ＭＩＭＯフェージングシミュレータ
【課題】 アナログ入出力回路による歪を校正でき、さらに、アンテナ指向性に基づくMIMOチャネル間の相関を考慮したMIMOフェージングチャネルを模擬できるMIMOフェージングシミュレータを提供する。
【解決手段】 ダウンコンバータ２1〜２Mと、入力校正回路４1〜４Mと、チャネル係数生成器７と、FIRフィルタにより構成されたチャネル形成回路５と、出力校正回路１０1〜１０Nと、アップコンバータ１２1〜１２Nとを有し、入力校正回路４1〜４M及び出力校正回路１０1〜１０Nを用いて、ダウンコンバータ２1〜２M及びアップコンバータ１２1〜１２Nによって発生する歪を補償し、チャネル係数生成器７においてアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムに基づいたアンテナ・空間相関係数を用いてチャネル係数を生成し、FIRフィルタで入力信号と前記チャネル係数との畳み込みを行う。
【解決手段】 ダウンコンバータ２1〜２Mと、入力校正回路４1〜４Mと、チャネル係数生成器７と、FIRフィルタにより構成されたチャネル形成回路５と、出力校正回路１０1〜１０Nと、アップコンバータ１２1〜１２Nとを有し、入力校正回路４1〜４M及び出力校正回路１０1〜１０Nを用いて、ダウンコンバータ２1〜２M及びアップコンバータ１２1〜１２Nによって発生する歪を補償し、チャネル係数生成器７においてアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムに基づいたアンテナ・空間相関係数を用いてチャネル係数を生成し、FIRフィルタで入力信号と前記チャネル係数との畳み込みを行う。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、MIMOフェージングシミュレータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において、複数の送受信アンテナを用いて信号伝送を行うMIMO(マルチインプット・マルチアウトプット)が注目されている。MIMOでは、複数の送信アンテナ間で相関のない信号を送信することで信号の空間多重を行い、また、複数の受信アンテナを用いて受信機においてそれらを分離することで高い伝送レートを実現できる。また、時空間符号化によって送信アンテナ間で相関のある信号を送信し、ダイバーシチ利得を向上させることで高信頼な伝送を実現することもできる。
【０００３】
MIMOにおける様々な伝送方式を評価するためには、無線伝搬環境をモデル化したチャネルモデルが必要となる。IEEE802.11nによる無線LANの標準化においてもMIMO化の検討が行われており、伝送方式を評価するためのチャネルモデルがすでに非特許文献１で提案されている。
【０００４】
MIMO伝送方式を評価する方法としては、まず、チャネルモデルに基づいて計算機シミュレーションを行う。次に、送信機と受信機の試作を行い、実際にRF信号またはIF信号により室内伝送実験系において評価を行う。その際、実際の伝搬路を模擬するのがフェージングシミュレータである。すなわち、フェージングシミュレータは、RF、或いはIFアナログ入出力でチャネルモデルを実現したものである。MIMO用のフェージングシミュレータも非特許文献１に記載されているチャネルモデルに基づいて作成することができるが、いくつかの問題点が考えられる。
【０００５】
まず、MIMOフェージングシミュレータでは、MIMOに伴ってアナログ入力回路（ダウンコンバータ）及びアナログ出力回路（アップコンバータ）が複数となるため、それらの回路特性のばらつきや回路による歪により設定した通りのチャネルモデルを実現することができない。さらに、MIMOフェージングシミュレータにより歪が増えてしまうので、出力SNRが低下するなどの問題がある。非特許文献１ではこれらの解決法を明示していない。
【０００６】
また、非特許文献１ではオムニアンテナのみを想定しているが、実際には様々なアンテナの使用が考えられるので、非特許文献１に基づいたMIMOフェージングシミュレータではこれらのアンテナに対応できないという問題がある。
【０００７】
これらの問題を解決した高精度なMIMOフェージングシミュレータは今まで提案されていない。
【非特許文献１】V. Erceg他、「TGn Channel Models」IEEE 802.11-03/940r4、2004年5月。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来のMIMOフェージングシミュレータでは、以下のような問題点がある。
１．複数のアナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪により設定した通りのチャネルモデルを実現できない。
２．アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れることができないので、オムニアンテナ以外のアンテナを使用した場合のMIMOチャネルを高精度に実現できない。
以上の点を考慮すると、アナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪を補償でき、アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れてチャネル係数を生成できるMIMOフェージングシミュレータは存在しない。
【０００９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、複数のRF、或いはIFのアナログ入出力回路、すなわち、ダウンコンバータ及びアップコンバータにおける回路特性のばらつきや回路による歪を校正でき、さらに、アンテナ指向性及び素子間結合係数を用いてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することができる高精度なMIMOフェージングシミュレータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によれれば、Ｍ個の入力端子とＮ個の出力端子を有し、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータは、
上記Ｍ個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、Ｍは正の整数であり、
上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するＭ個の入力校正回路と、
上記Ｍ個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、Ｍ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルをそれぞれＪタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、Ｎ、Ｊは正の整数であり、
ＭＮ個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするＪ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、
上記チャネル形成回路のＮ個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するＮ個の出力校正回路と、
上記Ｎ個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記Ｎ個の出力端子に出力するＮ個のアップコンバータ、
とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ・空間相関係数に基づいてそれぞれ上記Ｊ個のチャネル係数を生成して上記ＭＮ個のFIRフィルタに対し設定し、上記Ｎ個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のＮ個の出力に対し、上記Ｎ個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成するように構成されている。
【発明の効果】
【００１１】
この発明のMIMOフェージングシミュレータによれば、入力校正回路、或いは出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ、或いはN個のアップコンバータ間の回路特性のばらつきを補償でき、さらに、アンテナ指向性に基づいてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することで、実環境に近いフェージング伝送路を模擬できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
【００１３】
まず、MIMOフェージングシミュレータに係るこの発明を実施するための最良の形態について説明する。MIMOフェージングシミュレータの構成を図１に示す。この発明のMIMOフェージングシミュレータは、送信側のＭ個のアンテナ（図示せず）と受信側のＮ個のアンテナ（図示せず）との間に形成されるＭ×Ｎチャネルの伝送路をシミュレートする。Ｍ，Ｎは１以上の整数である。従って、Ｍ個の入力端子１1〜１Mは送信側のＭ個の送信アンテナに対応し、出力端子１５1〜１５Nは受信側のＮ個の受信アンテナに対応する。
図１に示されるように、本発明に係るMIMOフェージングシミュレータは、M個の入力端子１1〜１Mに接続されたM個のダウンコンバータ２1〜２Mと、M個のアナログ・ディジタル変換器（以下、ADCと呼ぶ）３1〜３Mと、M個の入力校正回路４1〜４Mと、チャネル形成回路５と、チャネル係数生成器７と、 N個の加算器８1〜８Nと、N個の雑音生成器９1〜９Nと、N個の出力校正回路１０1〜１０Nと、N個のディジタル・アナログ変換器（以下、DACと呼ぶ）１１1〜１１Nと、N個のアップコンバータ１２1〜１２Nと、Ｎ個の出力端子１５1〜１５Nに接続されたＮ個の可変減衰器１３1〜１３Nから構成される。
チャネル形成回路５はＭ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルを形成する回路であり、各入力端子１m(m=1, 2, …, M)に対応して設けられたＮ個のチャネルの伝送特性を規定するＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNと、各出力端子１５n(n=1, 2, …, N)に対応して設けられたＭ入力加算器６nとから構成されている。
【００１４】
MIMOフェージングシミュレータは、入力端子１1〜１Mから入力されたRF、或いはIFのアナログ入力信号に対して、ダウンコンバータ２1〜２Mを用いて周波数変換及び直交復調を行って複素ベースバンド入力信号に変換し、さらに、ADC３1〜３Mを用いてサンプリングすることでディジタル信号である入力信号に変換する。
【００１５】
各入力校正回路４1〜４Mは同様の構成であり、図２に入力校正回路４mを示すように入力歪補償回路４Ａと歪学習回路４Ｂとから構成され、後述するように入力信号に対して歪補償を行い、校正後入力信号を出力する。各入力校正回路４mからの校正後入力信号はチャネル形成回路５内のＮ個のチャネルをシミュレートするＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNに分配され、それぞれチャネル係数生成器７により設定された伝送路特性の影響が与えられる。各入力端子１mに対応するＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNのうちのｎ番目のFIRフィルタ５mnの出力が出力端子１５nに対応するＭ入力加算器６nに与えられ、従って、各Ｍ入力加算器６nはＭ個のFIRフィルタ５1n〜５Mnの出力を加算する。
【００１６】
受信側のｎ番目の受信アンテナに対応するＭ入力加算器６nの出力は加算器８nで雑音生成器９nから与えられた雑音が加算され、加算結果は出力校正回路１０nに与えられる。各出力校正回路１０nは、図３に示すように出力歪補償回路１０Ａと、トレーニング信号生成回路１０Ｂと、信号選択スイッチ１０Ｃとから構成され、後述するように出力校正回路１０nの入力信号に対しアップコンバータ１２nが生成する歪を補償する校正後出力信号を生成する。DAC１１nは、校正後出力信号をアナログ信号である複素ベースバンド出力信号に変換する。アップコンバータ１２nは、複素ベースバンド出力信号を直交変調及び周波数変換によりRF、或いはIFに変換し、更に、可変減衰器１３nは後述するチャネル係数生成器７のパスロス乗算器により設定するパスロスに合わせて出力信号レベルが最適なダイナミックレンジとなるようアップコンバータ１２nの出力を減衰させ、出力端子１５nよりアナログ出力信号を出力する。N個の校正後出力信号に対してそれぞれこれらの処理が行われる。
【００１７】
以下、より詳細に主要部の説明を行う。
入力校正回路４m(m=1, 2, …, M)の構成を図２に示す。入力校正回路４mは、歪補償回路４Ａと歪学習回路４Ｂから構成される。ｍ番目のダウンコンバータ２mの入力信号をstmとし、ダウンコンバータ２mのDCオフセットを表す2次元のベクトルをadmとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列をDmとすると、ダウコンバータ２mの出力、従ってADC３mの出力sbbmは次式で表される。
【数１】
歪学習回路４Ｂでは、以下の３つのステップによりダウンコンバータ２mのDCオフセットを表す2次元のベクトルadmとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列Dmを求める。
(a) 第１のステップとして基準信号発生器（図示せず）を入力端子１mに接続する。
(b) 第２のステップとして基準信号発生器の出力をオフにした状態、即ちstm=0の状態でADC３mの出力信号
【数２】
を観測し、式(1) におけるDCオフセットを表すベクトルadmを推定する。
【数３】
(c) 第３のステップとして基準信号発生器より予め決められた校正用のトレーニング信号
【数４】
を入力してADC３mの出力sbbmを測定し、式(1) によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Dmを推定する。
入力歪補償回路４Ａでは以下の式(3) によりADC３mの出力信号sbbmに対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差Dmの補償を行い、校正後入力信号
【数５】
を出力する。
ここでは基準信号発生器を入力端子１mに接続したが、図３に示した出力校正回路１０nのトレーニング信号生成回路１０Ｂにおいて出力歪補償を行ったトレーニング信号を生成し、信号選択スイッチ１０Ｃをトレーニング信号生成回路１０Ｂ側に切り替え、出力端子１５nを入力端子１mに結線することによっても同様の校正を行うことができる。
【００１８】
チャネル係数生成器７は、チャネル係数を生成して出力する。チャネル係数生成器７の詳細について後述する。チャネル形成回路５のJタップFIRフィルタ５mnは、m(m=1, 2, …, M)番目の入力端子１mから入力された信号に対してチャネル係数を畳み込み、n(n=1, 2, …, N)番目の出力端子１５nに出力する。さらに、このFIRフィルタ５mn用のチャネル係数をhmn,j(tk)(j=1, 2, …, J)とする。ここで、tkはサンプリング時刻であり、サンプリング間隔Δtの整数倍である。FIRフィルタ５mnは、m番目の入力校正回路４の出力である校正後入力信号sm(tk)を入力し、重み付け係数としてチャネル係数hmn,j(tk)を用いて、チャネル信号smn(tk)を生成する。このとき、チャネル信号smn(tk)は
【数６】
となる。さらに、M入力加算器６nは、smn(tk)をmに関してM個加算してn番目の出力端子１５nから出力されるチャネル受信信号yn(tk)を生成する。チャネル受信信号yn(tk)は
【数７】
となる。
【００１９】
雑音生成器９nは、雑音として平均が0で、分散が設定値となる複素ガウス乱数wn(tk)を生成する。さらに、加算器８nは、チャネル受信信号yn(tk)と、雑音wn(tk)とを加算して出力信号
rn(tk)=yn(tk)+wn(tk) (6)
を出力する。
【００２０】
出力校正回路１０nは、図３に示したように出力歪補償回路１０Ａと、トレーニング信号生成回路１０Ｂと、信号選択スイッチ１０Ｃから構成され、出力信号に対して歪補償を行い、校正後出力信号を出力する。n番目のアップコンバータ１２nのDCオフセットを表す2次元ベクトルをaunとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列をMnとし、トレーニング信号生成回路１０Ｂが生成するトレーニング信号をrtnとし、アップコンバータ１２nの出力信号をsnとすると、出力信号snは
sn=Mnrtn+Mnaun (7)
と表される。そこで、歪学習を行う場合は、入力校正回路４mの歪学習回路４Ｂを使って、以下の４つのステップによりアップコンバータ１２nのMnとaunを求める。
【００２１】
(a) 第１のステップとして、信号選択スイッチ１０Ｃをトレーニング信号生成回路１０Ｂ側に切り替え、出力端子１５nを入力端子１mに結線する。
(b) 第２のステップとしてトレーニング信号生成回路１０Ｂの出力をオフにした状態、即ちrtn=0の状態で、歪学習回路４Ｂにより校正後入力信号smを観測する。ダウンコンバータ２mの歪は入力歪補償回路４Ａにより補償されているのでsm=snである。従って、式(7)によりDCオフセットを表すベクトルaunとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnの積を推定することができる。
【数８】
(c) 第３のステップとしてトレーニング信号生成回路１０Ｂにより予め決められた校正用のトレーニング信号
【数９】
を出力し、その状態で歪学習回路４Ｂにより校正後入力信号smを観測して式(7) によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnを推定する。
(d) 第４のステップとして、第２のステップで推定したMnaunと第３のステップで推定したMnからDCオフセットを表すベクトルaunを求める。得られたMnとaunは出力校正回路１０nの出力歪補償回路１０Ａに与えられる。
出力歪補償回路１０Ａでは以下の式(9) により加算器８nの出力信号ベクトル
【数１０】
に対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差の補償を行い、校正後出力信号
【数１１】
を出力する。
【数１２】
ここでは出力端子１５nを入力端子１mに結線し、歪学習回路４ＢでDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差を学習したが、出力端子１５nに信号解析器を接続して信号の解析を行うことによっても同様の校正を行うことができる。
【００２２】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、入力校正回路及び出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ及びN個のアップコンバータ間のIQインバランス及びDCオフセット等による歪や回路特性のばらつきを補償でき、設定した通りの高精度なMIMOチャネルを実現できる。
【００２３】
次に、チャネル係数生成器７の構成例を図４に示す。図４に示すように、本発明に係るチャネル係数生成器７は、第１〜第Ｊパス成分生成器141〜14Jとアンテナ空間相関係数生成器１４Ｋとから構成されている。Ｊは１以上の整数である。第１パス成分生成器１４1は、 MN個の複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNと、MN個のドップラーフィルタ14B1〜14BMNと、アンテナ・空間相関係数乗算器１４Ｃと、MN個のパス電力乗算器14D1〜14DMNと、MN個の見通し成分加算器14E1〜14EMNと、MN個の蛍光灯成分加算器14F1〜14FMNと、MN個のパスロス乗算器14G1〜14GMNと、MN個の補間器14H1〜14HMNとから構成されている。他のパス成分生成器１４2〜１４Jも同様の構成である。
【００２４】
各パス成分生成器１４jは、複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNを用いて複素ガウス乱数を生成し、さらに、ドップラーフィルタ14B1〜14BMNを用いて設定したドップラースペクトラムとなるようにフィルタ処理を行う。この処理はFIRフィルタ、或いは、無限インパルス応答(IIR)フィルタにより複素ガウス乱数に対して重み付け係数を畳み込むことで実現される。チャネルが生成される時刻thにおいて、MN個の複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNとドップラーフィルタ14B1〜14BMNが、それぞれこれらの処理を行う。各複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNは、互いに独立な乱数を発生させる。
【００２５】
アンテナ・空間相関係数生成器１４Ｋは、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナに対し予め決めたアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムを用いて、MN行MN列のアンテナ・空間相関係数行列Rを生成する。アンテナ指向性を含めた送信のM次元アレー応答ベクトルをat(φt)、受信のN次元アレー応答ベクトルをar(φr)とする。ただし、φtとφrは、送信アンテナからの放射方向と受信アンテナへの到来方向である。このとき、アンテナ指向性を考慮した送信のM行M列のアンテナ・空間相関係数行列Rtと受信のN行N列のアンテナ・空間相関係数行列Rrは、放射方向の電力角度スペクトラムPt(φt)と到来方向の電力角度スペクトラムPr(φr)を用いて、
【数１３】
となる。さらに、送信と受信アンテナの素子間結合を表す係数行列をそれぞれM行M列のQt、N行N列のQrとすると、アンテナ・空間相関係数行列Rは、
【数１４】
となり、アンテナ指向性、電力角度スペクトラム、素子間結合、アレイ応答ベクトルを設定することで、アンテナ・空間相関係数を計算できる。Rは、パス毎に電力角度スペクトラムを設定することで、パス毎に異なったものを生成することも可能である。
【００２６】
第jパス成分生成器１４jにおけるアンテナ・空間相関係数乗算器１４Ｃは、ドップラーチャネル係数umn,j(th)にアンテナ・空間相関係数を乗算し、相関チャネル係数gmn,j(th)を生成する。いま、ドップラーチャネル係数を要素に持つMN次元のドップラーチャネル係数ベクトルをuj(th)とすると、相関チャネル係数を要素に持つMN次元の相関チャネル係数ベクトルgj(th)は、アンテナ・空間相関係数生成器１４Ｋの出力Rを用いて
【数１５】
となる。
【００２７】
パス電力乗算器14Dmn,j、見通し成分加算器14Emn,j、蛍光灯加算器14Fmn,j、パスロス乗算器14Gmn,jは、相関チャネル係数gmn,j(th)に対して、設定した電力遅延プロファイルに基づいて相関チャネル係数にパス振幅を乗算し、見通し成分及び蛍光灯によるチャネル変動成分を加算し、さらに、伝搬及びシャドウィングによる減衰係数を乗算して、補間前チャネル係数hmn,j(th)を生成する。その際、減衰係数は設定したい減衰量を可変減衰器１５nでも実現することを考慮して量子化雑音が大きくならないように最適に調整する。
【００２８】
補間器14Hmn,jは、時刻thに生成される補間前チャネル係数hmn,j(th)に対して補間を行って、サンプリング時刻tkのチャネル係数hmn,j(tk)を生成する。
【００２９】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、チャネル係数生成器においてアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムに基づいたアンテナ・空間相関係数を用いてチャネル係数を生成することで、アンテナ指向性を考慮に入れたMIMOチャネルのフェージング伝送路を模擬できる。
【００３０】
図５はMIMOフェージングシミュレータに係る他の実施例を示す。図５の構成は、図１の構成において各入力校正回路４mとFIRフィルタ５m1〜５mNとの間に歪付加回路１６mが挿入されている点を除けば図１の構成と同じなので重複説明は省略する。入力校正回路４m及び出力校正回路１０nによって、ダウンコンバータ２m及びアップコンバータ１２nによる歪は補償されるため、MIMOフェージングシミュレータを通すことで歪が増えることはない。しかしながら、送信機で発生する歪等の影響を、本発明であるMIMOフェージングシミュレータで検証できるようにするため、歪付加回路１６1〜１６Mを用いる。入力校正回路４mの出力である校正後入力信号は、歪付加回路１６mに入力され、設定した関数に基づいた歪を付加され、歪付加入力信号として出力される。歪付加入力信号は、校正後入力信号の代わりにFIRフィルタ５m1〜５mNに入力され、以降の処理は全て同じとなる。
【００３１】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、歪付加回路を用いて入力信号に対して設定した関数に基づいた歪を付加することにより、任意の歪による影響をMIMOフェージングシミュレータにより検証できる。
【００３２】
なお、上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明によるMIMOフェージングシミュレータの機能構成を示すブロック図。
【図２】図１における入力校正回路４mの機能構成を示すブロック図。
【図３】図１における出力校正回路１０nの機能構成を示すブロック図。
【図４】図１におけるチャネル係数生成器７の機能構成を示すブロック図。
【図５】この発明によるMIMOフェージングシミュレータの他の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
【００３４】
１1〜１M：入力端子、２1〜２M：ダウンコンバータ、３1〜３M：ADC、４1〜４M：入力校正回路、５：チャネル形成回路：５11〜５MN：JタップFIRフィルタ、６1〜６N：M入力加算器、７：チャネル係数生成器、８1〜８N：加算器、９1〜９N：雑音生成器、１０1〜１０N：出力校正回路、１１1〜１１N：DAC、１２1〜１２N：アップコンバータ、１３1〜１３N：可変減衰器、１５1〜１５N：出力端子、１４1〜１４J：パス成分生成器、14A1〜14AMN：複素ガウス乱数生成器、14B1〜14BMN：ドップラーフィルタ、１４Ｃ：アンテナ・空間相関係数乗算器、１４Ｋ：アンテナ・空間相関係数生成器、14D1〜14DMN：パス電力乗算器、14E1〜14EMN：見通し成分加算器、14F1〜14FMN：蛍光灯成分加算器、14G1〜14GMN：パスロス乗算器、14H1〜14HMN：補間器、１６1〜１６M：歪付加回路
【技術分野】
【０００１】
本発明は、MIMOフェージングシミュレータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
無線通信において、複数の送受信アンテナを用いて信号伝送を行うMIMO(マルチインプット・マルチアウトプット)が注目されている。MIMOでは、複数の送信アンテナ間で相関のない信号を送信することで信号の空間多重を行い、また、複数の受信アンテナを用いて受信機においてそれらを分離することで高い伝送レートを実現できる。また、時空間符号化によって送信アンテナ間で相関のある信号を送信し、ダイバーシチ利得を向上させることで高信頼な伝送を実現することもできる。
【０００３】
MIMOにおける様々な伝送方式を評価するためには、無線伝搬環境をモデル化したチャネルモデルが必要となる。IEEE802.11nによる無線LANの標準化においてもMIMO化の検討が行われており、伝送方式を評価するためのチャネルモデルがすでに非特許文献１で提案されている。
【０００４】
MIMO伝送方式を評価する方法としては、まず、チャネルモデルに基づいて計算機シミュレーションを行う。次に、送信機と受信機の試作を行い、実際にRF信号またはIF信号により室内伝送実験系において評価を行う。その際、実際の伝搬路を模擬するのがフェージングシミュレータである。すなわち、フェージングシミュレータは、RF、或いはIFアナログ入出力でチャネルモデルを実現したものである。MIMO用のフェージングシミュレータも非特許文献１に記載されているチャネルモデルに基づいて作成することができるが、いくつかの問題点が考えられる。
【０００５】
まず、MIMOフェージングシミュレータでは、MIMOに伴ってアナログ入力回路（ダウンコンバータ）及びアナログ出力回路（アップコンバータ）が複数となるため、それらの回路特性のばらつきや回路による歪により設定した通りのチャネルモデルを実現することができない。さらに、MIMOフェージングシミュレータにより歪が増えてしまうので、出力SNRが低下するなどの問題がある。非特許文献１ではこれらの解決法を明示していない。
【０００６】
また、非特許文献１ではオムニアンテナのみを想定しているが、実際には様々なアンテナの使用が考えられるので、非特許文献１に基づいたMIMOフェージングシミュレータではこれらのアンテナに対応できないという問題がある。
【０００７】
これらの問題を解決した高精度なMIMOフェージングシミュレータは今まで提案されていない。
【非特許文献１】V. Erceg他、「TGn Channel Models」IEEE 802.11-03/940r4、2004年5月。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
従来のMIMOフェージングシミュレータでは、以下のような問題点がある。
１．複数のアナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪により設定した通りのチャネルモデルを実現できない。
２．アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れることができないので、オムニアンテナ以外のアンテナを使用した場合のMIMOチャネルを高精度に実現できない。
以上の点を考慮すると、アナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪を補償でき、アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れてチャネル係数を生成できるMIMOフェージングシミュレータは存在しない。
【０００９】
本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、複数のRF、或いはIFのアナログ入出力回路、すなわち、ダウンコンバータ及びアップコンバータにおける回路特性のばらつきや回路による歪を校正でき、さらに、アンテナ指向性及び素子間結合係数を用いてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することができる高精度なMIMOフェージングシミュレータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によれれば、Ｍ個の入力端子とＮ個の出力端子を有し、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータは、
上記Ｍ個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、Ｍは正の整数であり、
上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するＭ個の入力校正回路と、
上記Ｍ個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、Ｍ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルをそれぞれＪタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、Ｎ、Ｊは正の整数であり、
ＭＮ個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするＪ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、
上記チャネル形成回路のＮ個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するＮ個の出力校正回路と、
上記Ｎ個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記Ｎ個の出力端子に出力するＮ個のアップコンバータ、
とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ・空間相関係数に基づいてそれぞれ上記Ｊ個のチャネル係数を生成して上記ＭＮ個のFIRフィルタに対し設定し、上記Ｎ個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のＮ個の出力に対し、上記Ｎ個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成するように構成されている。
【発明の効果】
【００１１】
この発明のMIMOフェージングシミュレータによれば、入力校正回路、或いは出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ、或いはN個のアップコンバータ間の回路特性のばらつきを補償でき、さらに、アンテナ指向性に基づいてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することで、実環境に近いフェージング伝送路を模擬できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
【００１３】
まず、MIMOフェージングシミュレータに係るこの発明を実施するための最良の形態について説明する。MIMOフェージングシミュレータの構成を図１に示す。この発明のMIMOフェージングシミュレータは、送信側のＭ個のアンテナ（図示せず）と受信側のＮ個のアンテナ（図示せず）との間に形成されるＭ×Ｎチャネルの伝送路をシミュレートする。Ｍ，Ｎは１以上の整数である。従って、Ｍ個の入力端子１1〜１Mは送信側のＭ個の送信アンテナに対応し、出力端子１５1〜１５Nは受信側のＮ個の受信アンテナに対応する。
図１に示されるように、本発明に係るMIMOフェージングシミュレータは、M個の入力端子１1〜１Mに接続されたM個のダウンコンバータ２1〜２Mと、M個のアナログ・ディジタル変換器（以下、ADCと呼ぶ）３1〜３Mと、M個の入力校正回路４1〜４Mと、チャネル形成回路５と、チャネル係数生成器７と、 N個の加算器８1〜８Nと、N個の雑音生成器９1〜９Nと、N個の出力校正回路１０1〜１０Nと、N個のディジタル・アナログ変換器（以下、DACと呼ぶ）１１1〜１１Nと、N個のアップコンバータ１２1〜１２Nと、Ｎ個の出力端子１５1〜１５Nに接続されたＮ個の可変減衰器１３1〜１３Nから構成される。
チャネル形成回路５はＭ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルを形成する回路であり、各入力端子１m(m=1, 2, …, M)に対応して設けられたＮ個のチャネルの伝送特性を規定するＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNと、各出力端子１５n(n=1, 2, …, N)に対応して設けられたＭ入力加算器６nとから構成されている。
【００１４】
MIMOフェージングシミュレータは、入力端子１1〜１Mから入力されたRF、或いはIFのアナログ入力信号に対して、ダウンコンバータ２1〜２Mを用いて周波数変換及び直交復調を行って複素ベースバンド入力信号に変換し、さらに、ADC３1〜３Mを用いてサンプリングすることでディジタル信号である入力信号に変換する。
【００１５】
各入力校正回路４1〜４Mは同様の構成であり、図２に入力校正回路４mを示すように入力歪補償回路４Ａと歪学習回路４Ｂとから構成され、後述するように入力信号に対して歪補償を行い、校正後入力信号を出力する。各入力校正回路４mからの校正後入力信号はチャネル形成回路５内のＮ個のチャネルをシミュレートするＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNに分配され、それぞれチャネル係数生成器７により設定された伝送路特性の影響が与えられる。各入力端子１mに対応するＮ個のFIRフィルタ５m1〜５mNのうちのｎ番目のFIRフィルタ５mnの出力が出力端子１５nに対応するＭ入力加算器６nに与えられ、従って、各Ｍ入力加算器６nはＭ個のFIRフィルタ５1n〜５Mnの出力を加算する。
【００１６】
受信側のｎ番目の受信アンテナに対応するＭ入力加算器６nの出力は加算器８nで雑音生成器９nから与えられた雑音が加算され、加算結果は出力校正回路１０nに与えられる。各出力校正回路１０nは、図３に示すように出力歪補償回路１０Ａと、トレーニング信号生成回路１０Ｂと、信号選択スイッチ１０Ｃとから構成され、後述するように出力校正回路１０nの入力信号に対しアップコンバータ１２nが生成する歪を補償する校正後出力信号を生成する。DAC１１nは、校正後出力信号をアナログ信号である複素ベースバンド出力信号に変換する。アップコンバータ１２nは、複素ベースバンド出力信号を直交変調及び周波数変換によりRF、或いはIFに変換し、更に、可変減衰器１３nは後述するチャネル係数生成器７のパスロス乗算器により設定するパスロスに合わせて出力信号レベルが最適なダイナミックレンジとなるようアップコンバータ１２nの出力を減衰させ、出力端子１５nよりアナログ出力信号を出力する。N個の校正後出力信号に対してそれぞれこれらの処理が行われる。
【００１７】
以下、より詳細に主要部の説明を行う。
入力校正回路４m(m=1, 2, …, M)の構成を図２に示す。入力校正回路４mは、歪補償回路４Ａと歪学習回路４Ｂから構成される。ｍ番目のダウンコンバータ２mの入力信号をstmとし、ダウンコンバータ２mのDCオフセットを表す2次元のベクトルをadmとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列をDmとすると、ダウコンバータ２mの出力、従ってADC３mの出力sbbmは次式で表される。
【数１】
歪学習回路４Ｂでは、以下の３つのステップによりダウンコンバータ２mのDCオフセットを表す2次元のベクトルadmとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列Dmを求める。
(a) 第１のステップとして基準信号発生器（図示せず）を入力端子１mに接続する。
(b) 第２のステップとして基準信号発生器の出力をオフにした状態、即ちstm=0の状態でADC３mの出力信号
【数２】
を観測し、式(1) におけるDCオフセットを表すベクトルadmを推定する。
【数３】
(c) 第３のステップとして基準信号発生器より予め決められた校正用のトレーニング信号
【数４】
を入力してADC３mの出力sbbmを測定し、式(1) によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Dmを推定する。
入力歪補償回路４Ａでは以下の式(3) によりADC３mの出力信号sbbmに対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差Dmの補償を行い、校正後入力信号
【数５】
を出力する。
ここでは基準信号発生器を入力端子１mに接続したが、図３に示した出力校正回路１０nのトレーニング信号生成回路１０Ｂにおいて出力歪補償を行ったトレーニング信号を生成し、信号選択スイッチ１０Ｃをトレーニング信号生成回路１０Ｂ側に切り替え、出力端子１５nを入力端子１mに結線することによっても同様の校正を行うことができる。
【００１８】
チャネル係数生成器７は、チャネル係数を生成して出力する。チャネル係数生成器７の詳細について後述する。チャネル形成回路５のJタップFIRフィルタ５mnは、m(m=1, 2, …, M)番目の入力端子１mから入力された信号に対してチャネル係数を畳み込み、n(n=1, 2, …, N)番目の出力端子１５nに出力する。さらに、このFIRフィルタ５mn用のチャネル係数をhmn,j(tk)(j=1, 2, …, J)とする。ここで、tkはサンプリング時刻であり、サンプリング間隔Δtの整数倍である。FIRフィルタ５mnは、m番目の入力校正回路４の出力である校正後入力信号sm(tk)を入力し、重み付け係数としてチャネル係数hmn,j(tk)を用いて、チャネル信号smn(tk)を生成する。このとき、チャネル信号smn(tk)は
【数６】
となる。さらに、M入力加算器６nは、smn(tk)をmに関してM個加算してn番目の出力端子１５nから出力されるチャネル受信信号yn(tk)を生成する。チャネル受信信号yn(tk)は
【数７】
となる。
【００１９】
雑音生成器９nは、雑音として平均が0で、分散が設定値となる複素ガウス乱数wn(tk)を生成する。さらに、加算器８nは、チャネル受信信号yn(tk)と、雑音wn(tk)とを加算して出力信号
rn(tk)=yn(tk)+wn(tk) (6)
を出力する。
【００２０】
出力校正回路１０nは、図３に示したように出力歪補償回路１０Ａと、トレーニング信号生成回路１０Ｂと、信号選択スイッチ１０Ｃから構成され、出力信号に対して歪補償を行い、校正後出力信号を出力する。n番目のアップコンバータ１２nのDCオフセットを表す2次元ベクトルをaunとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す２行２列の行列をMnとし、トレーニング信号生成回路１０Ｂが生成するトレーニング信号をrtnとし、アップコンバータ１２nの出力信号をsnとすると、出力信号snは
sn=Mnrtn+Mnaun (7)
と表される。そこで、歪学習を行う場合は、入力校正回路４mの歪学習回路４Ｂを使って、以下の４つのステップによりアップコンバータ１２nのMnとaunを求める。
【００２１】
(a) 第１のステップとして、信号選択スイッチ１０Ｃをトレーニング信号生成回路１０Ｂ側に切り替え、出力端子１５nを入力端子１mに結線する。
(b) 第２のステップとしてトレーニング信号生成回路１０Ｂの出力をオフにした状態、即ちrtn=0の状態で、歪学習回路４Ｂにより校正後入力信号smを観測する。ダウンコンバータ２mの歪は入力歪補償回路４Ａにより補償されているのでsm=snである。従って、式(7)によりDCオフセットを表すベクトルaunとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnの積を推定することができる。
【数８】
(c) 第３のステップとしてトレーニング信号生成回路１０Ｂにより予め決められた校正用のトレーニング信号
【数９】
を出力し、その状態で歪学習回路４Ｂにより校正後入力信号smを観測して式(7) によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnを推定する。
(d) 第４のステップとして、第２のステップで推定したMnaunと第３のステップで推定したMnからDCオフセットを表すベクトルaunを求める。得られたMnとaunは出力校正回路１０nの出力歪補償回路１０Ａに与えられる。
出力歪補償回路１０Ａでは以下の式(9) により加算器８nの出力信号ベクトル
【数１０】
に対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差の補償を行い、校正後出力信号
【数１１】
を出力する。
【数１２】
ここでは出力端子１５nを入力端子１mに結線し、歪学習回路４ＢでDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差を学習したが、出力端子１５nに信号解析器を接続して信号の解析を行うことによっても同様の校正を行うことができる。
【００２２】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、入力校正回路及び出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ及びN個のアップコンバータ間のIQインバランス及びDCオフセット等による歪や回路特性のばらつきを補償でき、設定した通りの高精度なMIMOチャネルを実現できる。
【００２３】
次に、チャネル係数生成器７の構成例を図４に示す。図４に示すように、本発明に係るチャネル係数生成器７は、第１〜第Ｊパス成分生成器141〜14Jとアンテナ空間相関係数生成器１４Ｋとから構成されている。Ｊは１以上の整数である。第１パス成分生成器１４1は、 MN個の複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNと、MN個のドップラーフィルタ14B1〜14BMNと、アンテナ・空間相関係数乗算器１４Ｃと、MN個のパス電力乗算器14D1〜14DMNと、MN個の見通し成分加算器14E1〜14EMNと、MN個の蛍光灯成分加算器14F1〜14FMNと、MN個のパスロス乗算器14G1〜14GMNと、MN個の補間器14H1〜14HMNとから構成されている。他のパス成分生成器１４2〜１４Jも同様の構成である。
【００２４】
各パス成分生成器１４jは、複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNを用いて複素ガウス乱数を生成し、さらに、ドップラーフィルタ14B1〜14BMNを用いて設定したドップラースペクトラムとなるようにフィルタ処理を行う。この処理はFIRフィルタ、或いは、無限インパルス応答(IIR)フィルタにより複素ガウス乱数に対して重み付け係数を畳み込むことで実現される。チャネルが生成される時刻thにおいて、MN個の複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNとドップラーフィルタ14B1〜14BMNが、それぞれこれらの処理を行う。各複素ガウス乱数生成器14A1〜14AMNは、互いに独立な乱数を発生させる。
【００２５】
アンテナ・空間相関係数生成器１４Ｋは、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナに対し予め決めたアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムを用いて、MN行MN列のアンテナ・空間相関係数行列Rを生成する。アンテナ指向性を含めた送信のM次元アレー応答ベクトルをat(φt)、受信のN次元アレー応答ベクトルをar(φr)とする。ただし、φtとφrは、送信アンテナからの放射方向と受信アンテナへの到来方向である。このとき、アンテナ指向性を考慮した送信のM行M列のアンテナ・空間相関係数行列Rtと受信のN行N列のアンテナ・空間相関係数行列Rrは、放射方向の電力角度スペクトラムPt(φt)と到来方向の電力角度スペクトラムPr(φr)を用いて、
【数１３】
となる。さらに、送信と受信アンテナの素子間結合を表す係数行列をそれぞれM行M列のQt、N行N列のQrとすると、アンテナ・空間相関係数行列Rは、
【数１４】
となり、アンテナ指向性、電力角度スペクトラム、素子間結合、アレイ応答ベクトルを設定することで、アンテナ・空間相関係数を計算できる。Rは、パス毎に電力角度スペクトラムを設定することで、パス毎に異なったものを生成することも可能である。
【００２６】
第jパス成分生成器１４jにおけるアンテナ・空間相関係数乗算器１４Ｃは、ドップラーチャネル係数umn,j(th)にアンテナ・空間相関係数を乗算し、相関チャネル係数gmn,j(th)を生成する。いま、ドップラーチャネル係数を要素に持つMN次元のドップラーチャネル係数ベクトルをuj(th)とすると、相関チャネル係数を要素に持つMN次元の相関チャネル係数ベクトルgj(th)は、アンテナ・空間相関係数生成器１４Ｋの出力Rを用いて
【数１５】
となる。
【００２７】
パス電力乗算器14Dmn,j、見通し成分加算器14Emn,j、蛍光灯加算器14Fmn,j、パスロス乗算器14Gmn,jは、相関チャネル係数gmn,j(th)に対して、設定した電力遅延プロファイルに基づいて相関チャネル係数にパス振幅を乗算し、見通し成分及び蛍光灯によるチャネル変動成分を加算し、さらに、伝搬及びシャドウィングによる減衰係数を乗算して、補間前チャネル係数hmn,j(th)を生成する。その際、減衰係数は設定したい減衰量を可変減衰器１５nでも実現することを考慮して量子化雑音が大きくならないように最適に調整する。
【００２８】
補間器14Hmn,jは、時刻thに生成される補間前チャネル係数hmn,j(th)に対して補間を行って、サンプリング時刻tkのチャネル係数hmn,j(tk)を生成する。
【００２９】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、チャネル係数生成器においてアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムに基づいたアンテナ・空間相関係数を用いてチャネル係数を生成することで、アンテナ指向性を考慮に入れたMIMOチャネルのフェージング伝送路を模擬できる。
【００３０】
図５はMIMOフェージングシミュレータに係る他の実施例を示す。図５の構成は、図１の構成において各入力校正回路４mとFIRフィルタ５m1〜５mNとの間に歪付加回路１６mが挿入されている点を除けば図１の構成と同じなので重複説明は省略する。入力校正回路４m及び出力校正回路１０nによって、ダウンコンバータ２m及びアップコンバータ１２nによる歪は補償されるため、MIMOフェージングシミュレータを通すことで歪が増えることはない。しかしながら、送信機で発生する歪等の影響を、本発明であるMIMOフェージングシミュレータで検証できるようにするため、歪付加回路１６1〜１６Mを用いる。入力校正回路４mの出力である校正後入力信号は、歪付加回路１６mに入力され、設定した関数に基づいた歪を付加され、歪付加入力信号として出力される。歪付加入力信号は、校正後入力信号の代わりにFIRフィルタ５m1〜５mNに入力され、以降の処理は全て同じとなる。
【００３１】
以上のことから、本発明を実施するための最良の形態によれば、歪付加回路を用いて入力信号に対して設定した関数に基づいた歪を付加することにより、任意の歪による影響をMIMOフェージングシミュレータにより検証できる。
【００３２】
なお、上述した各発明を実施するための最良の形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明によるMIMOフェージングシミュレータの機能構成を示すブロック図。
【図２】図１における入力校正回路４mの機能構成を示すブロック図。
【図３】図１における出力校正回路１０nの機能構成を示すブロック図。
【図４】図１におけるチャネル係数生成器７の機能構成を示すブロック図。
【図５】この発明によるMIMOフェージングシミュレータの他の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
【００３４】
１1〜１M：入力端子、２1〜２M：ダウンコンバータ、３1〜３M：ADC、４1〜４M：入力校正回路、５：チャネル形成回路：５11〜５MN：JタップFIRフィルタ、６1〜６N：M入力加算器、７：チャネル係数生成器、８1〜８N：加算器、９1〜９N：雑音生成器、１０1〜１０N：出力校正回路、１１1〜１１N：DAC、１２1〜１２N：アップコンバータ、１３1〜１３N：可変減衰器、１５1〜１５N：出力端子、１４1〜１４J：パス成分生成器、14A1〜14AMN：複素ガウス乱数生成器、14B1〜14BMN：ドップラーフィルタ、１４Ｃ：アンテナ・空間相関係数乗算器、１４Ｋ：アンテナ・空間相関係数生成器、14D1〜14DMN：パス電力乗算器、14E1〜14EMN：見通し成分加算器、14F1〜14FMN：蛍光灯成分加算器、14G1〜14GMN：パスロス乗算器、14H1〜14HMN：補間器、１６1〜１６M：歪付加回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｍ個の入力端子とＮ個の出力端子を有し、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータにおいて、
上記Ｍ個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、Ｍは正の整数であり、
上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するＭ個の入力校正回路と、
上記Ｍ個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、Ｍ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルをそれぞれＪタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、Ｎ、Ｊは正の整数であり、
ＭＮ個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするＪ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、
上記チャネル形成回路のＮ個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するＮ個の出力校正回路と、
上記Ｎ個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記Ｎ個の出力端子に出力するＮ個のアップコンバータ、
とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ・空間相関係数に基づいてそれぞれ上記Ｊ個のチャネル係数を生成して上記ＭＮ個のFIRフィルタに対し設定し、上記Ｎ個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のＮ個の出力に対し、上記Ｎ個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項２】
請求項１記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、
Ｍ個の上記ダウンコンバータの出力をそれぞれディジタル信号に変換してＭ個の上記入力校正回路に与えるM個のアナログ・ディジタルコンバータと、
それぞれ雑音を発生するN個の雑音生成器と、
上記Ｎ個の雑音発生器からの雑音をそれぞれ上記チャネル形成回路のN個の出力に加算して加算結果をＮ個の上記出力校正回路にそれぞれ入力するＮ個の加算器と、
Ｎ個の上記出力校正回路からの上記校正後出力信号をアナログ信号に変換してＮ個の上記アップコンバータにそれぞれ与えるN個のディジタル・アナログコンバータと、
N個の上記アップコンバータの出力のレベルをそれぞれ調整して出力するＮ個の可変減衰器、
とを更に含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項３】
請求項１記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記入力校正回路は、学習により対応する上記ダウンコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスを推定する歪学習回路と、上記推定したＤＣオフセットとＩＱインバランスを補償するよう上記ダウンコンバータからの信号を処理して上記校正後入力信号を生成する入力歪補償回路とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項４】
請求項３記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記出力校正回路は既知のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成回路と、上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成する出力歪補償回路とを含み、歪学習時に上記トレーニング信号生成回路のトレーニング信号を上記Ｎ個の出力端子の対応する１つから上記Ｍ個の入力端子の任意の１つに入力して上記アップコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスを上記入力校正回路の上記歪学習回路を使って学習により推定し、上記出力歪補償回路は、推定した上記アップコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスに基づいて上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記チャネル係数生成器は、
複素ガウス乱数を生成するMNJ個の複素ガウス乱数生成器と、
上記複素ガウス乱数に対し設定したドップラースペクトルと成るように重み付け係数を畳み込み演算するMNJ個のドップラーフィルタと、
上記アンテナ指向性及び上記素子間結合係数を用いてアンテナ・空間相関係数を生成して出力するアンテナ・空間相関係数生成器と、
上記ドップラーチャネル係数に上記アンテナ・空間相関係数を乗算して相関チャネル係数を生成するJ個のアンテナ・空間相関係数乗算器、
とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項６】
請求項５記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記チャネル係数生成器は更に、上記相関チャネル係数に対し、設定した電力遅延プロファイルに基づいてパス振幅を乗算するMNJ個のパス電力乗算器と、上記パス電力乗算器の出力に設定した見通し成分と蛍光灯によるチャネル変動成分を加算するMNJ個の見通し成分加算器および蛍光灯加算器と、その加算結果に伝搬及びシャドウィングによる減衰係数を乗算して乗算結果を補間前チャネル係数として出力するMNJ個のパスロス乗算器と、上記補間前チャネル係数に対して補間を行ってMN組の上記Ｊ個のチャネル係数を出力するMNJ個の補間器とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記入力校正回路と上記チャネル形成回路との間に歪付加回路が設けられ、上記入力校正回路の出力である上記校正後入力信号を上記歪付加回路に入力し、設定した関数に基づいて歪を付加して出力し、上記チャネル形成回路に入力することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項１】
Ｍ個の入力端子とＮ個の出力端子を有し、Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータにおいて、
上記Ｍ個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するＭ個のダウンコンバータと、Ｍは正の整数であり、
上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するＭ個の入力校正回路と、
上記Ｍ個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、Ｍ入力−Ｎ出力間にＭＮ個のチャネルをそれぞれＪタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、Ｎ、Ｊは正の整数であり、
ＭＮ個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするＪ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、
上記チャネル形成回路のＮ個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するＮ個の出力校正回路と、
上記Ｎ個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記Ｎ個の出力端子に出力するＮ個のアップコンバータ、
とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記Ｍ個の送信アンテナとＮ個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ・空間相関係数に基づいてそれぞれ上記Ｊ個のチャネル係数を生成して上記ＭＮ個のFIRフィルタに対し設定し、上記Ｎ個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のＮ個の出力に対し、上記Ｎ個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項２】
請求項１記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、
Ｍ個の上記ダウンコンバータの出力をそれぞれディジタル信号に変換してＭ個の上記入力校正回路に与えるM個のアナログ・ディジタルコンバータと、
それぞれ雑音を発生するN個の雑音生成器と、
上記Ｎ個の雑音発生器からの雑音をそれぞれ上記チャネル形成回路のN個の出力に加算して加算結果をＮ個の上記出力校正回路にそれぞれ入力するＮ個の加算器と、
Ｎ個の上記出力校正回路からの上記校正後出力信号をアナログ信号に変換してＮ個の上記アップコンバータにそれぞれ与えるN個のディジタル・アナログコンバータと、
N個の上記アップコンバータの出力のレベルをそれぞれ調整して出力するＮ個の可変減衰器、
とを更に含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項３】
請求項１記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記入力校正回路は、学習により対応する上記ダウンコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスを推定する歪学習回路と、上記推定したＤＣオフセットとＩＱインバランスを補償するよう上記ダウンコンバータからの信号を処理して上記校正後入力信号を生成する入力歪補償回路とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項４】
請求項３記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記出力校正回路は既知のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成回路と、上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成する出力歪補償回路とを含み、歪学習時に上記トレーニング信号生成回路のトレーニング信号を上記Ｎ個の出力端子の対応する１つから上記Ｍ個の入力端子の任意の１つに入力して上記アップコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスを上記入力校正回路の上記歪学習回路を使って学習により推定し、上記出力歪補償回路は、推定した上記アップコンバータのＤＣオフセットとＩＱインバランスに基づいて上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記チャネル係数生成器は、
複素ガウス乱数を生成するMNJ個の複素ガウス乱数生成器と、
上記複素ガウス乱数に対し設定したドップラースペクトルと成るように重み付け係数を畳み込み演算するMNJ個のドップラーフィルタと、
上記アンテナ指向性及び上記素子間結合係数を用いてアンテナ・空間相関係数を生成して出力するアンテナ・空間相関係数生成器と、
上記ドップラーチャネル係数に上記アンテナ・空間相関係数を乗算して相関チャネル係数を生成するJ個のアンテナ・空間相関係数乗算器、
とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項６】
請求項５記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記チャネル係数生成器は更に、上記相関チャネル係数に対し、設定した電力遅延プロファイルに基づいてパス振幅を乗算するMNJ個のパス電力乗算器と、上記パス電力乗算器の出力に設定した見通し成分と蛍光灯によるチャネル変動成分を加算するMNJ個の見通し成分加算器および蛍光灯加算器と、その加算結果に伝搬及びシャドウィングによる減衰係数を乗算して乗算結果を補間前チャネル係数として出力するMNJ個のパスロス乗算器と、上記補間前チャネル係数に対して補間を行ってMN組の上記Ｊ個のチャネル係数を出力するMNJ個の補間器とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記入力校正回路と上記チャネル形成回路との間に歪付加回路が設けられ、上記入力校正回路の出力である上記校正後入力信号を上記歪付加回路に入力し、設定した関数に基づいて歪を付加して出力し、上記チャネル形成回路に入力することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【公開番号】特開２００７−６７９５１（Ｐ２００７−６７９５１Ａ）
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００５−２５２５８５（Ｐ２００５−２５２５８５）
【出願日】平成１７年８月３１日（２００５．８．３１）
【出願人】（０００００１１７７）株式会社光電製作所 (32)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成１９年３月１５日（２００７．３．１５）
【国際特許分類】
【出願日】平成１７年８月３１日（２００５．８．３１）
【出願人】（０００００１１７７）株式会社光電製作所 (32)
【Ｆターム（参考）】
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