電源装置
【課題】周囲温度が変化した場合でも、安定した出力直流電圧を得る。
【解決手段】 出力直流電圧の第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子１３からの第１の基準電圧との比較によって出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路１２と、第１の電圧検出部（Ｒ２，Ｒ３）からの第１の検出結果を第１の比較手段Ａ１にフィードバックする第１のフィードバックループと、出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部（Ｒ４，Ｒ５）と、第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子１５からの第２の基準電圧と第２の検出結果とを比較する第２の比較手段Ａ３と、第２の比較手段の比較結果に基づいて第１の比較手段を制御して、出力直流電圧を第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備する。
【解決手段】 出力直流電圧の第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子１３からの第１の基準電圧との比較によって出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路１２と、第１の電圧検出部（Ｒ２，Ｒ３）からの第１の検出結果を第１の比較手段Ａ１にフィードバックする第１のフィードバックループと、出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部（Ｒ４，Ｒ５）と、第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子１５からの第２の基準電圧と第２の検出結果とを比較する第２の比較手段Ａ３と、第２の比較手段の比較結果に基づいて第１の比較手段を制御して、出力直流電圧を第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複写機やプリンタ等に好適な電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＦＡＸ、プリンタ、複写機等のＯＡ機器、紫外−可視光分光光度計、高速液体クロマトグラフ等の分析機器や各種計測機器等の電源として、スイッチング電源が採用されることがある。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタによって、入力された直流電圧を高周波の交流に変換し、更に整流平滑回路によって直流電圧に変換する。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタのオンデューティを制御することで、安定的な直流電圧を得るようになっている。
【０００３】
安定した出力を得るためのオンデューティは、例えば、出力電圧をフィードバックして、基準となる電圧と比較するフィードバック制御によって得られる。一般的なレギュレータ用ＩＣにおいては、比較に用いる基準電圧を発生する基準電圧発生部も内蔵されている。
【０００４】
ところが、ＩＣに内蔵されている基準電圧発生部は、周囲温度が変化すると、基準電圧が変動しやすいという欠点がある。このため、周囲の温度が変化すると、基準電圧の変動によって、出力電圧／電流が変動してしまう。
【０００５】
そこで、周囲温度をサーミスタ等で検出し、検出結果に基づいて出力電圧を補正する補正回路が採用されることがある。例えば、特許文献１においては、温度センサーの出力に基づいて電圧を補正する技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−１４４９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のように、温度の検出結果に基づいて出力を補正する手法では、温度検出の誤差、温度と補正量との関係のずれ等に起因して、必ずしも高精度に温度補正することができないという問題点があった。
【０００７】
本発明は、温度変動が少ない基準電圧素子を用いることで、温度を検出することなく高精度のドリフト特性を得ることができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の請求項１に係る電源装置は、所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、前記出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部と、前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第２の検出結果とを比較する第２の比較手段と、前記第２の比較手段の比較結果に基づいて前記第１の比較手段を制御して、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備したことを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、電圧発生回路の出力直流電圧は、第１の電圧検出部によって第１の検出結果として検出される。第１のフィードバックループでは、第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較が行われ、比較結果によって出力直流電圧の電圧値がフィードバック制御される。また、前記出力直流電圧は、第２の電圧検出部によって第２の検出結果として検出される。第２の検出結果は、第２の比較手段によって、第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧と比較される。この比較結果に基づいて、第２のフィードバックループにより、第１の比較手段が制御される。即ち、第２のフィードバックループによる制御が第１のフィードバックループによる制御に優先され、出力直流電圧は温度変動が少ない第２の基準電圧に基づく電圧値に制御される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、温度変動が少ない基準電圧素子を用いることで、温度を検出することなく高精度のドリフト特性を得ることができるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【００１２】
図１において、直流電圧源１１は所定の直流電圧を発生する。例えば、直流電圧源１１は直流１２Ｖを発生する。この直流電圧はスイッチＳ１を介してスイッチングレギュレータ回路１２の電源入力端に供給される。なお、スイッチングレギュレータ回路１２としてはＩＣ化されたものを採用することができる。
【００１３】
スイッチングレギュレータ回路１２の電源入力端は、スイッチングトランジスタＱ１を介して正極性出力端に接続される。スイッチングトランジスタＱ１は、後述するオペアンプＡ２によってオン，オフ駆動されて、電源入力端に供給された直流電圧を、正極性出力端に供給する。スイッチングトランジスタＱ１がオン，オフすることで、正極性出力端には高周波の交流電圧が発生する。
【００１４】
スイッチングレギュレータ回路１２の電源出力端には、ダイオードＤ１、コイルＬ１及びコンデンサＣ２によって構成される整流平滑回路が接続されている。なお、ダイオードＤ１はトランジスタＱ１オフ時に基準電位点に発生するノイズを除去し、コイルＬ１は出力電流のリップル分を抑制し、コンデンサＣ２は出力電圧を安定化させる機能を有する。この整流平滑回路は、スイッチングレギュレータ回路１２の正極性出力端に発生した交流電圧を直流に変換する。この直流電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティに応じた実効電圧を有する。コンデンサＣ２の両端には、例えば５Ｖの直流電圧が現れる。コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧が出力直流電圧としてランプ１６等の所定の負荷に供給される。
【００１５】
本実施の形態においては、出力直流電圧を安定した所望の電圧値に制御するために、第１のフィードバックループと第２のフィードバックループとが構成されている。第１のフィードバックループは、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びオペアンプＡ１，Ａ２によって構成される。なお、第１のフィードバックループは、一般的なスイッチングレギュレータ回路に採用されるものと同様のものである。
【００１６】
スイッチングレギュレータ回路１２の出力が現れるコンデンサＣ２の正極性端と基準電位点との間には、出力電圧検出用の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続される。抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点はオペアンプＡ１の負極性入力端に接続される。オペアンプＡ１の正極性入力端には、基準電圧発生素子１３から基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給される。
【００１７】
オペアンプＡ１は、２入力の差に基づくレベルの出力をオペアンプＡ２の負極性入力端に出力する。オペアンプＡ２の正極性入力端には発振器１４の出力が与えられる。発振器１４は、抵抗Ｒ１，Ｃ１の値に応じた周波数で発振し、発振出力として三角波を出力する。オペアンプＡ２は、２入力を比較して、比較結果をスイッチングトランジスタＱ１のゲートに供給する。
【００１８】
オペアンプＡ２は、三角波のレベルとオペアンプＡ１の出力レベルとを比較して、比較結果に応じたデューティのパルスを出力する。即ち、オペアンプＡ２の出力パルスのデューティは、オペアンプＡ１の出力レベルが負側に大きい程小さくなり、正側に大きいほど程大きくなる。オペアンプＡ２の出力パルスのデューティが大きいほど、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルは大きくなり、オペアンプＡ２の出力パルスのデューティが小さいほど、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルは小さくなる。
【００１９】
第１のフィードバックループでは、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって出力直流電圧を分圧し、抵抗Ｒ３の両端電圧をオペアンプＡ１にフィードバックする。従って、第１のフィードバックループのみによれば、抵抗Ｒ３の両端電圧と基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１とが一致するように、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルが制御される。
【００２０】
一方、第２のフィードバックループは、オペアンプＡ３、基準電圧発生素子１５、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６、及びトランジスタＱ２，Ｑ３によって構成される。スイッチングレギュレータ回路１２の出力が現れるコンデンサＣ２の正極性端と基準電位点との間には、出力電圧検出用の抵抗Ｒ４，Ｒ５が直列接続されている。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点はオペアンプＡ３の正極性入力端に接続される。オペアンプＡ３の負極性入力端には、基準電圧発生素子１５から基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給される。
【００２１】
本実施の形態においては、基準電圧発生素子１５は、基準電圧発生素子１３に比べて、温度特性が極めて良好な素子であって、周囲温度が変化した場合でも、変動が極めて少ない基準電圧Ｖｒｅｆ２を安定的に発生することができる。
【００２２】
オペアンプＡ３の出力端はトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは、基準電位点に接続され、コレクタは抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ２のベースに接続される。トランジスタＱ２のエミッタはコンデンサＣ２の正極性端に接続され、コレクタはオペアンプＡ１の負極性入力端に接続される。
【００２３】
オペアンプＡ３は、抵抗Ｒ５の両端電圧と基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、比較結果によってトランジスタＱ３を制御する。即ち、オペアンプＡ３は、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合には、トランジスタＱ３をオンにする比較結果を出力し、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の場合には、トランジスタＱ３をオフにする比較結果を出力する。
【００２４】
トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ２もオンとなり、コンデンサＣ２の正極性端に現れる直流電圧がオペアンプＡ１の負極性入力端に供給される。即ち、この場合には、オペアンプＡ２はオンデューティを低下させ、出力直流電圧は低くなる。なお、トランジスタＱ３がオフの場合には、トランジスタＱ２もオフとなる。
【００２５】
即ち、第２のフィードバックループは、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合に、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を低下させて、抵抗Ｒ５の両端電圧を基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致させるように作用する。なお、第２のフィードバックループは、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の場合には、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を変化させる機能は有していない。
【００２６】
第２のフィードバックループのフィードバック信号は、第１のフィードバックループのフィードバック信号に加算されるようになっており、第２のフィードバックループによる制御の方が、第１のフィードバックループの制御に優先されることになる。
【００２７】
本実施の形態においては、高精度の基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２及び抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を所望の値（以下、規定電圧という）にするように設定される。これに対し、第１のフィードバックループのみによる制御を考慮した場合における基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１及び抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧が規定電圧よりも第１の電圧だけ高くなるように設定する。この第１の電圧は、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に生じる温度ドリフトによってコンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧の低下分よりも大きな値に設定する。
【００２８】
次に、このように構成された実施の形態の作用について説明する。
【００２９】
基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１は、スイッチングレギュレータ回路１２がＩＣ化されている場合には、予め定められた固定値に設定されている。抵抗Ｒ２，Ｒ３は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を規定電圧よりも第１の電圧だけ高くするような値に設定する。いま、例えば、基準電圧発生素子１３，１５の基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２として２．５Ｖが設定されているものとし、規定電圧を５Ｖ、第１の電圧を０．５Ｖであるものとして説明する。
【００３０】
即ち、第１のフィードバックループは、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に変動がない場合には、出力直流電圧として５．５Ｖが発生するように、フィードバック制御する。上述したように、第１の電圧は、温度ドリフトによる出力直流電圧の低下分よりも大きな値に設定しているので、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１が周囲温度によって増減した場合でも、第１のフィードバックループのみの制御による出力直流電圧は、規定電圧５Ｖよりも必ず大きくなる。
【００３１】
一方、第２のフィードバックループは、出力直流電圧が規定電圧の場合に、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように設定されている。第１のフィードバックループのみによる制御では、出力直流電圧は、規定電圧５Ｖよりも大きくなろうとするので、抵抗Ｒ５の両端電圧は基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなろうとする。そうすると、オペアンプＡ３は、トランジスタＱ３をオンにする比較結果を出力する。これにより、トランジスタＱ３がオンとなり、トランジスタＱ２もオンとなる。そうすると、出力直流電圧がオペアンプＡ１の負極性入力端に供給されて、オペアンプＡ２のデューティを小さくするように作用する。こうして、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧が低下する。
【００３２】
出力直流電圧が規定電圧まで低下すると、抵抗Ｒ５の両端電圧と基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２とが一致し、オペアンプＡ３の出力はローレベル（以下、Ｌレベルという）となって、トランジスタＱ３，Ｑ２はオフする。即ち、第２のフィードバックループによる制御は、第１のフィードバックループによる制御に優先し、出力直流電圧が規定電圧に到達すると終了する。
【００３３】
本実施の形態においては、基準電圧発生素子１５は基準電圧発生素子１３に比べて温度特性に優れており、基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２は周囲温度が変化しても、殆ど変化しない。第２のフィードバックループは、基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に基づくフィードバック制御を行っており、温度特性が優れた素子によって安定した規定電圧を得ることができる。
【００３４】
このように、本実施の形態においては、内蔵された基準電圧素子によるフィードバック制御に優先させて、温度特性に優れた基準電圧素子を用いたフィードバック制御を採用しており、周囲温度の変化に拘わらず、常に安定した出力直流電圧を得ることができる。
【００３５】
図２は本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。図２において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３６】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ４〜Ｒ６、トランジスタＱ２，Ｑ３が省略されると共に、オペアンプＡ３に代えてオペアンプＡ４が採用される。本実施の形態のスイッチングレギュレータ回路１２’は、第１の実施の形態のスイッチングレギュレータ回路１２と同様の構成であり、直流電圧源１１からの直流電圧が端子Ｔ１を介して入力され、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングによって、端子Ｔ２から高周波交流電圧を発生する。なお、この高周波交流電圧の周波数は、端子Ｔ５を介して発振器１４に接続された抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１の値によって決定される。
【００３７】
本実施の形態においては、スイッチングレギュレータ回路１２’のオペアンプＡ１の負極性入力端には、端子Ｔ２を介して電源電圧が印加されるようになっている。また、オペアンプＡ２の負極性入力端には、端子Ｔ４を介してオペアンプＡ４の出力が与えられる。
【００３８】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点に発生する電圧は、オペアンプＡ４の負極性入力端に供給され、オペアンプＡ４の正極性入力端には、基準電圧素子１５から基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給される。なお、オペアンプＡ４の負極性入力端と出力端との間には、位相補正用のコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ７が直列接続されている。
【００３９】
このように構成された実施の形態においては、オペアンプＡ１の負極性入力端に電源電圧が供給されており、オペアンプＡ１の出力はＬレベルで固定される。一方、オペアンプＡ４の負極性入力端には抵抗Ｒ３の両端電圧が供給されており、オペアンプＡ４は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルと基準電圧Ｖｒｅｆ２との比較結果に応じた出力を出力する。
【００４０】
即ち、本実施の形態においては、オペアンプＡ２の出力のオンデューティのフィードバック制御には、オペアンプＡ１に代えてオペアンプＡ４が用いられる。オペアンプＡ４は、基準電圧素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２と抵抗Ｒ３の両端電圧とを比較している。オペアンプＡ４によるフィードバックループによって、抵抗Ｒ３の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように、コンデンサＣ２の両端電圧が規定される。基準電圧発生素子１５は温度特性に優れており、周囲温度が変化しても基準電圧Ｖｒｅｆ２は殆ど変化しないので、周囲温度の変化に拘わらず、安定した出力直流電圧を得ることができる。
【００４１】
このように、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４２】
図３は横軸に時間をとり、縦軸に周囲温度及びランプ電圧変動率をとって、第１及び第２の実施の形態における回路による効果を実験結果によって示すグラフである。図３において、破線は周囲温度の変化を示し、一点鎖線は従来例における特性を示し、実線は図１又は図２の回路による特性を示している。なお、図３は負荷抵抗が５ＫΩの例を示している。
【００４３】
図３の破線に示すように、周囲温度が時間と共に変動した場合において、従来回路では、一点鎖線に示すように、ランプ電圧は比較的大きく変動する。これに対し、図１又は図２の回路では、周囲温度が時間と共に変動しても、実線にて示すように、ランプ電圧の変動は極めて小さい。
【００４４】
図３の実験結果から明らかなように、上記各実施の形態によれば、周囲温度の変動に拘わらず、極めて安定した出力直流電圧を発生することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図。
【図３】第１及び第２の実施の形態における回路による効果を実験結果によって示すグラフ。
【符号の説明】
【００４６】
１０…第１の電源部、１１…交流電源、１２，１４…整流回路、２０…第２の電源部、Ｑ１〜Ｑ３…トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ６…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ７…ダイオード、Ｌ１〜Ｌ３…コイル。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複写機やプリンタ等に好適な電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＦＡＸ、プリンタ、複写機等のＯＡ機器、紫外−可視光分光光度計、高速液体クロマトグラフ等の分析機器や各種計測機器等の電源として、スイッチング電源が採用されることがある。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタによって、入力された直流電圧を高周波の交流に変換し、更に整流平滑回路によって直流電圧に変換する。スイッチング電源は、スイッチングトランジスタのオンデューティを制御することで、安定的な直流電圧を得るようになっている。
【０００３】
安定した出力を得るためのオンデューティは、例えば、出力電圧をフィードバックして、基準となる電圧と比較するフィードバック制御によって得られる。一般的なレギュレータ用ＩＣにおいては、比較に用いる基準電圧を発生する基準電圧発生部も内蔵されている。
【０００４】
ところが、ＩＣに内蔵されている基準電圧発生部は、周囲温度が変化すると、基準電圧が変動しやすいという欠点がある。このため、周囲の温度が変化すると、基準電圧の変動によって、出力電圧／電流が変動してしまう。
【０００５】
そこで、周囲温度をサーミスタ等で検出し、検出結果に基づいて出力電圧を補正する補正回路が採用されることがある。例えば、特許文献１においては、温度センサーの出力に基づいて電圧を補正する技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００１−１４４９９０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、従来のように、温度の検出結果に基づいて出力を補正する手法では、温度検出の誤差、温度と補正量との関係のずれ等に起因して、必ずしも高精度に温度補正することができないという問題点があった。
【０００７】
本発明は、温度変動が少ない基準電圧素子を用いることで、温度を検出することなく高精度のドリフト特性を得ることができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の請求項１に係る電源装置は、所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、前記出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部と、前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第２の検出結果とを比較する第２の比較手段と、前記第２の比較手段の比較結果に基づいて前記第１の比較手段を制御して、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備したことを特徴とする。
【０００９】
このような構成によれば、電圧発生回路の出力直流電圧は、第１の電圧検出部によって第１の検出結果として検出される。第１のフィードバックループでは、第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較が行われ、比較結果によって出力直流電圧の電圧値がフィードバック制御される。また、前記出力直流電圧は、第２の電圧検出部によって第２の検出結果として検出される。第２の検出結果は、第２の比較手段によって、第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧と比較される。この比較結果に基づいて、第２のフィードバックループにより、第１の比較手段が制御される。即ち、第２のフィードバックループによる制御が第１のフィードバックループによる制御に優先され、出力直流電圧は温度変動が少ない第２の基準電圧に基づく電圧値に制御される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、温度変動が少ない基準電圧素子を用いることで、温度を検出することなく高精度のドリフト特性を得ることができるという効果を有する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。
【００１２】
図１において、直流電圧源１１は所定の直流電圧を発生する。例えば、直流電圧源１１は直流１２Ｖを発生する。この直流電圧はスイッチＳ１を介してスイッチングレギュレータ回路１２の電源入力端に供給される。なお、スイッチングレギュレータ回路１２としてはＩＣ化されたものを採用することができる。
【００１３】
スイッチングレギュレータ回路１２の電源入力端は、スイッチングトランジスタＱ１を介して正極性出力端に接続される。スイッチングトランジスタＱ１は、後述するオペアンプＡ２によってオン，オフ駆動されて、電源入力端に供給された直流電圧を、正極性出力端に供給する。スイッチングトランジスタＱ１がオン，オフすることで、正極性出力端には高周波の交流電圧が発生する。
【００１４】
スイッチングレギュレータ回路１２の電源出力端には、ダイオードＤ１、コイルＬ１及びコンデンサＣ２によって構成される整流平滑回路が接続されている。なお、ダイオードＤ１はトランジスタＱ１オフ時に基準電位点に発生するノイズを除去し、コイルＬ１は出力電流のリップル分を抑制し、コンデンサＣ２は出力電圧を安定化させる機能を有する。この整流平滑回路は、スイッチングレギュレータ回路１２の正極性出力端に発生した交流電圧を直流に変換する。この直流電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティに応じた実効電圧を有する。コンデンサＣ２の両端には、例えば５Ｖの直流電圧が現れる。コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧が出力直流電圧としてランプ１６等の所定の負荷に供給される。
【００１５】
本実施の形態においては、出力直流電圧を安定した所望の電圧値に制御するために、第１のフィードバックループと第２のフィードバックループとが構成されている。第１のフィードバックループは、抵抗Ｒ２，Ｒ３及びオペアンプＡ１，Ａ２によって構成される。なお、第１のフィードバックループは、一般的なスイッチングレギュレータ回路に採用されるものと同様のものである。
【００１６】
スイッチングレギュレータ回路１２の出力が現れるコンデンサＣ２の正極性端と基準電位点との間には、出力電圧検出用の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続される。抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点はオペアンプＡ１の負極性入力端に接続される。オペアンプＡ１の正極性入力端には、基準電圧発生素子１３から基準電圧Ｖｒｅｆ１が供給される。
【００１７】
オペアンプＡ１は、２入力の差に基づくレベルの出力をオペアンプＡ２の負極性入力端に出力する。オペアンプＡ２の正極性入力端には発振器１４の出力が与えられる。発振器１４は、抵抗Ｒ１，Ｃ１の値に応じた周波数で発振し、発振出力として三角波を出力する。オペアンプＡ２は、２入力を比較して、比較結果をスイッチングトランジスタＱ１のゲートに供給する。
【００１８】
オペアンプＡ２は、三角波のレベルとオペアンプＡ１の出力レベルとを比較して、比較結果に応じたデューティのパルスを出力する。即ち、オペアンプＡ２の出力パルスのデューティは、オペアンプＡ１の出力レベルが負側に大きい程小さくなり、正側に大きいほど程大きくなる。オペアンプＡ２の出力パルスのデューティが大きいほど、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルは大きくなり、オペアンプＡ２の出力パルスのデューティが小さいほど、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルは小さくなる。
【００１９】
第１のフィードバックループでは、抵抗Ｒ２，Ｒ３によって出力直流電圧を分圧し、抵抗Ｒ３の両端電圧をオペアンプＡ１にフィードバックする。従って、第１のフィードバックループのみによれば、抵抗Ｒ３の両端電圧と基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１とが一致するように、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルが制御される。
【００２０】
一方、第２のフィードバックループは、オペアンプＡ３、基準電圧発生素子１５、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６、及びトランジスタＱ２，Ｑ３によって構成される。スイッチングレギュレータ回路１２の出力が現れるコンデンサＣ２の正極性端と基準電位点との間には、出力電圧検出用の抵抗Ｒ４，Ｒ５が直列接続されている。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点はオペアンプＡ３の正極性入力端に接続される。オペアンプＡ３の負極性入力端には、基準電圧発生素子１５から基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給される。
【００２１】
本実施の形態においては、基準電圧発生素子１５は、基準電圧発生素子１３に比べて、温度特性が極めて良好な素子であって、周囲温度が変化した場合でも、変動が極めて少ない基準電圧Ｖｒｅｆ２を安定的に発生することができる。
【００２２】
オペアンプＡ３の出力端はトランジスタＱ３のベースに接続される。トランジスタＱ３のエミッタは、基準電位点に接続され、コレクタは抵抗Ｒ６を介してトランジスタＱ２のベースに接続される。トランジスタＱ２のエミッタはコンデンサＣ２の正極性端に接続され、コレクタはオペアンプＡ１の負極性入力端に接続される。
【００２３】
オペアンプＡ３は、抵抗Ｒ５の両端電圧と基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、比較結果によってトランジスタＱ３を制御する。即ち、オペアンプＡ３は、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合には、トランジスタＱ３をオンにする比較結果を出力し、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の場合には、トランジスタＱ３をオフにする比較結果を出力する。
【００２４】
トランジスタＱ３がオンになると、トランジスタＱ２もオンとなり、コンデンサＣ２の正極性端に現れる直流電圧がオペアンプＡ１の負極性入力端に供給される。即ち、この場合には、オペアンプＡ２はオンデューティを低下させ、出力直流電圧は低くなる。なお、トランジスタＱ３がオフの場合には、トランジスタＱ２もオフとなる。
【００２５】
即ち、第２のフィードバックループは、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも高い場合に、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を低下させて、抵抗Ｒ５の両端電圧を基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致させるように作用する。なお、第２のフィードバックループは、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の場合には、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を変化させる機能は有していない。
【００２６】
第２のフィードバックループのフィードバック信号は、第１のフィードバックループのフィードバック信号に加算されるようになっており、第２のフィードバックループによる制御の方が、第１のフィードバックループの制御に優先されることになる。
【００２７】
本実施の形態においては、高精度の基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２及び抵抗Ｒ４，Ｒ５の抵抗値は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を所望の値（以下、規定電圧という）にするように設定される。これに対し、第１のフィードバックループのみによる制御を考慮した場合における基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１及び抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧が規定電圧よりも第１の電圧だけ高くなるように設定する。この第１の電圧は、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に生じる温度ドリフトによってコンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧の低下分よりも大きな値に設定する。
【００２８】
次に、このように構成された実施の形態の作用について説明する。
【００２９】
基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１は、スイッチングレギュレータ回路１２がＩＣ化されている場合には、予め定められた固定値に設定されている。抵抗Ｒ２，Ｒ３は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧を規定電圧よりも第１の電圧だけ高くするような値に設定する。いま、例えば、基準電圧発生素子１３，１５の基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２として２．５Ｖが設定されているものとし、規定電圧を５Ｖ、第１の電圧を０．５Ｖであるものとして説明する。
【００３０】
即ち、第１のフィードバックループは、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１に変動がない場合には、出力直流電圧として５．５Ｖが発生するように、フィードバック制御する。上述したように、第１の電圧は、温度ドリフトによる出力直流電圧の低下分よりも大きな値に設定しているので、基準電圧発生素子１３の基準電圧Ｖｒｅｆ１が周囲温度によって増減した場合でも、第１のフィードバックループのみの制御による出力直流電圧は、規定電圧５Ｖよりも必ず大きくなる。
【００３１】
一方、第２のフィードバックループは、出力直流電圧が規定電圧の場合に、抵抗Ｒ５の両端電圧が基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように設定されている。第１のフィードバックループのみによる制御では、出力直流電圧は、規定電圧５Ｖよりも大きくなろうとするので、抵抗Ｒ５の両端電圧は基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなろうとする。そうすると、オペアンプＡ３は、トランジスタＱ３をオンにする比較結果を出力する。これにより、トランジスタＱ３がオンとなり、トランジスタＱ２もオンとなる。そうすると、出力直流電圧がオペアンプＡ１の負極性入力端に供給されて、オペアンプＡ２のデューティを小さくするように作用する。こうして、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧が低下する。
【００３２】
出力直流電圧が規定電圧まで低下すると、抵抗Ｒ５の両端電圧と基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２とが一致し、オペアンプＡ３の出力はローレベル（以下、Ｌレベルという）となって、トランジスタＱ３，Ｑ２はオフする。即ち、第２のフィードバックループによる制御は、第１のフィードバックループによる制御に優先し、出力直流電圧が規定電圧に到達すると終了する。
【００３３】
本実施の形態においては、基準電圧発生素子１５は基準電圧発生素子１３に比べて温度特性に優れており、基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２は周囲温度が変化しても、殆ど変化しない。第２のフィードバックループは、基準電圧発生素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２に基づくフィードバック制御を行っており、温度特性が優れた素子によって安定した規定電圧を得ることができる。
【００３４】
このように、本実施の形態においては、内蔵された基準電圧素子によるフィードバック制御に優先させて、温度特性に優れた基準電圧素子を用いたフィードバック制御を採用しており、周囲温度の変化に拘わらず、常に安定した出力直流電圧を得ることができる。
【００３５】
図２は本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図である。図２において図１と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。
【００３６】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ４〜Ｒ６、トランジスタＱ２，Ｑ３が省略されると共に、オペアンプＡ３に代えてオペアンプＡ４が採用される。本実施の形態のスイッチングレギュレータ回路１２’は、第１の実施の形態のスイッチングレギュレータ回路１２と同様の構成であり、直流電圧源１１からの直流電圧が端子Ｔ１を介して入力され、スイッチングトランジスタＱ１のスイッチングによって、端子Ｔ２から高周波交流電圧を発生する。なお、この高周波交流電圧の周波数は、端子Ｔ５を介して発振器１４に接続された抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１の値によって決定される。
【００３７】
本実施の形態においては、スイッチングレギュレータ回路１２’のオペアンプＡ１の負極性入力端には、端子Ｔ２を介して電源電圧が印加されるようになっている。また、オペアンプＡ２の負極性入力端には、端子Ｔ４を介してオペアンプＡ４の出力が与えられる。
【００３８】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点に発生する電圧は、オペアンプＡ４の負極性入力端に供給され、オペアンプＡ４の正極性入力端には、基準電圧素子１５から基準電圧Ｖｒｅｆ２が供給される。なお、オペアンプＡ４の負極性入力端と出力端との間には、位相補正用のコンデンサＣ３及び抵抗Ｒ７が直列接続されている。
【００３９】
このように構成された実施の形態においては、オペアンプＡ１の負極性入力端に電源電圧が供給されており、オペアンプＡ１の出力はＬレベルで固定される。一方、オペアンプＡ４の負極性入力端には抵抗Ｒ３の両端電圧が供給されており、オペアンプＡ４は、コンデンサＣ２の両端に現れる出力直流電圧のレベルと基準電圧Ｖｒｅｆ２との比較結果に応じた出力を出力する。
【００４０】
即ち、本実施の形態においては、オペアンプＡ２の出力のオンデューティのフィードバック制御には、オペアンプＡ１に代えてオペアンプＡ４が用いられる。オペアンプＡ４は、基準電圧素子１５の基準電圧Ｖｒｅｆ２と抵抗Ｒ３の両端電圧とを比較している。オペアンプＡ４によるフィードバックループによって、抵抗Ｒ３の両端電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２に一致するように、コンデンサＣ２の両端電圧が規定される。基準電圧発生素子１５は温度特性に優れており、周囲温度が変化しても基準電圧Ｖｒｅｆ２は殆ど変化しないので、周囲温度の変化に拘わらず、安定した出力直流電圧を得ることができる。
【００４１】
このように、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００４２】
図３は横軸に時間をとり、縦軸に周囲温度及びランプ電圧変動率をとって、第１及び第２の実施の形態における回路による効果を実験結果によって示すグラフである。図３において、破線は周囲温度の変化を示し、一点鎖線は従来例における特性を示し、実線は図１又は図２の回路による特性を示している。なお、図３は負荷抵抗が５ＫΩの例を示している。
【００４３】
図３の破線に示すように、周囲温度が時間と共に変動した場合において、従来回路では、一点鎖線に示すように、ランプ電圧は比較的大きく変動する。これに対し、図１又は図２の回路では、周囲温度が時間と共に変動しても、実線にて示すように、ランプ電圧の変動は極めて小さい。
【００４４】
図３の実験結果から明らかなように、上記各実施の形態によれば、周囲温度の変動に拘わらず、極めて安定した出力直流電圧を発生することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電源装置を示す回路図。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る電源装置を示す回路図。
【図３】第１及び第２の実施の形態における回路による効果を実験結果によって示すグラフ。
【符号の説明】
【００４６】
１０…第１の電源部、１１…交流電源、１２，１４…整流回路、２０…第２の電源部、Ｑ１〜Ｑ３…トランジスタ、Ｃ１〜Ｃ６…コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ７…ダイオード、Ｌ１〜Ｌ３…コイル。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、
前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、
前記出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部と、前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第２の検出結果とを比較する第２の比較手段と、前記第２の比較手段の比較結果に基づいて前記第１の比較手段を制御して、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、
前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、
前記第１の比較手段の動作を無効にする手段と、
前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第１の検出結果とを比較する第２の比較手段と、
前記第２の比較手段の比較結果に基づいて、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する手段とを具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項１】
所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、
前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、
前記出力直流電圧の第２の検出結果を発生する第２の電圧検出部と、前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第２の検出結果とを比較する第２の比較手段と、前記第２の比較手段の比較結果に基づいて前記第１の比較手段を制御して、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する第２のフィードバックループとを具備したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
所定の出力直流電圧を発生する電圧発生回路であって、前記出力直流電圧の第１の検出結果が与えられ、該第１の検出結果と第１の基準電圧発生素子からの第１の基準電圧との比較によって前記出力直流電圧の電圧値をフィードバック制御するための信号を出力する第１の比較手段を備えた電圧発生回路と、
前記第１の検出結果を発生する第１の電圧検出部を備えて、前記第１の検出結果を前記第１の比較手段にフィードバックする第１のフィードバックループと、
前記第１の比較手段の動作を無効にする手段と、
前記第１の基準電圧よりも温度変動が少ない第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生素子からの前記第２の基準電圧と前記第１の検出結果とを比較する第２の比較手段と、
前記第２の比較手段の比較結果に基づいて、前記出力直流電圧を前記第２の基準電圧に基づく電圧値にフィードバック制御する手段とを具備したことを特徴とする電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図２】
【図３】
【公開番号】特開２００９−２２５５４２（Ｐ２００９−２２５５４２Ａ）
【公開日】平成２１年１０月１日（２００９．１０．１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−６６３１５（Ｐ２００８−６６３１５）
【出願日】平成２０年３月１４日（２００８．３．１４）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１０月１日（２００９．１０．１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年３月１４日（２００８．３．１４）
【出願人】（０００１１１６７２）ハリソン東芝ライティング株式会社 (995)
【Ｆターム（参考）】
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