受信機およびチューニング方法
【課題】ＩＦフィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数に容易に、かつ短時間で一致させることができる受信機およびチューニング方法を提供する。
【解決手段】ＩＦフィルタ２５として、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつこの周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なデジタルフィルタを用いる。このデジタルＩＦフィルタ２５を用いて目的信号Ｓｉを抽出すると、フィルタの中心周波数が目的信号Ｓｉの中心周波数と一致したときに、Ｓメータ３６に表示される目的信号Ｓｉの強度が最大となり、逆に再生される音声の歪が最小となる。
【解決手段】ＩＦフィルタ２５として、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつこの周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なデジタルフィルタを用いる。このデジタルＩＦフィルタ２５を用いて目的信号Ｓｉを抽出すると、フィルタの中心周波数が目的信号Ｓｉの中心周波数と一致したときに、Ｓメータ３６に表示される目的信号Ｓｉの強度が最大となり、逆に再生される音声の歪が最小となる。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信した高周波信号から単側波帯変調された所望の音声周波信号を抽出して音声を再生する受信機、およびこの受信機に採用したチューニング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
単側波帯変調（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ：以降「ＳＳＢ」という）通信方式は、両単側波帯変調通信方式に比べて占有周波数帯域幅がほぼ半分で済む、送信電力が経済的、変調時にのみ出力するので電力効率が良い等の特徴を備えており、無線通信の分野において広く普及している。
【０００３】
このＳＳＢ通信方式を採用した従来の受信機は、チューニングすなわちミキサによって生成された中間周波（ＩＦ）信号から目的とする信号（以降、「目的信号」という）を抽出する手段として、高域通過フィルタ（以降、「ＨＰＦ」という）と低域通過フィルタ（以降、「ＬＰＦ」という）とを組み合わせたＩＦフィルタを用いていた（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
一方、ＳＳＢ通信方式は、送信された高周波信号に搬送波を含まないことから、変調された音声周波数（Audio Frequency）の信号（以降、「ＡＦ信号」という）の周波数成分によって目的信号の周波数が変動する性質を有している。
【０００５】
従来の受信機はこの点を考慮し、ＬＰＦの高域遮断周波数とＨＰＦの低域遮断周波数を高域側もしくは低域側にシフトさせることにより、フィルタの通過帯域の帯域幅を維持したまま中心周波数をシフトさせて目的信号を抽出していた。
【０００６】
通常、上述のＩＦフィルタは、通過帯域内の信号について音質を劣化させることなく忠実に再現し、その一方で通過帯域外の信号を極力カットするため、デジタルシグナルプロセッサ（以降、「ＤＳＰ」という）を用いたデジタルフィルタにより構成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１０−４３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＳＳＢ通信方式は、ＩＦフィルタで目的信号を抽出する際に、高域もしくは低域の成分がカットされると再生音が歪んで聞き取り難くなるという性質を有している。従って、再生音の歪みを極力少なくするためには、フィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数にできるだけ一致させて、目的信号がフィルタの通過帯域内に含まれるようにする必要がある。
【０００９】
通常、目的信号がフィルタの通過帯域内に含まれているか否かは、フィルタを通過した目的信号の強度をシグナルメータ（以降、「Ｓメータ」と略す）で読み取ることにより判断する。
【００１０】
しかし、デジタルフィルタで構成された従来のＩＦフィルタは、通過帯域の周波数特性がフラットであるため、フィルタの中心周波数を若干シフトさせる程度では、Ｓメータに表示される信号強度がほとんど変化しない。従って、Ｓメータを用いて、フィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数と一致させることは難しい。
【００１１】
このため従来の受信機では、使用者が再生音を聞きながらフィルタの中心周波数をシフトさせ、再生音の歪が最小になる点を見つけ出していたが、この方法は、フィルタの中心周波数を調整するのに時間がかかる難点があった。
【００１２】
本発明は上述した従来の問題点に鑑みてなされたもので、ＩＦフィルタの周波数特性に工夫を加えることにより、ＩＦフィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数に容易に、しかも短時間で一致させることができる受信機およびチューニング方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明にかかる受信機は、受信した高周波信号から単側波帯変調された音声周波信号を取り出して音声を再生する受信機であって、
前記高周波信号を中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号のうち所定の帯域の周波数成分を通過させるデジタルＩＦフィルタと、
前記デジタルＩＦフィルタを通過した前記中間周波信号から音声周波信号を復調する第２のミキサと、
前記第２のミキサから出力された音声周波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、を備え、
前記デジタルＩＦフィルタは、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能であることを特徴とする。
【００１４】
ここで、前記デジタルＩＦフィルタは、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを組み合わせて構成され、前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数と前記ローパスフィルタの高域遮断周波数との中間の周波数が、前記バンドパスフィルタの中心周波数と略一致する。
【００１５】
前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数、前記ローパスフィルタの高域遮断周波数および前記バンドパスフィルタの中心周波数は、連動してシフトするように構成されていることが好ましい。
【００１６】
また前記前記デジタルＩＦフィルタは、プログラムに基づいてデジタルシグナルプロセッサで演算が実行されることにより実現されることが好ましい。
【００１７】
また本発明にかかるチューニング方法は、音声周波信号が単側波帯変調された高周波信号を中間周波信号に変換した後、この中間周波信号から所定の帯域の周波数成分を抽出するチューニング方法であって、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するステップと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号からデジタルＩＦフィルタを用いて所定の帯域の周波数成分を抽出するステップと、を含み、
前記デジタルＩＦフィルタとして、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なフィルタを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のチューニング方法によって目的信号の抽出を行うと、デジタルＩＦフィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数と一致したときにＳメータに表示される目的信号の強度が最大となり、フィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数から離れるほど目的信号の強度は小さくなる。
【００１９】
従って、Ｓメータに表示される目的信号の強度が最大となる位置にフィルタの中心周波数を設定すれば、必然的にフィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数と一致する。結果として、歪の最も少ない最適の音声を再現できる。
【００２０】
更に、本発明のチューニング方法によれば、フィルタの中心周波数をＳメータに表示される信号強度が最大となる位置に保持するだけで済むため、中心周波数の調整を短時間で行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施の形態にかかる受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＳＰ８によって実現される各種の機能を示すブロック図である。
【図３】本発明および従来の受信機におけるデジタルＩＦフィルタの周波数特性と目的信号との関係を示す概念図である。
【図４】ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦそれぞれのデジタルフィルタを、ＤＳＰ８を用いて実現したときの周波数特性の一例を示す図である。
【図５】本発明におけるデジタルＩＦフィルタの周波数特性の一例を示す図である。
【図６】ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦを組み合わせた、本発明と類似の構成のデジタルＩＦフィルタの周波数特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明のチューニング方法を採用した受信機について、図面を参照しながら説明する。
【００２３】
＜受信機の構成＞
図１に、ＳＳＢ通信方式を採用した本発明の実施の形態にかかる受信機の構成を示す。本実施の形態にかかる受信機１は、アンテナ２、ミキサ３、局部発信器４、ルーフィングフィルタ５、ＩＦアンプ６、Ａ／Ｄコンバータ７ならびに１５、ＤＳＰ８、Ｄ／Ａコンバータ９ならびに１６、ＡＦアンプ１０、スピーカ１１、制御部１２、入力部１３および検波部１４を含む。
【００２４】
ミキサ３は、アンテナ２で受信した高周波信号Ｓｒを局部発信器４の出力信号Ｓｏに同調させることにより、目的とするＡＦ信号を含む中間周波信号（目的信号）Ｓｉを抽出する。本実施の形態では、中間周波数を３６ｋＨｚに設定している。
【００２５】
ルーフィングフィルタ５は、後段のＤＳＰ８における信号処理が可能となるように、ミキサ３から出力された目的信号Ｓｉの高域および低域の周波数成分をカットして、所定の帯域の成分のみを通過させる。
【００２６】
ＩＦアンプ６はＡＧＣ（自動利得制御）用のアンプであり、ＤＳＰ８から出力された、後述する目的信号Ｓｉの振幅レベルを判定するレベル判定信号に基づいて振幅制限を行い、目的信号Ｓｉに飽和が生じないように調整する。
【００２７】
Ａ／Ｄコンバータ７は、ＩＦアンプ６から出力された目的信号Ｓｉを、ＤＳＰ８での処理が可能となるようにデジタル信号に変換する。本実施の形態では、サンプリングレートを９６ｋＨｚに設定してデジタル信号への変換を行っている。
【００２８】
ＤＳＰ８は、デジタル信号に変換された目的信号Ｓｉに対し、制御部１２から入力された制御信号Ｓｃ１に基づいて以下の処理を行う。第１に、混信を防止するためチューニングを行う。具体的には、デジタルＡＦフィルタによって目的信号Ｓｉのうち所定の帯域に含まれる周波数成分だけを取り出す。第２に、所定の周波数帯域に限定された目的信号Ｓｉを検波してＡＦ信号Ｓａを復調する。第３に、ＡＦ信号Ｓａに音声再生に必要な各種の処理を施す。ＤＳＰ８の構成と機能については、後に図２を参照して詳細に説明する。
【００２９】
Ｄ／Ａコンバータ９は、ＤＳＰ８で復調されたデジタルのＡＦ信号ＳａをアナログのＡＦ信号に変換する。ＡＦアンプ１０は、Ｄ／Ａコンバータ９から出力されたアナログのＡＦ信号Ｓａを、スピーカ１１において音声として出力できるレベルまで増幅する。
【００３０】
制御部１２は、ＤＳＰ８から出力された信号および入力部１３から入力されたデータに基づき、ＤＳＰ８の動作を制御する制御信号Ｓｃ１、および局部発信器４の動作を制御する制御信号Ｓｃ２を生成する。通常、制御部１２はＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭによって構成される。また入力部１３は押ボタンやバリコン、ボリューム等で構成される。
【００３１】
検波部１４は、ＩＦアンプ６に入力される目的信号Ｓｉを検波してその強度を検出する。検波部１４から出力された信号は、Ａ／Ｄコンバータ１５でデジタル信号に変換された後、目的信号Ｓｉのレベル判定を行うためＤＳＰ８に入力される。
【００３２】
Ｄ／Ａコンバータ１６は、ＤＳＰ８から出力されたレベル判定信号をアナログ信号に変換し、ＡＧＣ用の信号としてＩＦアンプ６に出力する。
【００３３】
＜ＤＳＰの構成＞
次に、ＤＳＰ８について説明する。図２に、ＤＳＰ８によって実現される各種の機能をブロックで示す。これらの機能は、ＤＳＰ８に格納されたプログラムに基づき、図示しない演算回路で演算が行われることにより実現される。Ａ／Ｄコンバータ７から供給されるデジタルの目的信号Ｓｉは、図示しないＦＩＦＯ（First-in First-out）バッファに順次取り込まれる。そしてＤＳＰ８は、取り込んだ目的信号Ｓｉに対して、図２の各ブロックで表示される処理を順次実行する。
【００３４】
ＤＳＰ８は、アンプ２１および２６、ノイズブランカ２２、ＨＰＦ２３、ダウンサンプラ２４（図では「↓Ｄ」と表示）、デジタルＩＦフィルタ２５、ミキサ２７、ビート発信器２８、ＬＰＦ２９、ＡＦ信号処理部３０、アップサンプラ（図では「↑Ｕ」と表示）３１、ＬＰＦ３２、レベル判定部３３、利得補正部３４および検波部３５の各ブロックを含む。またＤＳＰ８にはＳメータ３６が外付けされている。
【００３５】
アンプ２１は、ＤＳＰ８に入力された目的信号Ｓｉの利得を調整するために用いられる。アンプ２１および図１のＩＦアンプ６の利得の調整は、レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号に基づいて行われる。以下、レベル判定部３３による利得制御について簡単に説明する。
【００３６】
図１の検波部１４から出力され、Ａ／Ｄコンバータ１６でデジタル信号に変換された、目的信号Ｓｉの強度を示す信号は、レベル判定部３３で振幅レベルが判定される。レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号は、Ｄ／Ａコンバータ１６を介して図１のＩＦアンプ６にフィードバックされ、ＩＦアンプ６の利得を調整して、出力信号が飽和するのを防止する（以降、この一連の動作を「外部ＡＧＣ」という）。
【００３７】
ＩＦアンプ６による外部ＡＧＣの結果、ＤＳＰ８には利得が抑制された目的信号Ｓｉが入力される。利得補正部３４は、レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号に基づいて、抑制された目的信号Ｓｉの利得を元に戻すための補正信号を作成し、アンプ２１に供給する。
【００３８】
アンプ２１における利得の調整は、妨害信号によって外部ＡＧＣが働いているときに、抑圧された目的信号Ｓｉの利得を元に戻すことで、目的信号Ｓｉの劣化を防止する効果がある。
【００３９】
次に、ノイズブランカ２２は、図示しないノイズ検出部とブランク処理部とで構成され、外部ＡＧＣ用アンプ２１より出力された目的信号Ｓｉのノイズ成分を検出すると共に、ブランク処理（減衰処理）を行う。
【００４０】
ＨＰＦ２３は、次段のダウンサンプラ２４で行うダウンサンプリングの際に折り返し成分によって歪が生じないように、予め、目的信号Ｓｉから所定の周波数以下の成分を除去する。すなわち、ダウンサンプラ２４においてサンプリングレートが９６ｋＨｚから４８ｋＨｚに変換されるが、この際、２４ｋＨｚを中心に折り返し成分が生じる。ＨＰＦ２３は、ダウンサンプリングの際に２４ｋＨｚ以下の成分が重畳されないように、予めこの帯域の周波数成分を除去しておく。
【００４１】
ダウンサンプラ２４は、上述したようにサンプリングレートを９６ｋＨｚから４８ｋＨｚに下げるものである。ダウンサンプリングは、ＤＳＰ８の処理速度を下げて、デジタルＩＦフィルタ２５の演算を行う際の処理時間を確保するために行われる。
【００４２】
デジタルＩＦフィルタ２５は、混信を防止するため、高域遮断周波数および低域遮断周波数において利得が急激に低下する特性を備えたフィルタにより、目的信号Ｓｉから不要な周波数成分をカットする。デジタルＩＦフィルタ２５の機能については、後に図３（ａ）を参照して更に詳しく説明する。
【００４３】
アンプ２６はＡＧＣ用のアンプであり、スピーカ１１（図１参照）から再生される音声レベルを安定化させるために、ミキサ２７に入力される目的信号Ｓｉのレベルを調整する（以降、この動作を「内部ＡＧＣ」という）。
【００４４】
内部ＡＧＣの動作について簡単に説明する。検波部３５は、アンプ２６から出力された目的信号Ｓｉを検波して信号の強度を検出する。検波部３５から出力された信号は、アンプ２６にフィードバックされ、アンプ２６から出力される目的信号Ｓｉの利得を調整する。
【００４５】
ミキサ２７は、アンプ２６で利得が調整された目的信号Ｓｉを、ビート発信器２８から出力されるビート信号Ｓｂを用いて検波し、ＡＦ信号Ｓａを復調する。本実施の形態では、ビート発信器２８から１２ｋＨｚの周波数のビート信号Ｓｂを出力している。
【００４６】
ＬＰＦ２９は、ミキサ２７により復調されたＡＦ信号Ｓａのうち不要な成分である高域の周波数成分をカットして、低域の周波数成分だけを取り出す。本実施の形態では、ＬＰＦ２９の高域遮断周波数を４．９ｋＨｚに設定している。
【００４７】
ＡＦ信号処理部３０は、ＬＰＦ２９から出力されたＡＦ信号Ｓａに対して、音声を再生する際に必要となる各種の処理を施す。
【００４８】
アップサンプラ３１は、サンプリングレートを４８ｋＨｚから９６ｋＨｚに変換する。後段のＤ／Ａコンバータ９（図１参照）での処理はサンプリングレートが９６ｋＨｚで設計されているため、ここでサンプリングレートを当初の値である９６ｋＨｚに戻す。
【００４９】
ＬＰＦ３２は、滑らかな音声を再生するため、アップサンプラ３１から出力されたＡＦ信号Ｓａの高域成分をカットする。本実施の形態では、ＬＰＦ３２の高域遮断周波数を３．５ｋＨｚに設定している。
【００５０】
Ｓメータ３６は、アンプ２６から出力された目的信号Ｓｉが検波部３５で検波された値、すなわち目的信号Ｓｉの強度を表示するものである。
【００５１】
＜デジタルＩＦフィルタの機能と特性＞
次に、混信防止のため目的信号Ｓｉから不要な周波数成分を除去するデジタルＩＦフィルタ２５について説明する。最初に、図３を参照してデジタルＩＦフィルタ２５の機能を、従来の受信機のそれと比較して説明する。
【００５２】
図３（ａ）は、図２のデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性と目的信号の周波数成分との関係を示す概念図である。図において、斜線で示した部分は目的信号Ｓｉの周波数成分を示す。これに対し、ＦＲ１はデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。
【００５３】
図から明らかなように、ＦＲ１は、通過帯域の中心周波数ｆｃから離れるに従って利得がなだらかに低下し、かつ高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有している。
【００５４】
また図３（ａ）において、ＦＲ２（点線で表示）は中心周波数ｆｃを高域側にシフトさせた場合、ＦＲ３（一点鎖線で表示）は中心周波数ｆｃを低域側にシフトさせた場合のデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。
【００５５】
前述したように、ＳＳＢ通信方式では高周波信号に搬送波が含まれないため、ＡＦ信号の周波数成分によって中間周波信号である目的信号Ｓｉの周波数が変動する。これに対応するため、デジタルＩＦフィルタ２５は、周波数特性の形状を維持したまま、中心周波数ｆｃを高域側および低域側にシフトできるように設計されている。
【００５６】
比較のため、図３（ｂ）に、従来の受信機で用いたデジタルＩＦフィルタの周波数特性と目的信号Ｓｉの周波数成分との関係を示す。図３（ｂ）において、ＦＲ４、ＦＲ５およびＦＲ６は従来のデジタルＩＦフィルタの周波数特性を示す。ＦＲ４（実線で表示）は中心周波数ｆｃにずれがない場合、ＦＲ５（点線で表示）は中心周波数ｆｃを高域側にシフトさせた場合、ＦＲ６（一点鎖線で表示）は中心周波数ｆｃを低域側にシフトさせた場合の周波数特性である。
【００５７】
図３（ｂ）に示すように従来の受信機では、通過帯域においてフラットな周波数特性を有するデジタルＩＦフィルタを用いていた。このようなデジタルＩＦフィルタを用いた場合、デジタルＩＦフィルタの中心周波数Ｆｃと目的信号Ｓｉの中心周波数がずれても、Ｓメータ３６（図２参照）に表示される目的信号Ｓｉの強度はほとんど変化しない。従って、Ｓメータを用いてフィルタの中心周波数ｆｃを目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることは難しい。
【００５８】
これに対し、図３（ａ）に示すように本発明のデジタルＩＦフィルタ２５は、通過帯域の周波数特性が上方に丸くカーブしており、中心周波数ｆｃにおいて利得が最大の値を示している。従って、デジタルＩＦフィルタの中心周波数ｆｃを高域側もしくは低域側にシフトさせた場合、デジタルＩＦフィルタの中心周波数と目的信号Ｓｉの中心周波数が一致するところでＳメータが最大の強度を示し、それよりも上方もしくは下方にずれると、目的信号Ｓｉの強度は小さくなる。
【００５９】
前述したように、デジタルＩＦフィルタの中心周波数ｆｃと目的信号Ｓｉの中心周波数が一致した位置では、再生される音声の歪みが最小となる。従って、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃをシフトさせて、Ｓメータが示す目的信号Ｓｉの強度が最大となる位置で保持すれば、簡単に歪みのない音声を再生できる。上述した中心周波数の調整方法は、再生音を聞きながら行う従来の調整方法に比べ、Ｓメータの表示を見ながら短時間に行なえる利点がある。
【００６０】
次に、デジタルＩＦフィルタ２５の設計について説明する。図３（ａ）に示すような急峻な立ち下り特性を有し、かつ中心周波数をシフトできるフィルタを、抵抗やコンデンサで構成されたアナログのフィルタを用いて実現することは難しい。そこで本実施の形態では、ＤＳＰを用いたデジタルフィルタにより実現している。
【００６１】
更に、図３（ａ）に示すような通過帯域で上方にカーブし、高域および低域の遮断周波数で急峻な立ち下り特性を有する周波数特性のフィルタは、ＨＰＦとＬＰＦの組み合わせにより実現することが難しい。そこで本実施の形態では、ＨＰＦ、ＬＰＦおよび通過帯域が上方にカーブしたバンドパスフィルタ（以降、「ＢＰＦ」という）を組み合わせて実現している。
【００６２】
また図３（ａ）に示すように、デジタルＩＦフィルタ２５は、ＨＰＦの低域遮断周波数とＬＰＦの高域遮断周波数との中間の周波数が、ＢＰＦの中心周波数と略一致するように構成されている。更に、ＨＰＦの低域遮断周波数、ＬＰＦの高域遮断周波数およびＢＰＦの中心周波数は、連動して高域側または低域側にシフトするように設計されている。このように構成することにより、周波数特性の形状を維持したまま中心周波数ｆｃをシフトさせることが可能となる。
【００６３】
ＤＳＰを用いてデジタルフィルタを実現する方法については、一般によく知られているため詳細な説明は省略する。ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦの各フィルタは、それぞれのフィルタを実現するプログラムに基づいてＤＳＰ８の演算回路で演算を行うことにより実現される。
【００６４】
なお、ＨＰＦの低域遮断周波数、ＬＰＦの高域遮断周波数、およびＢＰＦの中心周波数は、制御部１２から送信される制御信号Ｓｃ１により設定される（図１参照）。制御部１２のＣＰＵは、入力部１３から入力されたデータに基づいてＲＯＭに記憶されたパラメータ（フィルタ係数）を読み出し、そのパラメータを制御信号Ｓｃ１に含めてＤＳＰ８に送信する。
【００６５】
図４に、ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦのそれぞれのデジタルフィルタを、ＤＳＰ８を用いて実現した時の周波数特性の一例を示す。図４（ａ）はＨＰＦ、図４（ｂ）はＬＰＦ、図４（ｃ）はＢＰＦのそれぞれの周波数特性を示す。
【００６６】
図４（ａ）〜（ｃ）において、横軸は中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚからのずれの周波数を示し、縦軸はフィルタの減衰量すなわち利得を示す。また図４（ａ）において、重複して表示された特性は、ＨＰＦの低域遮断周波数を２５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示したものである。同様に、図４（ｂ）は、ＬＰＦの高域遮断周波数を２５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示し、図４（ｃ）は、ＢＰＦの中心周波数を１２．５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示したものである。
【００６７】
図５（ａ）、（ｂ）は、図４（ａ）〜（ｃ）に示す周波数特性のデジタルフィルタを組み合わせて作成したデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。図５（ａ）、（ｂ）において、図４と同様に、横軸は中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚからのずれの周波数を示し、縦軸はＢＰＦ２５の減衰量を示す。
【００６８】
図５（ａ）の周波数特性では、フィルタの中心周波数ｆｃは中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚから１．５ｋＨｚ高域側にずれた３７．５ｋＨｚに設定され、かつ低域遮断周波数が３６ｋＨｚ、高域遮断周波数が３９ｋＨｚに設定されている。これに対し図５（ｂ）の周波数特性では、図５（ａ）の周波数特性から中心周波数ｆｃが１．５ｋＨｚ低域側にシフトしている。
【００６９】
図５（ａ）、（ｂ）から明らかなように、中心周波数ｆｃがずれても、フィルタの周波数特性はほとんど変化せず、フィルタの利得は中心周波数ｆｃにおいて最大となっている。従って、デジタルＩＦフィルタ２５として、このような周波数特性を有するデジタルフィルタを用い、かつデジタルフィルタの中心周波数ｆｃをＳメータ３６（図２参照）の表示が最大となる位置で保持すれば、歪の少ない最適の音声を再生できる。
【００７０】
なお、本発明と目的は異なるが、本発明のデジタルＩＦフィルタと同様に、ＨＰＦ、ＬＰＦおよび通過帯域が上方にカーブしたＢＰＦを組み合わせてデジタルＩＦフィルタを構成した受信機を、本出願人は商品化している（機種名：ＩＣ−７８００）。
【００７１】
この受信機に採用されたデジタルＩＦフィルタは、アナログフィルタに近い受信音を実現させることを目的として周波数特性の肩を丸めたものであり、中心周波数が中間周波数と一致する場合には、図５（ａ）に示した周波数特性とほぼ同様の周波数特性を示す。
【００７２】
しかし、上述のデジタルＩＦフィルタは、ＢＰＦとして中心周波数が固定されたデジタルフィルタを用いている。図６にこのデジタルＩＦフィルタの周波数特性の一例を示すが、ＢＰＦの中心周波数が固定のため、中心周波数ｆｃが初期設定した周波数（３７．５ｋＨｚ）からシフトすると、これに対応して最大の利得を示す周波数が中心周波数ｆｃからずれる。
【００７３】
このようなデジタルＩＦフィルタを用いて中心周波数の調整を行うと、デジタルＩＦフィルタの中心周波数を目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることができないため、本発明のデジタルＩＦフィルタと同様の効果を発揮することはできない。
【００７４】
＜受信機の動作＞
次に、図１および図２を参照して、本実施の形態の受信機１の動作を説明する。最初に、使用者は、目的とするＡＦ信号を含む高周波信号Ｓｒを受信するため、バリコン等を用いて入力部１３に周波数のデータを入力する（図１参照）。制御部１２は、入力部１３に入力された周波数のデータを含む制御信号Ｓｃ２を局部発信器４に送信する。
【００７５】
制御信号Ｓｃ２に基づいて局部発信器４から指定された周波数の信号が出力され、ミキサ３において、アンテナ２で受信した高周波信号Ｓｒから、入力部１３で指定した周波数の信号が取り出され、中間周波信号（目的信号）Ｓｉに変換される。
【００７６】
ミキサ３から出力された目的信号Ｓｉは、ルーフィングフィルタ５で高域および低域の不要な周波数成分がカットされ、更にＩＦアンプ６で利得が調整された後、Ａ／Ｄコンバータ７において９６ｋＨｚのサンプリングレートでデジタル信号に変換される。
【００７７】
デジタル信号に変換された目的信号ＳｉはＤＳＰ８に入力される。ＤＳＰ８は、制御部１２からの制御信号Ｓｃ１に従い、目的信号Ｓｉに対して各種の処理を行う。
【００７８】
ＤＳＰ８に入力した目的信号Ｓｉは、アンプ２１で利得が調整され、ノイズブランカ２２で不要なノイズ成分が取り除かれ、更にＨＰＦ２３で２４ｋＨｚ以下の周波数成分がカットされた後、ダウンサンプラ２４でサンプリングレートが４８ｋＨｚに変更される（図２参照）。
【００７９】
ダウンサンプラ２４から出力された目的信号Ｓｉは、混信を防止するためデジタルＩＦフィルタ２５で不要な帯域の周波数成分がカットされる。このとき、使用者は、バリコン等により入力部１３から、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数をシフトさせる指示データを制御部１２に送信する。制御部１２は、入力部１３から転送されたデータに基づいてＤＳＰ８に制御信号Ｓｃ１を送信し、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数を高域側もしくは低域側にシフトさせる。
【００８０】
使用者は、入力部１３においてバリコン等を用いてデジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃをシフトさせると共に、Ｓメータ３６に表示される目的信号Ｓｉの強度を確認し、目的信号Ｓｉの強度が最大となる位置にフィルタの中心周波数ｆｃを保持する。
【００８１】
このようにして、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃを目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることで、デジタルＩＦフィルタ２５から歪成分の少ない目的信号Ｓｉが取り出される。
【００８２】
デジタルＩＦフィルタ２５から出力された目的信号Ｓｉはアンプ２６で利得が調整された後、ミキサ２７においてビート発信器２８から出力されたビート信号Ｓｂによって検波され、ＡＦ信号Ｓａが復調される。
【００８３】
ミキサ２７から出力されたＡＦ信号Ｓａは、ＬＰＦ２９で不要な高域の周波数成分がカットされ、またＡＦ信号処理部３０で必要な信号処理が行われた後、アップサンプラ３１でサンプリングレートが４８ｋＨｚから９６ｋＨｚに戻され、更にＬＰＦ３２で高域の周波数成分がカットされ、なめらかな波形のＡＦ信号Ｓａに変換される。
【００８４】
このようにしてＤＳＰ８で各種処理が施されたＡＦ信号Ｓａは、図１のＤ／Ａコンバータ９でアナログ信号に変換され、ＡＦアンプ１０で増幅された後、スピーカ１１から音声として再生される。
【００８５】
以上説明したように、本発明によれば、Ｓメータ３６に表示された目的信号Ｓｉの強度を確認しながらデジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数をシフトさせ、Ｓメータ３６の強度が最大となる位置で保持することにより、歪みのない高音質の音声を再生できる。しかも、再生音を聞きながら中心周波数の調整を行う従来の方法に比べ、短時間に調整を終えることができる。
【００８６】
なお、上述した本実施の形態では、デジタルＩＦフィルタ２５、ミキサ２７およびＡＦ信号処理部３０をＤＳＰ８により実現した。しかし、必ずしもＤＳＰを用いる必要はなく、高速演算が可能であれば、マイクロコンピュータやマイクロプロセッサを用いて実現してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、業務用、民生用等の用途の如何にかかわらず、ＳＳＢ通信方式を採用した受信機に広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００８８】
１ 受信機
２ アンテナ
３、２７ ミキサ
４ 局部発振器
５ ルーフングフィルタ
６ ＩＦアンプ
７、１５ Ａ／Ｄコンバータ
８ ＤＳＰ
９、１６ Ｄ／Ａコンバータ
１０ ＡＦアンプ
１１ スピーカ
１２ 制御部
１３ 入力部
１４、３５ 検波部
２１、２６ アンプ
２２ ノイズブランカ
２３ ＨＰＦ
２４ ダウンサンプラ
２５ デジタルＩＦフィルタ
２８ ビート発振器
２９、３２ ＬＰＦ
３０ ＡＦ信号処理部
３１ アップサンプラ
３３ レベル判定部
３４ 利得補正部
３６ Ｓメータ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信した高周波信号から単側波帯変調された所望の音声周波信号を抽出して音声を再生する受信機、およびこの受信機に採用したチューニング方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
単側波帯変調（Ｓｉｎｇｌｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ：以降「ＳＳＢ」という）通信方式は、両単側波帯変調通信方式に比べて占有周波数帯域幅がほぼ半分で済む、送信電力が経済的、変調時にのみ出力するので電力効率が良い等の特徴を備えており、無線通信の分野において広く普及している。
【０００３】
このＳＳＢ通信方式を採用した従来の受信機は、チューニングすなわちミキサによって生成された中間周波（ＩＦ）信号から目的とする信号（以降、「目的信号」という）を抽出する手段として、高域通過フィルタ（以降、「ＨＰＦ」という）と低域通過フィルタ（以降、「ＬＰＦ」という）とを組み合わせたＩＦフィルタを用いていた（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
一方、ＳＳＢ通信方式は、送信された高周波信号に搬送波を含まないことから、変調された音声周波数（Audio Frequency）の信号（以降、「ＡＦ信号」という）の周波数成分によって目的信号の周波数が変動する性質を有している。
【０００５】
従来の受信機はこの点を考慮し、ＬＰＦの高域遮断周波数とＨＰＦの低域遮断周波数を高域側もしくは低域側にシフトさせることにより、フィルタの通過帯域の帯域幅を維持したまま中心周波数をシフトさせて目的信号を抽出していた。
【０００６】
通常、上述のＩＦフィルタは、通過帯域内の信号について音質を劣化させることなく忠実に再現し、その一方で通過帯域外の信号を極力カットするため、デジタルシグナルプロセッサ（以降、「ＤＳＰ」という）を用いたデジタルフィルタにより構成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平１０−４３７０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、ＳＳＢ通信方式は、ＩＦフィルタで目的信号を抽出する際に、高域もしくは低域の成分がカットされると再生音が歪んで聞き取り難くなるという性質を有している。従って、再生音の歪みを極力少なくするためには、フィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数にできるだけ一致させて、目的信号がフィルタの通過帯域内に含まれるようにする必要がある。
【０００９】
通常、目的信号がフィルタの通過帯域内に含まれているか否かは、フィルタを通過した目的信号の強度をシグナルメータ（以降、「Ｓメータ」と略す）で読み取ることにより判断する。
【００１０】
しかし、デジタルフィルタで構成された従来のＩＦフィルタは、通過帯域の周波数特性がフラットであるため、フィルタの中心周波数を若干シフトさせる程度では、Ｓメータに表示される信号強度がほとんど変化しない。従って、Ｓメータを用いて、フィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数と一致させることは難しい。
【００１１】
このため従来の受信機では、使用者が再生音を聞きながらフィルタの中心周波数をシフトさせ、再生音の歪が最小になる点を見つけ出していたが、この方法は、フィルタの中心周波数を調整するのに時間がかかる難点があった。
【００１２】
本発明は上述した従来の問題点に鑑みてなされたもので、ＩＦフィルタの周波数特性に工夫を加えることにより、ＩＦフィルタの中心周波数を目的信号の中心周波数に容易に、しかも短時間で一致させることができる受信機およびチューニング方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するため、本発明にかかる受信機は、受信した高周波信号から単側波帯変調された音声周波信号を取り出して音声を再生する受信機であって、
前記高周波信号を中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号のうち所定の帯域の周波数成分を通過させるデジタルＩＦフィルタと、
前記デジタルＩＦフィルタを通過した前記中間周波信号から音声周波信号を復調する第２のミキサと、
前記第２のミキサから出力された音声周波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、を備え、
前記デジタルＩＦフィルタは、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能であることを特徴とする。
【００１４】
ここで、前記デジタルＩＦフィルタは、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを組み合わせて構成され、前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数と前記ローパスフィルタの高域遮断周波数との中間の周波数が、前記バンドパスフィルタの中心周波数と略一致する。
【００１５】
前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数、前記ローパスフィルタの高域遮断周波数および前記バンドパスフィルタの中心周波数は、連動してシフトするように構成されていることが好ましい。
【００１６】
また前記前記デジタルＩＦフィルタは、プログラムに基づいてデジタルシグナルプロセッサで演算が実行されることにより実現されることが好ましい。
【００１７】
また本発明にかかるチューニング方法は、音声周波信号が単側波帯変調された高周波信号を中間周波信号に変換した後、この中間周波信号から所定の帯域の周波数成分を抽出するチューニング方法であって、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するステップと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号からデジタルＩＦフィルタを用いて所定の帯域の周波数成分を抽出するステップと、を含み、
前記デジタルＩＦフィルタとして、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なフィルタを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のチューニング方法によって目的信号の抽出を行うと、デジタルＩＦフィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数と一致したときにＳメータに表示される目的信号の強度が最大となり、フィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数から離れるほど目的信号の強度は小さくなる。
【００１９】
従って、Ｓメータに表示される目的信号の強度が最大となる位置にフィルタの中心周波数を設定すれば、必然的にフィルタの中心周波数が目的信号の中心周波数と一致する。結果として、歪の最も少ない最適の音声を再現できる。
【００２０】
更に、本発明のチューニング方法によれば、フィルタの中心周波数をＳメータに表示される信号強度が最大となる位置に保持するだけで済むため、中心周波数の調整を短時間で行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施の形態にかかる受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】図１のＤＳＰ８によって実現される各種の機能を示すブロック図である。
【図３】本発明および従来の受信機におけるデジタルＩＦフィルタの周波数特性と目的信号との関係を示す概念図である。
【図４】ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦそれぞれのデジタルフィルタを、ＤＳＰ８を用いて実現したときの周波数特性の一例を示す図である。
【図５】本発明におけるデジタルＩＦフィルタの周波数特性の一例を示す図である。
【図６】ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦを組み合わせた、本発明と類似の構成のデジタルＩＦフィルタの周波数特性を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、本発明のチューニング方法を採用した受信機について、図面を参照しながら説明する。
【００２３】
＜受信機の構成＞
図１に、ＳＳＢ通信方式を採用した本発明の実施の形態にかかる受信機の構成を示す。本実施の形態にかかる受信機１は、アンテナ２、ミキサ３、局部発信器４、ルーフィングフィルタ５、ＩＦアンプ６、Ａ／Ｄコンバータ７ならびに１５、ＤＳＰ８、Ｄ／Ａコンバータ９ならびに１６、ＡＦアンプ１０、スピーカ１１、制御部１２、入力部１３および検波部１４を含む。
【００２４】
ミキサ３は、アンテナ２で受信した高周波信号Ｓｒを局部発信器４の出力信号Ｓｏに同調させることにより、目的とするＡＦ信号を含む中間周波信号（目的信号）Ｓｉを抽出する。本実施の形態では、中間周波数を３６ｋＨｚに設定している。
【００２５】
ルーフィングフィルタ５は、後段のＤＳＰ８における信号処理が可能となるように、ミキサ３から出力された目的信号Ｓｉの高域および低域の周波数成分をカットして、所定の帯域の成分のみを通過させる。
【００２６】
ＩＦアンプ６はＡＧＣ（自動利得制御）用のアンプであり、ＤＳＰ８から出力された、後述する目的信号Ｓｉの振幅レベルを判定するレベル判定信号に基づいて振幅制限を行い、目的信号Ｓｉに飽和が生じないように調整する。
【００２７】
Ａ／Ｄコンバータ７は、ＩＦアンプ６から出力された目的信号Ｓｉを、ＤＳＰ８での処理が可能となるようにデジタル信号に変換する。本実施の形態では、サンプリングレートを９６ｋＨｚに設定してデジタル信号への変換を行っている。
【００２８】
ＤＳＰ８は、デジタル信号に変換された目的信号Ｓｉに対し、制御部１２から入力された制御信号Ｓｃ１に基づいて以下の処理を行う。第１に、混信を防止するためチューニングを行う。具体的には、デジタルＡＦフィルタによって目的信号Ｓｉのうち所定の帯域に含まれる周波数成分だけを取り出す。第２に、所定の周波数帯域に限定された目的信号Ｓｉを検波してＡＦ信号Ｓａを復調する。第３に、ＡＦ信号Ｓａに音声再生に必要な各種の処理を施す。ＤＳＰ８の構成と機能については、後に図２を参照して詳細に説明する。
【００２９】
Ｄ／Ａコンバータ９は、ＤＳＰ８で復調されたデジタルのＡＦ信号ＳａをアナログのＡＦ信号に変換する。ＡＦアンプ１０は、Ｄ／Ａコンバータ９から出力されたアナログのＡＦ信号Ｓａを、スピーカ１１において音声として出力できるレベルまで増幅する。
【００３０】
制御部１２は、ＤＳＰ８から出力された信号および入力部１３から入力されたデータに基づき、ＤＳＰ８の動作を制御する制御信号Ｓｃ１、および局部発信器４の動作を制御する制御信号Ｓｃ２を生成する。通常、制御部１２はＣＰＵ、ＲＡＭおよびＲＯＭによって構成される。また入力部１３は押ボタンやバリコン、ボリューム等で構成される。
【００３１】
検波部１４は、ＩＦアンプ６に入力される目的信号Ｓｉを検波してその強度を検出する。検波部１４から出力された信号は、Ａ／Ｄコンバータ１５でデジタル信号に変換された後、目的信号Ｓｉのレベル判定を行うためＤＳＰ８に入力される。
【００３２】
Ｄ／Ａコンバータ１６は、ＤＳＰ８から出力されたレベル判定信号をアナログ信号に変換し、ＡＧＣ用の信号としてＩＦアンプ６に出力する。
【００３３】
＜ＤＳＰの構成＞
次に、ＤＳＰ８について説明する。図２に、ＤＳＰ８によって実現される各種の機能をブロックで示す。これらの機能は、ＤＳＰ８に格納されたプログラムに基づき、図示しない演算回路で演算が行われることにより実現される。Ａ／Ｄコンバータ７から供給されるデジタルの目的信号Ｓｉは、図示しないＦＩＦＯ（First-in First-out）バッファに順次取り込まれる。そしてＤＳＰ８は、取り込んだ目的信号Ｓｉに対して、図２の各ブロックで表示される処理を順次実行する。
【００３４】
ＤＳＰ８は、アンプ２１および２６、ノイズブランカ２２、ＨＰＦ２３、ダウンサンプラ２４（図では「↓Ｄ」と表示）、デジタルＩＦフィルタ２５、ミキサ２７、ビート発信器２８、ＬＰＦ２９、ＡＦ信号処理部３０、アップサンプラ（図では「↑Ｕ」と表示）３１、ＬＰＦ３２、レベル判定部３３、利得補正部３４および検波部３５の各ブロックを含む。またＤＳＰ８にはＳメータ３６が外付けされている。
【００３５】
アンプ２１は、ＤＳＰ８に入力された目的信号Ｓｉの利得を調整するために用いられる。アンプ２１および図１のＩＦアンプ６の利得の調整は、レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号に基づいて行われる。以下、レベル判定部３３による利得制御について簡単に説明する。
【００３６】
図１の検波部１４から出力され、Ａ／Ｄコンバータ１６でデジタル信号に変換された、目的信号Ｓｉの強度を示す信号は、レベル判定部３３で振幅レベルが判定される。レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号は、Ｄ／Ａコンバータ１６を介して図１のＩＦアンプ６にフィードバックされ、ＩＦアンプ６の利得を調整して、出力信号が飽和するのを防止する（以降、この一連の動作を「外部ＡＧＣ」という）。
【００３７】
ＩＦアンプ６による外部ＡＧＣの結果、ＤＳＰ８には利得が抑制された目的信号Ｓｉが入力される。利得補正部３４は、レベル判定部３３から出力されたレベル判定信号に基づいて、抑制された目的信号Ｓｉの利得を元に戻すための補正信号を作成し、アンプ２１に供給する。
【００３８】
アンプ２１における利得の調整は、妨害信号によって外部ＡＧＣが働いているときに、抑圧された目的信号Ｓｉの利得を元に戻すことで、目的信号Ｓｉの劣化を防止する効果がある。
【００３９】
次に、ノイズブランカ２２は、図示しないノイズ検出部とブランク処理部とで構成され、外部ＡＧＣ用アンプ２１より出力された目的信号Ｓｉのノイズ成分を検出すると共に、ブランク処理（減衰処理）を行う。
【００４０】
ＨＰＦ２３は、次段のダウンサンプラ２４で行うダウンサンプリングの際に折り返し成分によって歪が生じないように、予め、目的信号Ｓｉから所定の周波数以下の成分を除去する。すなわち、ダウンサンプラ２４においてサンプリングレートが９６ｋＨｚから４８ｋＨｚに変換されるが、この際、２４ｋＨｚを中心に折り返し成分が生じる。ＨＰＦ２３は、ダウンサンプリングの際に２４ｋＨｚ以下の成分が重畳されないように、予めこの帯域の周波数成分を除去しておく。
【００４１】
ダウンサンプラ２４は、上述したようにサンプリングレートを９６ｋＨｚから４８ｋＨｚに下げるものである。ダウンサンプリングは、ＤＳＰ８の処理速度を下げて、デジタルＩＦフィルタ２５の演算を行う際の処理時間を確保するために行われる。
【００４２】
デジタルＩＦフィルタ２５は、混信を防止するため、高域遮断周波数および低域遮断周波数において利得が急激に低下する特性を備えたフィルタにより、目的信号Ｓｉから不要な周波数成分をカットする。デジタルＩＦフィルタ２５の機能については、後に図３（ａ）を参照して更に詳しく説明する。
【００４３】
アンプ２６はＡＧＣ用のアンプであり、スピーカ１１（図１参照）から再生される音声レベルを安定化させるために、ミキサ２７に入力される目的信号Ｓｉのレベルを調整する（以降、この動作を「内部ＡＧＣ」という）。
【００４４】
内部ＡＧＣの動作について簡単に説明する。検波部３５は、アンプ２６から出力された目的信号Ｓｉを検波して信号の強度を検出する。検波部３５から出力された信号は、アンプ２６にフィードバックされ、アンプ２６から出力される目的信号Ｓｉの利得を調整する。
【００４５】
ミキサ２７は、アンプ２６で利得が調整された目的信号Ｓｉを、ビート発信器２８から出力されるビート信号Ｓｂを用いて検波し、ＡＦ信号Ｓａを復調する。本実施の形態では、ビート発信器２８から１２ｋＨｚの周波数のビート信号Ｓｂを出力している。
【００４６】
ＬＰＦ２９は、ミキサ２７により復調されたＡＦ信号Ｓａのうち不要な成分である高域の周波数成分をカットして、低域の周波数成分だけを取り出す。本実施の形態では、ＬＰＦ２９の高域遮断周波数を４．９ｋＨｚに設定している。
【００４７】
ＡＦ信号処理部３０は、ＬＰＦ２９から出力されたＡＦ信号Ｓａに対して、音声を再生する際に必要となる各種の処理を施す。
【００４８】
アップサンプラ３１は、サンプリングレートを４８ｋＨｚから９６ｋＨｚに変換する。後段のＤ／Ａコンバータ９（図１参照）での処理はサンプリングレートが９６ｋＨｚで設計されているため、ここでサンプリングレートを当初の値である９６ｋＨｚに戻す。
【００４９】
ＬＰＦ３２は、滑らかな音声を再生するため、アップサンプラ３１から出力されたＡＦ信号Ｓａの高域成分をカットする。本実施の形態では、ＬＰＦ３２の高域遮断周波数を３．５ｋＨｚに設定している。
【００５０】
Ｓメータ３６は、アンプ２６から出力された目的信号Ｓｉが検波部３５で検波された値、すなわち目的信号Ｓｉの強度を表示するものである。
【００５１】
＜デジタルＩＦフィルタの機能と特性＞
次に、混信防止のため目的信号Ｓｉから不要な周波数成分を除去するデジタルＩＦフィルタ２５について説明する。最初に、図３を参照してデジタルＩＦフィルタ２５の機能を、従来の受信機のそれと比較して説明する。
【００５２】
図３（ａ）は、図２のデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性と目的信号の周波数成分との関係を示す概念図である。図において、斜線で示した部分は目的信号Ｓｉの周波数成分を示す。これに対し、ＦＲ１はデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。
【００５３】
図から明らかなように、ＦＲ１は、通過帯域の中心周波数ｆｃから離れるに従って利得がなだらかに低下し、かつ高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有している。
【００５４】
また図３（ａ）において、ＦＲ２（点線で表示）は中心周波数ｆｃを高域側にシフトさせた場合、ＦＲ３（一点鎖線で表示）は中心周波数ｆｃを低域側にシフトさせた場合のデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。
【００５５】
前述したように、ＳＳＢ通信方式では高周波信号に搬送波が含まれないため、ＡＦ信号の周波数成分によって中間周波信号である目的信号Ｓｉの周波数が変動する。これに対応するため、デジタルＩＦフィルタ２５は、周波数特性の形状を維持したまま、中心周波数ｆｃを高域側および低域側にシフトできるように設計されている。
【００５６】
比較のため、図３（ｂ）に、従来の受信機で用いたデジタルＩＦフィルタの周波数特性と目的信号Ｓｉの周波数成分との関係を示す。図３（ｂ）において、ＦＲ４、ＦＲ５およびＦＲ６は従来のデジタルＩＦフィルタの周波数特性を示す。ＦＲ４（実線で表示）は中心周波数ｆｃにずれがない場合、ＦＲ５（点線で表示）は中心周波数ｆｃを高域側にシフトさせた場合、ＦＲ６（一点鎖線で表示）は中心周波数ｆｃを低域側にシフトさせた場合の周波数特性である。
【００５７】
図３（ｂ）に示すように従来の受信機では、通過帯域においてフラットな周波数特性を有するデジタルＩＦフィルタを用いていた。このようなデジタルＩＦフィルタを用いた場合、デジタルＩＦフィルタの中心周波数Ｆｃと目的信号Ｓｉの中心周波数がずれても、Ｓメータ３６（図２参照）に表示される目的信号Ｓｉの強度はほとんど変化しない。従って、Ｓメータを用いてフィルタの中心周波数ｆｃを目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることは難しい。
【００５８】
これに対し、図３（ａ）に示すように本発明のデジタルＩＦフィルタ２５は、通過帯域の周波数特性が上方に丸くカーブしており、中心周波数ｆｃにおいて利得が最大の値を示している。従って、デジタルＩＦフィルタの中心周波数ｆｃを高域側もしくは低域側にシフトさせた場合、デジタルＩＦフィルタの中心周波数と目的信号Ｓｉの中心周波数が一致するところでＳメータが最大の強度を示し、それよりも上方もしくは下方にずれると、目的信号Ｓｉの強度は小さくなる。
【００５９】
前述したように、デジタルＩＦフィルタの中心周波数ｆｃと目的信号Ｓｉの中心周波数が一致した位置では、再生される音声の歪みが最小となる。従って、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃをシフトさせて、Ｓメータが示す目的信号Ｓｉの強度が最大となる位置で保持すれば、簡単に歪みのない音声を再生できる。上述した中心周波数の調整方法は、再生音を聞きながら行う従来の調整方法に比べ、Ｓメータの表示を見ながら短時間に行なえる利点がある。
【００６０】
次に、デジタルＩＦフィルタ２５の設計について説明する。図３（ａ）に示すような急峻な立ち下り特性を有し、かつ中心周波数をシフトできるフィルタを、抵抗やコンデンサで構成されたアナログのフィルタを用いて実現することは難しい。そこで本実施の形態では、ＤＳＰを用いたデジタルフィルタにより実現している。
【００６１】
更に、図３（ａ）に示すような通過帯域で上方にカーブし、高域および低域の遮断周波数で急峻な立ち下り特性を有する周波数特性のフィルタは、ＨＰＦとＬＰＦの組み合わせにより実現することが難しい。そこで本実施の形態では、ＨＰＦ、ＬＰＦおよび通過帯域が上方にカーブしたバンドパスフィルタ（以降、「ＢＰＦ」という）を組み合わせて実現している。
【００６２】
また図３（ａ）に示すように、デジタルＩＦフィルタ２５は、ＨＰＦの低域遮断周波数とＬＰＦの高域遮断周波数との中間の周波数が、ＢＰＦの中心周波数と略一致するように構成されている。更に、ＨＰＦの低域遮断周波数、ＬＰＦの高域遮断周波数およびＢＰＦの中心周波数は、連動して高域側または低域側にシフトするように設計されている。このように構成することにより、周波数特性の形状を維持したまま中心周波数ｆｃをシフトさせることが可能となる。
【００６３】
ＤＳＰを用いてデジタルフィルタを実現する方法については、一般によく知られているため詳細な説明は省略する。ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦの各フィルタは、それぞれのフィルタを実現するプログラムに基づいてＤＳＰ８の演算回路で演算を行うことにより実現される。
【００６４】
なお、ＨＰＦの低域遮断周波数、ＬＰＦの高域遮断周波数、およびＢＰＦの中心周波数は、制御部１２から送信される制御信号Ｓｃ１により設定される（図１参照）。制御部１２のＣＰＵは、入力部１３から入力されたデータに基づいてＲＯＭに記憶されたパラメータ（フィルタ係数）を読み出し、そのパラメータを制御信号Ｓｃ１に含めてＤＳＰ８に送信する。
【００６５】
図４に、ＨＰＦ、ＬＰＦおよびＢＰＦのそれぞれのデジタルフィルタを、ＤＳＰ８を用いて実現した時の周波数特性の一例を示す。図４（ａ）はＨＰＦ、図４（ｂ）はＬＰＦ、図４（ｃ）はＢＰＦのそれぞれの周波数特性を示す。
【００６６】
図４（ａ）〜（ｃ）において、横軸は中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚからのずれの周波数を示し、縦軸はフィルタの減衰量すなわち利得を示す。また図４（ａ）において、重複して表示された特性は、ＨＰＦの低域遮断周波数を２５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示したものである。同様に、図４（ｂ）は、ＬＰＦの高域遮断周波数を２５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示し、図４（ｃ）は、ＢＰＦの中心周波数を１２．５Ｈｚずつシフトさせたときの周波数特性を重ねて示したものである。
【００６７】
図５（ａ）、（ｂ）は、図４（ａ）〜（ｃ）に示す周波数特性のデジタルフィルタを組み合わせて作成したデジタルＩＦフィルタ２５の周波数特性を示す。図５（ａ）、（ｂ）において、図４と同様に、横軸は中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚからのずれの周波数を示し、縦軸はＢＰＦ２５の減衰量を示す。
【００６８】
図５（ａ）の周波数特性では、フィルタの中心周波数ｆｃは中間周波数（ＩＦ）である３６ｋＨｚから１．５ｋＨｚ高域側にずれた３７．５ｋＨｚに設定され、かつ低域遮断周波数が３６ｋＨｚ、高域遮断周波数が３９ｋＨｚに設定されている。これに対し図５（ｂ）の周波数特性では、図５（ａ）の周波数特性から中心周波数ｆｃが１．５ｋＨｚ低域側にシフトしている。
【００６９】
図５（ａ）、（ｂ）から明らかなように、中心周波数ｆｃがずれても、フィルタの周波数特性はほとんど変化せず、フィルタの利得は中心周波数ｆｃにおいて最大となっている。従って、デジタルＩＦフィルタ２５として、このような周波数特性を有するデジタルフィルタを用い、かつデジタルフィルタの中心周波数ｆｃをＳメータ３６（図２参照）の表示が最大となる位置で保持すれば、歪の少ない最適の音声を再生できる。
【００７０】
なお、本発明と目的は異なるが、本発明のデジタルＩＦフィルタと同様に、ＨＰＦ、ＬＰＦおよび通過帯域が上方にカーブしたＢＰＦを組み合わせてデジタルＩＦフィルタを構成した受信機を、本出願人は商品化している（機種名：ＩＣ−７８００）。
【００７１】
この受信機に採用されたデジタルＩＦフィルタは、アナログフィルタに近い受信音を実現させることを目的として周波数特性の肩を丸めたものであり、中心周波数が中間周波数と一致する場合には、図５（ａ）に示した周波数特性とほぼ同様の周波数特性を示す。
【００７２】
しかし、上述のデジタルＩＦフィルタは、ＢＰＦとして中心周波数が固定されたデジタルフィルタを用いている。図６にこのデジタルＩＦフィルタの周波数特性の一例を示すが、ＢＰＦの中心周波数が固定のため、中心周波数ｆｃが初期設定した周波数（３７．５ｋＨｚ）からシフトすると、これに対応して最大の利得を示す周波数が中心周波数ｆｃからずれる。
【００７３】
このようなデジタルＩＦフィルタを用いて中心周波数の調整を行うと、デジタルＩＦフィルタの中心周波数を目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることができないため、本発明のデジタルＩＦフィルタと同様の効果を発揮することはできない。
【００７４】
＜受信機の動作＞
次に、図１および図２を参照して、本実施の形態の受信機１の動作を説明する。最初に、使用者は、目的とするＡＦ信号を含む高周波信号Ｓｒを受信するため、バリコン等を用いて入力部１３に周波数のデータを入力する（図１参照）。制御部１２は、入力部１３に入力された周波数のデータを含む制御信号Ｓｃ２を局部発信器４に送信する。
【００７５】
制御信号Ｓｃ２に基づいて局部発信器４から指定された周波数の信号が出力され、ミキサ３において、アンテナ２で受信した高周波信号Ｓｒから、入力部１３で指定した周波数の信号が取り出され、中間周波信号（目的信号）Ｓｉに変換される。
【００７６】
ミキサ３から出力された目的信号Ｓｉは、ルーフィングフィルタ５で高域および低域の不要な周波数成分がカットされ、更にＩＦアンプ６で利得が調整された後、Ａ／Ｄコンバータ７において９６ｋＨｚのサンプリングレートでデジタル信号に変換される。
【００７７】
デジタル信号に変換された目的信号ＳｉはＤＳＰ８に入力される。ＤＳＰ８は、制御部１２からの制御信号Ｓｃ１に従い、目的信号Ｓｉに対して各種の処理を行う。
【００７８】
ＤＳＰ８に入力した目的信号Ｓｉは、アンプ２１で利得が調整され、ノイズブランカ２２で不要なノイズ成分が取り除かれ、更にＨＰＦ２３で２４ｋＨｚ以下の周波数成分がカットされた後、ダウンサンプラ２４でサンプリングレートが４８ｋＨｚに変更される（図２参照）。
【００７９】
ダウンサンプラ２４から出力された目的信号Ｓｉは、混信を防止するためデジタルＩＦフィルタ２５で不要な帯域の周波数成分がカットされる。このとき、使用者は、バリコン等により入力部１３から、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数をシフトさせる指示データを制御部１２に送信する。制御部１２は、入力部１３から転送されたデータに基づいてＤＳＰ８に制御信号Ｓｃ１を送信し、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数を高域側もしくは低域側にシフトさせる。
【００８０】
使用者は、入力部１３においてバリコン等を用いてデジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃをシフトさせると共に、Ｓメータ３６に表示される目的信号Ｓｉの強度を確認し、目的信号Ｓｉの強度が最大となる位置にフィルタの中心周波数ｆｃを保持する。
【００８１】
このようにして、デジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数ｆｃを目的信号Ｓｉの中心周波数と一致させることで、デジタルＩＦフィルタ２５から歪成分の少ない目的信号Ｓｉが取り出される。
【００８２】
デジタルＩＦフィルタ２５から出力された目的信号Ｓｉはアンプ２６で利得が調整された後、ミキサ２７においてビート発信器２８から出力されたビート信号Ｓｂによって検波され、ＡＦ信号Ｓａが復調される。
【００８３】
ミキサ２７から出力されたＡＦ信号Ｓａは、ＬＰＦ２９で不要な高域の周波数成分がカットされ、またＡＦ信号処理部３０で必要な信号処理が行われた後、アップサンプラ３１でサンプリングレートが４８ｋＨｚから９６ｋＨｚに戻され、更にＬＰＦ３２で高域の周波数成分がカットされ、なめらかな波形のＡＦ信号Ｓａに変換される。
【００８４】
このようにしてＤＳＰ８で各種処理が施されたＡＦ信号Ｓａは、図１のＤ／Ａコンバータ９でアナログ信号に変換され、ＡＦアンプ１０で増幅された後、スピーカ１１から音声として再生される。
【００８５】
以上説明したように、本発明によれば、Ｓメータ３６に表示された目的信号Ｓｉの強度を確認しながらデジタルＩＦフィルタ２５の中心周波数をシフトさせ、Ｓメータ３６の強度が最大となる位置で保持することにより、歪みのない高音質の音声を再生できる。しかも、再生音を聞きながら中心周波数の調整を行う従来の方法に比べ、短時間に調整を終えることができる。
【００８６】
なお、上述した本実施の形態では、デジタルＩＦフィルタ２５、ミキサ２７およびＡＦ信号処理部３０をＤＳＰ８により実現した。しかし、必ずしもＤＳＰを用いる必要はなく、高速演算が可能であれば、マイクロコンピュータやマイクロプロセッサを用いて実現してもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、業務用、民生用等の用途の如何にかかわらず、ＳＳＢ通信方式を採用した受信機に広く適用できるものである。
【符号の説明】
【００８８】
１ 受信機
２ アンテナ
３、２７ ミキサ
４ 局部発振器
５ ルーフングフィルタ
６ ＩＦアンプ
７、１５ Ａ／Ｄコンバータ
８ ＤＳＰ
９、１６ Ｄ／Ａコンバータ
１０ ＡＦアンプ
１１ スピーカ
１２ 制御部
１３ 入力部
１４、３５ 検波部
２１、２６ アンプ
２２ ノイズブランカ
２３ ＨＰＦ
２４ ダウンサンプラ
２５ デジタルＩＦフィルタ
２８ ビート発振器
２９、３２ ＬＰＦ
３０ ＡＦ信号処理部
３１ アップサンプラ
３３ レベル判定部
３４ 利得補正部
３６ Ｓメータ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した高周波信号から単側波帯変調された音声周波信号を取り出して音声を再生する受信機であって、
前記高周波信号を中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号のうち所定の帯域の周波数成分を通過させるデジタルＩＦフィルタと、
前記デジタルＩＦフィルタを通過した前記中間周波信号から音声周波信号を復調する第２のミキサと、
前記第２のミキサから出力された音声周波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、を備え、
前記デジタルＩＦフィルタは、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能である、ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記デジタルＩＦフィルタは、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを組み合わせて構成され、
また前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数と前記ローパスフィルタの高域遮断周波数との中間の周波数が、前記バンドパスフィルタの中心周波数と略一致する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数、前記ローパスフィルタの高域遮断周波数および前記バンドパスフィルタの中心周波数は、連動してシフトするように構成されている、ことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記前記デジタルＩＦフィルタは、プログラムに基づいてデジタルシグナルプロセッサで演算が実行されることにより実現される、ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の受信機。
【請求項５】
音声周波信号が単側波帯変調された高周波信号を中間周波信号に変換した後、この中間周波信号から所定の帯域の周波数成分を抽出するチューニング方法であって、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するステップと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号からデジタルＩＦフィルタを用いて所定の帯域の周波数成分を抽出するステップと、を含み、
前記デジタルＩＦフィルタとして、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なフィルタを用いる、ことを特徴とするチューニング方法。
【請求項１】
受信した高周波信号から単側波帯変調された音声周波信号を取り出して音声を再生する受信機であって、
前記高周波信号を中間周波信号に変換する第１のミキサと、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号のうち所定の帯域の周波数成分を通過させるデジタルＩＦフィルタと、
前記デジタルＩＦフィルタを通過した前記中間周波信号から音声周波信号を復調する第２のミキサと、
前記第２のミキサから出力された音声周波信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータと、を備え、
前記デジタルＩＦフィルタは、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能である、ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記デジタルＩＦフィルタは、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタを組み合わせて構成され、
また前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数と前記ローパスフィルタの高域遮断周波数との中間の周波数が、前記バンドパスフィルタの中心周波数と略一致する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記ハイパスフィルタの低域遮断周波数、前記ローパスフィルタの高域遮断周波数および前記バンドパスフィルタの中心周波数は、連動してシフトするように構成されている、ことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項４】
前記前記デジタルＩＦフィルタは、プログラムに基づいてデジタルシグナルプロセッサで演算が実行されることにより実現される、ことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の受信機。
【請求項５】
音声周波信号が単側波帯変調された高周波信号を中間周波信号に変換した後、この中間周波信号から所定の帯域の周波数成分を抽出するチューニング方法であって、
前記中間周波信号をデジタル信号に変換するステップと、
デジタル信号に変換された前記中間周波信号からデジタルＩＦフィルタを用いて所定の帯域の周波数成分を抽出するステップと、を含み、
前記デジタルＩＦフィルタとして、通過帯域の中心周波数から離れるに従って利得がなだらかに低下し、高域および低域の遮断周波数において利得が急激に低下する周波数特性を有し、かつ前記周波数特性の形状を維持したまま中心周波数を変更可能なフィルタを用いる、ことを特徴とするチューニング方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１１−６１５０２（Ｐ２０１１−６１５０２Ａ）
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００９−２０９０５８（Ｐ２００９−２０９０５８）
【出願日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年３月２４日（２０１１．３．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２１年９月１０日（２００９．９．１０）
【出願人】（０００１００７４６）アイコム株式会社 (273)
【Ｆターム（参考）】
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