電力変換装置
【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側に直列接続された平滑コンデンサの流入電流量を軽減し、電圧変動の抑制に必要な静電容量を低減し、装置を小型化する。
【解決手段】３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ３レベル形変換回路の交流端子を接続し、第３相を、正極側及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、正極側及び負極側コンデンサそれぞれに接続された正極側及び負極側直直変換器と、を備え、３相交流電源の電力をＶ結線形交直変換器にて変換し、直流電力から正極側及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給するに際し、正極側及び負極側直直変換器は、Ｖ結線形変換器の各直流出力変動に応じ、負荷分担を調整する。
【解決手段】３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ３レベル形変換回路の交流端子を接続し、第３相を、正極側及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、正極側及び負極側コンデンサそれぞれに接続された正極側及び負極側直直変換器と、を備え、３相交流電源の電力をＶ結線形交直変換器にて変換し、直流電力から正極側及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給するに際し、正極側及び負極側直直変換器は、Ｖ結線形変換器の各直流出力変動に応じ、負荷分担を調整する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、３相交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
サーバー用電源装置やバッテリ充電装置は、図４のような回路構成で、安定した直流電圧や直流電流を負荷に供給する。図中のＰＷＭ交直変換器（以下、ＰＷＭコンバータ）２は、後段の直直変換器（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ）４の入力電圧が一定となるよう制御を行う。また、交流電源安定化のため、入力力率１の正弦波電流となるよう波形制御を同時に行う。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ４は、サーバー機器やバッテリが要求する直流電力を安定供給するよう、出力電圧や出力電流を制御する。ＰＷＭコンバータ２やＤＣ／ＤＣコンバータ４には、特許文献１や特許文献２に示すように、様々な回路構成が知られている。特許文献１及び２に記載される変換回路は、装置の簡素化や変換回路の対地電位を安定化させる目的で用いられるＶ結線形のＰＷＭコンバータ回路である。
【０００３】
図５は、本発明の対象となる３レベル形変換回路で構築されるＶ結線形変換器を用いた交直変換装置の回路構成を示したものである。Ｖ結線形ＰＷＭコンバータは、３相のうちの２相について、半導体スイッチで構成されるスイッチアームを用い、各相の入力電流を制御する。残る１相については、直流出力側に接続される２直列のコンデンサ（以下、平滑コンデンサ）の中性点に直接接続する回路である。
【０００４】
図６は、ＰＷＭコンバータ２の制御ブロック図である。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ４の要求する直流電圧を指令とし、前記２直列平滑コンデンサのＰ−Ｎ間電圧を検出して、指令値との偏差を電圧調節器ＡＶＲ１１に入力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１は前記偏差をゼロにする電流振幅指令を出力し、交流電源と同期した基準正弦波と乗算器１２において掛け合わせることにより、各相の入力電流指令とする。前記各相の入力電流指令と検出値の偏差を後段の電流調節器ＡＣＲ１１に入力し、前記３レベル変換回路の駆動信号を出力する。
【０００５】
図７は、後段の電圧出力形ＤＣ／ＤＣコンバータの基本制御ブロック図である。出力電圧指令と電圧検出の偏差を、減算器９にて導出し、後段の電圧調節器ＡＶＲ１１に入力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１は、前記偏差をゼロにするための制御量を出力し、後段のＰＷＭ回路１４で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の駆動信号を出力する。
Ｖ結線回路は、一般的に利用される３相フルブリッジ形の変換回路に比べ、半導体スイッチの数が２／３で済み、また、電源の接地相を平滑コンデンサの中性点に接続する構成とすることにより、回路電位を安定にする事ができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平6−253549号公報
【特許文献２】特開2004−15939号公報
【特許文献３】特開平5−15171号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図８は、前記３レベルＶ結線形変換器のＲ相基準波形と、正極側平滑コンデンサの入力電流波形と、負極側平滑コンデンサの入力電流波形を示したものである。ただし、この波形は、ＰＷＭ成分を平滑化した電流波形である。実際には、入力電流をＰＷＭ周期で切り出した波形となる。
入力電流を力率１の正弦波に制御した場合、正極側、負極側の各平滑コンデンサに流入する電流は一定ではなく、図８に示すように交流電源周期で変動する台形波状の電流波形となり、ゼロ電流期間が存在する。このような交流電源周期のリプル電流を直流側に備えたコンデンサで平滑する必要があり、直流電圧を数％以下に抑制しようとすると、３相フルブリッジ回路に備えられる平滑コンデンサに比べ、過大な静電容量が必要となる。
本発明は、上記課題に対し、出力側に構成される２つのＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担量を制御することにより、平滑コンデンサの静電容量を低減させる方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明では、３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記３相交流電源の第３相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、前記３相交流電源の電力を前記Ｖ結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、前記Ｖ結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整する。
また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うようにしてもよい。
【０００９】
また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相が０〜２／３πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相がπ〜５／３πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明により、前記３レベルＶ結線形交直変換器の２分割された各出力にＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、その出力を合成して、負荷に電力を供給する構成とし、各ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担量を、交流電源周期の電力変動に応じて調整する。この結果、前記平滑コンデンサの流入電流量が軽減され、電圧変動を抑制するために必要な静電容量が低減され、装置を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の回路構成図。
【図２】本発明の制御ブロック図。
【図３】本発明の制御ブロック図。
【図４】交直変換器の例を示す図。
【図５】交直変換器に３レベル変換器を用いた例を示す図。
【図６】交直変換器の制御ブロック図。
【図７】直直変換器の制御ブロック図。
【図８】交直変換器の電流を示す図。
【図９】３レベル変換器の例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、第１の発明の交直変換装置の回路構成を示したものである。
Ｖ結線形交直変換器は、自励形半導体と、ダイオードと、これらを逆並列して構成する双方向のスイッチアームとを用いて、交流端子を１端子、直流端子を正極端子Ｐと負極端子Ｎと中間端子Ｍを出力するように構成した３レベル形変換回路と、２直列した平滑コンデンサ回路と、直流電力を所望の直流電力に変換する直直変換器とを備え、３相交流電源のＲ相とＴ相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、それぞれの前記３レベル形変換回路の直流端子を、２直列した平滑コンデンサに並列に接続し、前記３相交流電源のＳ相を、前記の２直列した平滑コンデンサの中間端子に接続して構成する。前記Ｖ結線形交直変換器の直流端子に接続された前記２直列平滑コンデンサの、正極側平滑コンデンサと負極側平滑コンデンサには、それぞれに前記直直変換器を接続し、前記直直変換器のそれぞれ出力を直列もしくは並列で合成して、負荷に所望の直流電力を供給する。第１の発明に記載の３レベル変換器は、図５に示す回路の他に、図９で示すような一般的な３レベル変換回路を採用することもできる。
【００１３】
図２は、負荷電圧一定制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータの、本発明の制御に関わる実施形態を示している。図の上段は、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータ、下段は負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図をそれぞれ示している。
各ＤＣ／ＤＣコンバータは、設定された直流電圧指令と検出値の偏差を電圧調節器ＡＶＲ１１に入力し、電圧調節器ＡＶＲ１１は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲った部分を追加している。
まず、Ｒ相基準波形を、位相判別回路１８に入力する。正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの位相判別回路１８は、入力位相の０〜２／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。位相判別回路１８の出力を負荷電力Poutと乗算器１２にて乗算し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力指令とする。この指令値と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力検出値の偏差を電力調節器ＡＰＲ１１に入力し、この電力調節器ＡＰＲ１１は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が指令値と一致するよう、前記電圧調節器ＡＶＲ１１の出力信号の補正量を出力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１の出力と、前記電力調節器ＡＰＲ１１の出力する補正量を加算器１０にて加算し、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの制御量として、後段のＰＷＭ回路１４で駆動信号を生成する。
【００１４】
図２下段に記載の負極側ＤＣ／ＤＣコンバータは、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロックの位相判別回路１８は、入力位相のπ〜５／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。
図８に示したとおり、前記３レベルＶ結線形コンバータから負極側に流入する電流波形は、０〜２／３πの期間は流入量がゼロとなり、正極側に全電流が流入するが、この間、正極側が全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。また、π〜５／３πの期間は、反対に正極側の流入量がゼロとなり、負極側に全電流が流入するが、この間、負極側が全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。
図３は、負荷電流一定制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータの、本発明に関わる実施例（制御ブロック図）である。図の上段は、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図、下段は負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図である。各ＤＣ／ＤＣコンバータは、設定された直流電流指令と検出値の偏差を電流調節器ＡＣＲ１１に入力し、電流調節器ＡＣＲ１１は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。図３では、電流指令を、負荷電力検出値と出力電圧の除算処理によって生成した例である。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲う部分を追加している。
【００１５】
まず、Ｒ相基準波形を、位相判別回路１８に入力する。正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの位相判別回路１８は、入力位相の０〜２／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。位相判別回路１８の出力を、前記電流指令と乗算器１２にて乗算し、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令とする。この指令値に基づき、出力制御を行う。図３下段に記載の負極側ＤＣ／ＤＣコンバータは、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロックの位相判別回路１８は、入力位相のπ〜５/３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。図２に示した例と同様に、３レベルＶ結線形コンバータから負極側に流入する電流は、０〜２／３πの期間において電流流入量がゼロとなり、正極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータが全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。また、π〜５／３πの期間は、反対に正極側コンデンサへの電流流入量がゼロとなり、負極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータが全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。
さらに、本発明の第２の実施形態を以下に示す。図８に示すとおり、前記３レベルＶ結線形コンバータの正極側コンデンサへの流入電流は、表１のようになる。負極側コンデンサへの流入電流は、これに相反する電流となる。
【００１６】
【表１】
【００１７】
第２の実施形態は、全電流とゼロ電流の移行期間、すなわち２／３π〜π、５／３π〜２πにおいて、連続的に負荷分担率を変化させる。つまり、前記３レベルＶ結線形コンバータの流入電流は、後段の前記負荷電力に応じて増減するが、正極側コンデンサへの流入電流と負極側コンデンサへの流入電流の瞬時電流比率は同じになるようにする。このように、全期間の電源位相に対する負荷分担比率を、あらかじめ算出し、その結果を前記位相判別回路に設定することにより、全期間において、前記平滑コンデンサの負担を軽減することが可能となる。
【符号の説明】
【００１８】
１…交流電源、２…交直変換器、３…コンデンサ、４…直直変換器、５…負荷、６…自励形半導体素子、７…ダイオード、８…リアクトル、９…減算器、１０…加算器、１１…自動調節器、１２…乗算器、１３…位相調節器（ＰＬＬ）、１４…ＰＷＭ発生器、１５…電流検出器、１６…交直変換器用制御装置、１７…直直変換器用制御装置、１８…位相判別回路、１９…除算器
【技術分野】
【０００１】
この発明は、３相交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換し、負荷に供給する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
サーバー用電源装置やバッテリ充電装置は、図４のような回路構成で、安定した直流電圧や直流電流を負荷に供給する。図中のＰＷＭ交直変換器（以下、ＰＷＭコンバータ）２は、後段の直直変換器（以下、ＤＣ／ＤＣコンバータ）４の入力電圧が一定となるよう制御を行う。また、交流電源安定化のため、入力力率１の正弦波電流となるよう波形制御を同時に行う。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ４は、サーバー機器やバッテリが要求する直流電力を安定供給するよう、出力電圧や出力電流を制御する。ＰＷＭコンバータ２やＤＣ／ＤＣコンバータ４には、特許文献１や特許文献２に示すように、様々な回路構成が知られている。特許文献１及び２に記載される変換回路は、装置の簡素化や変換回路の対地電位を安定化させる目的で用いられるＶ結線形のＰＷＭコンバータ回路である。
【０００３】
図５は、本発明の対象となる３レベル形変換回路で構築されるＶ結線形変換器を用いた交直変換装置の回路構成を示したものである。Ｖ結線形ＰＷＭコンバータは、３相のうちの２相について、半導体スイッチで構成されるスイッチアームを用い、各相の入力電流を制御する。残る１相については、直流出力側に接続される２直列のコンデンサ（以下、平滑コンデンサ）の中性点に直接接続する回路である。
【０００４】
図６は、ＰＷＭコンバータ２の制御ブロック図である。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ４の要求する直流電圧を指令とし、前記２直列平滑コンデンサのＰ−Ｎ間電圧を検出して、指令値との偏差を電圧調節器ＡＶＲ１１に入力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１は前記偏差をゼロにする電流振幅指令を出力し、交流電源と同期した基準正弦波と乗算器１２において掛け合わせることにより、各相の入力電流指令とする。前記各相の入力電流指令と検出値の偏差を後段の電流調節器ＡＣＲ１１に入力し、前記３レベル変換回路の駆動信号を出力する。
【０００５】
図７は、後段の電圧出力形ＤＣ／ＤＣコンバータの基本制御ブロック図である。出力電圧指令と電圧検出の偏差を、減算器９にて導出し、後段の電圧調節器ＡＶＲ１１に入力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１は、前記偏差をゼロにするための制御量を出力し、後段のＰＷＭ回路１４で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の駆動信号を出力する。
Ｖ結線回路は、一般的に利用される３相フルブリッジ形の変換回路に比べ、半導体スイッチの数が２／３で済み、また、電源の接地相を平滑コンデンサの中性点に接続する構成とすることにより、回路電位を安定にする事ができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平6−253549号公報
【特許文献２】特開2004−15939号公報
【特許文献３】特開平5−15171号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図８は、前記３レベルＶ結線形変換器のＲ相基準波形と、正極側平滑コンデンサの入力電流波形と、負極側平滑コンデンサの入力電流波形を示したものである。ただし、この波形は、ＰＷＭ成分を平滑化した電流波形である。実際には、入力電流をＰＷＭ周期で切り出した波形となる。
入力電流を力率１の正弦波に制御した場合、正極側、負極側の各平滑コンデンサに流入する電流は一定ではなく、図８に示すように交流電源周期で変動する台形波状の電流波形となり、ゼロ電流期間が存在する。このような交流電源周期のリプル電流を直流側に備えたコンデンサで平滑する必要があり、直流電圧を数％以下に抑制しようとすると、３相フルブリッジ回路に備えられる平滑コンデンサに比べ、過大な静電容量が必要となる。
本発明は、上記課題に対し、出力側に構成される２つのＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担量を制御することにより、平滑コンデンサの静電容量を低減させる方法を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明では、３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記３相交流電源の第３相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、前記３相交流電源の電力を前記Ｖ結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、前記Ｖ結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整する。
また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うようにしてもよい。
【０００９】
また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相が０〜２／３πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相がπ〜５／３πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給するようにしてもよい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明により、前記３レベルＶ結線形交直変換器の２分割された各出力にＤＣ／ＤＣコンバータを接続し、その出力を合成して、負荷に電力を供給する構成とし、各ＤＣ／ＤＣコンバータの負荷分担量を、交流電源周期の電力変動に応じて調整する。この結果、前記平滑コンデンサの流入電流量が軽減され、電圧変動を抑制するために必要な静電容量が低減され、装置を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の回路構成図。
【図２】本発明の制御ブロック図。
【図３】本発明の制御ブロック図。
【図４】交直変換器の例を示す図。
【図５】交直変換器に３レベル変換器を用いた例を示す図。
【図６】交直変換器の制御ブロック図。
【図７】直直変換器の制御ブロック図。
【図８】交直変換器の電流を示す図。
【図９】３レベル変換器の例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、第１の発明の交直変換装置の回路構成を示したものである。
Ｖ結線形交直変換器は、自励形半導体と、ダイオードと、これらを逆並列して構成する双方向のスイッチアームとを用いて、交流端子を１端子、直流端子を正極端子Ｐと負極端子Ｎと中間端子Ｍを出力するように構成した３レベル形変換回路と、２直列した平滑コンデンサ回路と、直流電力を所望の直流電力に変換する直直変換器とを備え、３相交流電源のＲ相とＴ相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、それぞれの前記３レベル形変換回路の直流端子を、２直列した平滑コンデンサに並列に接続し、前記３相交流電源のＳ相を、前記の２直列した平滑コンデンサの中間端子に接続して構成する。前記Ｖ結線形交直変換器の直流端子に接続された前記２直列平滑コンデンサの、正極側平滑コンデンサと負極側平滑コンデンサには、それぞれに前記直直変換器を接続し、前記直直変換器のそれぞれ出力を直列もしくは並列で合成して、負荷に所望の直流電力を供給する。第１の発明に記載の３レベル変換器は、図５に示す回路の他に、図９で示すような一般的な３レベル変換回路を採用することもできる。
【００１３】
図２は、負荷電圧一定制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータの、本発明の制御に関わる実施形態を示している。図の上段は、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータ、下段は負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図をそれぞれ示している。
各ＤＣ／ＤＣコンバータは、設定された直流電圧指令と検出値の偏差を電圧調節器ＡＶＲ１１に入力し、電圧調節器ＡＶＲ１１は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲った部分を追加している。
まず、Ｒ相基準波形を、位相判別回路１８に入力する。正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの位相判別回路１８は、入力位相の０〜２／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。位相判別回路１８の出力を負荷電力Poutと乗算器１２にて乗算し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力指令とする。この指令値と、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力検出値の偏差を電力調節器ＡＰＲ１１に入力し、この電力調節器ＡＰＲ１１は、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が指令値と一致するよう、前記電圧調節器ＡＶＲ１１の出力信号の補正量を出力する。前記電圧調節器ＡＶＲ１１の出力と、前記電力調節器ＡＰＲ１１の出力する補正量を加算器１０にて加算し、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの制御量として、後段のＰＷＭ回路１４で駆動信号を生成する。
【００１４】
図２下段に記載の負極側ＤＣ／ＤＣコンバータは、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロックの位相判別回路１８は、入力位相のπ〜５／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。
図８に示したとおり、前記３レベルＶ結線形コンバータから負極側に流入する電流波形は、０〜２／３πの期間は流入量がゼロとなり、正極側に全電流が流入するが、この間、正極側が全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。また、π〜５／３πの期間は、反対に正極側の流入量がゼロとなり、負極側に全電流が流入するが、この間、負極側が全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。
図３は、負荷電流一定制御を行うＤＣ／ＤＣコンバータの、本発明に関わる実施例（制御ブロック図）である。図の上段は、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図、下段は負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロック図である。各ＤＣ／ＤＣコンバータは、設定された直流電流指令と検出値の偏差を電流調節器ＡＣＲ１１に入力し、電流調節器ＡＣＲ１１は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。図３では、電流指令を、負荷電力検出値と出力電圧の除算処理によって生成した例である。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲う部分を追加している。
【００１５】
まず、Ｒ相基準波形を、位相判別回路１８に入力する。正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの位相判別回路１８は、入力位相の０〜２／３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。位相判別回路１８の出力を、前記電流指令と乗算器１２にて乗算し、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流指令とする。この指令値に基づき、出力制御を行う。図３下段に記載の負極側ＤＣ／ＤＣコンバータは、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータの制御ブロックの位相判別回路１８は、入力位相のπ〜５/３π期間に１．０を出力し、その他の期間は０．５を出力する。図２に示した例と同様に、３レベルＶ結線形コンバータから負極側に流入する電流は、０〜２／３πの期間において電流流入量がゼロとなり、正極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、正極側ＤＣ／ＤＣコンバータが全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。また、π〜５／３πの期間は、反対に正極側コンデンサへの電流流入量がゼロとなり、負極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、負極側ＤＣ／ＤＣコンバータが全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。
さらに、本発明の第２の実施形態を以下に示す。図８に示すとおり、前記３レベルＶ結線形コンバータの正極側コンデンサへの流入電流は、表１のようになる。負極側コンデンサへの流入電流は、これに相反する電流となる。
【００１６】
【表１】
【００１７】
第２の実施形態は、全電流とゼロ電流の移行期間、すなわち２／３π〜π、５／３π〜２πにおいて、連続的に負荷分担率を変化させる。つまり、前記３レベルＶ結線形コンバータの流入電流は、後段の前記負荷電力に応じて増減するが、正極側コンデンサへの流入電流と負極側コンデンサへの流入電流の瞬時電流比率は同じになるようにする。このように、全期間の電源位相に対する負荷分担比率を、あらかじめ算出し、その結果を前記位相判別回路に設定することにより、全期間において、前記平滑コンデンサの負担を軽減することが可能となる。
【符号の説明】
【００１８】
１…交流電源、２…交直変換器、３…コンデンサ、４…直直変換器、５…負荷、６…自励形半導体素子、７…ダイオード、８…リアクトル、９…減算器、１０…加算器、１１…自動調節器、１２…乗算器、１３…位相調節器（ＰＬＬ）、１４…ＰＷＭ発生器、１５…電流検出器、１６…交直変換器用制御装置、１７…直直変換器用制御装置、１８…位相判別回路、１９…除算器
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記３相交流電源の第３相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、
前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、
前記３相交流電源の電力を前記Ｖ結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、
前記Ｖ結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整することを特徴とする交直変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交直変換装置において、
前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うことを特徴とする交直変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の交直変換装置において、
前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相が０〜２／３πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相がπ〜５／３πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給することを特徴とする交直変換装置。
【請求項１】
３相交流電源の第１相と第２相に、それぞれ前記３レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記３相交流電源の第３相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるＶ結線形交直変換器と、
前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、
前記３相交流電源の電力を前記Ｖ結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、
前記Ｖ結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整することを特徴とする交直変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の交直変換装置において、
前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うことを特徴とする交直変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の交直変換装置において、
前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相が０〜２／３πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記３相交流電源のうち、ある１相の位相がπ〜５／３πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給することを特徴とする交直変換装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【公開番号】特開２０１２−１７０１７６（Ｐ２０１２−１７０１７６Ａ）
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２７０４０（Ｐ２０１１−２７０４０）
【出願日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２４年９月６日（２０１２．９．６）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年２月１０日（２０１１．２．１０）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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