電源装置
【課題】 直流電源の効率を向上させると共に、小型化を図る。
【解決手段】 直流電源２の両端間のハーフブリッジ回路のコンデンサ４、６の接続点とＩＧＢＴ８、１０の接続点間に変圧器１２の１次巻線１２ｐが接続され、変圧器１２の２次巻線１２ｓにダイオード１４、１６を介して負荷２０が接続されている。ＩＧＢＴ８に並列に第１のスナバ回路２６が、ＩＧＢＴ１０に並列に第２のスナバ回路２８が接続され、直流電源２と第１のスナバ回路２６のコンデンサ３２の間に第１の回生経路が、直流電源２と第２のスナバ回路２８のコンデンサ３８の間に第２の回生経路が、設けられている。ＩＧＢＴ８の導通時、変圧器１２の２次巻線１２ｓａが電圧を第１の回生経路に供給し、ＩＧＢＴ１０の導通時、変圧器１２の２次巻線１２ｓｂが電圧を第２の回生経路に供給する。
【解決手段】 直流電源２の両端間のハーフブリッジ回路のコンデンサ４、６の接続点とＩＧＢＴ８、１０の接続点間に変圧器１２の１次巻線１２ｐが接続され、変圧器１２の２次巻線１２ｓにダイオード１４、１６を介して負荷２０が接続されている。ＩＧＢＴ８に並列に第１のスナバ回路２６が、ＩＧＢＴ１０に並列に第２のスナバ回路２８が接続され、直流電源２と第１のスナバ回路２６のコンデンサ３２の間に第１の回生経路が、直流電源２と第２のスナバ回路２８のコンデンサ３８の間に第２の回生経路が、設けられている。ＩＧＢＴ８の導通時、変圧器１２の２次巻線１２ｓａが電圧を第１の回生経路に供給し、ＩＧＢＴ１０の導通時、変圧器１２の２次巻線１２ｓｂが電圧を第２の回生経路に供給する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に関し、特にインバータを使用した直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータを使用した直流電源装置は、例えば溶接機、光源、表面処理機等の電源装置として使用されることがある。図７に、このような直流電源装置の１例を示す（特願平２００２−１３７１０号参照）。
【０００３】
この直流電源装置は、例えば商用交流電源を整流及び平滑した直流電源２を有している。この直流電源装置２の正負両端間に、直列に第１及び第２の電流通過素子、例えばコンデンサ４、６が接続されている。直流電源装置２の正負両端間には、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８、１０の導電路、例えばコレクタ・エミッタ導電路も直列に接続されている。ＩＧＢＴ８、１０のゲートには、図示しない制御手段から休止期間を挟んで交互に制御信号が供給される。ＩＧＢＴ８、１０は、制御信号が供給されている期間、導通する。
【０００４】
コンデンサ４、６の相互接続点と、ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路の相互接続点との間に、変圧器１２の１次巻線１２Ｐが接続されている。変圧器１２の２次巻線１２Ｓには、整流手段、例えばダイオード１４、１６のアノードが接続され、それらのカソードが互いに接続され、平滑手段、例えば平滑用リアクトル１８を介して負荷２０の一端に接続されている。負荷２０の他端は、２次巻線１２Ｓの中間タップに接続されている。コンデンサ４、６、ＩＧＢＴ８、１０によって、いわゆるハーフブリッジ型のインバータが構成されている。
【０００５】
ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路に逆並列に、第１及び第２の単方向性導通素子、例えばフリーホイールダイオード２２、２４が接続されている。また、ＩＧＢＴ８、１０には、並列にスナバ回路２６、２８も接続されている。
【０００６】
スナバ回路２６は、ＩＧＢＴ８のコレクタ側に一端が接続されたコンデンサ３２を含んでいる。コンデンサ３２の他端側には、単方向性導通素子、例えばダイオード３４のアノードが接続され、そのカソードがＩＧＢＴ８のエミッタに接続されている。このダイオード３４に並列に抵抗器３６が接続されている。同様に、スナバ回路２８も、コンデンサ３８、ダイオード４０及び抵抗器４２によって構成されている。
【０００７】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８が導通したとき、コンデンサ４の正極から電流がＩＧＢＴ８、変圧器１２の１次巻線１２Ｐ、コンデンサ４の負極に流れる。ＩＧＢＴ１０が導通したとき、コンデンサ６の正極から変圧器１２の１次巻線１２Ｐ、ＩＧＢＴ１０、コンデンサ６の負極に電流が流れる。即ち、変圧器１２の１次巻線１２Ｐには、交互に極性が変化する電流が流れる。これに伴い変圧器１２の２次巻線１２Ｓに交流電流が流れ、これがダイオード１４、１６で整流され、平滑用リアクトル１８によって平滑され、負荷２０に供給される。
【０００８】
ＩＧＢＴ８が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、ダイオード３４に電流が流れて、コンデンサ３２が充電される。ＩＧＢＴ８が導通時には、コンデンサ３２に充電された電荷に基づいて、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ導電路に放電電流が流れるが、この放電電流を抵抗器３６が抑制している。ＩＧＢＴ１０も同様に動作する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８、１０が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、３８によって、これらのエミッタ・コレクタの電圧上昇が抑えられているので、スイッチング損失を軽減させることができる。しかし、ＩＧＢＴ８、１０が非導通状態から導通状態に変化するとき、コンデンサ３２、３８の電荷が抵抗器３６、４２において熱として消費される。その分、効率が低下すると共に、抵抗器３６、４２が発熱するために、抵抗器３６、４２を大型のものとしなければならず、そのため、この直流電源装置自体も大型になっていた。
【００１０】
本発明は、効率を向上させると共に、小型化を図ることができる直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一態様の電源装置は、直流電源（２）と、この直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２の電流通過素子（４、６）を有する直列回路と、前記直流電源（２）の両端間に直列に接続され、交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）と、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）に逆並列に接続された第１及び第２の単方向性導通素子（２２、２４）と、前記第１及び第２の電流通過素子（４、６）の相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）の相互接続点との間に、１次巻線（１２ｐ）が接続された変圧器（１２）と、前記変圧器（１２）に設けられた第１の２次巻線（１２ｓ）に整流手段（１４、１６）を介して接続された負荷（２０）と、前記第１の半導体スイッチング素子（８）に並列に接続され、第１のスナバコンデンサ（３２）と、これに直列に且つ前記第１の半導体スイッチング素子（８）が非導通時に前記第１のスナバコンデンサ（３２）を充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向性導通素子（３４）とを含む第１のスナバ回路（２６）と、 前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２のスナバコンデンサ（３８）と、これに直列に且つ第２の半導体スイッチング素子（１０）が非導通時に第２のスナバコンデンサ（３８）を充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向性導通素子（４０）とを含む第２のスナバ回路（２８）と、前記直流電源（２）と第１のスナバコンデンサ（３２）との間に設けられた第１の回生経路と、前記直流電源（２）と第２のスナバコンデンサ（３８）との間に設けられた第２の回生経路とからなる回生回路（５０）とを、具備している。前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線が設けられている。前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線（１２ｓａ、１２ｓｂ）を設け、前記第１のスナバコンデンサ(３２)と前記第１のスナバ単方向性導通素子(３４)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続され前記第２の２次巻線（１２ｓａ）が、前記第１の半導体スイッチング素子（８）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第１のスナバコンデンサ（３２）の電圧に重畳して前記第１の回生経路に供給し、前記第２のスナバコンデンサ(３８)と前記第２のスナバ単方向性導通素子(４０)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続された前記第３の２次巻線（１２ｓｂ）が、前記第２の半導体スイッチング素子（１０）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第２のスナバコンデンサ（３８）の電圧に重畳して前記第２の回生経路に供給する。
【００１２】
前記変圧器は、前記１次巻線及び前記第１の２次巻線間の漏れ磁束の影響を受けない位置に前記第２及び第３の２次巻線を配置することができる。例えば鉄心に、前記第２及び第３の２次巻線が配置され、それらの間に前記１次巻線が配置されたものとすることができる。より具体的には、鉄心の内側から、前記１次巻線の１／２、前記第１の２次巻線の１／２、前記第２の２次巻線、前記第３の２次巻線、前記第１の２次巻線の残りの１／２、前記１次巻線の残りの１／２が、この順に、同芯状に配置されているものとすることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、高周波スイッチングされる半導体スイッチング素子が、非導通となるときに、その電圧上昇を抑えるために設けられたスナバコンデンサの電荷を、その高周波スイッチング素子が導通時に電源側に回生する回生経路を設けているので、インバータの効率を向上させることができる上に、電荷を消費させるための大型の抵抗器が不要となり、インバータを小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の参照例の電源装置の回路図である。
【図２】図１の電源装置の各部の波形図である。
【図３】本発明の第２の参照例の電源装置の回路図である。
【図４】本発明の１実施の形態の電源装置の回路図である。
【図５】図４の電源装置に使用する変圧器の巻線構造と磁束分布とを示す図である。
【図６】本発明の第３の参照例の電源装置の回路図である。
【図７】従来の電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の第１の参照例の直流電源装置は、図１に示すように、図７の直流電源装置に、新たに回生経路５０を設けたものである。図７に示した直流電源装置の構成要素と同一の構成要素には、同一符号を付して、その説明を省略する。
【００１６】
回生経路５０では、スナバ回路２６のスナバコンデンサ３２とダイオード３４のアノードとの接続点に、単方向性素子、例えばダイオード５２のカソードが接続されている。このダイオード５２のアノードは、リアクトル６０、第１の電圧誘起手段、例えば変圧器５４の２次巻線５４ｓａを介して直流電源２の負極に接続されている。これによって、回生経路５０の第１の経路が形成されている。リアクトル６０には、２次巻線５４ｓａの漏れインダクタンスを使用することができる。
【００１７】
同様に、回生経路５０では、スナバ回路３８のダイオード４０のカソードとスナバコンデンサ３８との接続点に、単方向性素子、例えばダイオード５８のアノードが接続されている。このダイオード５８のカソードは、リアクトル６２、第２の電圧誘起手段、例えば変圧器５４の２次巻線５４ｓｂを介して直流電源２の正極に接続されている。これによって、回生経路５０の第２の経路が形成されている。リアクトル６２も、２次巻線５４ｓｂの漏れインダクタンスを使用することができる。
【００１８】
変圧器５４の１次巻線５４ｐは、変圧器１２の２次巻線１２ｓに接続されている。変圧器５４では、１次巻線５４ｐ、２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂは、共通の鉄芯に巻回されている。
【００１９】
第１の変圧器である変圧器１２の１次巻線１２Ｐの両端間に、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路が接続されている。この直列回路は、ＩＧＢＴ８、１０の寄生容量や変圧器１２の漏れインダクタンスによって発生する寄生振動を抑圧するためのダンピング回路である。
【００２０】
ＩＧＢＴ８、１０は、制御手段からの制御信号が供給されている期間、導通する。この制御信号は、例えばＩＧＢＴ８に供給された後、休止期間をおいた後に、ＩＧＢＴ１０に供給され、休止期間をおいてＩＧＢＴ８に供給されることを繰り返す。
【００２１】
変圧器５４の２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの電圧は、変圧器１２の２次巻線１２Ｓの電圧を変換したもので、直流電源２の電圧Ｅ１の１／２になるように、１次巻線５４ｐ、２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの巻数比が、設定されている。２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの極性は逆極性であり、ＩＧＢＴ８が導通時にはダイオード５２が導通する方向に２次巻線５４ｓａの極性方向が定められ、ＩＧＢＴ１０が導通時にはダイオード５８が導通する方向に２次巻線５４ｓｂの極性方向が定められている。従って、ダイオード５２が導通時には、ダイオード５８が阻止状態になり、ダイオード５８が導通時にはダイオード５２が阻止状態となる。
【００２２】
図２に示す時刻ｔｏよりも前には、ＩＧＢＴ８、１０のゲートには制御信号は供給されて無く、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間には、電源２の電圧Ｅ１が印加され、スナバコンデンサ３２の両端間電圧もＥ１であるとする。この電圧Ｅ１がＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間に印加されるのは、変圧器１２の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスの影響による。なお、ＩＧＢＴ８、１０は、１８０度の位相差をもって駆動されるので、コンデンサ４、６の電圧は、それぞれＥ１／２に保持される。
【００２３】
時刻ｔｏにおいて、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ８に制御信号が供給されて、ＩＧＢＴ８が導通する。これによって、負荷電流がコンデンサ４の正極側からＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ、変圧器１２の１次巻線１２ｐを介してコンデンサ４の負極側に流れる。
【００２４】
時刻ｔ１において、変圧器５４の２次巻線５４ｓａに電圧Ｅ１／２が発生すると、コンデンサ３２の両端間電圧と２次巻線５４ｓａの電圧との合成値が直流電源２の電圧Ｅ１よりも高いので、直流電源２にリアクトル６０、変圧器５４、ダイオード５２を介して放電が行われる。これによって、スナバコンデンサ３２の蓄積エネルギーは直流電源２に回収される。従って、抵抗器等によって放電電流が熱として消費されることが無く、この電源装置の効率が向上する。さらに、発熱に耐える大型の抵抗器を使用する必要がないので、この直流電源装置を小型化することができる。
【００２５】
放電電流は、スナバコンデンサ３２、リアクトル６０を流れるので、放電電流は正弦波状である。そのうちの正の極性のものがダイオード５２によって放電される。この放電は時刻ｔ２に終了する。この放電電流によって変圧器５４の１次巻線５４ｐから変圧器１２の２次巻線１２ｓに電流が流れる。その結果、変圧器１２の１次巻線１２ｐの１次電流、即ちＩＧＢＴ８のコレクタ電流が増加する。即ち、放電電流によって変圧器５４、変圧器１２を介して電流変換され、ＩＧＢＴ８のコレクタ電流に加算される。図２（ｅ）にＩＧＢＴ８を流れる電流。（ｇ）にダイオード５２に流れる放電電流を示す。
【００２６】
時刻ｔ３において、ＩＧＢＴ８への制御信号が消失して、ＩＧＢＴ８が非導通状態になる。このとき、スナバコンデンサ３２の充電が開始され、コンデンサ３２，１次巻線１２ｐを介して充電電流が流れる。ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間の電圧は、スナバコンデンサ３２の充電に伴って徐々に上昇する。この状態を図２（ｃ）に示す。このように徐々にＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間電圧が上昇するので、ＩＧＢＴ８のターンオフ損失も非常に小さい。
【００２７】
スナバコンデンサ３２の電圧が上昇を続け、電源電圧Ｅ１よりも高くなろうとする。コンデンサ３２と変圧器１２の１次巻線１２ｐの漏れインダクタンスとからなるＬＣ回路に過渡電流が流れているので、スナバコンデンサ３２の電圧は電源電圧Ｅ１よりも高くなろうとするが、ＩＧＢＴ１０に逆並列に接続されているフリーホイールダイオード２４が導通して、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間電圧を直流電源２の電圧Ｅ１にクランプするので、スナバコンデンサ３２の両端間電圧は、直流電源２の電圧Ｅ１よりも大きくなることはない。
【００２８】
ＩＧＢＴ８、１０が各々導通状態あるいは非導通状態に切り替わる転流時には、変圧器１２の漏れインダクタンスによって、またＩＧＢＴ８、１０が共に非導通状態にある休止期間には、平滑用リアクトル１８のインダクタンスによって、ダイオード１４、１６が共に導通する期間が存在する。図２（ｈ）、（ｉ）にダイオード１４、１６の電流波形を示す。
【００２９】
ダイオード１４、１６が共に導通する期間には、変圧器１２の２次巻線１２ｓの電圧はゼロであるので、変圧器５４の２次巻線５４ｓａの電圧も、この期間には同様にゼロとなる。これにより、ＩＧＢＴ１０が非導通状態に切り替わる時刻ｔ４において、変圧器１２の１次巻線１２ｐに変圧器１２の漏れインダクタンスによる電圧振動が発生しても、変圧器５４の２次巻線５４ｓａには、この電圧振動は伝達されない。この電圧振動によるスナバコンデンサ３２の不必要な充放電が防止されており、スナバコンデンサ３２の蓄積エネルギーが効率よく、直流電源２に回収される。変圧器５４の２次巻線５４ｓａの電圧波形を図２（ｆ）に示す。
【００３０】
ＩＧＢＴ１０についても、ＩＧＢＴ８の場合と位相が１８０度異なる以外、同様に動作するので、詳細な説明は省略する。
【００３１】
第２の参照例の電源装置を図３に示す。この電源装置は、回生経路５０の第１の経路と第２の経路用とに個別に変圧器５４ａ、５４ｂを設けている。変圧器５４ａ、５４ｂは、１次巻線５４ａｐ、５４ｂｐを有し、これらは並列に接続され、変圧器１２の２次巻線１２ｓに接続されている。他の構成は、第１の実施の形態の電源装置と同様に構成されているので、同等部分には同一符号を付して、詳細な説明は省略する。
【００３２】
本発明の１実施の形態の電源装置を図４に示す。この実施の形態の電源装置は、第１の参照例における変圧器１２と変圧器５４の鉄芯及び１次巻線を共用化したものである。変圧器５４の２次巻線５４ｓａは、変圧器１２の２次巻線１２ｓａに、変圧器５４の２次巻線５４ｓｂは、変圧器１２の２次巻線１２ｓｂにそれぞれ対応して置き換えられている以外、第１の実施の形態と同様に構成されている。同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３３】
この実施の形態の電源装置に適用されている変圧器１２の各コイル配置を示す構造の断面図を図５（ａ）に、その１次巻線１２ｐと２次巻線１２ｓ間での漏れ磁束の分布状態を図５（ｂ）に示す。
【００３４】
１次巻線１２ｐ、２次巻線１２ｓ、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂは、鉄芯１３を中心として内側から１次巻線１２ｐの１／２、２次巻線１２ｓの１／２、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂ、２次巻線１２ｓの残りの１／２、１１次巻線１２ｐの残りの１／２の順に同芯状に配置されているので、１次巻線１１２ｐと２次巻線１２ｓ間の漏れ磁束の影響を受けない位置に、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂが存在する。
【００３５】
この実施の形態の電源装置に適用される変圧器１２の２次巻線１２ｓは、図２（ｈ）及び（ｉ）に示されるダイオード１４、１６の電流波形において、ダイオード１４、１６が共に導通する期間では短絡されている。短絡された状態の２次巻線１２ｓで挟まれた２次巻線１２ｓａ、１２ｓｂは、２次巻線１２ｓで拘束磁化されているので、ＩＧＢＴ１０が非導通状態に切り替わる時刻ｔ４において、変圧器１２の１次巻線１２ｐに発生する変圧器１２の漏れインダクタンスによる電圧振動が、変圧器１２の２次巻線１２ｓａに伝達されることが無く、この電圧振動に起因してコンデンサ３２が不必要に充放電されることが防止できる。その結果、回生経路に変圧器５４を用いる第１の実施の形態の電源装置と同様の効果が得られる。
【００３６】
第３の参照例の電源装置を図６に示す。この電源装置では、第１及び第２の半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ８ａ、１０ａを使用し、第１及び第２の電流通過素子を有する直列回路として、ＩＧＢＴ８ｂ、１０ｂの直列回路を使用している。ＩＧＢＴ８ａ、８ｂは同相で動作し、ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂは、ＩＧＢＴ８ａ、８ｂと１８０度位相が異なる状態で動作する。第１の実施の形態の電源装置のスナバ回路２６、回生経路５０と同様な、スナバ回路２６ａ、２６ｂ、２８ａ、２８ｂ、回生経路５０ａ、５０ｂが用いられている。これらによって、いわゆるフルブリッジ型のインバータが構成されている。第１の参照例の構成要素と同等部分には、同一符号の末尾に添え字ａまたはｂを付して、その説明を省略する。
【００３７】
変圧器１２の１次巻線１２ｐに直列に接続されているコンデンサ７０は、１次巻線１２ｐに直流成分が印加されるのを阻止するものである。
【００３８】
ＩＧＢＴ８ａ、８ｂが導通したとき、直流電源２の正極から電流が、ＩＧＢＴ８ａ、コンデンサ７０、変圧器１２の１次巻線１２ｐ、ＩＧＢＴ８ｂを介して直流電源２の負極に流れる。ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂが導通したとき、直流電源２の正極からの電流が、ＩＧＢＴ１０ｂ、変圧器１２の１次巻線１２ｐ、コンデンサ７０、ＩＧＢＴ１０ａを介して直流電源２の負極に流れる。
【００３９】
即ち、第１及び第２の参照例及びこの実施の形態のハーフブリッジ型のインバータで構成されるものと同じく、変圧器１２の１次巻線１２ｐには、交互に極性が変化する電流が流れる。この動作以外に、ＩＧＢＴの数がハーフブリッジ型のインバータの倍になっていることによって、スナバ回路、回生経路の数が共に倍になっているが、個々の動作は、第１の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００４０】
上記の各実施の形態では、インバータが発生する高周波電圧を直流に変換して、直流電源として使用したが、これに限ったものではなく、例えばモータ等をインバータからの高周波電圧によって駆動することもできる。上記の実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用したが、これに代えてバイポーラトランジスタ、電力ＦＥＴ等を使用することもできる。上記の実施の形態では、ダンピング回路として、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路を使用したが、場合によっては、これらを省略することもできる。
【符号の説明】
【００４１】
２ 直流電源
４、６ コンデンサ（第１及び第２の電流通過素子）
８、１０ ＩＧＢＴ（第１及び第２の半導体スイッチング素子）
１２ 変圧器
１２ｓ 第１の２次巻線
１２ｓａ 第２の２次巻線
１２ｓｂ 第３の２次巻線
１４ １６ ダイオード（整流手段）
２０ 負荷
２６ 第１のスナバ回路
３２ 第１のスナバコンデンサ
３４ ダイオード（第１のスナバ単方向性導通素子）
２８ 第２のスナバ回路
３８ 第２のスナバコンデンサ
４０ ダイオード（第２のスナバ単方向性導通素子）
５０ 回生経路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源装置に関し、特にインバータを使用した直流電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータを使用した直流電源装置は、例えば溶接機、光源、表面処理機等の電源装置として使用されることがある。図７に、このような直流電源装置の１例を示す（特願平２００２−１３７１０号参照）。
【０００３】
この直流電源装置は、例えば商用交流電源を整流及び平滑した直流電源２を有している。この直流電源装置２の正負両端間に、直列に第１及び第２の電流通過素子、例えばコンデンサ４、６が接続されている。直流電源装置２の正負両端間には、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８、１０の導電路、例えばコレクタ・エミッタ導電路も直列に接続されている。ＩＧＢＴ８、１０のゲートには、図示しない制御手段から休止期間を挟んで交互に制御信号が供給される。ＩＧＢＴ８、１０は、制御信号が供給されている期間、導通する。
【０００４】
コンデンサ４、６の相互接続点と、ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路の相互接続点との間に、変圧器１２の１次巻線１２Ｐが接続されている。変圧器１２の２次巻線１２Ｓには、整流手段、例えばダイオード１４、１６のアノードが接続され、それらのカソードが互いに接続され、平滑手段、例えば平滑用リアクトル１８を介して負荷２０の一端に接続されている。負荷２０の他端は、２次巻線１２Ｓの中間タップに接続されている。コンデンサ４、６、ＩＧＢＴ８、１０によって、いわゆるハーフブリッジ型のインバータが構成されている。
【０００５】
ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路に逆並列に、第１及び第２の単方向性導通素子、例えばフリーホイールダイオード２２、２４が接続されている。また、ＩＧＢＴ８、１０には、並列にスナバ回路２６、２８も接続されている。
【０００６】
スナバ回路２６は、ＩＧＢＴ８のコレクタ側に一端が接続されたコンデンサ３２を含んでいる。コンデンサ３２の他端側には、単方向性導通素子、例えばダイオード３４のアノードが接続され、そのカソードがＩＧＢＴ８のエミッタに接続されている。このダイオード３４に並列に抵抗器３６が接続されている。同様に、スナバ回路２８も、コンデンサ３８、ダイオード４０及び抵抗器４２によって構成されている。
【０００７】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８が導通したとき、コンデンサ４の正極から電流がＩＧＢＴ８、変圧器１２の１次巻線１２Ｐ、コンデンサ４の負極に流れる。ＩＧＢＴ１０が導通したとき、コンデンサ６の正極から変圧器１２の１次巻線１２Ｐ、ＩＧＢＴ１０、コンデンサ６の負極に電流が流れる。即ち、変圧器１２の１次巻線１２Ｐには、交互に極性が変化する電流が流れる。これに伴い変圧器１２の２次巻線１２Ｓに交流電流が流れ、これがダイオード１４、１６で整流され、平滑用リアクトル１８によって平滑され、負荷２０に供給される。
【０００８】
ＩＧＢＴ８が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、ダイオード３４に電流が流れて、コンデンサ３２が充電される。ＩＧＢＴ８が導通時には、コンデンサ３２に充電された電荷に基づいて、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ導電路に放電電流が流れるが、この放電電流を抵抗器３６が抑制している。ＩＧＢＴ１０も同様に動作する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８、１０が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、３８によって、これらのエミッタ・コレクタの電圧上昇が抑えられているので、スイッチング損失を軽減させることができる。しかし、ＩＧＢＴ８、１０が非導通状態から導通状態に変化するとき、コンデンサ３２、３８の電荷が抵抗器３６、４２において熱として消費される。その分、効率が低下すると共に、抵抗器３６、４２が発熱するために、抵抗器３６、４２を大型のものとしなければならず、そのため、この直流電源装置自体も大型になっていた。
【００１０】
本発明は、効率を向上させると共に、小型化を図ることができる直流電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一態様の電源装置は、直流電源（２）と、この直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２の電流通過素子（４、６）を有する直列回路と、前記直流電源（２）の両端間に直列に接続され、交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）と、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）に逆並列に接続された第１及び第２の単方向性導通素子（２２、２４）と、前記第１及び第２の電流通過素子（４、６）の相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）の相互接続点との間に、１次巻線（１２ｐ）が接続された変圧器（１２）と、前記変圧器（１２）に設けられた第１の２次巻線（１２ｓ）に整流手段（１４、１６）を介して接続された負荷（２０）と、前記第１の半導体スイッチング素子（８）に並列に接続され、第１のスナバコンデンサ（３２）と、これに直列に且つ前記第１の半導体スイッチング素子（８）が非導通時に前記第１のスナバコンデンサ（３２）を充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向性導通素子（３４）とを含む第１のスナバ回路（２６）と、 前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２のスナバコンデンサ（３８）と、これに直列に且つ第２の半導体スイッチング素子（１０）が非導通時に第２のスナバコンデンサ（３８）を充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向性導通素子（４０）とを含む第２のスナバ回路（２８）と、前記直流電源（２）と第１のスナバコンデンサ（３２）との間に設けられた第１の回生経路と、前記直流電源（２）と第２のスナバコンデンサ（３８）との間に設けられた第２の回生経路とからなる回生回路（５０）とを、具備している。前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線が設けられている。前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線（１２ｓａ、１２ｓｂ）を設け、前記第１のスナバコンデンサ(３２)と前記第１のスナバ単方向性導通素子(３４)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続され前記第２の２次巻線（１２ｓａ）が、前記第１の半導体スイッチング素子（８）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第１のスナバコンデンサ（３２）の電圧に重畳して前記第１の回生経路に供給し、前記第２のスナバコンデンサ(３８)と前記第２のスナバ単方向性導通素子(４０)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続された前記第３の２次巻線（１２ｓｂ）が、前記第２の半導体スイッチング素子（１０）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第２のスナバコンデンサ（３８）の電圧に重畳して前記第２の回生経路に供給する。
【００１２】
前記変圧器は、前記１次巻線及び前記第１の２次巻線間の漏れ磁束の影響を受けない位置に前記第２及び第３の２次巻線を配置することができる。例えば鉄心に、前記第２及び第３の２次巻線が配置され、それらの間に前記１次巻線が配置されたものとすることができる。より具体的には、鉄心の内側から、前記１次巻線の１／２、前記第１の２次巻線の１／２、前記第２の２次巻線、前記第３の２次巻線、前記第１の２次巻線の残りの１／２、前記１次巻線の残りの１／２が、この順に、同芯状に配置されているものとすることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、高周波スイッチングされる半導体スイッチング素子が、非導通となるときに、その電圧上昇を抑えるために設けられたスナバコンデンサの電荷を、その高周波スイッチング素子が導通時に電源側に回生する回生経路を設けているので、インバータの効率を向上させることができる上に、電荷を消費させるための大型の抵抗器が不要となり、インバータを小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の第１の参照例の電源装置の回路図である。
【図２】図１の電源装置の各部の波形図である。
【図３】本発明の第２の参照例の電源装置の回路図である。
【図４】本発明の１実施の形態の電源装置の回路図である。
【図５】図４の電源装置に使用する変圧器の巻線構造と磁束分布とを示す図である。
【図６】本発明の第３の参照例の電源装置の回路図である。
【図７】従来の電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の第１の参照例の直流電源装置は、図１に示すように、図７の直流電源装置に、新たに回生経路５０を設けたものである。図７に示した直流電源装置の構成要素と同一の構成要素には、同一符号を付して、その説明を省略する。
【００１６】
回生経路５０では、スナバ回路２６のスナバコンデンサ３２とダイオード３４のアノードとの接続点に、単方向性素子、例えばダイオード５２のカソードが接続されている。このダイオード５２のアノードは、リアクトル６０、第１の電圧誘起手段、例えば変圧器５４の２次巻線５４ｓａを介して直流電源２の負極に接続されている。これによって、回生経路５０の第１の経路が形成されている。リアクトル６０には、２次巻線５４ｓａの漏れインダクタンスを使用することができる。
【００１７】
同様に、回生経路５０では、スナバ回路３８のダイオード４０のカソードとスナバコンデンサ３８との接続点に、単方向性素子、例えばダイオード５８のアノードが接続されている。このダイオード５８のカソードは、リアクトル６２、第２の電圧誘起手段、例えば変圧器５４の２次巻線５４ｓｂを介して直流電源２の正極に接続されている。これによって、回生経路５０の第２の経路が形成されている。リアクトル６２も、２次巻線５４ｓｂの漏れインダクタンスを使用することができる。
【００１８】
変圧器５４の１次巻線５４ｐは、変圧器１２の２次巻線１２ｓに接続されている。変圧器５４では、１次巻線５４ｐ、２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂは、共通の鉄芯に巻回されている。
【００１９】
第１の変圧器である変圧器１２の１次巻線１２Ｐの両端間に、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路が接続されている。この直列回路は、ＩＧＢＴ８、１０の寄生容量や変圧器１２の漏れインダクタンスによって発生する寄生振動を抑圧するためのダンピング回路である。
【００２０】
ＩＧＢＴ８、１０は、制御手段からの制御信号が供給されている期間、導通する。この制御信号は、例えばＩＧＢＴ８に供給された後、休止期間をおいた後に、ＩＧＢＴ１０に供給され、休止期間をおいてＩＧＢＴ８に供給されることを繰り返す。
【００２１】
変圧器５４の２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの電圧は、変圧器１２の２次巻線１２Ｓの電圧を変換したもので、直流電源２の電圧Ｅ１の１／２になるように、１次巻線５４ｐ、２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの巻数比が、設定されている。２次巻線５４ｓａ、５４ｓｂの極性は逆極性であり、ＩＧＢＴ８が導通時にはダイオード５２が導通する方向に２次巻線５４ｓａの極性方向が定められ、ＩＧＢＴ１０が導通時にはダイオード５８が導通する方向に２次巻線５４ｓｂの極性方向が定められている。従って、ダイオード５２が導通時には、ダイオード５８が阻止状態になり、ダイオード５８が導通時にはダイオード５２が阻止状態となる。
【００２２】
図２に示す時刻ｔｏよりも前には、ＩＧＢＴ８、１０のゲートには制御信号は供給されて無く、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間には、電源２の電圧Ｅ１が印加され、スナバコンデンサ３２の両端間電圧もＥ１であるとする。この電圧Ｅ１がＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間に印加されるのは、変圧器１２の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスの影響による。なお、ＩＧＢＴ８、１０は、１８０度の位相差をもって駆動されるので、コンデンサ４、６の電圧は、それぞれＥ１／２に保持される。
【００２３】
時刻ｔｏにおいて、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴ８に制御信号が供給されて、ＩＧＢＴ８が導通する。これによって、負荷電流がコンデンサ４の正極側からＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ、変圧器１２の１次巻線１２ｐを介してコンデンサ４の負極側に流れる。
【００２４】
時刻ｔ１において、変圧器５４の２次巻線５４ｓａに電圧Ｅ１／２が発生すると、コンデンサ３２の両端間電圧と２次巻線５４ｓａの電圧との合成値が直流電源２の電圧Ｅ１よりも高いので、直流電源２にリアクトル６０、変圧器５４、ダイオード５２を介して放電が行われる。これによって、スナバコンデンサ３２の蓄積エネルギーは直流電源２に回収される。従って、抵抗器等によって放電電流が熱として消費されることが無く、この電源装置の効率が向上する。さらに、発熱に耐える大型の抵抗器を使用する必要がないので、この直流電源装置を小型化することができる。
【００２５】
放電電流は、スナバコンデンサ３２、リアクトル６０を流れるので、放電電流は正弦波状である。そのうちの正の極性のものがダイオード５２によって放電される。この放電は時刻ｔ２に終了する。この放電電流によって変圧器５４の１次巻線５４ｐから変圧器１２の２次巻線１２ｓに電流が流れる。その結果、変圧器１２の１次巻線１２ｐの１次電流、即ちＩＧＢＴ８のコレクタ電流が増加する。即ち、放電電流によって変圧器５４、変圧器１２を介して電流変換され、ＩＧＢＴ８のコレクタ電流に加算される。図２（ｅ）にＩＧＢＴ８を流れる電流。（ｇ）にダイオード５２に流れる放電電流を示す。
【００２６】
時刻ｔ３において、ＩＧＢＴ８への制御信号が消失して、ＩＧＢＴ８が非導通状態になる。このとき、スナバコンデンサ３２の充電が開始され、コンデンサ３２，１次巻線１２ｐを介して充電電流が流れる。ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間の電圧は、スナバコンデンサ３２の充電に伴って徐々に上昇する。この状態を図２（ｃ）に示す。このように徐々にＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間電圧が上昇するので、ＩＧＢＴ８のターンオフ損失も非常に小さい。
【００２７】
スナバコンデンサ３２の電圧が上昇を続け、電源電圧Ｅ１よりも高くなろうとする。コンデンサ３２と変圧器１２の１次巻線１２ｐの漏れインダクタンスとからなるＬＣ回路に過渡電流が流れているので、スナバコンデンサ３２の電圧は電源電圧Ｅ１よりも高くなろうとするが、ＩＧＢＴ１０に逆並列に接続されているフリーホイールダイオード２４が導通して、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間電圧を直流電源２の電圧Ｅ１にクランプするので、スナバコンデンサ３２の両端間電圧は、直流電源２の電圧Ｅ１よりも大きくなることはない。
【００２８】
ＩＧＢＴ８、１０が各々導通状態あるいは非導通状態に切り替わる転流時には、変圧器１２の漏れインダクタンスによって、またＩＧＢＴ８、１０が共に非導通状態にある休止期間には、平滑用リアクトル１８のインダクタンスによって、ダイオード１４、１６が共に導通する期間が存在する。図２（ｈ）、（ｉ）にダイオード１４、１６の電流波形を示す。
【００２９】
ダイオード１４、１６が共に導通する期間には、変圧器１２の２次巻線１２ｓの電圧はゼロであるので、変圧器５４の２次巻線５４ｓａの電圧も、この期間には同様にゼロとなる。これにより、ＩＧＢＴ１０が非導通状態に切り替わる時刻ｔ４において、変圧器１２の１次巻線１２ｐに変圧器１２の漏れインダクタンスによる電圧振動が発生しても、変圧器５４の２次巻線５４ｓａには、この電圧振動は伝達されない。この電圧振動によるスナバコンデンサ３２の不必要な充放電が防止されており、スナバコンデンサ３２の蓄積エネルギーが効率よく、直流電源２に回収される。変圧器５４の２次巻線５４ｓａの電圧波形を図２（ｆ）に示す。
【００３０】
ＩＧＢＴ１０についても、ＩＧＢＴ８の場合と位相が１８０度異なる以外、同様に動作するので、詳細な説明は省略する。
【００３１】
第２の参照例の電源装置を図３に示す。この電源装置は、回生経路５０の第１の経路と第２の経路用とに個別に変圧器５４ａ、５４ｂを設けている。変圧器５４ａ、５４ｂは、１次巻線５４ａｐ、５４ｂｐを有し、これらは並列に接続され、変圧器１２の２次巻線１２ｓに接続されている。他の構成は、第１の実施の形態の電源装置と同様に構成されているので、同等部分には同一符号を付して、詳細な説明は省略する。
【００３２】
本発明の１実施の形態の電源装置を図４に示す。この実施の形態の電源装置は、第１の参照例における変圧器１２と変圧器５４の鉄芯及び１次巻線を共用化したものである。変圧器５４の２次巻線５４ｓａは、変圧器１２の２次巻線１２ｓａに、変圧器５４の２次巻線５４ｓｂは、変圧器１２の２次巻線１２ｓｂにそれぞれ対応して置き換えられている以外、第１の実施の形態と同様に構成されている。同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３３】
この実施の形態の電源装置に適用されている変圧器１２の各コイル配置を示す構造の断面図を図５（ａ）に、その１次巻線１２ｐと２次巻線１２ｓ間での漏れ磁束の分布状態を図５（ｂ）に示す。
【００３４】
１次巻線１２ｐ、２次巻線１２ｓ、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂは、鉄芯１３を中心として内側から１次巻線１２ｐの１／２、２次巻線１２ｓの１／２、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂ、２次巻線１２ｓの残りの１／２、１１次巻線１２ｐの残りの１／２の順に同芯状に配置されているので、１次巻線１１２ｐと２次巻線１２ｓ間の漏れ磁束の影響を受けない位置に、２次巻線１２ｓａ、２次巻線１２ｓｂが存在する。
【００３５】
この実施の形態の電源装置に適用される変圧器１２の２次巻線１２ｓは、図２（ｈ）及び（ｉ）に示されるダイオード１４、１６の電流波形において、ダイオード１４、１６が共に導通する期間では短絡されている。短絡された状態の２次巻線１２ｓで挟まれた２次巻線１２ｓａ、１２ｓｂは、２次巻線１２ｓで拘束磁化されているので、ＩＧＢＴ１０が非導通状態に切り替わる時刻ｔ４において、変圧器１２の１次巻線１２ｐに発生する変圧器１２の漏れインダクタンスによる電圧振動が、変圧器１２の２次巻線１２ｓａに伝達されることが無く、この電圧振動に起因してコンデンサ３２が不必要に充放電されることが防止できる。その結果、回生経路に変圧器５４を用いる第１の実施の形態の電源装置と同様の効果が得られる。
【００３６】
第３の参照例の電源装置を図６に示す。この電源装置では、第１及び第２の半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ８ａ、１０ａを使用し、第１及び第２の電流通過素子を有する直列回路として、ＩＧＢＴ８ｂ、１０ｂの直列回路を使用している。ＩＧＢＴ８ａ、８ｂは同相で動作し、ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂは、ＩＧＢＴ８ａ、８ｂと１８０度位相が異なる状態で動作する。第１の実施の形態の電源装置のスナバ回路２６、回生経路５０と同様な、スナバ回路２６ａ、２６ｂ、２８ａ、２８ｂ、回生経路５０ａ、５０ｂが用いられている。これらによって、いわゆるフルブリッジ型のインバータが構成されている。第１の参照例の構成要素と同等部分には、同一符号の末尾に添え字ａまたはｂを付して、その説明を省略する。
【００３７】
変圧器１２の１次巻線１２ｐに直列に接続されているコンデンサ７０は、１次巻線１２ｐに直流成分が印加されるのを阻止するものである。
【００３８】
ＩＧＢＴ８ａ、８ｂが導通したとき、直流電源２の正極から電流が、ＩＧＢＴ８ａ、コンデンサ７０、変圧器１２の１次巻線１２ｐ、ＩＧＢＴ８ｂを介して直流電源２の負極に流れる。ＩＧＢＴ１０ａ、１０ｂが導通したとき、直流電源２の正極からの電流が、ＩＧＢＴ１０ｂ、変圧器１２の１次巻線１２ｐ、コンデンサ７０、ＩＧＢＴ１０ａを介して直流電源２の負極に流れる。
【００３９】
即ち、第１及び第２の参照例及びこの実施の形態のハーフブリッジ型のインバータで構成されるものと同じく、変圧器１２の１次巻線１２ｐには、交互に極性が変化する電流が流れる。この動作以外に、ＩＧＢＴの数がハーフブリッジ型のインバータの倍になっていることによって、スナバ回路、回生経路の数が共に倍になっているが、個々の動作は、第１の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【００４０】
上記の各実施の形態では、インバータが発生する高周波電圧を直流に変換して、直流電源として使用したが、これに限ったものではなく、例えばモータ等をインバータからの高周波電圧によって駆動することもできる。上記の実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを使用したが、これに代えてバイポーラトランジスタ、電力ＦＥＴ等を使用することもできる。上記の実施の形態では、ダンピング回路として、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路を使用したが、場合によっては、これらを省略することもできる。
【符号の説明】
【００４１】
２ 直流電源
４、６ コンデンサ（第１及び第２の電流通過素子）
８、１０ ＩＧＢＴ（第１及び第２の半導体スイッチング素子）
１２ 変圧器
１２ｓ 第１の２次巻線
１２ｓａ 第２の２次巻線
１２ｓｂ 第３の２次巻線
１４ １６ ダイオード（整流手段）
２０ 負荷
２６ 第１のスナバ回路
３２ 第１のスナバコンデンサ
３４ ダイオード（第１のスナバ単方向性導通素子）
２８ 第２のスナバ回路
３８ 第２のスナバコンデンサ
４０ ダイオード（第２のスナバ単方向性導通素子）
５０ 回生経路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（２）と、
この直流電源（２）の両端間に直列に接続された第１及び第２の電流通過素子（４、６）と、
前記直流電源（２）の両端間に直列に接続され、交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）と、
前記第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）に逆並列に接続された第１及び第２の単方向性導通素子（２２、２４）と、
前記第１及び第２の電流通過素子（４、６）の相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）の相互接続点との間に、１次巻線（１２ｐ）が接続された変圧器（１２）と、
前記変圧器（１２）に設けられた第１の２次巻線（１２ｓ）に整流手段（１４、１６）を介して接続された負荷（２０）と、
前記第１の半導体スイッチング素子（８）に並列に接続され、第１のスナバコンデンサ（３２）と、これに直列に且つ前記第１の半導体スイッチング素子（８）が非導通時に前記第１のスナバコンデンサ（３２）を充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向性導通素子（３４）とを含む第１のスナバ回路（２６）と、
前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２のスナバコンデンサ（３８）と、これに直列に且つ第２の半導体スイッチング素子（１０）が非導通時に第２のスナバコンデンサ（３８）を充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向性導通素子（４０）とを含む第２のスナバ回路（２８）と、
前記直流電源（２）と第１のスナバコンデンサ（３２）との間に設けられた第１の回生経路と、前記直流電源（２）と第２のスナバコンデンサ（３８）との間に設けられた第２の回生経路とからなる回生経路（５０）とを、
具備し、
前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線（１２ｓａ、１２ｓｂ）を設け、
前記第１のスナバコンデンサ(３２)と前記第１のスナバ単方向性導通素子(３４)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続され前記第２の２次巻線（１２ｓａ）が、前記第１の半導体スイッチング素子（８）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第１のスナバコンデンサ（３２）の電圧に重畳して前記第１の回生経路に供給し、
前記第２のスナバコンデンサ(３８)と前記第２のスナバ単方向性導通素子(４０)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続された前記第３の２次巻線（１２ｓｂ）が、前記第２の半導体スイッチング素子（１０）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第２のスナバコンデンサ（３８）の電圧に重畳して前記第２の回生経路に供給する
電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、前記変圧器は、前記１次巻線及び前記第１の２次巻線間の漏れ磁束の影響を受けない位置に前記第２及び第３の２次巻線が配置されている電源装置。
【請求項１】
直流電源（２）と、
この直流電源（２）の両端間に直列に接続された第１及び第２の電流通過素子（４、６）と、
前記直流電源（２）の両端間に直列に接続され、交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）と、
前記第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）に逆並列に接続された第１及び第２の単方向性導通素子（２２、２４）と、
前記第１及び第２の電流通過素子（４、６）の相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子（８、１０）の相互接続点との間に、１次巻線（１２ｐ）が接続された変圧器（１２）と、
前記変圧器（１２）に設けられた第１の２次巻線（１２ｓ）に整流手段（１４、１６）を介して接続された負荷（２０）と、
前記第１の半導体スイッチング素子（８）に並列に接続され、第１のスナバコンデンサ（３２）と、これに直列に且つ前記第１の半導体スイッチング素子（８）が非導通時に前記第１のスナバコンデンサ（３２）を充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向性導通素子（３４）とを含む第１のスナバ回路（２６）と、
前記第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２のスナバコンデンサ（３８）と、これに直列に且つ第２の半導体スイッチング素子（１０）が非導通時に第２のスナバコンデンサ（３８）を充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向性導通素子（４０）とを含む第２のスナバ回路（２８）と、
前記直流電源（２）と第１のスナバコンデンサ（３２）との間に設けられた第１の回生経路と、前記直流電源（２）と第２のスナバコンデンサ（３８）との間に設けられた第２の回生経路とからなる回生経路（５０）とを、
具備し、
前記変圧器(１２)に第２及び第３の２次巻線（１２ｓａ、１２ｓｂ）を設け、
前記第１のスナバコンデンサ(３２)と前記第１のスナバ単方向性導通素子(３４)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続され前記第２の２次巻線（１２ｓａ）が、前記第１の半導体スイッチング素子（８）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第１のスナバコンデンサ（３２）の電圧に重畳して前記第１の回生経路に供給し、
前記第２のスナバコンデンサ(３８)と前記第２のスナバ単方向性導通素子(４０)との相互接続点と前記直流電源(２)との間に接続された前記第３の２次巻線（１２ｓｂ）が、前記第２の半導体スイッチング素子（１０）が導通しているとき、誘起された電圧を前記第２のスナバコンデンサ（３８）の電圧に重畳して前記第２の回生経路に供給する
電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、前記変圧器は、前記１次巻線及び前記第１の２次巻線間の漏れ磁束の影響を受けない位置に前記第２及び第３の２次巻線が配置されている電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−１４８１６１（Ｐ２００９−１４８１６１Ａ）
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−８１５８６（Ｐ２００９−８１５８６）
【出願日】平成２１年３月３０日（２００９．３．３０）
【分割の表示】特願２００３−５７０６０（Ｐ２００３−５７０６０）の分割
【原出願日】平成１５年３月４日（２００３．３．４）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年７月２日（２００９．７．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年３月３０日（２００９．３．３０）
【分割の表示】特願２００３−５７０６０（Ｐ２００３−５７０６０）の分割
【原出願日】平成１５年３月４日（２００３．３．４）
【出願人】（０００１４４３９３）株式会社三社電機製作所 (95)
【Ｆターム（参考）】
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