圧電トランス制御回路
【課題】
ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを防止する圧電トランス制御回路を提供する。
【解決手段】
制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段とを備える。
ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを防止する圧電トランス制御回路を提供する。
【解決手段】
制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段とを備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電トランス制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、持ち運びの容易なノート型パーソナルコンピュータ等には、その表示装置として液晶表示器が広く用いられている。この液晶表示装置の内部には、液晶表示パネルを背照すべく、所謂バックライトとして冷陰極管が備えられており、その冷陰極管を点灯させる昇圧インバータには、昇圧用トランスとして、圧電トランスが普及しつつある。
【０００３】
圧電トランスは、出力負荷（負荷抵抗）の大きさによって昇圧比が大きく変化するという一般には好ましくない特性を有しているが、一方でこの負荷抵抗への依存性が冷陰極管のインバータ電源の特性に適しており、液晶表示器の薄型化、高効率化の要求に応える小型高電圧電源として注目されている。
【０００４】
このような圧電トランスの制御回路の一例が提案されている（特許文献１又は特許文献２を参照。）。この回路では、パルス発振回路から出力されるパルス発振信号により圧電トランスが間欠的に駆動されることで、圧電トランスの出力電圧が間欠的に出力され、パルス発振信号のデューティー比を変えることで、停止（消灯）期間と動作（点灯）期間の割合が変化し冷陰極管の明るさを変えることができる。所謂、ＰＷＭ調光である。
【０００５】
図７は、そのようなＰＷＭ調光を行う圧電トランス制御回路の構成を示す図である。７０１は圧電トランスである。７０２は圧電トランス７０１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷である。７０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒｄｅｔである。７０４は、検出用抵抗７０３により検出される検出電圧を整流するための整流回路である。７０５は、整流回路７０４から出力される管電流検出電圧（Ｖｄｅｔ）と、参照電圧Ｖｒｅｆ１との比較結果である差を増幅して出力する誤差アンプである。
【０００６】
７０８は、誤差アンプ７０５からの出力をサンプリングしてコンデンサに蓄積する、サンプルホールド回路である。サンプルホールド回路は、スイッチ７０８ａ、コンデンサ７０８ｂ及びバッファ７０８ｃから構成され、スイッチ７０８ａには、パルス発振回路７０９からスイッチ７０８ａのオン／オフを制御する切替信号としてパルス発振信号Ｖｐが与えられる。バッファからの出力は、電圧制御発振回路７０６の制御電圧Ｖｃｔｒとして出力される。
【０００７】
７０６は、制御電圧Ｖｃｔｒに応じた発振周波数を有する発振信号を出力する電圧制御発振回路である。７０７は電圧制御発振回路７０６の発振信号に応じて圧電トランス７０１を駆動する駆動回路である。７０９は、圧電トランス７０１が間欠的に駆動されるように、駆動回路７０７に対し停止期間と動作期間の割合に対応した所定のデューティー比を有するパルス発振信号を与えるパルス発振回路である。
【０００８】
このような圧電トランスの制御回路において、パルス発振回路７０９から出力されるパルス発振信号Ｖｐ、駆動回路７０７から圧電トランス７０１に与えられる駆動電圧、及び負荷である冷陰極管７０２を流れる管電流の関係は図８に示すようになる。
【０００９】
図８において、パルス発振信号がＨＩＧＨの期間では、圧電トランス７０１が駆動されて冷陰極管７０２が点灯し、ＬＯＷの期間では、圧電トランス７０１は駆動されずに冷陰極管７０２が消灯している。ここで、管電流の状態をみると、パルス発振信号ＶｐがＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる際に、規定値よりも大きな電流が流れていることが分かる。
【００１０】
このような現象は、一般にオーバーシュートと呼ばれ、消灯期間から点灯期間に変わる際に、冷陰極管に電圧が印加されてもすぐには電流が流れないために生ずるものである。このようなオーバーシュートが生ずると、冷陰極管の寿命に影響したり、冷陰極管に輝度むらが発生することがある。
【特許文献１】特開平１０−２２３３８８号公報
【特許文献２】特許２８４５２０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このように、従来の圧電トランスの制御回路では、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを効果的に軽減するように、冷陰極管の寿命や輝度むらを考慮した圧電トランスの動作制御は行われていなかった。
【００１２】
そこで、本発明は、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを防止する圧電トランス制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するための本発明は、制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段とを備える。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを軽減して、オーバーシュートによる冷陰極管の寿命への影響を軽減し、輝度むらの発生を抑えることが可能な圧電トランス制御回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付する図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１６】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路のブロック構成図である。
【００１７】
図１において、１０１は圧電トランスである。１０２は圧電トランス１０１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷である。１０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒｄｅｔである。１０４は、検出用抵抗１０３により検出される検出電圧を整流するための整流回路である。１０５は、整流回路１０４から出力される管電流検出電圧（Ｖｄｅｔ）と、参照電圧Ｖｒｅｆ１との比較結果である差を増幅して出力する誤差アンプである。
【００１８】
１０８は、誤差アンプ１０５からの出力をサンプリングしてコンデンサに蓄積する、サンプルホールド回路である。サンプルホールド回路は、スイッチ１０８ａ、コンデンサ１０８ｂ及びバッファ１０８ｃから構成され、スイッチ１０８ａには、パルス発振回路１０９からスイッチのオン／オフを制御する切替信号としてパルス発振信号Ｖｐが与えられる。バッファからは、電圧Ｖｃｔｒ１が誤差アンプ１１へ出力される。
【００１９】
１０６は、制御電圧Ｖｃｔｒ２に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する電圧制御発振回路である。１０７は電圧制御発振回路１０６の発振信号に応じて圧電トランス１０１を駆動する駆動回路である。１０９は、圧電トランス１０１が間欠的に駆動されるように、駆動回路１０７に対し停止期間と動作期間の割合に対応した所定のデューティー比を有する発振信号を与えるパルス発振回路である。
【００２０】
１１０は波形整形回路であり、パルス発振回路１０９から入力されるパルス発振信号の反転信号Ｖｐ’を整形して加算回路１１１へ整形波形Ｖｆを出力する。波形整形回路は例えばコンデンサで構成することができるが、出力信号につきＨＩＧＨからＬＯＷへの立ち下がりの際に、立ち下がり時間を遅延させるための構成を有するものであれば、この構成に限定されるものではない。
【００２１】
１１１は、減算回路であり、サンプルホールド回路１０８からの出力Ｖｃｔｒ１とＶｆとの差分を電圧制御発振回路の制御電圧Ｖｃｔｒ２として出力する。
【００２２】
上記の構成を備える圧電トランス制御回路の動作について図２及び図３を参照して説明する。図２は、本実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作時の、パルス発振回路１０９から出力されるパルス発振信号（Ｖｐ）２０１、駆動回路１０７から圧電トランスに供給される駆動電圧２０２、波形整形回路１１０から減算回路１１１への出力信号２０３、電圧制御発振回路１０６の入力電圧２０４、発振周波数２０５、管電流の状態２０６をそれぞれ示す図である。
【００２３】
図３は、電圧制御発振回路１０６から出力される発振信号の発振周波数foscと、圧電トランス１０１の昇圧比Ｂｒとの関係を示した図である。
【００２４】
図１に示す制御回路は、駆動される以前の初期状態において、サンプルホールド回路１０８内のコンデンサ１０８ｂが０Ｖにリセットされている。ここで制御回路の駆動が開始されると、パルス発振回路１０９からのパルス発振信号ＶｐがＨＩＧＨになると、スイッチ１０８ａがオンとなり、誤差アンプ１０５とコンデンサ１０８ｂが接続される。
【００２５】
駆動開始当初は、負荷１０２に流れる電流が小さいために、整流回路１０４から出力される管電流検出電圧Ｖｄｅｔは参照電圧Ｖｒｅｆ１より小さいままであるので、誤差アンプ１０５からは正の電圧が出力され、コンデンサ１０８ｂが充電される。コンデンサ１０８ｂに充電された電圧は、バッファ１０８ｃを介して減算回路１１１へ出力され、波形整形回路１１０からの出力（Ｖｆ）分が減算されて、電圧制御発振回路の制御電圧Ｖｃｔｒ２が生成される。
【００２６】
冷陰極管の点灯時、すなわちパルス発振信号ＶｐがＨＩＧＨの間は、波形整形回路１１０からの出力は基本的にほぼ零であるから、減算回路１１１からはＶｃｔｒ１がそのまま出力される。点灯開始時はＶｃｔｒ１＝Ｖｃｔｒ２が小さいために、電圧制御発振回路から駆動回路１０７へ出力される発振信号の発振周波数は高い状態にあり、Ｖｃｔｒ２が下がるに従って、発振周波数が低域側にシフトしていく。
【００２７】
図３の場合、圧電トランス１０１の駆動開始当初は、発振周波数は初期周波数のｆａにあり、発振周波数が徐々に低域側へシフトしていくと共に、圧電トランスの昇圧率Ｂｒが上昇していく。
【００２８】
図１において、誤差アンプ１０５からの正の出力電圧によりコンデンサ１０８ｂの充電が行われ、Ｖｃｔｒ１の電圧値が上昇するにつれて、電圧制御発振回路１０６からの発振信号の周波数が低くなり、管電流検出電圧Ｖｄｅｔが参照電圧Ｖｒｅｆ１と一致する状態まで発振周波数が低域側にシフトすると、誤差増幅アンプ１０５からの出力がほぼ零の状態となり、コンデンサ１０８ｂの充電電圧がほぼ一定に保たれることとなる。これにより、電圧制御発振回路１０６からの発振信号は低域側にシフトされた発振周波数において維持される。このときの発振周波数は、共振周波数よりもやや高周波よりで適切な効率が得られる周波数（ｆｂ）となっている。本明細書においては、このような駆動状態を「通常」の状態と呼ぶことにし、例えば、通常の発振周波数、といった場合は、この状態における発振周波数を意味する。
【００２９】
以上が、本発明における圧電トランス制御回路における基本的な動作であり、次に、本発明における、オーバーシュートを軽減するための動作制御について説明する。
【００３０】
波形整形回路１１０には、パルス発振回路からパルス発振信号Ｖｐの反転信号Ｖｐ’が入力される。なお、波形整形回路１１０にインバータを追加してパルス発振信号Ｖｐを反転しても良い。入力された信号は、図２の２０３に示すようにＨＩＧＨからＬＯＷへの立ち下がりに遅延を有する信号に整形されて出力される。出力信号Ｖｆは減算回路１１１へ入力されて、サンプルホールド回路１０８から入力されたＶｃｔｒ１から減算される。
【００３１】
ここで、管電流検出電圧Ｖｄｅｔが参照電圧Ｖｒｅｆ１とほぼ一致し、Ｖｃｔｒ１がほぼ一定の電圧が得られる状態になっていると仮定すると、Ｖｃｔｒ１は、ほぼ一定の状態で維持されることとなる。従って、出力信号Ｖｆのような信号を減じた場合、パルス発振信号２０１がＬＯＷ、即ち消灯時は、減算結果である制御電圧Ｖｃｔｒ２がＶｃｔｒ１よりも小さくなる。この状態においては、電圧制御発振回路１０６からの発振信号の周波数は高域側にシフトして、例えば図３に示す場合ではｆｃまで遷移する。
【００３２】
そして、点灯時にパルス発振信号がＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる際には、所定の遅延が生じて出力信号Ｖｆ（２０３）は直ちにＨＩＧＨからＬＯＷへ切り替わらないために、Ｖｃｔｒ２の電圧レベルがＶｃｔｒ１の電圧レベルに復帰するまでに同様の遅延時間を要することとなる。
【００３３】
これにより、消灯から点灯への切替のタイミングにおいて、電圧制御発振回路１０６から出力される発振信号の周波数は依然として消灯時の高いまま（ｆｃ）で維持されながら、徐々に通常の点灯時の周波数（ｆｂ）に移行していくこととなる（図２の発振周波数２０５）。よって、点灯タイミングにおける昇圧比は通常（Ｂｒｂ）よりも低く抑えられ（Ｂｒｃ）、圧電トランスに印加される電圧も通常時よりも低くなるので、冷陰極管１０２に電流が流ない状態において印加される電圧を低くして、電圧が流れる状態になった場合でも過電流が流れにくくなる。
【００３４】
したがって、図２の２０６に管電流の状態の一例を示すように、消灯から点灯に切り替わったタイミングにおいて管電流が流れにくい状態は図８と同様であるが、通常に流れる状態になっても過電流が流れることなくオーバーシュートを防ぐことができる。
【００３５】
また、冷陰極管１０２が正常に動作する状態に移行する時点においては、電圧制御発振回路１０６への入力電圧Ｖｃｔｒ２はＶｃｔｒ１に一致する電圧レベルへ復帰しているので、通常の動作を行うことが可能となり点灯時における輝度が損なわれることはない。
【００３６】
このように、本実施形態に対応する本発明によれば、波形整形回路から電圧制御発振回路を整形するための信号を出力して、消灯時は電圧制御発振回路１０６の制御電圧Ｖｃｔｒ２を低いレベルとして発振周波数の高域側にシフトさせておき、消灯から点灯への切替のタイミングにおいては、制御電圧Ｖｃｔｒ２が徐々に通常のレベル（Ｖｃｔｒ１に一致するレベル）に復帰するようにして、発振周波数が高域側から低域側に徐々にシフトされるようにし、圧電トランスの駆動開始後、冷陰極管が正常に動作するまでの期間において、過大な電圧の冷陰極管への印加を防止できる。これにより、オーバーシュートを軽減、あるいは防止することができる。
【００３７】
［第２の実施形態］
第１の実施形態では、電圧制御発振回路１０６に入力される制御電圧を整形することにより、発振信号の発振周波数を制御したが、本実施形態では、制御電圧には手を加えることなく、電圧制御発振回路１０６における発振周波数を決定する回路構成を変更することにより、発振周波数を制御してオーバーシュートを軽減・防止するものである。
【００３８】
図４は、本実施形態に対応する圧電トランスの制御回路の構成を示すブロック図である。ここで、１０１から１０９までの構成は図１と同様であるので説明を省略する。
【００３９】
図４において、４０１は波形整形回路であり、図４に示すように例えばコンデンサＣ１、トランジスタＴ１、及びインバータで構成される。波形整形回路４０１の出力側には、電圧制御発振回路１０６に対して抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続され、さらにＲ１及びＲ２と並列にコンデンサＣ２が接続されている。
【００４０】
電圧制御発振回路１０６では、まず三角波（又は鋸波）を生成し、この三角波から矩形波を生成して発振信号として出力している。ここで、最初に生成される三角波は合成抵抗値Ｒ（Ｒ１とＲ２の合成抵抗）で設定される電流がＣ２に充放電されることで生成される。また、電圧制御発振回路１０６の制御電圧Ｖｃｔｒによっても充放電電流は変化する。
【００４１】
本実施形態では、充電電流が小さくなって発振周波数は低くなる一方、充電電流が大きくなると発振周波数が高くなる。充電電流の変化は、例えば、制御電圧Ｖｃｔｒの大きさによって制御でき、制御電圧Ｖｃｔｒが大きくなると、充電電流は小さくなり、制御電圧Ｖｃｔｒが小さくなると充電電流は大きくなる。また、充電電流の大きさは制御電圧Ｖｃｔｒが一定の場合には、充放電の電流量を決める素子として作用する合成抵抗値Ｒの大きさを変化させることで制御できる。
【００４２】
図４において、波形整形回路４０１のトランジスタがＯＮの時、Ｒ１がＲ２と同様に接地している状態が形成され、合成抵抗値Ｒは、Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。一方、トランジスタがＯＮからＯＦＦに切り替わると、波形整形回路４０１内のコンデンサＣ１により、Ｒ１が接地された状態から徐々に浮いた状態に推移していく。そして、定常状態に移行してＲ１が完全に浮いた状態では、Ｒ＝Ｒ２となる。
【００４３】
ここで、Ｒ２とＲ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）との間には、Ｒ２＞Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の関係が成立するので、トランジスタがＯＮの場合には、電流量が相対的に大きくなり、その結果として発振周波数が高くなる。一方、トランジスタがＯＦＦの場合には、電流量が相対的に小さくなり、その結果として発振周波数が低くなる。
【００４４】
トランジスタのＯＮ及びＯＦＦは、パルス発振回路１０９からの入力信号Ｖｐにより制御される。波形整形回路４０１はインバータを有しており、パルス発振回路１０９から入力されるパルス発振信号Ｖｐを反転してトランジスタＴｒに与えるので、冷陰極管の消灯期間においては、トランジスタＴｒがＯＮされ、同点灯期間においてＯＦＦされることとなる。
【００４５】
このように、制御電圧Ｖｃｔｒが一定の場合であっても、波形整形回路を利用することにより、電圧制御発振回路１０６における発振信号の周波数範囲を高域側にシフトさせたり、元に戻したりすることが可能となる。この様子を図５に示す。図５において、５０１はトランジスタがＯＦＦの状態において合成抵抗値Ｒ＝Ｒ２の場合の制御電圧Ｖｃｔｒと発振周波数foscとの関係を示している。５０２は、トランジスタがＯＮの状態において合成抵抗値Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の場合の制御電圧Ｖｃｔｒと発振周波数foscとの関係を示している。圧電トランスが通常に駆動される場合の制御電圧ＶｃｔｒをＶａとすると、制御電圧Ｖａにおいて、５０２の方が５０１よりも高周波であることが分かる。
【００４６】
なお、高周波側から通常の低周波側へ推移するのにかかる時間は、Ｒ１とＣ１の時定数によって決定される。
【００４７】
図６は、本実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作時の、パルス発振回路１０９から出力されるパルス発振信号６０１、駆動回路１０７から圧電トランスに供給される駆動電圧６０２、波形整形回路４０１からの出力信号６０３、発振周波数５０４、管電流の状態６０５をそれぞれ示す図である。
【００４８】
図６に示すように、パルス発振信号ＶｐがＬＯＷの期間である消灯時には、波形形成回路４０１からの出力Ｖｆは、Ｒ１が接地されるので合成抵抗値Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となって、発振周波数が高域側にシフトしている（６０４）。この状態で、パルス発振信号がＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替わると、トランジスタＴｒがＯＦＦされＲ１の接地状態が解除されて、コンデンサＣ１への充電が開始され波形整形回路４０１からの出力Ｖｆが徐々に上昇する。これにより、電圧制御発振回路１０６におけるコンデンサＣ２の充電電流が徐々に小さくなっていき、発振周波数が通常のレベルに徐々に復帰していく。
【００４９】
よって、点灯タイミングにおける昇圧比は、図３に示した通常（Ｂｒｂ）よりも低く抑えられ（Ｂｒｃ）、圧電トランスに印加される電圧も通常時よりも低くなるので、冷陰極管１０２に電流が流ない状態において印加される電圧を低くして、電圧が流れる状態になった場合でも過電流が流れにくくなる。
【００５０】
コンデンサＣ１が完全に充電され、定常状態に移行すると、合成抵抗値Ｒ＝Ｒ２となってコンデンサＣ２の充電電流は一定に維持され、その時点において発振周波数は圧電トランス１０１の通常の駆動状態に対応する周波数に復帰しているので、正常な点灯動作が行われることとなる。
【００５１】
このように、本実施形態に対応する本発明では、冷陰極管１０２の消灯期間では、電圧制御発振回路１０６における発振信号の周波数範囲が通常の周波数範囲より高域側にシフトされ、圧電トランス１０１の駆動が再開されて、点灯期間に移行する場合には、発振信号の周波数範囲が通常の周波数範囲へ復帰することができる。これにより、制御電圧Ｖｃｔｒが不変のままでも、発振信号の発振周波数を消灯期間は高周波側へシフトし、点灯時に通常の発振周波数へ復帰させることが可能となる。
【００５２】
従って、圧電トランス１０１の駆動開始後、冷陰極管が正常に動作するまでの期間において、過大な電圧の冷陰極管への印加を防止できる。これにより、オーバーシュートを軽減、或いは防止することができる。
【００５３】
［その他の実施形態］
なお、上記の実施形態の圧電トランス制御回路では、電圧制御発振回路１０６から出力する発振信号の発振周波数を、負荷１０２に流れる電流値に基づく管電流検出電圧が、参照電圧に一致するように制御することにより調整していた。
【００５４】
本発明におけるオーバーシュート防止の技術は、このような圧電トランス制御回路のみに適用されるものではなく、他の制御回路、例えば、圧電トランスの入力電圧と出力電圧又は出力電流との位相差が所定値になるように周波数を制御する回路構成においても適用可能である。
【００５５】
また、上記の実施形態に対応する圧電トランス制御回路は、制御電圧Ｖｃｔｒが増加するに従って、電圧制御発振回路から出力される発振信号の発振周波数が低域側にシフトするように構成されていた。しかしながら、本発明における圧電トランスのオーバーシュート防止の技術は、このような圧電トランス制御回路に限定されることなく、制御電圧が増加するに従って、当該発振周波数が高域側にシフトするように構成された回路についても同様に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランスの動作状態を説明するための図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に対応する電圧制御発振回路１０６の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【図７】従来の圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図８】従来の圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【技術分野】
【０００１】
本発明は、圧電トランス制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、持ち運びの容易なノート型パーソナルコンピュータ等には、その表示装置として液晶表示器が広く用いられている。この液晶表示装置の内部には、液晶表示パネルを背照すべく、所謂バックライトとして冷陰極管が備えられており、その冷陰極管を点灯させる昇圧インバータには、昇圧用トランスとして、圧電トランスが普及しつつある。
【０００３】
圧電トランスは、出力負荷（負荷抵抗）の大きさによって昇圧比が大きく変化するという一般には好ましくない特性を有しているが、一方でこの負荷抵抗への依存性が冷陰極管のインバータ電源の特性に適しており、液晶表示器の薄型化、高効率化の要求に応える小型高電圧電源として注目されている。
【０００４】
このような圧電トランスの制御回路の一例が提案されている（特許文献１又は特許文献２を参照。）。この回路では、パルス発振回路から出力されるパルス発振信号により圧電トランスが間欠的に駆動されることで、圧電トランスの出力電圧が間欠的に出力され、パルス発振信号のデューティー比を変えることで、停止（消灯）期間と動作（点灯）期間の割合が変化し冷陰極管の明るさを変えることができる。所謂、ＰＷＭ調光である。
【０００５】
図７は、そのようなＰＷＭ調光を行う圧電トランス制御回路の構成を示す図である。７０１は圧電トランスである。７０２は圧電トランス７０１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷である。７０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒｄｅｔである。７０４は、検出用抵抗７０３により検出される検出電圧を整流するための整流回路である。７０５は、整流回路７０４から出力される管電流検出電圧（Ｖｄｅｔ）と、参照電圧Ｖｒｅｆ１との比較結果である差を増幅して出力する誤差アンプである。
【０００６】
７０８は、誤差アンプ７０５からの出力をサンプリングしてコンデンサに蓄積する、サンプルホールド回路である。サンプルホールド回路は、スイッチ７０８ａ、コンデンサ７０８ｂ及びバッファ７０８ｃから構成され、スイッチ７０８ａには、パルス発振回路７０９からスイッチ７０８ａのオン／オフを制御する切替信号としてパルス発振信号Ｖｐが与えられる。バッファからの出力は、電圧制御発振回路７０６の制御電圧Ｖｃｔｒとして出力される。
【０００７】
７０６は、制御電圧Ｖｃｔｒに応じた発振周波数を有する発振信号を出力する電圧制御発振回路である。７０７は電圧制御発振回路７０６の発振信号に応じて圧電トランス７０１を駆動する駆動回路である。７０９は、圧電トランス７０１が間欠的に駆動されるように、駆動回路７０７に対し停止期間と動作期間の割合に対応した所定のデューティー比を有するパルス発振信号を与えるパルス発振回路である。
【０００８】
このような圧電トランスの制御回路において、パルス発振回路７０９から出力されるパルス発振信号Ｖｐ、駆動回路７０７から圧電トランス７０１に与えられる駆動電圧、及び負荷である冷陰極管７０２を流れる管電流の関係は図８に示すようになる。
【０００９】
図８において、パルス発振信号がＨＩＧＨの期間では、圧電トランス７０１が駆動されて冷陰極管７０２が点灯し、ＬＯＷの期間では、圧電トランス７０１は駆動されずに冷陰極管７０２が消灯している。ここで、管電流の状態をみると、パルス発振信号ＶｐがＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる際に、規定値よりも大きな電流が流れていることが分かる。
【００１０】
このような現象は、一般にオーバーシュートと呼ばれ、消灯期間から点灯期間に変わる際に、冷陰極管に電圧が印加されてもすぐには電流が流れないために生ずるものである。このようなオーバーシュートが生ずると、冷陰極管の寿命に影響したり、冷陰極管に輝度むらが発生することがある。
【特許文献１】特開平１０−２２３３８８号公報
【特許文献２】特許２８４５２０９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
このように、従来の圧電トランスの制御回路では、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを効果的に軽減するように、冷陰極管の寿命や輝度むらを考慮した圧電トランスの動作制御は行われていなかった。
【００１２】
そこで、本発明は、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを防止する圧電トランス制御回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記課題を解決するための本発明は、制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段とを備える。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、ＰＷＭ調光時におけるオーバーシュートを軽減して、オーバーシュートによる冷陰極管の寿命への影響を軽減し、輝度むらの発生を抑えることが可能な圧電トランス制御回路を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付する図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
【００１６】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路のブロック構成図である。
【００１７】
図１において、１０１は圧電トランスである。１０２は圧電トランス１０１の出力側に接続された冷陰極管等の負荷である。１０３は負荷に流れる電流を検出するための検出用抵抗Ｒｄｅｔである。１０４は、検出用抵抗１０３により検出される検出電圧を整流するための整流回路である。１０５は、整流回路１０４から出力される管電流検出電圧（Ｖｄｅｔ）と、参照電圧Ｖｒｅｆ１との比較結果である差を増幅して出力する誤差アンプである。
【００１８】
１０８は、誤差アンプ１０５からの出力をサンプリングしてコンデンサに蓄積する、サンプルホールド回路である。サンプルホールド回路は、スイッチ１０８ａ、コンデンサ１０８ｂ及びバッファ１０８ｃから構成され、スイッチ１０８ａには、パルス発振回路１０９からスイッチのオン／オフを制御する切替信号としてパルス発振信号Ｖｐが与えられる。バッファからは、電圧Ｖｃｔｒ１が誤差アンプ１１へ出力される。
【００１９】
１０６は、制御電圧Ｖｃｔｒ２に応じた発振周波数を有する発振信号を出力する電圧制御発振回路である。１０７は電圧制御発振回路１０６の発振信号に応じて圧電トランス１０１を駆動する駆動回路である。１０９は、圧電トランス１０１が間欠的に駆動されるように、駆動回路１０７に対し停止期間と動作期間の割合に対応した所定のデューティー比を有する発振信号を与えるパルス発振回路である。
【００２０】
１１０は波形整形回路であり、パルス発振回路１０９から入力されるパルス発振信号の反転信号Ｖｐ’を整形して加算回路１１１へ整形波形Ｖｆを出力する。波形整形回路は例えばコンデンサで構成することができるが、出力信号につきＨＩＧＨからＬＯＷへの立ち下がりの際に、立ち下がり時間を遅延させるための構成を有するものであれば、この構成に限定されるものではない。
【００２１】
１１１は、減算回路であり、サンプルホールド回路１０８からの出力Ｖｃｔｒ１とＶｆとの差分を電圧制御発振回路の制御電圧Ｖｃｔｒ２として出力する。
【００２２】
上記の構成を備える圧電トランス制御回路の動作について図２及び図３を参照して説明する。図２は、本実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作時の、パルス発振回路１０９から出力されるパルス発振信号（Ｖｐ）２０１、駆動回路１０７から圧電トランスに供給される駆動電圧２０２、波形整形回路１１０から減算回路１１１への出力信号２０３、電圧制御発振回路１０６の入力電圧２０４、発振周波数２０５、管電流の状態２０６をそれぞれ示す図である。
【００２３】
図３は、電圧制御発振回路１０６から出力される発振信号の発振周波数foscと、圧電トランス１０１の昇圧比Ｂｒとの関係を示した図である。
【００２４】
図１に示す制御回路は、駆動される以前の初期状態において、サンプルホールド回路１０８内のコンデンサ１０８ｂが０Ｖにリセットされている。ここで制御回路の駆動が開始されると、パルス発振回路１０９からのパルス発振信号ＶｐがＨＩＧＨになると、スイッチ１０８ａがオンとなり、誤差アンプ１０５とコンデンサ１０８ｂが接続される。
【００２５】
駆動開始当初は、負荷１０２に流れる電流が小さいために、整流回路１０４から出力される管電流検出電圧Ｖｄｅｔは参照電圧Ｖｒｅｆ１より小さいままであるので、誤差アンプ１０５からは正の電圧が出力され、コンデンサ１０８ｂが充電される。コンデンサ１０８ｂに充電された電圧は、バッファ１０８ｃを介して減算回路１１１へ出力され、波形整形回路１１０からの出力（Ｖｆ）分が減算されて、電圧制御発振回路の制御電圧Ｖｃｔｒ２が生成される。
【００２６】
冷陰極管の点灯時、すなわちパルス発振信号ＶｐがＨＩＧＨの間は、波形整形回路１１０からの出力は基本的にほぼ零であるから、減算回路１１１からはＶｃｔｒ１がそのまま出力される。点灯開始時はＶｃｔｒ１＝Ｖｃｔｒ２が小さいために、電圧制御発振回路から駆動回路１０７へ出力される発振信号の発振周波数は高い状態にあり、Ｖｃｔｒ２が下がるに従って、発振周波数が低域側にシフトしていく。
【００２７】
図３の場合、圧電トランス１０１の駆動開始当初は、発振周波数は初期周波数のｆａにあり、発振周波数が徐々に低域側へシフトしていくと共に、圧電トランスの昇圧率Ｂｒが上昇していく。
【００２８】
図１において、誤差アンプ１０５からの正の出力電圧によりコンデンサ１０８ｂの充電が行われ、Ｖｃｔｒ１の電圧値が上昇するにつれて、電圧制御発振回路１０６からの発振信号の周波数が低くなり、管電流検出電圧Ｖｄｅｔが参照電圧Ｖｒｅｆ１と一致する状態まで発振周波数が低域側にシフトすると、誤差増幅アンプ１０５からの出力がほぼ零の状態となり、コンデンサ１０８ｂの充電電圧がほぼ一定に保たれることとなる。これにより、電圧制御発振回路１０６からの発振信号は低域側にシフトされた発振周波数において維持される。このときの発振周波数は、共振周波数よりもやや高周波よりで適切な効率が得られる周波数（ｆｂ）となっている。本明細書においては、このような駆動状態を「通常」の状態と呼ぶことにし、例えば、通常の発振周波数、といった場合は、この状態における発振周波数を意味する。
【００２９】
以上が、本発明における圧電トランス制御回路における基本的な動作であり、次に、本発明における、オーバーシュートを軽減するための動作制御について説明する。
【００３０】
波形整形回路１１０には、パルス発振回路からパルス発振信号Ｖｐの反転信号Ｖｐ’が入力される。なお、波形整形回路１１０にインバータを追加してパルス発振信号Ｖｐを反転しても良い。入力された信号は、図２の２０３に示すようにＨＩＧＨからＬＯＷへの立ち下がりに遅延を有する信号に整形されて出力される。出力信号Ｖｆは減算回路１１１へ入力されて、サンプルホールド回路１０８から入力されたＶｃｔｒ１から減算される。
【００３１】
ここで、管電流検出電圧Ｖｄｅｔが参照電圧Ｖｒｅｆ１とほぼ一致し、Ｖｃｔｒ１がほぼ一定の電圧が得られる状態になっていると仮定すると、Ｖｃｔｒ１は、ほぼ一定の状態で維持されることとなる。従って、出力信号Ｖｆのような信号を減じた場合、パルス発振信号２０１がＬＯＷ、即ち消灯時は、減算結果である制御電圧Ｖｃｔｒ２がＶｃｔｒ１よりも小さくなる。この状態においては、電圧制御発振回路１０６からの発振信号の周波数は高域側にシフトして、例えば図３に示す場合ではｆｃまで遷移する。
【００３２】
そして、点灯時にパルス発振信号がＬＯＷからＨＩＧＨに切り替わる際には、所定の遅延が生じて出力信号Ｖｆ（２０３）は直ちにＨＩＧＨからＬＯＷへ切り替わらないために、Ｖｃｔｒ２の電圧レベルがＶｃｔｒ１の電圧レベルに復帰するまでに同様の遅延時間を要することとなる。
【００３３】
これにより、消灯から点灯への切替のタイミングにおいて、電圧制御発振回路１０６から出力される発振信号の周波数は依然として消灯時の高いまま（ｆｃ）で維持されながら、徐々に通常の点灯時の周波数（ｆｂ）に移行していくこととなる（図２の発振周波数２０５）。よって、点灯タイミングにおける昇圧比は通常（Ｂｒｂ）よりも低く抑えられ（Ｂｒｃ）、圧電トランスに印加される電圧も通常時よりも低くなるので、冷陰極管１０２に電流が流ない状態において印加される電圧を低くして、電圧が流れる状態になった場合でも過電流が流れにくくなる。
【００３４】
したがって、図２の２０６に管電流の状態の一例を示すように、消灯から点灯に切り替わったタイミングにおいて管電流が流れにくい状態は図８と同様であるが、通常に流れる状態になっても過電流が流れることなくオーバーシュートを防ぐことができる。
【００３５】
また、冷陰極管１０２が正常に動作する状態に移行する時点においては、電圧制御発振回路１０６への入力電圧Ｖｃｔｒ２はＶｃｔｒ１に一致する電圧レベルへ復帰しているので、通常の動作を行うことが可能となり点灯時における輝度が損なわれることはない。
【００３６】
このように、本実施形態に対応する本発明によれば、波形整形回路から電圧制御発振回路を整形するための信号を出力して、消灯時は電圧制御発振回路１０６の制御電圧Ｖｃｔｒ２を低いレベルとして発振周波数の高域側にシフトさせておき、消灯から点灯への切替のタイミングにおいては、制御電圧Ｖｃｔｒ２が徐々に通常のレベル（Ｖｃｔｒ１に一致するレベル）に復帰するようにして、発振周波数が高域側から低域側に徐々にシフトされるようにし、圧電トランスの駆動開始後、冷陰極管が正常に動作するまでの期間において、過大な電圧の冷陰極管への印加を防止できる。これにより、オーバーシュートを軽減、あるいは防止することができる。
【００３７】
［第２の実施形態］
第１の実施形態では、電圧制御発振回路１０６に入力される制御電圧を整形することにより、発振信号の発振周波数を制御したが、本実施形態では、制御電圧には手を加えることなく、電圧制御発振回路１０６における発振周波数を決定する回路構成を変更することにより、発振周波数を制御してオーバーシュートを軽減・防止するものである。
【００３８】
図４は、本実施形態に対応する圧電トランスの制御回路の構成を示すブロック図である。ここで、１０１から１０９までの構成は図１と同様であるので説明を省略する。
【００３９】
図４において、４０１は波形整形回路であり、図４に示すように例えばコンデンサＣ１、トランジスタＴ１、及びインバータで構成される。波形整形回路４０１の出力側には、電圧制御発振回路１０６に対して抵抗Ｒ１、Ｒ２が接続され、さらにＲ１及びＲ２と並列にコンデンサＣ２が接続されている。
【００４０】
電圧制御発振回路１０６では、まず三角波（又は鋸波）を生成し、この三角波から矩形波を生成して発振信号として出力している。ここで、最初に生成される三角波は合成抵抗値Ｒ（Ｒ１とＲ２の合成抵抗）で設定される電流がＣ２に充放電されることで生成される。また、電圧制御発振回路１０６の制御電圧Ｖｃｔｒによっても充放電電流は変化する。
【００４１】
本実施形態では、充電電流が小さくなって発振周波数は低くなる一方、充電電流が大きくなると発振周波数が高くなる。充電電流の変化は、例えば、制御電圧Ｖｃｔｒの大きさによって制御でき、制御電圧Ｖｃｔｒが大きくなると、充電電流は小さくなり、制御電圧Ｖｃｔｒが小さくなると充電電流は大きくなる。また、充電電流の大きさは制御電圧Ｖｃｔｒが一定の場合には、充放電の電流量を決める素子として作用する合成抵抗値Ｒの大きさを変化させることで制御できる。
【００４２】
図４において、波形整形回路４０１のトランジスタがＯＮの時、Ｒ１がＲ２と同様に接地している状態が形成され、合成抵抗値Ｒは、Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となる。一方、トランジスタがＯＮからＯＦＦに切り替わると、波形整形回路４０１内のコンデンサＣ１により、Ｒ１が接地された状態から徐々に浮いた状態に推移していく。そして、定常状態に移行してＲ１が完全に浮いた状態では、Ｒ＝Ｒ２となる。
【００４３】
ここで、Ｒ２とＲ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）との間には、Ｒ２＞Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の関係が成立するので、トランジスタがＯＮの場合には、電流量が相対的に大きくなり、その結果として発振周波数が高くなる。一方、トランジスタがＯＦＦの場合には、電流量が相対的に小さくなり、その結果として発振周波数が低くなる。
【００４４】
トランジスタのＯＮ及びＯＦＦは、パルス発振回路１０９からの入力信号Ｖｐにより制御される。波形整形回路４０１はインバータを有しており、パルス発振回路１０９から入力されるパルス発振信号Ｖｐを反転してトランジスタＴｒに与えるので、冷陰極管の消灯期間においては、トランジスタＴｒがＯＮされ、同点灯期間においてＯＦＦされることとなる。
【００４５】
このように、制御電圧Ｖｃｔｒが一定の場合であっても、波形整形回路を利用することにより、電圧制御発振回路１０６における発振信号の周波数範囲を高域側にシフトさせたり、元に戻したりすることが可能となる。この様子を図５に示す。図５において、５０１はトランジスタがＯＦＦの状態において合成抵抗値Ｒ＝Ｒ２の場合の制御電圧Ｖｃｔｒと発振周波数foscとの関係を示している。５０２は、トランジスタがＯＮの状態において合成抵抗値Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の場合の制御電圧Ｖｃｔｒと発振周波数foscとの関係を示している。圧電トランスが通常に駆動される場合の制御電圧ＶｃｔｒをＶａとすると、制御電圧Ｖａにおいて、５０２の方が５０１よりも高周波であることが分かる。
【００４６】
なお、高周波側から通常の低周波側へ推移するのにかかる時間は、Ｒ１とＣ１の時定数によって決定される。
【００４７】
図６は、本実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作時の、パルス発振回路１０９から出力されるパルス発振信号６０１、駆動回路１０７から圧電トランスに供給される駆動電圧６０２、波形整形回路４０１からの出力信号６０３、発振周波数５０４、管電流の状態６０５をそれぞれ示す図である。
【００４８】
図６に示すように、パルス発振信号ＶｐがＬＯＷの期間である消灯時には、波形形成回路４０１からの出力Ｖｆは、Ｒ１が接地されるので合成抵抗値Ｒ＝Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）となって、発振周波数が高域側にシフトしている（６０４）。この状態で、パルス発振信号がＬＯＷからＨＩＧＨへ切り替わると、トランジスタＴｒがＯＦＦされＲ１の接地状態が解除されて、コンデンサＣ１への充電が開始され波形整形回路４０１からの出力Ｖｆが徐々に上昇する。これにより、電圧制御発振回路１０６におけるコンデンサＣ２の充電電流が徐々に小さくなっていき、発振周波数が通常のレベルに徐々に復帰していく。
【００４９】
よって、点灯タイミングにおける昇圧比は、図３に示した通常（Ｂｒｂ）よりも低く抑えられ（Ｂｒｃ）、圧電トランスに印加される電圧も通常時よりも低くなるので、冷陰極管１０２に電流が流ない状態において印加される電圧を低くして、電圧が流れる状態になった場合でも過電流が流れにくくなる。
【００５０】
コンデンサＣ１が完全に充電され、定常状態に移行すると、合成抵抗値Ｒ＝Ｒ２となってコンデンサＣ２の充電電流は一定に維持され、その時点において発振周波数は圧電トランス１０１の通常の駆動状態に対応する周波数に復帰しているので、正常な点灯動作が行われることとなる。
【００５１】
このように、本実施形態に対応する本発明では、冷陰極管１０２の消灯期間では、電圧制御発振回路１０６における発振信号の周波数範囲が通常の周波数範囲より高域側にシフトされ、圧電トランス１０１の駆動が再開されて、点灯期間に移行する場合には、発振信号の周波数範囲が通常の周波数範囲へ復帰することができる。これにより、制御電圧Ｖｃｔｒが不変のままでも、発振信号の発振周波数を消灯期間は高周波側へシフトし、点灯時に通常の発振周波数へ復帰させることが可能となる。
【００５２】
従って、圧電トランス１０１の駆動開始後、冷陰極管が正常に動作するまでの期間において、過大な電圧の冷陰極管への印加を防止できる。これにより、オーバーシュートを軽減、或いは防止することができる。
【００５３】
［その他の実施形態］
なお、上記の実施形態の圧電トランス制御回路では、電圧制御発振回路１０６から出力する発振信号の発振周波数を、負荷１０２に流れる電流値に基づく管電流検出電圧が、参照電圧に一致するように制御することにより調整していた。
【００５４】
本発明におけるオーバーシュート防止の技術は、このような圧電トランス制御回路のみに適用されるものではなく、他の制御回路、例えば、圧電トランスの入力電圧と出力電圧又は出力電流との位相差が所定値になるように周波数を制御する回路構成においても適用可能である。
【００５５】
また、上記の実施形態に対応する圧電トランス制御回路は、制御電圧Ｖｃｔｒが増加するに従って、電圧制御発振回路から出力される発振信号の発振周波数が低域側にシフトするように構成されていた。しかしながら、本発明における圧電トランスのオーバーシュート防止の技術は、このような圧電トランス制御回路に限定されることなく、制御電圧が増加するに従って、当該発振周波数が高域側にシフトするように構成された回路についても同様に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランスの動作状態を説明するための図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に対応する電圧制御発振回路１０６の動作を説明するための図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に対応する圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【図７】従来の圧電トランス制御回路の構成例を示す図である。
【図８】従来の圧電トランス制御回路の動作状態を説明するための図である。
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、
前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、
前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、
前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、
前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段と
を備えることを特徴とする圧電トランスの制御回路。
【請求項２】
前記発振周波数変調手段は、前記駆動が停止されている期間では、前記発振周波数が所定の周波数よりも高周波側にシフトするように前記制御電圧を整形し、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻るように前記制御電圧を整形することを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス制御回路。
【請求項３】
前記発振周波数変調手段は、前記駆動が停止されている期間では、前記発振手段における発振信号の周波数範囲を所定の周波数範囲より高域側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数範囲へ戻るように調整することを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス制御回路。
【請求項１】
制御電圧に応じた発振周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、
前記発振手段からの発振信号に応じて圧電トランスを駆動する駆動手段と、
前記圧電トランスの出力側に接続された負荷の負荷電流を検出し、前記負荷電流を略一定にすべく前記制御電圧を調整して前記発振手段の発振周波数又は振幅を制御する制御手段と、
前記圧電トランスを間欠的に駆動するためのパルス発振信号を前記駆動手段に与えるパルス発振回路と、
前記圧電トランスが間欠的に駆動されている場合に、前記駆動が停止されている期間では前記発振周波数を所定の周波数よりも高周波側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻す発振周波数変調手段と
を備えることを特徴とする圧電トランスの制御回路。
【請求項２】
前記発振周波数変調手段は、前記駆動が停止されている期間では、前記発振周波数が所定の周波数よりも高周波側にシフトするように前記制御電圧を整形し、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数へ戻るように前記制御電圧を整形することを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス制御回路。
【請求項３】
前記発振周波数変調手段は、前記駆動が停止されている期間では、前記発振手段における発振信号の周波数範囲を所定の周波数範囲より高域側にシフトさせ、前記駆動が再開される際に前記所定の周波数範囲へ戻るように調整することを特徴とする請求項１に記載の圧電トランス制御回路。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【公開番号】特開２００６−３２０２５（Ｐ２００６−３２０２５Ａ）
【公開日】平成１８年２月２日（２００６．２．２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００４−２０６４００（Ｐ２００４−２０６４００）
【出願日】平成１６年７月１３日（２００４．７．１３）
【出願人】（００００００２４０）太平洋セメント株式会社 (1,449)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１８年２月２日（２００６．２．２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１６年７月１３日（２００４．７．１３）
【出願人】（００００００２４０）太平洋セメント株式会社 (1,449)
【Ｆターム（参考）】
[ Back to top ]