マイクロプロセッサで制御された電源を有する調光器
ツーワイヤ負荷制御デバイスのための電源は、マイクロプロセッサに電力を供給し、マイクロプロセッサは、次に、電源を制御する。電源は、マイクロプロセッサに給電するためにDC電圧を生成するために、エネルギ格納要素、例えばコンデンサを備える。電源は、エネルギ格納要素が、DC電圧が生成されかつマイクロプロセッサが給電される前に第1のレートでエネルギを受けることを可能にするための高インピーダンス回路を備える。電源は、エネルギ格納要素が、第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを可能にするために、低インピーダンス回路、すなわち、制御可能な導電デバイスと直列の電気接続状態の抵抗器をさらに備える。始動後、マイクロプロセッサは、制御可能な導電デバイスをそれぞれ導電および非導電にすることによって、第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするように動作可能である。マイクロプロセッサは、電源を監視し、かつ電源の監視に応答して負荷制御デバイスに接続された電気負荷に送出される電力の量を制御するように動作可能である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、参照によって本明細書にその全開示が組み込まれる、名称「DIMMER HAVING A MICROPROCESSOR-CONTROLLED POWER SUPPLY」の2005年6月30日に出願された共通に譲渡された米国特許仮出願第60/695,784号の優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、ツーワイヤ負荷制御デバイス、特に、マイクロプロセッサを有するツーワイヤスマート調光器、およびマイクロプロセッサを給電するために直流(DC)電圧を生成するための電源に関する。
【背景技術】
【０００３】
従来のツーワイヤ調光器は、交流(AC)電源への「ホット」接続部と、照明負荷への「調光されたホット」接続部との2つの接続部を有する。標準の調光器は、照明負荷に送出される電流を制御し、このように照明の強度を制御するために、トライアックまたは電界効果トランジスタ(FET)などの1つまたは複数の半導体スイッチを使用する。半導体スイッチは、典型的に、調光器のホット接続部と調光されたホット接続部との間に結合される。
【０００４】
スマート壁搭載された調光器は、ユーザからの入力を受けるための複数のボタンと、ユーザにフィードバックを提供するための複数の状態指示器とを典型的に有するユーザインタフェースを含むことがある。これらスマート調光器は、一般的に、エンドユーザへの制御特徴およびフィードバック選択肢の高度な組を可能にするマイクロプロセッサまたは他の処理デバイスを含む。スマート調光器の実施例は、参照によって本明細書にその全体が組み込まれる、名称「LIGHTING CONTROL DEVICE」の1993年9月28日に発行された共通に譲渡された米国特許第5,248,919号明細書に開示される。
【０００５】
従来技術のツーワイヤ調光器100の単純化されたブロック図が、図1に示される。調光器100は、AC電源104に接続されたホット端子102と、照明負荷108に接続され調光されたホット端子106とを有する。調光器100は、ホット端子102と調光されたホット端子106との間に結合された半導体スイッチ110を用い、照明負荷108を通る電流、したがって照明負荷108の強度を制御する。半導体スイッチ110は、ゲート駆動回路112に接続された制御入力(またはゲート)を有する。ゲートへの入力は、半導体スイッチ110を導電性または非導電性にし、半導体スイッチ110は、次に照明負荷108へ供給される電力を制御する。ゲート駆動回路112は、マイクロプロセッサ114からの命令信号に応答して、半導体スイッチ110への制御入力を与える。
【０００６】
マイクロプロセッサ114は、複数のボタン116からのユーザ入力を受け、かつ調光器100のユーザへの視覚フィードバックのために複数の発光ダイオード(LED)118を駆動するための命令信号を生成する。ゼロ交差検出回路120は、AC電源104からのAC電源電圧のゼロ交差点を決定する。ゼロ交差は、AC電源電圧が、各半サイクルの始まりで正極性から負極性へまたは負極性から正極性へ移行する時間として定義される。ゼロ交差情報は、マイクロプロセッサ114への入力として提供される。マイクロプロセッサ114は、半導体スイッチ110を動作させるゲート制御信号を生成し、したがってAC波形のゼロ交差点に対する所定の時間に、照明負荷108にAC電源104からの電圧を提供する。
【０００７】
マイクロプロセッサ114および他の低電圧回路を給電するためにDC電圧VCCを提供するために、調光器100は、キャットイヤー電源122を含む。キャットイヤー電源は、AC電源電圧のゼロ交差近くだけ電流を引き出し、またAC電圧源からそれが引き出す電流波形の形状にその名称が由来する。調光器100は、2つの端子102、106だけを有するので(すなわち、それはツーワイヤ調光器)、電源122は、接続された照明負荷108を通る電流を引き出さなければならない。電源122が十分な電流を引き出すことを可能にするために、半導体スイッチ110は、十分な電圧が電源の両端間で利用可能であるように、非導電性でなければならない。したがって、半導体110は、照明負荷108の両端間の最大電圧が所望であるときでも、半サイクルの全長さに対してオンにされることができない。
【０００８】
従来技術のキャットイヤー電源122の単純化された概略図が、図2に示される。キャットイヤー電源が、DC電圧VCCを生成することが可能であるように、キャットイヤー電源は、ダイオードD202、D204、D206、D208を備えるブリッジ整流器のDC側に設けられる。DC電圧VCCは、エネルギ貯蔵コンデンサC210の両端間に生成され、マイクロプロセッサ114および他の低電圧回路を給電するために適切な強度を有する(例えば、ほぼ5VDC)。回路コモンに接続された(すなわちカソード)エネルギ貯蔵コンデンサC210の側部は、NPNトランジスタQ212およびPNPトランジスタQ214にも接続される。ツェナーダイオードZ216およびダイオードD218が、DC電圧VCCとトランジスタQ214のベースとの間に直列に設けられる。ダイオードD218の前方電圧低下は、トランジスタQ214のエミッタベース電圧とほぼ同じである。したがって、エネルギ貯蔵コンデンサC210の両端間に生成されるDC電圧VCCの強度は、例えば、5.1ボルトのツェナーダイオードZ216のブレークオーバ電圧とほぼ同じ強度に制限される。
【０００９】
エネルギ貯蔵コンデンサC210のための一次充電またはエネルギ受容回路は、トランジスタQ212および電流制限抵抗器R220による。トランジスタQ214が導電であると、電圧は、抵抗器R222の両端間、したがってトランジスタQ212のベースエミッタ接合部に生成され、トランジスタQ212を導電にする。抵抗器R224は、トランジスタQ214を導電に保つために必要なベース電流を維持する。
【００１０】
電源122の両端間の電圧が、所定の強度に達すると、PNPトランジスタQ226は、導通し始め、トランジスタQ214、およびしたがってトランジスタQ212の導通を停止させる。ツェナーダイオードZ228および抵抗器R230は、トランジスタQ226のベースとトランジスタQ212のエミッタとの間に直列に接続される。抵抗器R232は、トランジスタQ226のベースエミッタ接合部の両端間に接続される。ツェナーダイオードZ228は、トランジスタQ226のベースでの電圧が、ツェナーダイオードのブレークオーバ電圧(ほぼ12V)を超えると、導通し始める。抵抗器R232の両端間の電圧が、必要なトランジスタQ226のエミッタベース電圧を超えると、トランジスタQ226は導通し始める。このように、適切な電圧(例えば、ほぼ16V)が、電源122の両端間に生成されると、トランジスタQ226は導通し始め、トランジスタQ212、Q214の導通を停止させ、このようにエネルギ貯蔵コンデンサC210の充電を停止する。コンデンサC234は、エネルギ貯蔵コンデンサC210の充電の遮断における時間遅延を提供するために、抵抗器R232の両端に結合される。電源122の両端間の電圧が、適切なレベル(例えば、ほぼ16V)へ低下すると、トランジスタQ226は導通を停止し、エネルギ貯蔵コンデンサC210は、再び充電可能である。
【００１１】
従来技術のキャットイヤー電源122は、いくつかの欠点を有する。第1に、エネルギ貯蔵コンデンサC210が、各半サイクルを充電できる時間の期間は、電源122の選択された構成要素の値によって設定される。電源122が、コンデンサC210が充電されていないときにAC電源に接続されるなら、電源は、AC電圧のピークで初期充電電流を引き出すことが可能であり、AC電圧のピークは、特にトランジスタQ212および抵抗器R220を通って、電源122の充電回路に非常に大きな電流を生成することができる。これらの部品がこの状況下で損傷されることを防止するために、トランジスタQ212および抵抗器R220は、通常の状況下で動作するだけなら必要であるより物理的に大きくより高価な部品でなければならない。
【００１２】
電源122が、常にその出力電圧を維持するために十分な電流を引き出すことができることを確実にするために、半導体スイッチ110は、各半サイクルの少なくとも最小オフ時間でオフにされる。調光器100の適切な動作は、低電圧回路によって引き出される大電流などの最悪の場合の動作状況、最悪の場合のライン電圧入力(すなわち、AC電源電圧が通常より低いとき)、および最悪の場合の負荷状況(ランプの数およびワット数、ランプのタイプ、およびランプの動作特徴における変動など)によって制約される。AC電圧源104が、直列の電源122および照明負荷の両端間に結合され、このように照明負荷のインピーダンスは、電源の両端間に現れる電圧、および電源を充電するために必要な時間に直接影響を及ぼすので、照明負荷108のワット数は、特に重要である。照明負荷のインピーダンスは、定格ワット数が増大されるにつれ低減し、またその逆である。したがって、電源122を充電するために必要な最悪の場合の時間は、低ワット数のランプが、調光器100に接続されるときに生じる。なぜなら、負荷のインピーダンスは、実質的により高くなり、電源の両端間の電圧は、このタイプの負荷とともに実質的により低下するからである。最悪の場合の状況を考慮すると、最小負荷が遭遇する可能性があるとき、40Wランプが、しばしば使用される。
【００１３】
これらの最悪の場合を考慮すると、最小のオフ時間は、電源122が、最悪の場合の状況でも完全に充電することを保証するオフ時間を計算することによって決定される。結果としてのオフ時間は、一般に、結局各半サイクルの有意な部分であり、取り付けられた照明負荷108の最大照明レベルを制約する。しかしながら、これら最悪の場合の状況は、実際には頻繁には遭遇されない。典型的な状況下、半導体スイッチは、時間のより長い量に対して負荷に電流を導通するために、各半サイクルの間に時間のより長い量に対して導電にされることができる。したがって、照明負荷108は、完全なライン電圧が負荷に与えられるときに達成される強度により近いより高い強度に達する。
【００１４】
いくつかの従来の調光器は、全ての状況下で最小のオフ時間定数を保持し、したがって他の方法で可能であるより小さい調光範囲を被る。図3に示される他の従来技術のツーワイヤ調光器300は、初期電源を監視し、かつ必要であれば半導体スイッチの導通時間を低減する。ツーワイヤ調光器300は、ハイエンドで最大の可能な照明強度を提供することが可能であり、一方、内部電源、およびしたがって調光器の適切な動作のための十分な充電時間を同時に確実にする。調光器300は、参照によって本明細書にその全体が組み込まれる、名称「DIMMER HAVING A POWER SUPPLY MONITORING CIRCUIT」の2005年5月12日に出願された同時係属の米国特許出願第11/127,864号により詳細に記載される。
【００１５】
図3を参照すると、ツーワイヤ調光器300は、AC電源304に接続されたホット端子302と、照明負荷308に接続され調光されたホット端子306との2つの接続部を有する。照明負荷308に送出されるAC電圧を制御するために、2つの電界効果トランジスタ(FET)310A、310Bが、ホット端子302と調光されたホット端子306との間の反直列接続で設けられる。第1のFET310Aは、AC波形の正の半サイクルの間に導通し、第2のFET310Bは、AC波形の負の半サイクルの間に導通する。FET310A、310Bの導通状態は、ゲート駆動回路312を通してFETとインタフェースするマイクロプロセッサ314によって決定される。調光器300は、ユーザからの入力のための複数のボタン316と、ユーザへの視覚フィードバックのための複数のLED318も含む。マイクロプロセッサ314は、ボタン316からの入力から照明負荷308の適切な調光レベルを決定する。ゼロ交差検出回路320は、正の半サイクルにおいてダイオード321Aを通して、かつ負の半サイクルにおいてダイオード321Bを通してAC電源電圧を受け、AC電源電圧のゼロ交差を識別するマイクロプロセッサ314へ制御信号を提供する。
【００１６】
調光器300は、マイクロプロセッサ314および他の低電圧回路を給電するための電源322をさらに含む。電源322は、FET310A、310Bが、両方ともオフになり(すなわち、FET310A、310Bが非導通し)、かつ調光器の両端間に十分な電位が存在するときだけ、充電可能である。電源322は、入力コンデンサ324および出力コンデンサ326に結合される。出力コンデンサ326は、マイクロプロセッサ314に電力を提供するために、電源の出力VCCを実質的に一定のDC電圧に保持する。電源322の入力は、入力コンデンサ324が、正および負の半サイクルの両方の間に充電するように、2つのダイオード321A、321Bを通してホット端子302および調光されたホット端子306に結合される。
【００１７】
調光器300は、電圧分割器も含み、電圧分割器は、2の抵抗器328、330を備え、かつ電源322の入力と回路コモンとの間に結合される。電圧分割器は、2つの抵抗器328、330の接合部に検知電圧VSを生成する。検知電圧VSは、電源322の入力での電圧レベルを監視するためにマイクロプロセッサ314に与えられる。マイクロプロセッサ314は、好ましくは、検知電圧VSの値をサンプリングするためにアナログデジタル変換器(ADC)を含む。マイクロプロセッサ314は、検知電圧VSを検知し、検知電圧VSが、第1の所定の電圧閾値V1より下に低下すると、FET310A、310Bの導通回数を低減する。さらに、マイクロプロセッサ314は、検知電圧が、次に、第1の所定の電圧閾値V1より大きい第2の所定の電圧閾値V2より上に増加すると、FET310A、310Bの導通回数を増大する。代わりに、マイクロプロセッサが、ADCを含まないなら、調光器100は、検知電圧を第1および第2の電圧閾値と比較し、次にマイクロプロセッサ314に論理信号を提供するために、1つ以上の比較器集積回路を含むハードウエア比較回路を含むことができる。
【００１８】
電源322の入力を監視することによって、調光器300のマイクロプロセッサ314は、入力電圧が、入力コンデンサ324の連続する充電に不適切なレベルに低下したときを決定することができる。例えば、検知電圧VSが、第1の電圧閾値V1より下に低下すると、コンデンサ324は、適切に充電するためにより長い時間を必要とし、FET310A、310Bのオン時間が低減される。他方、検知電圧VSが、第1の電圧閾値V1より上のままであるなら、入力コンデンサ324は、各半サイクルを適切に充電することができる。
【００１９】
このように、マイクロプロセッサ314は、入力コンデンサ324の電圧を連続して監視し、電圧が、電源322の適切な動作を保証できないレベルに低下したときに、FET310A、310Bの導通回数を自動的に低減する。調光器300は、ハイエンドで(すなわち、最大照明強度)FET310A、310Bの最大可能な導通回数を提供することができ、一方、電源322の適切な動作のための十分な充電時間を同時に確実にする。
【００２０】
しかしながら、図3の調光器300は、マイクロプロセッサ314が、ADCを含む、またはハードウエア比較回路が、電源322とマイクロプロセッサとの間に含まれることを必要とする。また、調光器300は、電源322を直接制御することはできないが、電源が電流を引き出す間の時間を間接的に制御するためにFET310A、310Bを動作させる。
【特許文献１】米国特許仮出願第60/695,784号
【特許文献２】米国特許第5,248,919号
【特許文献３】米国特許出願第11/127,864号
【特許文献４】米国特許第6,300,727号
【特許文献５】米国特許第5,905,442号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
このように、ADCまたは複雑なハードウエア比較回路を必要することなく、マイクロプロセッサによって監視されかつ直接制御され、特に電源が電流を引き出す時間期間を制御し、電源の動作に応答して半導体スイッチの導通時間を制御するように動作可能である、調光器のための簡単なキャットイヤー電源の必要性が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明によれば、AC電圧源から電気負荷へ送出される電力量の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、第1の制御可能な導電デバイスと、マイクロプロセッサと、電源とを備える。第1の制御可能な導電デバイスは、負荷へ送出される電力を制御するために、AC電圧源および電気負荷に動作可能に結合されるように構成される。マイクロプロセッサは、制御可能な導電デバイスに結合され、かつ第1の制御可能な導電デバイスを制御する。電源は、AC電圧源に結合されるように構成され、かつマイクロプロセッサに結合される。電源は、エネルギ格納要素に選択的にエネルギを格納するために、制御可能な導電デバイスのためにDC電圧を生成する。マイクロプロセッサは、制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である。
【００２３】
本発明の他の実施形態によれば、AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、制御可能な導電デバイスと、電源と、コントローラとを備える。制御可能な導電デバイスは、負荷とAC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成される。電源は、エネルギ格納要素との直列の電気接続状態で結合される制御可能なインピーダンスを備える。電源は、制御可能な導電デバイスが非導電であるときにエネルギを受けるように動作可能であるエネルギ格納要素へDC電圧を提供するように動作可能である。コントローラは、電源のDC電圧によって給電され、かつそれぞれ第1の制御可能な導電デバイスおよび制御可能なインピーダンスの制御のために、第1の制御可能な導電デバイスおよび制御可能なインピーダンスに結合される。コントローラは、エネルギ格納要素を第1のレートでエネルギを受けさせるように、制御可能なインピーダンスを第1のインピーダンス値に制御し、かつエネルギ格納要素を第2のレートでエネルギを受けさせるように、制御可能なインピーダンスを第2のインピーダンス値に制御するように動作可能である。第2のインピーダンス値は、第1のインピーダンス値より実質的に小さい。
【００２４】
本発明の他の態様によれば、AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、負荷とAC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された制御可能な導電デバイスを備える。負荷制御デバイスは、さらに、エネルギ格納要素と、エネルギ格納要素のための第1のエネルギ受け回路と、エネルギ格納要素のための第2のエネルギ受け回路とを備える電源をさらに備える。第1のエネルギ受け充電回路は、エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にする。第2のエネルギ受け回路は、エネルギ格納要素が第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを可能にする。DC電圧を生成する電源は、制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、エネルギ格納要素にエネルギを格納するように動作可能である。負荷制御デバイスは、さらに、電源のDC電圧によって給電されるコントローラをさらに備える。コントローラは、制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能であり、かつ第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために電源に結合される。
【００２５】
さらに、本発明は、AC電圧源から負荷を制御するためにツーワイヤ負荷制御デバイスのための電源を提供する。電源は、負荷制御デバイスのコントローラを給電するためにDC電圧を生成するように動作可能なエネルギ格納要素と、エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にするための第1のエネルギ受け回路と、エネルギ格納要素が第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを可能にするための第2のエネルギ受け回路とを備える。コントローラは、DC電圧によって給電され、かつ第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために電源を制御するために動作可能である。
【００２６】
本発明は、さらにツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法を提供する。方法は、エネルギ格納要素の両端間にDC電圧を生成するステップと、負荷制御デバイスのコントローラにDC電圧を提供するステップと、エネルギ格納要素を、コントローラに応答して第1のレートおよび第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを選択的に可能にするステップを含む。
【００２７】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照する本発明の以下の説明から明らかになろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
前述の概要ならびに好ましい実施形態の以下の詳細な記載は、添付の図面に関連して読むときにより良好に理解される。本発明を例示する目的のために、現在好ましい実施形態が、同様の符号がいくつかの図面を通して類似する部品を示す図面で示されるが、本発明は、開示される特定の方法および手段に限定されないことは理解される。
【００２９】
図4は、本発明によるツーワイヤ調光器400の概略ブロック図である。調光器400は、前述の同様の機能を有する図1の調光器100と同様の多数のブロックを含む。しかしながら、従来技術の調光器100とは異なる調光器400のこれらの構成部品は、以下により詳細に記載される。
【００３０】
調光器400は、ゲート駆動回路412を介して、制御可能な導電デバイス、好ましくは半導体スイッチ410を駆動するためのマイクロプロセッサ414を含む。マイクロプロセッサ414は、プログラム可能な論理デバイス(PLD)、マイクロコントローラ、または適用に特定の集積回路(ASIC)などの任意の適切なコントローラであり得る。半導体スイッチ410は、トライアック、電界効果トランジスタ(FET)またはブリッジ整流器の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、非直列接続の2つのFETまたはIGBT、または任意の他の適切なタイプの半導体スイッチであり得る。マイクロプロセッサは、ゼロ交差検出器420および複数のボタン416からの入力を受け、かつ複数のLED418を制御する。キャットイヤー電源422は、マイクロプロセッサ414を給電するためのDC電圧VCCを生成する。マイクロプロセッサ414は、ポート424を通してキャットイヤー電源に結合され、電源の状態(すなわち、電源が完全に充電されたかどうか)を監視しかつ電源の動作を制御するように動作可能である。
【００３１】
調光器400は、照明制御システム内の他の制御デバイスとメッセージを送信および受信するために通信回路426も含む。通信回路426は、通信リンク、例えば、有線シリアル制御リンク、電力ラインキャリア(PLC)通信リンク、または赤外(IR)または無線周波数(RF)通信リンクなどの無線リンクに結合される。IR照明制御システムの実施例は、名称「LIGHTING CONTROL WITH WIRELESS REMOTE CONTROL AND PROGRAMMABILTY」の2001年10月9日に発行された共通に譲渡された米国特許第6,300,727号に記載される。RF照明制御システムの実施例は、名称「METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING AND DETERMINING THE STATUS OF ELECTRICAL DEVICES FROM REMOTE LOCATIONS」の1999年5月18日に発行された共通に譲渡された米国特許第5,905,442号に記載される。上記2つの特許の全開示は、参照によってそれらの全体が本明細書に組み込まれる。
【００３２】
図5Aは、本発明によるキャットイヤー電源422の概略ブロック図である。キャットイヤー電源422は、キャットイヤー電源が、エネルギ格納要素、例えばエネルギ格納コンデンサC510の両端間にDC電圧VCCを生成することができるように、ダイオードD502、D504、D506、D508を備える全波ブリッジ整流器の内側に設けられる。整流器ブリッジは、キャットイヤー電源422が、AC電源電圧の両方の半サイクルにおいて電流を引き出しことを可能にする。エネルギ格納コンデンサは、好ましくは、ほぼ680μFの容量を有する。
【００３３】
代わりに、キャットイヤー電源422は、例えばダイオードD508だけを備える半波ブリッジ整流器を含むことができ、すなわち、ダイオードD502、D504、D506が、図5Bに示されるように設けられない。1つのダイオードD508だけを備える半波整流器ブリッジは、キャットイヤー電源422が、正または負の半サイクルだけ、したがってラインサイクルにつき1回だけ充電することを可能にする。
【００３４】
キャットイヤー電源422は、「ブートストラップ」抵抗器R512を備える能動充電またはエネルギ受け回路を含む。エネルギ格納コンデンサC510が、抵抗器R512および照明負荷408のインピーダンスを通って流れる電流によって充電だけされるように、マイクロプロセッサ414が給電されかつ動作する前に、抵抗器R512は、エネルギ格納コンデンサC510が充電を開始することを可能にする。抵抗器R512は、好ましくは15kΩの抵抗を有し、この抵抗は、適切に、十分な電流が、マイクロコントローラを内部低電圧リセットモードから外すために利用可能であることを確実にするのに十分に低い。抵抗器R512を通る電流は、マイクロプロセッサ414を内部低電圧リセットモードから外すために(例えば、マイクロプロセッサへの電圧供給入力が、ほぼ3.75Vより上に上昇するとき)、エネルギ格納コンデンサC510に十分な電荷を提供する。エネルギ格納コンデンサC510が、ブートストラップ抵抗器R512を通して充電する時間の間に、電源422から引き出された(すなわち、マイクロプロセッサ414および他の低電圧回路によって引き出された)大部分の電流は、最小である。なぜなら、マイクロプロセッサは、給電されていないまたはリセットモードにあるからである。エネルギ格納コンデンサC510は、マイクロプロセッサ414が、動作しかつ電源422を制御することができるまで、ブートストラップ抵抗器R512を通して充電する。ブートストラップ抵抗器R512は、また、通常の動作の間に、抵抗器の電力散逸が最小化されるように、インピーダンスにおいて十分に適切に大きいように寸法決定される。
【００３５】
一旦給電されると、マイクロプロセッサ414は、NPNトランジスタQ514(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MJD47T4)および抵抗器R516を通して、エネルギ格納コンデンサC510のための能動充電またはエネルギ受け回路をエネーブルすることができる。抵抗器R516は、低い抵抗(好ましくは12Ω)を有し、抵抗器R512を備える受動充電回路を通る充電電流より非常に大きい強度のエネルギ格納コンデンサC510を通る充電電流を提供し、このようにエネルギ格納コンデンサC510が、より大きなレート、すなわちより小さな時定数で充電することを可能にする。マイクロプロセッサ414は、抵抗器R520(好ましくは4.7kΩの抵抗を有する)を通して、PNPトランジスタQ518(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMBTA92)のベースに結合される。エネルギ格納コンデンサC510は、始動の間に抵抗値R512を通して充電するとき、抵抗値R520に接続されるマイクロプロセッサ414のポート424は、高インピーダンスとして維持され、トランジスタQ514は非電導である。
【００３６】
リセットモードを外れると、マイクロプロセッサ414は、マイクロプロセッサのゼロ交差検出回路420および内部クロックによって、AC電圧源404の周波数を測定しかつAC電圧源404の周波数に同期化する。AC電圧源404との同期化の後、マイクロプロセッサ414は、ポート424をローに引き下げることによって能動充電回路をエネーブルにすることができ、それによってトランジスタQ518のベースを引き下げる。このように、抵抗器R522の両端間に電圧が生成され、トランジスタQ518のエミッタベース接合部は、電流をトランジスタQ518およびエミッタ抵抗器R524を通って流すことを可能にする。抵抗器R522、R524は、好ましくは、それぞれ10kΩおよび510Ωを有する。トランジスタQ518を通って流れる電流は、トランジスタQ514のベースエミッタ接合部の両端間に結合された抵抗器R526の両端間に電圧を生成し、トランジスタQ514のためのベース電流を提供する。これは、エネルギ格納コンデンサC510の能動充電回路をエネーブルし、エネルギ格納コンデンサC510のための充電電流がトランジスタQ514および抵抗器R516を通って流れることを可能にする。抵抗器R514を通る電流は、抵抗器R516およびツェナーダイオードZ528(好ましくは、3.3Vのブレークオーバ電圧を有し、例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMSZ4684ETI)によって制限される。コンデンサC530は、抵抗器R526の両端間に結合され、能動充電回路をエネーブルにすることにある時間遅延を与える。好ましくは、抵抗器R526は、10kΩの抵抗を有し、コンデンサC530は、0.33μFの容量を有する。
【００３７】
電源422は、PNPトランジスタQ536、抵抗器R532、およびツェナーダイオードZ534を有するハードウエア遮断回路をさらに含む。抵抗器R532(好ましくは、1kΩの抵抗を有する)およびツェナーダイオードZ534は、回路コモンに接続されたツェナーダイオードのアノードで、エネルギ格納コンデンサC510の両端に直列に結合される。PNPトランジスタQ536(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MBT3906DW1T1)が、DC電圧VCCとトランジスタQ518のベースとの間に結合される。トランジスタQ536のベースは、抵抗器R532とツェナーダイオードZ534との接合部に接続される。ツェナーダイオードZ534は、エネルギ格納コンデンサC510の両端の電圧が、ほぼ5.2V(すなわち、DC電圧VCCが適切なレベルにある)に到達すると、電流が、ツェナーダイオードZ534および抵抗器R532を通って流れ、抵抗器の両端間に電圧を生成するように、好ましくは4.7Vのブレークオーバ電圧を有する(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMSZ4688ETI)。このように、トランジスタQ536は、導通始め、トランジスタQ518のベースをDC電圧VCCまで引き上げる。これは、マイクロプロセッサ414のポート424からの制御信号を無効にし、トランジスタQ514および抵抗器R516を通る能動充電回路をディセーブルする。
【００３８】
マイクロプロセッサ414は、エネルギ格納コンデンサC510が完全に充電されたかどうかを決定するために、トランジスタQ518のベースでの電圧を監視するように動作可能である。ポート424を、出力として構成されることから入力として構成されることに簡単に変更することによって、マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ518のベースが、トランジスタQ536によってDC電圧VCCまで引き上げられるかどうかを調べるために周期的に検査することができる。コンデンサC538は、DC電圧VCCからトランジスタQ518のベースへ設けられ、好ましくは0.01μFの容量を有する。ポート424が、電源422を監視するために入力に変更された時間の間に、コンデンサC538は、エネルギ格納コンデンサC510の充電がまた終了していないなら、導電状態でトランジスタQ518を維持するために適切なレベルでトランジスタQ518のベースで電圧を保持する。
【００３９】
マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ514を通る能動充電回路が、AC電圧電源404の各半サイクルをエネーブルされる時間の期間を制御するように構成される。各半サイクルの開始部分にこの充電時間を制限するために、マイクロプロセッサ414は、ゼロ交差が、ゼロ交差検出回路420によって検出された後で、所定の時間で能動充電回路だけをエネーブルする。このように、能動充電回路は、AC電圧がそのピーク値であるときに決してエネーブルされない。代わりに、トランジスタQ514および抵抗器R516は、決してそれらの安全動作領域の外側で動作されず、図2の従来技術のキャットイヤー電源122に必要である大きく高価な部品を必要としない。
【００４０】
電源422を充電するために必要である時間に応答して、マイクロプロセッサ414は、調光器の調光範囲を変更するように動作可能である。初期状態によって、調光器400は、最悪の場合のライン状況および負荷状況を考慮することによって決定される通常の調光範囲での動作を始める。例えば、電源422に関する最悪の場合の負荷状況は、照明負荷として40Wランプであると仮定される。マイクロプロセッサ414は、通常の調光範囲より大きな取り付けられた照明負荷のハイエンド強度を提供するために、調光器400の調光範囲を最大の調光範囲に変更することができる。マイクロプロセッサ414は、調光範囲を、動作状況に応答して通常の調光範囲へ戻るように変更することもできる。
【００４１】
マイクロプロセッサ414は、マイクロプロセッサが、電源422の各半サイクルを充電するために必要な時間を記録できるようにタイマを含む。マイクロプロセッサは、能動充電回路がエネーブルされるときから、ポート424が、ハードウエア遮断回路のトランジスタQ536によってハイに引き上げられるときまでの時間を記録する。この時間は、多数の連続する半サイクルに関する所定の閾値の下なら、エネルギ格納コンデンサC510が、各半サイクルを充電することを容易に可能にし、かつマイクロプロセッサ414は、ハイエンドがより大きな強度を有するように、調光器400の調光範囲を最大の調光範囲に増大するようにプログラムされることが仮定される。電源422の平均電流引き出しは、接続された照明負荷のインピーダンスに大いに従属するので、調光器400は、接続された照明負荷が異なるワット数へ変更されるまで、範囲間の変更なく、通常の調光範囲または最大の調光範囲のいずれかで動作を連続する一般的な傾向を有する。調光器400が、照明負荷408の強度を変更するにつれ、負荷インピーダンスは、変化する(すなわち、照明レベルが、増大するにつれ、照明負荷のインピーダンスが増大する)ので、マイクロプロセッサ414は、好ましくは、ハイエンドでまたはほぼハイエンドでエネルギ格納コンデンサC510を充電するために必要な時間を監視する。なぜなら、これは、電源422が、最悪の場合の充電電流を引き出すときであるからである。
【００４２】
マイクロプロセッサ414は、ハードウエア遮断回路が能動充電回路をディセーブルする前に、ポート424をハイに引き上げることによって能動充電回路をディセーブルすることもできる。所定の時間が、トランジスタQ536が能動充電回路を遮断する前に(能動充電回路がエネーブルされるときから)終了するなら、マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ514および抵抗器R516を潜在的な損傷から保護するために、ハードウエア遮断回路を好ましくは無効にする、すなわち、調光器の両端間の電圧が増大するにつれ、トランジスタQ514および抵抗器R516を通る電流、およびトランジスタQ514および抵抗器R516の電力散逸が増大する。所定の時間は、調光器の両端間の電圧が、電源422の感受性のある部品、すなわちトランジスタQ514および抵抗器R516に可能性がある危険を示すのに十分に大きい後の時間に好ましくは対応する。エネルギ格納コンデンサC510は、(1)電源422の始動の間、(2)マイクロプロセッサ414および他の低電圧回路の電力要件が通常より大きいなら、または(3)エネルギ格納コンデンサが、所定の半サイクルの間に充電できないなら、充電するためにより大きな時間の量を必要とする可能性があり得る。
【００４３】
マイクロプロセッサ414は、電源422の負荷、すなわちゲート駆動回路412、LED418、および通信回路426を制御することもできる。マイクロプロセッサ414は、エネルギ格納コンデンサC510が、各半サイクルの間に充電するために十分な時間を有さないことを検出するなら、マイクロプロセッサ414は、任意に、例えば、LED418をオフにするまたは調光し、半導体マイクロプロセッサ410をオフにし、またはアイドルモードに通信回路426にすることによって、いくつかの電源の負荷をより少ない電流を引き出させることができる。また、電源422の始動の間、マイクロプロセッサ414は、所定数の半サイクルの後で、エネルギ格納コンデンサC510によって提供されるDC電圧VCCが安定値を達成するまで、電源の負荷をエネーブルしない。
【００４４】
電源422は、電源の始動後、すなわち、ブートストラップ抵抗器がもはや必要でないとき、回路の範囲外のブートストラップ抵抗器R512を選択的にスイッチングするために、追加の半導体スイッチ、例えばNPNトランジスタQ540(図5Cに示されるように)も含むことができる。トランジスタQ540のベースは、抵抗器R544を通してマイクロプロセッサ414の出力ポート542に結合される。したがって、マイクロプロセッサ414は、ブートストラップ抵抗器R512を備える受動エネルギ受け回路をディセーブルするために、トランジスタQ540を非導電にするように動作可能である。トランジスタQ540のベースは、抵抗器R546にも結合される。マイクロプロセッサ414が給電される前に、トランジスタQ540は、エネルギ格納コンデンサC510がブートストラップ抵抗器R512を通して充電することを可能にするように、電流は、抵抗器R546を通してトランジスタQ540のベース内に流れる。
【００４５】
図6Aは、調光器400の電源422を制御するためのマイクロプロセッサ414の通常の動作プロセスのフローチャートを示す。このプロセスは、各半サイクルで実行される。プロセスは、ステップ600でAC電圧のゼロ交差で各半サイクルを開始し、次に、電源制御/監視ルーチン602および調光範囲制御ルーチン604を順次実行する。
【００４６】
図6Bは、より詳細に電源制御/監視ルーチン602のフローチャートを示す。ステップ605で、「ターンオン」タイマが、例えば150μ秒に初期化され、減分動作で開始される。ターンオンタイマは、ゼロ交差と、能動充電回路がエネーブルされるときとの間の時間を決定する。ターンオンタイマが、ステップ606で終了されていないなら(すなわち、ゼロへ低減していない)、プロセスは、ターンオンタイマが終了するまでループし、ターンオンタイマが終了すると、時間「ターンオフ」タイマが、ステップ608で開始され、時間に関して値を低減する。ターンオンタイマは、例えば400μ秒に初期化され、エネルギ格納コンデンサC510は、ターンオンタイマが終了する(すなわち、ゼロに低減する)前に完全に充電しないなら、トランジスタQ536を備えるハードウエア遮断回路を無効にするために使用される。
【００４７】
ステップ610で、マイクロプロセッサ414のポート424は、出力として構成され、次に、ポート424は、ステップ612でローに引き下げられ、このように、能動充電回路をエネーブルにし、エネルギ格納コンデンサC510を、より大きいレート、すなわちより小さい時定数で充電を始めさせる(すなわち、エネルギを格納する)。次に、マイクロプロセッサは、ステップ614で時間tWAIT(好ましくは、100μ秒から200μ秒)の間待機する。今や、マイクロプロセッサ414は、第1にステップ616で入力としてポートを構成し、次に、ステップ618でポートを読み取ることによってポート424で電圧を検査する。ポート424での電圧は、エネルギ格納コンデンサC510が充電を終了していないならローである(すなわち、ゼロボルトまたはほぼゼロボルト)か、またはエネルギ格納コンデンサC510が十分に充電し、かつトランジスタQ536が導通するならハイである(すなわち、VCCまたはほぼVCC)かのいずれかである。マイクロプロセッサ414は、能動充電回路がディセーブルすることを妨げるために、短い頻度の少ない時間期間の間ポート424を駆動することを止めることだけであるので、ステップ614での待機動作は、マイクロプロセッサ414が、適切な時間間隔でポート424で電圧を定期的に監視することを可能にする。
【００４８】
ステップ620で、ポート424がハイであるなら、ターンオフタイマはステップ622で停止され、ポート424はステップ624で出力として構成され、かつポートは、ステップ626でハイに引き上げられる。プロセスは、次に終了する。ステップ620でポート624がまだローであるなら、ターンオフ時間が終了したかどうかに関する決定が、ステップ628で行われる。そうでなければ、能動充電回路をエネーブルし、かつ再びポート424を監視するためにループにされる。ターンオフタイマがステップ628で終了するなら、能動充電回路は、ステップ624および626でエネーブルされ、次にプロセスは、終了する。
【００４９】
図6Cは、より詳細に調光範囲制御ルーチン604のフローチャートを示す。ステップ630で、現在の半サイクルの間の電源422の充電時間tCHARGEは、ターンオフタイマの最終値から決定される。例えば、ターンオフタイマの元の値が400μ秒であり、ターンオフタイマの最終値が150μ秒であるなら、充電時間tCHARGEは、250μ秒である。ステップ632で、充電時間tCHARGEが、閾値tTHより小さいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400を最大調光範囲に変更しようとする。ステップ632で、充電時間tCHARGEが、閾値tTHより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400を通常の調光範囲に変更しようとする。変数Kおよび変数Mは、充電時間tCHARGEが、それぞれ閾値tTHより下かまたは閾値tTHより上である連続する半サイクルの数を計数するために使用される。変数KおよびMが、好ましくはゼロに初期化されることに留意されたい。変数KおよびMは、変数がそれぞれ最大値KMAXおよびMMAXに到達するまで増分される。好ましくは最大値KMAXおよびMMAXは、両方とも3である。
【００５０】
ステップ634で、変数Mがゼロより大きい(すなわち、充電時間tCHARGEが、前の半サイクルの間に閾値tTHより大きい)なら、変数Mは、ステップ636でゼロ(すなわち、Mがゼロに等しい)にリセットされ、かつ変数Kは、ステップ638で1だけ増分される。変数Mが、ステップ634でゼロより大きくないなら、プロセスは、ステップ638に単純に移動する。変数Kが、ステップ640でKMAXに等しいなら、充電時間tCHARGEは、適切な数の連続する時間の間に閾値tTHより上にあり、かつ調光範囲は、応じてステップ642で最大調光範囲へ変更される。しかしながら、変数Kが、ステップ640でKMAXに等しくないなら、調光範囲は変更されず、かつプロセスは終了する。
【００５１】
充電時間tCHARGEが、ステップ632で閾値tTHより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400が、ステップ652で通常の調光範囲へ変更すべきかどうかを決定するために、ステップ644、646、648、650で類似のプロセスを使用する。
【００５２】
図7は、マイクロプロセッサ414の始動ルーチンのフローチャートを示す。プロセスは、マイクロプロセッサが、ステップ702でリセットモードから外れると開始する。ステップ704で、マイクロプロセッサ414は、ディセーブルされたトランジスタQ514を通して能動充電回路を保つために、高インピーダンスでポート424を維持する。マイクロプロセッサ414は、AC源電圧の周波数を測定し、かつステップ706でこの周波数に同期化する。ステップ708で、変数KおよびM(調光範囲制御ルーチン604で使用される)および変数ZC_CNTは、ゼロに初期化される。変数ZC_CNTは、始動後のAC電圧源404のゼロ交差を計数するために始動ルーチンによって使用される。
【００５３】
次に、マイクロプロセッサ414は、電源422が、エネルギ貯蔵コンデンサC510の両端間の電圧を特定のレベルに調整することを可能にするために、数ZCMAXの連続する半サイクルの間に電源制御/監視ルーチン602(図6Bに示されるように)を実行する。ステップ710で、プロセスは、ゼロ交差が検出されるまで待機し、次に電源制御/監視ルーチン602が実行される。ステップ712で、変数ZC_CNTが、数ZCMAX以下であるなら、変数ZC_CNTは、ステップ714で1つだけ増分され、プロセスは、ステップ710で次のゼロ交差を待機するためにループする。変数ZC_CNTが、ステップ656で数ZCMAXより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、照明負荷408に電力を提供し、LED418をオンし、かつステップ716で通信回路426を介して通信を開始するために、半導体スイッチ410を駆動し始める。次に、始動ルーチンは終了する。
【００５４】
本発明は、マイクロプロセッサ414が、電源422を監視することを可能にする閉鎖ループモードにおける動作を主に議論したが、マイクロプロセッサは、開放ループモードで動作することもできる。マイクロプロセッサ414は、各半サイクルで能動充電回路を単にオン(すなわち、エネーブル)することができ、ハードウエア遮断回路が能動充電回路をオフ(すなわち、ディセーブル)することを可能にする。代わりに、マイクロプロセッサ414は、能動充電回路をオフするために電源を監視するよりむしろ、能動充電回路がオンされた後の所定時間で電源422の能動充電回路をオフすることができる。
【００５５】
用語「デバイス」は、本発明の負荷制御デバイスおよび負荷制御デバイスの要素を記載するために使用されたが、本明細書に記載される各「デバイス」は、単一のエンクロージャまたは構造に完全に含まれる必要が無いことに留意されるべきである。例えば、調光器400は、壁に取り付けられたエンクロージャ内の複数のボタン、および別個の場所に含まれるプロセッサを備えることができる。また1つの「デバイス」は、他の「デバイス」に含まれることができる。
【００５６】
さらに、図面に示されかつ明細書に記載される回路図は、本発明の実施例であり、唯一の可能な実装ではない。当業者に理解されるように、構成部品、ソフトウエア、および回路の代替および変更は、請求項によって特定されるものを除いて、制限なく本発明に行われることができる。
【００５７】
本発明は、その特定の実施形態に関連して記載されたが、多くの他の変形および修正ならびに他の使用が、当業者には明らかである。したがって、本発明は、本発明の特定の開示によって限定されず、添付の特許請求の範囲によってだけ限定されることが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来技術のツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図２】図1の調光器のキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図３】他の従来技術のツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図４】本発明によるツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図５Ａ】本発明によるキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図５Ｂ】本発明による半波整流器ブリッジを含むキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図５Ｃ】本発明によるブートストラップ抵抗器と直列のトランジスタを含むキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図６Ａ】図4の調光器のマイクロプロセッサの通常の動作プロセスのフローチャートを示す。
【図６Ｂ】図6Aのプロセスの電源制御/監視ルーチンのフローチャートを示す。
【図６Ｃ】図6Aのプロセスの調光範囲制御ルーチンのフローチャートを示す。
【図７】図4の調光器のマイクロプロセッサの始動ルーチンのフローチャートを示す。
【符号の説明】
【００５９】
100、300、400 ツーワイヤ調光器
102、302 ホット端子
104、304、404 AC電源
106、306 調光されたホット端子
108、308、408 照明負荷
110、410 半導体スイッチ
112、312、412 ゲート駆動回路
114、314、414 マイクロプロセッサ
116、316 ボタン
118、318、418 発光ダイオード
120、320、420 ゼロ交差検出回路
122、422 キャットイヤー電源
310A、310B 電界効果トランジスタ
321A、321B スルーダイオード
322 電源
324 入力コンデンサ
326 出力コンデンサ
328、330、R212、R214、R230、R232 抵抗器
424 ポート
426 通信回路
542 出力ポート
600、605、606、610、612、614、620、622、624、626、628、630、632、634、636、638、640、642、644、646、648、650、652、702、704、706、708、710、712、714 ステップ
602 電源制御/監視ルーチン
604 調光範囲制御ルーチン
C210、C510 エネルギ貯蔵コンデンサ
C234、C510、C538 コンデンサ
D202、D204、D206、D208、D218、D502、D504、D506、D508 ダイオード
Q212、Q540 NPNトランジスタ
Q214、Q226、Q514、Q518、Q536 PNPトランジスタ
R220 電流制限抵抗器
R512 ボートストラップ抵抗器
R516、R520、R522、R524、R526、R532、R544、R546 抵抗器
Z216、Z228、Z528、Z534 ツェナーダイオード
【技術分野】
【０００１】
本出願は、参照によって本明細書にその全開示が組み込まれる、名称「DIMMER HAVING A MICROPROCESSOR-CONTROLLED POWER SUPPLY」の2005年6月30日に出願された共通に譲渡された米国特許仮出願第60/695,784号の優先権を主張する。
【０００２】
本発明は、ツーワイヤ負荷制御デバイス、特に、マイクロプロセッサを有するツーワイヤスマート調光器、およびマイクロプロセッサを給電するために直流(DC)電圧を生成するための電源に関する。
【背景技術】
【０００３】
従来のツーワイヤ調光器は、交流(AC)電源への「ホット」接続部と、照明負荷への「調光されたホット」接続部との2つの接続部を有する。標準の調光器は、照明負荷に送出される電流を制御し、このように照明の強度を制御するために、トライアックまたは電界効果トランジスタ(FET)などの1つまたは複数の半導体スイッチを使用する。半導体スイッチは、典型的に、調光器のホット接続部と調光されたホット接続部との間に結合される。
【０００４】
スマート壁搭載された調光器は、ユーザからの入力を受けるための複数のボタンと、ユーザにフィードバックを提供するための複数の状態指示器とを典型的に有するユーザインタフェースを含むことがある。これらスマート調光器は、一般的に、エンドユーザへの制御特徴およびフィードバック選択肢の高度な組を可能にするマイクロプロセッサまたは他の処理デバイスを含む。スマート調光器の実施例は、参照によって本明細書にその全体が組み込まれる、名称「LIGHTING CONTROL DEVICE」の1993年9月28日に発行された共通に譲渡された米国特許第5,248,919号明細書に開示される。
【０００５】
従来技術のツーワイヤ調光器100の単純化されたブロック図が、図1に示される。調光器100は、AC電源104に接続されたホット端子102と、照明負荷108に接続され調光されたホット端子106とを有する。調光器100は、ホット端子102と調光されたホット端子106との間に結合された半導体スイッチ110を用い、照明負荷108を通る電流、したがって照明負荷108の強度を制御する。半導体スイッチ110は、ゲート駆動回路112に接続された制御入力(またはゲート)を有する。ゲートへの入力は、半導体スイッチ110を導電性または非導電性にし、半導体スイッチ110は、次に照明負荷108へ供給される電力を制御する。ゲート駆動回路112は、マイクロプロセッサ114からの命令信号に応答して、半導体スイッチ110への制御入力を与える。
【０００６】
マイクロプロセッサ114は、複数のボタン116からのユーザ入力を受け、かつ調光器100のユーザへの視覚フィードバックのために複数の発光ダイオード(LED)118を駆動するための命令信号を生成する。ゼロ交差検出回路120は、AC電源104からのAC電源電圧のゼロ交差点を決定する。ゼロ交差は、AC電源電圧が、各半サイクルの始まりで正極性から負極性へまたは負極性から正極性へ移行する時間として定義される。ゼロ交差情報は、マイクロプロセッサ114への入力として提供される。マイクロプロセッサ114は、半導体スイッチ110を動作させるゲート制御信号を生成し、したがってAC波形のゼロ交差点に対する所定の時間に、照明負荷108にAC電源104からの電圧を提供する。
【０００７】
マイクロプロセッサ114および他の低電圧回路を給電するためにDC電圧VCCを提供するために、調光器100は、キャットイヤー電源122を含む。キャットイヤー電源は、AC電源電圧のゼロ交差近くだけ電流を引き出し、またAC電圧源からそれが引き出す電流波形の形状にその名称が由来する。調光器100は、2つの端子102、106だけを有するので(すなわち、それはツーワイヤ調光器)、電源122は、接続された照明負荷108を通る電流を引き出さなければならない。電源122が十分な電流を引き出すことを可能にするために、半導体スイッチ110は、十分な電圧が電源の両端間で利用可能であるように、非導電性でなければならない。したがって、半導体110は、照明負荷108の両端間の最大電圧が所望であるときでも、半サイクルの全長さに対してオンにされることができない。
【０００８】
従来技術のキャットイヤー電源122の単純化された概略図が、図2に示される。キャットイヤー電源が、DC電圧VCCを生成することが可能であるように、キャットイヤー電源は、ダイオードD202、D204、D206、D208を備えるブリッジ整流器のDC側に設けられる。DC電圧VCCは、エネルギ貯蔵コンデンサC210の両端間に生成され、マイクロプロセッサ114および他の低電圧回路を給電するために適切な強度を有する(例えば、ほぼ5VDC)。回路コモンに接続された(すなわちカソード)エネルギ貯蔵コンデンサC210の側部は、NPNトランジスタQ212およびPNPトランジスタQ214にも接続される。ツェナーダイオードZ216およびダイオードD218が、DC電圧VCCとトランジスタQ214のベースとの間に直列に設けられる。ダイオードD218の前方電圧低下は、トランジスタQ214のエミッタベース電圧とほぼ同じである。したがって、エネルギ貯蔵コンデンサC210の両端間に生成されるDC電圧VCCの強度は、例えば、5.1ボルトのツェナーダイオードZ216のブレークオーバ電圧とほぼ同じ強度に制限される。
【０００９】
エネルギ貯蔵コンデンサC210のための一次充電またはエネルギ受容回路は、トランジスタQ212および電流制限抵抗器R220による。トランジスタQ214が導電であると、電圧は、抵抗器R222の両端間、したがってトランジスタQ212のベースエミッタ接合部に生成され、トランジスタQ212を導電にする。抵抗器R224は、トランジスタQ214を導電に保つために必要なベース電流を維持する。
【００１０】
電源122の両端間の電圧が、所定の強度に達すると、PNPトランジスタQ226は、導通し始め、トランジスタQ214、およびしたがってトランジスタQ212の導通を停止させる。ツェナーダイオードZ228および抵抗器R230は、トランジスタQ226のベースとトランジスタQ212のエミッタとの間に直列に接続される。抵抗器R232は、トランジスタQ226のベースエミッタ接合部の両端間に接続される。ツェナーダイオードZ228は、トランジスタQ226のベースでの電圧が、ツェナーダイオードのブレークオーバ電圧(ほぼ12V)を超えると、導通し始める。抵抗器R232の両端間の電圧が、必要なトランジスタQ226のエミッタベース電圧を超えると、トランジスタQ226は導通し始める。このように、適切な電圧(例えば、ほぼ16V)が、電源122の両端間に生成されると、トランジスタQ226は導通し始め、トランジスタQ212、Q214の導通を停止させ、このようにエネルギ貯蔵コンデンサC210の充電を停止する。コンデンサC234は、エネルギ貯蔵コンデンサC210の充電の遮断における時間遅延を提供するために、抵抗器R232の両端に結合される。電源122の両端間の電圧が、適切なレベル(例えば、ほぼ16V)へ低下すると、トランジスタQ226は導通を停止し、エネルギ貯蔵コンデンサC210は、再び充電可能である。
【００１１】
従来技術のキャットイヤー電源122は、いくつかの欠点を有する。第1に、エネルギ貯蔵コンデンサC210が、各半サイクルを充電できる時間の期間は、電源122の選択された構成要素の値によって設定される。電源122が、コンデンサC210が充電されていないときにAC電源に接続されるなら、電源は、AC電圧のピークで初期充電電流を引き出すことが可能であり、AC電圧のピークは、特にトランジスタQ212および抵抗器R220を通って、電源122の充電回路に非常に大きな電流を生成することができる。これらの部品がこの状況下で損傷されることを防止するために、トランジスタQ212および抵抗器R220は、通常の状況下で動作するだけなら必要であるより物理的に大きくより高価な部品でなければならない。
【００１２】
電源122が、常にその出力電圧を維持するために十分な電流を引き出すことができることを確実にするために、半導体スイッチ110は、各半サイクルの少なくとも最小オフ時間でオフにされる。調光器100の適切な動作は、低電圧回路によって引き出される大電流などの最悪の場合の動作状況、最悪の場合のライン電圧入力(すなわち、AC電源電圧が通常より低いとき)、および最悪の場合の負荷状況(ランプの数およびワット数、ランプのタイプ、およびランプの動作特徴における変動など)によって制約される。AC電圧源104が、直列の電源122および照明負荷の両端間に結合され、このように照明負荷のインピーダンスは、電源の両端間に現れる電圧、および電源を充電するために必要な時間に直接影響を及ぼすので、照明負荷108のワット数は、特に重要である。照明負荷のインピーダンスは、定格ワット数が増大されるにつれ低減し、またその逆である。したがって、電源122を充電するために必要な最悪の場合の時間は、低ワット数のランプが、調光器100に接続されるときに生じる。なぜなら、負荷のインピーダンスは、実質的により高くなり、電源の両端間の電圧は、このタイプの負荷とともに実質的により低下するからである。最悪の場合の状況を考慮すると、最小負荷が遭遇する可能性があるとき、40Wランプが、しばしば使用される。
【００１３】
これらの最悪の場合を考慮すると、最小のオフ時間は、電源122が、最悪の場合の状況でも完全に充電することを保証するオフ時間を計算することによって決定される。結果としてのオフ時間は、一般に、結局各半サイクルの有意な部分であり、取り付けられた照明負荷108の最大照明レベルを制約する。しかしながら、これら最悪の場合の状況は、実際には頻繁には遭遇されない。典型的な状況下、半導体スイッチは、時間のより長い量に対して負荷に電流を導通するために、各半サイクルの間に時間のより長い量に対して導電にされることができる。したがって、照明負荷108は、完全なライン電圧が負荷に与えられるときに達成される強度により近いより高い強度に達する。
【００１４】
いくつかの従来の調光器は、全ての状況下で最小のオフ時間定数を保持し、したがって他の方法で可能であるより小さい調光範囲を被る。図3に示される他の従来技術のツーワイヤ調光器300は、初期電源を監視し、かつ必要であれば半導体スイッチの導通時間を低減する。ツーワイヤ調光器300は、ハイエンドで最大の可能な照明強度を提供することが可能であり、一方、内部電源、およびしたがって調光器の適切な動作のための十分な充電時間を同時に確実にする。調光器300は、参照によって本明細書にその全体が組み込まれる、名称「DIMMER HAVING A POWER SUPPLY MONITORING CIRCUIT」の2005年5月12日に出願された同時係属の米国特許出願第11/127,864号により詳細に記載される。
【００１５】
図3を参照すると、ツーワイヤ調光器300は、AC電源304に接続されたホット端子302と、照明負荷308に接続され調光されたホット端子306との2つの接続部を有する。照明負荷308に送出されるAC電圧を制御するために、2つの電界効果トランジスタ(FET)310A、310Bが、ホット端子302と調光されたホット端子306との間の反直列接続で設けられる。第1のFET310Aは、AC波形の正の半サイクルの間に導通し、第2のFET310Bは、AC波形の負の半サイクルの間に導通する。FET310A、310Bの導通状態は、ゲート駆動回路312を通してFETとインタフェースするマイクロプロセッサ314によって決定される。調光器300は、ユーザからの入力のための複数のボタン316と、ユーザへの視覚フィードバックのための複数のLED318も含む。マイクロプロセッサ314は、ボタン316からの入力から照明負荷308の適切な調光レベルを決定する。ゼロ交差検出回路320は、正の半サイクルにおいてダイオード321Aを通して、かつ負の半サイクルにおいてダイオード321Bを通してAC電源電圧を受け、AC電源電圧のゼロ交差を識別するマイクロプロセッサ314へ制御信号を提供する。
【００１６】
調光器300は、マイクロプロセッサ314および他の低電圧回路を給電するための電源322をさらに含む。電源322は、FET310A、310Bが、両方ともオフになり(すなわち、FET310A、310Bが非導通し)、かつ調光器の両端間に十分な電位が存在するときだけ、充電可能である。電源322は、入力コンデンサ324および出力コンデンサ326に結合される。出力コンデンサ326は、マイクロプロセッサ314に電力を提供するために、電源の出力VCCを実質的に一定のDC電圧に保持する。電源322の入力は、入力コンデンサ324が、正および負の半サイクルの両方の間に充電するように、2つのダイオード321A、321Bを通してホット端子302および調光されたホット端子306に結合される。
【００１７】
調光器300は、電圧分割器も含み、電圧分割器は、2の抵抗器328、330を備え、かつ電源322の入力と回路コモンとの間に結合される。電圧分割器は、2つの抵抗器328、330の接合部に検知電圧VSを生成する。検知電圧VSは、電源322の入力での電圧レベルを監視するためにマイクロプロセッサ314に与えられる。マイクロプロセッサ314は、好ましくは、検知電圧VSの値をサンプリングするためにアナログデジタル変換器(ADC)を含む。マイクロプロセッサ314は、検知電圧VSを検知し、検知電圧VSが、第1の所定の電圧閾値V1より下に低下すると、FET310A、310Bの導通回数を低減する。さらに、マイクロプロセッサ314は、検知電圧が、次に、第1の所定の電圧閾値V1より大きい第2の所定の電圧閾値V2より上に増加すると、FET310A、310Bの導通回数を増大する。代わりに、マイクロプロセッサが、ADCを含まないなら、調光器100は、検知電圧を第1および第2の電圧閾値と比較し、次にマイクロプロセッサ314に論理信号を提供するために、1つ以上の比較器集積回路を含むハードウエア比較回路を含むことができる。
【００１８】
電源322の入力を監視することによって、調光器300のマイクロプロセッサ314は、入力電圧が、入力コンデンサ324の連続する充電に不適切なレベルに低下したときを決定することができる。例えば、検知電圧VSが、第1の電圧閾値V1より下に低下すると、コンデンサ324は、適切に充電するためにより長い時間を必要とし、FET310A、310Bのオン時間が低減される。他方、検知電圧VSが、第1の電圧閾値V1より上のままであるなら、入力コンデンサ324は、各半サイクルを適切に充電することができる。
【００１９】
このように、マイクロプロセッサ314は、入力コンデンサ324の電圧を連続して監視し、電圧が、電源322の適切な動作を保証できないレベルに低下したときに、FET310A、310Bの導通回数を自動的に低減する。調光器300は、ハイエンドで(すなわち、最大照明強度)FET310A、310Bの最大可能な導通回数を提供することができ、一方、電源322の適切な動作のための十分な充電時間を同時に確実にする。
【００２０】
しかしながら、図3の調光器300は、マイクロプロセッサ314が、ADCを含む、またはハードウエア比較回路が、電源322とマイクロプロセッサとの間に含まれることを必要とする。また、調光器300は、電源322を直接制御することはできないが、電源が電流を引き出す間の時間を間接的に制御するためにFET310A、310Bを動作させる。
【特許文献１】米国特許仮出願第60/695,784号
【特許文献２】米国特許第5,248,919号
【特許文献３】米国特許出願第11/127,864号
【特許文献４】米国特許第6,300,727号
【特許文献５】米国特許第5,905,442号
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
このように、ADCまたは複雑なハードウエア比較回路を必要することなく、マイクロプロセッサによって監視されかつ直接制御され、特に電源が電流を引き出す時間期間を制御し、電源の動作に応答して半導体スイッチの導通時間を制御するように動作可能である、調光器のための簡単なキャットイヤー電源の必要性が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明によれば、AC電圧源から電気負荷へ送出される電力量の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、第1の制御可能な導電デバイスと、マイクロプロセッサと、電源とを備える。第1の制御可能な導電デバイスは、負荷へ送出される電力を制御するために、AC電圧源および電気負荷に動作可能に結合されるように構成される。マイクロプロセッサは、制御可能な導電デバイスに結合され、かつ第1の制御可能な導電デバイスを制御する。電源は、AC電圧源に結合されるように構成され、かつマイクロプロセッサに結合される。電源は、エネルギ格納要素に選択的にエネルギを格納するために、制御可能な導電デバイスのためにDC電圧を生成する。マイクロプロセッサは、制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である。
【００２３】
本発明の他の実施形態によれば、AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、制御可能な導電デバイスと、電源と、コントローラとを備える。制御可能な導電デバイスは、負荷とAC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成される。電源は、エネルギ格納要素との直列の電気接続状態で結合される制御可能なインピーダンスを備える。電源は、制御可能な導電デバイスが非導電であるときにエネルギを受けるように動作可能であるエネルギ格納要素へDC電圧を提供するように動作可能である。コントローラは、電源のDC電圧によって給電され、かつそれぞれ第1の制御可能な導電デバイスおよび制御可能なインピーダンスの制御のために、第1の制御可能な導電デバイスおよび制御可能なインピーダンスに結合される。コントローラは、エネルギ格納要素を第1のレートでエネルギを受けさせるように、制御可能なインピーダンスを第1のインピーダンス値に制御し、かつエネルギ格納要素を第2のレートでエネルギを受けさせるように、制御可能なインピーダンスを第2のインピーダンス値に制御するように動作可能である。第2のインピーダンス値は、第1のインピーダンス値より実質的に小さい。
【００２４】
本発明の他の態様によれば、AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスは、負荷とAC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された制御可能な導電デバイスを備える。負荷制御デバイスは、さらに、エネルギ格納要素と、エネルギ格納要素のための第1のエネルギ受け回路と、エネルギ格納要素のための第2のエネルギ受け回路とを備える電源をさらに備える。第1のエネルギ受け充電回路は、エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にする。第2のエネルギ受け回路は、エネルギ格納要素が第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを可能にする。DC電圧を生成する電源は、制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、エネルギ格納要素にエネルギを格納するように動作可能である。負荷制御デバイスは、さらに、電源のDC電圧によって給電されるコントローラをさらに備える。コントローラは、制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能であり、かつ第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために電源に結合される。
【００２５】
さらに、本発明は、AC電圧源から負荷を制御するためにツーワイヤ負荷制御デバイスのための電源を提供する。電源は、負荷制御デバイスのコントローラを給電するためにDC電圧を生成するように動作可能なエネルギ格納要素と、エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にするための第1のエネルギ受け回路と、エネルギ格納要素が第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを可能にするための第2のエネルギ受け回路とを備える。コントローラは、DC電圧によって給電され、かつ第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために電源を制御するために動作可能である。
【００２６】
本発明は、さらにツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法を提供する。方法は、エネルギ格納要素の両端間にDC電圧を生成するステップと、負荷制御デバイスのコントローラにDC電圧を提供するステップと、エネルギ格納要素を、コントローラに応答して第1のレートおよび第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを選択的に可能にするステップを含む。
【００２７】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照する本発明の以下の説明から明らかになろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
前述の概要ならびに好ましい実施形態の以下の詳細な記載は、添付の図面に関連して読むときにより良好に理解される。本発明を例示する目的のために、現在好ましい実施形態が、同様の符号がいくつかの図面を通して類似する部品を示す図面で示されるが、本発明は、開示される特定の方法および手段に限定されないことは理解される。
【００２９】
図4は、本発明によるツーワイヤ調光器400の概略ブロック図である。調光器400は、前述の同様の機能を有する図1の調光器100と同様の多数のブロックを含む。しかしながら、従来技術の調光器100とは異なる調光器400のこれらの構成部品は、以下により詳細に記載される。
【００３０】
調光器400は、ゲート駆動回路412を介して、制御可能な導電デバイス、好ましくは半導体スイッチ410を駆動するためのマイクロプロセッサ414を含む。マイクロプロセッサ414は、プログラム可能な論理デバイス(PLD)、マイクロコントローラ、または適用に特定の集積回路(ASIC)などの任意の適切なコントローラであり得る。半導体スイッチ410は、トライアック、電界効果トランジスタ(FET)またはブリッジ整流器の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、非直列接続の2つのFETまたはIGBT、または任意の他の適切なタイプの半導体スイッチであり得る。マイクロプロセッサは、ゼロ交差検出器420および複数のボタン416からの入力を受け、かつ複数のLED418を制御する。キャットイヤー電源422は、マイクロプロセッサ414を給電するためのDC電圧VCCを生成する。マイクロプロセッサ414は、ポート424を通してキャットイヤー電源に結合され、電源の状態(すなわち、電源が完全に充電されたかどうか)を監視しかつ電源の動作を制御するように動作可能である。
【００３１】
調光器400は、照明制御システム内の他の制御デバイスとメッセージを送信および受信するために通信回路426も含む。通信回路426は、通信リンク、例えば、有線シリアル制御リンク、電力ラインキャリア(PLC)通信リンク、または赤外(IR)または無線周波数(RF)通信リンクなどの無線リンクに結合される。IR照明制御システムの実施例は、名称「LIGHTING CONTROL WITH WIRELESS REMOTE CONTROL AND PROGRAMMABILTY」の2001年10月9日に発行された共通に譲渡された米国特許第6,300,727号に記載される。RF照明制御システムの実施例は、名称「METHOD AND APPARATUS FOR CONTROLLING AND DETERMINING THE STATUS OF ELECTRICAL DEVICES FROM REMOTE LOCATIONS」の1999年5月18日に発行された共通に譲渡された米国特許第5,905,442号に記載される。上記2つの特許の全開示は、参照によってそれらの全体が本明細書に組み込まれる。
【００３２】
図5Aは、本発明によるキャットイヤー電源422の概略ブロック図である。キャットイヤー電源422は、キャットイヤー電源が、エネルギ格納要素、例えばエネルギ格納コンデンサC510の両端間にDC電圧VCCを生成することができるように、ダイオードD502、D504、D506、D508を備える全波ブリッジ整流器の内側に設けられる。整流器ブリッジは、キャットイヤー電源422が、AC電源電圧の両方の半サイクルにおいて電流を引き出しことを可能にする。エネルギ格納コンデンサは、好ましくは、ほぼ680μFの容量を有する。
【００３３】
代わりに、キャットイヤー電源422は、例えばダイオードD508だけを備える半波ブリッジ整流器を含むことができ、すなわち、ダイオードD502、D504、D506が、図5Bに示されるように設けられない。1つのダイオードD508だけを備える半波整流器ブリッジは、キャットイヤー電源422が、正または負の半サイクルだけ、したがってラインサイクルにつき1回だけ充電することを可能にする。
【００３４】
キャットイヤー電源422は、「ブートストラップ」抵抗器R512を備える能動充電またはエネルギ受け回路を含む。エネルギ格納コンデンサC510が、抵抗器R512および照明負荷408のインピーダンスを通って流れる電流によって充電だけされるように、マイクロプロセッサ414が給電されかつ動作する前に、抵抗器R512は、エネルギ格納コンデンサC510が充電を開始することを可能にする。抵抗器R512は、好ましくは15kΩの抵抗を有し、この抵抗は、適切に、十分な電流が、マイクロコントローラを内部低電圧リセットモードから外すために利用可能であることを確実にするのに十分に低い。抵抗器R512を通る電流は、マイクロプロセッサ414を内部低電圧リセットモードから外すために(例えば、マイクロプロセッサへの電圧供給入力が、ほぼ3.75Vより上に上昇するとき)、エネルギ格納コンデンサC510に十分な電荷を提供する。エネルギ格納コンデンサC510が、ブートストラップ抵抗器R512を通して充電する時間の間に、電源422から引き出された(すなわち、マイクロプロセッサ414および他の低電圧回路によって引き出された)大部分の電流は、最小である。なぜなら、マイクロプロセッサは、給電されていないまたはリセットモードにあるからである。エネルギ格納コンデンサC510は、マイクロプロセッサ414が、動作しかつ電源422を制御することができるまで、ブートストラップ抵抗器R512を通して充電する。ブートストラップ抵抗器R512は、また、通常の動作の間に、抵抗器の電力散逸が最小化されるように、インピーダンスにおいて十分に適切に大きいように寸法決定される。
【００３５】
一旦給電されると、マイクロプロセッサ414は、NPNトランジスタQ514(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MJD47T4)および抵抗器R516を通して、エネルギ格納コンデンサC510のための能動充電またはエネルギ受け回路をエネーブルすることができる。抵抗器R516は、低い抵抗(好ましくは12Ω)を有し、抵抗器R512を備える受動充電回路を通る充電電流より非常に大きい強度のエネルギ格納コンデンサC510を通る充電電流を提供し、このようにエネルギ格納コンデンサC510が、より大きなレート、すなわちより小さな時定数で充電することを可能にする。マイクロプロセッサ414は、抵抗器R520(好ましくは4.7kΩの抵抗を有する)を通して、PNPトランジスタQ518(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMBTA92)のベースに結合される。エネルギ格納コンデンサC510は、始動の間に抵抗値R512を通して充電するとき、抵抗値R520に接続されるマイクロプロセッサ414のポート424は、高インピーダンスとして維持され、トランジスタQ514は非電導である。
【００３６】
リセットモードを外れると、マイクロプロセッサ414は、マイクロプロセッサのゼロ交差検出回路420および内部クロックによって、AC電圧源404の周波数を測定しかつAC電圧源404の周波数に同期化する。AC電圧源404との同期化の後、マイクロプロセッサ414は、ポート424をローに引き下げることによって能動充電回路をエネーブルにすることができ、それによってトランジスタQ518のベースを引き下げる。このように、抵抗器R522の両端間に電圧が生成され、トランジスタQ518のエミッタベース接合部は、電流をトランジスタQ518およびエミッタ抵抗器R524を通って流すことを可能にする。抵抗器R522、R524は、好ましくは、それぞれ10kΩおよび510Ωを有する。トランジスタQ518を通って流れる電流は、トランジスタQ514のベースエミッタ接合部の両端間に結合された抵抗器R526の両端間に電圧を生成し、トランジスタQ514のためのベース電流を提供する。これは、エネルギ格納コンデンサC510の能動充電回路をエネーブルし、エネルギ格納コンデンサC510のための充電電流がトランジスタQ514および抵抗器R516を通って流れることを可能にする。抵抗器R514を通る電流は、抵抗器R516およびツェナーダイオードZ528(好ましくは、3.3Vのブレークオーバ電圧を有し、例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMSZ4684ETI)によって制限される。コンデンサC530は、抵抗器R526の両端間に結合され、能動充電回路をエネーブルにすることにある時間遅延を与える。好ましくは、抵抗器R526は、10kΩの抵抗を有し、コンデンサC530は、0.33μFの容量を有する。
【００３７】
電源422は、PNPトランジスタQ536、抵抗器R532、およびツェナーダイオードZ534を有するハードウエア遮断回路をさらに含む。抵抗器R532(好ましくは、1kΩの抵抗を有する)およびツェナーダイオードZ534は、回路コモンに接続されたツェナーダイオードのアノードで、エネルギ格納コンデンサC510の両端に直列に結合される。PNPトランジスタQ536(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MBT3906DW1T1)が、DC電圧VCCとトランジスタQ518のベースとの間に結合される。トランジスタQ536のベースは、抵抗器R532とツェナーダイオードZ534との接合部に接続される。ツェナーダイオードZ534は、エネルギ格納コンデンサC510の両端の電圧が、ほぼ5.2V(すなわち、DC電圧VCCが適切なレベルにある)に到達すると、電流が、ツェナーダイオードZ534および抵抗器R532を通って流れ、抵抗器の両端間に電圧を生成するように、好ましくは4.7Vのブレークオーバ電圧を有する(例えば、On Semiconductorによって製造された部品番号MMSZ4688ETI)。このように、トランジスタQ536は、導通始め、トランジスタQ518のベースをDC電圧VCCまで引き上げる。これは、マイクロプロセッサ414のポート424からの制御信号を無効にし、トランジスタQ514および抵抗器R516を通る能動充電回路をディセーブルする。
【００３８】
マイクロプロセッサ414は、エネルギ格納コンデンサC510が完全に充電されたかどうかを決定するために、トランジスタQ518のベースでの電圧を監視するように動作可能である。ポート424を、出力として構成されることから入力として構成されることに簡単に変更することによって、マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ518のベースが、トランジスタQ536によってDC電圧VCCまで引き上げられるかどうかを調べるために周期的に検査することができる。コンデンサC538は、DC電圧VCCからトランジスタQ518のベースへ設けられ、好ましくは0.01μFの容量を有する。ポート424が、電源422を監視するために入力に変更された時間の間に、コンデンサC538は、エネルギ格納コンデンサC510の充電がまた終了していないなら、導電状態でトランジスタQ518を維持するために適切なレベルでトランジスタQ518のベースで電圧を保持する。
【００３９】
マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ514を通る能動充電回路が、AC電圧電源404の各半サイクルをエネーブルされる時間の期間を制御するように構成される。各半サイクルの開始部分にこの充電時間を制限するために、マイクロプロセッサ414は、ゼロ交差が、ゼロ交差検出回路420によって検出された後で、所定の時間で能動充電回路だけをエネーブルする。このように、能動充電回路は、AC電圧がそのピーク値であるときに決してエネーブルされない。代わりに、トランジスタQ514および抵抗器R516は、決してそれらの安全動作領域の外側で動作されず、図2の従来技術のキャットイヤー電源122に必要である大きく高価な部品を必要としない。
【００４０】
電源422を充電するために必要である時間に応答して、マイクロプロセッサ414は、調光器の調光範囲を変更するように動作可能である。初期状態によって、調光器400は、最悪の場合のライン状況および負荷状況を考慮することによって決定される通常の調光範囲での動作を始める。例えば、電源422に関する最悪の場合の負荷状況は、照明負荷として40Wランプであると仮定される。マイクロプロセッサ414は、通常の調光範囲より大きな取り付けられた照明負荷のハイエンド強度を提供するために、調光器400の調光範囲を最大の調光範囲に変更することができる。マイクロプロセッサ414は、調光範囲を、動作状況に応答して通常の調光範囲へ戻るように変更することもできる。
【００４１】
マイクロプロセッサ414は、マイクロプロセッサが、電源422の各半サイクルを充電するために必要な時間を記録できるようにタイマを含む。マイクロプロセッサは、能動充電回路がエネーブルされるときから、ポート424が、ハードウエア遮断回路のトランジスタQ536によってハイに引き上げられるときまでの時間を記録する。この時間は、多数の連続する半サイクルに関する所定の閾値の下なら、エネルギ格納コンデンサC510が、各半サイクルを充電することを容易に可能にし、かつマイクロプロセッサ414は、ハイエンドがより大きな強度を有するように、調光器400の調光範囲を最大の調光範囲に増大するようにプログラムされることが仮定される。電源422の平均電流引き出しは、接続された照明負荷のインピーダンスに大いに従属するので、調光器400は、接続された照明負荷が異なるワット数へ変更されるまで、範囲間の変更なく、通常の調光範囲または最大の調光範囲のいずれかで動作を連続する一般的な傾向を有する。調光器400が、照明負荷408の強度を変更するにつれ、負荷インピーダンスは、変化する(すなわち、照明レベルが、増大するにつれ、照明負荷のインピーダンスが増大する)ので、マイクロプロセッサ414は、好ましくは、ハイエンドでまたはほぼハイエンドでエネルギ格納コンデンサC510を充電するために必要な時間を監視する。なぜなら、これは、電源422が、最悪の場合の充電電流を引き出すときであるからである。
【００４２】
マイクロプロセッサ414は、ハードウエア遮断回路が能動充電回路をディセーブルする前に、ポート424をハイに引き上げることによって能動充電回路をディセーブルすることもできる。所定の時間が、トランジスタQ536が能動充電回路を遮断する前に(能動充電回路がエネーブルされるときから)終了するなら、マイクロプロセッサ414は、トランジスタQ514および抵抗器R516を潜在的な損傷から保護するために、ハードウエア遮断回路を好ましくは無効にする、すなわち、調光器の両端間の電圧が増大するにつれ、トランジスタQ514および抵抗器R516を通る電流、およびトランジスタQ514および抵抗器R516の電力散逸が増大する。所定の時間は、調光器の両端間の電圧が、電源422の感受性のある部品、すなわちトランジスタQ514および抵抗器R516に可能性がある危険を示すのに十分に大きい後の時間に好ましくは対応する。エネルギ格納コンデンサC510は、(1)電源422の始動の間、(2)マイクロプロセッサ414および他の低電圧回路の電力要件が通常より大きいなら、または(3)エネルギ格納コンデンサが、所定の半サイクルの間に充電できないなら、充電するためにより大きな時間の量を必要とする可能性があり得る。
【００４３】
マイクロプロセッサ414は、電源422の負荷、すなわちゲート駆動回路412、LED418、および通信回路426を制御することもできる。マイクロプロセッサ414は、エネルギ格納コンデンサC510が、各半サイクルの間に充電するために十分な時間を有さないことを検出するなら、マイクロプロセッサ414は、任意に、例えば、LED418をオフにするまたは調光し、半導体マイクロプロセッサ410をオフにし、またはアイドルモードに通信回路426にすることによって、いくつかの電源の負荷をより少ない電流を引き出させることができる。また、電源422の始動の間、マイクロプロセッサ414は、所定数の半サイクルの後で、エネルギ格納コンデンサC510によって提供されるDC電圧VCCが安定値を達成するまで、電源の負荷をエネーブルしない。
【００４４】
電源422は、電源の始動後、すなわち、ブートストラップ抵抗器がもはや必要でないとき、回路の範囲外のブートストラップ抵抗器R512を選択的にスイッチングするために、追加の半導体スイッチ、例えばNPNトランジスタQ540(図5Cに示されるように)も含むことができる。トランジスタQ540のベースは、抵抗器R544を通してマイクロプロセッサ414の出力ポート542に結合される。したがって、マイクロプロセッサ414は、ブートストラップ抵抗器R512を備える受動エネルギ受け回路をディセーブルするために、トランジスタQ540を非導電にするように動作可能である。トランジスタQ540のベースは、抵抗器R546にも結合される。マイクロプロセッサ414が給電される前に、トランジスタQ540は、エネルギ格納コンデンサC510がブートストラップ抵抗器R512を通して充電することを可能にするように、電流は、抵抗器R546を通してトランジスタQ540のベース内に流れる。
【００４５】
図6Aは、調光器400の電源422を制御するためのマイクロプロセッサ414の通常の動作プロセスのフローチャートを示す。このプロセスは、各半サイクルで実行される。プロセスは、ステップ600でAC電圧のゼロ交差で各半サイクルを開始し、次に、電源制御/監視ルーチン602および調光範囲制御ルーチン604を順次実行する。
【００４６】
図6Bは、より詳細に電源制御/監視ルーチン602のフローチャートを示す。ステップ605で、「ターンオン」タイマが、例えば150μ秒に初期化され、減分動作で開始される。ターンオンタイマは、ゼロ交差と、能動充電回路がエネーブルされるときとの間の時間を決定する。ターンオンタイマが、ステップ606で終了されていないなら(すなわち、ゼロへ低減していない)、プロセスは、ターンオンタイマが終了するまでループし、ターンオンタイマが終了すると、時間「ターンオフ」タイマが、ステップ608で開始され、時間に関して値を低減する。ターンオンタイマは、例えば400μ秒に初期化され、エネルギ格納コンデンサC510は、ターンオンタイマが終了する(すなわち、ゼロに低減する)前に完全に充電しないなら、トランジスタQ536を備えるハードウエア遮断回路を無効にするために使用される。
【００４７】
ステップ610で、マイクロプロセッサ414のポート424は、出力として構成され、次に、ポート424は、ステップ612でローに引き下げられ、このように、能動充電回路をエネーブルにし、エネルギ格納コンデンサC510を、より大きいレート、すなわちより小さい時定数で充電を始めさせる(すなわち、エネルギを格納する)。次に、マイクロプロセッサは、ステップ614で時間tWAIT(好ましくは、100μ秒から200μ秒)の間待機する。今や、マイクロプロセッサ414は、第1にステップ616で入力としてポートを構成し、次に、ステップ618でポートを読み取ることによってポート424で電圧を検査する。ポート424での電圧は、エネルギ格納コンデンサC510が充電を終了していないならローである(すなわち、ゼロボルトまたはほぼゼロボルト)か、またはエネルギ格納コンデンサC510が十分に充電し、かつトランジスタQ536が導通するならハイである(すなわち、VCCまたはほぼVCC)かのいずれかである。マイクロプロセッサ414は、能動充電回路がディセーブルすることを妨げるために、短い頻度の少ない時間期間の間ポート424を駆動することを止めることだけであるので、ステップ614での待機動作は、マイクロプロセッサ414が、適切な時間間隔でポート424で電圧を定期的に監視することを可能にする。
【００４８】
ステップ620で、ポート424がハイであるなら、ターンオフタイマはステップ622で停止され、ポート424はステップ624で出力として構成され、かつポートは、ステップ626でハイに引き上げられる。プロセスは、次に終了する。ステップ620でポート624がまだローであるなら、ターンオフ時間が終了したかどうかに関する決定が、ステップ628で行われる。そうでなければ、能動充電回路をエネーブルし、かつ再びポート424を監視するためにループにされる。ターンオフタイマがステップ628で終了するなら、能動充電回路は、ステップ624および626でエネーブルされ、次にプロセスは、終了する。
【００４９】
図6Cは、より詳細に調光範囲制御ルーチン604のフローチャートを示す。ステップ630で、現在の半サイクルの間の電源422の充電時間tCHARGEは、ターンオフタイマの最終値から決定される。例えば、ターンオフタイマの元の値が400μ秒であり、ターンオフタイマの最終値が150μ秒であるなら、充電時間tCHARGEは、250μ秒である。ステップ632で、充電時間tCHARGEが、閾値tTHより小さいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400を最大調光範囲に変更しようとする。ステップ632で、充電時間tCHARGEが、閾値tTHより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400を通常の調光範囲に変更しようとする。変数Kおよび変数Mは、充電時間tCHARGEが、それぞれ閾値tTHより下かまたは閾値tTHより上である連続する半サイクルの数を計数するために使用される。変数KおよびMが、好ましくはゼロに初期化されることに留意されたい。変数KおよびMは、変数がそれぞれ最大値KMAXおよびMMAXに到達するまで増分される。好ましくは最大値KMAXおよびMMAXは、両方とも3である。
【００５０】
ステップ634で、変数Mがゼロより大きい(すなわち、充電時間tCHARGEが、前の半サイクルの間に閾値tTHより大きい)なら、変数Mは、ステップ636でゼロ(すなわち、Mがゼロに等しい)にリセットされ、かつ変数Kは、ステップ638で1だけ増分される。変数Mが、ステップ634でゼロより大きくないなら、プロセスは、ステップ638に単純に移動する。変数Kが、ステップ640でKMAXに等しいなら、充電時間tCHARGEは、適切な数の連続する時間の間に閾値tTHより上にあり、かつ調光範囲は、応じてステップ642で最大調光範囲へ変更される。しかしながら、変数Kが、ステップ640でKMAXに等しくないなら、調光範囲は変更されず、かつプロセスは終了する。
【００５１】
充電時間tCHARGEが、ステップ632で閾値tTHより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、調光器400が、ステップ652で通常の調光範囲へ変更すべきかどうかを決定するために、ステップ644、646、648、650で類似のプロセスを使用する。
【００５２】
図7は、マイクロプロセッサ414の始動ルーチンのフローチャートを示す。プロセスは、マイクロプロセッサが、ステップ702でリセットモードから外れると開始する。ステップ704で、マイクロプロセッサ414は、ディセーブルされたトランジスタQ514を通して能動充電回路を保つために、高インピーダンスでポート424を維持する。マイクロプロセッサ414は、AC源電圧の周波数を測定し、かつステップ706でこの周波数に同期化する。ステップ708で、変数KおよびM(調光範囲制御ルーチン604で使用される)および変数ZC_CNTは、ゼロに初期化される。変数ZC_CNTは、始動後のAC電圧源404のゼロ交差を計数するために始動ルーチンによって使用される。
【００５３】
次に、マイクロプロセッサ414は、電源422が、エネルギ貯蔵コンデンサC510の両端間の電圧を特定のレベルに調整することを可能にするために、数ZCMAXの連続する半サイクルの間に電源制御/監視ルーチン602(図6Bに示されるように)を実行する。ステップ710で、プロセスは、ゼロ交差が検出されるまで待機し、次に電源制御/監視ルーチン602が実行される。ステップ712で、変数ZC_CNTが、数ZCMAX以下であるなら、変数ZC_CNTは、ステップ714で1つだけ増分され、プロセスは、ステップ710で次のゼロ交差を待機するためにループする。変数ZC_CNTが、ステップ656で数ZCMAXより大きいなら、マイクロプロセッサ414は、照明負荷408に電力を提供し、LED418をオンし、かつステップ716で通信回路426を介して通信を開始するために、半導体スイッチ410を駆動し始める。次に、始動ルーチンは終了する。
【００５４】
本発明は、マイクロプロセッサ414が、電源422を監視することを可能にする閉鎖ループモードにおける動作を主に議論したが、マイクロプロセッサは、開放ループモードで動作することもできる。マイクロプロセッサ414は、各半サイクルで能動充電回路を単にオン(すなわち、エネーブル)することができ、ハードウエア遮断回路が能動充電回路をオフ(すなわち、ディセーブル)することを可能にする。代わりに、マイクロプロセッサ414は、能動充電回路をオフするために電源を監視するよりむしろ、能動充電回路がオンされた後の所定時間で電源422の能動充電回路をオフすることができる。
【００５５】
用語「デバイス」は、本発明の負荷制御デバイスおよび負荷制御デバイスの要素を記載するために使用されたが、本明細書に記載される各「デバイス」は、単一のエンクロージャまたは構造に完全に含まれる必要が無いことに留意されるべきである。例えば、調光器400は、壁に取り付けられたエンクロージャ内の複数のボタン、および別個の場所に含まれるプロセッサを備えることができる。また1つの「デバイス」は、他の「デバイス」に含まれることができる。
【００５６】
さらに、図面に示されかつ明細書に記載される回路図は、本発明の実施例であり、唯一の可能な実装ではない。当業者に理解されるように、構成部品、ソフトウエア、および回路の代替および変更は、請求項によって特定されるものを除いて、制限なく本発明に行われることができる。
【００５７】
本発明は、その特定の実施形態に関連して記載されたが、多くの他の変形および修正ならびに他の使用が、当業者には明らかである。したがって、本発明は、本発明の特定の開示によって限定されず、添付の特許請求の範囲によってだけ限定されることが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】従来技術のツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図２】図1の調光器のキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図３】他の従来技術のツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図４】本発明によるツーワイヤ調光器の概略ブロック図である。
【図５Ａ】本発明によるキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図５Ｂ】本発明による半波整流器ブリッジを含むキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図５Ｃ】本発明によるブートストラップ抵抗器と直列のトランジスタを含むキャットイヤー電源の概略ブロック図である。
【図６Ａ】図4の調光器のマイクロプロセッサの通常の動作プロセスのフローチャートを示す。
【図６Ｂ】図6Aのプロセスの電源制御/監視ルーチンのフローチャートを示す。
【図６Ｃ】図6Aのプロセスの調光範囲制御ルーチンのフローチャートを示す。
【図７】図4の調光器のマイクロプロセッサの始動ルーチンのフローチャートを示す。
【符号の説明】
【００５９】
100、300、400 ツーワイヤ調光器
102、302 ホット端子
104、304、404 AC電源
106、306 調光されたホット端子
108、308、408 照明負荷
110、410 半導体スイッチ
112、312、412 ゲート駆動回路
114、314、414 マイクロプロセッサ
116、316 ボタン
118、318、418 発光ダイオード
120、320、420 ゼロ交差検出回路
122、422 キャットイヤー電源
310A、310B 電界効果トランジスタ
321A、321B スルーダイオード
322 電源
324 入力コンデンサ
326 出力コンデンサ
328、330、R212、R214、R230、R232 抵抗器
424 ポート
426 通信回路
542 出力ポート
600、605、606、610、612、614、620、622、624、626、628、630、632、634、636、638、640、642、644、646、648、650、652、702、704、706、708、710、712、714 ステップ
602 電源制御/監視ルーチン
604 調光範囲制御ルーチン
C210、C510 エネルギ貯蔵コンデンサ
C234、C510、C538 コンデンサ
D202、D204、D206、D208、D218、D502、D504、D506、D508 ダイオード
Q212、Q540 NPNトランジスタ
Q214、Q226、Q514、Q518、Q536 PNPトランジスタ
R220 電流制限抵抗器
R512 ボートストラップ抵抗器
R516、R520、R522、R524、R526、R532、R544、R546 抵抗器
Z216、Z228、Z528、Z534 ツェナーダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
AC電圧源から電気負荷へ送出される電力の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷へ送出される前記電力を制御するために、前記AC電圧源および前記電気負荷に動作可能に結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスに結合されたマイクロプロセッサと、
前記マイクロプロセッサを給電するためにDC電圧を生成するために、前記AC電圧源に結合されかつ前記マイクロプロセッサに結合されるように構成された電源とを備え、
前記電源は、エネルギ格納要素と、前記エネルギ格納要素内に制御可能にエネルギを格納するための第2の制御可能な導電デバイスとを含み、
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを制御するために、前記第2の制御可能な導電デバイスに動作可能に結合される負荷制御デバイス。
【請求項２】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスとの直列の電気接続状態の低インピーダンス回路と、前記低インピーダンス回路および前記第2の制御可能な導電デバイスの直列の組合せと並列の電気接続状態の高インピーダンス回路とをさらに備え、
前記第2の制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記高インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能である請求項1に記載の負荷制御デバイス。
【請求項３】
前記マイクロプロセッサは、前記エネルギ格納要素が、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けているかどうかを決定するために前記電源を監視する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項４】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電になるようにさせるためのハードウエア遮断回路をさらに備える請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項５】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に導電になるように制御する請求項4に記載の負荷制御デバイス。
【請求項６】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超える前に非導電になるように制御する請求項4に記載の負荷制御デバイス。
【請求項７】
前記マイクロプロセッサは、前記電源の監視に応答して前記電気負荷に送出される前記電力を制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項８】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記低電圧負荷によって引き出された前記電流に応答して前記電気負荷に送出される前記電力を制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項９】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記電源の監視に応答して前記低電圧負荷によって引き出される電流の量を制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１０】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に導電になるように制御する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１１】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に非導電になるように制御する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１２】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電になるようにさせるためのハードウエア遮断回路をさらに備える請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１３】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記マイクロプロセッサの始動後の前記AC電圧の所定数の半サイクルの間、実質的にゼロアンペアに前記低電圧負荷によって引き出される前記電流の量を制御するように動作可能である請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１４】
前記電源は、前記高インピーダンス回路との直列の電気接続状態の第3の制御可能な導電デバイスをさらに備え、前記マイクロプロセッサは、前記第3の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１５】
AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷と前記AC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
エネルギ格納要素との直列の電気接続状態で結合される制御可能なインピーダンスを備える電源であって、前記エネルギ格納要素へDC電圧を提供するように動作可能であり、前記エネルギ格納要素は、前記第1の制御可能な導電デバイスが非導電であるときにエネルギを受けるように動作可能である、電源と、
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつそれぞれ前記第1の制御可能な導電デバイスおよび前記制御可能なインピーダンスの制御のために、前記第1の制御可能な導電デバイスおよび前記制御可能なインピーダンスに結合されるコントローラとを備え、
前記コントローラは、前記エネルギ格納要素を第1のレートでエネルギを受けさせるように、前記制御可能なインピーダンスを第1のインピーダンス値に制御し、かつ前記エネルギ格納要素を第2のレートでエネルギを受けさせるように、前記制御可能なインピーダンスを第2のインピーダンス値に制御するように動作可能であり、前記第2のインピーダンス値は、前記第1のインピーダンス値より実質的に小さい負荷制御デバイス。
【請求項１６】
前記制御可能なインピーダンスは、第2の制御可能な導電デバイスと直列の電気接続状態の第1の抵抗器を備え、前記コントローラは、前記第2の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項15に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１７】
前記制御可能なインピーダンスは、前記第2の制御可能な導電デバイスおよび前記第1の抵抗器の直列の組合せと並列の電気接続状態の第2の抵抗器を備える請求項16に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１８】
AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷と前記AC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された制御可能な導電デバイスと、
エネルギ格納要素と、前記エネルギ格納要素のための第1のエネルギ受け回路と、前記エネルギ格納要素のための第2のエネルギ受け回路とを備える電源であって、前記第1のエネルギ受け回路は、前記エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にし、前記第2のエネルギ受け回路は、前記エネルギ格納要素が第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを可能にし、前記電源は、前記制御可能な導電デバイスが非導電であるとき前記エネルギ格納要素にエネルギを格納するように動作可能であり、前記電源がDC電圧を生成する、電源と、
前記電源の前記DC電圧によって給電されるコントローラとを備え、
前記コントローラは、前記制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能であり、かつ前記第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために前記電源に結合される負荷制御デバイス。
【請求項１９】
AC電圧源から電気負荷に送出される電力の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷に送出される前記電力を制御するために、前記AC電圧源および前記電気負荷に動作可能に結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するために前記第1の制御可能な導電デバイスに結合されたマイクロプロセッサと、
前記AC電圧源に結合され、かつ前記マイクロプロセッサを給電するためにDC電圧を生成するために前記マイクロプロセッサに結合されるように構成された電源とを備え、
前記電源は、
エネルギ格納要素と、
前記マイクロプロセッサに動作可能に結合され、かつ前記マイクロプロセッサに応答して前記エネルギ格納要素にエネルギを制御可能に格納するように動作可能な第2の制御可能な導電デバイスと、
前記第2の制御可能な導電デバイスとの直列の電気接続状態の低インピーダンス回路と、
前記低インピーダンス回路および前記第2の制御可能な導電デバイスの直列の組合せと並列の電気接続状態の高インピーダンス回路とを備え、
前記第2の制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記高インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、
前記マイクロプロセッサは、前記エネルギ格納要素が、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けているかどうかを決定するために前記電源を監視する負荷制御デバイス。
【請求項２０】
AC電圧源から負荷を制御するためのツーワイヤ負荷制御デバイスのための電源であって、前記負荷制御デバイスはコントローラを有し、前記負荷制御デバイスは、
前記コントローラを給電するためにDC電圧を生成するように動作可能なエネルギ格納要素と、
前記エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にするための第1のエネルギ受け回路と、
前記エネルギ格納要素が前記第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを可能にするための第2のエネルギ受け回路とを備え、
前記コントローラは、前記DC電圧によって給電され、かつ前記第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために前記電源を制御するように動作可能である電源。
【請求項２１】
前記第2のエネルギ受け回路は、制御入力を有する第1の制御可能な導電デバイスを備え、前記エネルギ格納要素は、前記第1の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記第2のレートでエネルギを受けるように動作可能であり、
前記コントローラは、前記制御可能な導電デバイスを導電および非導電にするように動作可能である請求項15に記載の電源。
【請求項２２】
前記第1の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電にするように動作可能なハードウエア遮断回路をさらに備える請求項21に記載の電源。
【請求項２３】
制御入力を有し、かつ前記DC電圧と前記第1の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との間に結合される第2の制御可能な導電デバイススイッチをさらに備え、
前記第1の制御可能な導電デバイスは、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるときに導電にされる請求項22に記載の電源。
【請求項２４】
前記ハードウエア遮断回路は、
制御入力を有し、かつ前記DC電圧と前記第2の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との間に結合される第3の制御可能な導電デバイスと、
前記DC電圧および前記第3の制御可能な導電デバイスの前記制御入力に結合される抵抗器と、
前記抵抗器と前記第3の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との接合部に結合されたカソードを有するチェナーダイオードとを備え、
前記抵抗器と前記チェナーダイオードとの直列の組合せが、前記エネルギ格納要素と並列の電気接続状態で接続され、
前記第3の制御可能な導電デバイスは、前記チェナーダイオードの両端間の前記電圧が、前記チェナーダイオードのブレークオーバ電圧を超えるときに導電にされる請求項23に記載の電源。
【請求項２５】
前記コントローラは、前記DC電圧が前記所定の閾値を超える前に、前記第1の制御可能な導電デバイスを非導電にするように動作可能である請求項22に記載の電源。
【請求項２６】
前記コントローラは、前記ハードウエア遮断回路に結合され、かつ前記ハードウエア遮断回路が、前記第1の制御可能な導電デバイスを非導電にしているかどうかを決定するように動作可能である請求項22に記載の電源。
【請求項２７】
前記第2のエネルギ受け回路は、前記第1の制御可能な導電デバイスと直列の電気接続状態で第1の抵抗器を備える請求項21に記載の電源。
【請求項２８】
前記第1のエネルギ受け回路は、前記第1の制御可能な導電デバイスと前記第1の抵抗器の直列の組合せと並列の電気接続状態の第2の抵抗器を備える請求項27に記載の電源。
【請求項２９】
前記第1のエネルギ受け回路は、前記第2の抵抗器と直列の電気接続状態の第2の制御可能な導電デバイスをさらに備え、前記コントローラは、前記第2の制御可能な導電デバイスを導電および非導電にするように動作可能である請求項28に記載の電源。
【請求項３０】
前記第1の制御可能な導電デバイスは、半導体スイッチを備える請求項21に記載の電源。
【請求項３１】
前記半導体スイッチは、バイポーラ接合トランジスタを備える請求項30に記載の電源。
【請求項３２】
AC電源から電気負荷へ送出される電力を制御するためにツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法であって、
エネルギ格納要素の両端間に前記DC電圧を生成するステップと、
前記負荷制御デバイスのコントローラに前記DC電圧を提供するステップと、
前記エネルギ格納要素を充電する時定数を制御するステップとを含む方法。
【請求項３３】
前記時定数を制御するステップは、前記エネルギ格納要素を、前記コントローラに応答して第1の時定数および第1のレートより大きな第2の時定数で選択的に充電するステップを含む請求項32に記載の方法。
【請求項３４】
前記時定数を制御するステップは、前記AC電源のAC電圧のゼロ交差の後の第2の所定時間の後に、前記エネルギ格納要素を、前記第2の時定数で充電するステップをさらに含み、前記第2の所定時間は、前記第1の所定時間より前記ゼロ交差に近い請求項33に記載の方法。
【請求項３５】
レートを制御するステップは、前記エネルギ格納要素を、前記第2の時定数で充電することを停止させるために、前記エネルギ格納要素に結合されるハードウエア遮断回路を提供するステップをさらに含む請求項34に記載の方法。
【請求項３６】
前記エネルギ格納要素が、前記第2の時定数で充電することを停止したどうかを決定するために、前記ハードウエア遮断回路を監視するステップをさらに含む請求項35に記載の方法。
【請求項３７】
前記時定数を制御するステップは、前記ハードウエア遮断回路が、前記エネルギ格納要素を前記第2の時定数で充電することを停止させる前に、前記エネルギ格納要素に前記第2の時定数で充電することを停止させるステップをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項３８】
前記ハードウエア遮断回路を監視する前記ステップに応答して、前記電気負荷に送出される前記電力を制御するステップをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項３９】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記低電圧負荷によって引き出される前記電流に応答して前記電気負荷へ送出される前記電力を制御するステップとをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項４０】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記ハードウエア遮断回路を監視するステップに応答して前記電気負荷によって送出される前記電流の量を制御するステップとをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項４１】
前記DC電圧が、所定の電圧を超えたかどうかを決定するステップをさらに含み、
前記時定数を制御する前記ステップは、前記DC電圧が前記所定の電圧より下がると、前記エネルギ格納要素を前記第2の時定数で充電することをさらに含む請求項33に記載の方法。
【請求項４２】
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記AC電源の前記AC電圧のゼロ交差後の第1の所定時間前に前記第2の時定数で充電するステップをさらに含む請求項41に記載の方法。
【請求項４３】
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記コントローラの始動の前に前記第1の時定数で充電するステップをさらに含む請求項33に記載の方法。
【請求項４４】
前記DC電圧が、所定の電圧を超えたかどうかを決定するステップをさらに含み、
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記DC電圧が所定の電圧より高いときに第3の時定数で選択的に充電するステップを含み、前記第3の時定数は、前記エネルギ格納要素が充電を妨げられるように実質的に大きいことに等しい請求項43に記載の方法。
【請求項４５】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記コントローラの始動後に前記AC電圧の所定数の半サイクルの間、実質的にゼロアンペアに前記低電圧負荷によって引き出される電流の量を制御するステップとをさらに含む請求項34に記載の方法。
【請求項４６】
ツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法であって、
エネルギ格納要素の両端間に前記DC電圧を生成するステップと、
前記負荷制御デバイスのコントローラに前記DC電圧を提供するステップと、
前記エネルギ格納要素を、前記コントローラに応答して第1のレートおよび前記第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを選択的に可能にするステップと、
前記DC電圧が所定電圧を超えるときを決定するステップとを含み、
前記レートを制御するステップは、前記DC電圧が前記所定電圧より低いときに、前記エネルギ格納要素を前記第2のレートでエネルギを受けることを可能にするステップをさらに含む方法。
【請求項１】
AC電圧源から電気負荷へ送出される電力の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷へ送出される前記電力を制御するために、前記AC電圧源および前記電気負荷に動作可能に結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスに結合されたマイクロプロセッサと、
前記マイクロプロセッサを給電するためにDC電圧を生成するために、前記AC電圧源に結合されかつ前記マイクロプロセッサに結合されるように構成された電源とを備え、
前記電源は、エネルギ格納要素と、前記エネルギ格納要素内に制御可能にエネルギを格納するための第2の制御可能な導電デバイスとを含み、
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを制御するために、前記第2の制御可能な導電デバイスに動作可能に結合される負荷制御デバイス。
【請求項２】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスとの直列の電気接続状態の低インピーダンス回路と、前記低インピーダンス回路および前記第2の制御可能な導電デバイスの直列の組合せと並列の電気接続状態の高インピーダンス回路とをさらに備え、
前記第2の制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記高インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能である請求項1に記載の負荷制御デバイス。
【請求項３】
前記マイクロプロセッサは、前記エネルギ格納要素が、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けているかどうかを決定するために前記電源を監視する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項４】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電になるようにさせるためのハードウエア遮断回路をさらに備える請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項５】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に導電になるように制御する請求項4に記載の負荷制御デバイス。
【請求項６】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超える前に非導電になるように制御する請求項4に記載の負荷制御デバイス。
【請求項７】
前記マイクロプロセッサは、前記電源の監視に応答して前記電気負荷に送出される前記電力を制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項８】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記低電圧負荷によって引き出された前記電流に応答して前記電気負荷に送出される前記電力を制御するために、前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項９】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記電源の監視に応答して前記低電圧負荷によって引き出される電流の量を制御するように動作可能である請求項3に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１０】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に導電になるように制御する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１１】
前記マイクロプロセッサは、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記AC電圧のゼロ交差後の所定時間に非導電になるように制御する請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１２】
前記電源は、前記第2の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電になるようにさせるためのハードウエア遮断回路をさらに備える請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１３】
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつ前記電源の前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能である低電圧負荷をさらに備え、
前記マイクロプロセッサは、前記マイクロプロセッサの始動後の前記AC電圧の所定数の半サイクルの間、実質的にゼロアンペアに前記低電圧負荷によって引き出される前記電流の量を制御するように動作可能である請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１４】
前記電源は、前記高インピーダンス回路との直列の電気接続状態の第3の制御可能な導電デバイスをさらに備え、前記マイクロプロセッサは、前記第3の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項2に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１５】
AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷と前記AC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
エネルギ格納要素との直列の電気接続状態で結合される制御可能なインピーダンスを備える電源であって、前記エネルギ格納要素へDC電圧を提供するように動作可能であり、前記エネルギ格納要素は、前記第1の制御可能な導電デバイスが非導電であるときにエネルギを受けるように動作可能である、電源と、
前記電源の前記DC電圧によって給電され、かつそれぞれ前記第1の制御可能な導電デバイスおよび前記制御可能なインピーダンスの制御のために、前記第1の制御可能な導電デバイスおよび前記制御可能なインピーダンスに結合されるコントローラとを備え、
前記コントローラは、前記エネルギ格納要素を第1のレートでエネルギを受けさせるように、前記制御可能なインピーダンスを第1のインピーダンス値に制御し、かつ前記エネルギ格納要素を第2のレートでエネルギを受けさせるように、前記制御可能なインピーダンスを第2のインピーダンス値に制御するように動作可能であり、前記第2のインピーダンス値は、前記第1のインピーダンス値より実質的に小さい負荷制御デバイス。
【請求項１６】
前記制御可能なインピーダンスは、第2の制御可能な導電デバイスと直列の電気接続状態の第1の抵抗器を備え、前記コントローラは、前記第2の制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能である請求項15に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１７】
前記制御可能なインピーダンスは、前記第2の制御可能な導電デバイスおよび前記第1の抵抗器の直列の組合せと並列の電気接続状態の第2の抵抗器を備える請求項16に記載の負荷制御デバイス。
【請求項１８】
AC電圧源から負荷の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷と前記AC電圧源との間の直列の電気接続状態で結合されるように構成された制御可能な導電デバイスと、
エネルギ格納要素と、前記エネルギ格納要素のための第1のエネルギ受け回路と、前記エネルギ格納要素のための第2のエネルギ受け回路とを備える電源であって、前記第1のエネルギ受け回路は、前記エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にし、前記第2のエネルギ受け回路は、前記エネルギ格納要素が第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを可能にし、前記電源は、前記制御可能な導電デバイスが非導電であるとき前記エネルギ格納要素にエネルギを格納するように動作可能であり、前記電源がDC電圧を生成する、電源と、
前記電源の前記DC電圧によって給電されるコントローラとを備え、
前記コントローラは、前記制御可能な導電デバイスを制御するように動作可能であり、かつ前記第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために前記電源に結合される負荷制御デバイス。
【請求項１９】
AC電圧源から電気負荷に送出される電力の制御のためのツーワイヤ負荷制御デバイスであって、
前記負荷に送出される前記電力を制御するために、前記AC電圧源および前記電気負荷に動作可能に結合されるように構成された第1の制御可能な導電デバイスと、
前記第1の制御可能な導電デバイスを制御するために前記第1の制御可能な導電デバイスに結合されたマイクロプロセッサと、
前記AC電圧源に結合され、かつ前記マイクロプロセッサを給電するためにDC電圧を生成するために前記マイクロプロセッサに結合されるように構成された電源とを備え、
前記電源は、
エネルギ格納要素と、
前記マイクロプロセッサに動作可能に結合され、かつ前記マイクロプロセッサに応答して前記エネルギ格納要素にエネルギを制御可能に格納するように動作可能な第2の制御可能な導電デバイスと、
前記第2の制御可能な導電デバイスとの直列の電気接続状態の低インピーダンス回路と、
前記低インピーダンス回路および前記第2の制御可能な導電デバイスの直列の組合せと並列の電気接続状態の高インピーダンス回路とを備え、
前記第2の制御可能な導電デバイスが非導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記高インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記エネルギ格納要素は、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けるように動作可能であり、
前記マイクロプロセッサは、前記エネルギ格納要素が、前記低インピーダンス回路を通してエネルギを受けているかどうかを決定するために前記電源を監視する負荷制御デバイス。
【請求項２０】
AC電圧源から負荷を制御するためのツーワイヤ負荷制御デバイスのための電源であって、前記負荷制御デバイスはコントローラを有し、前記負荷制御デバイスは、
前記コントローラを給電するためにDC電圧を生成するように動作可能なエネルギ格納要素と、
前記エネルギ格納要素が第1のレートでエネルギを受けることを可能にするための第1のエネルギ受け回路と、
前記エネルギ格納要素が前記第1のレートより大きな第2のレートでエネルギを受けることを可能にするための第2のエネルギ受け回路とを備え、
前記コントローラは、前記DC電圧によって給電され、かつ前記第2のエネルギ受け回路を選択的にエネーブルおよびディセーブルするために前記電源を制御するように動作可能である電源。
【請求項２１】
前記第2のエネルギ受け回路は、制御入力を有する第1の制御可能な導電デバイスを備え、前記エネルギ格納要素は、前記第1の制御可能な導電デバイスが導電であるとき、前記第2のレートでエネルギを受けるように動作可能であり、
前記コントローラは、前記制御可能な導電デバイスを導電および非導電にするように動作可能である請求項15に記載の電源。
【請求項２２】
前記第1の制御可能な導電デバイスを、前記DC電圧が所定の閾値を超えるとき非導電にするように動作可能なハードウエア遮断回路をさらに備える請求項21に記載の電源。
【請求項２３】
制御入力を有し、かつ前記DC電圧と前記第1の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との間に結合される第2の制御可能な導電デバイススイッチをさらに備え、
前記第1の制御可能な導電デバイスは、前記第2の制御可能な導電デバイスが導電であるときに導電にされる請求項22に記載の電源。
【請求項２４】
前記ハードウエア遮断回路は、
制御入力を有し、かつ前記DC電圧と前記第2の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との間に結合される第3の制御可能な導電デバイスと、
前記DC電圧および前記第3の制御可能な導電デバイスの前記制御入力に結合される抵抗器と、
前記抵抗器と前記第3の制御可能な導電デバイスの前記制御入力との接合部に結合されたカソードを有するチェナーダイオードとを備え、
前記抵抗器と前記チェナーダイオードとの直列の組合せが、前記エネルギ格納要素と並列の電気接続状態で接続され、
前記第3の制御可能な導電デバイスは、前記チェナーダイオードの両端間の前記電圧が、前記チェナーダイオードのブレークオーバ電圧を超えるときに導電にされる請求項23に記載の電源。
【請求項２５】
前記コントローラは、前記DC電圧が前記所定の閾値を超える前に、前記第1の制御可能な導電デバイスを非導電にするように動作可能である請求項22に記載の電源。
【請求項２６】
前記コントローラは、前記ハードウエア遮断回路に結合され、かつ前記ハードウエア遮断回路が、前記第1の制御可能な導電デバイスを非導電にしているかどうかを決定するように動作可能である請求項22に記載の電源。
【請求項２７】
前記第2のエネルギ受け回路は、前記第1の制御可能な導電デバイスと直列の電気接続状態で第1の抵抗器を備える請求項21に記載の電源。
【請求項２８】
前記第1のエネルギ受け回路は、前記第1の制御可能な導電デバイスと前記第1の抵抗器の直列の組合せと並列の電気接続状態の第2の抵抗器を備える請求項27に記載の電源。
【請求項２９】
前記第1のエネルギ受け回路は、前記第2の抵抗器と直列の電気接続状態の第2の制御可能な導電デバイスをさらに備え、前記コントローラは、前記第2の制御可能な導電デバイスを導電および非導電にするように動作可能である請求項28に記載の電源。
【請求項３０】
前記第1の制御可能な導電デバイスは、半導体スイッチを備える請求項21に記載の電源。
【請求項３１】
前記半導体スイッチは、バイポーラ接合トランジスタを備える請求項30に記載の電源。
【請求項３２】
AC電源から電気負荷へ送出される電力を制御するためにツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法であって、
エネルギ格納要素の両端間に前記DC電圧を生成するステップと、
前記負荷制御デバイスのコントローラに前記DC電圧を提供するステップと、
前記エネルギ格納要素を充電する時定数を制御するステップとを含む方法。
【請求項３３】
前記時定数を制御するステップは、前記エネルギ格納要素を、前記コントローラに応答して第1の時定数および第1のレートより大きな第2の時定数で選択的に充電するステップを含む請求項32に記載の方法。
【請求項３４】
前記時定数を制御するステップは、前記AC電源のAC電圧のゼロ交差の後の第2の所定時間の後に、前記エネルギ格納要素を、前記第2の時定数で充電するステップをさらに含み、前記第2の所定時間は、前記第1の所定時間より前記ゼロ交差に近い請求項33に記載の方法。
【請求項３５】
レートを制御するステップは、前記エネルギ格納要素を、前記第2の時定数で充電することを停止させるために、前記エネルギ格納要素に結合されるハードウエア遮断回路を提供するステップをさらに含む請求項34に記載の方法。
【請求項３６】
前記エネルギ格納要素が、前記第2の時定数で充電することを停止したどうかを決定するために、前記ハードウエア遮断回路を監視するステップをさらに含む請求項35に記載の方法。
【請求項３７】
前記時定数を制御するステップは、前記ハードウエア遮断回路が、前記エネルギ格納要素を前記第2の時定数で充電することを停止させる前に、前記エネルギ格納要素に前記第2の時定数で充電することを停止させるステップをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項３８】
前記ハードウエア遮断回路を監視する前記ステップに応答して、前記電気負荷に送出される前記電力を制御するステップをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項３９】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記低電圧負荷によって引き出される前記電流に応答して前記電気負荷へ送出される前記電力を制御するステップとをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項４０】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記ハードウエア遮断回路を監視するステップに応答して前記電気負荷によって送出される前記電流の量を制御するステップとをさらに含む請求項36に記載の方法。
【請求項４１】
前記DC電圧が、所定の電圧を超えたかどうかを決定するステップをさらに含み、
前記時定数を制御する前記ステップは、前記DC電圧が前記所定の電圧より下がると、前記エネルギ格納要素を前記第2の時定数で充電することをさらに含む請求項33に記載の方法。
【請求項４２】
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記AC電源の前記AC電圧のゼロ交差後の第1の所定時間前に前記第2の時定数で充電するステップをさらに含む請求項41に記載の方法。
【請求項４３】
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記コントローラの始動の前に前記第1の時定数で充電するステップをさらに含む請求項33に記載の方法。
【請求項４４】
前記DC電圧が、所定の電圧を超えたかどうかを決定するステップをさらに含み、
前記時定数を制御する前記ステップは、前記エネルギ格納要素を、前記DC電圧が所定の電圧より高いときに第3の時定数で選択的に充電するステップを含み、前記第3の時定数は、前記エネルギ格納要素が充電を妨げられるように実質的に大きいことに等しい請求項43に記載の方法。
【請求項４５】
前記DC電圧によって給電され、かつ前記エネルギ格納要素から電流を引き出すように動作可能な低電圧負荷を提供するステップと、
前記コントローラの始動後に前記AC電圧の所定数の半サイクルの間、実質的にゼロアンペアに前記低電圧負荷によって引き出される電流の量を制御するステップとをさらに含む請求項34に記載の方法。
【請求項４６】
ツーワイヤ負荷制御デバイスにおけるDC電圧を生成する方法であって、
エネルギ格納要素の両端間に前記DC電圧を生成するステップと、
前記負荷制御デバイスのコントローラに前記DC電圧を提供するステップと、
前記エネルギ格納要素を、前記コントローラに応答して第1のレートおよび前記第1のレートより大きい第2のレートでエネルギを受けることを選択的に可能にするステップと、
前記DC電圧が所定電圧を超えるときを決定するステップとを含み、
前記レートを制御するステップは、前記DC電圧が前記所定電圧より低いときに、前記エネルギ格納要素を前記第2のレートでエネルギを受けることを可能にするステップをさらに含む方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５Ａ】
【図５Ｂ】
【図５Ｃ】
【図６Ａ】
【図６Ｂ】
【図６Ｃ】
【図７】
【公表番号】特表２００９−５０６４８１（Ｐ２００９−５０６４８１Ａ）
【公表日】平成２１年２月１２日（２００９．２．１２）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−５１９６３０（Ｐ２００８−５１９６３０）
【出願日】平成１８年６月３０日（２００６．６．３０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００６／０２５６６２
【国際公開番号】ＷＯ２００７／００５６５１
【国際公開日】平成１９年１月１１日（２００７．１．１１）
【出願人】（５９２１６１８３３）ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド (29)
【氏名又は名称原語表記】ＬＵＴＲＯＮＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＣＯＭＰＡＮＹ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
【公表日】平成２１年２月１２日（２００９．２．１２）
【国際特許分類】
【出願日】平成１８年６月３０日（２００６．６．３０）
【国際出願番号】ＰＣＴ／ＵＳ２００６／０２５６６２
【国際公開番号】ＷＯ２００７／００５６５１
【国際公開日】平成１９年１月１１日（２００７．１．１１）
【出願人】（５９２１６１８３３）ルートロン エレクトロニクス カンパニー インコーポレイテッド (29)
【氏名又は名称原語表記】ＬＵＴＲＯＮＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ ＣＯＭＰＡＮＹ ＩＮＣＯＲＰＯＲＡＴＥＤ
【Ｆターム（参考）】
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