電力変換装置
【課題】直流電圧の変動抑制と入力高調波電流の低減を両立し、かつ簡単な構成で安価な電力変換装置を提供する。
【解決手段】交流―直流電力変換装置の出力端に並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備える。
【解決手段】交流―直流電力変換装置の出力端に並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、特に交流を直流に変換して出力する交流―直流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、図３に示すようにスイッチング素子を用いて交流入力側の力率や高調波電流を改善しながら交流電力を直流電力に変換する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この図に示す電力変換装置において、１は半導体スイッチング素子（図３に図示せず）を有する電力変換回路である。この電力変換回路１には、ＰＷＭコンバータのほか、一般的な力率改善回路（例えば非特許文献１を参照）や、ブリッジレス構成の力率改善回路（例えば、非特許文献２を参照）などが用いられる。
【０００３】
次いで２は電力変換回路１の入力端に接続された交流電源、３は電力変換回路１の出力端に接続された負荷、４は交流リアクトル、５，６はコンデンサ、７は電力変換回路１に有する半導体スイッチング素子の駆動制御をするゲート駆動回路、１１は交流電圧検出器、１２は直流電圧検出器、１３はＡＣ電流検出器（ＡＣＣＴ）、１４はホールＣＴなどを用いた直流電流検出器（ＤＣＣＴ）である。
【０００４】
また、１００は電力変換回路１を制御する制御装置を構成するもので、１０１は電圧制御器、１０２はフィードフォワード制御器、１０３は電流制御器、１０４はＰＷＭ変調器、１０５は三角波などの所定の波形を発生するキャリア発生器である。また、１０６は所望する直流出力電圧を設定する電圧設定器、１０７〜１１０は加算器、１１１は乗算器である。
【０００５】
このように構成された電力変換装置の動作を説明する。電力変換回路１はゲート駆動回路７による制御を受けて交流電源２の交流電圧を直流電圧に変換し、負荷３に供給する。制御装置１００は、入力電流ｉｉｎを入力電圧ｖｉｎと位相の等しい正弦波としつつ、直流出力電圧Ｖｄｃを交流入力電圧ｖｉｎのピーク値よりも高い所望の電圧設定値Ｖｄｃ＊に保つように動作する。
【０００６】
電圧制御器１０１には、例えばＰＩ調節器が用いられる。この電圧制御器１０１は、直流出力電圧Ｖｄｃを一定にするための入力電流振幅指令値を出力するものである。フィードフォワード制御器１０２には負荷電流検出値Ｉｏが入力され、このフィードフォワード制御器１０２から出力される制御信号と電圧制御器１０１から出力される入力電流振幅指令信号とを加算器１０８で加算することで負荷急変等の外乱に対する直流電圧変動量を低減する。
【０００７】
入力電流指令値ｉＬ＊は入力電流振幅指令値と交流入力電圧検出値ｖｉｎとを乗算して得ている。なお、交流入力電圧検出値ｖｉｎの代わりに交流入力電圧検出値ｖｉｎと同相の基準正弦波信号を用いてもよい。電流制御器１０３は例えばＰ調節器が用いられ、リアクトル４に流れる交流入力電流ｉＬの瞬時電流制御を行う。加算器１１０は、交流入力電圧検出値ｖｉｎから電流制御器１０３から出力される制御値との差分を演算することで電力変換回路の入力電圧指令値を出力する。そしてＰＷＭ変調器１０４は入力電圧指令値と、キャリア発生器１０５からの例えば数１０ｋＨｚオーダの三角波等のキャリア波形を比較してＰＷＭ波形に変換したゲート制御信号Ｇｏを生成する。この制御信号Ｇｏは、ゲート駆動回路７に与えられて電力変換回路１のスイッチング素子のオン・オフ制御をする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１−１３６５６８号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】マイクロチップテクノロジー（Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ），アプリケーションノートＡＮ１１０６（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅｓ ＡＮ１１０６，「パワーファクターコレクション イン パワーコンバージョンアプリケーションズ ユージング ザ ｄｓＰＩＣ ＤＳＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｉｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｄｓＰＩＣ ＤＳＣ）」，２００７年６月２５日，ＤＰ０１１０６Ａ ６ページ
【非特許文献２】日本テキサス・インスツルメンツ，アプリケーションレポートＪＡＪＡ２１４，（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｐｏｒｔ ＪＡＪＡ２１４），「ＵＣＣ２８０７０によるブリッジレス電力係数補正（ＰＦＣ）プリレギュレータ設計の実装」，２００１年１１月，ＳＬＵＡ５１７ ６ページ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら上述した電力変換装置にあっては、負荷電流検出値Ｉｏを得るためのホールＣＴ（ＤＣＣＴ）が必要である。このホールＣＴには電源を供給する必要があり、また一般に高価で電力変換装置が大形化するという問題がある。もちろんＤＣＣＴとフィードフォワード制御器１０２を用いずに電圧制御器１０１のゲインを大きくして直流電圧変動量を抑制するようにすることも考えられるが、入力電流振幅指令が直流電圧リプルに応答して１サイクル内で変動する。このため、電流振幅指令値がひずみ波となって入力高調波電流が増加するという新たな問題が生じる。
【００１１】
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、直流電圧の変動抑制と入力高調波電流の低減を両立し、かつ簡単な構成で安価な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決するため本発明の電力変換装置は、入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、前記出力端に並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備えることを特徴としている。
【００１３】
特に前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものとして構成される。
【発明の効果】
【００１４】
上述したように本発明は負荷電力推定手段によって負荷電力（負荷電流）を求めているので負荷電流を検出するための電流検出器が不要になる。したがって本発明によれば、部品点数を削減することができ、電力変換装置を小形化、低コスト化することができる。また、本発明における負荷電力推定手段は簡単な積和演算で構成されるため、例えばマイクロコントローラによるＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）で実現する場合には追加の部品は不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電力変換装置の制御回路の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の電力変換装置の概略構成を示すブロック図の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。
図１，２は発明の実施形態を示すものあって、図中、従来技術を示す図３と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図に示す従来のものと同様である。
【００１７】
ここに図１および図２に示す本発明の一実施形態を示す電力変換装置が従来の電力変換装置と異なるところは、交流入力電圧検出値、交流入力電流検出値および直流出力電圧検出値から負荷電力を推定する負荷電力推定器２００を備え、フィードフォワード制御として電圧制御器１０１の出力に加算した点にある。このように構成したことによって所要の入力電流振幅の変化はこのフィードフォワード制御により行われるためその分、電圧制御器１０１のゲインを小さくすることができ、それゆえ出力電圧リプルによる入力電流指令のひずみの増加を抑えることができる。
【００１８】
より詳細に本願発明が特徴とする負荷電力推定器２００について説明する。電力変換回路１で発生する損失を無視すれば、電力の入出力の関係から負荷電力Ｐｏは次式に示すようにコンデンサ６の充放電電力Ｐｃ（ここでは、コンデンサ６の充電方向を正とする）と入力電力Ｐｉｎの和となる。
【００１９】
Ｐｏ＝Ｐｉｎ−Ｐｃ
ここで、入力電力Ｐｉｎは交流入力電圧検出値ｖｉｎと交流入力電流検出値ｉLの積で求めることができる。
【００２０】
Ｐｉｎ＝ｖｉｎ × ｉL
また、コンデンサ６の充放電電流Ｉｃは、コンデンサ電圧の微分（Ｉｃ=Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ；ただし、Ｃは、コンデンサ６の静電容量, ｄ:微分演算子）によって求めることができる。よって、コンデンサ６の充放電電力Ｐｃは次式となる。
【００２１】
Ｐｃ＝Ｖｄｃ×Ｉｃ ＝ Ｖｄｃ×（Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ）
したがって、負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏは次のように求められる。
Ｐｏ＝（ｖｉｎ×ｉL）＋{Ｖｄｃ×（Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ）}
この式で求めたＰｏを電圧制御器１０１の出力に加算する。
【００２２】
図２は、負荷電力推定器２００をディジタル制御で構成した例である。これは負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏを求める微分演算を差分演算で実現するものである。ここで、２０１は前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器、２０２はコンデンサ６と負荷電力推定器２００の演算周期Ｔｓから計算した比例係数Ｋである。ｖｉｎ検出値とｉＬ検出値は、乗算器２０３で乗算され入力電力Ｐｉｎが得られる。一方、直流出力電圧検出値Ｖｄｃは、前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器２０１に与えられるとともに、このホールド器２０１が保持した前回サンプルの直流電圧値と直流出力電圧検出値Ｖｄｃの電圧差分値を加算器２０６から得る。そしてこの加算器２０６で得られた電圧差分値は、乗算器２０４によって比例係数Ｋと乗算され、さらにこの乗算された値と直流出力電圧検出値Ｖｄｃが乗算器２０５で乗算されコンデンサ６の充放電電力Ｐｃを得る。そうして得られたコンデンサ６の充放電電力Ｐｃと入力電力Ｐｉｎの差分値が加算器２０７によって演算され負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏを得る。
【００２３】
かくして本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、負荷電力推定器を備えているので負荷電流を検出することなく、負荷電力推定器によって負荷電流値を得ることができ、この負荷電流値を用いることで負荷急変等の外乱に対する直流電圧の変動量を低減することができる。また、従来必要であったホールＣＴが不要となるため、装置を小形化、低コスト化させることができる。さらに負荷電力推定器は簡単な積和演算で実現できるため、追加のハードウェアは不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えられる。従って、低コストのＣＰＵが使用可能である。
【００２４】
なお、上記実施形態では制御装置をディジタル制御系で構成した場合について示したが、アナログ回路であってもよく、同様の効果を奏する。
なお、特許文献１に示されているように、フィードフォワード制御の出力（本発明では負荷電力推定器２００の出力）に含まれるリプル成分を平均回路で除去し、入力電流振幅指令値に対してひずみ波形を重畳しないようにできることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００２５】
１ 電力変換回路
２ 交流電源
３ 負荷
４ リアクトル
５，６ コンデンサ
７ ゲート駆動回路
１００ 制御装置
１０１ 電圧制御器
１０３ 電流制御器
１０４ 変調器
１０５ キャリア発生器
２００ 負荷電力推定器
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置に係り、特に交流を直流に変換して出力する交流―直流電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、図３に示すようにスイッチング素子を用いて交流入力側の力率や高調波電流を改善しながら交流電力を直流電力に変換する電力変換装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。この図に示す電力変換装置において、１は半導体スイッチング素子（図３に図示せず）を有する電力変換回路である。この電力変換回路１には、ＰＷＭコンバータのほか、一般的な力率改善回路（例えば非特許文献１を参照）や、ブリッジレス構成の力率改善回路（例えば、非特許文献２を参照）などが用いられる。
【０００３】
次いで２は電力変換回路１の入力端に接続された交流電源、３は電力変換回路１の出力端に接続された負荷、４は交流リアクトル、５，６はコンデンサ、７は電力変換回路１に有する半導体スイッチング素子の駆動制御をするゲート駆動回路、１１は交流電圧検出器、１２は直流電圧検出器、１３はＡＣ電流検出器（ＡＣＣＴ）、１４はホールＣＴなどを用いた直流電流検出器（ＤＣＣＴ）である。
【０００４】
また、１００は電力変換回路１を制御する制御装置を構成するもので、１０１は電圧制御器、１０２はフィードフォワード制御器、１０３は電流制御器、１０４はＰＷＭ変調器、１０５は三角波などの所定の波形を発生するキャリア発生器である。また、１０６は所望する直流出力電圧を設定する電圧設定器、１０７〜１１０は加算器、１１１は乗算器である。
【０００５】
このように構成された電力変換装置の動作を説明する。電力変換回路１はゲート駆動回路７による制御を受けて交流電源２の交流電圧を直流電圧に変換し、負荷３に供給する。制御装置１００は、入力電流ｉｉｎを入力電圧ｖｉｎと位相の等しい正弦波としつつ、直流出力電圧Ｖｄｃを交流入力電圧ｖｉｎのピーク値よりも高い所望の電圧設定値Ｖｄｃ＊に保つように動作する。
【０００６】
電圧制御器１０１には、例えばＰＩ調節器が用いられる。この電圧制御器１０１は、直流出力電圧Ｖｄｃを一定にするための入力電流振幅指令値を出力するものである。フィードフォワード制御器１０２には負荷電流検出値Ｉｏが入力され、このフィードフォワード制御器１０２から出力される制御信号と電圧制御器１０１から出力される入力電流振幅指令信号とを加算器１０８で加算することで負荷急変等の外乱に対する直流電圧変動量を低減する。
【０００７】
入力電流指令値ｉＬ＊は入力電流振幅指令値と交流入力電圧検出値ｖｉｎとを乗算して得ている。なお、交流入力電圧検出値ｖｉｎの代わりに交流入力電圧検出値ｖｉｎと同相の基準正弦波信号を用いてもよい。電流制御器１０３は例えばＰ調節器が用いられ、リアクトル４に流れる交流入力電流ｉＬの瞬時電流制御を行う。加算器１１０は、交流入力電圧検出値ｖｉｎから電流制御器１０３から出力される制御値との差分を演算することで電力変換回路の入力電圧指令値を出力する。そしてＰＷＭ変調器１０４は入力電圧指令値と、キャリア発生器１０５からの例えば数１０ｋＨｚオーダの三角波等のキャリア波形を比較してＰＷＭ波形に変換したゲート制御信号Ｇｏを生成する。この制御信号Ｇｏは、ゲート駆動回路７に与えられて電力変換回路１のスイッチング素子のオン・オフ制御をする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１−１３６５６８号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】マイクロチップテクノロジー（Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ），アプリケーションノートＡＮ１１０６（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｎｏｔｅｓ ＡＮ１１０６，「パワーファクターコレクション イン パワーコンバージョンアプリケーションズ ユージング ザ ｄｓＰＩＣ ＤＳＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｉｎ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ Ｕｓｉｎｇ ｔｈｅ ｄｓＰＩＣ ＤＳＣ）」，２００７年６月２５日，ＤＰ０１１０６Ａ ６ページ
【非特許文献２】日本テキサス・インスツルメンツ，アプリケーションレポートＪＡＪＡ２１４，（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｐｏｒｔ ＪＡＪＡ２１４），「ＵＣＣ２８０７０によるブリッジレス電力係数補正（ＰＦＣ）プリレギュレータ設計の実装」，２００１年１１月，ＳＬＵＡ５１７ ６ページ
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら上述した電力変換装置にあっては、負荷電流検出値Ｉｏを得るためのホールＣＴ（ＤＣＣＴ）が必要である。このホールＣＴには電源を供給する必要があり、また一般に高価で電力変換装置が大形化するという問題がある。もちろんＤＣＣＴとフィードフォワード制御器１０２を用いずに電圧制御器１０１のゲインを大きくして直流電圧変動量を抑制するようにすることも考えられるが、入力電流振幅指令が直流電圧リプルに応答して１サイクル内で変動する。このため、電流振幅指令値がひずみ波となって入力高調波電流が増加するという新たな問題が生じる。
【００１１】
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、直流電圧の変動抑制と入力高調波電流の低減を両立し、かつ簡単な構成で安価な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した課題を解決するため本発明の電力変換装置は、入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、前記出力端に並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備えることを特徴としている。
【００１３】
特に前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものとして構成される。
【発明の効果】
【００１４】
上述したように本発明は負荷電力推定手段によって負荷電力（負荷電流）を求めているので負荷電流を検出するための電流検出器が不要になる。したがって本発明によれば、部品点数を削減することができ、電力変換装置を小形化、低コスト化することができる。また、本発明における負荷電力推定手段は簡単な積和演算で構成されるため、例えばマイクロコントローラによるＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）で実現する場合には追加の部品は不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明に係る電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電力変換装置の制御回路の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の電力変換装置の概略構成を示すブロック図の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。
図１，２は発明の実施形態を示すものあって、図中、従来技術を示す図３と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図に示す従来のものと同様である。
【００１７】
ここに図１および図２に示す本発明の一実施形態を示す電力変換装置が従来の電力変換装置と異なるところは、交流入力電圧検出値、交流入力電流検出値および直流出力電圧検出値から負荷電力を推定する負荷電力推定器２００を備え、フィードフォワード制御として電圧制御器１０１の出力に加算した点にある。このように構成したことによって所要の入力電流振幅の変化はこのフィードフォワード制御により行われるためその分、電圧制御器１０１のゲインを小さくすることができ、それゆえ出力電圧リプルによる入力電流指令のひずみの増加を抑えることができる。
【００１８】
より詳細に本願発明が特徴とする負荷電力推定器２００について説明する。電力変換回路１で発生する損失を無視すれば、電力の入出力の関係から負荷電力Ｐｏは次式に示すようにコンデンサ６の充放電電力Ｐｃ（ここでは、コンデンサ６の充電方向を正とする）と入力電力Ｐｉｎの和となる。
【００１９】
Ｐｏ＝Ｐｉｎ−Ｐｃ
ここで、入力電力Ｐｉｎは交流入力電圧検出値ｖｉｎと交流入力電流検出値ｉLの積で求めることができる。
【００２０】
Ｐｉｎ＝ｖｉｎ × ｉL
また、コンデンサ６の充放電電流Ｉｃは、コンデンサ電圧の微分（Ｉｃ=Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ；ただし、Ｃは、コンデンサ６の静電容量, ｄ:微分演算子）によって求めることができる。よって、コンデンサ６の充放電電力Ｐｃは次式となる。
【００２１】
Ｐｃ＝Ｖｄｃ×Ｉｃ ＝ Ｖｄｃ×（Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ）
したがって、負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏは次のように求められる。
Ｐｏ＝（ｖｉｎ×ｉL）＋{Ｖｄｃ×（Ｃ×ｄＶｄｃ/ｄｔ）}
この式で求めたＰｏを電圧制御器１０１の出力に加算する。
【００２２】
図２は、負荷電力推定器２００をディジタル制御で構成した例である。これは負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏを求める微分演算を差分演算で実現するものである。ここで、２０１は前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器、２０２はコンデンサ６と負荷電力推定器２００の演算周期Ｔｓから計算した比例係数Ｋである。ｖｉｎ検出値とｉＬ検出値は、乗算器２０３で乗算され入力電力Ｐｉｎが得られる。一方、直流出力電圧検出値Ｖｄｃは、前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器２０１に与えられるとともに、このホールド器２０１が保持した前回サンプルの直流電圧値と直流出力電圧検出値Ｖｄｃの電圧差分値を加算器２０６から得る。そしてこの加算器２０６で得られた電圧差分値は、乗算器２０４によって比例係数Ｋと乗算され、さらにこの乗算された値と直流出力電圧検出値Ｖｄｃが乗算器２０５で乗算されコンデンサ６の充放電電力Ｐｃを得る。そうして得られたコンデンサ６の充放電電力Ｐｃと入力電力Ｐｉｎの差分値が加算器２０７によって演算され負荷電力（負荷電力推定値）Ｐｏを得る。
【００２３】
かくして本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、負荷電力推定器を備えているので負荷電流を検出することなく、負荷電力推定器によって負荷電流値を得ることができ、この負荷電流値を用いることで負荷急変等の外乱に対する直流電圧の変動量を低減することができる。また、従来必要であったホールＣＴが不要となるため、装置を小形化、低コスト化させることができる。さらに負荷電力推定器は簡単な積和演算で実現できるため、追加のハードウェアは不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えられる。従って、低コストのＣＰＵが使用可能である。
【００２４】
なお、上記実施形態では制御装置をディジタル制御系で構成した場合について示したが、アナログ回路であってもよく、同様の効果を奏する。
なお、特許文献１に示されているように、フィードフォワード制御の出力（本発明では負荷電力推定器２００の出力）に含まれるリプル成分を平均回路で除去し、入力電流振幅指令値に対してひずみ波形を重畳しないようにできることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００２５】
１ 電力変換回路
２ 交流電源
３ 負荷
４ リアクトル
５，６ コンデンサ
７ ゲート駆動回路
１００ 制御装置
１０１ 電圧制御器
１０３ 電流制御器
１０４ 変調器
１０５ キャリア発生器
２００ 負荷電力推定器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、
前記出力端と並列に接続されたコンデンサと、
指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、
前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、
この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、
この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものである請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項１】
入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、
前記出力端と並列に接続されたコンデンサと、
指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、
前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、
この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、
この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段と
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものである請求項１に記載の電力変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２０１２−１６５５７８（Ｐ２０１２−１６５５７８Ａ）
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２４６０３（Ｐ２０１１−２４６０３）
【出願日】平成２３年２月８日（２０１１．２．８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年８月３０日（２０１２．８．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月８日（２０１１．２．８）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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