マルチアンテナ通信装置
【課題】誤り率が低い小型かつ低消費電力のマルチアンテナ通信装置を提供する。
【解決手段】３本のアンテナ１〜３と、アンテナ１〜３のそれぞれに２個ずつ設けられ、６個のスイッチ３１〜３６と、スイッチ３１〜３６が所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路４０と、スイッチ制御回路４０の制御に従ってスイッチ３１〜３６から出力される受信信号を入力し、所定の受信処理を行う２個の受信回路６０及び７０とを備える。そして、スイッチ制御回路４０は、信号入力元としてアンテナ１〜３のいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先として受信回路６０及び７０のどちらも連続して選択されない順序で、スイッチ３１〜３６の切り換え制御を行う。
【解決手段】３本のアンテナ１〜３と、アンテナ１〜３のそれぞれに２個ずつ設けられ、６個のスイッチ３１〜３６と、スイッチ３１〜３６が所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路４０と、スイッチ制御回路４０の制御に従ってスイッチ３１〜３６から出力される受信信号を入力し、所定の受信処理を行う２個の受信回路６０及び７０とを備える。そして、スイッチ制御回路４０は、信号入力元としてアンテナ１〜３のいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先として受信回路６０及び７０のどちらも連続して選択されない順序で、スイッチ３１〜３６の切り換え制御を行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナを用いたマルチアンテナ通信装置、特にＭＩＭＯやアダプティブアレイに用いられるマルチアンテナ通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される移動体端末には、さらなる高速化が求められている。これに対して、ＭＩＭＯは互いの相関の低い複数のアンテナを持つ送受信機で構成される。送信機の各アンテナからは、同じ周波数で異なる信号が送信される。受信機は、各アンテナが受信された信号を信号処理により元の信号に復調する。これにより、アンテナの数だけ伝送速度を上げることができる。
【０００３】
しかしながら、このようなマルチアンテナ通信装置は、普通に作るとアンテナの数だけＲＦ回路の数が増えてしまう。ＲＦ回路は、消費電力が他の回路に比べて大きいため、マルチアンテナ通信装置は、連続使用時間が短くなるというデメリットがあった。これに対して、アンテナの数よりＲＦ回路の数が少ないマルチアンテナ通信装置が提案されている（特許文献１及び２を参照）。
【０００４】
図１３は、特許文献１に記載の従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図である。図１３では、４本のアンテナに対して２つの受信回路で受信を行う構成が示されている。しかしながら、図１３では、４本のアンテナのうち感度のよい２本のアンテナが選択され、受信回路はその２本に固定して接続される。そのため、アンテナ４本分の伝送速度は得られない。
【０００５】
図１４は、特許文献２に記載の従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図である。図１４では、４本のアンテナに対して１つの受信回路で受信を行う構成が示されている。図１４では、マルチプレクサによって４本のアンテナが受信信号のシンボルレートより早い間隔で切り換えられる。その後、ＲＦ回路でダウンコンバートされ、デマルチプレクサで４系統のベースバンド回路に再分配される。これにより、４本のアンテナで受信された信号がすべて復調され、アンテナ４本分の伝送レートが得られる。
【特許文献１】特開２００６−１０９０３４号公報
【特許文献２】特開２００６−１３５８１４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図１４に示す従来のマルチアンテナ通信装置では、図１５（ａ）に示すように、アンテナ１からアンテナ２に切り換える場合に電圧の不連続が発生する。このような電圧の不連続により、受信信号のスペクトラムは元の信号の帯域幅の何倍にも広がってしまう。利得に周波数特性のあるＲＦ回路を用いてこのような信号を復調すると、波形が歪み、誤り率が増大する。
【０００７】
これに対して、図１５（ｂ）に示すように、アンテナの切換時に窓関数を用いて連続に接続する方法が考えられる。これにより、信号のスペクトラムの広がりを抑圧できる。しかしながら、この方法では、窓関数で信号を減衰させた分が損失となる。その結果、雑音の影響が大きくなり、誤り率が増大する。
【０００８】
それ故に、本発明の目的は、誤り率が低い小型かつ低消費電力のマルチアンテナ通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、複数のアンテナで同時に信号を受信するマルチアンテナ受信機を備えたマルチアンテナ通信装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明のマルチアンテナ通信装置は、Ｎ本のアンテナと、Ｎ本のアンテナのそれぞれにＭ（２≦Ｍ＜Ｎ）個ずつ設けられ、各々のアンテナで受信された信号が入力されるＮ×Ｍ個のスイッチと、Ｎ×Ｍ個のスイッチが所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路と、スイッチ制御回路の制御に従ってＮ×Ｍ個のスイッチから出力される受信信号を、アナログのシリアル信号として入力し、シリアル信号を整形した後、スイッチ制御回路で行われる制御タイミングに同期して、アナログからデジタルに変換するＭ個の受信回路と、Ｍ個の受信回路でデジタル化されたシリアル信号をそれぞれパラレル信号に変換して、Ｎ本のアンテナに対応したＮ個の信号を所定の順番で生成するシリアルパラレル変換部とを備え、スイッチ制御回路は、信号入力元としてＮ本のアンテナのいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先としてＭ個の受信回路のいずれもが連続して選択されない順序で、Ｎ×Ｍ個のスイッチの切り換え制御を行う。
【００１０】
好ましくは、Ｍ個の受信回路は、それぞれ、シリアル信号を整形する際に、アンテナを切り換える前に受信信号の増幅利得を徐々に下げ、アンテナを切換えた後に受信信号の増幅利得を徐々に上げる制御を行う。
また、Ｎ本のアンテナのそれぞれがＭ個の受信回路に接続されている時間は、特定の期間内で同じであることが望ましい。この場合、Ｎ本のアンテナのうちの未接続のｎ（ｎ＜Ｎ）本のアンテナが次にＭ個の受信回路のいずれかに接続される確率は、１／ｎである。
【００１１】
また、Ｎ本のアンテナからスイッチ制御回路までの経路に、それぞれ通過帯域可変のバンドパスフィルタを備え、Ｍ個の受信回路は、それぞれ発振周波数可変のローカル信号発振器を備え、Ｎ個のアンテナとＭ個の受信回路との接続が切り換わると共に、バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数が変化し、ローカル信号発振器の発振周波数が変化するように構成してもよい。
【００１２】
典型的なバンドパスフィルタは、誘電体共振器と、第１及び第２のＭＥＭＳスイッチと、第１及び第２のキャパシタとを備え、誘電体共振器の一端と接地との間に、第１のＭＥＭＳスイッチ及び第１のキャパシタが挿入され、誘電体共振器の他端と接地との間に、第２のＭＥＭＳスイッチ及び第２のキャパシタが挿入される。そして、スイッチ制御回路の切り換え制御に同期して、第１及び第２のＭＥＭＳスイッチがＯＮ又はＯＦＦする。
【００１３】
また、典型的なローカル信号発振器は、入力する制御信号に応じて発振周波数を変化させるデジタル制御発振器と、デジタル制御発振器の出力を入力する分周器と、分周器の出力を入力する時間−デジタル変換器と、基準クロック発生器と、分周器の出力を直接及び時間−デジタル変換器を介して入力し、分周器の出力及び時間−デジタル変換器の出力と基準クロック発生器の出力との位相差信号を出力するデジタル位相比較器と、位相差信号を平滑化し、制御信号としてデジタル制御発振器に入力するデジタル低域通過フィルタと、メモリの内容を参照してデジタル制御発振器の制御信号と分周器の分周数の初期値とを設定する制御回路とを備える。なお、このローカル信号発振器は、キャリブレーション期間に切り換えるべき複数の周波数情報をデジタルベースバンド回路から取得し、周波数情報の信号をそれぞれ発振し、周波数情報に対応した制御信号情報と分周数情報とをそれぞれメモリに格納することが好ましい。
【発明の効果】
【００１４】
上記構成によって、本発明のマルチアンテナ通信装置では、誤り率の増大を抑え、かつＲＦ回路の数をアンテナの数より減らすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、第１〜第３のアンテナ１〜３と、アンテナスイッチ２０と、信号切り換えスイッチ３０と、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６と、第１の受信回路６０と、第２の受信回路７０と、送信回路８０と、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）８１と、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）８２と、分周回路８３と、遅延制御回路８４とを備える。
【００１６】
アンテナスイッチ２０は、第１〜第３のアンテナ１〜３に対応した３つのスイッチ２１〜２３を有する。信号切り換えスイッチ３０は、３つのスイッチ２１〜２３について２つずつ設けられた６つのスイッチ３１〜３６を有する。第１の受信回路６０は、帯域選択フィルタ６１、低雑音増幅器６２、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂ、ベースバンドフィルタ（ＢＢＦ）６４ａ及び６４ｂ、サンプルホールド部（ＳＨ）６５ａ及び６５ｂ、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）６６ａ及び６６ｂを含む。第２の受信回路７０は、帯域選択フィルタ７１、低雑音増幅器７２、ダウンミキサ７３ａ及び７３ｂ、ベースバンドフィルタ７４ａ及び７４ｂ、サンプルホールド部７５ａ及び７５ｂ、ＡＤコンバータ７６ａ及び７６ｂを含む。
【００１７】
なお、この図１は、受信信号としてＱＰＳＫ信号を扱う通信装置を想定してダウンミキサ以降の構成を２つ（Ｉ信号用及びＱ信号用）持つ構成例を示したものである。よって、例えばＢＰＳＫ信号を扱う場合には、ダウンミキサ以降の構成はそれぞれ１つで済むことになる。
【００１８】
第１のアンテナ１は、スイッチ２１を介してスイッチ３１及び３２に接続される。第２のアンテナ２は、スイッチ２２を介してスイッチ３３及び３４に接続される。第３のアンテナ３は、スイッチ２３を介してスイッチ３５及び３６に接続される。スイッチ３１〜３６は、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６の指示に従って、受信信号を第１の受信回路６０又は第２の受信回路７０に出力する。スイッチ３１、３３、及び３５がオンの時は、第１〜第３のアンテナ１〜３が第１の受信回路６０に接続され、スイッチ３２、３４、及び３６がオンの時は、第１〜第３のアンテナ１〜３が第２の受信回路７０に接続される。
【００１９】
この第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６は、所定のクロック信号（ｃｌｏｃｋ）を基準にして、分周回路８３で生成される１／６周期ずつ遅延された各々のクロック信号に従って、スイッチ３１〜３６に指示を与える。分周回路８３で生成される各クロック信号は、スイッチ３１〜３６が３１→３４→３５→３２→３３→３６の順番で巡回的に所定の間隔だけＯＮされるように、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６へ与えられる。
【００２０】
第１の受信回路６０において、信号切り換えスイッチ３０からの出力は、帯域選択フィルタ６１及び低雑音増幅器６２を介して、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂでＩ信号及びＱ信号へ周波数コンバートされる。そして、周波数コンバートされたＩ信号及びＱ信号は、ベースバンドフィルタ６４ａ及び６４ｂでそれぞれ妨害波が低減される。妨害波が低減された信号は、サンプルホールド部６５ａ及び６５ｂにおいて遅延制御回路８４から与えられるクロック信号に同期してサンプルホールド処理された後、ＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂにおいてそのクロック信号に同期してデジタル信号に変換される。この遅延制御回路８４は、スイッチ３１〜３６がＯＮ／ＯＦＦするタイミングと、サンプルホールド部６５ａ及び６５ｂ及びＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂで電圧をサンプリングするタイミングとを調整している。これにより、スイッチ３１〜３６がＯＮ／ＯＦＦするスイッチング
雑音が小さくなるタイミングで、サンプリングすることが可能となる。第２の受信回路７０においても同様の処理が行われる。
【００２１】
ＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂで変換されたデジタル信号は、第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号が所定のタイミングで巡回的にシリアル出力された信号となる。また、ＡＤコンバータ７６ａ及び７６ｂで変換されたデジタル信号も、同様に第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号が所定のタイミングで巡回的にシリアル出力された信号となる。よって、シリアルパラレル変換部８１において、この２つのデジタル信号をシリアルからパラレルに変換することで、第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号を分離することができる。パラレルに変換された信号は、デジタル信号プロセッサ８２において第１〜第３のアンテナ１〜３の各受信信号として処理される。
【００２２】
次に、図２を用いて、本発明の動作原理を説明する。
まず、第１のスイッチ制御部４１のオン動作によって、第１のアンテナ１が第１の受信回路６０に接続される。次に、第１のアンテナ１の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第４のスイッチ制御部４４のオン動作によって、第２のアンテナ２が第２の受信回路７０に接続される。次に、第２のアンテナ２の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第１のスイッチ制御部４１のオフ動作及び第５のスイッチ制御部４５のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第１のアンテナ１から第３のアンテナ３に切り替わる。次に、第３のアンテナ３の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第４のスイッチ制御部４４のオフ動作及び第２のスイッチ制御部４２のオン動作によって、第２の受信回路７０の接続先が第２のアンテナ２から第１のアンテナ１に切り替わる。
【００２３】
次に、第１のアンテナ１の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第５のスイッチ制御部４５のオフ動作及び第３のスイッチ制御部４３のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第３のアンテナ３から第２のアンテナ２に切り替わる。次に、第２のアンテナ２の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第２のスイッチ制御部４２のオフ動作及び第６のスイッチ制御部４６のオン動作によって、第２の受信回路７０の接続先が第１のアンテナ１から第３のアンテナ３に切り替わる。次に、第３のアンテナ３の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第３のスイッチ制御部４３のオフ動作及び第１のスイッチ制御部４１のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第２のアンテナ２から第１のアンテナ１に切り替わる。以降、この処理が繰り返し行われる。
【００２４】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、２つの受信回路（第１の受信回路６０及び第２の受信回路７０）で、３つのアンテナ（第１〜第３のアンテナ１〜３）の受信信号を復調することができる。また、復調時に波形の不整合が発生しないため、誤り率の増大が低減できる。
【００２５】
なお、ベースバンドフィルタ６４ａ、６４ｂ、７４ａ、及び７４ｂに、スイッチドキャパシタフィルタを用いてもよい。スイッチ４１〜４６とスイッチドキャパシタフィルタとを規定の遅延時間をもって同期させることにより、スイッチ４１〜４６の切り換え雑音の影響を低減することができる。
【００２６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、上述した第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置と、低雑音増幅器１６２及び１７２の構成が異なる。以下、この低雑音増幅器１６２及び１７２の説明を行い、他の構成については同一の参照符号を付
して説明を省略する。
【００２７】
低雑音増幅器１６２及び１７２は、利得切り換え機能を備えている。この利得切り換え機能について図４を参照して説明する。
第１の受信回路６０において、第１のアンテナ１から第３のアンテナ３へ切り換わる際の動作を説明する。まず、低雑音増幅器１６２及び１７２が、受信信号の増幅利得を下げる。次に、第１のスイッチ制御回路４１がオフ動作し、第５のスイッチ制御回路４５がオン動作する。最後に、低雑音増幅器１６２及び１７２が、受信信号の増幅利得を上げる。
【００２８】
図５は、利得切り換え機能を備えた低雑音増幅器１６２及び１７２の回路例を示す図である。図５において、ＩＮ端子から入力された差動信号は、カスコード接続された増幅部５０３で増幅され、ＯＵＴ端子から出力される。電流切り換え回路５０１のスイッチを順番にオフすることにより、カレントミラー構成のバイアス回路部５０２の電流が減少し、増幅部５０３の利得が下がる。逆にスイッチを順番にオンしていくと、バイアス回路部５０２の電流が増加し、増幅部５０３の利得が上がる。
【００２９】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、アンテナ切り換え時におけるスイッチ切り換え雑音の影響を低減することができる。また、図４に示すように、２つのアンテナ間での切り換えに伴う信号の減衰が大きな時間は、この２つ以外のアンテナの復調を行っている時間であるため、誤り率は増大しない。
【００３０】
（第３の実施形態）
上述した第１及び第２の実施形態では、第１〜第３のアンテナ１〜３を順番に切り換える方法を説明した。しかし、この方法の場合、繰り返し周波数の強いスプリアス信号が発生する。このスプリアス信号の発生は、アプリケーションによっては誤り率の増大につながる。
【００３１】
そこで、この第３の実施形態では、第１〜第３のアンテナ１〜３を切り換える順番をランダムにする方法を説明する。なお、本発明の第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例は、図１又は図３を同様であるため省略する。
【００３２】
図６は、第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置が実行するアンテナ切り換え手順を示すフローチャートである。図７は、図６のフローチャートを実行した結果の一例を示す図である。
【００３３】
マルチアンテナ通信装置の実行が開始された直後は、いずれか１つのアンテナを第１の受信回路６０に接続する（ステップＳ１）。次に、残る２つのアンテナのうち、一方のアンテナを第２の受信回路７０に接続する（ステップＳ２）。この次は、第１の受信回路６０に接続されたアンテナを切り換えない処理（ステップＳ３）、又は残る未接続のアンテナを第１の受信回路６０に接続する処理（ステップＳ４）が、選択される。これらの選択は、共に５０％の確率で行われる。この次は、第２の受信回路７０に接続されたアンテナを切り換えない処理（ステップＳ５）、又は未接続のアンテナを第２の受信回路７０に接続する処理（ステップＳ６）が、選択される。これらの選択も、共に５０％の確率で行われる。このステップＳ３〜Ｓ６の選択が繰り返し行われる。
【００３４】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、アンテナ切り換えの順番をランダムにする。これにより、スプリアス信号が、帯域を持った擬似雑音となる。従って、周波数スペクトラムのピーク雑音のレベルが下がり、誤り率の増大が低減される。
【００３５】
（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、上述した第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置と、フィルタ切り換え制御回路９０、帯域通過フィルタ９１〜９３、及びローカル信号発振器６７及び７７の構成が異なる。以下、このフィルタ切り換え制御回路９０、帯域通過フィルタ９１〜９３、及びローカル信号発振器６７及び７７の説明を行い、他の構成については同一の参照符号を付して説明を省略する。
【００３６】
帯域通過フィルタ９１は、スイッチ２１とスイッチ３１及び３２との間に、帯域通過フィルタ９２は、スイッチ２２とスイッチ３３及び３４との間に、帯域通過フィルタ９３は、スイッチ２３とスイッチ３５及び３６との間に、それぞれ挿入される。フィルタ切り換え制御回路９０は、帯域通過フィルタ９１〜９３の通過周波数を制御する。ローカル信号発振器６７は、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂに入力するローカル信号の発振周波数を変化させ、ローカル信号発振器７７は、ダウンミキサ７３ａ及び７３ｂに入力するローカル信号の発振周波数を変化させる。ダイレクトコンバージョン方式の通信装置である場合、帯域通過フィルタ９１〜９３の中心周波数とローカル信号発振器６７及び７７から出力されるローカル信号の発振周波数とは、一致する。
【００３７】
次に、図９を用いて、本発明の動作原理を説明する。
まず、第１のアンテナ１が第１の受信回路６０に接続される。このとき、帯域通過フィルタ９１の中心周波数とローカル信号発振器６７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数１に設定される。次に、第２のアンテナ２が第２の受信回路７０に接続される。このときも、帯域通過フィルタ９２の中心周波数とローカル信号発振器７７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数１に設定される。そして、第３のアンテナ３が第１の受信回路６０に接続され、同様に周波数１が用いられる。
【００３８】
次に、第１のアンテナ１が第２の受信回路７０に接続される。このとき、帯域通過フィルタ９１の中心周波数とローカル信号発振器７７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数２に設定される。この後、第２のアンテナ２及び第３のアンテナ３が接続された場合の周波数２での設定における信号が受信される。そして次に、第１のアンテナ１が接続された場合の周波数１での設定における信号が受信され、以後は同じ手順で受信が繰り返し行われる。
【００３９】
図１０は、帯域通過フィルタ９１〜９３の構成例を示す図である。ＩＮＰＵＴから信号が入力され、ＳＡＷ共振器（誘電体共振器）を介してＯＵＴＰＵＴから出力される。ＳＡＷ共振器の両端には、ＭＥＭＳスイッチを介してＭＩＭキャパシタの一方端が接続されている。ＭＩＭキャパシタの他方端は、ＧＮＤに接続されている。帯域通過フィルタの中心周波数は、ＭＥＭＳスイッチをＯＮ／ＯＦＦさせることで切り換える。これにより、通過帯の中心周波数を可変できかつ損失の小さい帯域通過フィルタが実現できる。
【００４０】
図１１は、ローカル信号発振器６７及び７７の構成例を示す図である。ローカル信号は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ）から出力される。ＤＣＯの発振周波数は、Ａｌｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ（ＡＤ−ＰＬＬ）により制御される。ＤＣＯの出力信号の一部が、周波数分周器によって数百ＭＨｚの信号に変換される。周波数分周器の出力の一部は、デジタル位相比較器に入力される。また、周波数分周器の出力は、時間−デジタルコンバータ（ＴＤＣ）にも入力され、ＴＤＣの出力は、デジタル位相比較器に入力される。直接デジタル位相比較器に入力された信号は、発振周波数の疎調用（正確には基準クロックの整数倍の精度）に用いられ、ＴＤＣを介してデジタル位相比較器に入力された信号は、発振周波数の微調用に用いられる。ＴＤＣでは、入力信号の位相が基準クロックの位相に対してインバータがいくつ分の遅延時間に相当するかを検出する
。デジタル位相比較器は、これらの入力信号に応じてＤＣＯの発振周波数をどの程度変化させるかをリアルタイムで求めて、デジタルＬＰＦに出力する。デジタルＬＰＦは、ＤＣＯの発振周波数があまりにも急激に変化しないように制御信号を平滑化する。ＤＣＯは、制御信号に応じて内部のキャパシタをスイッチ切換し、発振周波数を制御する。
【００４１】
なお、上記構成の場合、ＡＤ−ＰＬＬの収束時間に課題が残る。従って、ローカル信号の発振周波数をシンボルレートの整数倍で切り換える必要があり、従来のハンドオフの切り換え時間よりは早い収束時間が必要となる。これに対して、キャリブレーションを行い、ＰＬＬの初期状態を予め求めることにより、収束時間を短くすることができる。
【００４２】
図１２は、キャリブレーションから受信開始までの手順を示すフローチャートである。
まず、受信を開始する前にデジタルベースバンド回路から周波数１及び周波数２の値を取得する（ステップＳ１１）。その値に基づいて、まず周波数１で発振を行う（ステップＳ１２）。このとき、発振周波数とダウンミキサとは、スイッチ等で切断してＤＣＯ出力を終端する。これにより、ローカル信号がダウンミキサに入力されるのを防ぐ。ＡＤ−ＰＬＬが収束した後、その時のＤＣＯの制御信号の情報（制御信号情報１）と分周器の分周数（分数数情報１）とをメモリに格納する（ステップＳ１２）。
【００４３】
同様にして周波数２で発振させ、制御信号情報２と分数数情報２とをメモリに格納する（ステップＳ１３）。次に実際に信号の受信が開始される。このとき、発振回路はダウンミキサに接続される。さらに、メモリから制御信号情報１と分周数情報１とを読み出して、ＤＣＯ及び分周器の初期値としてセットする。そして、ＡＤ−ＰＬＬを動作させ、周波数１のローカル信号を得る（ステップＳ１４）。同様に周波数２を発振するときも、メモリから制御信号情報２と分周数情報２とを読み出して、ＤＣＯ及び分周器の初期値としてセットし、ＡＤ−ＰＬＬを動作させる（ステップＳ１５）。
【００４４】
上記方法により、予め収束した条件からＡＤ−ＰＬＬを動作させることができ、異なる周波数のローカル信号を得るための切換時間を格段に短くすることができる。
【００４５】
以上のように、本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、フィルタの通過帯域及びダウンミキサへ出力するローカル信号の発振周波数を制御する。これにより、損失の少ない安定したアンテナ切り換え制御を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明のマルチアンテナ通信装置は、ＭＩＭＯやアダプティブアレイといった複数のアンテナを用いたアプリケーションの無線通信機器の無線回路部等への利用に適している。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図２】第１の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図３】本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図４】第２の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図５】低雑音増幅器１６２及び１７２の回路例を示す図
【図６】第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置が実行するアンテナ切り換え手順を示すフローチャート
【図７】第３の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図８】本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図９】第４の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図１０】帯域通過フィルタ９１〜９３の構成例を示す図
【図１１】ローカル信号発振器６７及び７７の構成例を示す図
【図１２】第４の実施形態に用いられるキャリブレーションから受信開始までの手順を示すフローチャート
【図１３】従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図
【図１４】従来の他のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図
【図１５】従来のマルチアンテナ通信装置における課題を説明する図
【符号の説明】
【００４８】
１１〜１３ アンテナ
２０ アンテナスイッチ
２１〜２３、３１〜３６ スイッチ
３０ 信号切り換えスイッチ
４１〜４６ スイッチ制御回路
６０、７０ 受信回路
６１、７１ 帯域選択フィルタ
６２、７２、９１〜９３、１６２、１７２ 低雑音増幅器
６３ａ、６３ｂ、７３ａ、７３ｂ ダウンミキサ
６４ａ、６４ｂ、７４ａ、７４ｂ ベースバンドフィルタ
６５ａ、６５ｂ、７５ａ、７５ｂ サンプルホールド部
６６ａ、６６ｂ、７６ａ、７６ｂ ＡＤコンバータ
６７、７７ ローカル信号発振器
８０ 送信回路
８１ シリアルパラレル変換部
８２ デジタル信号プロセッサ
８３ 分周回路
８４ 遅延制御回路
９０ フィルタ切り換え制御回路
５０１ 電流切り換え回路
５０２ バイアス回路部
５０３ 増幅部
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のアンテナを用いたマルチアンテナ通信装置、特にＭＩＭＯやアダプティブアレイに用いられるマルチアンテナ通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される移動体端末には、さらなる高速化が求められている。これに対して、ＭＩＭＯは互いの相関の低い複数のアンテナを持つ送受信機で構成される。送信機の各アンテナからは、同じ周波数で異なる信号が送信される。受信機は、各アンテナが受信された信号を信号処理により元の信号に復調する。これにより、アンテナの数だけ伝送速度を上げることができる。
【０００３】
しかしながら、このようなマルチアンテナ通信装置は、普通に作るとアンテナの数だけＲＦ回路の数が増えてしまう。ＲＦ回路は、消費電力が他の回路に比べて大きいため、マルチアンテナ通信装置は、連続使用時間が短くなるというデメリットがあった。これに対して、アンテナの数よりＲＦ回路の数が少ないマルチアンテナ通信装置が提案されている（特許文献１及び２を参照）。
【０００４】
図１３は、特許文献１に記載の従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図である。図１３では、４本のアンテナに対して２つの受信回路で受信を行う構成が示されている。しかしながら、図１３では、４本のアンテナのうち感度のよい２本のアンテナが選択され、受信回路はその２本に固定して接続される。そのため、アンテナ４本分の伝送速度は得られない。
【０００５】
図１４は、特許文献２に記載の従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図である。図１４では、４本のアンテナに対して１つの受信回路で受信を行う構成が示されている。図１４では、マルチプレクサによって４本のアンテナが受信信号のシンボルレートより早い間隔で切り換えられる。その後、ＲＦ回路でダウンコンバートされ、デマルチプレクサで４系統のベースバンド回路に再分配される。これにより、４本のアンテナで受信された信号がすべて復調され、アンテナ４本分の伝送レートが得られる。
【特許文献１】特開２００６−１０９０３４号公報
【特許文献２】特開２００６−１３５８１４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、図１４に示す従来のマルチアンテナ通信装置では、図１５（ａ）に示すように、アンテナ１からアンテナ２に切り換える場合に電圧の不連続が発生する。このような電圧の不連続により、受信信号のスペクトラムは元の信号の帯域幅の何倍にも広がってしまう。利得に周波数特性のあるＲＦ回路を用いてこのような信号を復調すると、波形が歪み、誤り率が増大する。
【０００７】
これに対して、図１５（ｂ）に示すように、アンテナの切換時に窓関数を用いて連続に接続する方法が考えられる。これにより、信号のスペクトラムの広がりを抑圧できる。しかしながら、この方法では、窓関数で信号を減衰させた分が損失となる。その結果、雑音の影響が大きくなり、誤り率が増大する。
【０００８】
それ故に、本発明の目的は、誤り率が低い小型かつ低消費電力のマルチアンテナ通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、複数のアンテナで同時に信号を受信するマルチアンテナ受信機を備えたマルチアンテナ通信装置に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明のマルチアンテナ通信装置は、Ｎ本のアンテナと、Ｎ本のアンテナのそれぞれにＭ（２≦Ｍ＜Ｎ）個ずつ設けられ、各々のアンテナで受信された信号が入力されるＮ×Ｍ個のスイッチと、Ｎ×Ｍ個のスイッチが所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路と、スイッチ制御回路の制御に従ってＮ×Ｍ個のスイッチから出力される受信信号を、アナログのシリアル信号として入力し、シリアル信号を整形した後、スイッチ制御回路で行われる制御タイミングに同期して、アナログからデジタルに変換するＭ個の受信回路と、Ｍ個の受信回路でデジタル化されたシリアル信号をそれぞれパラレル信号に変換して、Ｎ本のアンテナに対応したＮ個の信号を所定の順番で生成するシリアルパラレル変換部とを備え、スイッチ制御回路は、信号入力元としてＮ本のアンテナのいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先としてＭ個の受信回路のいずれもが連続して選択されない順序で、Ｎ×Ｍ個のスイッチの切り換え制御を行う。
【００１０】
好ましくは、Ｍ個の受信回路は、それぞれ、シリアル信号を整形する際に、アンテナを切り換える前に受信信号の増幅利得を徐々に下げ、アンテナを切換えた後に受信信号の増幅利得を徐々に上げる制御を行う。
また、Ｎ本のアンテナのそれぞれがＭ個の受信回路に接続されている時間は、特定の期間内で同じであることが望ましい。この場合、Ｎ本のアンテナのうちの未接続のｎ（ｎ＜Ｎ）本のアンテナが次にＭ個の受信回路のいずれかに接続される確率は、１／ｎである。
【００１１】
また、Ｎ本のアンテナからスイッチ制御回路までの経路に、それぞれ通過帯域可変のバンドパスフィルタを備え、Ｍ個の受信回路は、それぞれ発振周波数可変のローカル信号発振器を備え、Ｎ個のアンテナとＭ個の受信回路との接続が切り換わると共に、バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数が変化し、ローカル信号発振器の発振周波数が変化するように構成してもよい。
【００１２】
典型的なバンドパスフィルタは、誘電体共振器と、第１及び第２のＭＥＭＳスイッチと、第１及び第２のキャパシタとを備え、誘電体共振器の一端と接地との間に、第１のＭＥＭＳスイッチ及び第１のキャパシタが挿入され、誘電体共振器の他端と接地との間に、第２のＭＥＭＳスイッチ及び第２のキャパシタが挿入される。そして、スイッチ制御回路の切り換え制御に同期して、第１及び第２のＭＥＭＳスイッチがＯＮ又はＯＦＦする。
【００１３】
また、典型的なローカル信号発振器は、入力する制御信号に応じて発振周波数を変化させるデジタル制御発振器と、デジタル制御発振器の出力を入力する分周器と、分周器の出力を入力する時間−デジタル変換器と、基準クロック発生器と、分周器の出力を直接及び時間−デジタル変換器を介して入力し、分周器の出力及び時間−デジタル変換器の出力と基準クロック発生器の出力との位相差信号を出力するデジタル位相比較器と、位相差信号を平滑化し、制御信号としてデジタル制御発振器に入力するデジタル低域通過フィルタと、メモリの内容を参照してデジタル制御発振器の制御信号と分周器の分周数の初期値とを設定する制御回路とを備える。なお、このローカル信号発振器は、キャリブレーション期間に切り換えるべき複数の周波数情報をデジタルベースバンド回路から取得し、周波数情報の信号をそれぞれ発振し、周波数情報に対応した制御信号情報と分周数情報とをそれぞれメモリに格納することが好ましい。
【発明の効果】
【００１４】
上記構成によって、本発明のマルチアンテナ通信装置では、誤り率の増大を抑え、かつＲＦ回路の数をアンテナの数より減らすことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、第１〜第３のアンテナ１〜３と、アンテナスイッチ２０と、信号切り換えスイッチ３０と、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６と、第１の受信回路６０と、第２の受信回路７０と、送信回路８０と、シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）８１と、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）８２と、分周回路８３と、遅延制御回路８４とを備える。
【００１６】
アンテナスイッチ２０は、第１〜第３のアンテナ１〜３に対応した３つのスイッチ２１〜２３を有する。信号切り換えスイッチ３０は、３つのスイッチ２１〜２３について２つずつ設けられた６つのスイッチ３１〜３６を有する。第１の受信回路６０は、帯域選択フィルタ６１、低雑音増幅器６２、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂ、ベースバンドフィルタ（ＢＢＦ）６４ａ及び６４ｂ、サンプルホールド部（ＳＨ）６５ａ及び６５ｂ、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）６６ａ及び６６ｂを含む。第２の受信回路７０は、帯域選択フィルタ７１、低雑音増幅器７２、ダウンミキサ７３ａ及び７３ｂ、ベースバンドフィルタ７４ａ及び７４ｂ、サンプルホールド部７５ａ及び７５ｂ、ＡＤコンバータ７６ａ及び７６ｂを含む。
【００１７】
なお、この図１は、受信信号としてＱＰＳＫ信号を扱う通信装置を想定してダウンミキサ以降の構成を２つ（Ｉ信号用及びＱ信号用）持つ構成例を示したものである。よって、例えばＢＰＳＫ信号を扱う場合には、ダウンミキサ以降の構成はそれぞれ１つで済むことになる。
【００１８】
第１のアンテナ１は、スイッチ２１を介してスイッチ３１及び３２に接続される。第２のアンテナ２は、スイッチ２２を介してスイッチ３３及び３４に接続される。第３のアンテナ３は、スイッチ２３を介してスイッチ３５及び３６に接続される。スイッチ３１〜３６は、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６の指示に従って、受信信号を第１の受信回路６０又は第２の受信回路７０に出力する。スイッチ３１、３３、及び３５がオンの時は、第１〜第３のアンテナ１〜３が第１の受信回路６０に接続され、スイッチ３２、３４、及び３６がオンの時は、第１〜第３のアンテナ１〜３が第２の受信回路７０に接続される。
【００１９】
この第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６は、所定のクロック信号（ｃｌｏｃｋ）を基準にして、分周回路８３で生成される１／６周期ずつ遅延された各々のクロック信号に従って、スイッチ３１〜３６に指示を与える。分周回路８３で生成される各クロック信号は、スイッチ３１〜３６が３１→３４→３５→３２→３３→３６の順番で巡回的に所定の間隔だけＯＮされるように、第１〜第６のスイッチ制御回路４１〜４６へ与えられる。
【００２０】
第１の受信回路６０において、信号切り換えスイッチ３０からの出力は、帯域選択フィルタ６１及び低雑音増幅器６２を介して、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂでＩ信号及びＱ信号へ周波数コンバートされる。そして、周波数コンバートされたＩ信号及びＱ信号は、ベースバンドフィルタ６４ａ及び６４ｂでそれぞれ妨害波が低減される。妨害波が低減された信号は、サンプルホールド部６５ａ及び６５ｂにおいて遅延制御回路８４から与えられるクロック信号に同期してサンプルホールド処理された後、ＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂにおいてそのクロック信号に同期してデジタル信号に変換される。この遅延制御回路８４は、スイッチ３１〜３６がＯＮ／ＯＦＦするタイミングと、サンプルホールド部６５ａ及び６５ｂ及びＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂで電圧をサンプリングするタイミングとを調整している。これにより、スイッチ３１〜３６がＯＮ／ＯＦＦするスイッチング
雑音が小さくなるタイミングで、サンプリングすることが可能となる。第２の受信回路７０においても同様の処理が行われる。
【００２１】
ＡＤコンバータ６６ａ及び６６ｂで変換されたデジタル信号は、第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号が所定のタイミングで巡回的にシリアル出力された信号となる。また、ＡＤコンバータ７６ａ及び７６ｂで変換されたデジタル信号も、同様に第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号が所定のタイミングで巡回的にシリアル出力された信号となる。よって、シリアルパラレル変換部８１において、この２つのデジタル信号をシリアルからパラレルに変換することで、第１〜第３のアンテナ１〜３の受信信号を分離することができる。パラレルに変換された信号は、デジタル信号プロセッサ８２において第１〜第３のアンテナ１〜３の各受信信号として処理される。
【００２２】
次に、図２を用いて、本発明の動作原理を説明する。
まず、第１のスイッチ制御部４１のオン動作によって、第１のアンテナ１が第１の受信回路６０に接続される。次に、第１のアンテナ１の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第４のスイッチ制御部４４のオン動作によって、第２のアンテナ２が第２の受信回路７０に接続される。次に、第２のアンテナ２の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第１のスイッチ制御部４１のオフ動作及び第５のスイッチ制御部４５のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第１のアンテナ１から第３のアンテナ３に切り替わる。次に、第３のアンテナ３の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第４のスイッチ制御部４４のオフ動作及び第２のスイッチ制御部４２のオン動作によって、第２の受信回路７０の接続先が第２のアンテナ２から第１のアンテナ１に切り替わる。
【００２３】
次に、第１のアンテナ１の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第５のスイッチ制御部４５のオフ動作及び第３のスイッチ制御部４３のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第３のアンテナ３から第２のアンテナ２に切り替わる。次に、第２のアンテナ２の受信信号を第１の受信回路６０で復調している間、第２のスイッチ制御部４２のオフ動作及び第６のスイッチ制御部４６のオン動作によって、第２の受信回路７０の接続先が第１のアンテナ１から第３のアンテナ３に切り替わる。次に、第３のアンテナ３の受信信号を第２の受信回路７０で復調している間、第３のスイッチ制御部４３のオフ動作及び第１のスイッチ制御部４１のオン動作によって、第１の受信回路６０の接続先が第２のアンテナ２から第１のアンテナ１に切り替わる。以降、この処理が繰り返し行われる。
【００２４】
以上のように、本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、２つの受信回路（第１の受信回路６０及び第２の受信回路７０）で、３つのアンテナ（第１〜第３のアンテナ１〜３）の受信信号を復調することができる。また、復調時に波形の不整合が発生しないため、誤り率の増大が低減できる。
【００２５】
なお、ベースバンドフィルタ６４ａ、６４ｂ、７４ａ、及び７４ｂに、スイッチドキャパシタフィルタを用いてもよい。スイッチ４１〜４６とスイッチドキャパシタフィルタとを規定の遅延時間をもって同期させることにより、スイッチ４１〜４６の切り換え雑音の影響を低減することができる。
【００２６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、上述した第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置と、低雑音増幅器１６２及び１７２の構成が異なる。以下、この低雑音増幅器１６２及び１７２の説明を行い、他の構成については同一の参照符号を付
して説明を省略する。
【００２７】
低雑音増幅器１６２及び１７２は、利得切り換え機能を備えている。この利得切り換え機能について図４を参照して説明する。
第１の受信回路６０において、第１のアンテナ１から第３のアンテナ３へ切り換わる際の動作を説明する。まず、低雑音増幅器１６２及び１７２が、受信信号の増幅利得を下げる。次に、第１のスイッチ制御回路４１がオフ動作し、第５のスイッチ制御回路４５がオン動作する。最後に、低雑音増幅器１６２及び１７２が、受信信号の増幅利得を上げる。
【００２８】
図５は、利得切り換え機能を備えた低雑音増幅器１６２及び１７２の回路例を示す図である。図５において、ＩＮ端子から入力された差動信号は、カスコード接続された増幅部５０３で増幅され、ＯＵＴ端子から出力される。電流切り換え回路５０１のスイッチを順番にオフすることにより、カレントミラー構成のバイアス回路部５０２の電流が減少し、増幅部５０３の利得が下がる。逆にスイッチを順番にオンしていくと、バイアス回路部５０２の電流が増加し、増幅部５０３の利得が上がる。
【００２９】
以上のように、本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、アンテナ切り換え時におけるスイッチ切り換え雑音の影響を低減することができる。また、図４に示すように、２つのアンテナ間での切り換えに伴う信号の減衰が大きな時間は、この２つ以外のアンテナの復調を行っている時間であるため、誤り率は増大しない。
【００３０】
（第３の実施形態）
上述した第１及び第２の実施形態では、第１〜第３のアンテナ１〜３を順番に切り換える方法を説明した。しかし、この方法の場合、繰り返し周波数の強いスプリアス信号が発生する。このスプリアス信号の発生は、アプリケーションによっては誤り率の増大につながる。
【００３１】
そこで、この第３の実施形態では、第１〜第３のアンテナ１〜３を切り換える順番をランダムにする方法を説明する。なお、本発明の第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例は、図１又は図３を同様であるため省略する。
【００３２】
図６は、第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置が実行するアンテナ切り換え手順を示すフローチャートである。図７は、図６のフローチャートを実行した結果の一例を示す図である。
【００３３】
マルチアンテナ通信装置の実行が開始された直後は、いずれか１つのアンテナを第１の受信回路６０に接続する（ステップＳ１）。次に、残る２つのアンテナのうち、一方のアンテナを第２の受信回路７０に接続する（ステップＳ２）。この次は、第１の受信回路６０に接続されたアンテナを切り換えない処理（ステップＳ３）、又は残る未接続のアンテナを第１の受信回路６０に接続する処理（ステップＳ４）が、選択される。これらの選択は、共に５０％の確率で行われる。この次は、第２の受信回路７０に接続されたアンテナを切り換えない処理（ステップＳ５）、又は未接続のアンテナを第２の受信回路７０に接続する処理（ステップＳ６）が、選択される。これらの選択も、共に５０％の確率で行われる。このステップＳ３〜Ｓ６の選択が繰り返し行われる。
【００３４】
以上のように、本発明の第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、アンテナ切り換えの順番をランダムにする。これにより、スプリアス信号が、帯域を持った擬似雑音となる。従って、周波数スペクトラムのピーク雑音のレベルが下がり、誤り率の増大が低減される。
【００３５】
（第４の実施形態）
図８は、本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図である。この第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置は、上述した第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置と、フィルタ切り換え制御回路９０、帯域通過フィルタ９１〜９３、及びローカル信号発振器６７及び７７の構成が異なる。以下、このフィルタ切り換え制御回路９０、帯域通過フィルタ９１〜９３、及びローカル信号発振器６７及び７７の説明を行い、他の構成については同一の参照符号を付して説明を省略する。
【００３６】
帯域通過フィルタ９１は、スイッチ２１とスイッチ３１及び３２との間に、帯域通過フィルタ９２は、スイッチ２２とスイッチ３３及び３４との間に、帯域通過フィルタ９３は、スイッチ２３とスイッチ３５及び３６との間に、それぞれ挿入される。フィルタ切り換え制御回路９０は、帯域通過フィルタ９１〜９３の通過周波数を制御する。ローカル信号発振器６７は、ダウンミキサ６３ａ及び６３ｂに入力するローカル信号の発振周波数を変化させ、ローカル信号発振器７７は、ダウンミキサ７３ａ及び７３ｂに入力するローカル信号の発振周波数を変化させる。ダイレクトコンバージョン方式の通信装置である場合、帯域通過フィルタ９１〜９３の中心周波数とローカル信号発振器６７及び７７から出力されるローカル信号の発振周波数とは、一致する。
【００３７】
次に、図９を用いて、本発明の動作原理を説明する。
まず、第１のアンテナ１が第１の受信回路６０に接続される。このとき、帯域通過フィルタ９１の中心周波数とローカル信号発振器６７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数１に設定される。次に、第２のアンテナ２が第２の受信回路７０に接続される。このときも、帯域通過フィルタ９２の中心周波数とローカル信号発振器７７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数１に設定される。そして、第３のアンテナ３が第１の受信回路６０に接続され、同様に周波数１が用いられる。
【００３８】
次に、第１のアンテナ１が第２の受信回路７０に接続される。このとき、帯域通過フィルタ９１の中心周波数とローカル信号発振器７７から出力されるローカル信号の発振周波数は、周波数２に設定される。この後、第２のアンテナ２及び第３のアンテナ３が接続された場合の周波数２での設定における信号が受信される。そして次に、第１のアンテナ１が接続された場合の周波数１での設定における信号が受信され、以後は同じ手順で受信が繰り返し行われる。
【００３９】
図１０は、帯域通過フィルタ９１〜９３の構成例を示す図である。ＩＮＰＵＴから信号が入力され、ＳＡＷ共振器（誘電体共振器）を介してＯＵＴＰＵＴから出力される。ＳＡＷ共振器の両端には、ＭＥＭＳスイッチを介してＭＩＭキャパシタの一方端が接続されている。ＭＩＭキャパシタの他方端は、ＧＮＤに接続されている。帯域通過フィルタの中心周波数は、ＭＥＭＳスイッチをＯＮ／ＯＦＦさせることで切り換える。これにより、通過帯の中心周波数を可変できかつ損失の小さい帯域通過フィルタが実現できる。
【００４０】
図１１は、ローカル信号発振器６７及び７７の構成例を示す図である。ローカル信号は、デジタル制御発振器（ＤＣＯ）から出力される。ＤＣＯの発振周波数は、Ａｌｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ（ＡＤ−ＰＬＬ）により制御される。ＤＣＯの出力信号の一部が、周波数分周器によって数百ＭＨｚの信号に変換される。周波数分周器の出力の一部は、デジタル位相比較器に入力される。また、周波数分周器の出力は、時間−デジタルコンバータ（ＴＤＣ）にも入力され、ＴＤＣの出力は、デジタル位相比較器に入力される。直接デジタル位相比較器に入力された信号は、発振周波数の疎調用（正確には基準クロックの整数倍の精度）に用いられ、ＴＤＣを介してデジタル位相比較器に入力された信号は、発振周波数の微調用に用いられる。ＴＤＣでは、入力信号の位相が基準クロックの位相に対してインバータがいくつ分の遅延時間に相当するかを検出する
。デジタル位相比較器は、これらの入力信号に応じてＤＣＯの発振周波数をどの程度変化させるかをリアルタイムで求めて、デジタルＬＰＦに出力する。デジタルＬＰＦは、ＤＣＯの発振周波数があまりにも急激に変化しないように制御信号を平滑化する。ＤＣＯは、制御信号に応じて内部のキャパシタをスイッチ切換し、発振周波数を制御する。
【００４１】
なお、上記構成の場合、ＡＤ−ＰＬＬの収束時間に課題が残る。従って、ローカル信号の発振周波数をシンボルレートの整数倍で切り換える必要があり、従来のハンドオフの切り換え時間よりは早い収束時間が必要となる。これに対して、キャリブレーションを行い、ＰＬＬの初期状態を予め求めることにより、収束時間を短くすることができる。
【００４２】
図１２は、キャリブレーションから受信開始までの手順を示すフローチャートである。
まず、受信を開始する前にデジタルベースバンド回路から周波数１及び周波数２の値を取得する（ステップＳ１１）。その値に基づいて、まず周波数１で発振を行う（ステップＳ１２）。このとき、発振周波数とダウンミキサとは、スイッチ等で切断してＤＣＯ出力を終端する。これにより、ローカル信号がダウンミキサに入力されるのを防ぐ。ＡＤ−ＰＬＬが収束した後、その時のＤＣＯの制御信号の情報（制御信号情報１）と分周器の分周数（分数数情報１）とをメモリに格納する（ステップＳ１２）。
【００４３】
同様にして周波数２で発振させ、制御信号情報２と分数数情報２とをメモリに格納する（ステップＳ１３）。次に実際に信号の受信が開始される。このとき、発振回路はダウンミキサに接続される。さらに、メモリから制御信号情報１と分周数情報１とを読み出して、ＤＣＯ及び分周器の初期値としてセットする。そして、ＡＤ−ＰＬＬを動作させ、周波数１のローカル信号を得る（ステップＳ１４）。同様に周波数２を発振するときも、メモリから制御信号情報２と分周数情報２とを読み出して、ＤＣＯ及び分周器の初期値としてセットし、ＡＤ−ＰＬＬを動作させる（ステップＳ１５）。
【００４４】
上記方法により、予め収束した条件からＡＤ−ＰＬＬを動作させることができ、異なる周波数のローカル信号を得るための切換時間を格段に短くすることができる。
【００４５】
以上のように、本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置によれば、フィルタの通過帯域及びダウンミキサへ出力するローカル信号の発振周波数を制御する。これにより、損失の少ない安定したアンテナ切り換え制御を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４６】
本発明のマルチアンテナ通信装置は、ＭＩＭＯやアダプティブアレイといった複数のアンテナを用いたアプリケーションの無線通信機器の無線回路部等への利用に適している。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図２】第１の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図３】本発明の第２の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図４】第２の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図５】低雑音増幅器１６２及び１７２の回路例を示す図
【図６】第３の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置が実行するアンテナ切り換え手順を示すフローチャート
【図７】第３の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図８】本発明の第４の実施形態に係るマルチアンテナ通信装置の構成例を示す図
【図９】第４の実施形態の動作原理を説明するタイミングチャート
【図１０】帯域通過フィルタ９１〜９３の構成例を示す図
【図１１】ローカル信号発振器６７及び７７の構成例を示す図
【図１２】第４の実施形態に用いられるキャリブレーションから受信開始までの手順を示すフローチャート
【図１３】従来のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図
【図１４】従来の他のマルチアンテナ通信装置の構成を示す図
【図１５】従来のマルチアンテナ通信装置における課題を説明する図
【符号の説明】
【００４８】
１１〜１３ アンテナ
２０ アンテナスイッチ
２１〜２３、３１〜３６ スイッチ
３０ 信号切り換えスイッチ
４１〜４６ スイッチ制御回路
６０、７０ 受信回路
６１、７１ 帯域選択フィルタ
６２、７２、９１〜９３、１６２、１７２ 低雑音増幅器
６３ａ、６３ｂ、７３ａ、７３ｂ ダウンミキサ
６４ａ、６４ｂ、７４ａ、７４ｂ ベースバンドフィルタ
６５ａ、６５ｂ、７５ａ、７５ｂ サンプルホールド部
６６ａ、６６ｂ、７６ａ、７６ｂ ＡＤコンバータ
６７、７７ ローカル信号発振器
８０ 送信回路
８１ シリアルパラレル変換部
８２ デジタル信号プロセッサ
８３ 分周回路
８４ 遅延制御回路
９０ フィルタ切り換え制御回路
５０１ 電流切り換え回路
５０２ バイアス回路部
５０３ 増幅部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のアンテナで同時に信号を受信するマルチアンテナ受信機を備えたマルチアンテナ通信装置であって、
Ｎ本のアンテナと、
前記Ｎ本のアンテナのそれぞれにＭ（２≦Ｍ＜Ｎ）個ずつ設けられ、各々のアンテナで受信された信号が入力されるＮ×Ｍ個のスイッチと、
前記Ｎ×Ｍ個のスイッチが所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路と、
前記スイッチ制御回路の制御に従って前記Ｎ×Ｍ個のスイッチから出力される受信信号を、アナログのシリアル信号として入力し、当該シリアル信号を整形した後、前記スイッチ制御回路で行われる制御タイミングに同期して、アナログからデジタルに変換するＭ個の受信回路と、
前記Ｍ個の受信回路でデジタル化されたシリアル信号をそれぞれパラレル信号に変換して、前記Ｎ本のアンテナに対応したＮ個の信号を前記所定の順番で生成するシリアルパラレル変換部とを備え、
前記スイッチ制御回路は、信号入力元として前記Ｎ本のアンテナのいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先として前記Ｍ個の受信回路のいずれもが連続して選択されない順序で、前記Ｎ×Ｍ個のスイッチの切り換え制御を行う、マルチアンテナ通信装置。
【請求項２】
Ｍが２である、請求項１に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項３】
前記Ｍ個の受信回路は、それぞれ、前記シリアル信号を整形する際に、アンテナを切り換える前に受信信号の増幅利得を徐々に下げ、アンテナを切換えた後に受信信号の増幅利得を徐々に上げる制御を行う、請求項１又は２に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項４】
前記Ｎ本のアンテナのそれぞれが前記Ｍ個の受信回路に接続されている時間は、特定の期間内で同じである、請求項１又は２に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項５】
前記Ｎ本のアンテナのうちの未接続のｎ（ｎ＜Ｎ）本のアンテナが、次に前記Ｍ個の受信回路のいずれかに接続される確率は、１／ｎである、請求項４に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項６】
前記Ｎ本のアンテナからスイッチ制御回路までの経路に、それぞれ通過帯域可変のバンドパスフィルタを備え、
前記Ｍ個の受信回路は、それぞれ発振周波数可変のローカル信号発振器を備え、
前記Ｎ個のアンテナと前記Ｍ個の受信回路との接続が切り換わると共に、前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数が変化し、前記ローカル信号発振器の発振周波数が変化する、請求項１に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項７】
前記バンドパスフィルタは、
誘電体共振器と、
第１及び第２のＭＥＭＳスイッチと、
第１及び第２のキャパシタとを備え、
前記誘電体共振器の一端と接地との間に、前記第１のＭＥＭＳスイッチ及び前記第１のキャパシタが挿入され、
前記誘電体共振器の他端と接地との間に、前記第２のＭＥＭＳスイッチ及び前記第２のキャパシタが挿入され、
前記スイッチ制御回路の切り換え制御に同期して、前記第１及び第２のＭＥＭＳスイッチがＯＮ又はＯＦＦする、請求項７に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項８】
前記ローカル信号発振器は、
入力する制御信号に応じて発振周波数を変化させるデジタル制御発振器と、
前記デジタル制御発振器の出力を入力する分周器と、
前記分周器の出力を入力する時間−デジタル変換器と、
基準クロック発生器と、
前記分周器の出力を直接及び前記時間−デジタル変換器を介して入力し、前記分周器の出力及び前記時間−デジタル変換器の出力と前記基準クロック発生器の出力との位相差信号を出力するデジタル位相比較器と、
前記位相差信号を平滑化し、前記制御信号として前記デジタル制御発振器に入力するデジタル低域通過フィルタと、
メモリの内容を参照して前記デジタル制御発振器の制御信号と前記分周器の分周数の初期値とを設定する制御回路とを備える、請求項７に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項９】
前記ローカル信号発振器は、キャリブレーション期間に切り換えるべき複数の周波数情報をデジタルベースバンド回路から取得し、当該周波数情報の信号をそれぞれ発振し、前記周波数情報に対応した制御信号情報と分周数情報とをそれぞれ前記メモリに格納する、請求項８に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項１】
複数のアンテナで同時に信号を受信するマルチアンテナ受信機を備えたマルチアンテナ通信装置であって、
Ｎ本のアンテナと、
前記Ｎ本のアンテナのそれぞれにＭ（２≦Ｍ＜Ｎ）個ずつ設けられ、各々のアンテナで受信された信号が入力されるＮ×Ｍ個のスイッチと、
前記Ｎ×Ｍ個のスイッチが所定の期間だけ１つずつＯＮする制御を、所定の順番で繰り返し行うスイッチ制御回路と、
前記スイッチ制御回路の制御に従って前記Ｎ×Ｍ個のスイッチから出力される受信信号を、アナログのシリアル信号として入力し、当該シリアル信号を整形した後、前記スイッチ制御回路で行われる制御タイミングに同期して、アナログからデジタルに変換するＭ個の受信回路と、
前記Ｍ個の受信回路でデジタル化されたシリアル信号をそれぞれパラレル信号に変換して、前記Ｎ本のアンテナに対応したＮ個の信号を前記所定の順番で生成するシリアルパラレル変換部とを備え、
前記スイッチ制御回路は、信号入力元として前記Ｎ本のアンテナのいずれもが連続して選択されず、かつ、信号出力先として前記Ｍ個の受信回路のいずれもが連続して選択されない順序で、前記Ｎ×Ｍ個のスイッチの切り換え制御を行う、マルチアンテナ通信装置。
【請求項２】
Ｍが２である、請求項１に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項３】
前記Ｍ個の受信回路は、それぞれ、前記シリアル信号を整形する際に、アンテナを切り換える前に受信信号の増幅利得を徐々に下げ、アンテナを切換えた後に受信信号の増幅利得を徐々に上げる制御を行う、請求項１又は２に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項４】
前記Ｎ本のアンテナのそれぞれが前記Ｍ個の受信回路に接続されている時間は、特定の期間内で同じである、請求項１又は２に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項５】
前記Ｎ本のアンテナのうちの未接続のｎ（ｎ＜Ｎ）本のアンテナが、次に前記Ｍ個の受信回路のいずれかに接続される確率は、１／ｎである、請求項４に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項６】
前記Ｎ本のアンテナからスイッチ制御回路までの経路に、それぞれ通過帯域可変のバンドパスフィルタを備え、
前記Ｍ個の受信回路は、それぞれ発振周波数可変のローカル信号発振器を備え、
前記Ｎ個のアンテナと前記Ｍ個の受信回路との接続が切り換わると共に、前記バンドパスフィルタの通過帯域の中心周波数が変化し、前記ローカル信号発振器の発振周波数が変化する、請求項１に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項７】
前記バンドパスフィルタは、
誘電体共振器と、
第１及び第２のＭＥＭＳスイッチと、
第１及び第２のキャパシタとを備え、
前記誘電体共振器の一端と接地との間に、前記第１のＭＥＭＳスイッチ及び前記第１のキャパシタが挿入され、
前記誘電体共振器の他端と接地との間に、前記第２のＭＥＭＳスイッチ及び前記第２のキャパシタが挿入され、
前記スイッチ制御回路の切り換え制御に同期して、前記第１及び第２のＭＥＭＳスイッチがＯＮ又はＯＦＦする、請求項７に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項８】
前記ローカル信号発振器は、
入力する制御信号に応じて発振周波数を変化させるデジタル制御発振器と、
前記デジタル制御発振器の出力を入力する分周器と、
前記分周器の出力を入力する時間−デジタル変換器と、
基準クロック発生器と、
前記分周器の出力を直接及び前記時間−デジタル変換器を介して入力し、前記分周器の出力及び前記時間−デジタル変換器の出力と前記基準クロック発生器の出力との位相差信号を出力するデジタル位相比較器と、
前記位相差信号を平滑化し、前記制御信号として前記デジタル制御発振器に入力するデジタル低域通過フィルタと、
メモリの内容を参照して前記デジタル制御発振器の制御信号と前記分周器の分周数の初期値とを設定する制御回路とを備える、請求項７に記載のマルチアンテナ通信装置。
【請求項９】
前記ローカル信号発振器は、キャリブレーション期間に切り換えるべき複数の周波数情報をデジタルベースバンド回路から取得し、当該周波数情報の信号をそれぞれ発振し、前記周波数情報に対応した制御信号情報と分周数情報とをそれぞれ前記メモリに格納する、請求項８に記載のマルチアンテナ通信装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２００９−１９４５３３（Ｐ２００９−１９４５３３Ａ）
【公開日】平成２１年８月２７日（２００９．８．２７）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−３１８９９（Ｐ２００８−３１８９９）
【出願日】平成２０年２月１３日（２００８．２．１３）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年８月２７日（２００９．８．２７）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年２月１３日（２００８．２．１３）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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