電源装置
【課題】出力リプルを軽減すると共に浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することで、出力電圧または出力電流を高精度に制御する電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング部５１を備えた絶縁型直流−直流変換部５と、スイッチング素子を備えた非絶縁型直流−直流変換部８とを有し、非絶縁型直流−直流変換部８が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて絶縁型直流−直流変換部５が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する。前段側電気出力値が前段側制御目標値に近づくようにスイッチング部５１をオン／オフ制御すると共に、後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように非絶縁型直流−直流変換部８とのスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【解決手段】スイッチング部５１を備えた絶縁型直流−直流変換部５と、スイッチング素子を備えた非絶縁型直流−直流変換部８とを有し、非絶縁型直流−直流変換部８が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて絶縁型直流−直流変換部５が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する。前段側電気出力値が前段側制御目標値に近づくようにスイッチング部５１をオン／オフ制御すると共に、後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように非絶縁型直流−直流変換部８とのスイッチング素子をオン／オフ制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源装置として、直流電圧を変換する直流−直流変換装置を有するものが知られている。一般に、直流−直流変換装置は、トランジスタ等のスイッチング素子を有しており、非絶縁型と絶縁型とに分類される。
非絶縁型の直流−直流変換装置は、スイッチング素子、チョークコイル、コンデンサ、およびダイオード等を組み合わせた簡易な回路で構成することができる。また、絶縁型の直流−直流変換装置は、トランスを用いることで入力側と出力側とを電気的に分離し、伝導ノイズの遮断や感電を防止することができる。
【０００３】
直流−直流変換装置では、スイッチング素子が所定のスイッチング周期でオン／オフ制御されることで、入力された直流電圧が矩形波に変換される。この矩形波が平滑化されることで直流電圧の降圧または昇圧が行われる。
【０００４】
このような、直流−直流変換装置による降圧または昇圧において、入力電圧に対して出力電圧を大きく変化させる場合、スイッチング周期に対するスイッチング素子がオンの時間の割合（デューティ比）が最も好適と考えられる０．５から外れて極端に小さな値となるか、または極端に大きな値となるため、スイッチング素子における電圧・電流の変化幅が大きくなり、大きな出力リプルを発生させてしまうという問題があった。
具体的には、入力電圧に対する出力電圧の比率が、例えば降圧チョッパにおいて２０％を下回るか、または昇圧チョッパにおいて５００％を超える場合には、デューティ比が０．２を下回るか、または０．８を上回り、出力リプルが大きくなるという問題があった。
【０００５】
このような出力リプルを低減するものとして、特許文献１が公知である。
特許文献１には、出力電流指令値または出力電流検出値の大きさに応じて、非絶縁型直流−直流変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御して、低出力領域においても出力リプルを小さくする直流電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−３３０５８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、特許文献１の直流電源装置では、直流−直流変換装置のスイッチング素子が制御されることで、スイッチング周波数が変化する。すなわち、スイッチング周波数の可変レンジはスイッチング素子の性能に依存するため、スイッチング素子の性能によっては出力電圧の可変レンジが制限される。したがって、特許文献１の直流電源装置では、所望の電圧に降圧または昇圧できない可能性がある。
【０００８】
また、特許文献１の直流電源装置では、スイッチング周波数が変更されるため、負荷回路に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象が生じる虞がある。
【０００９】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、確実に出力リプルを軽減すると共に浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電源装置は、負荷に直流電力を供給する電源装置であって、第１のスイッチング手段を有する絶縁型直流−直流変換手段と、前記絶縁型直流−直流変換手段の出力側に接続され、第２のスイッチング手段を有する非絶縁型直流−直流変換手段と、前記非絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて、前記絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する演算手段と、前記前段側電気出力値が前記前段側制御目標値に近づくように前記第１のスイッチング手段をオン／オフ制御すると共に、前記後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように前記第２のスイッチング手段をオン／オフ制御する制御手段と、を有していることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、直流−直流変換手段を２段階とし、後段の非絶縁型直流−直流変換手段が目標とする後段側制御目標値に基づいて、前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算し、前段側電気出力値が該前段側制御目標値に近づくように絶縁型直流−直流変換手段を制御するとともに、後段側電気出力値が後段側制御目標値に近づくように、非絶縁型直流−直流変換手段を制御する。
これにより、絶縁型直流−直流変換手段が出力する前段側電気出力値を後段の非絶縁型直流−直流変換手段において出力すべき電気量に対し適正な値とすることで、スイッチング手段における電圧、電流の変化幅を抑えることができる。例えば、前段側電気出力値を電圧とした場合には以下のとおりになる。
すなわち、降圧チョッパにおいて、後段側制御目標値（出力電圧）に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を低下させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を低下させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が２０％を下回る場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を２０％以上とすることができる。
同様に、昇圧チョッパにおいて、後段側制御目標値（出力電圧）に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を上昇させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を上昇させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が５００％を超える場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を５００％以下とすることができる。
これにより、デューティ比も０．５に近づける（０．２以上０．８以下）ことができ、第２のスイッチング手段における電流・電圧の変化幅を抑制し、出力リプルを確実に軽減することができる。
また、第１および第２のスイッチング手段のスイッチング周波数を変動させることはないため、負荷回路に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる。
【００１２】
また、本発明の電源装置は、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を負荷のインダクタンス、Ｒを負荷の抵抗成分、Ｋを前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、前記演算手段は、前段側制御目標電圧Ｖ１を、Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝の関係式から前記前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
【００１３】
上記構成によれば、ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）で演算される後段側出力電圧に比例係数Ｋを乗じた前段側制御目標電圧Ｖ１を前段の絶縁型直流−直流変換手段から後段の非絶縁型直流−直流変換手段に供給することにより、後段側は低リプルとするのに好適なデューティ比で動作できる。
【００１４】
また、本発明の電源装置は、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｃ０を前記負荷の静電容量とし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、前記演算手段は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）＋ＫＲＩ０の関係式から前記前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
なお、Ｚは抵抗の次元をもった比例係数である。
【００１５】
上記構成によれば、負荷が静電容量Ｃ０の容量性負荷である場合、その電圧の後段側制御目標値を微分し、その静電容量に応じた係数を乗じた値と、抵抗成分による電力損失に対応した成分との和である前段側制御目標電圧Ｖ１を前段の絶縁型直流−直流変換手段から後段の非絶縁型直流−直流変換手段に供給することにより、後段側は低リプルとするのに好適なデューティ比で動作できる。
【００１６】
また、本発明の電源装置における演算手段は、後段側制御目標値を上昇させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前段側制御目標値を演算し、また、後段側制御目標値を下降させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前段側制御目標値を演算するものであっても良い。
【００１７】
上記構成によれば、出力上昇時における負荷および平滑コンデンサへの供給電力の不足を回避するとともに、出力下降時における絶縁型直流−直流変換手段への供給電力の過剰を回避することができる。
【００１８】
また、本発明の電源装置において、絶縁型直流−直流変換手段は、正負両極の出力を有し、非絶縁型直流−直流変換手段は、絶縁型直流−直流変換手段の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有していてもよい。
【００１９】
また、本発明の電源装置において、絶縁型直流−直流変換手段の入力部に並列接続された第１のコンデンサと、絶縁型直流−直流変換手段と非絶縁型直流−直流変換手段との間に並列接続された第２のコンデンサと、入力側が非絶縁型直流−直流変換手段の出力部と接続され、出力側が前記第１のコンデンサと絶縁型直流−直流変換手段との間に接続された電力回生手段と、をさらに有する構成としてもよい。
これにより、電気エネルギーを効率化することができる。
このとき、電力回生手段の入力部を短絡する半導体スイッチを有する構成としてもよい。
さらに、前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成としてもよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、確実に出力リプルを軽減すると共に浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することで、出力電圧または出力電流を高精度に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【図２】本発明の電力回生動作を示す各種タイムチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の電源装置は、制御キャリア周波数リプル成分の極めて小さな物理学研究用、医療用、または放射光源用の粒子ビーム加速器の電磁石電源装置等に適用される。
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１は、本実施形態に係る電源装置１００を示す概略構成図である。
図１に示すように、電源装置１００は、交流電源１から電力が供給され、負荷２に直流の電力を供給するようになっている。
【００２５】
電源装置１００は、整流部３と、整流手段出力平滑用コンデンサ４（本発明の「第１のコンデンサ」に相当）と、絶縁型直流−直流変換部５と、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６（本発明の「第２のコンデンサ」に相当）と、非絶縁型直流−直流変換部８と、制御部２０と、演算部１０１とを有している。
【００２６】
整流部３は、交流電源１の出力側に接続され、交流電源１からの電力を整流するようになっている。
整流手段出力平滑用コンデンサ４は、プラス側が、整流部３と絶縁型直流−直流変換部５との間に接続される。
すなわち、整流手段出力平滑用コンデンサ４は、整流部３によって整流された電力を平滑化し、絶縁型直流−直流変換部５に出力する。
【００２７】
絶縁型直流−直流変換部５は、スイッチング部５１と、変圧器５２と、整流器５３とを有している。
スイッチング部５１は、整流部３の出力側に接続され、制御部２０によってスイッチングのオン／オフが制御され、デューティ比が変更される。
すなわち、スイッチング部５１は、整流手段出力平滑用コンデンサ４によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換し、変圧器５２に出力する。
【００２８】
変圧器５２は、スイッチング部５１の出力側に接続され、スイッチング部５１によって矩形波状の交流に変換された電圧を異なる電圧に変換し、整流器５３に出力するようになっている。
【００２９】
整流器５３は、変圧器５２の出力側に接続され、変圧器５２によって変換された電圧を整流するようになっている。したがって、整流器５３によって整流された電圧が絶縁型直流−直流変換部５の出力（前段側電気出力値）となる。
【００３０】
絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６は、絶縁型直流−直流変換部５と非絶縁型直流−直流変換部８との間に接続される。
すなわち、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６は、絶縁型直流−直流変換部５から出力された電力を平滑化し、非絶縁型直流−直流変換部８に出力する。
【００３１】
非絶縁型直流−直流変換部８は、スイッチング素子、ダイオード、チョークコイル、および、コンデンサ（図示せず）を有し、チョッパ方式で降圧を行う直流−直流変換装置である。
非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子は、制御部２０によってスイッチングのオン／オフ制御が行われ、デューティ比が変更される。
すなわち、非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換する。
この矩形波が整流および平滑化された直流電力（後段側電気出力値）が、負荷２に出力されるようになっている。
【００３２】
制御部２０は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部７と、負荷電流測定部９と、絶縁型直流−直流変換制御部１０２と、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３とを有している。
【００３３】
絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、非絶縁型直流−直流変換部８への入力電圧を測定する。すなわち、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６（第２のコンデンサ）に接続され、該出力平滑用コンデンサ６によって平滑化された電圧値を取得するようになっている。
また、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、絶縁型直流−直流変換制御部１０２へ、取得した電圧値に基づく信号を出力する。
【００３４】
絶縁型直流−直流変換制御部１０２は、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７からの信号と、演算部１０１からの前段側制御目標値信号とに基づき、スイッチング部５１をオン／オフ制御し、デューティ比を変更する。
【００３５】
負荷電流測定部９は、負荷２への入力電圧を測定する。上記負荷電流測定部９は、非絶縁型直流−直流変換部８の出力側に接続され、負荷２に入力される電流値を取得するようになっている。また、負荷電流測定部９は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３へ、取得した電流値に基づく信号を出力する。
すなわち、負荷電流測定部９は、後段側電気出力値を取得し、後段側電気出力値を示す信号を出力する。
【００３６】
非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷電流測定部９からの信号と、演算部１０１からの後段側制御目標値信号とに基づき、非絶縁型直流−直流変換部８におけるスイッチング素子をオン／オフ制御し、デューティ比を変更する。
【００３７】
演算部１０１は、演算増幅器を用いたアナログ演算回路、およびデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロコンピュータを用いたデジタル演算回路等から適宜選択して使用することができる。
【００３８】
演算部１０１は、負荷２に出力する後段側制御目標値に基づいて絶縁型直流−直流変換部５が出力する前段側制御目標値を演算する。
具体的に、演算部１０１は、負荷２および後段側制御目標値の関係式を示す下記の式（１）に基づいて、前段側制御目標値を演算する。
【００３９】
Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝＝ＫＶ０ ・・・ 式（１）
ここで、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を負荷２のインダクタンスとし、Ｒを負荷２の抵抗成分とする。また、Ｋは、前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧Ｖ０に対する比例係数である。
【００４０】
例えば、後段側制御目標値が電流値で与えられる場合は、式（１）で演算されるＶ１が絶縁型直流−直流変換部５の出力すべき電圧値（前段側制御目標値）となる。
また、例えば、後段側制御目標値が電圧値で与えられる場合は、その電圧値に比例係数Ｋを乗算した値が絶縁型直流−直流変換部５の出力すべき電圧値（前段側制御目標値）となる。
【００４１】
また、適用される負荷２の種類により、演算内容が異なる。
例えば、負荷２が、抵抗である場合、または、上記の式（１）のインダクタンスの項は無視されて、演算式はＶ１＝ＫＲＩ０となる。
また、例えば、負荷２が、電動機や電磁石のような誘導性負荷の場合、等価回路としてインダクタンスＬ０と抵抗Ｒの直列回路で表現でき、演算式は上記の式（１）で示される。
また、例えば、負荷２が、静電容量Ｃ０の容量性負荷の場合、その電圧の後段側制御目標値を微分し、その静電容量に応じた係数を乗じた値と、抵抗成分による電力損失に対応した成分の和とするのが望ましく、Ｒを負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数（Ｚは抵抗の次元をもった比例係数）としたとき、
演算式は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）｝＋ＫＲＩ０となる。
【００４２】
なお、演算部１０１は、後段側制御目標値が変更される場合、上記の式（１）におけるインダクタンスＬ０、抵抗成分Ｒ、または比例係数Ｋを変更するものであってもよい。
例えば、後段側制御目標値を上昇させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前段側制御目標値を演算するものであっても良いし、後段側制御目標値を下降させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
【００４３】
このように、電源装置１００では、直流−直流変換手段が２段階とされ、後段の非絶縁型直流−直流変換部８が目標とする後段側制御目標値に基づいて、前段の絶縁型直流−直流変換部５における前段側制御目標値を演算し、該前段側制御目標値を出力するように絶縁型直流−直流変換部５を制御する。
【００４４】
これにより、絶縁型直流−直流変換部５が出力する前段側電気出力値を後段側非絶縁型直流−直流変換手段において出力すべき電気量に対し適正な値とすることができる。その結果、非絶縁型直流−直流変換部８におけるスイッチング素子のデューティ比を０．５に近づけることができるため、スイッチング素子における電流・電圧の変化幅を抑制し、出力リプルを確実に軽減することができる。
また、スイッチング部５１および非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子のスイッチング周波数を変動させることはないため、負荷２に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる。
【００４５】
このような、後段側制御目標値は、負荷２を配設する際に、演算部１０１に初期値として与えられる。すなわち、演算部１０１は記憶領域を有していてもよい。また、電源装置１００は、後段側制御目標値を入力するための入力装置を備えるものであってもよい。
【００４６】
また、図１に示すように、電源装置１００は、電力の効率化を図るべく、電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有している構成であってもよい。
【００４７】
電力回生部１０は、入力回路が非絶縁型直流−直流変換部８の出力部と直列に接続されている。具体的に、非絶縁型直流−直流変換部８は、出力が二端子あり、一方が負荷２を介して電力回生部１０の一方の入力に接続され、他方が直接、電力回生部１０の他方の入力に接続されている。
また、電力回生部１０は、出力部が、整流手段出力平滑用コンデンサ４と絶縁型直流−直流変換手段との間に接続されている。
【００４８】
半導体スイッチ１１は、電力回生部１０の入力回路を短絡するように接続されている。
半導体スイッチ１１は、これに限定されず、例えば偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続したものであってもよいし、複数個の素子を並列接続した偶数組の半導体スイッチユニットを直列接続しその中点を接地接続したものであってもよい。
【００４９】
電力回生制御部１０４は、電力回生部１０および半導体スイッチ１１の制御を行うものである。電力回生制御部１０４は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３からの信号を受信すると共に、電力回生部１０および半導体スイッチ１１に対して制御信号を出力する。
【００５０】
ここで、電力回生動作について、図２を参照して説明する。
図２は、電力回生動作を示す各種タイムチャートであり、図２（ａ）は、負荷２における電流の変化を示し、図２（ｂ）は、負荷２における電圧の変化を示し、図２（ｃ）は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６における電圧の変化を示し、図２（ｄ）は、半導体スイッチ１１のオン／オフ制御変化を示し、図２（ｅ）は、電力回生手段の出力電流の変化を示し、図２（ｆ）は、整流手段出力平滑用コンデンサ４の電圧の変化を示す。
【００５１】
先ず、図２（ａ）に示すように、負荷２に流れる電流は、時間ｔ１から時間ｔ２まで増加し続け、その後時間ｔ３まで一定となっている。そして、時間ｔ３から時間ｔ４まで減少し続け、時間ｔ５以降は時間ｔ１以前の電流値が保持される。
【００５２】
そして、図２（ｂ）に示すように、負荷２の電圧は、電流に応じて、時間ｔ１において瞬間的に上昇し、時間ｔ２まで緩やかに上昇し続けた後時間ｔ２において瞬間的に下降する。そして、時間ｔ３まで一定となった後、時間ｔ３においてマイナス値まで瞬間的に下降し、時間ｔ４まで緩やかに下降し続けた後時間ｔ１以前の電流値が保持される。
【００５３】
図２（ｃ）に、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６における電圧を示す。絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６の電圧は、負荷２の電圧に対応した変化を示す。
【００５４】
ここで、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷電流測定部９が測定した電流に基づいて、時間ｔ３において、負荷２の電圧がマイナス値となったことを検出する。
非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷２の電圧がマイナス値となった場合、電力回生制御部１０４へ信号を出力する。
【００５５】
電力回生制御部１０４は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３からの信号を受け取ると、半導体スイッチ１１をオフに制御する（図２（ｄ）：時間ｔ３〜時間ｔ４）とともに、電力回生部１０を駆動させる。これにより、半導体スイッチ１１による電力回生部１０の入力回路の短絡が時間ｔ３から時間ｔ４まで解除され、電力回生部１０において負荷２からのマイナスの電力がプラスに回生される（図２（ｅ）：時間ｔ３〜時間ｔ４）。
【００５６】
図２（ｆ）は、整流手段出力平滑用コンデンサ４の電圧の変化が示されている。時間ｔ１からの期間において、負荷２にて電流の消費が増加したため、同期間において電圧が減少している。
しかしながら、整流手段出力平滑用コンデンサ４は、電力回生部１０からの回生電力を時間ｔ３から蓄えることができるため、時間ｔ３から時間ｔ４にかけて電圧が上昇していることが分かる。
【００５７】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明に係る第２の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
【００５８】
図３は、本実施形態に係る電源装置２００を示す概略構成図である。
上述した第１の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有していない構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置２００は、絶縁型直流−直流変換部５が、正負両極の出力を有し、非絶縁型直流−直流変換部８が、絶縁型直流−直流変換部５の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有している構成にされた点で第１の実施の形態と異なる。
このような構成であっても第１の実施の形態と同様の効果を有することができる。
【００５９】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明に係る第３の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
【００６０】
図４は、本実施形態に係る電源装置３００を示す概略構成図である。
上述した第２の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有している構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置３００は、半導体スイッチ１１が、偶数個（本実施形態では２個）直列接続され、その中点が接地接続されてなる構成にされた点で第１の実施の形態と異なる。
【００６１】
なお、半導体スイッチ１１は、このような構成に限定されない。図示しないが、例えば、半導体スイッチ１１が複数個ユニットになった半導体スイッチユニットが、偶数個直列接続され、その中点が接地接続されてなる構成にされていてもよい。
このような構成であっても上述の実施の形態と同様の効果を有することができる。
【００６２】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はその趣旨を超えない範囲
において変更が可能である。
例えば、第１の実施形態において、電力を回生するための構成を設けたがこれに限定されず、電力回生部１０、半導体スイッチ１１、および、電力回生制御部１０４等がない構成であってもよい。
【００６３】
また、本実施形態では、電圧を降圧させるものであったがこれに限定されず、昇圧を行うものであっても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 整流部
４ 整流手段出力平滑用コンデンサ（第１のコンデンサ）
５ 絶縁型直流−直流変換部
６ 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ（第２のコンデンサ）
７ 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部
８ 非絶縁型直流−直流変換部
９ 負荷電流測定部
１０ 電力回生部
１１ 半導体スイッチ
２０ 制御部
５１ スイッチング部
５２ 変圧器
５３ 整流器
１０１ 演算部
１０２ 絶縁型直流−直流変換制御部
１０３ 非絶縁型直流−直流変換制御部
１０４ 電力回生制御部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電源装置として、直流電圧を変換する直流−直流変換装置を有するものが知られている。一般に、直流−直流変換装置は、トランジスタ等のスイッチング素子を有しており、非絶縁型と絶縁型とに分類される。
非絶縁型の直流−直流変換装置は、スイッチング素子、チョークコイル、コンデンサ、およびダイオード等を組み合わせた簡易な回路で構成することができる。また、絶縁型の直流−直流変換装置は、トランスを用いることで入力側と出力側とを電気的に分離し、伝導ノイズの遮断や感電を防止することができる。
【０００３】
直流−直流変換装置では、スイッチング素子が所定のスイッチング周期でオン／オフ制御されることで、入力された直流電圧が矩形波に変換される。この矩形波が平滑化されることで直流電圧の降圧または昇圧が行われる。
【０００４】
このような、直流−直流変換装置による降圧または昇圧において、入力電圧に対して出力電圧を大きく変化させる場合、スイッチング周期に対するスイッチング素子がオンの時間の割合（デューティ比）が最も好適と考えられる０．５から外れて極端に小さな値となるか、または極端に大きな値となるため、スイッチング素子における電圧・電流の変化幅が大きくなり、大きな出力リプルを発生させてしまうという問題があった。
具体的には、入力電圧に対する出力電圧の比率が、例えば降圧チョッパにおいて２０％を下回るか、または昇圧チョッパにおいて５００％を超える場合には、デューティ比が０．２を下回るか、または０．８を上回り、出力リプルが大きくなるという問題があった。
【０００５】
このような出力リプルを低減するものとして、特許文献１が公知である。
特許文献１には、出力電流指令値または出力電流検出値の大きさに応じて、非絶縁型直流−直流変換装置におけるスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御して、低出力領域においても出力リプルを小さくする直流電源装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−３３０５８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、特許文献１の直流電源装置では、直流−直流変換装置のスイッチング素子が制御されることで、スイッチング周波数が変化する。すなわち、スイッチング周波数の可変レンジはスイッチング素子の性能に依存するため、スイッチング素子の性能によっては出力電圧の可変レンジが制限される。したがって、特許文献１の直流電源装置では、所望の電圧に降圧または昇圧できない可能性がある。
【０００８】
また、特許文献１の直流電源装置では、スイッチング周波数が変更されるため、負荷回路に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象が生じる虞がある。
【０００９】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、確実に出力リプルを軽減すると共に浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の電源装置は、負荷に直流電力を供給する電源装置であって、第１のスイッチング手段を有する絶縁型直流−直流変換手段と、前記絶縁型直流−直流変換手段の出力側に接続され、第２のスイッチング手段を有する非絶縁型直流−直流変換手段と、前記非絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて、前記絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する演算手段と、前記前段側電気出力値が前記前段側制御目標値に近づくように前記第１のスイッチング手段をオン／オフ制御すると共に、前記後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように前記第２のスイッチング手段をオン／オフ制御する制御手段と、を有していることを特徴とする。
【００１１】
上記構成によれば、直流−直流変換手段を２段階とし、後段の非絶縁型直流−直流変換手段が目標とする後段側制御目標値に基づいて、前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算し、前段側電気出力値が該前段側制御目標値に近づくように絶縁型直流−直流変換手段を制御するとともに、後段側電気出力値が後段側制御目標値に近づくように、非絶縁型直流−直流変換手段を制御する。
これにより、絶縁型直流−直流変換手段が出力する前段側電気出力値を後段の非絶縁型直流−直流変換手段において出力すべき電気量に対し適正な値とすることで、スイッチング手段における電圧、電流の変化幅を抑えることができる。例えば、前段側電気出力値を電圧とした場合には以下のとおりになる。
すなわち、降圧チョッパにおいて、後段側制御目標値（出力電圧）に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を低下させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を低下させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が２０％を下回る場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を２０％以上とすることができる。
同様に、昇圧チョッパにおいて、後段側制御目標値（出力電圧）に基づいて前段の絶縁型直流−直流変換手段における前段側制御目標値を演算することで、前段の絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧を制御し、その値を上昇させることにより、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧を上昇させることができる。その結果、電源装置全体では入力電圧に対する出力電圧の比率が５００％を超える場合でも、後段の非絶縁型直流−直流変換手段に入力される電圧に対する出力電圧の比率を５００％以下とすることができる。
これにより、デューティ比も０．５に近づける（０．２以上０．８以下）ことができ、第２のスイッチング手段における電流・電圧の変化幅を抑制し、出力リプルを確実に軽減することができる。
また、第１および第２のスイッチング手段のスイッチング周波数を変動させることはないため、負荷回路に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる。
【００１２】
また、本発明の電源装置は、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を負荷のインダクタンス、Ｒを負荷の抵抗成分、Ｋを前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、前記演算手段は、前段側制御目標電圧Ｖ１を、Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝の関係式から前記前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
【００１３】
上記構成によれば、ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）で演算される後段側出力電圧に比例係数Ｋを乗じた前段側制御目標電圧Ｖ１を前段の絶縁型直流−直流変換手段から後段の非絶縁型直流−直流変換手段に供給することにより、後段側は低リプルとするのに好適なデューティ比で動作できる。
【００１４】
また、本発明の電源装置は、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｃ０を前記負荷の静電容量とし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、前記演算手段は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）＋ＫＲＩ０の関係式から前記前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
なお、Ｚは抵抗の次元をもった比例係数である。
【００１５】
上記構成によれば、負荷が静電容量Ｃ０の容量性負荷である場合、その電圧の後段側制御目標値を微分し、その静電容量に応じた係数を乗じた値と、抵抗成分による電力損失に対応した成分との和である前段側制御目標電圧Ｖ１を前段の絶縁型直流−直流変換手段から後段の非絶縁型直流−直流変換手段に供給することにより、後段側は低リプルとするのに好適なデューティ比で動作できる。
【００１６】
また、本発明の電源装置における演算手段は、後段側制御目標値を上昇させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前段側制御目標値を演算し、また、後段側制御目標値を下降させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前段側制御目標値を演算するものであっても良い。
【００１７】
上記構成によれば、出力上昇時における負荷および平滑コンデンサへの供給電力の不足を回避するとともに、出力下降時における絶縁型直流−直流変換手段への供給電力の過剰を回避することができる。
【００１８】
また、本発明の電源装置において、絶縁型直流−直流変換手段は、正負両極の出力を有し、非絶縁型直流−直流変換手段は、絶縁型直流−直流変換手段の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有していてもよい。
【００１９】
また、本発明の電源装置において、絶縁型直流−直流変換手段の入力部に並列接続された第１のコンデンサと、絶縁型直流−直流変換手段と非絶縁型直流−直流変換手段との間に並列接続された第２のコンデンサと、入力側が非絶縁型直流−直流変換手段の出力部と接続され、出力側が前記第１のコンデンサと絶縁型直流−直流変換手段との間に接続された電力回生手段と、をさらに有する構成としてもよい。
これにより、電気エネルギーを効率化することができる。
このとき、電力回生手段の入力部を短絡する半導体スイッチを有する構成としてもよい。
さらに、前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成としてもよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、確実に出力リプルを軽減すると共に浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することで、出力電圧または出力電流を高精度に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【図２】本発明の電力回生動作を示す各種タイムチャートである。
【図３】本発明の第２の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に関する電源装置の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の電源装置は、制御キャリア周波数リプル成分の極めて小さな物理学研究用、医療用、または放射光源用の粒子ビーム加速器の電磁石電源装置等に適用される。
【００２３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１は、本実施形態に係る電源装置１００を示す概略構成図である。
図１に示すように、電源装置１００は、交流電源１から電力が供給され、負荷２に直流の電力を供給するようになっている。
【００２５】
電源装置１００は、整流部３と、整流手段出力平滑用コンデンサ４（本発明の「第１のコンデンサ」に相当）と、絶縁型直流−直流変換部５と、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６（本発明の「第２のコンデンサ」に相当）と、非絶縁型直流−直流変換部８と、制御部２０と、演算部１０１とを有している。
【００２６】
整流部３は、交流電源１の出力側に接続され、交流電源１からの電力を整流するようになっている。
整流手段出力平滑用コンデンサ４は、プラス側が、整流部３と絶縁型直流−直流変換部５との間に接続される。
すなわち、整流手段出力平滑用コンデンサ４は、整流部３によって整流された電力を平滑化し、絶縁型直流−直流変換部５に出力する。
【００２７】
絶縁型直流−直流変換部５は、スイッチング部５１と、変圧器５２と、整流器５３とを有している。
スイッチング部５１は、整流部３の出力側に接続され、制御部２０によってスイッチングのオン／オフが制御され、デューティ比が変更される。
すなわち、スイッチング部５１は、整流手段出力平滑用コンデンサ４によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換し、変圧器５２に出力する。
【００２８】
変圧器５２は、スイッチング部５１の出力側に接続され、スイッチング部５１によって矩形波状の交流に変換された電圧を異なる電圧に変換し、整流器５３に出力するようになっている。
【００２９】
整流器５３は、変圧器５２の出力側に接続され、変圧器５２によって変換された電圧を整流するようになっている。したがって、整流器５３によって整流された電圧が絶縁型直流−直流変換部５の出力（前段側電気出力値）となる。
【００３０】
絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６は、絶縁型直流−直流変換部５と非絶縁型直流−直流変換部８との間に接続される。
すなわち、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６は、絶縁型直流−直流変換部５から出力された電力を平滑化し、非絶縁型直流−直流変換部８に出力する。
【００３１】
非絶縁型直流−直流変換部８は、スイッチング素子、ダイオード、チョークコイル、および、コンデンサ（図示せず）を有し、チョッパ方式で降圧を行う直流−直流変換装置である。
非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子は、制御部２０によってスイッチングのオン／オフ制御が行われ、デューティ比が変更される。
すなわち、非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６によって平滑化された電力をスイッチング周期の矩形波に変換する。
この矩形波が整流および平滑化された直流電力（後段側電気出力値）が、負荷２に出力されるようになっている。
【００３２】
制御部２０は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部７と、負荷電流測定部９と、絶縁型直流−直流変換制御部１０２と、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３とを有している。
【００３３】
絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、非絶縁型直流−直流変換部８への入力電圧を測定する。すなわち、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６（第２のコンデンサ）に接続され、該出力平滑用コンデンサ６によって平滑化された電圧値を取得するようになっている。
また、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７は、絶縁型直流−直流変換制御部１０２へ、取得した電圧値に基づく信号を出力する。
【００３４】
絶縁型直流−直流変換制御部１０２は、上記出力平滑用コンデンサ電圧測定部７からの信号と、演算部１０１からの前段側制御目標値信号とに基づき、スイッチング部５１をオン／オフ制御し、デューティ比を変更する。
【００３５】
負荷電流測定部９は、負荷２への入力電圧を測定する。上記負荷電流測定部９は、非絶縁型直流−直流変換部８の出力側に接続され、負荷２に入力される電流値を取得するようになっている。また、負荷電流測定部９は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３へ、取得した電流値に基づく信号を出力する。
すなわち、負荷電流測定部９は、後段側電気出力値を取得し、後段側電気出力値を示す信号を出力する。
【００３６】
非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷電流測定部９からの信号と、演算部１０１からの後段側制御目標値信号とに基づき、非絶縁型直流−直流変換部８におけるスイッチング素子をオン／オフ制御し、デューティ比を変更する。
【００３７】
演算部１０１は、演算増幅器を用いたアナログ演算回路、およびデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）やマイクロコンピュータを用いたデジタル演算回路等から適宜選択して使用することができる。
【００３８】
演算部１０１は、負荷２に出力する後段側制御目標値に基づいて絶縁型直流−直流変換部５が出力する前段側制御目標値を演算する。
具体的に、演算部１０１は、負荷２および後段側制御目標値の関係式を示す下記の式（１）に基づいて、前段側制御目標値を演算する。
【００３９】
Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝＝ＫＶ０ ・・・ 式（１）
ここで、Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を負荷２のインダクタンスとし、Ｒを負荷２の抵抗成分とする。また、Ｋは、前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧Ｖ０に対する比例係数である。
【００４０】
例えば、後段側制御目標値が電流値で与えられる場合は、式（１）で演算されるＶ１が絶縁型直流−直流変換部５の出力すべき電圧値（前段側制御目標値）となる。
また、例えば、後段側制御目標値が電圧値で与えられる場合は、その電圧値に比例係数Ｋを乗算した値が絶縁型直流−直流変換部５の出力すべき電圧値（前段側制御目標値）となる。
【００４１】
また、適用される負荷２の種類により、演算内容が異なる。
例えば、負荷２が、抵抗である場合、または、上記の式（１）のインダクタンスの項は無視されて、演算式はＶ１＝ＫＲＩ０となる。
また、例えば、負荷２が、電動機や電磁石のような誘導性負荷の場合、等価回路としてインダクタンスＬ０と抵抗Ｒの直列回路で表現でき、演算式は上記の式（１）で示される。
また、例えば、負荷２が、静電容量Ｃ０の容量性負荷の場合、その電圧の後段側制御目標値を微分し、その静電容量に応じた係数を乗じた値と、抵抗成分による電力損失に対応した成分の和とするのが望ましく、Ｒを負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数（Ｚは抵抗の次元をもった比例係数）としたとき、
演算式は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）｝＋ＫＲＩ０となる。
【００４２】
なお、演算部１０１は、後段側制御目標値が変更される場合、上記の式（１）におけるインダクタンスＬ０、抵抗成分Ｒ、または比例係数Ｋを変更するものであってもよい。
例えば、後段側制御目標値を上昇させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前段側制御目標値を演算するものであっても良いし、後段側制御目標値を下降させる場合、負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前段側制御目標値を演算するものであってもよい。
【００４３】
このように、電源装置１００では、直流−直流変換手段が２段階とされ、後段の非絶縁型直流−直流変換部８が目標とする後段側制御目標値に基づいて、前段の絶縁型直流−直流変換部５における前段側制御目標値を演算し、該前段側制御目標値を出力するように絶縁型直流−直流変換部５を制御する。
【００４４】
これにより、絶縁型直流−直流変換部５が出力する前段側電気出力値を後段側非絶縁型直流−直流変換手段において出力すべき電気量に対し適正な値とすることができる。その結果、非絶縁型直流−直流変換部８におけるスイッチング素子のデューティ比を０．５に近づけることができるため、スイッチング素子における電流・電圧の変化幅を抑制し、出力リプルを確実に軽減することができる。
また、スイッチング部５１および非絶縁型直流−直流変換部８のスイッチング素子のスイッチング周波数を変動させることはないため、負荷２に必然的に存在する浮遊インダクタンスや浮遊静電容量との共振現象を防止することができる。
【００４５】
このような、後段側制御目標値は、負荷２を配設する際に、演算部１０１に初期値として与えられる。すなわち、演算部１０１は記憶領域を有していてもよい。また、電源装置１００は、後段側制御目標値を入力するための入力装置を備えるものであってもよい。
【００４６】
また、図１に示すように、電源装置１００は、電力の効率化を図るべく、電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有している構成であってもよい。
【００４７】
電力回生部１０は、入力回路が非絶縁型直流−直流変換部８の出力部と直列に接続されている。具体的に、非絶縁型直流−直流変換部８は、出力が二端子あり、一方が負荷２を介して電力回生部１０の一方の入力に接続され、他方が直接、電力回生部１０の他方の入力に接続されている。
また、電力回生部１０は、出力部が、整流手段出力平滑用コンデンサ４と絶縁型直流−直流変換手段との間に接続されている。
【００４８】
半導体スイッチ１１は、電力回生部１０の入力回路を短絡するように接続されている。
半導体スイッチ１１は、これに限定されず、例えば偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続したものであってもよいし、複数個の素子を並列接続した偶数組の半導体スイッチユニットを直列接続しその中点を接地接続したものであってもよい。
【００４９】
電力回生制御部１０４は、電力回生部１０および半導体スイッチ１１の制御を行うものである。電力回生制御部１０４は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３からの信号を受信すると共に、電力回生部１０および半導体スイッチ１１に対して制御信号を出力する。
【００５０】
ここで、電力回生動作について、図２を参照して説明する。
図２は、電力回生動作を示す各種タイムチャートであり、図２（ａ）は、負荷２における電流の変化を示し、図２（ｂ）は、負荷２における電圧の変化を示し、図２（ｃ）は、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６における電圧の変化を示し、図２（ｄ）は、半導体スイッチ１１のオン／オフ制御変化を示し、図２（ｅ）は、電力回生手段の出力電流の変化を示し、図２（ｆ）は、整流手段出力平滑用コンデンサ４の電圧の変化を示す。
【００５１】
先ず、図２（ａ）に示すように、負荷２に流れる電流は、時間ｔ１から時間ｔ２まで増加し続け、その後時間ｔ３まで一定となっている。そして、時間ｔ３から時間ｔ４まで減少し続け、時間ｔ５以降は時間ｔ１以前の電流値が保持される。
【００５２】
そして、図２（ｂ）に示すように、負荷２の電圧は、電流に応じて、時間ｔ１において瞬間的に上昇し、時間ｔ２まで緩やかに上昇し続けた後時間ｔ２において瞬間的に下降する。そして、時間ｔ３まで一定となった後、時間ｔ３においてマイナス値まで瞬間的に下降し、時間ｔ４まで緩やかに下降し続けた後時間ｔ１以前の電流値が保持される。
【００５３】
図２（ｃ）に、絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６における電圧を示す。絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ６の電圧は、負荷２の電圧に対応した変化を示す。
【００５４】
ここで、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷電流測定部９が測定した電流に基づいて、時間ｔ３において、負荷２の電圧がマイナス値となったことを検出する。
非絶縁型直流−直流変換制御部１０３は、負荷２の電圧がマイナス値となった場合、電力回生制御部１０４へ信号を出力する。
【００５５】
電力回生制御部１０４は、非絶縁型直流−直流変換制御部１０３からの信号を受け取ると、半導体スイッチ１１をオフに制御する（図２（ｄ）：時間ｔ３〜時間ｔ４）とともに、電力回生部１０を駆動させる。これにより、半導体スイッチ１１による電力回生部１０の入力回路の短絡が時間ｔ３から時間ｔ４まで解除され、電力回生部１０において負荷２からのマイナスの電力がプラスに回生される（図２（ｅ）：時間ｔ３〜時間ｔ４）。
【００５６】
図２（ｆ）は、整流手段出力平滑用コンデンサ４の電圧の変化が示されている。時間ｔ１からの期間において、負荷２にて電流の消費が増加したため、同期間において電圧が減少している。
しかしながら、整流手段出力平滑用コンデンサ４は、電力回生部１０からの回生電力を時間ｔ３から蓄えることができるため、時間ｔ３から時間ｔ４にかけて電圧が上昇していることが分かる。
【００５７】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明に係る第２の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
【００５８】
図３は、本実施形態に係る電源装置２００を示す概略構成図である。
上述した第１の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有していない構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置２００は、絶縁型直流−直流変換部５が、正負両極の出力を有し、非絶縁型直流−直流変換部８が、絶縁型直流−直流変換部５の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有している構成にされた点で第１の実施の形態と異なる。
このような構成であっても第１の実施の形態と同様の効果を有することができる。
【００５９】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明に係る第３の実施形態について説明する。本実施の形態において、上述したのと同一部材には同一符号を付してその説明を省略する。
【００６０】
図４は、本実施形態に係る電源装置３００を示す概略構成図である。
上述した第２の実施形態と異なる点は、電力の回生を行う電力回生部１０と、半導体スイッチ１１と、電力回生制御部１０４とを有している構成にされた点である。
さらに、本実施形態に係る電源装置３００は、半導体スイッチ１１が、偶数個（本実施形態では２個）直列接続され、その中点が接地接続されてなる構成にされた点で第１の実施の形態と異なる。
【００６１】
なお、半導体スイッチ１１は、このような構成に限定されない。図示しないが、例えば、半導体スイッチ１１が複数個ユニットになった半導体スイッチユニットが、偶数個直列接続され、その中点が接地接続されてなる構成にされていてもよい。
このような構成であっても上述の実施の形態と同様の効果を有することができる。
【００６２】
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はその趣旨を超えない範囲
において変更が可能である。
例えば、第１の実施形態において、電力を回生するための構成を設けたがこれに限定されず、電力回生部１０、半導体スイッチ１１、および、電力回生制御部１０４等がない構成であってもよい。
【００６３】
また、本実施形態では、電圧を降圧させるものであったがこれに限定されず、昇圧を行うものであっても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１ 交流電源
２ 負荷
３ 整流部
４ 整流手段出力平滑用コンデンサ（第１のコンデンサ）
５ 絶縁型直流−直流変換部
６ 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ（第２のコンデンサ）
７ 絶縁型直流−直流変換手段出力平滑用コンデンサ電圧測定部
８ 非絶縁型直流−直流変換部
９ 負荷電流測定部
１０ 電力回生部
１１ 半導体スイッチ
２０ 制御部
５１ スイッチング部
５２ 変圧器
５３ 整流器
１０１ 演算部
１０２ 絶縁型直流−直流変換制御部
１０３ 非絶縁型直流−直流変換制御部
１０４ 電力回生制御部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に直流電力を供給する電源装置であって、
第１のスイッチング手段を有する絶縁型直流−直流変換手段と、
前記絶縁型直流−直流変換手段の出力側に接続され、第２のスイッチング手段を有する非絶縁型直流−直流変換手段と、
前記非絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて、前記絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する演算手段と、
前記前段側電気出力値が前記前段側制御目標値に近づくように前記第１のスイッチング手段をオン／オフ制御すると共に、前記後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように前記第２のスイッチング手段をオン／オフ制御する制御手段と、
を有していることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を前記負荷のインダクタンスとし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、Ｋを前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｃ０を前記負荷の静電容量とし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）＋ＫＲＩ０の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
前記演算手段は、
前記後段側制御目標値を上昇させる場合、前記負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および前記負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前記前段側制御目標値を演算し、
前記後段側制御目標値を下降させる場合、前記負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および前記負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記絶縁型直流−直流変換手段は、正負両極の出力を有し、
前記非絶縁型直流−直流変換手段は、前記絶縁型直流−直流変換手段の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有することを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記絶縁型直流−直流変換手段の入力部に並列接続された第１のコンデンサと、
前記絶縁型直流−直流変換手段と前記非絶縁型直流−直流変換手段との間に並列接続された第２のコンデンサと、
入力側が前記非絶縁型直流−直流変換手段の出力部と接続され、出力側が前記第１のコンデンサと前記絶縁型直流−直流変換手段との間に接続された電力回生手段と、
をさらに有していることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
前記電力回生手段の入力部を短絡する半導体スイッチを有することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成であることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【請求項１】
負荷に直流電力を供給する電源装置であって、
第１のスイッチング手段を有する絶縁型直流−直流変換手段と、
前記絶縁型直流−直流変換手段の出力側に接続され、第２のスイッチング手段を有する非絶縁型直流−直流変換手段と、
前記非絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である後段側電気出力値の後段側制御目標値に基づいて、前記絶縁型直流−直流変換手段が出力する電圧、電流、または電力の値である前段側電気出力値の前段側制御目標値を演算する演算手段と、
前記前段側電気出力値が前記前段側制御目標値に近づくように前記第１のスイッチング手段をオン／オフ制御すると共に、前記後段側電気出力値が前記後段側制御目標値に近づくように前記第２のスイッチング手段をオン／オフ制御する制御手段と、
を有していることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｉ０を後段側制御目標電流とし、Ｌ０を前記負荷のインダクタンスとし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、Ｋを前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、Ｖ１＝Ｋ｛ＲＩ０＋Ｌ０（ｄＩ０／ｄｔ）｝の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
Ｖ１を前段側制御目標電圧とし、Ｖ０を後段側制御目標電圧とし、Ｃ０を前記負荷の静電容量とし、Ｒを前記負荷の抵抗成分とし、ＺおよびＫを各負荷成分の前記前段側制御目標電圧Ｖ１の後段側制御目標電圧に対する比例係数としたとき、
前記演算手段は、Ｖ１＝ＺＣ０（ｄＶ０／ｄｔ）＋ＫＲＩ０の関係式から前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
前記演算手段は、
前記後段側制御目標値を上昇させる場合、前記負荷のインダクタンスＬ０よりも大きいインダクタンスＬ０’、および前記負荷の抵抗成分Ｒよりも大きい抵抗成分Ｒ’を用いて前記前段側制御目標値を演算し、
前記後段側制御目標値を下降させる場合、前記負荷のインダクタンスＬ０よりも小さいインダクタンスＬ０’’、および前記負荷の抵抗成分Ｒよりも小さい抵抗成分Ｒ’’を用いて前記前段側制御目標値を演算することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項５】
前記絶縁型直流−直流変換手段は、正負両極の出力を有し、
前記非絶縁型直流−直流変換手段は、前記絶縁型直流−直流変換手段の正負両極出力の夫々が入力される正負両極の対称型回路構成を有することを特徴とする請求項１ないし４の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項６】
前記絶縁型直流−直流変換手段の入力部に並列接続された第１のコンデンサと、
前記絶縁型直流−直流変換手段と前記非絶縁型直流−直流変換手段との間に並列接続された第２のコンデンサと、
入力側が前記非絶縁型直流−直流変換手段の出力部と接続され、出力側が前記第１のコンデンサと前記絶縁型直流−直流変換手段との間に接続された電力回生手段と、
をさらに有していることを特徴とする請求項１ないし５の何れか１項に記載の電源装置。
【請求項７】
前記電力回生手段の入力部を短絡する半導体スイッチを有することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記半導体スイッチは、偶数個の素子を直列接続しその中点を接地接続されてなる構成、または、複数個の素子を並列接続したユニットを偶数組直列接続しその中点を接地接続されてなる構成であることを特徴とする請求項７に記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図２】
【図３】
【図４】
【公開番号】特開２０１２−１３０１８０（Ｐ２０１２−１３０１８０Ａ）
【公開日】平成２４年７月５日（２０１２．７．５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−２８０４３９（Ｐ２０１０−２８０４３９）
【出願日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【出願人】（０００００４６０６）ニチコン株式会社 (656)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年７月５日（２０１２．７．５）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年１２月１６日（２０１０．１２．１６）
【出願人】（０００００４６０６）ニチコン株式会社 (656)
【Ｆターム（参考）】
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