車両用電源装置の電流検出装置
【課題】簡単な回路構成としながら、最大検出レンジが異なる充電電流と放電電流を高精度に検出する。
【解決手段】電流検出装置は、車両用の走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０が、電流検出部２０、３０の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整している。
【解決手段】電流検出装置は、車両用の走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０が、電流検出部２０、３０の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整している。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用電源装置の走行用のバッテリの放電電流と充電電流を検出する電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両用の電源装置は、走行用のバッテリの残容量を正確に演算することが大切である。残容量の検出に誤差が発生すると、走行時間が長くなるにしたがって誤差が累積される。累積誤差は、バッテリの実際の残容量と演算した残容量とを違う残容量とし、バッテリを過充電したり過放電させる原因となる。バッテリは、過充電と過放電で著しく電気的な性能が低下して寿命が短くなる。自動車用のバッテリは極めて高価であるために、できるかぎり長い期間使用できることが大切である。
また、バッテリを過充電したり過放電したりさせないよう残容量範囲を制限しており、累積誤差が大きくなるとバッテリの使用範囲が狭くなり、車両走行が制限される。
【０００３】
バッテリの残容量は、バッテリに流れる電流を積算して演算される。充電効率と放電効率を考慮しながら、充電電流の積算値から放電電流の積算値を減算して残容量は演算される。正確に残容量を演算するためには、正確にバッテリ電流を検出する必要がある。ところで、バッテリ電流は、電流センサで検出したアナログ信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換し、デジタル信号を電流補正回路が演算して残容量を計算している。電流検出装置は、バッテリの放電電流と充電電流を電流センサで検出する。電流センサから出力されるアナログ信号は、Ａ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換されて、残容量を演算する演算回路に入力される。図１は電流センサの出力特性を示す。この特性の電流センサは、放電電流が増加するにしたがって出力電圧を高く、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を低くする。図の電流センサは、２００Ａの充電電流と放電電流を検出して、電流に比例する電圧を出力する。すなわち、この電流センサは、４００Ａの電流変化を検出して、０Ｖ〜１０Ｖの電圧信号として出力する。
【０００４】
電流センサの出力信号はＡ／Ｄコンバータに入力され、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号を演算回路で演算してバッテリの電流が検出される。電流センサは、検出電流の０Ａを中心として、充電電流と放電電流を同じ最大電流として検出する。ただ、バッテリの現実の使用状態において、放電電流と充電電流の最大電流は同じでない。バッテリの充電電流と放電電流はバッテリＥＣＵでコントロールされるが、最大充電電流は最大放電電流よりも小さく制御される。それはバッテリを保護しながら、車両の走行状態を最適な状態とするためである。放電電流を可能な限り大きくとることにより、加速性能など、使用者に対して快適性能を提供することが可能であるが、充電電流については、あまり大きな電流量をバッテリに供給すると充電電圧の急激な上昇を招く恐れがある。もし、システムで規定している電圧を上回ってしまうと電池が過充電され、寿命の低減や最悪の場合には電池の漏液など、安全上の問題につながることもある。したがって、最大充電電流と最大放電電流を同じレンジとする電流検出回路は、高精度に電流を検出できない。それは、Ａ／Ｄコンバータがデジタル信号に変換する１ビットの分解能が低くなるからである。たとえば、４００Ａの電流レンジを１０ビットのデジタル信号に変換する装置は、１ビットの分解能が４００／１０２４Ａとなる。
【０００５】
この欠点を解決する装置として、本発明者は、充電電流と放電電流を切り換えて高精度に検出する装置を開発した。（特許文献１参照）
【特許文献１】特開２００２−６２３４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の装置の回路図を図２に示す。この装置は、バッテリ８１の充電電流と放電電流を検出する電流センサ８０を備える。電流センサ８０の出力信号は、異なる増幅率を有する１対のオペアンプ９１、９２、およびオペアンプ９３、９４で構成される放電電流専用増幅器８２および充電電流専用増幅器８３に入力される。各増幅器の出力を切替スイッチ８４、８５を介して一定ビット数のＡＤ変換器を内蔵するマイコン８６に入力し、このマイコン８６の演算処理で算出される平均電流値に基づき増幅率を変更する。
【０００７】
図２の装置は、オペアンプの増幅率で放電電流と充電電流を最適なレンジに調整して高精度に検出できる。しかしながら、この装置は専用のオペアンプに切り換えて充電電流と放電電流を検出することから回路構成が複雑になると共に、オペアンプの増幅率が検出精度に影響を与えることから、増幅率の誤差が検出精度を低下させる原因となる。
【０００８】
本発明は、さらにこの欠点を解決することを目的に開発されたものである。本発明の重要な目的は、簡単な回路構成としながら、最大検出レンジが異なる充電電流と放電電流を高精度に検出できる車両用電源装置の電流検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の車両用電源装置の電流検出装置は、前述の目的を達成するために以下の構成を備える。
電流検出装置は、車両用の走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０が、電流検出部２０、３０の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整している。
【００１０】
本発明の請求項２の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路４０を差動アンプ４１としている。この差動アンプ４１からなるレベルシフト回路４０は、一方の入力端子に電流検出部２０、３０の出力を入力し、他方の入力端子には直流の補正電圧を入力し、補正電圧でもって電流検出部２０、３０の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータ６０に入力する。
【００１１】
本発明の請求項３の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路５０を加算回路５１としている。このレベルシフト回路５０は、加算回路５１の入力側に直流バイアス電圧を入力し、この直流バイアス電圧でもって電流検出部２０、３０の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータ６０に入力する。
【００１２】
本発明の請求項４の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、電流検出部２０、３０が、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を低下し、かつ放電電流が大きくなるに従って出力電圧を高くする出力特性を有する。
【００１３】
本発明の請求項５の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路４０、５０の出力側に、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータ６０に入力範囲に調整する振幅調整回路６１を設けている。
【００１４】
本発明の請求項６の電流検出装置は、請求項５の構成に加えて、レベルシフト回路を振幅調整回路に併用されるオペアンプとしている。この電流検出装置は、オペアンプの振幅率でレベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータの入力範囲に調整する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の車両用電源装置の電流検出装置は、極めて簡単な回路構成としながら、最大検出レンジが異なる充電電流と放電電流を高精度に検出できる特徴がある。それは、本発明の電流検出装置が、バッテリの放電電流と充電電流を検出する電流検出部の出力側にレベルシフト回路を接続して、このレベルシフト回路でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力するからである。
【００１６】
本発明の電流検出装置の動作原理を図３に示す。この図は、電流検出部の出力特性を直線Ａで示す。この電流検出部は、２００Ａの放電電流から２００Ａの充電電流を検出し、充電電流が２００Ａで出力電圧を０Ｖ、放電電流２００Ａで出力電圧は１０Ｖとなる。電流検出部の出力電圧は、放電電流が増加して次第に高くなり、充電電流が増加して次第に低下する。充電電流と放電電流が０Ａの状態で、電流検出部の出力電圧は中間電圧の５Ｖとなる。従来の電流検出装置は、この直線Ａの出力を振幅調整回路でもって、鎖線Ｄに変換してＡ／Ｄコンバータに入力する。Ａ／Ｄコンバータは０Ｖ〜５Ｖの入力電圧をデジタル信号に変換して出力する。この電流検出装置は、４００Ａの電流範囲の電流をデジタル信号に変換して出力する。１０ビットのＡ／Ｄコンバータは、入力電圧を１／１０２４の階段状のデジタル信号に変換して出力する。したがって、この電流検出装置の１ビットの分解能は、４００／１０２４Ａとなる。
【００１７】
本発明の電流検出装置は、Ａ／Ｄコンバータから出力される直線Ａをレベルシフト回路でもって直線Ｂにレベルシフトして、放電電流と充電電流をアンバランスとする。直線Ｂは、直線Ａを−１．２５Ｖレベルシフトして得られる。レベルシフトされた直線Ｂは、０Ｖ点が充電電流の２００Ａから１５０Ａに変化する。したがって、充電電流のフルスケールが２００Ａから１５０Ａに変更される。放電電流のフルスケール２００Ａは変化しない。振幅調整回路は、直線Ｂの電圧範囲を直線ＣとしてＡ／Ｄコンバータの入力範囲の０〜５Ｖに変換する。直線Ｃは、１５０Ａの充電電流から２００Ａの放電電流を０〜５Ｖに変換してＡ／Ｄコンバータに入力する。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、１５０Ａの充電電流から２００Ａの放電電流までの３５０Ａをデジタル信号に変換して出力する。したがって、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号の１ビットの分解能は、従来の４００／１０２４Ａから、３５０／１０２４Ａと小さくなって、より高精度に電流を検出できる。すなわち、本発明の電流検出装置は、従来のように充電電流と放電電流に増幅率が異なる専用のオペアンプを設けることなく、簡単なレベルシフト回路でもって電流検出部の出力信号をレベルシフトして、充電電流のフルスケールと放電電流のフルスケールを自由に最適範囲に調整して、Ａ／Ｄコンバータの分解能を高くできる。とくに、レベルシフト回路は、差動アンプの一方の入力端子にレベルシフトする直流の電圧を入力し、あるいはアンプの入力側に直流バイアス電圧を入力する極めて簡単な回路構成で実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。ただし、以下に示す実施例は、本発明の技術思想を具体化するための車両用電源装置の電流検出装置を例示するものであって、本発明は電流検出装置を以下のものに特定しない。さらに、この明細書は、特許請求の範囲に示される部材を、実施例の部材に特定するものでは決してない。
【００１９】
図４ないし図７に示す車両用電源装置の電流検出装置は、車両に搭載される走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。
【００２０】
車両用の電源装置は、走行用のバッテリ１０にＤＣ／ＡＣインバータ１１を介してモータ１２と発電機１３を接続している。モータ１２はバッテリ１０を放電し、発電機１３はバッテリ１０を充電する。バッテリ１０の放電電流と充電電流はバッテリＥＣＵ１４で制御される。バッテリＥＣＵ１４は、車両の走行状態やバッテリ１０の残容量でモータ１２の放電電流、すなわちモータ出力をコントロールしてモータ１２が車両を走行させる動力をコントロールする。また、バッテリＥＣＵ１４は、バッテリ１０の残容量や車両の回生制動でバッテリ１０の充電電流をコントロールする。
【００２１】
バッテリＥＣＵ１４は、図４ないし図７のグラフに示すように、バッテリ１０の放電電流を充電電流よりも大きく制御する。これらの図のグラフは、バッテリ１０を放電する最大電流を２００Ａとし、バッテリ１０を充電する最大電流を１５０Ａとする。このように、バッテリ１０の放電電流を充電電流よりも大きくする電源装置は、車両を走行させるモータ１２の出力を大きくしながら、バッテリ１０の劣化を防止できる。それは、大きな充電電流でバッテリ１０が劣化するのを防止しながら、モータ１２の出力を大きくできるからである。バッテリ１０の劣化は、大電流放電に比較して大電流充電の影響が大きい。充電時の電流が大きい場合、システムに許容された上限電圧を超えてしまうおそれがある。もし、バッテリそのものの設計電圧を超えるような状態が頻繁に発生するとバッテリの劣化が進行する。このため、バッテリ１０の劣化を防止しながらモータ出力を大きくするには、放電電流よりも充電電流を小さく制御する必要がある。図の車両用電源装置は、バッテリ１０を放電する最大電流を２００Ａとして、充電する最大電流を１５０Ａとするが、車両用電源装置は、必ずしも放電電流と充電電流の最大値を２００Ａと１５０Ａとしない。車両用電源装置は、車両の重量が重く、バッテリの容量が大きい場合に放電電流や充電電流の最大値を大きくするからである。
【００２２】
図４と図５に示す電流検出部２０と、図６と図７に示す電流検出部３０は、出力特性が異なる。図４と図５のグラフは、電流検出部２０の出力特性を示す。図に示す出力特性の電流検出部２０は、２００Ａの充電電流で出力電圧を０Ｖとし、２００Ａの放電電流で出力電圧を１０Ｖとし、電流を０Ａとする状態で出力電圧を５Ｖとする。この電流検出部２０は、放電電流が大きくなると出力電圧をリニアに高くし、充電電流が大きくなると出力電圧をリニアに低くし、かつ放電電流と充電電流の変化率に対する出力電圧の変化率を同じにしている。図６と図７のグラフに示す出力特性の電流検出部３０は、電流を０Ａとする状態で出力電圧を０Ｖ、最大放電電流の２００Ａで出力電圧を５Ｖ、２００Ａの充電電流で出力電圧を−５Ｖとする。図４ないし図７の電流検出部２０、３０は、バッテリ１０を放電する方向の電流が増加するにしたがって、出力電圧をリニアに高くする。
【００２３】
レベルシフト回路４０、５０は、充電電流と放電電流を２００Ａとする範囲の出力電圧をＡ／Ｄコンバータ６０に入力しない。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ６０に入力する電流検出部２０、３０の出力電圧範囲を制限するために、電流検出部２０、３０の出力電圧をレベルシフトする。図４ないし図７に示すレベルシフト回路４０、５０は、放電電流の最大値を２００Ａとし、充電電流の最大値を１５０Ａとする範囲の電圧信号を電流検出部２０、３０からＡ／Ｄコンバータ６０に入力するように、電流検出部２０、３０の出力電圧をレベルシフトする。
【００２４】
図４と図５の直線Ａは、電流検出部２０の出力特性を示す。この出力特性の電流検出部２０の出力信号は、レベルシフト回路４０、５０に入力される。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ａの入力信号を直線Ｂにレベルシフトする。このレベルシフト回路４０、５０は、入力信号を−１．２５Ｖレベルシフトして出力する。直線Ａからレベルシフトされた直線Ｂは、電流検出部２０が検出する、充電電流を１５０Ａとする信号を０Ｖとする。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ａを直線Ｂにレベルシフトするが、電流の変化に対する出力電圧を変化させない。すなわち、直線Ｂと直線Ａは平行にレベルシフトされる。したがって、放電電流の２００Ａにおけるレベルシフト回路４０、５０の出力電圧は１０Ｖから８．７５Ｖ（１０Ｖ−１．２５Ｖ）にレベルシフトされる。
【００２５】
図６と図７の直線Ｅは、電流検出部３０の出力特性を示す。この電流検出部３０は、電流を０Ａとする状態で出力電圧を０Ｖとする。この出力特性の電流検出部３０の出力信号は、レベルシフト回路４０、５０で直線Ｆにレベルシフトされる。すなわち、レベルシフト回路４０、５０は、電流検出部２０、３０の入力信号を、＋３．７５Ｖレベルシフトして出力する。直線Ｅからレベルシフトされた直線Ｆは、電流検出部３０が検出する、充電電流を１５０Ａとする信号を０Ｖとする。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ｅを直線Ｆにレベルシフトするが、電流の変化に対する出力電圧を変化させず、直線Ｅと直線Ｆは平行にレベルシフトされる。したがって、放電電流の２００Ａにおけるレベルシフト回路４０、５０の出力電圧は５Ｖが３．７５Ｖレベルシフトされて、８．７５Ｖ（５Ｖ＋３．７５Ｖ）となる。
【００２６】
レベルシフト回路４０、５０は、電圧増幅率を１とする差動アンプ４１や加算回路５１で実現できる。レベルシフト回路４０を実現する差動アンプ４１を図４と図６に示し、加算回路５１のレベルシフト回路５０を図６と図７に示す。
【００２７】
図４と図６の差動アンプ４１は、＋側の入力端子に電流検出部２０、３０の出力信号を入力し、−側の入力端子に補正電圧を入力して電流検出部２０、３０の出力信号をレベルシフトする。図４のレベルシフト回路４０は、差動アンプ４１の−側の入力端子に＋１．２５Ｖの補正電圧を入力して、電流検出部２０の出力信号を−１．２５Ｖレベルシフトする。図６のレベルシフト回路４０は、差動アンプ４１の−側の入力端子に−３．７５Ｖの補正電圧を入力して、電流検出部３０の出力信号を＋３．７５Ｖレベルシフトする。
【００２８】
図５と図７の加算回路５１であるレベルシフト回路５０は、電圧増幅率を１とするアンプ５２の入力側に、電流検出部２０、３０の出力信号と、直流バイアス電圧の両方を抵抗器を介して入力して、電流検出部２０、３０の信号と、直線バイアス電圧を加算して出力する。図５のレベルシフト回路５０は、電流検出部２０の信号に、−１．２５Ｖの直線バイアス電圧を加算して、電流検出部２０の出力信号を−１．２５Ｖレベルシフトする。図７のレベルシフト回路５０は、電流検出部３０の信号に、＋３．７５Ｖの直線バイアス電圧を加算して、電流検出部３０の出力信号を＋３．７５Ｖレベルシフトする。
【００２９】
レベルシフト回路４０、５０でレベルシフトされた信号は、充電電流の１５０Ａから放電電流の２００Ａの範囲の出力電圧範囲を０Ｖ〜８．７５Ｖとする。ここで、Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲が、レベルシフト回路の出力電圧範囲に等しい回路にあっては、レベルシフト回路の出力信号を直接にＡ／Ｄコンバータに入力してデジタル信号に変換できる。ただし、Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲が、レベルシフト回路の電圧範囲に等しくない回路にあっては、レベルシフト回路の出力信号を、振幅調整回路でレベル範囲を調整して、Ａ／Ｄコンバータに入力する。振幅調整回路は、レベルシフト回路の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも大きい場合は減衰回路となる。反対に、レベルシフト回路の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも小さい場合は増幅回路となる。増幅回路で実現される振幅調整回路は、たとえば、レベルシフト回路を実現する差動アンプやアンプの増幅率を調整して実現できる。
【００３０】
図４ないし図７の電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧範囲を０〜８．７５Ｖとし、Ａ／Ｄコンバータ６０の入力電圧範囲を０〜５Ｖとする。したがって、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧範囲を調整する振幅調整回路６１は、８．７５Ｖの電圧を５Ｖに減衰させる減衰回路となる。この振幅調整回路６１は、入力される電圧信号を５／８．７５倍して出力する回路である。
【００３１】
汎用Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲は、一般的には０〜５Ｖである。電流検出部の出力電圧範囲が１０Ｖであると、電流検出部の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも大きいので、振幅調整回路は減衰回路となる。減衰回路である振幅調整回路６１は、抵抗分圧回路６２で実現できる。入力信号を５／８．７５倍して出力する振幅調整回路６１を実現する抵抗分圧回路６２の減衰回路は、図４ないし図７に示すように、５ｋΩと３．７５ｋΩの抵抗器６３、６４を直列に接続して実現できる。この減衰回路は、アース側に５ｋΩの抵抗器６３を接続し、レベルシフト回路４０、５０の出力を３．７５ｋΩの抵抗器６４に接続し、ふたつの抵抗器６３、６４の接続点をＡ／Ｄコンバータ６０の入力側に接続して実現できる。
また、電流検出部の出力電圧を０〜５Ｖとすれば、振幅調整回路は不要となるため、さらに精度が向上することになる。
【００３２】
Ａ／Ｄコンバータ６０は、振幅調整回路６１から入力される０〜５Ｖの電圧をデジタル信号に変換して、バッテリ１０の充電電流と放電電流をデジタル信号に変換して出力する。Ａ／Ｄコンバータ６０から出力されるデジタル信号は、演算回路７０に入力される。演算回路７０は、入力されるデジタル信号から、バッテリ１０の放電電流と充電電流を演算する。演算回路７０は、図４及び図５の直線Ｃと、図６及び図７の直線Ｇの関数を記憶しており、これらの関数から入力されるデジタル信号を電流値に演算する。演算回路７０は、Ａ／Ｄコンバータ６０から０Ｖのデジタル信号が入力されると充電電流を１５０Ａとし、５Ｖのデジタル信号が入力されると２００Ａの放電電流とし、さらに２．１４Ｖのデジタル信号が入力されると０Ａの電流と演算する。電源装置は、電流検出装置の演算回路７０で演算されるバッテリ１０の放電電流や充電電流から、バッテリ１０の残容量を演算し、また、バッテリ１０の電流を検出しながら、バッテリＥＣＵ１４で放電電流や充電電流を制御する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】電流センサの出力特性の一例を示すグラフである。
【図２】従来の電流検出装置の回路図である。
【図３】本発明の電流検出装置の動作原理の一例を示す図である。
【図４】本発明の一実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図５】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図６】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図７】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３４】
１０…バッテリ
１１…ＤＣ／ＡＣインバータ
１２…モータ
１３…発電機
１４…バッテリＥＣＵ
２０…電流検出部
３０…電流検出部
４０…レベルシフト回路
４１…差動アンプ
５０…レベルシフト回路
５１…加算回路
５２…アンプ
６０…Ａ／Ｄコンバータ
６１…振幅調整回路
６２…抵抗分圧回路
６３…抵抗器
６４…抵抗器
７０…演算回路
８０…電流センサ
８１…バッテリ
８２…放電電流専用増幅器
８３…充電電流専用増幅器
８４…切替スイッチ
８５…切替スイッチ
８６…マイコン
９１…オペアンプ
９２…オペアンプ
９３…オペアンプ
９４…オペアンプ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両用電源装置の走行用のバッテリの放電電流と充電電流を検出する電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両用の電源装置は、走行用のバッテリの残容量を正確に演算することが大切である。残容量の検出に誤差が発生すると、走行時間が長くなるにしたがって誤差が累積される。累積誤差は、バッテリの実際の残容量と演算した残容量とを違う残容量とし、バッテリを過充電したり過放電させる原因となる。バッテリは、過充電と過放電で著しく電気的な性能が低下して寿命が短くなる。自動車用のバッテリは極めて高価であるために、できるかぎり長い期間使用できることが大切である。
また、バッテリを過充電したり過放電したりさせないよう残容量範囲を制限しており、累積誤差が大きくなるとバッテリの使用範囲が狭くなり、車両走行が制限される。
【０００３】
バッテリの残容量は、バッテリに流れる電流を積算して演算される。充電効率と放電効率を考慮しながら、充電電流の積算値から放電電流の積算値を減算して残容量は演算される。正確に残容量を演算するためには、正確にバッテリ電流を検出する必要がある。ところで、バッテリ電流は、電流センサで検出したアナログ信号をＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換し、デジタル信号を電流補正回路が演算して残容量を計算している。電流検出装置は、バッテリの放電電流と充電電流を電流センサで検出する。電流センサから出力されるアナログ信号は、Ａ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換されて、残容量を演算する演算回路に入力される。図１は電流センサの出力特性を示す。この特性の電流センサは、放電電流が増加するにしたがって出力電圧を高く、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を低くする。図の電流センサは、２００Ａの充電電流と放電電流を検出して、電流に比例する電圧を出力する。すなわち、この電流センサは、４００Ａの電流変化を検出して、０Ｖ〜１０Ｖの電圧信号として出力する。
【０００４】
電流センサの出力信号はＡ／Ｄコンバータに入力され、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号を演算回路で演算してバッテリの電流が検出される。電流センサは、検出電流の０Ａを中心として、充電電流と放電電流を同じ最大電流として検出する。ただ、バッテリの現実の使用状態において、放電電流と充電電流の最大電流は同じでない。バッテリの充電電流と放電電流はバッテリＥＣＵでコントロールされるが、最大充電電流は最大放電電流よりも小さく制御される。それはバッテリを保護しながら、車両の走行状態を最適な状態とするためである。放電電流を可能な限り大きくとることにより、加速性能など、使用者に対して快適性能を提供することが可能であるが、充電電流については、あまり大きな電流量をバッテリに供給すると充電電圧の急激な上昇を招く恐れがある。もし、システムで規定している電圧を上回ってしまうと電池が過充電され、寿命の低減や最悪の場合には電池の漏液など、安全上の問題につながることもある。したがって、最大充電電流と最大放電電流を同じレンジとする電流検出回路は、高精度に電流を検出できない。それは、Ａ／Ｄコンバータがデジタル信号に変換する１ビットの分解能が低くなるからである。たとえば、４００Ａの電流レンジを１０ビットのデジタル信号に変換する装置は、１ビットの分解能が４００／１０２４Ａとなる。
【０００５】
この欠点を解決する装置として、本発明者は、充電電流と放電電流を切り換えて高精度に検出する装置を開発した。（特許文献１参照）
【特許文献１】特開２００２−６２３４１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の装置の回路図を図２に示す。この装置は、バッテリ８１の充電電流と放電電流を検出する電流センサ８０を備える。電流センサ８０の出力信号は、異なる増幅率を有する１対のオペアンプ９１、９２、およびオペアンプ９３、９４で構成される放電電流専用増幅器８２および充電電流専用増幅器８３に入力される。各増幅器の出力を切替スイッチ８４、８５を介して一定ビット数のＡＤ変換器を内蔵するマイコン８６に入力し、このマイコン８６の演算処理で算出される平均電流値に基づき増幅率を変更する。
【０００７】
図２の装置は、オペアンプの増幅率で放電電流と充電電流を最適なレンジに調整して高精度に検出できる。しかしながら、この装置は専用のオペアンプに切り換えて充電電流と放電電流を検出することから回路構成が複雑になると共に、オペアンプの増幅率が検出精度に影響を与えることから、増幅率の誤差が検出精度を低下させる原因となる。
【０００８】
本発明は、さらにこの欠点を解決することを目的に開発されたものである。本発明の重要な目的は、簡単な回路構成としながら、最大検出レンジが異なる充電電流と放電電流を高精度に検出できる車両用電源装置の電流検出装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の車両用電源装置の電流検出装置は、前述の目的を達成するために以下の構成を備える。
電流検出装置は、車両用の走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０が、電流検出部２０、３０の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整している。
【００１０】
本発明の請求項２の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路４０を差動アンプ４１としている。この差動アンプ４１からなるレベルシフト回路４０は、一方の入力端子に電流検出部２０、３０の出力を入力し、他方の入力端子には直流の補正電圧を入力し、補正電圧でもって電流検出部２０、３０の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータ６０に入力する。
【００１１】
本発明の請求項３の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路５０を加算回路５１としている。このレベルシフト回路５０は、加算回路５１の入力側に直流バイアス電圧を入力し、この直流バイアス電圧でもって電流検出部２０、３０の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータ６０に入力する。
【００１２】
本発明の請求項４の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、電流検出部２０、３０が、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を低下し、かつ放電電流が大きくなるに従って出力電圧を高くする出力特性を有する。
【００１３】
本発明の請求項５の電流検出装置は、請求項１の構成に加えて、レベルシフト回路４０、５０の出力側に、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータ６０に入力範囲に調整する振幅調整回路６１を設けている。
【００１４】
本発明の請求項６の電流検出装置は、請求項５の構成に加えて、レベルシフト回路を振幅調整回路に併用されるオペアンプとしている。この電流検出装置は、オペアンプの振幅率でレベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータの入力範囲に調整する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の車両用電源装置の電流検出装置は、極めて簡単な回路構成としながら、最大検出レンジが異なる充電電流と放電電流を高精度に検出できる特徴がある。それは、本発明の電流検出装置が、バッテリの放電電流と充電電流を検出する電流検出部の出力側にレベルシフト回路を接続して、このレベルシフト回路でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力するからである。
【００１６】
本発明の電流検出装置の動作原理を図３に示す。この図は、電流検出部の出力特性を直線Ａで示す。この電流検出部は、２００Ａの放電電流から２００Ａの充電電流を検出し、充電電流が２００Ａで出力電圧を０Ｖ、放電電流２００Ａで出力電圧は１０Ｖとなる。電流検出部の出力電圧は、放電電流が増加して次第に高くなり、充電電流が増加して次第に低下する。充電電流と放電電流が０Ａの状態で、電流検出部の出力電圧は中間電圧の５Ｖとなる。従来の電流検出装置は、この直線Ａの出力を振幅調整回路でもって、鎖線Ｄに変換してＡ／Ｄコンバータに入力する。Ａ／Ｄコンバータは０Ｖ〜５Ｖの入力電圧をデジタル信号に変換して出力する。この電流検出装置は、４００Ａの電流範囲の電流をデジタル信号に変換して出力する。１０ビットのＡ／Ｄコンバータは、入力電圧を１／１０２４の階段状のデジタル信号に変換して出力する。したがって、この電流検出装置の１ビットの分解能は、４００／１０２４Ａとなる。
【００１７】
本発明の電流検出装置は、Ａ／Ｄコンバータから出力される直線Ａをレベルシフト回路でもって直線Ｂにレベルシフトして、放電電流と充電電流をアンバランスとする。直線Ｂは、直線Ａを−１．２５Ｖレベルシフトして得られる。レベルシフトされた直線Ｂは、０Ｖ点が充電電流の２００Ａから１５０Ａに変化する。したがって、充電電流のフルスケールが２００Ａから１５０Ａに変更される。放電電流のフルスケール２００Ａは変化しない。振幅調整回路は、直線Ｂの電圧範囲を直線ＣとしてＡ／Ｄコンバータの入力範囲の０〜５Ｖに変換する。直線Ｃは、１５０Ａの充電電流から２００Ａの放電電流を０〜５Ｖに変換してＡ／Ｄコンバータに入力する。したがって、Ａ／Ｄコンバータは、１５０Ａの充電電流から２００Ａの放電電流までの３５０Ａをデジタル信号に変換して出力する。したがって、Ａ／Ｄコンバータから出力されるデジタル信号の１ビットの分解能は、従来の４００／１０２４Ａから、３５０／１０２４Ａと小さくなって、より高精度に電流を検出できる。すなわち、本発明の電流検出装置は、従来のように充電電流と放電電流に増幅率が異なる専用のオペアンプを設けることなく、簡単なレベルシフト回路でもって電流検出部の出力信号をレベルシフトして、充電電流のフルスケールと放電電流のフルスケールを自由に最適範囲に調整して、Ａ／Ｄコンバータの分解能を高くできる。とくに、レベルシフト回路は、差動アンプの一方の入力端子にレベルシフトする直流の電圧を入力し、あるいはアンプの入力側に直流バイアス電圧を入力する極めて簡単な回路構成で実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。ただし、以下に示す実施例は、本発明の技術思想を具体化するための車両用電源装置の電流検出装置を例示するものであって、本発明は電流検出装置を以下のものに特定しない。さらに、この明細書は、特許請求の範囲に示される部材を、実施例の部材に特定するものでは決してない。
【００１９】
図４ないし図７に示す車両用電源装置の電流検出装置は、車両に搭載される走行用のバッテリ１０の充電電流と放電電流を検出する電流検出部２０、３０と、この電流検出部２０、３０の出力側に接続されて電流検出部２０、３０の出力をシフトするレベルシフト回路４０、５０と、このレベルシフト回路４０、５０の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータ６０とを備える。
【００２０】
車両用の電源装置は、走行用のバッテリ１０にＤＣ／ＡＣインバータ１１を介してモータ１２と発電機１３を接続している。モータ１２はバッテリ１０を放電し、発電機１３はバッテリ１０を充電する。バッテリ１０の放電電流と充電電流はバッテリＥＣＵ１４で制御される。バッテリＥＣＵ１４は、車両の走行状態やバッテリ１０の残容量でモータ１２の放電電流、すなわちモータ出力をコントロールしてモータ１２が車両を走行させる動力をコントロールする。また、バッテリＥＣＵ１４は、バッテリ１０の残容量や車両の回生制動でバッテリ１０の充電電流をコントロールする。
【００２１】
バッテリＥＣＵ１４は、図４ないし図７のグラフに示すように、バッテリ１０の放電電流を充電電流よりも大きく制御する。これらの図のグラフは、バッテリ１０を放電する最大電流を２００Ａとし、バッテリ１０を充電する最大電流を１５０Ａとする。このように、バッテリ１０の放電電流を充電電流よりも大きくする電源装置は、車両を走行させるモータ１２の出力を大きくしながら、バッテリ１０の劣化を防止できる。それは、大きな充電電流でバッテリ１０が劣化するのを防止しながら、モータ１２の出力を大きくできるからである。バッテリ１０の劣化は、大電流放電に比較して大電流充電の影響が大きい。充電時の電流が大きい場合、システムに許容された上限電圧を超えてしまうおそれがある。もし、バッテリそのものの設計電圧を超えるような状態が頻繁に発生するとバッテリの劣化が進行する。このため、バッテリ１０の劣化を防止しながらモータ出力を大きくするには、放電電流よりも充電電流を小さく制御する必要がある。図の車両用電源装置は、バッテリ１０を放電する最大電流を２００Ａとして、充電する最大電流を１５０Ａとするが、車両用電源装置は、必ずしも放電電流と充電電流の最大値を２００Ａと１５０Ａとしない。車両用電源装置は、車両の重量が重く、バッテリの容量が大きい場合に放電電流や充電電流の最大値を大きくするからである。
【００２２】
図４と図５に示す電流検出部２０と、図６と図７に示す電流検出部３０は、出力特性が異なる。図４と図５のグラフは、電流検出部２０の出力特性を示す。図に示す出力特性の電流検出部２０は、２００Ａの充電電流で出力電圧を０Ｖとし、２００Ａの放電電流で出力電圧を１０Ｖとし、電流を０Ａとする状態で出力電圧を５Ｖとする。この電流検出部２０は、放電電流が大きくなると出力電圧をリニアに高くし、充電電流が大きくなると出力電圧をリニアに低くし、かつ放電電流と充電電流の変化率に対する出力電圧の変化率を同じにしている。図６と図７のグラフに示す出力特性の電流検出部３０は、電流を０Ａとする状態で出力電圧を０Ｖ、最大放電電流の２００Ａで出力電圧を５Ｖ、２００Ａの充電電流で出力電圧を−５Ｖとする。図４ないし図７の電流検出部２０、３０は、バッテリ１０を放電する方向の電流が増加するにしたがって、出力電圧をリニアに高くする。
【００２３】
レベルシフト回路４０、５０は、充電電流と放電電流を２００Ａとする範囲の出力電圧をＡ／Ｄコンバータ６０に入力しない。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ６０に入力する電流検出部２０、３０の出力電圧範囲を制限するために、電流検出部２０、３０の出力電圧をレベルシフトする。図４ないし図７に示すレベルシフト回路４０、５０は、放電電流の最大値を２００Ａとし、充電電流の最大値を１５０Ａとする範囲の電圧信号を電流検出部２０、３０からＡ／Ｄコンバータ６０に入力するように、電流検出部２０、３０の出力電圧をレベルシフトする。
【００２４】
図４と図５の直線Ａは、電流検出部２０の出力特性を示す。この出力特性の電流検出部２０の出力信号は、レベルシフト回路４０、５０に入力される。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ａの入力信号を直線Ｂにレベルシフトする。このレベルシフト回路４０、５０は、入力信号を−１．２５Ｖレベルシフトして出力する。直線Ａからレベルシフトされた直線Ｂは、電流検出部２０が検出する、充電電流を１５０Ａとする信号を０Ｖとする。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ａを直線Ｂにレベルシフトするが、電流の変化に対する出力電圧を変化させない。すなわち、直線Ｂと直線Ａは平行にレベルシフトされる。したがって、放電電流の２００Ａにおけるレベルシフト回路４０、５０の出力電圧は１０Ｖから８．７５Ｖ（１０Ｖ−１．２５Ｖ）にレベルシフトされる。
【００２５】
図６と図７の直線Ｅは、電流検出部３０の出力特性を示す。この電流検出部３０は、電流を０Ａとする状態で出力電圧を０Ｖとする。この出力特性の電流検出部３０の出力信号は、レベルシフト回路４０、５０で直線Ｆにレベルシフトされる。すなわち、レベルシフト回路４０、５０は、電流検出部２０、３０の入力信号を、＋３．７５Ｖレベルシフトして出力する。直線Ｅからレベルシフトされた直線Ｆは、電流検出部３０が検出する、充電電流を１５０Ａとする信号を０Ｖとする。レベルシフト回路４０、５０は、直線Ｅを直線Ｆにレベルシフトするが、電流の変化に対する出力電圧を変化させず、直線Ｅと直線Ｆは平行にレベルシフトされる。したがって、放電電流の２００Ａにおけるレベルシフト回路４０、５０の出力電圧は５Ｖが３．７５Ｖレベルシフトされて、８．７５Ｖ（５Ｖ＋３．７５Ｖ）となる。
【００２６】
レベルシフト回路４０、５０は、電圧増幅率を１とする差動アンプ４１や加算回路５１で実現できる。レベルシフト回路４０を実現する差動アンプ４１を図４と図６に示し、加算回路５１のレベルシフト回路５０を図６と図７に示す。
【００２７】
図４と図６の差動アンプ４１は、＋側の入力端子に電流検出部２０、３０の出力信号を入力し、−側の入力端子に補正電圧を入力して電流検出部２０、３０の出力信号をレベルシフトする。図４のレベルシフト回路４０は、差動アンプ４１の−側の入力端子に＋１．２５Ｖの補正電圧を入力して、電流検出部２０の出力信号を−１．２５Ｖレベルシフトする。図６のレベルシフト回路４０は、差動アンプ４１の−側の入力端子に−３．７５Ｖの補正電圧を入力して、電流検出部３０の出力信号を＋３．７５Ｖレベルシフトする。
【００２８】
図５と図７の加算回路５１であるレベルシフト回路５０は、電圧増幅率を１とするアンプ５２の入力側に、電流検出部２０、３０の出力信号と、直流バイアス電圧の両方を抵抗器を介して入力して、電流検出部２０、３０の信号と、直線バイアス電圧を加算して出力する。図５のレベルシフト回路５０は、電流検出部２０の信号に、−１．２５Ｖの直線バイアス電圧を加算して、電流検出部２０の出力信号を−１．２５Ｖレベルシフトする。図７のレベルシフト回路５０は、電流検出部３０の信号に、＋３．７５Ｖの直線バイアス電圧を加算して、電流検出部３０の出力信号を＋３．７５Ｖレベルシフトする。
【００２９】
レベルシフト回路４０、５０でレベルシフトされた信号は、充電電流の１５０Ａから放電電流の２００Ａの範囲の出力電圧範囲を０Ｖ〜８．７５Ｖとする。ここで、Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲が、レベルシフト回路の出力電圧範囲に等しい回路にあっては、レベルシフト回路の出力信号を直接にＡ／Ｄコンバータに入力してデジタル信号に変換できる。ただし、Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲が、レベルシフト回路の電圧範囲に等しくない回路にあっては、レベルシフト回路の出力信号を、振幅調整回路でレベル範囲を調整して、Ａ／Ｄコンバータに入力する。振幅調整回路は、レベルシフト回路の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも大きい場合は減衰回路となる。反対に、レベルシフト回路の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも小さい場合は増幅回路となる。増幅回路で実現される振幅調整回路は、たとえば、レベルシフト回路を実現する差動アンプやアンプの増幅率を調整して実現できる。
【００３０】
図４ないし図７の電流検出装置は、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧範囲を０〜８．７５Ｖとし、Ａ／Ｄコンバータ６０の入力電圧範囲を０〜５Ｖとする。したがって、レベルシフト回路４０、５０の出力電圧範囲を調整する振幅調整回路６１は、８．７５Ｖの電圧を５Ｖに減衰させる減衰回路となる。この振幅調整回路６１は、入力される電圧信号を５／８．７５倍して出力する回路である。
【００３１】
汎用Ａ／Ｄコンバータの入力電圧範囲は、一般的には０〜５Ｖである。電流検出部の出力電圧範囲が１０Ｖであると、電流検出部の出力電圧範囲がＡ／Ｄコンバータの入力電圧範囲よりも大きいので、振幅調整回路は減衰回路となる。減衰回路である振幅調整回路６１は、抵抗分圧回路６２で実現できる。入力信号を５／８．７５倍して出力する振幅調整回路６１を実現する抵抗分圧回路６２の減衰回路は、図４ないし図７に示すように、５ｋΩと３．７５ｋΩの抵抗器６３、６４を直列に接続して実現できる。この減衰回路は、アース側に５ｋΩの抵抗器６３を接続し、レベルシフト回路４０、５０の出力を３．７５ｋΩの抵抗器６４に接続し、ふたつの抵抗器６３、６４の接続点をＡ／Ｄコンバータ６０の入力側に接続して実現できる。
また、電流検出部の出力電圧を０〜５Ｖとすれば、振幅調整回路は不要となるため、さらに精度が向上することになる。
【００３２】
Ａ／Ｄコンバータ６０は、振幅調整回路６１から入力される０〜５Ｖの電圧をデジタル信号に変換して、バッテリ１０の充電電流と放電電流をデジタル信号に変換して出力する。Ａ／Ｄコンバータ６０から出力されるデジタル信号は、演算回路７０に入力される。演算回路７０は、入力されるデジタル信号から、バッテリ１０の放電電流と充電電流を演算する。演算回路７０は、図４及び図５の直線Ｃと、図６及び図７の直線Ｇの関数を記憶しており、これらの関数から入力されるデジタル信号を電流値に演算する。演算回路７０は、Ａ／Ｄコンバータ６０から０Ｖのデジタル信号が入力されると充電電流を１５０Ａとし、５Ｖのデジタル信号が入力されると２００Ａの放電電流とし、さらに２．１４Ｖのデジタル信号が入力されると０Ａの電流と演算する。電源装置は、電流検出装置の演算回路７０で演算されるバッテリ１０の放電電流や充電電流から、バッテリ１０の残容量を演算し、また、バッテリ１０の電流を検出しながら、バッテリＥＣＵ１４で放電電流や充電電流を制御する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】電流センサの出力特性の一例を示すグラフである。
【図２】従来の電流検出装置の回路図である。
【図３】本発明の電流検出装置の動作原理の一例を示す図である。
【図４】本発明の一実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図５】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図６】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【図７】本発明の他の実施例にかかる電流検出装置の概略構成図とその動作原理を示すグラフである。
【符号の説明】
【００３４】
１０…バッテリ
１１…ＤＣ／ＡＣインバータ
１２…モータ
１３…発電機
１４…バッテリＥＣＵ
２０…電流検出部
３０…電流検出部
４０…レベルシフト回路
４１…差動アンプ
５０…レベルシフト回路
５１…加算回路
５２…アンプ
６０…Ａ／Ｄコンバータ
６１…振幅調整回路
６２…抵抗分圧回路
６３…抵抗器
６４…抵抗器
７０…演算回路
８０…電流センサ
８１…バッテリ
８２…放電電流専用増幅器
８３…充電電流専用増幅器
８４…切替スイッチ
８５…切替スイッチ
８６…マイコン
９１…オペアンプ
９２…オペアンプ
９３…オペアンプ
９４…オペアンプ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
車両用の走行用のバッテリの充電電流と放電電流を検出する電流検出部と、この電流検出部の出力側に接続されて電流検出部の出力をシフトするレベルシフト回路と、このレベルシフト回路の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータとを備え、
レベルシフト回路が、電流検出部の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整してなる車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項２】
レベルシフト回路が差動アンプで、この差動アンプからなるレベルシフト回路は、一方の入力端子に電流検出部の出力が入力され、他方の入力端子には直流の補正電圧が入力され、補正電圧でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項３】
レベルシフト回路が加算回路で、加算回路の入力側に直流バイアス電圧が入力され、この直流バイアス電圧でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項４】
電流検出部が、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧が低下し、かつ放電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を高くする出力特性を有する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項５】
レベルシフト回路の出力側に、レベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータに入力範囲に調整する振幅調整回路を設けている請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項６】
レベルシフト回路が振幅調整回路に併用されるオペアンプで、このオペアンプの振幅率でレベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータの入力範囲に調整する請求項５に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項１】
車両用の走行用のバッテリの充電電流と放電電流を検出する電流検出部と、この電流検出部の出力側に接続されて電流検出部の出力をシフトするレベルシフト回路と、このレベルシフト回路の出力側に接続しているＡ／Ｄコンバータとを備え、
レベルシフト回路が、電流検出部の出力信号をシフトして、検出できる最大放電電流と最大充電電流をアンバランスに調整してなる車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項２】
レベルシフト回路が差動アンプで、この差動アンプからなるレベルシフト回路は、一方の入力端子に電流検出部の出力が入力され、他方の入力端子には直流の補正電圧が入力され、補正電圧でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項３】
レベルシフト回路が加算回路で、加算回路の入力側に直流バイアス電圧が入力され、この直流バイアス電圧でもって電流検出部の出力信号をシフトしてＡ／Ｄコンバータに入力する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項４】
電流検出部が、充電電流が大きくなるにしたがって出力電圧が低下し、かつ放電電流が大きくなるにしたがって出力電圧を高くする出力特性を有する請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項５】
レベルシフト回路の出力側に、レベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータに入力範囲に調整する振幅調整回路を設けている請求項１に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【請求項６】
レベルシフト回路が振幅調整回路に併用されるオペアンプで、このオペアンプの振幅率でレベルシフト回路の出力電圧の振幅をＡ／Ｄコンバータの入力範囲に調整する請求項５に記載される車両用電源装置の電流検出装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００８−２３２６４５（Ｐ２００８−２３２６４５Ａ）
【公開日】平成２０年１０月２日（２００８．１０．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−６８５９３（Ｐ２００７−６８５９３）
【出願日】平成１９年３月１６日（２００７．３．１６）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２０年１０月２日（２００８．１０．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年３月１６日（２００７．３．１６）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
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