性が一方はＮ極で他方がＳ極である。つまり、このモータ１００は界磁が２極の直流モータとして構成されている。
【０２０３】
また、ハウジング１０１は、軟磁性体である継鉄（ヨーク）にて形成されたものであり、内周面に固定された２つの磁石１０２，１０３と共にモータ１００の磁気回路を構成している。
【０２０４】
ロータコア１１０は、軟磁性体にて形成されたものであり、３つのティース（突極）１１１，１１２，１１３を有し、電機子コイル１０５が巻回されている。具体的には、第１ティース１１１に第１相コイルＬ１が巻回され、第２ティース１１２に第２相コイルＬ２が巻回され、第３ティース１１３に第３相コイルＬ３が巻回されており、これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により電機子コイル１０５が構成されている。
【０２０５】
また、回転軸１０６には、整流子１０が固定されており、この整流子１０に、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７が摺接している。整流子１０と各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３との結線状態は、第１実施形態のモータ２（図１参照）と同じである。
【０２０６】
更に、モータ１００には、ハウジング１０１の内周面において、２つの磁石１０２，１０３の間に、凸部１０４が設けられている。ハウジング１０１の内周面には、２つの磁石１０２，１０３が周方向において所定の間隔を隔てて固定されているため、周方向において磁石１０２，１０３の存在しない領域（磁石間領域）が２箇所存在している。モータ１００では、図２１に示す通り、このうち１箇所の磁石間領域に、ハウジング１０１の内周面から径方向内側へ突出するように凸部１０４が設けられている。また、この凸部１０４は、２つの磁石１０２，１０３のいずれとも接触しないよう、周方向において各磁石１０２，１０３の双方からそれぞれ所定間隔隔てて設けられている。
【０２０７】
凸部１０４は、軟磁性体の材料で形成されたものであり、周方向に所定の長さを有し、且つ、径方向に所定の厚みを有している。そして、この凸部１０４が設けられていることにより、モータ１００のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗は、ロータコア１１０の回転に伴って変化する。なお、以下の説明で「磁気抵抗」とは、特に断りのない限り、モータ２のロータコア１１０とハウジング１０１により構成される磁気回路の磁気抵抗を意味するものとする。
【０２０８】
ロータコア１１０及びハウジング１０１はいずれも軟磁性体にて形成されており、その透磁率は空気の透磁率よりも非常に大きい。そのため、モータ１００の磁気抵抗は、ロータコア１１０（詳しくは各ティース１１１，１１２，１１３の外周面）とハウジング１０１の内周面又は磁石１０２，１０３との間のエアギャップ、及び各磁石１０２，１０３の厚みの和に大きく依存する。つまり、エアギャップが大きいほど磁気抵抗は大きくなり、逆にエアギャップが小さいほど、磁気抵抗は小さくなる。
【０２０９】
但し、各磁石１０２，１０３については、その透磁率は空気の透磁率とほぼ同じである。そのため、各磁石１０２，１０３は、磁気的にみれば空気が存在していることと等価となる。つまり、モータ１００の磁気抵抗を考慮する上では、空気と同じ透磁率である各磁石１０２，１０３の存在は無視することができ、各磁石１０２，１０３はいずれもエアギャップとして扱うことができる。そのため、仮に凸部１０４がないならば、ロータコア１１０とハウジング１０１の内周面とのエアギャップはロータコア１１０が回転しても一定であり、故に、回転に伴って磁気抵抗が変化することはない。
【０２１０】
しかし、モータ１００は、ハウジング１０１の内周面に、ハウジング１０１とほぼ同じ透磁率を有する、軟磁性の凸部１０４が設けられている。そのため、モータ１００の回転角によって、即ちロータコア１１０の各ティース１１１，１１２，１１３の外周面がこの凸部１０４と対向しているか否かによって、モータ１００の磁気抵抗は異なった値となる。つまり、モータ１００の回転に伴ってその磁気抵抗が変化する。そして、磁気抵抗が変化すると、モータ回路のインダクタンスも変化するため、重畳部５から出力されて電流検出部２１を流れる交流電流の振幅も変化する。
【０２１１】
この振幅の変化は、モータ１００の回転（詳しくはロータコア１１０及び回転軸１０６の回転）に伴って周期的に生じる。そこで、この交流電流の振幅の変化に基づき、上述した各実施形態と同様に、モータ１００の回転角を検出することができる。
【０２１２】
なお、ハウジング側に工夫を加えることでモータ回路のインダクタンスを周期的に変化させることが可能な構成は、図２１に示したモータ１００以外にも多種多様のものが考えられる。具体的には、凸部の設置位置や設置数を適宜変更したり、凸部の形状自体に工夫を加えることで回転に伴うモータ回路のインダクタンスの変化パターンに特徴を持たせたりすることができる。
【０２１３】
また、モータ回路のインダクタンスを周期的に変化させるための構成は、図２１に示したモータ１００のようにハウジング側に工夫を加える方法以外にも実現可能である。例えば、図２２に示すモータ１２０は、第１実施形態のモータ２に対し、コンデンサＣ１に代えて、コンデンサ以外のインピーダンス素子１２２を相コイルに並列接続した構成となっている。
【０２１４】
インピーダンス素子１２２としては、例えばインダクタンス素子（コイル）であってもよいし、抵抗であってもよい。また、１つの相コイルにのみインピーダンス素子を並列接続するのはあくまでも一例に過ぎず、複数の相コイルにインピーダンス素子を接続してもよいし、１つの相コイルに対して複数のインピーダンス素子を接続してもよい。またその接続方法も、並列接続であってもよし直列接続であってもよい。つまり、結果としてモータ回路のインピーダンスが回転に伴って周期的に変化する限り、どのような素子をどの相コイルに対してどのように接続するかは適宜決めることができる。
【０２１５】
また、一般に直流モータにおいては、サージ吸収のためにリングバリスタが用いられることがある。このようにリングバリスタを有するモータの場合には、このリングバリスタを利用して、回転に伴う周期的なインピーダンス変化を生じさせるようにすることができる。
【０２１６】
例えば、リングバリスタが有する複数の電極のうち隣接する電極間にコンデンサやインダクタンス素子等を接続するようにしてもよい。また例えば、上述した各種モータのように別途コンデンサやインダクタンス素子等を接続することなく、各電極の面積に差異をもたせるなどしてリングバリスタ自体の構成に工夫を加えることで、回転に伴う周期的なインピーダンス変化が生じるようにすることもできる。
【０２１７】
また、上記各実施形態では、一対のブラシを有するモータについて説明したが、複数対のブラシを有するモータに対しても本発明を適用することが可能である。
また、一般に、モータを駆動するにあたっては、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズ（サージ）を減少させるために、モータ外部においてブラシ間にコンデンサを接続する場合が多い。ブラシ間に、即ちモータと並列に、コンデンサを接続することで、ブラシと整流子片との切り替わり時に発生するノイズを低減させることができる。
【０２１８】
しかし、モータ外部においてブラシ間をコンデンサで接続すると、重畳部から供給される交流電流の大部分がその外部のコンデンサに流れてしまい、回転状態の検出が困難となるおそれがある。
【０２１９】
そこで、ノイズ低減用にモータ外部にコンデンサを設ける場合には、電流検出部２１は、その外部のコンデンサとモータとで形成されるループ内であって且つモータ電流が流れる経路に配置するのが望ましい。その具体例を図２３に示す。
【０２２０】
図２３に示す回転検出システム１３０は、図１の回転検出システム１に対し、ノイズ低減用のコンデンサＣ５０を設けたものである。この回転検出システム１３０は、モータ２に対し、コンデンＣ５０が並列接続されている。より詳しくは、コンデンサＣ５０の一端はモータ２における直流電源３側のブラシ１６に接続され、他端は、電流検出部２１からグランドラインに至る経路に接続されている。そのため、電流検出部２１には外部のコンデンサＣ５０に流れる電流は流れず、電流検出部２１はモータ２に流れる電流のみを検出することができる。
【符号の説明】
【０２２１】
１，４０，６０，１３０…回転検出システム、２，７０，８０，９０，１００，１２０…モータ、３…直流電源、４，４６…交流電源、５，４１…重畳部、６，４２…回転信号検出部、７…回転角検出部、８…ＬＣ並列共振回路、１０…整流子、１１，９１〜９５…整流子片、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７…ブラシ、２１…電流検出部、２２，４７…信号処理部、２３…ＢＰＦ、２４…増幅部、２５…包絡線検波部、２６…ＬＰＦ、２７…閾値設定部、２８…比較部、３０，３１…オペアンプ、３２…コンパレータ、４８…ＨＰＦ、６１…モータドライバ、６２…制御部、６３…直流電源スイッチ、６４…ＢＲＦ、１０１…ハウジング、１０２，１０３…磁石、１０４…凸部、１０５…電機子コイル、１０６…回転軸、１１０…ロータコア、１１１…第１ティース、１１２…第２ティース、１１３…第３ティース、１２２…インピーダンス素子、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５，Ｃ１１〜Ｃ１７，Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ４１，Ｃ４２，Ｃ５０…コンデンサ、Ｃ１０…カップリングコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｊ，Ｋ…中点、Ｌ１…第１相コイル、Ｌ２…第２相コイル、Ｌ３…第３相コイル、Ｌ５…コイル、Ｌ７…チョークコイル、Ｌ１１〜Ｌ１３，Ｌ２１〜Ｌ２５…相コイル、ＭＯＳ１〜ＭＯＳ４…スイッチ、Ｐ…印加部位、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ１３…抵抗
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
当該回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記直流電源から前記直流モータへの通電経路に配置されており、
前記交流重畳手段は、前記通電経路における、前記直流モータと前記分流抑制手段の間に接続されて前記交流電圧を印加するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項３】
請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記交流重畳手段にて印加される前記交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項４】
請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が前記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項５】
請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項６】
請求項３〜請求項５の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域として前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されており、
前記回転状態検出手段は、
前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記通過帯域の交流成分を通過させると共に該通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、
前記帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項７】
請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、インダクタンス素子である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項８】
請求項７に記載の回転検出装置であって、
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも１つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されており、
前記回転状態検出手段は、
前記歪波電圧の前記基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、
前記高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項９】
直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、
前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、
を備えた回転検出システムであって、
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
前記回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出システム。
【請求項１０】
請求項９に記載の回転検出システムであって、
前記直流モータは、
少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子を介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。
【請求項１１】
請求項９に記載の回転検出システムであって、
前記直流モータは、
内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。
【請求項１】
直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
当該回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記直流電源から前記直流モータへの通電経路に配置されており、
前記交流重畳手段は、前記通電経路における、前記直流モータと前記分流抑制手段の間に接続されて前記交流電圧を印加するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項３】
請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記交流重畳手段にて印加される前記交流電圧の周波数成分の一部又は全てを含む所定の周波数帯域を阻止帯域として、少なくとも該阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項４】
請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、所定のインダクタンス値を持つインダクタンス素子と所定の静電容量値を持つ静電容量素子とが並列接続されてなり、共振周波数が前記阻止帯域内の周波数となるように設定された、並列共振回路である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項５】
請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域の電流の通過を抑制できるよう構成された帯域阻止フィルタ回路である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項６】
請求項３〜請求項５の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として正弦波電圧を印加可能に構成されており、
前記分流抑制手段は、前記阻止帯域として前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域が設定されており、
前記回転状態検出手段は、
前記正弦波電圧の周波数を含む所定の周波数帯域を通過帯域として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記通過帯域の交流成分を通過させると共に該通過帯域以外の交流成分の通過を阻止する帯域通過フィルタ回路と、
前記帯域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項７】
請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記分流抑制手段は、インダクタンス素子である
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項８】
請求項７に記載の回転検出装置であって、
前記交流重畳手段は、前記交流電圧として、所定の周波数の基本波成分及び該基本波成分に対する少なくとも１つの高調波成分を有する、歪波電圧を印加可能に構成されており、
前記回転状態検出手段は、
前記歪波電圧の前記基本波成分の周波数以下における所定の周波数を遮断周波数として、前記通電検出手段により検出された前記電気量から、前記遮断周波数以上の交流成分を通過させる高域通過フィルタ回路と、
前記高域通過フィルタ回路を通過した交流成分の振幅の変化に基づき、該振幅の変化に対応した信号である回転信号を生成する回転信号生成手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出装置。
【請求項９】
直流電源からの電力供給を受けて回転する直流モータと、
前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置と、
を備えた回転検出システムであって、
前記直流モータは、該直流モータにおける、前記直流電源からの直流電圧が印加される少なくとも一対のブラシ間のインピーダンスが、該直流モータの回転に伴って周期的に変化するように構成されており、
前記回転検出装置は、
前記一対のブラシ間に印加される直流電圧に対し、交流電圧を重畳する交流重畳手段と、
前記交流重畳手段から前記直流モータに供給される交流電流に関する電気量を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記電気量に基づいて、前記直流モータの回転角、回転方向及び回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
前記交流重畳手段からの交流電流が前記直流モータ以外に分流するのを抑制する分流抑制手段と、
を備えたことを特徴とする回転検出システム。
【請求項１０】
請求項９に記載の回転検出システムであって、
前記直流モータは、
少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子を介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。
【請求項１１】
請求項９に記載の回転検出システムであって、
前記直流モータは、
内周面においてその周方向に界磁発生用の複数の磁石が固定されたハウジングと、
前記ハウジング内に設けられ、複数の相コイルからなる電機子コイルを有するロータコアと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有する整流子と、
前記整流子に摺接する少なくとも一対のブラシと、
を有し、
回転に伴って前記一対のブラシ間のインダクタンスが周期的に変化するよう構成されている
ことを特徴とする回転検出システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【公開番号】特開２０１１−１７６９４３（Ｐ２０１１−１７６９４３Ａ）
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−３９１２１（Ｐ２０１０−３９１２１）
【出願日】平成２２年２月２４日（２０１０．２．２４）
【出願人】（０００００４６９５）株式会社日本自動車部品総合研究所 (1,981)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年９月８日（２０１１．９．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年２月２４日（２０１０．２．２４）
【出願人】（０００００４６９５）株式会社日本自動車部品総合研究所 (1,981)
【出願人】（０００００４２６０）株式会社デンソー (27,639)
【Ｆターム（参考）】
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