放電灯点灯装置
【課題】 本発明の解決すべき課題は、光の変動を無くすために、ランプ電流の向きごとに同一電力値になるような定電力制御を行っても、ランプの点灯が不安定となるのを防止できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【解決手段】
二の平滑コンデンサ３２，３４および二のインバータ用スイッチング素子３６，３８を有するハーフブリッジ型インバータ回路２０を採用しており、
その制御回路５２は、前記二の平滑コンデンサ３２，３４の中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子３６，３８の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサ３２，２４の容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする放電灯点灯装置。
【解決手段】
二の平滑コンデンサ３２，３４および二のインバータ用スイッチング素子３６，３８を有するハーフブリッジ型インバータ回路２０を採用しており、
その制御回路５２は、前記二の平滑コンデンサ３２，３４の中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子３６，３８の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサ３２，２４の容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は放電灯点灯装置、特にランプ電力安定化機構の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電灯はその始動時に放電の開始（すなわちランプ電極間の絶縁破壊）を行い、且つ放電開始後は電流の限流を行うため、いわゆる放電灯点灯装置を用いる必要がある。
そして、放電灯を商用電源の周波数で正弦波点灯した場合にはちらつきを生じやすく、最近ではインバータ方式の放電灯点灯装置による矩形波点灯が主流となっている。
ところで、インバータ式放電灯点灯装置には、４個のスイッチング素子の交番により所望周波数の矩形波電力をランプに供給するフルブリッジ型インバータ回路を採用するものと、２個のスイッチング素子の交番により所望周波数の電力をランプに供給するハーフブリッジ型インバータ回路を採用するものとがあり、後者は回路構成が簡単でしかも部品点数も少なく、コスト面或いは小型化の要望に応える観点からも有用である（特許文献１〜３）。
ハーフブリッジ型インバータ回路を用いた場合には、ランプを、２個のインバータ用スイッチング素子の接続点と、２個の平滑用コンデンサの接続点との間に設置し、基本的にスイッチング素子と平滑用コンデンサで形成されるループで電流を流す。そして、ランプ電流の向きごとに供給電力が異なるとランプ光量に脈動を生じるため定電力制御を行うことが好ましい。しかしながら、２個の平滑用コンデンサのわずかな容量の違いにより、グランドに対するコンデンサ接続点の電位が変動し、ランプの点灯動作が不安定となり、立ち消えすることがあった。
また、ランプ電流の向きごとに、各平滑用コンデンサに印加されている電圧に比例関係をもたせてランプを点灯させた場合は、２個のコンデンサ間の中点の電位は変動することがなく、安定に点灯させることが可能であるが、ランプ電流の向きごとランプへの入力電力が異なり、そのことにより、光が変動するという問題点があった。
さらに、各平滑用コンデンサに印加されている電圧に比例関係をもたせてランプを点灯させる方法は、各コンデンサの静電容量の違いが少ないときは問題にはならないが、静電容量の違いが大きくなると、ランプの電極の片側の消耗が激しくなり、ランプの寿命を著しく短くするという問題があった。
【特許文献１】特開２００６−１４７３６８
【特許文献２】特開２００６−１４７３６７
【特許文献３】特開昭６４−７２４９６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、光の変動を無くすために、ランプ電流の向きごとに同一電力値になるような定電力制御を行っても、ランプの点灯が不安定となるのを防止できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯点灯装置は、二の平滑コンデンサおよび二のインバータ用スイッチング素子を有するハーフブリッジ型インバータ回路を採用しており、
その制御回路は、前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサの容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする。
また、本発明において、前記制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
一周期ごとにいずれのインバータ用スイッチング素子の駆動期間が長くなったかをカウントし、一定期間ごとに、長駆動期間のカウント値が大きいインバータ用スイッチング素子の両端電位差が大きくなるように前記設定電位を変更することが好ましい。
また、本発明において、前記制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
平滑コンデンサＣ１およびＣ２の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２が、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量ｃ１，ｃ２の逆数の平方根比（ｃ２／ｃ１）１／２を保つように、前記設定電位を変更することが好ましい。
なお、本発明において、交番期間の延長単位は、好ましくは１ｍｓｅｃ以下、特に０．１〜０．５ｍｓｅｃ程度が好ましい。延長単位が大きすぎるとスイッチング素子が交互に駆動期間が長くなり、安定しにくくなり、また延長単位が小さすぎると制御に時間がかかる。
また、同様の理由で設定電位の移動単位は、０．２Ｖ以上３Ｖ以下、好ましくは０．５〜１Ｖ程度があることが好ましい。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、経年変化等により、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に容量の違いが生じても、その中間点電位を調整することにより、点灯状態の安定性を損なうことなくランプ電流の向きごとに同一電力値になるような定電力制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１は本発明の一実施形態にかかるハーフブリッジ型放電灯点灯装置１０の回路構成を示している。
同図において、点灯装置１０は、商用電源１２から供給される交流電力を整流し直流化する整流回路１４と、該整流回路１４の出力を定電圧化、高力率化する力率改善回路１６と、力率改善回路１６の出力する直流電力を所望の周波数でランプ１８に供給するインバータ回路２０とを備える。
【０００７】
前記整流回路１４は全波整流ダイオードブリッジで構成され、低周波（ 例えば５０Ｈｚ ）の電源である商用交流電源１２の出力端の両端に接続されている。
前記力率改善回路１６は、整流回路１４の一方の出力端（ 図では＋電圧出力端）に一端部が接続されたコイル２２と、このコイル２２の他端部と整流回路１４のもう一方の出力端（ 図では−電圧出力端）の間に抵抗２４を通してドレイン・ソースが接続された高周波スイッチング素子Ｑ１２６と、該スイッチング素子Ｑ１２６のスイッチングに伴う高周波成分通流用フィルタとしてのコンデンサー２８と、前記コイル２２とスイッチング素子Ｑ１２６間の接続点にアノードが接続された転流ダイオード３０と、この転流ダイオード３０のカソードと抵抗２４を通して整流回路１４の−電圧出力端に接続された平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路を備えている。そして、力率改善回路１６は、整流回路１４からの全波整流出力を入力して振幅一定な安定化した直流電圧を高力率で生成するアクティブフィルタ回路、あるいは直流電源として機能する。
【０００８】
力率改善回路１６の後段には、インバータ回路２０が接続されている。インバータ回路２０は、力率改善回路１６の平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の両端に並列に接続された高周波スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８と、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８のそれぞれに並列に且つ素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の電流の向きとは反対方向に接続されたダイオード４０，４２と、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の直列回路の接続点と前記平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の接続点との間に接続された、インダクタとしてのコイル４４，ＨＩＤランプ１８および昇圧トランス４６の巻線の直列回路と、この直列回路に対して並列的に接続されて、ＨＩＤランプ１８を流れる電流から、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の高周波スイッチングによる高周波成分を側路（ バイパス） させるためのコンデンサー４８と、ＨＩＤランプ１８に流れる電流値を検出するための抵抗５０を備えている。
【０００９】
なお、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８としてＦＥＴを用いた場合は、ＦＥＴがその構成上内蔵している寄生ダイオードが逆電流通流用ダイオード４０， ４２に利用されるので、特別にダイオードを接続する必要はない。
本実施形態において、各スイッチング素子Ｑ１２６，Ｑ２３６，Ｑ３３８のオン／オフ制御は、制御回路５２で行われる。
すなわち、図１の放電灯点灯装置に交流電源が投入されると、整流回路１４の全波整流出力端の両端に接続した図示しない抵抗分圧回路により整流電圧を分圧した電圧が制御回路５２に供給され、且つ整流回路１４の整流電圧が力率改善回路１６に供給されることで、力率改善回路１６のスイッチング素子Ｑ１２６が高周波（数十ｋＨｚ）でオン／オフのスイッチング動作を開始する。
【００１０】
制御回路５２は、力率改善回路（昇圧チョッパ回路）１６の出力側の平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の出力電圧に応じて高周波スイッチング用スイッチング素子Ｑ１２６のオン期間を制御することで、その出力電圧が一定値となるようにフィードバック制御すると共に、その制御は整流回路１４の全波整流電圧振幅レベルの監視（ 整流回路 の＋電圧出力端の電圧検出）と抵抗２４を流れる電流レベルの監視とに基づいて全波整流電圧の振幅レベルに応じてスイッチング素子Ｑ１２６のオン期間を制御することで、入力交流電流を入力交流電圧の位相に一致させる力率改善の制御も行っている。これによって、力率改善回路１６は、全波整流電圧を高力率で安定化直流電圧に変換する。なお、スイッチング素子Ｑ１２６のスイッチング周波数は通常数十ＫＨｚである。
【００１１】
次に、インバータ回路２０の動作を図２〜３に基づき説明する。まず、半周期Ｔ１の期間にスイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作について、図２（Ａ）を参照しつつ説明する。スイッチング素子Ｑ２３６のゲートに制御回路５２よりオンパルスが加えられて、スイッチング素子Ｑ２３６がオンしたときには、平滑コンデンサーＣ１３２の充電電圧を電源として、コンデンサＣ１３２ →スイッチング素子Ｑ２３６ → コイル４４→ （トランス４６）→ ＨＩＤランプ１８ →（抵抗５０） →コンデンサＣ１３２と電流が流れ、スイッチング素子３２がオフすると、コイル４４に蓄えられたエネルギーによって、コイル４４ →（トランス４６） → ＨＩＤランプ１８→ （抵抗５０） →コンデンサＣ２３４→ （ダイオード４２） →コイル４４と電流が流れる。この結果、スイッチング素子Ｑ２３６が高周波スイッチング動作している期間Ｔ１ではＨＩＤランプ１８には、常にコイル４４ → ＨＩＤランプ１８の方向に電流が流れることになる（図３（Ａ））。
【００１２】
そして、次の半周期Ｔ２の期間となると、スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作に入る。スイッチング素子Ｑ３３８のゲートに制御回路５２よりオンパルスが加えられて、スイッチング素子Ｑ３３８がオンすると、平滑コンデンサーＣ２３４の充電電圧を電源として、コンデンサＣ２３４ →（抵抗５０）→ ＨＩＤランプ１８→（トランス４６）→コイル４４→スイッチング素子Ｑ３３８→コンデンサＣ２３４と電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３３８がオフすると、コイル４４に蓄えられたエネルギーによって、コイル４４→（ダイオード４０）→コンデンサＣ１３２→（抵抗５０） → ＨＩＤランプ１８→（トランス４６）→コイル４４と電流が流れる。このため、スイッチング素子Ｑ３３８が高周波スイッチング動作している次の期間Ｔ２では常にＨＩＤランプ１８には、（抵抗５０）→ ＨＩＤランプ１８→コイル４４の方向に電流が流れることになる（図３（Ｂ））。従って、ＨＩＤランプ１８には、高周波駆動でありながら、図３（Ｃ）に示すような低周波のランプ電流が流れることになる。
【００１３】
次に、図４を参照し、本発明において特徴的なスイッチング素子Ｑ２３６およびＱ３３８の制御動作を説明する。
半周期Ｔの期間の終了までは、ランプ点灯維持の制御を行っている。半周期Ｔ終了時点から、次の半周期Ｔの期間の開始までの間に、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の中間電位が目標とする電位（設定値）になっているかを制御回路５２で判定し、中間電位が目標とする電位（設定値）より高い場合はスイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作の期間Ｔ２を長くする、もしくは、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作の期間Ｔ１を短くする制御を行い、また、中間電位が目標とする電位（設定値）より低い場合はスイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作の期間Ｔ１を長くする、もしくはスイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作の期間Ｔ２を短くする制御を行う。この結果、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の中間電位を目標とする電位（設定値）に近づけることになり、通常動作の範囲で定電力化が果たされる。通常、各コンデンサの容量ｃ１，ｃ２は同一であり、かつ期間Ｔ１，Ｔ２ともに同一電力値であることが好ましいので、Ｔ１＝Ｔ２である。
しかしながら、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の容量の製造時のバラツキ、使用時の温度条件に違いにより、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４が異なる容量に経年変化することがある。
【００１４】
この場合、ＨＩＤランプ電流の向きごとに、同一電力値で点灯させると、コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられる電力（エネルギー）量の違いにより、コンデンサＣ１３２の容量がＣ２より少ない場合は中点の電位は高い方向へ、コンデンサＣ１の容量がＣ２より多い場合は中点の電位は低い方向へ移動し、ＨＩＤランプ点灯が不安定となり、やがて消灯してしまうことがある。
【００１５】
そこで本実施形態においては、数周期に渡りいずれか一方のスイッチング素子の駆動時間が長くなる場合には、コンデンサ半周期Ｔ終了時点から、次の半周期Ｔの期間の開始までごとに、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする期間が長くなる回数（Q3count）、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする期間が長くなる回数（Q2count）をカウントし、指定時間経過後（数秒後）にいずれのカウント値が大きいかの判定を行う。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする期間が長くなる回数（Q3count）が、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする期間が長くなる回数（Q2count）より多い場合は、コンデンサＣ１，Ｃ２の中間電位が目標とする電位（設定値）を上げ、小さい場合は下げる。
これを繰り返すことにより、図５に示すように中点電位は最適値に収束し、定電力による安定点灯が達成される。
【００１７】
なお、制御回路５２では、前記スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の制御は図６に示す制御機構により行われる。
同図に示すように、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８のそれぞれ駆動期間におけるオン／オフタイミングは、パルス設定器６０により行われる。
パルス設定器６０は１０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの発振を行うＯＳＣ発振器６２と、該発振器６２の出力する信号をカウントするカウンター６４と、予め設定されたパルス幅指定値ｔ１とカウンター６４のカウント値を比較する比較器６６と、同じく予め設定された一周期指定値ｔ２とカウント値を比較する比較器６８と、比較器６６，６８の出力をそれぞれＲ，Ｓ端子に入力するＲＳフリップフロップ７０とを備える。
そして、パルス設定器６０はパルス幅ｔ１，パルス周期ｔ２のパルス列を出力する。
【００１８】
また、スイッチング素子３６の駆動周期は、スイッチング指令器７２により設定される。このスイッチング指令器７２は、前記パルス設定器６０の出力するパルスのカウンター７４と、指定されたオン／オフ継続時間Ｔ１とカウント値を比較する比較器７６と、ＲＳフリップフロップ７８を備え、カウント値が指定継続時間に達するまでＲＳフリップフロップ７８はオン信号を継続する。
同様な構成がスイッチング素子３８のスイッチング指令器８０にも採用されており、カウンター８２、比較器８４、ＲＳフリップフロップ８６を備える。
【００１９】
そして、このスイッチング指令器７２，８０が設定時間ごとにそれぞれ交互に作動することにより、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８が所定駆動時間で交番駆動することになる。
したがって、前記図４のＴ１ないしＴ２の延長、短縮指令は、比較器７６，８４へのオン／オフ継続時間の指定により行われることとなる。
【００２０】
なお、上記、制御では、期間が長くなる回数をカウントしたが、期間が短くなる回数をカウントしてもよい、その場合、判定結果に対する動作が逆になる。
また、本発明においてコンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の静電容量を検出し、設定電位を演算により求めることも可能である。
すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量をｃ１，ｃ２とし、それぞれに印加される電圧をＶＣ１，ＶＣ２とすると、蓄えられているエネルギーが等しいとして式を展開すれば、下記のようになる。
【００２１】
したがって、平滑コンデンサＣ１３２およびＣ２３４の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２を、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量の逆数の比の平方根（ｃ２／ｃ１）１／２をと一致させることで、前記設定電位を変更することができる。
以上のように定電力制御を行うことにより、ランプ寿命は長くなり、図１のような簡略化した部品点数の少ない省資源タイプの高圧放電灯点灯装置でも安定性の優れたＨＩＤランプの点灯が可能となる。
また、本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電点灯装置に応用できる。
産業用紫外線応用のための高圧放電点灯装置に応用できる。
さらに、本発明にかかる放電灯点灯装置は、オフィスや店舗用の照明器具に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の一実施形態にかかる放電灯点灯装置の概略回路構成の説明図である。
【図２】図１に示した回路のインバータ作動状態の説明図である。
【図３】図１に示した回路のインバータ用スイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図４】図１に示した回路の定電力化工程及び電位設定値変更工程の説明図である。
【図５】図４に示した制御機構による平滑コンデンサ中点電位の設定値変更の概念図である。
【図６】本発明に用いられるインバータ用スイッチング素子の制御回路の要部詳細構成の説明図である。
【符号の説明】
【００２３】
１０ 放電灯点灯装置
１４ 整流回路
１６ 力率改善回路
１８ ランプ
２０ インバータ回路
３２，３４ 平滑コンデンサ
３６，３８ インバータ用スイッチング素子
５２ 制御回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は放電灯点灯装置、特にランプ電力安定化機構の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
放電灯はその始動時に放電の開始（すなわちランプ電極間の絶縁破壊）を行い、且つ放電開始後は電流の限流を行うため、いわゆる放電灯点灯装置を用いる必要がある。
そして、放電灯を商用電源の周波数で正弦波点灯した場合にはちらつきを生じやすく、最近ではインバータ方式の放電灯点灯装置による矩形波点灯が主流となっている。
ところで、インバータ式放電灯点灯装置には、４個のスイッチング素子の交番により所望周波数の矩形波電力をランプに供給するフルブリッジ型インバータ回路を採用するものと、２個のスイッチング素子の交番により所望周波数の電力をランプに供給するハーフブリッジ型インバータ回路を採用するものとがあり、後者は回路構成が簡単でしかも部品点数も少なく、コスト面或いは小型化の要望に応える観点からも有用である（特許文献１〜３）。
ハーフブリッジ型インバータ回路を用いた場合には、ランプを、２個のインバータ用スイッチング素子の接続点と、２個の平滑用コンデンサの接続点との間に設置し、基本的にスイッチング素子と平滑用コンデンサで形成されるループで電流を流す。そして、ランプ電流の向きごとに供給電力が異なるとランプ光量に脈動を生じるため定電力制御を行うことが好ましい。しかしながら、２個の平滑用コンデンサのわずかな容量の違いにより、グランドに対するコンデンサ接続点の電位が変動し、ランプの点灯動作が不安定となり、立ち消えすることがあった。
また、ランプ電流の向きごとに、各平滑用コンデンサに印加されている電圧に比例関係をもたせてランプを点灯させた場合は、２個のコンデンサ間の中点の電位は変動することがなく、安定に点灯させることが可能であるが、ランプ電流の向きごとランプへの入力電力が異なり、そのことにより、光が変動するという問題点があった。
さらに、各平滑用コンデンサに印加されている電圧に比例関係をもたせてランプを点灯させる方法は、各コンデンサの静電容量の違いが少ないときは問題にはならないが、静電容量の違いが大きくなると、ランプの電極の片側の消耗が激しくなり、ランプの寿命を著しく短くするという問題があった。
【特許文献１】特開２００６−１４７３６８
【特許文献２】特開２００６−１４７３６７
【特許文献３】特開昭６４−７２４９６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、光の変動を無くすために、ランプ電流の向きごとに同一電力値になるような定電力制御を行っても、ランプの点灯が不安定となるのを防止できる放電灯点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
前記課題を解決するために本発明にかかる放電灯点灯装置は、二の平滑コンデンサおよび二のインバータ用スイッチング素子を有するハーフブリッジ型インバータ回路を採用しており、
その制御回路は、前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサの容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする。
また、本発明において、前記制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
一周期ごとにいずれのインバータ用スイッチング素子の駆動期間が長くなったかをカウントし、一定期間ごとに、長駆動期間のカウント値が大きいインバータ用スイッチング素子の両端電位差が大きくなるように前記設定電位を変更することが好ましい。
また、本発明において、前記制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
平滑コンデンサＣ１およびＣ２の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２が、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量ｃ１，ｃ２の逆数の平方根比（ｃ２／ｃ１）１／２を保つように、前記設定電位を変更することが好ましい。
なお、本発明において、交番期間の延長単位は、好ましくは１ｍｓｅｃ以下、特に０．１〜０．５ｍｓｅｃ程度が好ましい。延長単位が大きすぎるとスイッチング素子が交互に駆動期間が長くなり、安定しにくくなり、また延長単位が小さすぎると制御に時間がかかる。
また、同様の理由で設定電位の移動単位は、０．２Ｖ以上３Ｖ以下、好ましくは０．５〜１Ｖ程度があることが好ましい。
【発明の効果】
【０００５】
本発明によれば、経年変化等により、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２に容量の違いが生じても、その中間点電位を調整することにより、点灯状態の安定性を損なうことなくランプ電流の向きごとに同一電力値になるような定電力制御を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００６】
以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。
図１は本発明の一実施形態にかかるハーフブリッジ型放電灯点灯装置１０の回路構成を示している。
同図において、点灯装置１０は、商用電源１２から供給される交流電力を整流し直流化する整流回路１４と、該整流回路１４の出力を定電圧化、高力率化する力率改善回路１６と、力率改善回路１６の出力する直流電力を所望の周波数でランプ１８に供給するインバータ回路２０とを備える。
【０００７】
前記整流回路１４は全波整流ダイオードブリッジで構成され、低周波（ 例えば５０Ｈｚ ）の電源である商用交流電源１２の出力端の両端に接続されている。
前記力率改善回路１６は、整流回路１４の一方の出力端（ 図では＋電圧出力端）に一端部が接続されたコイル２２と、このコイル２２の他端部と整流回路１４のもう一方の出力端（ 図では−電圧出力端）の間に抵抗２４を通してドレイン・ソースが接続された高周波スイッチング素子Ｑ１２６と、該スイッチング素子Ｑ１２６のスイッチングに伴う高周波成分通流用フィルタとしてのコンデンサー２８と、前記コイル２２とスイッチング素子Ｑ１２６間の接続点にアノードが接続された転流ダイオード３０と、この転流ダイオード３０のカソードと抵抗２４を通して整流回路１４の−電圧出力端に接続された平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路を備えている。そして、力率改善回路１６は、整流回路１４からの全波整流出力を入力して振幅一定な安定化した直流電圧を高力率で生成するアクティブフィルタ回路、あるいは直流電源として機能する。
【０００８】
力率改善回路１６の後段には、インバータ回路２０が接続されている。インバータ回路２０は、力率改善回路１６の平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の両端に並列に接続された高周波スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８と、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８のそれぞれに並列に且つ素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の電流の向きとは反対方向に接続されたダイオード４０，４２と、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の直列回路の接続点と前記平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の接続点との間に接続された、インダクタとしてのコイル４４，ＨＩＤランプ１８および昇圧トランス４６の巻線の直列回路と、この直列回路に対して並列的に接続されて、ＨＩＤランプ１８を流れる電流から、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の高周波スイッチングによる高周波成分を側路（ バイパス） させるためのコンデンサー４８と、ＨＩＤランプ１８に流れる電流値を検出するための抵抗５０を備えている。
【０００９】
なお、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８としてＦＥＴを用いた場合は、ＦＥＴがその構成上内蔵している寄生ダイオードが逆電流通流用ダイオード４０， ４２に利用されるので、特別にダイオードを接続する必要はない。
本実施形態において、各スイッチング素子Ｑ１２６，Ｑ２３６，Ｑ３３８のオン／オフ制御は、制御回路５２で行われる。
すなわち、図１の放電灯点灯装置に交流電源が投入されると、整流回路１４の全波整流出力端の両端に接続した図示しない抵抗分圧回路により整流電圧を分圧した電圧が制御回路５２に供給され、且つ整流回路１４の整流電圧が力率改善回路１６に供給されることで、力率改善回路１６のスイッチング素子Ｑ１２６が高周波（数十ｋＨｚ）でオン／オフのスイッチング動作を開始する。
【００１０】
制御回路５２は、力率改善回路（昇圧チョッパ回路）１６の出力側の平滑コンデンサーＣ１３２，Ｃ２３４の直列回路の出力電圧に応じて高周波スイッチング用スイッチング素子Ｑ１２６のオン期間を制御することで、その出力電圧が一定値となるようにフィードバック制御すると共に、その制御は整流回路１４の全波整流電圧振幅レベルの監視（ 整流回路 の＋電圧出力端の電圧検出）と抵抗２４を流れる電流レベルの監視とに基づいて全波整流電圧の振幅レベルに応じてスイッチング素子Ｑ１２６のオン期間を制御することで、入力交流電流を入力交流電圧の位相に一致させる力率改善の制御も行っている。これによって、力率改善回路１６は、全波整流電圧を高力率で安定化直流電圧に変換する。なお、スイッチング素子Ｑ１２６のスイッチング周波数は通常数十ＫＨｚである。
【００１１】
次に、インバータ回路２０の動作を図２〜３に基づき説明する。まず、半周期Ｔ１の期間にスイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作について、図２（Ａ）を参照しつつ説明する。スイッチング素子Ｑ２３６のゲートに制御回路５２よりオンパルスが加えられて、スイッチング素子Ｑ２３６がオンしたときには、平滑コンデンサーＣ１３２の充電電圧を電源として、コンデンサＣ１３２ →スイッチング素子Ｑ２３６ → コイル４４→ （トランス４６）→ ＨＩＤランプ１８ →（抵抗５０） →コンデンサＣ１３２と電流が流れ、スイッチング素子３２がオフすると、コイル４４に蓄えられたエネルギーによって、コイル４４ →（トランス４６） → ＨＩＤランプ１８→ （抵抗５０） →コンデンサＣ２３４→ （ダイオード４２） →コイル４４と電流が流れる。この結果、スイッチング素子Ｑ２３６が高周波スイッチング動作している期間Ｔ１ではＨＩＤランプ１８には、常にコイル４４ → ＨＩＤランプ１８の方向に電流が流れることになる（図３（Ａ））。
【００１２】
そして、次の半周期Ｔ２の期間となると、スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作に入る。スイッチング素子Ｑ３３８のゲートに制御回路５２よりオンパルスが加えられて、スイッチング素子Ｑ３３８がオンすると、平滑コンデンサーＣ２３４の充電電圧を電源として、コンデンサＣ２３４ →（抵抗５０）→ ＨＩＤランプ１８→（トランス４６）→コイル４４→スイッチング素子Ｑ３３８→コンデンサＣ２３４と電流が流れ、スイッチング素子Ｑ３３８がオフすると、コイル４４に蓄えられたエネルギーによって、コイル４４→（ダイオード４０）→コンデンサＣ１３２→（抵抗５０） → ＨＩＤランプ１８→（トランス４６）→コイル４４と電流が流れる。このため、スイッチング素子Ｑ３３８が高周波スイッチング動作している次の期間Ｔ２では常にＨＩＤランプ１８には、（抵抗５０）→ ＨＩＤランプ１８→コイル４４の方向に電流が流れることになる（図３（Ｂ））。従って、ＨＩＤランプ１８には、高周波駆動でありながら、図３（Ｃ）に示すような低周波のランプ電流が流れることになる。
【００１３】
次に、図４を参照し、本発明において特徴的なスイッチング素子Ｑ２３６およびＱ３３８の制御動作を説明する。
半周期Ｔの期間の終了までは、ランプ点灯維持の制御を行っている。半周期Ｔ終了時点から、次の半周期Ｔの期間の開始までの間に、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の中間電位が目標とする電位（設定値）になっているかを制御回路５２で判定し、中間電位が目標とする電位（設定値）より高い場合はスイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作の期間Ｔ２を長くする、もしくは、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作の期間Ｔ１を短くする制御を行い、また、中間電位が目標とする電位（設定値）より低い場合はスイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする動作の期間Ｔ１を長くする、もしくはスイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする動作の期間Ｔ２を短くする制御を行う。この結果、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の中間電位を目標とする電位（設定値）に近づけることになり、通常動作の範囲で定電力化が果たされる。通常、各コンデンサの容量ｃ１，ｃ２は同一であり、かつ期間Ｔ１，Ｔ２ともに同一電力値であることが好ましいので、Ｔ１＝Ｔ２である。
しかしながら、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の容量の製造時のバラツキ、使用時の温度条件に違いにより、コンデンサＣ１３２，Ｃ２３４が異なる容量に経年変化することがある。
【００１４】
この場合、ＨＩＤランプ電流の向きごとに、同一電力値で点灯させると、コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄えられる電力（エネルギー）量の違いにより、コンデンサＣ１３２の容量がＣ２より少ない場合は中点の電位は高い方向へ、コンデンサＣ１の容量がＣ２より多い場合は中点の電位は低い方向へ移動し、ＨＩＤランプ点灯が不安定となり、やがて消灯してしまうことがある。
【００１５】
そこで本実施形態においては、数周期に渡りいずれか一方のスイッチング素子の駆動時間が長くなる場合には、コンデンサ半周期Ｔ終了時点から、次の半周期Ｔの期間の開始までごとに、図４に示すように、スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする期間が長くなる回数（Q3count）、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする期間が長くなる回数（Q2count）をカウントし、指定時間経過後（数秒後）にいずれのカウント値が大きいかの判定を行う。
【００１６】
スイッチング素子Ｑ３３８がオン・オフする期間が長くなる回数（Q3count）が、スイッチング素子Ｑ２３６がオン・オフする期間が長くなる回数（Q2count）より多い場合は、コンデンサＣ１，Ｃ２の中間電位が目標とする電位（設定値）を上げ、小さい場合は下げる。
これを繰り返すことにより、図５に示すように中点電位は最適値に収束し、定電力による安定点灯が達成される。
【００１７】
なお、制御回路５２では、前記スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８の制御は図６に示す制御機構により行われる。
同図に示すように、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８のそれぞれ駆動期間におけるオン／オフタイミングは、パルス設定器６０により行われる。
パルス設定器６０は１０ＭＨｚ〜５００ＭＨｚの発振を行うＯＳＣ発振器６２と、該発振器６２の出力する信号をカウントするカウンター６４と、予め設定されたパルス幅指定値ｔ１とカウンター６４のカウント値を比較する比較器６６と、同じく予め設定された一周期指定値ｔ２とカウント値を比較する比較器６８と、比較器６６，６８の出力をそれぞれＲ，Ｓ端子に入力するＲＳフリップフロップ７０とを備える。
そして、パルス設定器６０はパルス幅ｔ１，パルス周期ｔ２のパルス列を出力する。
【００１８】
また、スイッチング素子３６の駆動周期は、スイッチング指令器７２により設定される。このスイッチング指令器７２は、前記パルス設定器６０の出力するパルスのカウンター７４と、指定されたオン／オフ継続時間Ｔ１とカウント値を比較する比較器７６と、ＲＳフリップフロップ７８を備え、カウント値が指定継続時間に達するまでＲＳフリップフロップ７８はオン信号を継続する。
同様な構成がスイッチング素子３８のスイッチング指令器８０にも採用されており、カウンター８２、比較器８４、ＲＳフリップフロップ８６を備える。
【００１９】
そして、このスイッチング指令器７２，８０が設定時間ごとにそれぞれ交互に作動することにより、スイッチング素子Ｑ２３６，Ｑ３３８が所定駆動時間で交番駆動することになる。
したがって、前記図４のＴ１ないしＴ２の延長、短縮指令は、比較器７６，８４へのオン／オフ継続時間の指定により行われることとなる。
【００２０】
なお、上記、制御では、期間が長くなる回数をカウントしたが、期間が短くなる回数をカウントしてもよい、その場合、判定結果に対する動作が逆になる。
また、本発明においてコンデンサＣ１３２，Ｃ２３４の静電容量を検出し、設定電位を演算により求めることも可能である。
すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量をｃ１，ｃ２とし、それぞれに印加される電圧をＶＣ１，ＶＣ２とすると、蓄えられているエネルギーが等しいとして式を展開すれば、下記のようになる。
【００２１】
したがって、平滑コンデンサＣ１３２およびＣ２３４の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２を、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量の逆数の比の平方根（ｃ２／ｃ１）１／２をと一致させることで、前記設定電位を変更することができる。
以上のように定電力制御を行うことにより、ランプ寿命は長くなり、図１のような簡略化した部品点数の少ない省資源タイプの高圧放電灯点灯装置でも安定性の優れたＨＩＤランプの点灯が可能となる。
また、本発明は、水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのＨＩＤランプのほか、キセノンランプを含む高圧放電点灯装置に応用できる。
産業用紫外線応用のための高圧放電点灯装置に応用できる。
さらに、本発明にかかる放電灯点灯装置は、オフィスや店舗用の照明器具に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の一実施形態にかかる放電灯点灯装置の概略回路構成の説明図である。
【図２】図１に示した回路のインバータ作動状態の説明図である。
【図３】図１に示した回路のインバータ用スイッチング素子のオン／オフ状態の説明図である。
【図４】図１に示した回路の定電力化工程及び電位設定値変更工程の説明図である。
【図５】図４に示した制御機構による平滑コンデンサ中点電位の設定値変更の概念図である。
【図６】本発明に用いられるインバータ用スイッチング素子の制御回路の要部詳細構成の説明図である。
【符号の説明】
【００２３】
１０ 放電灯点灯装置
１４ 整流回路
１６ 力率改善回路
１８ ランプ
２０ インバータ回路
３２，３４ 平滑コンデンサ
３６，３８ インバータ用スイッチング素子
５２ 制御回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を整流し直流化する整流回路と、
前記整流回路の両出力端を接続する二の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路を有する力率改善回路と、
交番して駆動する二のスイッチング素子が前記平滑コンデンサ直列回路と並列に接続されたハーフブリッジ型インバータ回路と、
前記インバータ用スイッチング素子の交番を制御する制御回路と、
を備え、前記二のインバータ用スイッチング素子の接続点と前記二の平滑コンデンサの接続点との間にランプを接続した放電灯点灯装置において、
前記制御回路は、前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサの容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
一周期ごとにいずれのインバータ用スイッチング素子の駆動期間が長くなったかをカウントし、一定期間ごとに、長駆動期間のカウント値が大きいインバータ用スイッチング素子の両端電位差が大きくなるように前記設定電位を変更することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１記載の装置において、制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
平滑コンデンサＣ１およびＣ２の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２が、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量ｃ１，ｃ２の逆数の平方根比（ｃ２／ｃ１）１／２を保つように、前記設定電位を変更することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項１】
交流電力を整流し直流化する整流回路と、
前記整流回路の両出力端を接続する二の平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路を有する力率改善回路と、
交番して駆動する二のスイッチング素子が前記平滑コンデンサ直列回路と並列に接続されたハーフブリッジ型インバータ回路と、
前記インバータ用スイッチング素子の交番を制御する制御回路と、
を備え、前記二のインバータ用スイッチング素子の接続点と前記二の平滑コンデンサの接続点との間にランプを接続した放電灯点灯装置において、
前記制御回路は、前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
前記二の平滑コンデンサの容量変化時に、その容量比に応じて前記設定電位を移動することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
一周期ごとにいずれのインバータ用スイッチング素子の駆動期間が長くなったかをカウントし、一定期間ごとに、長駆動期間のカウント値が大きいインバータ用スイッチング素子の両端電位差が大きくなるように前記設定電位を変更することを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１記載の装置において、制御回路は、
前記二の平滑コンデンサの中間点電位が設定電位に近づくように前記インバータ用スイッチング素子の交番期間を制御し、
平滑コンデンサＣ１およびＣ２の各直流電圧の比ＶＣ１／ＶＣ２が、コンデンサＣ１，Ｃ２の各静電容量ｃ１，ｃ２の逆数の平方根比（ｃ２／ｃ１）１／２を保つように、前記設定電位を変更することを特徴とする放電灯点灯装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【公開番号】特開２０１０−９２６８０（Ｐ２０１０−９２６８０Ａ）
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−２６０５９５（Ｐ２００８−２６０５９５）
【出願日】平成２０年１０月７日（２００８．１０．７）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２２年４月２２日（２０１０．４．２２）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年１０月７日（２００８．１０．７）
【出願人】（０００１２６２７４）株式会社アイ・ライティング・システム (56)
【Ｆターム（参考）】
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