電源装置および灯具、車両
【課題】種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供する。
【解決手段】インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置において、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段８を設けた。
【解決手段】インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置において、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段８を設けた。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた電源装置に関するものであり、特に発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子で構成された半導体光源を負荷とする電源装置、並びにこれを用いた前照灯などの灯具および車両に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ハロゲンランプや放電ランプなどに代えて発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子を光源として用いた電源装置および灯具の開発が盛んに行われている。車両用としても、ＬＥＤの発光効率などの性能の向上に伴い、ルームランプやリアコンビネーションランプのみならず、前照灯（ヘッドランプ）などへの展開も開始されている。従来からヘッドランプの光源として用いられているハロゲンランプや放電ランプ（ＨＩＤランプ）などの光源に関しては規格化がなされており、各々の形状、特性などが決められている。これに対して、ＬＥＤを用いた光源に関しては、現状では規格化などはなされておらず、少なくとも当面は、ヘッドランプの仕様に応じて種々のＬＥＤおよびその組合せが設定されていくことになる（特許文献１、特許文献２）。
【０００３】
また、ＬＥＤ負荷を点灯するための回路として、ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成するインダクタンス要素を流れる電流が臨界モード（電流境界モードなどともいう）となるようにスイッチング素子をオンオフする制御方法が提案されている（特許文献３）。ＤＣ−ＤＣ変換回路の駆動を電流境界モードで行うことは、従来のＨＩＤランプに対しても多く検討、実施されてきた制御方法であるが、ＬＥＤに対しても本制御方法を用いることによって、損失を低減できるとされている。
【０００４】
ところで、ＬＥＤなどの半導体光源は、所定の順方向電圧を有した低インピーダンスの負荷であるため、供給する電圧に多少のリップル成分を有している程度でも、流れる電流には大きな電流リップルが発生しやすいという特性を有している。このことは、負荷への配線に多くのリップル分を有した電流が流れるということにもなり、不要輻射ノイズの発生などにもつながるため、ノイズ対策が必要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−０９５４７９号公報
【特許文献２】特開２００４−０９５４８０号公報
【特許文献３】特表２００３−５０４８２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様は、図１、図２に示すように、インダクタンス要素Ｔ１とスイッチング素子Ｑ１を備え、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素Ｔ１にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、前記インダクタンス要素Ｔ１に蓄積されたエネルギーを負荷２側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置において、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段８を設け、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めることでなされる電源装置であることを要旨とする。
【０００８】
また、第１の態様に係る電源装置においては、少なくとも前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めることができる。
【０００９】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、図７に示すように、フライバックコンバータで構成されており、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスＴ１の１次−２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数をｆとしたとき、前記制御回路は、図８に示すように、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めるようにすることができる。
【００１０】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記制御回路は、図８に示すように、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決定し、係数ｋの値（ステップ＃２）は少なくとも１．０５以上の値とすることができる。
【００１１】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源Ｅの通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値Ｖｉが最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を決めるようにすることができる。
【００１２】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御することができる。
【００１３】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いることができる。
【００１４】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いることができる。
【００１５】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置の外部より設定できるように構成することができる。
【００１６】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置に予め設定した値を用いることができる。
【００１７】
本発明の第２の態様は、第１の態様に係る電源装置９５を搭載した灯具であることを要旨とする。
【００１８】
本発明の第３の態様は、第２の態様に係る灯具を搭載した車両１００であることを要旨とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少なく、構成が簡単な電源装置を提供することが可能となる。また、本発明の電源装置を車両用の灯具などに用いることにより、より機能的で安価なシステムの提供が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態の基本構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図３】本発明の実施の形態１の動作波形図である。
【図４】本発明の実施の形態２の要部回路図である。
【図５】本発明の実施の形態３の回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３の動作波形図である。
【図７】本発明の実施の形態４の回路図である。
【図８】本発明の実施の形態４のマイコンの動作説明図である。
【図９】本発明の実施の形態４に用いる基準電圧可変回路の回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態４の動作波形図である。
【図１１】本発明の実施の形態５の回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態６のマイコンの動作説明図である。
【図１３】本発明の実施の形態６の動作波形図である。
【図１４】本発明の実施の形態７のマイコンの動作説明図である。
【図１５】本発明の実施の形態８の灯具の断面図である。
【図１６】本発明の実施の形態９の車両の斜視図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（基本構成）
本発明の基本構成図を図１に示す。図１を用いて、本発明の基本構成に関して以下に説明する。ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｅを入力とし、負荷２に対して電圧変換した出力を与える。ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオン時に電源よりインダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより、電圧変換された出力を負荷側へ供給するものである。具体的には、フライバックコンバータやバックブーストコンバータ、ブーストコンバータなどであるが、好適には負荷への変換電圧の適切な設定が可能なフライバックコンバータにて構成されるものである。
【００２２】
またＤＣ−ＤＣ変換回路１は、以下の構成により出力電流制御がなされる。ＤＣ−ＤＣ変換回路１から出力される電流を出力電流検出部３で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で増幅した後、出力電流目標値設定部５から与えられる出力電流の目標値に対する誤差を誤差演算部６で求める。ＰＷＭ信号発生部７は、誤差演算部６からの出力を受けて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を駆動するための変換回路駆動信号を出力する。変換回路駆動信号により、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子はオンオフ動作される。これにより、フィードバック制御がなされ、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流は目標とする値となる。
【００２３】
本発明の特徴とするところは、上記出力電流制御の構成に加えて、オンタイミング規定部８を設けたことである。オンタイミング規定部８は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素を流れる電流が連続モード動作となるように、ＰＷＭ信号発生部７に対してスイッチング素子をオンするタイミングを規定し与えるものである。ＰＷＭ信号発生部７はこの信号を受けて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、変換回路駆動信号として出力する。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素に流れる電流を連続モードに維持しながら、出力電流制御動作が行われるようになるので、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することが可能となる。
【００２５】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の回路図を図２に、動作波形の説明図を図３に示す。図２および図３を用いて、本実施の形態の具体的な内容について以下に説明する。
【００２６】
本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路はトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、整流用ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ１にて構成されるフライバックタイプのコンバータである。接続される負荷２は、ＬＥＤ素子を複数個直列接続したＬＥＤ負荷としている。
【００２７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路の基本的な動作に関して説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンの時に、トランスＴ１の１次側には電源Ｅより電流ｉ１が流れ、エネルギーがトランスＴ１に蓄積され、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとトランスＴ１に蓄えられたエネルギーが２次側より電流ｉ２としてダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１へ放出されることにより、電圧変換がなされ負荷側へ電力が供給される。
【００２８】
図３は、本ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続となるように動作させた場合の波形の例である。トランスＴ１の１次側のインダクタンス値をＬ１、２次側のインダクタンス値をＬ２、１次−２次間の巻数比をＮ、入力電圧をＶｉ、出力電圧Ｖｏとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れる電流ｉ１の傾きはＶｉ／Ｌ１となり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に流れる電流ｉ２の傾きは−Ｖｏ／Ｌ２となる。
【００２９】
ここに、トランスＴ１の１次と２次のインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２には、Ｌ２＝Ｎ２・Ｌ１の関係がある。図中に記した電流ｉ１のピーク値ｉ１ｐと電流ｉ２のピーク値ｉ２ｐの関係は１／Ｎ倍となり、連続モード動作時の電流のベース分であるｉ２ｂとｉ１ｂの関係はＮ倍となる。
【００３０】
入出力ともに完全に平滑されているとした場合、電流ｉ１の平均値が入力電流の値となり、電流ｉ２の平均値が出力電流の値となる。また、回路損失がない理想的な状態を想定した場合、入力電力と出力電力の値は等しくなるため、入力電流すなわち電流ｉ１の平均値と出力電流すなわち電流ｉ２の平均値の間には、（入力電圧Ｖｉ／出力電圧Ｖｏ）倍の関係が成立する。
【００３１】
ちなみに、この電流のベース分の値ｉ２ｂ、ｉ１ｂが零となるように駆動させるのが電流境界モードの動作であり、前述の従来例ではそのように動作させることが提案されている。つまり、電流連続モードにおいては、電流ｉ２が零となった時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンとすることにより、上記電流のベース分のない状態での動作を実現させる。
【００３２】
しかしながら、電流境界モードで動作させるとした場合、前述の各関係より、特定の負荷を対象とする場合にはその負荷の電圧や電流の値に合わせてトランスＴ１などの定数を設定すれば想定される周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動することが出来るが、電圧や電流が違う種々設定される負荷へ対応させようとした場合、接続される負荷によっては、電流ｉ２が零となる時点を待つことにより、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどの課題が発生する。
【００３３】
これに対して本発明では、電流ｉ２が零となる前、すなわち所定のベース分ｉ２ｂを有している時点でスイッチング素子Ｑ１を再びオンに転じさせるように制御することにより、上記の問題を解決し、種々設定される負荷への対応を可能とするものである。
【００３４】
このことは、本実施の形態においては、以下の構成（図２）により実現される。抵抗などで構成される検出部により１次電流検出信号、２次電流検出信号、出力電流検出信号を得る。ＰＷＭ信号発生部７は、セット・リセットフリップフロップを含んで構成される発振回路ＯＳＣと、発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ１、リセット入力Ｒｅｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ２などにより構成されている。
【００３５】
ＰＷＭ信号発生部７の基準電圧Ｖｒｅｆ２はコンパレータＣｏｍｐ１に比較のための電圧を与えるもので、コンパレータＣｏｍｐ１は基準電圧Ｖｒｅｆ２の値と２次電流検出信号の値を比較する。２次電流検出信号の値が基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の時にコンパレータＣｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオンし、電流ｉ２は零となり、電流ｉ１が流れる。
【００３６】
出力電流検出信号はアンプＡｍｐ１で増幅され、誤差演算部６に入力される。誤差演算部６において、出力電流の目標値である基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を演算し増幅（本図では比例積分ＰＩとしている）した結果を、１次電流ピーク値指令信号としてコンパレータＣｏｍｐ２へ与える。コンパレータＣｏｍｐ２は、この１次電流ピーク値指令信号の値と１次電流検出信号の値を比較し、１次電流検出信号の値が１次電流ピーク値指令信号の値以上となったときに、発振回路ＯＳＣのリセット入力ＲｅｓｅｔへＨｉｇｈレベルの信号を与え、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオフし、電流ｉ１は零となり、電流ｉ２が流れる。
【００３７】
以上の構成により、スイッチング素子Ｑ１は出力電流Ｉｏが基準電圧Ｖｒｅｆ１で設定された目標値と同じになるように変換回路駆動信号により駆動され、出力電流の制御が実現される。
【００３８】
本実施の形態では、ＰＷＭ信号発生部７を構成するコンパレータＣｏｍｐ１とその基準電圧Ｖｒｅｆ２が、オンタイミング規定部８も兼ねて構成しており、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値によって、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定可能としている。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ２によって、電流ｉ２が低下し、どの値に達した時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンさせるかを任意に決めることが出来る（図３のｉ２ｂに相当）。
【００３９】
本実施の形態によると、種々設定される負荷への対応を想定して、トランスＴ１などの定数だけでなく、電流連続モードで動作させる際の電流のベース分を適切に設定することが出来るので、それらの負荷への対応が可能な電源装置を提供することが可能となる。また従来例に対して、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどということがないので、種々設定される負荷に対して常に効率が良く、かつリップルの少ない安定した出力の供給が可能となる。
【００４０】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態の要部回路図を図４に示す。先の実施の形態で示した回路図（図２）の発振回路ＯＳＣに対して、コンパレータＣｏｍｐ３とその周辺回路を設けることによって、発振回路の出力ＱがＬｏｗレベルとなる時間、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオフ状態である時間に、上限および下限を設定可能とするものである。
【００４１】
コンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力端子には、電流源Ｉｓ、コンデンサＣｓ、スイッチ素子Ｑｓの並列回路が接続されている。ここに電流源ＩｓとコンデンサＣｓはタイマーを構成するためのもので、スイッチ素子ＱｓはコンデンサＣｓの電荷を放電させて零にリセットするためのものである。セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力Ｑにより、スイッチ素子Ｑｓは駆動される。一方、コンパレータＣｏｍｐ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２と、それらを発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔの信号の状態によって選択するための切替スイッチが設けられている（ここに、Ｖｓ１＜Ｖｓ２の関係がある）。
【００４２】
上記構成により、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＨｉｇｈレベルの信号が入力されても、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ１の値以上に達するまでの時間はコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとならず、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルを維持し、スイッチング素子Ｑ１もオフ状態を維持する。
【００４３】
また逆に、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＬｏｗレベルの信号が入力されている場合（図示された状態）でも、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ２の値以上に達した時点でコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとなり、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１もオンとなる。
【００４４】
本実施の形態によれば、以上のようにして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなっている時間に上限および下限を設定し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を少なくとも基準電圧Ｖｓ１で設定される所定時間以上は継続し、かつ、基準電圧Ｖｓ２で設定される所定時間を超えないように制御することが可能となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間の最大値及び最小値を設定することが出来るため、先の実施の形態に対して、より広い特性範囲の負荷に確実に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。
【００４５】
（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態の回路図を図５に示す。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段として、第１の実施の形態のオンタイミング規定部８に代えて、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を設定する駆動周波数設定部８１を設けて構成している点が異なる。
【００４６】
駆動周波数設定部８１には、入力電圧検出信号、出力電圧検出信号、出力電流目標値設定部５から与えられる目標電流値が入力されており、それらに基づいて変換回路駆動信号の駆動周波数を設定し、ＰＷＭ信号発生部７に基準発振信号として与える。ＰＷＭ信号発生部７は、与えられた基準発振信号により、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定し、変換回路駆動信号としてスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００４７】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ１によって出力電流Ｉｏの検出を行い、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３によって出力電圧Ｖｏの検出を行うように構成している。
【００４８】
駆動周波数設定部８１において、ＤＣ−ＤＣ変換回路のインダクタンス要素（本実施の形態ではトランスＴ１）に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を決めることにより、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することを可能とする。
【００４９】
図６は、本発明の実施の形態３の動作波形の説明図である。図６の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示したものである。（ａ）および（ｂ）の波形は、従来例の説明で述べたように、回路損失の低減を目的としてフライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。
【００５０】
負荷２として、例えば４個のＬＥＤ素子が直列に接続されて１個のパッケージに収納されてなるＬＥＤ光源を２個直列に接続してＬＥＤ負荷を構成し、目標電流とする出力電流ＩｏをＬＥＤ負荷に供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図６（ａ）のようになったとする。
【００５１】
このとき電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均したものが、出力電流Ｉｏと等しくなる（出力電圧Ｖｏが十分に平滑されていて、出力電流Ｉｏが一定であるとした場合）。
【００５２】
また、ＤＣ−ＤＣ変換回路が理想的なもので、変換動作時に損失が発生しないとした場合には、面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均した値と出力電圧Ｖｏを掛け合わせた値と、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ａをスイッチング周期で平均した値と入力電圧Ｖｉを掛け合わせた値は等しくなる（各々の値は出力電力および入力電力に相当する）。
【００５３】
また、電流ｉ１のピーク値と電流ｉ２のピーク値の間には、トランスＴ１の１次−２次間の巻数比をＮとした場合、１／Ｎ倍の関係が成立している。
【００５４】
図６の（ｂ）は、前記ＬＥＤ光源を３個直列に接続してＬＥＤ負荷を構成し、同じ出力電流となるように制御した場合の波形である。負荷の構成を２個直列から３個直列のものに変更したことにより、出力電圧Ｖｏは３／２倍となり、出力電流Ｉｏは同じであるので、それに伴い出力電力と入力電力の関係も３／２倍となる。
【００５５】
このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して３／２×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して（周期の比）倍となる（面積Ｓ１ｂ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流および出力電流である）。
【００５６】
また、電流ｉ２の傾きは、出力電圧Ｖｏが３／２倍となることにより、３／２倍に急となる。
【００５７】
上記のように接続する負荷を変更した場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇し、このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
【００５８】
図６（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示したものである。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で基準発振信号を決めた場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は波形（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
【００５９】
ここで、スイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まり、その結果、波形（ａ）および（ｂ）とそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。
【００６０】
図６（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
【００６１】
想定するＬＥＤ負荷の構成が２個直列および３個直列の場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の波形（ａ）および（ｂ）と比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
【００６２】
電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。
【００６３】
また、ＤＣ−ＤＣ変換回路の効率に関して、従来例に述べられているように不連続モード動作に比べて境界モード動作の方が低損失となることは明らかであるが、境界モード動作と連続モード動作を比べた場合には境界モード動作の方がよくなるとは一概には言えない。
【００６４】
実際の回路ではスイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときやオフに転ずるときに発生するスイッチング損失、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに流れる電流によって発生する損失、トランスＴ１に流れる電流によって発生する損失（銅損および鉄損）、ダイオードＤ１に発生する損失などの各々の損失によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路トータルの損失が決まる。図６の波形（ａ）および（ｂ）と、波形（ｃ）および（ｄ）をそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われるが、逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、むしろ低減されると考えられ、実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
【００６５】
このように本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。また、実施の形態１および２に対して、電流ｉ２の検出をしなくてもよくなるため、回路を簡単に構成することが出来る利点がある。
【００６６】
ところで連続モード動作とするためには、前述してきた各関係などから、少なくとも以下の関係を満たすように駆動周波数設定部８１において周波数ｆを決めればよいことが導かれる。
【００６７】
ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
ここで、Ｌ１はトランスＴ１の１次側のインダクタンス値、Ｎは１次−２次間の巻数比、Ｖｉは入力電圧、Ｖｏは出力電圧、Ｉｏは出力電流である。
【００６８】
本実施の形態で述べたように、境界モード動作と同じ周波数となるようにするためには、以下の関係式において周波数ｆを設定とし、係数ｋを希望とする周波数となるように設定すればよい。
【００６９】
ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
（ただしｋ＞１）
ところで、係数ｋの値としては、連続動作時の電流のベース分を適度に持たせるためには、少なくとも１．０５以上の値、最適には１．１以上の値に設定するのが好ましい。これにより、本発明の効果をより良く得ることが可能となる。
【００７０】
（実施の形態４）
本発明の第４の実施の形態の回路図を図７に示す。また、本発明の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図８に示す。本実施の形態では、制御回路の一部をマイコン９を用いて構成している。
【００７１】
基本的な動作は以下の通りである。負荷２に流れる電流を電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で信号を増幅したのち、誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、その結果をＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力する。ＰＷＭ信号発生部７で所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給し、出力電流の調整を行なうようにフィードバック制御系が構成されている。
【００７２】
本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路、誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
【００７３】
マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ−ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号（変換回路駆動信号生成の基となる変換回路駆動信号と同じ周波数の信号）が与えられ、のこぎり波発生器ＯＳＣ１へ入力される。のこぎり波発生器ＯＳＣ１はこの基準発振信号を受けて、同じ周波数で発振するのこぎり波を発生し、基準発振信号の立上りのタイミングで出力を零とするように構成されている。
【００７４】
コンパレータＣｏｍｐ４は、反転入力端子へ入力された、のこぎり波発生器ＯＳＣ１からの信号と、非反転入力端子に入力された誤差演算部６からのＰＷＭ指令信号の値とを比較し、のこぎり波発生器ＯＳＣ１で規定された（すなわち、基準発振信号で規定された）周波数で、信号の比較結果をもってオンデューティが決められたパルス信号を出力する。コンパレータＣｏｍｐ４の出力は、変換回路駆動信号としてＤＣ−ＤＣ変換回路へ与えられ、スイッチング素子Ｑ１はオンオフ駆動される。
【００７５】
上記構成によって、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来、ＤＣ−ＤＣ変換回路は駆動周波数設定部８１で決められた周波数で駆動される。
【００７６】
ところでマイコン９は、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込み、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流の目標値を出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶し、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
【００７７】
次にマイコン９の動作に関して、図８を用いて説明する。まず、出力電流目標値の設定は、回路動作を開始させる前の初期の段階で、上記の通り通信手段を用いて行われる。ステップＳ１の出力電流目標値記憶の処理を実行すると、ステップＳ２において、出力電流の目標値をＩｏ＊として電源装置の外部より読み込み、ステップＳ３において、マイコン９の内部メモリー或いはマイコン９の外部に設置した外部メモリーに、目標電流値Ｉｏ＊として記憶する。
【００７８】
次に、ステップＳ４の出力電流目標値調整の処理を実行すると、回路動作時に記憶された出力電流の目標値Ｉｏ＊に相当する値に誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変するための信号を、ステップＳ５においてマイコン９の第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌとして出力する。これにより、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１は出力電流目標値Ｉｏ＊に相当する値となる。
【００７９】
ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするための具体的な回路構成の一例を、図９に示す。基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌはマイコンの第２のＴＩＭＥＲポートより、高周波でオンオフする信号として与えられる。図９の基準電圧Ｖｒｅｆは、別途回路で生成される制御用の安定な電圧である。スイッチング素子Ｑ２０が常にオフのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１で分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍａｘとする）。また逆に、スイッチング素子Ｑ２０が常にオンのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と、並列に接続された抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２の合成抵抗とで分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍｉｎとする）。スイッチング素子Ｑ２０を一定の周波数でオンオフ動作させた場合は、基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される値は、そのオンデューティによって前記Ｖｒｅｆ１＿ｍａｘとＶｒｅｆ１＿ｍｉｎの間の値とすることができる。
【００８０】
本回路を構成する他の抵抗Ｒ２３、コンデンサＣ２１などは、フィルターとして設けているものであり、これにより基準電圧Ｖｒｅｆ１の安定化を図っている。ちなみに誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするには、Ｄ／Ａ変換機能を有するマイコンであればＤ／Ａ変換ポートのアナログ出力を用いて直接与える構成としてもよいし、本例のように、ＴＩＭＥＲポートを使用してマイコン９からのオンオフ信号（基準電圧調整信号）と外部の積分フィルタ回路（図９）により実質的にＤ／Ａ変換器を構成してもよいし、またその他の方法でも目的が達成できれば具体的な構成は何でもよい。
【００８１】
次に、図８のステップ＃１以降の駆動周波数設定のマイコン動作に関して説明する。後述のステップ＃９において駆動周波数ｆの算出を行うものであるが、先ずステップ＃２でそのための定数ｋ、Ｌ１、Ｎの設定を行う。
【００８２】
ステップ＃３では、出力電流目標値記憶（ステップＳ１〜Ｓ３）により記憶した出力電流の目標値Ｉｏ＊を取得する。
【００８３】
ステップ＃４では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の駆動開始時に使用する周波数の初期値を駆動周波数ｆに設定する。ここまでの動作は、回路出力動作の開始前に行われる処理である。
【００８４】
ステップ＃５では、回路動作が可能な状態かどうかの確認を行う。回路動作が可能かどうかの判断は、ここでは示していない。駆動周波数設定以外の他のフローで行われるが、具体的には入力電圧検出信号の値が動作可能な範囲かどうかなどの情報に基づいて判断がなされる。
【００８５】
ステップ＃５で確認の結果、回路動作が可能な状態でない場合は、ステップ＃６へ移行し、基準発振信号の出力を停止（未だ出力していない場合はその状態を維持）とし、ステップ＃５に戻り状態の確認を繰り返し行う。
【００８６】
ステップ＃５で確認の結果、回路動作が可能な状態の場合には、ステップ＃７へ移行し、基準発振信号の出力を許可（既に出力をしている場合はその状態を維持）とし、ステップ＃８へ移行する。
【００８７】
ステップ＃８では、Ａ／Ｄ変換された値として出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎを取得する。
【００８８】
ステップ＃９では、以上の各値を用いて以下の式により駆動周波数ｆを算出する。
【００８９】
ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ＊・Ｖｏｕｔ）・（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））2
ステップ＃１０では、ステップ＃９で算出した周波数ｆの値と現在の周波数ｆの値の大小関係の判定を行い、算出した値の方が現状の値よりも大きな場合にはステップ＃１２に移行し、周波数ｆの値を予め定めた所定値分増加させ、逆に算出した値の方が現状の値以下の場合には、ステップ＃１１に移行し、周波数ｆの値を予め定めた所定値分減少させる。
【００９０】
その後、ステップ＃５に戻り、上記の動作を繰り返す。
【００９１】
これにより、駆動周波数設定部８１は、出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶された電流目標値Ｉｏ＊の値と、現在の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎの値に応じて、ＤＣ−ＤＣ変換回路が電流連続モードでの動作となるように駆動周波数ｆの値を逐次算出し設定する。
【００９２】
駆動周波数ｆとして設定された値は、マイコン９の第１のＴＩＭＥＲポートＨＦより基準発振信号としてＰＷＭ信号発生部７に与えられ、その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子Ｑ１は算出された周波数ｆで駆動される。このようにして本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを規定することにより、電流連続モードでの動作を実現可能と出来る。
【００９３】
次に図１０に、本実施の形態を用いて出力電流目標値を変えて動作させたときの動作波形を、従来の境界モードでの動作を想定した場合と対比させて、図６と同様に示す。図１０の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示したものであり、フライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。例えば、あるＬＥＤ負荷に目標とする電流を供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図１０（ａ）のようになったとする。次に目標とする電流の値を１．２５倍に大きくした場合を想定すると、そのときの動作波形は同図（ｂ）のようになる。同じＬＥＤ負荷に対して出力電流を１．２５倍に変更したことにより、出力電力および入力電力も１．２５倍となる（ただしここでは簡単のために、電流増加によるＬＥＤ負荷の電圧値の変化がないとして説明している）
このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して１．２５×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して１．２５×（周期の比）倍となる。ちなみに、面積Ｓ２ａ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流値および出力電流値である。上記のように出力電流を１．２５倍に増加させた場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇し、このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
【００９４】
図１０の（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示したものである。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で周波数を決めるようにした場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は図１０の（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
【００９５】
ここでスイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まり、その結果、図１０の（ａ）および（ｂ）とそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。図１０の（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
【００９６】
本発明による動作をさせた場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の境界モード動作をさせた場合の波形（ａ）および（ｂ）とそれぞれ比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
【００９７】
電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路の効率に関しても、本発明の実施の形態３で述べたのと同じで、波形（ａ）および（ｂ）と波形（ｃ）および（ｄ）をそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われるが、逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、むしろ低減されると考えられ、実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
【００９８】
このように本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、半導体光源負荷２に供給する出力電流Ｉｏの値を変えた場合においても、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
【００９９】
また本実施の形態によれば、出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊を外部より設定可能な（可変可能な）構成としているため、より多様なＬＥＤ負荷への対応が可能な電源装置の提供が可能となる。更に上記マイコン動作によれば、設定される駆動周波数の値が逐次変化するので、スイッチング動作により発生するノイズの周波数スペクトルが分散され、更なるノイズの低減に対して効果的であるなどの特徴も有する。
【０１００】
（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態の回路図を、図１１に示す。ＤＣ−ＤＣ変換回路の２次側にインダクタンスＬ３、コンデンサＣ２からなるフィルタを設けている点、ＤＣ−ＤＣ変換回路の１次側に電流ｉ１を検出するための抵抗Ｒ４を設けて電流モードでのＰＷＭ制御を行うように構成している点などが、先の実施の形態に対して異なっている。本発明の制御手法によれば、出力リップルを低減する効果があるが、２次側にフィルタを設けることによって更に出力電流Ｉｏのリップルを低減することができる。
【０１０１】
また電流モードでの制御に関しては、以下の動作によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御を達成する。負荷２に流れる電流を電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で信号を増幅したのち、誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、その結果をＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力する。ＰＷＭ信号発生部７で所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給し、出力電流の調整を行なうようにフィードバック制御系が構成されている。
【０１０２】
本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路、誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
【０１０３】
マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ−ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号が与えられ、ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ２はその立上りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦのセット端子Ｓにセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオンに駆動される。これにより、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来る。
【０１０４】
コンパレータＣｏｍｐ４では、誤差演算部６からの出力と、トランスＴ１の１次側に流れる電流ｉ１の瞬時値を抵抗Ｒ４に発生する電圧で検出した値（１次電流検出信号）とを比較し、その比較結果をワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１に与える。ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１は、その立下りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦのリセット端子Ｒにリセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフに駆動される。
【０１０５】
なお、マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦから論理ゲートＡＮＤへの信号入力は、最大オン時間（最小オフ時間）を規定するためのものであり、基準発振信号がＬｏｗレベルになると、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力Ｑにかかわらず、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。上記のようにして、本実施の形態では、電流モード制御が実現される。
【０１０６】
ところでマイコン９は、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込み、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊を出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶し、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。
【０１０７】
駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
【０１０８】
マイコン９の動作に関しては、第４の実施の形態と基本的に同じである（図８の通り）。
【０１０９】
本実施の形態においても、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、先の実施の形態と同様に、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
【０１１０】
また本実施の形態では、ＰＷＭ制御を電流モードによる制御（１次側に流れる電流ｉ１のピーク値と誤差演算部６からの指令値が同じとなるようにする制御方法）で行うように構成しているため、例えば電源Ｅが不意に急変するような場合においても、電流ｉ１は適切に制限されるため、瞬間的に電流ｉ１が過大となる（それにともない、電流ｉ２も過大となる）ようなことのない、結果的に、出力を安定して制御することが出来る（リップルの少ない）電源装置を提供することが可能となる。
【０１１１】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路を電流モードで制御した場合に、動作の安定点が１つのポイントに収束せず、スイッチング周波数がスキップを踏んだような不安定な状態（いわゆる周波数半減現象）が発生する場合がある。このような場合には、図１１の回路において、１次電流検出信号にスイッチング周波数に同期させた所定の傾きを持つ信号を重畳させてコンパレータＣｏｍｐ４へ入力することなどにより、安定な動作とすることができ、そのように回路を構成すればよい。
【０１１２】
（実施の形態６）
本発明の第６の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図１２に示す。また、本実施の形態の動作説明のための波形図を図１３に示す。先の実施の形態４，５に対して、本実施の形態では、以下の点が異なっている。
【０１１３】
図１２のマイコンのフローにおいて、ステップ＃２で入力電圧Ｖｉｎの値を定数として設定している点、ステップ＃８のＡ／Ｄ変換値の取得では出力電圧Ｖｏｕｔのみを取得している点、さらにステップ＃１３及びステップ＃１４が追加されており、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかを確認し、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている点である。
【０１１４】
上記の通り、本実施の形態では入力電圧Ｖｉｎの値を実際の値を読み込むのではなくて、予め定数として設定した値を用いて駆動周波数の算出を行う構成としている。ここで定数として設定する入力電圧Ｖｉｎの値は、電源装置が通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定した値とされる。
【０１１５】
同じ出力電圧、出力電流を想定した場合、入力電圧が高い程、電流連続モード動作とするために必要な駆動周波数は高くなる傾向があるので、入力電圧Ｖｉｎの値として予め想定される入力電圧のうちで最も高い場合の値を用いるようにしておけば、それに基づき求められた周波数ｆで駆動した場合、必ず連続モードでの動作となる。
【０１１６】
これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆを算出する度毎にＡ／Ｄ変換値として読み込む値は出力電圧Ｖｏｕｔの一つのみで良くなり、マイコンにおける読み込み、演算の各処理が簡単となり、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。
【０１１７】
また、駆動周波数算出の都度、変化するパラメータが出力電圧Ｖｏｕｔのみであるため、ステップ＃９で行っている演算を簡略化し、より処理を軽くすることも可能となる。例えば、予め近似的にマイコンにテーブルデータとして出力電圧Ｖｏｕｔと（ｆ／Ｉｏ＊）の関係を記憶させておいて、毎回の処理は、Ａ／Ｄ変換値の取得により得られた出力電圧Ｖｏｕｔの値に対応する（ｆ／Ｉｏ＊）の値をそのテーブルデータから読み出すようにし、その読み出した値にＩｏ＊の値を乗ずる計算をすることによって、駆動周波数ｆの値を得るなどである。このようにすることで、計算が簡略化されるので、マイコンの負荷はより軽減可能となる。
【０１１８】
次に、ステップ＃１３及びステップ＃１４を追加し、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかを確認し、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている点について説明する。
【０１１９】
ステップ＃１３では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の下限値以下かどうかの判定を行い、そうでない場合はステップ＃１１へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分減らし、下限値以下である場合には、ステップ＃１１をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を低減しないように処理がなされる。
【０１２０】
ステップ＃１４では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の上限値以上かどうかの判定を行い、そうでない場合はステップ＃１２へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分増やし、上限値以上である場合には、ステップ＃１２をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を増加させないように処理がなされる。
【０１２１】
例えば、ある負荷を接続したときに、図１３の（ａ）に示す波形で動作したとする。さらに、駆動周波数は予め設定された周波数の下限値にほぼ達していたとする。このとき、出力電流の目標値を増やして動作させた場合を考えると、周波数の下限が設けられていることで、これ以上周波数が低下することはなくなり、目標とする出力電流を出力するために波形は（ｂ）のようになる。つまり、（ａ）に対して周波数はほぼ同じままで、電流のべース分が増加し、負荷へ対応可能となる。
【０１２２】
ちなみに、（ｂ）に破線で描いたものは周波数に制限を設けなかった場合の波形である。このように、連続モード動作において周波数に制限を設けた場合でも、負荷に応じた出力動作を取ることは可能である。
【０１２３】
本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値を、予め設定した周波数の下限値、および上限値により所定の範囲とすることが出来るようになる、すなわち駆動周波数に制限を設けることが出来るようになるので、より広い特性範囲の負荷に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。このことは全ての実施の形態について適用可能である。
【０１２４】
また、周波数があまり変化し過ぎると、例えばノイズフィルタの設計が難しくなる（周波数が低下するとフィルタが大型化する）などの問題がある場合には、本実施の形態を用いることで問題の解決を図ることが可能となる。
【０１２５】
（実施の形態７）
図１４に、本発明の第７の実施の形態のマイコン動作説明図を示す。本実施の形態は、先の実施の形態の駆動周波数設定のフローに代えて、図１４に示すフローを用いて、図１１に示す構成の回路を動作させるようにしたものである。本フローにより回路を動作させた場合、回路動作の開始の後、所定時間が経過した時点で駆動周波数の決定作業は一回のみなされ、その後は回路動作の停止に至るまでの間、決められた周波数で回路が駆動される。
【０１２６】
図１４のフローを追いながら、この動作の詳細に関して以下に述べる。本実施の形態においては、新たにフラグＦＳを設けている。フラグＦＳの状態によって、駆動周波数の決定をすべき状態かどうかを判定し、その結果に応じて回路動作開始の後、一回のみ周波数の決定作業がなされるようにしている。
【０１２７】
具体的には、以下の通りである。ステップ＃４の初期値設定において、フラグＦＳはクリアされる。その後、ステップ＃１５でフラグＦＳの状態を確認し、フラグＦＳがクリアのときにはステップ＃１６へ移行する。ステップ＃１６では、ステップ＃７での基準発振信号の出力許可後、予め設定した所定時間が経過したかどうかを判定し、所定時間が経過してない場合にはステップ＃５へ戻し、経過時間の確認作業を継続して行い、所定時間が経過した後にはステップ＃８へ移行させる。
【０１２８】
ステップ＃８では、出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値を取得し、ステップ＃９で周波数ｆの決定がなされる。その後、ステップ＃１７で決められた周波数ｆを駆動周波数に設定し、続いてステップ＃１８ではフラグＦＳがセットされ、ステップ＃５に戻される。その後は回路動作が行われている間は、フラグＦＳはセットされた状態であるので、ステップ＃１５で判定結果は常にＮＯとなり、これによりステップ＃１６以降には移行しないようにしている。
【０１２９】
ステップ＃５で回路が動作可能状態ではないと判定された場合は、ステップ＃６に移行し基準発振信号の出力が停止されるが、それに引き続いてステップ＃１９でフラグＦＳをクリアすることにより、再度ステップ＃５で回路動作可能と判断されて、動作を開始した際には、上述したのと同じように所定時間経過後に１回のみ周波数の決定が行われるようにしている。
【０１３０】
これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆの決定は回路動作開始後１回のみなされるだけであるため、周期的にマイコンで駆動周波数ｆ決定のための作業をしなくてよくなり、マイコンの負担軽減に繋がるため、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。また駆動周波数を決定するタイミングを、動作開始後、所定時間経過後としていることにより、出力が安定となった後に間違いなく周波数を決定することを可能としている。
【０１３１】
また第３の実施の形態以降今まで述べてきた各実施の形態では、少なくとも出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値を取得して駆動周波数ｆを決定していたが、想定される負荷の範囲がある程度限られる場合などには、その負荷の範囲のなかで最も周波数が高くなる場合の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔの値を用いて、そのときに必要となる周波数の値を求め、予めその値を設定しておくことにより、期待する効果を得るように構成することも可能である。そのようにすることで、より簡単な制御回路で本発明の効果を得ることが可能となる。
【０１３２】
例えば、トランスＴ１の１次側インダクタンス値Ｌ１が３．０μＨ、１次−２次間の巻数比Ｎが５であって、入力電圧Ｖｉｎが１０〜１６Ｖの範囲で変化する場合に、接続される種々の負荷の電圧（すなわち出力電圧検出信号）が２３〜４６Ｖの範囲のいずれかのものであり、負荷の電流（すなわち出力目標電流値Ｉｏ＊）が０．７５〜１．０Ａの範囲のいずれかで設定する場合であれば、前述の計算式より、周波数ｆとしては少なくとも１７４ｋＨｚより大きな値を予め設定しておけばよいことが分る。
【０１３３】
また、想定される負荷の各々の出力電流の値が同じである場合には、出力電流の目標値Ｉｏ＊をマイコンに予め書き込むなどして記億させておいてもよい。このことは全ての実施の形態について適用可能であり、そのようにすることにより、より簡単な制御回路で期待する本発明の効果を得ることが可能となる。
【０１３４】
なお、各実施の形態は例として示したものであり、例えばマイコンを用いて実現している実施の形態についても、個別の電子回路で同様の動作が得られるように構成してもよい。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路や制御回路の構成は、各実施の形態に例示した構成に限るものではなく、例えば、誤差演算部６は比例積分回路を例示したが、他の比例回路などでもよい。また、マイコンの動作フローに関しても図示した限りではなく、同様の動作が得られる構成であればよい。
【０１３５】
（実施の形態８）
図１５に本発明の第８の実施の形態の灯具の断面図を示す。図示した灯具は、車両用のヘッドランプ９０の構成の概要を示したものである。前述の構成を有し、金属の筐体でケーシングされた電源装置９５が、ヘッドランプ筐体の下面部に取り付け搭載されている。複数個のＬＥＤ素子により構成されたＬＥＤモジュール２０が放熱板９２に取り付けられており、レンズや反射板で構成される光学ユニット９１とともに、光源ユニットを構成している。光源ユニットは、ヘッドランプ９０の筐体に光源ユニット固定用治具９３で固定されている。電源装置９５の入力の電源線９６はバッテリ（図示せず）へ、また通信線９７は車両側のユニット（図示せず）へ接続されている。通信線９７は負荷に異常が発生した場合に車両側へ異常を通知するために設けられているものであるが、例えば本通信線９７を用いて出力電流の目標値を電源装置９５へ外部から送信するように構成してもよい（例えば通信をＬＩＮで行うなど）。電源装置９５の出力線９４は、ＬＥＤモジュール２０へ接続されている。
【０１３６】
本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を備えてなる灯具の提供が可能となる。これにより、種々設定される負荷に応じて個別に電源装置を準備する必要がなく、よって灯具の設計に応じて多様な負荷を設定可能とでき、灯具としての機能の向上、デザイン性の向上などが可能となるとともに、種々の負荷に同じ電源装置での対応が可能であるため、結果的に安価な灯具の提供が可能となる。また効率が良く省エネルギーの灯具の提供、更には電流リップルを低く抑えることが出来るため、ノイズ性能の良い灯具の提供が可能となる。
【０１３７】
（実施の形態９）
図１６に本発明の実施の形態９の車両の斜視図を示す。前述の灯具を車両１００のヘッドランプ１０１として用いた例である。前述の灯具を搭載することによって、より安全性やデザイン性、環境性能や快適性に優れた車両の提供が可能となる。
【０１３８】
またここでは、本発明の電源装置を車両１００のヘッドランプ１０１に用いた場合を示したが、その他の方向指示器１０２や尾灯１０３などへの適用に関しても同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【０１３９】
Ｔ１ トランス
Ｑ１ スイッチング素子
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ 負荷
３ 出力電流検出部
４ 信号増幅部
５ 出力電流目標値設定部
６ 誤差演算部
７ ＰＷＭ信号発生部
８ オンタイミング規定部
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ−ＤＣ変換回路を用いた電源装置に関するものであり、特に発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子で構成された半導体光源を負荷とする電源装置、並びにこれを用いた前照灯などの灯具および車両に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、ハロゲンランプや放電ランプなどに代えて発光ダイオード（ＬＥＤ）などの半導体発光素子を光源として用いた電源装置および灯具の開発が盛んに行われている。車両用としても、ＬＥＤの発光効率などの性能の向上に伴い、ルームランプやリアコンビネーションランプのみならず、前照灯（ヘッドランプ）などへの展開も開始されている。従来からヘッドランプの光源として用いられているハロゲンランプや放電ランプ（ＨＩＤランプ）などの光源に関しては規格化がなされており、各々の形状、特性などが決められている。これに対して、ＬＥＤを用いた光源に関しては、現状では規格化などはなされておらず、少なくとも当面は、ヘッドランプの仕様に応じて種々のＬＥＤおよびその組合せが設定されていくことになる（特許文献１、特許文献２）。
【０００３】
また、ＬＥＤ負荷を点灯するための回路として、ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成するインダクタンス要素を流れる電流が臨界モード（電流境界モードなどともいう）となるようにスイッチング素子をオンオフする制御方法が提案されている（特許文献３）。ＤＣ−ＤＣ変換回路の駆動を電流境界モードで行うことは、従来のＨＩＤランプに対しても多く検討、実施されてきた制御方法であるが、ＬＥＤに対しても本制御方法を用いることによって、損失を低減できるとされている。
【０００４】
ところで、ＬＥＤなどの半導体光源は、所定の順方向電圧を有した低インピーダンスの負荷であるため、供給する電圧に多少のリップル成分を有している程度でも、流れる電流には大きな電流リップルが発生しやすいという特性を有している。このことは、負荷への配線に多くのリップル分を有した電流が流れるということにもなり、不要輻射ノイズの発生などにもつながるため、ノイズ対策が必要となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−０９５４７９号公報
【特許文献２】特開２００４−０９５４８０号公報
【特許文献３】特表２００３−５０４８２８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様は、図１、図２に示すように、インダクタンス要素Ｔ１とスイッチング素子Ｑ１を備え、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に、入力電源Ｅより前記インダクタンス要素Ｔ１にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、前記インダクタンス要素Ｔ１に蓄積されたエネルギーを負荷２側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流Ｉｏが目標値と同じとなるように前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷２に電力を供給し点灯する電源装置において、少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段８を設け、前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めることでなされる電源装置であることを要旨とする。
【０００８】
また、第１の態様に係る電源装置においては、少なくとも前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めることができる。
【０００９】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、図７に示すように、フライバックコンバータで構成されており、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスＴ１の１次−２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数をｆとしたとき、前記制御回路は、図８に示すように、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決めるようにすることができる。
【００１０】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記制御回路は、図８に示すように、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件（ステップ＃９）を満たすように前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数を決定し、係数ｋの値（ステップ＃２）は少なくとも１．０５以上の値とすることができる。
【００１１】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源Ｅの通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値Ｖｉが最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を決めるようにすることができる。
【００１２】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御することができる。
【００１３】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いることができる。
【００１４】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記スイッチング素子Ｑ１を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いることができる。
【００１５】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置の外部より設定できるように構成することができる。
【００１６】
また、第１の態様に係る電源装置においては、前記出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊は、電源装置に予め設定した値を用いることができる。
【００１７】
本発明の第２の態様は、第１の態様に係る電源装置９５を搭載した灯具であることを要旨とする。
【００１８】
本発明の第３の態様は、第２の態様に係る灯具を搭載した車両１００であることを要旨とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少なく、構成が簡単な電源装置を提供することが可能となる。また、本発明の電源装置を車両用の灯具などに用いることにより、より機能的で安価なシステムの提供が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態の基本構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１の回路図である。
【図３】本発明の実施の形態１の動作波形図である。
【図４】本発明の実施の形態２の要部回路図である。
【図５】本発明の実施の形態３の回路図である。
【図６】本発明の実施の形態３の動作波形図である。
【図７】本発明の実施の形態４の回路図である。
【図８】本発明の実施の形態４のマイコンの動作説明図である。
【図９】本発明の実施の形態４に用いる基準電圧可変回路の回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態４の動作波形図である。
【図１１】本発明の実施の形態５の回路図である。
【図１２】本発明の実施の形態６のマイコンの動作説明図である。
【図１３】本発明の実施の形態６の動作波形図である。
【図１４】本発明の実施の形態７のマイコンの動作説明図である。
【図１５】本発明の実施の形態８の灯具の断面図である。
【図１６】本発明の実施の形態９の車両の斜視図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（基本構成）
本発明の基本構成図を図１に示す。図１を用いて、本発明の基本構成に関して以下に説明する。ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｅを入力とし、負荷２に対して電圧変換した出力を与える。ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオン時に電源よりインダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより、電圧変換された出力を負荷側へ供給するものである。具体的には、フライバックコンバータやバックブーストコンバータ、ブーストコンバータなどであるが、好適には負荷への変換電圧の適切な設定が可能なフライバックコンバータにて構成されるものである。
【００２２】
またＤＣ−ＤＣ変換回路１は、以下の構成により出力電流制御がなされる。ＤＣ−ＤＣ変換回路１から出力される電流を出力電流検出部３で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で増幅した後、出力電流目標値設定部５から与えられる出力電流の目標値に対する誤差を誤差演算部６で求める。ＰＷＭ信号発生部７は、誤差演算部６からの出力を受けて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を駆動するための変換回路駆動信号を出力する。変換回路駆動信号により、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子はオンオフ動作される。これにより、フィードバック制御がなされ、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電流は目標とする値となる。
【００２３】
本発明の特徴とするところは、上記出力電流制御の構成に加えて、オンタイミング規定部８を設けたことである。オンタイミング規定部８は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素を流れる電流が連続モード動作となるように、ＰＷＭ信号発生部７に対してスイッチング素子をオンするタイミングを規定し与えるものである。ＰＷＭ信号発生部７はこの信号を受けて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、変換回路駆動信号として出力する。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のインダクタンス要素に流れる電流を連続モードに維持しながら、出力電流制御動作が行われるようになるので、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することが可能となる。
【００２５】
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１の回路図を図２に、動作波形の説明図を図３に示す。図２および図３を用いて、本実施の形態の具体的な内容について以下に説明する。
【００２６】
本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路はトランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、整流用ダイオードＤ１、平滑用コンデンサＣ１にて構成されるフライバックタイプのコンバータである。接続される負荷２は、ＬＥＤ素子を複数個直列接続したＬＥＤ負荷としている。
【００２７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路の基本的な動作に関して説明する。スイッチング素子Ｑ１がオンの時に、トランスＴ１の１次側には電源Ｅより電流ｉ１が流れ、エネルギーがトランスＴ１に蓄積され、スイッチング素子Ｑ１がオフとなるとトランスＴ１に蓄えられたエネルギーが２次側より電流ｉ２としてダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１へ放出されることにより、電圧変換がなされ負荷側へ電力が供給される。
【００２８】
図３は、本ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続となるように動作させた場合の波形の例である。トランスＴ１の１次側のインダクタンス値をＬ１、２次側のインダクタンス値をＬ２、１次−２次間の巻数比をＮ、入力電圧をＶｉ、出力電圧Ｖｏとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れる電流ｉ１の傾きはＶｉ／Ｌ１となり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に流れる電流ｉ２の傾きは−Ｖｏ／Ｌ２となる。
【００２９】
ここに、トランスＴ１の１次と２次のインダクタンス値Ｌ１，Ｌ２には、Ｌ２＝Ｎ２・Ｌ１の関係がある。図中に記した電流ｉ１のピーク値ｉ１ｐと電流ｉ２のピーク値ｉ２ｐの関係は１／Ｎ倍となり、連続モード動作時の電流のベース分であるｉ２ｂとｉ１ｂの関係はＮ倍となる。
【００３０】
入出力ともに完全に平滑されているとした場合、電流ｉ１の平均値が入力電流の値となり、電流ｉ２の平均値が出力電流の値となる。また、回路損失がない理想的な状態を想定した場合、入力電力と出力電力の値は等しくなるため、入力電流すなわち電流ｉ１の平均値と出力電流すなわち電流ｉ２の平均値の間には、（入力電圧Ｖｉ／出力電圧Ｖｏ）倍の関係が成立する。
【００３１】
ちなみに、この電流のベース分の値ｉ２ｂ、ｉ１ｂが零となるように駆動させるのが電流境界モードの動作であり、前述の従来例ではそのように動作させることが提案されている。つまり、電流連続モードにおいては、電流ｉ２が零となった時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンとすることにより、上記電流のベース分のない状態での動作を実現させる。
【００３２】
しかしながら、電流境界モードで動作させるとした場合、前述の各関係より、特定の負荷を対象とする場合にはその負荷の電圧や電流の値に合わせてトランスＴ１などの定数を設定すれば想定される周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動することが出来るが、電圧や電流が違う種々設定される負荷へ対応させようとした場合、接続される負荷によっては、電流ｉ２が零となる時点を待つことにより、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどの課題が発生する。
【００３３】
これに対して本発明では、電流ｉ２が零となる前、すなわち所定のベース分ｉ２ｂを有している時点でスイッチング素子Ｑ１を再びオンに転じさせるように制御することにより、上記の問題を解決し、種々設定される負荷への対応を可能とするものである。
【００３４】
このことは、本実施の形態においては、以下の構成（図２）により実現される。抵抗などで構成される検出部により１次電流検出信号、２次電流検出信号、出力電流検出信号を得る。ＰＷＭ信号発生部７は、セット・リセットフリップフロップを含んで構成される発振回路ＯＳＣと、発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ１、リセット入力Ｒｅｓｅｔに信号を与えるコンパレータＣｏｍｐ２などにより構成されている。
【００３５】
ＰＷＭ信号発生部７の基準電圧Ｖｒｅｆ２はコンパレータＣｏｍｐ１に比較のための電圧を与えるもので、コンパレータＣｏｍｐ１は基準電圧Ｖｒｅｆ２の値と２次電流検出信号の値を比較する。２次電流検出信号の値が基準電圧Ｖｒｅｆ２以下の時にコンパレータＣｏｍｐ１の出力はＨｉｇｈレベルとなり、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオンし、電流ｉ２は零となり、電流ｉ１が流れる。
【００３６】
出力電流検出信号はアンプＡｍｐ１で増幅され、誤差演算部６に入力される。誤差演算部６において、出力電流の目標値である基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差を演算し増幅（本図では比例積分ＰＩとしている）した結果を、１次電流ピーク値指令信号としてコンパレータＣｏｍｐ２へ与える。コンパレータＣｏｍｐ２は、この１次電流ピーク値指令信号の値と１次電流検出信号の値を比較し、１次電流検出信号の値が１次電流ピーク値指令信号の値以上となったときに、発振回路ＯＳＣのリセット入力ＲｅｓｅｔへＨｉｇｈレベルの信号を与え、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ１はオフし、電流ｉ１は零となり、電流ｉ２が流れる。
【００３７】
以上の構成により、スイッチング素子Ｑ１は出力電流Ｉｏが基準電圧Ｖｒｅｆ１で設定された目標値と同じになるように変換回路駆動信号により駆動され、出力電流の制御が実現される。
【００３８】
本実施の形態では、ＰＷＭ信号発生部７を構成するコンパレータＣｏｍｐ１とその基準電圧Ｖｒｅｆ２が、オンタイミング規定部８も兼ねて構成しており、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値によって、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定可能としている。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ２によって、電流ｉ２が低下し、どの値に達した時点で、スイッチング素子Ｑ１を再びオンさせるかを任意に決めることが出来る（図３のｉ２ｂに相当）。
【００３９】
本実施の形態によると、種々設定される負荷への対応を想定して、トランスＴ１などの定数だけでなく、電流連続モードで動作させる際の電流のベース分を適切に設定することが出来るので、それらの負荷への対応が可能な電源装置を提供することが可能となる。また従来例に対して、各電流のピーク値が過大となったり、周波数が大幅に低下したりするなどということがないので、種々設定される負荷に対して常に効率が良く、かつリップルの少ない安定した出力の供給が可能となる。
【００４０】
（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態の要部回路図を図４に示す。先の実施の形態で示した回路図（図２）の発振回路ＯＳＣに対して、コンパレータＣｏｍｐ３とその周辺回路を設けることによって、発振回路の出力ＱがＬｏｗレベルとなる時間、すなわちスイッチング素子Ｑ１がオフ状態である時間に、上限および下限を設定可能とするものである。
【００４１】
コンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力端子には、電流源Ｉｓ、コンデンサＣｓ、スイッチ素子Ｑｓの並列回路が接続されている。ここに電流源ＩｓとコンデンサＣｓはタイマーを構成するためのもので、スイッチ素子ＱｓはコンデンサＣｓの電荷を放電させて零にリセットするためのものである。セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力Ｑにより、スイッチ素子Ｑｓは駆動される。一方、コンパレータＣｏｍｐ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２と、それらを発振回路ＯＳＣのセット入力Ｓｅｔの信号の状態によって選択するための切替スイッチが設けられている（ここに、Ｖｓ１＜Ｖｓ２の関係がある）。
【００４２】
上記構成により、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＨｉｇｈレベルの信号が入力されても、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ１の値以上に達するまでの時間はコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとならず、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＬｏｗレベルを維持し、スイッチング素子Ｑ１もオフ状態を維持する。
【００４３】
また逆に、発振回路ＯＳＣのセット入力ＳｅｔにＬｏｗレベルの信号が入力されている場合（図示された状態）でも、コンデンサＣｓに発生する電圧の値が、基準電圧Ｖｓ２の値以上に達した時点でコンパレータＣｏｍｐ３の出力はＨｉｇｈレベルとなり、発振回路ＯＳＣの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１もオンとなる。
【００４４】
本実施の形態によれば、以上のようにして、スイッチング素子Ｑ１がオフとなっている時間に上限および下限を設定し、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態を少なくとも基準電圧Ｖｓ１で設定される所定時間以上は継続し、かつ、基準電圧Ｖｓ２で設定される所定時間を超えないように制御することが可能となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間の最大値及び最小値を設定することが出来るため、先の実施の形態に対して、より広い特性範囲の負荷に確実に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。
【００４５】
（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態の回路図を図５に示す。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定する手段として、第１の実施の形態のオンタイミング規定部８に代えて、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数を設定する駆動周波数設定部８１を設けて構成している点が異なる。
【００４６】
駆動周波数設定部８１には、入力電圧検出信号、出力電圧検出信号、出力電流目標値設定部５から与えられる目標電流値が入力されており、それらに基づいて変換回路駆動信号の駆動周波数を設定し、ＰＷＭ信号発生部７に基準発振信号として与える。ＰＷＭ信号発生部７は、与えられた基準発振信号により、スイッチング素子Ｑ１をオンさせるタイミングを規定し、変換回路駆動信号としてスイッチング素子Ｑ１を駆動する。
【００４７】
本実施の形態においては、抵抗Ｒ１によって出力電流Ｉｏの検出を行い、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３によって出力電圧Ｖｏの検出を行うように構成している。
【００４８】
駆動周波数設定部８１において、ＤＣ−ＤＣ変換回路のインダクタンス要素（本実施の形態ではトランスＴ１）に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を決めることにより、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を提供することを可能とする。
【００４９】
図６は、本発明の実施の形態３の動作波形の説明図である。図６の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示したものである。（ａ）および（ｂ）の波形は、従来例の説明で述べたように、回路損失の低減を目的としてフライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。
【００５０】
負荷２として、例えば４個のＬＥＤ素子が直列に接続されて１個のパッケージに収納されてなるＬＥＤ光源を２個直列に接続してＬＥＤ負荷を構成し、目標電流とする出力電流ＩｏをＬＥＤ負荷に供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図６（ａ）のようになったとする。
【００５１】
このとき電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均したものが、出力電流Ｉｏと等しくなる（出力電圧Ｖｏが十分に平滑されていて、出力電流Ｉｏが一定であるとした場合）。
【００５２】
また、ＤＣ−ＤＣ変換回路が理想的なもので、変換動作時に損失が発生しないとした場合には、面積Ｓ２ａをスイッチング周期で平均した値と出力電圧Ｖｏを掛け合わせた値と、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ａをスイッチング周期で平均した値と入力電圧Ｖｉを掛け合わせた値は等しくなる（各々の値は出力電力および入力電力に相当する）。
【００５３】
また、電流ｉ１のピーク値と電流ｉ２のピーク値の間には、トランスＴ１の１次−２次間の巻数比をＮとした場合、１／Ｎ倍の関係が成立している。
【００５４】
図６の（ｂ）は、前記ＬＥＤ光源を３個直列に接続してＬＥＤ負荷を構成し、同じ出力電流となるように制御した場合の波形である。負荷の構成を２個直列から３個直列のものに変更したことにより、出力電圧Ｖｏは３／２倍となり、出力電流Ｉｏは同じであるので、それに伴い出力電力と入力電力の関係も３／２倍となる。
【００５５】
このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して３／２×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して（周期の比）倍となる（面積Ｓ１ｂ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流および出力電流である）。
【００５６】
また、電流ｉ２の傾きは、出力電圧Ｖｏが３／２倍となることにより、３／２倍に急となる。
【００５７】
上記のように接続する負荷を変更した場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇し、このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
【００５８】
図６（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示したものである。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で基準発振信号を決めた場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は波形（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
【００５９】
ここで、スイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まり、その結果、波形（ａ）および（ｂ）とそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。
【００６０】
図６（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
【００６１】
想定するＬＥＤ負荷の構成が２個直列および３個直列の場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の波形（ａ）および（ｂ）と比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
【００６２】
電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。
【００６３】
また、ＤＣ−ＤＣ変換回路の効率に関して、従来例に述べられているように不連続モード動作に比べて境界モード動作の方が低損失となることは明らかであるが、境界モード動作と連続モード動作を比べた場合には境界モード動作の方がよくなるとは一概には言えない。
【００６４】
実際の回路ではスイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときやオフに転ずるときに発生するスイッチング損失、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときに流れる電流によって発生する損失、トランスＴ１に流れる電流によって発生する損失（銅損および鉄損）、ダイオードＤ１に発生する損失などの各々の損失によって、ＤＣ−ＤＣ変換回路トータルの損失が決まる。図６の波形（ａ）および（ｂ）と、波形（ｃ）および（ｄ）をそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われるが、逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、むしろ低減されると考えられ、実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
【００６５】
このように本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。また、実施の形態１および２に対して、電流ｉ２の検出をしなくてもよくなるため、回路を簡単に構成することが出来る利点がある。
【００６６】
ところで連続モード動作とするためには、前述してきた各関係などから、少なくとも以下の関係を満たすように駆動周波数設定部８１において周波数ｆを決めればよいことが導かれる。
【００６７】
ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
ここで、Ｌ１はトランスＴ１の１次側のインダクタンス値、Ｎは１次−２次間の巻数比、Ｖｉは入力電圧、Ｖｏは出力電圧、Ｉｏは出力電流である。
【００６８】
本実施の形態で述べたように、境界モード動作と同じ周波数となるようにするためには、以下の関係式において周波数ｆを設定とし、係数ｋを希望とする周波数となるように設定すればよい。
【００６９】
ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2
（ただしｋ＞１）
ところで、係数ｋの値としては、連続動作時の電流のベース分を適度に持たせるためには、少なくとも１．０５以上の値、最適には１．１以上の値に設定するのが好ましい。これにより、本発明の効果をより良く得ることが可能となる。
【００７０】
（実施の形態４）
本発明の第４の実施の形態の回路図を図７に示す。また、本発明の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図８に示す。本実施の形態では、制御回路の一部をマイコン９を用いて構成している。
【００７１】
基本的な動作は以下の通りである。負荷２に流れる電流を電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で信号を増幅したのち、誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、その結果をＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力する。ＰＷＭ信号発生部７で所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給し、出力電流の調整を行なうようにフィードバック制御系が構成されている。
【００７２】
本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺の抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路、誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
【００７３】
マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ−ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号（変換回路駆動信号生成の基となる変換回路駆動信号と同じ周波数の信号）が与えられ、のこぎり波発生器ＯＳＣ１へ入力される。のこぎり波発生器ＯＳＣ１はこの基準発振信号を受けて、同じ周波数で発振するのこぎり波を発生し、基準発振信号の立上りのタイミングで出力を零とするように構成されている。
【００７４】
コンパレータＣｏｍｐ４は、反転入力端子へ入力された、のこぎり波発生器ＯＳＣ１からの信号と、非反転入力端子に入力された誤差演算部６からのＰＷＭ指令信号の値とを比較し、のこぎり波発生器ＯＳＣ１で規定された（すなわち、基準発振信号で規定された）周波数で、信号の比較結果をもってオンデューティが決められたパルス信号を出力する。コンパレータＣｏｍｐ４の出力は、変換回路駆動信号としてＤＣ−ＤＣ変換回路へ与えられ、スイッチング素子Ｑ１はオンオフ駆動される。
【００７５】
上記構成によって、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来、ＤＣ−ＤＣ変換回路は駆動周波数設定部８１で決められた周波数で駆動される。
【００７６】
ところでマイコン９は、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込み、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流の目標値を出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶し、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
【００７７】
次にマイコン９の動作に関して、図８を用いて説明する。まず、出力電流目標値の設定は、回路動作を開始させる前の初期の段階で、上記の通り通信手段を用いて行われる。ステップＳ１の出力電流目標値記憶の処理を実行すると、ステップＳ２において、出力電流の目標値をＩｏ＊として電源装置の外部より読み込み、ステップＳ３において、マイコン９の内部メモリー或いはマイコン９の外部に設置した外部メモリーに、目標電流値Ｉｏ＊として記憶する。
【００７８】
次に、ステップＳ４の出力電流目標値調整の処理を実行すると、回路動作時に記憶された出力電流の目標値Ｉｏ＊に相当する値に誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変するための信号を、ステップＳ５においてマイコン９の第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌとして出力する。これにより、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１は出力電流目標値Ｉｏ＊に相当する値となる。
【００７９】
ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするための具体的な回路構成の一例を、図９に示す。基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌはマイコンの第２のＴＩＭＥＲポートより、高周波でオンオフする信号として与えられる。図９の基準電圧Ｖｒｅｆは、別途回路で生成される制御用の安定な電圧である。スイッチング素子Ｑ２０が常にオフのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と抵抗Ｒ２１で分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍａｘとする）。また逆に、スイッチング素子Ｑ２０が常にオンのときを考えると、その際に基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ２０と、並列に接続された抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２の合成抵抗とで分圧した値となる（この値をＶｒｅｆ１＿ｍｉｎとする）。スイッチング素子Ｑ２０を一定の周波数でオンオフ動作させた場合は、基準電圧Ｖｒｅｆ１として出力される値は、そのオンデューティによって前記Ｖｒｅｆ１＿ｍａｘとＶｒｅｆ１＿ｍｉｎの間の値とすることができる。
【００８０】
本回路を構成する他の抵抗Ｒ２３、コンデンサＣ２１などは、フィルターとして設けているものであり、これにより基準電圧Ｖｒｅｆ１の安定化を図っている。ちなみに誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするには、Ｄ／Ａ変換機能を有するマイコンであればＤ／Ａ変換ポートのアナログ出力を用いて直接与える構成としてもよいし、本例のように、ＴＩＭＥＲポートを使用してマイコン９からのオンオフ信号（基準電圧調整信号）と外部の積分フィルタ回路（図９）により実質的にＤ／Ａ変換器を構成してもよいし、またその他の方法でも目的が達成できれば具体的な構成は何でもよい。
【００８１】
次に、図８のステップ＃１以降の駆動周波数設定のマイコン動作に関して説明する。後述のステップ＃９において駆動周波数ｆの算出を行うものであるが、先ずステップ＃２でそのための定数ｋ、Ｌ１、Ｎの設定を行う。
【００８２】
ステップ＃３では、出力電流目標値記憶（ステップＳ１〜Ｓ３）により記憶した出力電流の目標値Ｉｏ＊を取得する。
【００８３】
ステップ＃４では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の駆動開始時に使用する周波数の初期値を駆動周波数ｆに設定する。ここまでの動作は、回路出力動作の開始前に行われる処理である。
【００８４】
ステップ＃５では、回路動作が可能な状態かどうかの確認を行う。回路動作が可能かどうかの判断は、ここでは示していない。駆動周波数設定以外の他のフローで行われるが、具体的には入力電圧検出信号の値が動作可能な範囲かどうかなどの情報に基づいて判断がなされる。
【００８５】
ステップ＃５で確認の結果、回路動作が可能な状態でない場合は、ステップ＃６へ移行し、基準発振信号の出力を停止（未だ出力していない場合はその状態を維持）とし、ステップ＃５に戻り状態の確認を繰り返し行う。
【００８６】
ステップ＃５で確認の結果、回路動作が可能な状態の場合には、ステップ＃７へ移行し、基準発振信号の出力を許可（既に出力をしている場合はその状態を維持）とし、ステップ＃８へ移行する。
【００８７】
ステップ＃８では、Ａ／Ｄ変換された値として出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎを取得する。
【００８８】
ステップ＃９では、以上の各値を用いて以下の式により駆動周波数ｆを算出する。
【００８９】
ｆ＝ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ＊・Ｖｏｕｔ）・（Ｖｉｎ・Ｖｏｕｔ／（Ｎ・Ｖｉｎ＋Ｖｏｕｔ））2
ステップ＃１０では、ステップ＃９で算出した周波数ｆの値と現在の周波数ｆの値の大小関係の判定を行い、算出した値の方が現状の値よりも大きな場合にはステップ＃１２に移行し、周波数ｆの値を予め定めた所定値分増加させ、逆に算出した値の方が現状の値以下の場合には、ステップ＃１１に移行し、周波数ｆの値を予め定めた所定値分減少させる。
【００９０】
その後、ステップ＃５に戻り、上記の動作を繰り返す。
【００９１】
これにより、駆動周波数設定部８１は、出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶された電流目標値Ｉｏ＊の値と、現在の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔ、入力電圧検出信号Ｖｉｎの値に応じて、ＤＣ−ＤＣ変換回路が電流連続モードでの動作となるように駆動周波数ｆの値を逐次算出し設定する。
【００９２】
駆動周波数ｆとして設定された値は、マイコン９の第１のＴＩＭＥＲポートＨＦより基準発振信号としてＰＷＭ信号発生部７に与えられ、その結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング素子Ｑ１は算出された周波数ｆで駆動される。このようにして本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１のオンタイミングを規定することにより、電流連続モードでの動作を実現可能と出来る。
【００９３】
次に図１０に、本実施の形態を用いて出力電流目標値を変えて動作させたときの動作波形を、従来の境界モードでの動作を想定した場合と対比させて、図６と同様に示す。図１０の（ａ）および（ｂ）の波形は、本発明の動作波形である（ｃ）および（ｄ）と対比し、本発明の効果を説明するために示したものであり、フライバックコンバータを電流境界モードで動作させた場合を想定した波形である。例えば、あるＬＥＤ負荷に目標とする電流を供給した場合に、トランスＴ１を流れる電流が図１０（ａ）のようになったとする。次に目標とする電流の値を１．２５倍に大きくした場合を想定すると、そのときの動作波形は同図（ｂ）のようになる。同じＬＥＤ負荷に対して出力電流を１．２５倍に変更したことにより、出力電力および入力電力も１．２５倍となる（ただしここでは簡単のために、電流増加によるＬＥＤ負荷の電圧値の変化がないとして説明している）
このとき、電流ｉ１の波形の面積Ｓ１ｂは面積Ｓ１ａに対して１．２５×（周期の比）倍となり、電流ｉ２の波形の面積Ｓ２ｂは面積Ｓ２ａに対して１．２５×（周期の比）倍となる。ちなみに、面積Ｓ２ａ、Ｓ２ｂをスイッチング周期で平均した値が、各々の入力電流値および出力電流値である。上記のように出力電流を１．２５倍に増加させた場合に、電流ｉ１および電流ｉ２のピーク値は大きく上昇し、このことは実際の回路においてはスイッチング損失の増加につながるとともに、リップル電圧の増加およびリップル電流の増加を引き起こす。
【００９４】
図１０の（ｃ）および（ｄ）は、本発明を用いた場合の動作波形を示したものである。先に説明した従来の境界モードでの動作とした場合の波形（ａ）および（ｂ）と対比するために、ここではそれぞれのスイッチング周波数が同じとなるように駆動周波数設定部８１で周波数を決めるようにした場合の波形を示している（インダクタンス値Ｌ１およびＬ２は図１０の（ａ）、（ｂ）に対して大とし、それ以外のトランスＴ１の巻数比などは同じとしている）。
【００９５】
ここでスイッチング素子Ｑ１が１周期のうちでオンとなる期間（オンデューティ）は、入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏとトランス巻数比Ｎにより決まり、その結果、図１０の（ａ）および（ｂ）とそれぞれ同じになる。また、面積Ｓ１ｃおよびＳ２ｃはそれぞれ面積Ｓ１ａおよびＳ２ａと同じとなり、面積Ｓ１ｄおよびＳ２ｄはそれぞれ面積Ｓ１ｂおよびＳ２ｂと同じとなる。図１０の（ｃ）および（ｄ）の波形は、本発明を用いてトランスＴ１を流れる電流が連続モードとなるように動作させているため、電流ｉ１およびｉ２にベース分がある波形となっている。
【００９６】
本発明による動作をさせた場合の波形（ｃ）および（ｄ）を、従来の境界モード動作をさせた場合の波形（ａ）および（ｂ）とそれぞれ比較すると、以下の特徴、効果があることが確かめられる。
【００９７】
電流ｉ１およびｉ２ともに、それぞれの電流ピーク値は従来の波形に対して低減されている。面積は同じでピーク値は低いため、おのおのの波形の実効値は低くなり、その結果、リップル電流、リップル電圧の低減に効果がある（リップルの低減は出力だけではなく、入力についても効果がある）。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路の効率に関しても、本発明の実施の形態３で述べたのと同じで、波形（ａ）および（ｂ）と波形（ｃ）および（ｄ）をそれぞれ比較してみると、スイッチング素子Ｑ１がオンに転ずるときのスイッチング損失は連続モード動作の方が増えると思われるが、逆にスイッチング素子Ｑ１がオフに転ずるときのスイッチング損失やスイッチング素子Ｑ１がオン状態における損失などは、むしろ低減されると考えられ、実際に実機にて確認したところ、連続モード動作をさせた方がトータルでの損失が低減し、変換効率の向上が確認された。
【００９８】
このように本発明によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、半導体光源負荷２に供給する出力電流Ｉｏの値を変えた場合においても、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
【００９９】
また本実施の形態によれば、出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊を外部より設定可能な（可変可能な）構成としているため、より多様なＬＥＤ負荷への対応が可能な電源装置の提供が可能となる。更に上記マイコン動作によれば、設定される駆動周波数の値が逐次変化するので、スイッチング動作により発生するノイズの周波数スペクトルが分散され、更なるノイズの低減に対して効果的であるなどの特徴も有する。
【０１００】
（実施の形態５）
本発明の第５の実施の形態の回路図を、図１１に示す。ＤＣ−ＤＣ変換回路の２次側にインダクタンスＬ３、コンデンサＣ２からなるフィルタを設けている点、ＤＣ−ＤＣ変換回路の１次側に電流ｉ１を検出するための抵抗Ｒ４を設けて電流モードでのＰＷＭ制御を行うように構成している点などが、先の実施の形態に対して異なっている。本発明の制御手法によれば、出力リップルを低減する効果があるが、２次側にフィルタを設けることによって更に出力電流Ｉｏのリップルを低減することができる。
【０１０１】
また電流モードでの制御に関しては、以下の動作によりスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御を達成する。負荷２に流れる電流を電流検出抵抗Ｒ１で出力電流検出信号として検出し、信号増幅部４で信号を増幅したのち、誤差演算部６で基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、その結果をＰＷＭ指令信号としてＰＷＭ信号発生部７に入力する。ＰＷＭ信号発生部７で所定のＰＷＭ信号を発生させ、スイッチング素子Ｑ１にオンオフ制御信号（変換回路駆動信号）として供給し、出力電流の調整を行なうようにフィードバック制御系が構成されている。
【０１０２】
本実施の形態では、信号増幅部４はオペアンプＡｍｐ３とその周辺抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４で構成される反転増幅回路、誤差演算部６はオペアンプＡｍｐ２とその周辺抵抗Ｒ１０，Ｒ１１及びコンデンサＣ１０で構成される比例積分回路としている。
【０１０３】
マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦからは、ＤＣ−ＤＣ変換回路を駆動するための基準発振信号が与えられ、ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ２はその立上りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦのセット端子Ｓにセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオンに駆動される。これにより、駆動周波数設定部８１によりスイッチング素子Ｑ１をオンするタイミングを規定することが出来る。
【０１０４】
コンパレータＣｏｍｐ４では、誤差演算部６からの出力と、トランスＴ１の１次側に流れる電流ｉ１の瞬時値を抵抗Ｒ４に発生する電圧で検出した値（１次電流検出信号）とを比較し、その比較結果をワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１に与える。ワンショット回路Ｏｎｅｓｈｏｔ１は、その立下りを受けて、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦのリセット端子Ｒにリセットのためのパルス信号を与え、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力ＱはＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフに駆動される。
【０１０５】
なお、マイコン９のＴＩＭＥＲポートＨＦから論理ゲートＡＮＤへの信号入力は、最大オン時間（最小オフ時間）を規定するためのものであり、基準発振信号がＬｏｗレベルになると、セット・リセットフリップフロップＳＲ−ＦＦの出力Ｑにかかわらず、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。上記のようにして、本実施の形態では、電流モード制御が実現される。
【０１０６】
ところでマイコン９は、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３で分圧することにより得られる電圧をＡ／Ｄ変換ポートより出力電圧検出信号Ｖｏｕｔとして読み込み、入力電圧Ｖｉを同じくＡ／Ｄ変換ポートより入力電圧検出信号Ｖｉｎとして読み込む。さらに、シリアル通信用ポートのＷｒｉｔｅより通信手段によって与えられた出力電流Ｉｏの目標値Ｉｏ＊を出力電流目標値記憶・調整部５１により記憶し、誤差演算部６の基準電圧Ｖｒｅｆ１が目標電流値相当の値となるように第２のＴＩＭＥＲポートより基準電圧調整信号Ｖｒｅｆ＿Ｃｏｎｔｒｏｌを出力するとともに、ソフトウェアで構成される駆動周波数設定部８１に出力電流の目標値を与える。
【０１０７】
駆動周波数設定部８１は入力電圧検出信号、出力電圧検出信号および出力電流の目標値の値に基づいて、第１のＴＩＭＥＲポートより基準発振信号ＨＦをＰＷＭ信号発生部７へ送出する。
【０１０８】
マイコン９の動作に関しては、第４の実施の形態と基本的に同じである（図８の通り）。
【０１０９】
本実施の形態においても、ＤＣ−ＤＣ変換回路のトランスＴ１に流れる電流が連続モードとなるように基準発振信号を駆動周波数設定部８１で決めることによって、先の実施の形態と同様に、種々設定される半導体光源負荷２に対応が可能で、効率が良く、負荷２へ供給される電流のリップルが少ない、ひいてはリップル成分により生じるノイズも少ない電源装置を提供することが可能となる。
【０１１０】
また本実施の形態では、ＰＷＭ制御を電流モードによる制御（１次側に流れる電流ｉ１のピーク値と誤差演算部６からの指令値が同じとなるようにする制御方法）で行うように構成しているため、例えば電源Ｅが不意に急変するような場合においても、電流ｉ１は適切に制限されるため、瞬間的に電流ｉ１が過大となる（それにともない、電流ｉ２も過大となる）ようなことのない、結果的に、出力を安定して制御することが出来る（リップルの少ない）電源装置を提供することが可能となる。
【０１１１】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路を電流モードで制御した場合に、動作の安定点が１つのポイントに収束せず、スイッチング周波数がスキップを踏んだような不安定な状態（いわゆる周波数半減現象）が発生する場合がある。このような場合には、図１１の回路において、１次電流検出信号にスイッチング周波数に同期させた所定の傾きを持つ信号を重畳させてコンパレータＣｏｍｐ４へ入力することなどにより、安定な動作とすることができ、そのように回路を構成すればよい。
【０１１２】
（実施の形態６）
本発明の第６の実施の形態のマイコン９の動作説明図を図１２に示す。また、本実施の形態の動作説明のための波形図を図１３に示す。先の実施の形態４，５に対して、本実施の形態では、以下の点が異なっている。
【０１１３】
図１２のマイコンのフローにおいて、ステップ＃２で入力電圧Ｖｉｎの値を定数として設定している点、ステップ＃８のＡ／Ｄ変換値の取得では出力電圧Ｖｏｕｔのみを取得している点、さらにステップ＃１３及びステップ＃１４が追加されており、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかを確認し、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている点である。
【０１１４】
上記の通り、本実施の形態では入力電圧Ｖｉｎの値を実際の値を読み込むのではなくて、予め定数として設定した値を用いて駆動周波数の算出を行う構成としている。ここで定数として設定する入力電圧Ｖｉｎの値は、電源装置が通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定した値とされる。
【０１１５】
同じ出力電圧、出力電流を想定した場合、入力電圧が高い程、電流連続モード動作とするために必要な駆動周波数は高くなる傾向があるので、入力電圧Ｖｉｎの値として予め想定される入力電圧のうちで最も高い場合の値を用いるようにしておけば、それに基づき求められた周波数ｆで駆動した場合、必ず連続モードでの動作となる。
【０１１６】
これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆを算出する度毎にＡ／Ｄ変換値として読み込む値は出力電圧Ｖｏｕｔの一つのみで良くなり、マイコンにおける読み込み、演算の各処理が簡単となり、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。
【０１１７】
また、駆動周波数算出の都度、変化するパラメータが出力電圧Ｖｏｕｔのみであるため、ステップ＃９で行っている演算を簡略化し、より処理を軽くすることも可能となる。例えば、予め近似的にマイコンにテーブルデータとして出力電圧Ｖｏｕｔと（ｆ／Ｉｏ＊）の関係を記憶させておいて、毎回の処理は、Ａ／Ｄ変換値の取得により得られた出力電圧Ｖｏｕｔの値に対応する（ｆ／Ｉｏ＊）の値をそのテーブルデータから読み出すようにし、その読み出した値にＩｏ＊の値を乗ずる計算をすることによって、駆動周波数ｆの値を得るなどである。このようにすることで、計算が簡略化されるので、マイコンの負荷はより軽減可能となる。
【０１１８】
次に、ステップ＃１３及びステップ＃１４を追加し、現状の駆動周波数ｆが予め設定された駆動周波数の下限及び上限値に達していないかを確認し、それぞれに達している場合においてはそれ以上周波数の値を減らす、あるいは増やすことをしないようにしている点について説明する。
【０１１９】
ステップ＃１３では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の下限値以下かどうかの判定を行い、そうでない場合はステップ＃１１へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分減らし、下限値以下である場合には、ステップ＃１１をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を低減しないように処理がなされる。
【０１２０】
ステップ＃１４では、現状の駆動周波数が予め設定された駆動周波数の上限値以上かどうかの判定を行い、そうでない場合はステップ＃１２へ移行し、駆動周波数ｆの値を所定値分増やし、上限値以上である場合には、ステップ＃１２をパスすることによって、それ以上駆動周波数ｆの値を増加させないように処理がなされる。
【０１２１】
例えば、ある負荷を接続したときに、図１３の（ａ）に示す波形で動作したとする。さらに、駆動周波数は予め設定された周波数の下限値にほぼ達していたとする。このとき、出力電流の目標値を増やして動作させた場合を考えると、周波数の下限が設けられていることで、これ以上周波数が低下することはなくなり、目標とする出力電流を出力するために波形は（ｂ）のようになる。つまり、（ａ）に対して周波数はほぼ同じままで、電流のべース分が増加し、負荷へ対応可能となる。
【０１２２】
ちなみに、（ｂ）に破線で描いたものは周波数に制限を設けなかった場合の波形である。このように、連続モード動作において周波数に制限を設けた場合でも、負荷に応じた出力動作を取ることは可能である。
【０１２３】
本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１を駆動する周波数の値を、予め設定した周波数の下限値、および上限値により所定の範囲とすることが出来るようになる、すなわち駆動周波数に制限を設けることが出来るようになるので、より広い特性範囲の負荷に対応させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。このことは全ての実施の形態について適用可能である。
【０１２４】
また、周波数があまり変化し過ぎると、例えばノイズフィルタの設計が難しくなる（周波数が低下するとフィルタが大型化する）などの問題がある場合には、本実施の形態を用いることで問題の解決を図ることが可能となる。
【０１２５】
（実施の形態７）
図１４に、本発明の第７の実施の形態のマイコン動作説明図を示す。本実施の形態は、先の実施の形態の駆動周波数設定のフローに代えて、図１４に示すフローを用いて、図１１に示す構成の回路を動作させるようにしたものである。本フローにより回路を動作させた場合、回路動作の開始の後、所定時間が経過した時点で駆動周波数の決定作業は一回のみなされ、その後は回路動作の停止に至るまでの間、決められた周波数で回路が駆動される。
【０１２６】
図１４のフローを追いながら、この動作の詳細に関して以下に述べる。本実施の形態においては、新たにフラグＦＳを設けている。フラグＦＳの状態によって、駆動周波数の決定をすべき状態かどうかを判定し、その結果に応じて回路動作開始の後、一回のみ周波数の決定作業がなされるようにしている。
【０１２７】
具体的には、以下の通りである。ステップ＃４の初期値設定において、フラグＦＳはクリアされる。その後、ステップ＃１５でフラグＦＳの状態を確認し、フラグＦＳがクリアのときにはステップ＃１６へ移行する。ステップ＃１６では、ステップ＃７での基準発振信号の出力許可後、予め設定した所定時間が経過したかどうかを判定し、所定時間が経過してない場合にはステップ＃５へ戻し、経過時間の確認作業を継続して行い、所定時間が経過した後にはステップ＃８へ移行させる。
【０１２８】
ステップ＃８では、出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値を取得し、ステップ＃９で周波数ｆの決定がなされる。その後、ステップ＃１７で決められた周波数ｆを駆動周波数に設定し、続いてステップ＃１８ではフラグＦＳがセットされ、ステップ＃５に戻される。その後は回路動作が行われている間は、フラグＦＳはセットされた状態であるので、ステップ＃１５で判定結果は常にＮＯとなり、これによりステップ＃１６以降には移行しないようにしている。
【０１２９】
ステップ＃５で回路が動作可能状態ではないと判定された場合は、ステップ＃６に移行し基準発振信号の出力が停止されるが、それに引き続いてステップ＃１９でフラグＦＳをクリアすることにより、再度ステップ＃５で回路動作可能と判断されて、動作を開始した際には、上述したのと同じように所定時間経過後に１回のみ周波数の決定が行われるようにしている。
【０１３０】
これにより、本実施の形態においては、駆動周波数ｆの決定は回路動作開始後１回のみなされるだけであるため、周期的にマイコンで駆動周波数ｆ決定のための作業をしなくてよくなり、マイコンの負担軽減に繋がるため、より安価なマイコンの使用が出来るなどの利点がある。また駆動周波数を決定するタイミングを、動作開始後、所定時間経過後としていることにより、出力が安定となった後に間違いなく周波数を決定することを可能としている。
【０１３１】
また第３の実施の形態以降今まで述べてきた各実施の形態では、少なくとも出力電圧検出信号ＶｏｕｔのＡ／Ｄ変換値を取得して駆動周波数ｆを決定していたが、想定される負荷の範囲がある程度限られる場合などには、その負荷の範囲のなかで最も周波数が高くなる場合の出力電圧検出信号Ｖｏｕｔの値を用いて、そのときに必要となる周波数の値を求め、予めその値を設定しておくことにより、期待する効果を得るように構成することも可能である。そのようにすることで、より簡単な制御回路で本発明の効果を得ることが可能となる。
【０１３２】
例えば、トランスＴ１の１次側インダクタンス値Ｌ１が３．０μＨ、１次−２次間の巻数比Ｎが５であって、入力電圧Ｖｉｎが１０〜１６Ｖの範囲で変化する場合に、接続される種々の負荷の電圧（すなわち出力電圧検出信号）が２３〜４６Ｖの範囲のいずれかのものであり、負荷の電流（すなわち出力目標電流値Ｉｏ＊）が０．７５〜１．０Ａの範囲のいずれかで設定する場合であれば、前述の計算式より、周波数ｆとしては少なくとも１７４ｋＨｚより大きな値を予め設定しておけばよいことが分る。
【０１３３】
また、想定される負荷の各々の出力電流の値が同じである場合には、出力電流の目標値Ｉｏ＊をマイコンに予め書き込むなどして記億させておいてもよい。このことは全ての実施の形態について適用可能であり、そのようにすることにより、より簡単な制御回路で期待する本発明の効果を得ることが可能となる。
【０１３４】
なお、各実施の形態は例として示したものであり、例えばマイコンを用いて実現している実施の形態についても、個別の電子回路で同様の動作が得られるように構成してもよい。また、ＤＣ−ＤＣ変換回路や制御回路の構成は、各実施の形態に例示した構成に限るものではなく、例えば、誤差演算部６は比例積分回路を例示したが、他の比例回路などでもよい。また、マイコンの動作フローに関しても図示した限りではなく、同様の動作が得られる構成であればよい。
【０１３５】
（実施の形態８）
図１５に本発明の第８の実施の形態の灯具の断面図を示す。図示した灯具は、車両用のヘッドランプ９０の構成の概要を示したものである。前述の構成を有し、金属の筐体でケーシングされた電源装置９５が、ヘッドランプ筐体の下面部に取り付け搭載されている。複数個のＬＥＤ素子により構成されたＬＥＤモジュール２０が放熱板９２に取り付けられており、レンズや反射板で構成される光学ユニット９１とともに、光源ユニットを構成している。光源ユニットは、ヘッドランプ９０の筐体に光源ユニット固定用治具９３で固定されている。電源装置９５の入力の電源線９６はバッテリ（図示せず）へ、また通信線９７は車両側のユニット（図示せず）へ接続されている。通信線９７は負荷に異常が発生した場合に車両側へ異常を通知するために設けられているものであるが、例えば本通信線９７を用いて出力電流の目標値を電源装置９５へ外部から送信するように構成してもよい（例えば通信をＬＩＮで行うなど）。電源装置９５の出力線９４は、ＬＥＤモジュール２０へ接続されている。
【０１３６】
本発明によれば、種々設定される半導体光源負荷に対応が可能で、効率が良く、負荷へ供給される電流のリップルが少ない電源装置を備えてなる灯具の提供が可能となる。これにより、種々設定される負荷に応じて個別に電源装置を準備する必要がなく、よって灯具の設計に応じて多様な負荷を設定可能とでき、灯具としての機能の向上、デザイン性の向上などが可能となるとともに、種々の負荷に同じ電源装置での対応が可能であるため、結果的に安価な灯具の提供が可能となる。また効率が良く省エネルギーの灯具の提供、更には電流リップルを低く抑えることが出来るため、ノイズ性能の良い灯具の提供が可能となる。
【０１３７】
（実施の形態９）
図１６に本発明の実施の形態９の車両の斜視図を示す。前述の灯具を車両１００のヘッドランプ１０１として用いた例である。前述の灯具を搭載することによって、より安全性やデザイン性、環境性能や快適性に優れた車両の提供が可能となる。
【０１３８】
またここでは、本発明の電源装置を車両１００のヘッドランプ１０１に用いた場合を示したが、その他の方向指示器１０２や尾灯１０３などへの適用に関しても同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【０１３９】
Ｔ１ トランス
Ｑ１ スイッチング素子
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ 負荷
３ 出力電流検出部
４ 信号増幅部
５ 出力電流目標値設定部
６ 誤差演算部
７ ＰＷＭ信号発生部
８ オンタイミング規定部
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源より前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷に電力を供給し点灯する電源装置において、
少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段を設け、
前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることでなされることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
少なくとも前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、フライバックコンバータで構成されており、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスの１次−２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子を駆動する周波数をｆとしたとき、前記制御回路は、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決定し、係数ｋの値は少なくとも１．０５以上の値であることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源の通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子を駆動する周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記出力電流の目標値は、電源装置の外部より設定できるように構成したことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】
前記出力電流の目標値は、電源装置に予め設定した値を用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかに記載の電源装置を搭載したことを特徴とする灯具。
【請求項１２】
請求項１１記載の灯具を搭載したことを特徴とする車両。
【請求項１】
インダクタンス要素とスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子のオン時に、入力電源より前記インダクタンス要素にエネルギーを蓄積し、前記スイッチング素子のオフ時に、前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを負荷側へ放出することにより電圧変換を行うＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流が目標値と同じとなるように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路とを有し、半導体光源負荷に電力を供給し点灯する電源装置において、
少なくとも前記制御回路に、前記インダクタンス要素に流れる電流が連続モード動作となるように、前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段を設け、
前記スイッチング素子をオンさせるタイミングを規定する手段は、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることでなされることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
少なくとも前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧の値に基づいて、前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、フライバックコンバータで構成されており、入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、出力電流目標値をＩｏとし、前記フライバックコンバータを構成するトランスの１次−２次の巻数比をＮ、１次側のインダクタンス値をＬ１、前記スイッチング素子を駆動する周波数をｆとしたとき、前記制御回路は、ｆ＞１／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、係数をｋとした場合、ｆ≧ｋ／（２・Ｌ１・Ｉｏ・Ｖｏ）・（Ｖｉ・Ｖｏ／（Ｎ・Ｖｉ＋Ｖｏ））2 なる条件を満たすように前記スイッチング素子を駆動するための周波数を決定し、係数ｋの値は少なくとも１．０５以上の値であることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電源の通常使用される電圧範囲のうちで、電圧値が最も高い場合を想定して、前記スイッチング素子を駆動する周波数を決めるようにしたことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子を駆動する周波数の値は、少なくとも第１の所定周波数以上であり、かつ、第２の所定周波数以下であるよう制御するようにしたことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、回路動作の開始時に設定した値を、回路動作が停止となるまでの間、用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記スイッチング素子を駆動するための周波数は、電源装置に予め設定とした値を用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記出力電流の目標値は、電源装置の外部より設定できるように構成したことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】
前記出力電流の目標値は、電源装置に予め設定した値を用いるようにしたことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】
請求項１〜１０のいずれかに記載の電源装置を搭載したことを特徴とする灯具。
【請求項１２】
請求項１１記載の灯具を搭載したことを特徴とする車両。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【公開番号】特開２０１３−１６８５５（Ｐ２０１３−１６８５５Ａ）
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１２−２１０５６５（Ｐ２０１２−２１０５６５）
【出願日】平成２４年９月２５日（２０１２．９．２５）
【分割の表示】特願２００８−１３６６４２（Ｐ２００８−１３６６４２）の分割
【原出願日】平成２０年５月２６日（２００８．５．２６）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月２４日（２０１３．１．２４）
【国際特許分類】
【出願日】平成２４年９月２５日（２０１２．９．２５）
【分割の表示】特願２００８−１３６６４２（Ｐ２００８−１３６６４２）の分割
【原出願日】平成２０年５月２６日（２００８．５．２６）
【出願人】（０００００５８２１）パナソニック株式会社 (73,050)
【Ｆターム（参考）】
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