スイッチング電源
【課題】 コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができるスイッチング電源を提供すること。
【解決手段】 スイッチ素子ＴＲ１の上流側に高電圧の入力を行い、スイッチ素子ＴＲ１の制御されたスイッチング駆動により、スイッチ素子ＴＲ１の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源１において、スイッチ素子ＴＲ１の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサＣ３を介する構成にした。
【解決手段】 スイッチ素子ＴＲ１の上流側に高電圧の入力を行い、スイッチ素子ＴＲ１の制御されたスイッチング駆動により、スイッチ素子ＴＲ１の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源１において、スイッチ素子ＴＲ１の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサＣ３を介する構成にした。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源の技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、スイッチングトランジスタのオン時間を監視するスイッチングトランジスタ監視制御部と、その監視結果に基づきスイッチング電源用制御回路と外部電源との接続部に設けられたスイッチのオン／オフ制御を行う電源制御回路を用いている（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００７−３０６７１６号公報（第２−５頁、全図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来のスイッチング電源にあっては、例えば電気自動車やハイブリッド車の高電圧バッテリを高電圧側として用いると、その高電圧は４００ｖ〜６００ｖになるため、これに耐えることができる部品に変更することになり、高コスト、大型化してしまうという問題があった。
入手容易な電子部品の多くは商用電源（AC100V)を基本に設計されているため、高電圧では、部品の選択枝が極端に少なくなり、高価で大型化することを説明として加えておく。
【０００４】
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができるスイッチング電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明では、スイッチ素子の上流側に高電圧の入力を行い、前記スイッチ素子の制御されたスイッチング駆動により、前記スイッチ素子の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源において、前記スイッチ素子の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサを介する構成にした、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
よって、本発明にあっては、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明のスイッチング電源を実現する実施の形態を、請求項１，２，３に係る発明に対応する実施例１と、請求項４，５に係る発明に対応する実施例２に基づいて説明する。
【実施例１】
【０００８】
まず、構成を説明する。
図１は実施例１のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
実施例１のスイッチング電源１は、制御回路２、出力電圧検出抵抗３、ゲート駆動回路４、起動回路５、入力端子６、出力端子７を備えている。
制御回路２は、スイッチング制御部IC2、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ９、Ｒ１０、コンデンサＣ７〜Ｃ１０、ダイオードＤ４を備え、出力電圧検出抵抗３からの検出値に応じて、ゲート駆動回路４への指令出力を行う。
なお、スイッチング制御部IC2は、低電圧出力電圧が発生していない起動時には起動回路５からの供給電圧を端子sp_VからVcc端子に入力し、低電圧出力電圧が出力されるとダイオードＤ４を介してVcc端子に入力する。また、スイッチング制御部IC2は、その各端子に自身が動作するための供給電圧、入力信号、出力信号、基準電圧、グランド端子等の必要な接続を行う。
【０００９】
出力電圧検出抵抗３は、抵抗Ｒ２、Ｒ５を備え、低電圧出力を抵抗Ｒ２、Ｒ５で分圧して、分圧値を検出値として制御回路２へ出力する。
ゲート駆動回路４は、トランジスタＴＲ２、ＴＲ３、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ダイオードＤ３を備え、制御回路２からの指令に従って、トランジスタＴＲ１のゲート駆動信号を出力する。
トランジスタＴＲ２は２つのトランジスタのエミッタを共通の出力とする構成で、プッシュプル動作を行う。
トランジスタＴＲ３は、トランジスタＴＲ２を駆動するためのオンオフ動作を制御回路２からの出力により行う。
【００１０】
起動回路５は、起動制御部IC1、コンデンサＣ５、Ｃ６を備える。
起動制御部IC1は、制御回路２のスイッチング制御部IC2や、ゲート駆動回路４の起動時の電源供給を行う。
入力端子６は、高電圧が入力される端子である。
出力端子７は、低電圧が出力される端子である。
【００１１】
さらに、高電圧入力はインダクタンスＬ１を介して、低電圧出力となるようにし、インダクタンスＬ１の上流側には、スイッチ素子ＴＲ１のソース、ドレイン間を介するように設ける。
そして、スイッチ素子ＴＲ１のゲートを、カップリングコンデンサＣ３を介してゲート駆動回路４の出力に接続する。
【００１２】
またさらに、スイッチ素子ＴＲ１のゲートとカップリングコンデンサＣ３の間と高電圧入力側にバイアス抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を並列に接続するよう設ける。そして、カップリングコンデンサＣ３とバイアス抵抗Ｒ１で構成される時定数がゲート駆動回路４からの駆動パルス幅よりも大きく約１７０倍に設定する（図４参照）。
さらに、制御回路２からゲート駆動回路４への出力ラインには、抵抗Ｒ１１を介するようにし、グランドとの間に抵抗Ｒ１２を設ける。
また、低電圧出力ラインには、電圧リップルを平滑するために、グランドとの間にコンデンサＣ１、Ｃ２を設ける。
【００１３】
次に、作用を説明する。
［高電圧へのコストを抑制した対応作用］
図２はゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点、カップリングコンデンサの両端のゲート駆動波形の図である。図３はゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点のゲート駆動波形、低電圧出力波形の図である。図４はパルス幅設定を示す表図である。
【００１４】
実施例１のスイッチング電源では、入力端子６より高電圧電源が接続されると、バイアス抵抗Ｒ１を介してカップリングコンデンサＣ３に電荷が注入され、カップリングコンデンサＣ３に接続されたＰチャネル構成のスイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる。
すなわち電源投入時にはスイッチ素子ＴＲ１はオフ状態になり、下流（低電圧出力）に高電圧は印加されない。
【００１５】
また、電源投入時直後は起動回路５からの起動電源が供給されていないため、スイッチング制御部IC2の制御出力（PWM信号）からは、スイッチ素子ＴＲ１をオフさせる値（ローレベル）が出力される。
【００１６】
起動回路５が動作後、出力電圧検出抵抗３（抵抗Ｒ２、Ｒ５）により分圧された出力電圧は、スイッチング制御部IC2のエラーアンプに入力され、スイッチング制御部IC2の内部の基準電圧と比較される。
分圧値は、低電圧出力を示すので、内部基準電圧との差により、低電圧出力が所定の範囲の値で定常的に出力されるように、スイッチング制御部IC2のOUT端子からオンオフ制御信号が出力される。
電源投入後初期には低電圧出力が０Ｖであるため、その比較結果はスイッチ素子ＴＲ１をオンさせる制御出力(PWM信号）がスイッチング制御部IC2から出力される。
【００１７】
そのため、ゲート駆動回路４のトランジスタＴＲ２の出力は０Ｖとなり、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧が保持されたままスイッチ素子ＴＲ１のゲート電圧を引き下げる。
【００１８】
実施例１では、カップリングコンデンサＣ３とバイアス抵抗Ｒ１とで構成される時定数を、ゲート駆動回路４からの駆動パルス最大幅よりも大きく設定しているため（約１７０倍）、ゲート駆動回路４からのパルス幅では、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧は変化せずに３３５Ｖのままとなる（図１のＢ点−Ａ点の電圧波形である図２(c)参照）。
【００１９】
そして、ゲート駆動回路４からの０Ｖ基準の１５Ｖ振幅パルス信号レベルを３３５Ｖ基準の１５Ｖ振幅にレベルシフトした電圧波形がスイッチ素子ＴＲ１のゲート電圧に印加される（図１のＢ点の電圧波形である図２(a)参照）。その結果、スイッチ素子ＴＲ１はオン状態へと移行する。この一連の動作がPWM周期（実施例では１００kHz)ごとに繰り返され、図３に示すように低電圧側の出力が所定値を出力するよう立上り、維持されることになる。
【００２０】
このように、実施例１のスイッチング電源では、カップリングコンデンサＣ３とスイッチ素子ＴＲ１が高電圧対応部品となるが、他の高電圧側部品を１５Ｖ対応部品にすることができるため、低コスト、小型化を維持することになる。
【００２１】
次に、効果を説明する。
実施例１のスイッチング電源にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。
【００２２】
(1)スイッチ素子ＴＲ１の上流側に高電圧の入力を行い、スイッチ素子ＴＲ１の制御されたスイッチング駆動により、スイッチ素子ＴＲ１の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源１において、スイッチ素子ＴＲ１の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサＣ３を介する構成にしたため、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【００２３】
(2)上記(1)において、カップリングコンデンサＣ３へ高電圧の入力側から充電を行うバイアス抵抗Ｒ１を設け、バイアス抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ３で構成する時定数が、スイッチ素子ＴＲ１を駆動するパルス幅の制御上取り得る最大幅より大きく設定されているため、スイッチ素子ＴＲ１の制御パルスでは、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧が変化しないようにして、高い電位差（実施例１では335V程度、必要に応じてこれより高い電圧を設定する）を維持し、他の構成部品が高い電圧に対応した部品でなくてよいようにして、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【００２４】
(3)上記(1)または(2)において、低電圧出力の値を検出する出力電圧検出抵抗３と、低電圧出力の検出値に基づいて、スイッチ素子ＴＲ１の制御指令を出力する制御回路２と、制御回路２の制御指令に従って、スイッチ素子ＴＲ１の駆動信号を出力するゲート駆動回路４と、高電圧入力を用いて、制御回路２及びゲート駆動回路４を起動させるための電源供給を行う起動回路５を備え、カップリングコンデンサＣ３は、ゲート駆動回路４の出力とスイッチ素子ＴＲ１のゲートの間に設けられたため、カップリングコンデンサＣ３が高電圧な電位差を維持したまま、制御パルス駆動を行なうため、他の回路構成部品が高電圧に対応せずに済むことにより、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【実施例２】
【００２５】
実施例２は、高電圧電源電圧が低電圧側に漏れるのを防止した例である。
構成を説明する。
図５は実施例２のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
実施例２では、スイッチ素子ＴＲ１、バイアス抵抗Ｒ１の上流側に漏れ防止回路８を設けている。
漏れ防止回路８は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、コンデンサＣ４、トランジスタＴＲ４を備えている。
【００２６】
トランジスタＴＲ４は、スイッチ素子ＴＲ１のゲート端子とカップリングコンデンサＣ３の間と高電圧側ラインを接続するように設けられたバイアス抵抗Ｒ１と並列に、エミッタ端子を高電圧側ラインへ接続し、コレクタ端子をバイアス抵抗Ｒ１の下流側に接続する。
そして、ベースは、上流側から抵抗Ｒ１４、Ｒ１３の順に直列に配置された下流に接続する。さらに、抵抗Ｒ１４、Ｒ１３の中間は、コンデンサＣ４を介してグランドに接続する。抵抗Ｒ１４には、並列にダイオードＤ５を設ける。ダイオードＤ５はカソードを上流側とする。
【００２７】
作用を説明する。
[高電圧電源電圧の低電圧側への漏れを防止する作用]
図６は実施例２のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。図７は漏れ防止回路８を設けない場合のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【００２８】
実施例２のスイッチング電源１において、入力端子６から高電圧電源が接続されると、バイアス抵抗Ｒ１を介して、カップリングコンデンサＣ３に電荷が注入される。そして、カップリングコンデンサＣ３に接続されたＰチャネル構成のスイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる前に、スイッチ素子ＴＲ１のソースが高くなってしまうために、図７(c)に示すように、高電圧（図７では８０Ｖ程度）が低電圧出力に漏れ出してしまう。
【００２９】
これは、高電圧電源電圧の電圧上昇率が高いために発生する。言い換えると、立上りが早いために発生する。
実施例２では、漏れ防止回路８において、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位の上昇を遅らせているバイアス抵抗Ｒ１にトランジスタＴＲ４を導通させる。これにより、バイパス（短絡）させて、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位をソース電位の上昇に遅れること無く上昇させている。
【００３０】
入力端子６より供給される高電圧電源の電圧上昇が大きい場合には、抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ４に電荷が注入され、ＰＮＰ接続構成のバイパス用のトランジスタＴＲ４のベース電位を上昇させる。これにより、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる前に、スイッチ素子ＴＲ１のソースが高くなってしまうことが防止され、低電圧側への漏れが防止される（図６参照）。しかし、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ４で構成される時定数が大きいため（遅れ要素）、コンデンサＣ４に電荷が注入され電位が上昇するのに時間がかかる。
【００３１】
その遅れ時間の間は、バイパス用のトランジスタＴＲ４のベース電圧がエミッタ電圧よりも低いため、トランジスタＴＲ４のエミッタ、コレクタ（図５のＢ点）は導通しバイアス抵抗Ｒ１の両端を短絡させ、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位を速やかに上昇させる。
なお、ダイオードＤ５は、高電圧電源が急速に電圧降下した場合にトランジスタＴＲ４のベース電位がエミッタ電位を超えることを防ぐ保護を行う。
【００３２】
次に、効果を説明する。
実施例２のスイッチング電源にあっては、実施例１の(1),(2)の効果に加え、下記の効果を得ることができる。
(4)上記(2)において、高電圧入力の電圧上昇率が大きい場合にのみバイアス抵抗Ｒ１をバイパスさせる漏れ防止回路８を設けたため、高電圧側の電圧上昇率が大きい場合に、変動分を吸収するようにして安定した低電圧出力を行うことができる。
【００３３】
(5)上記(4)において、漏れ防止回路８は、バイアス抵抗Ｒ１と並列にコレクタ、エミッタを接続したトランジスタＴＲ４と、高電圧入力側からトランジスタＴＲ４のベースへ接続するよう直列配置で設けられた抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１３の中間とグランドの間に設けられたコンデンサＣ４と、抵抗Ｒ１４と並列に配置されたダイオードＤ５を備えたため、変動分をコンデンサＣ４へ引き込むようにして吸収し、安定した低電圧出力を行うことができる。
また、バイアス抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ３によって構成される時定数を小さくすることなく、高電圧電源の変動に対応することができる。
【００３４】
以上、本発明のスイッチング電源を実施例１、実施例２に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【００３５】
例えば、実施例１及び実施例２のスイッチング電源は、電気自動車やハイブリッド自動車において、高電圧の２次電池により、低電圧の装置、例えば電動コンプレッサ等を駆動する電源に適している。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】実施例１のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図２】ゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点、カップリングコンデンサの両端のゲート駆動波形の図である。
【図３】ゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点のゲート駆動波形、低電圧出力波形の図である。
【図４】パルス幅設定を示す表図である。
【図５】実施例２のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図６】実施例２のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【図７】漏れ防止回路を設けない場合のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【符号の説明】
【００３７】
１ スイッチング電源
２ 制御回路
３ 出力電圧検出抵抗
４ ゲート駆動回路
５ 起動回路
６ 入力端子
７ 出力端子
８ 漏れ防止回路
Ｃ３ カップリングコンデンサ
IC1 起動制御部
IC2 スイッチング制御部
Ｒ１ バイアス抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４〜Ｃ１０ コンデンサ
Ｒ２〜Ｒ７、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１２〜Ｒ１４ 抵抗
Ｒ８、Ｒ１１ 欠番
Ｌ１ インダクタンス
ＴＲ１ スイッチ素子
ＴＲ２〜ＴＲ４ トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源の技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、スイッチングトランジスタのオン時間を監視するスイッチングトランジスタ監視制御部と、その監視結果に基づきスイッチング電源用制御回路と外部電源との接続部に設けられたスイッチのオン／オフ制御を行う電源制御回路を用いている（例えば、特許文献１参照。）。
【特許文献１】特開２００７−３０６７１６号公報（第２−５頁、全図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来のスイッチング電源にあっては、例えば電気自動車やハイブリッド車の高電圧バッテリを高電圧側として用いると、その高電圧は４００ｖ〜６００ｖになるため、これに耐えることができる部品に変更することになり、高コスト、大型化してしまうという問題があった。
入手容易な電子部品の多くは商用電源（AC100V)を基本に設計されているため、高電圧では、部品の選択枝が極端に少なくなり、高価で大型化することを説明として加えておく。
【０００４】
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができるスイッチング電源を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明では、スイッチ素子の上流側に高電圧の入力を行い、前記スイッチ素子の制御されたスイッチング駆動により、前記スイッチ素子の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源において、前記スイッチ素子の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサを介する構成にした、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
よって、本発明にあっては、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、本発明のスイッチング電源を実現する実施の形態を、請求項１，２，３に係る発明に対応する実施例１と、請求項４，５に係る発明に対応する実施例２に基づいて説明する。
【実施例１】
【０００８】
まず、構成を説明する。
図１は実施例１のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
実施例１のスイッチング電源１は、制御回路２、出力電圧検出抵抗３、ゲート駆動回路４、起動回路５、入力端子６、出力端子７を備えている。
制御回路２は、スイッチング制御部IC2、抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ９、Ｒ１０、コンデンサＣ７〜Ｃ１０、ダイオードＤ４を備え、出力電圧検出抵抗３からの検出値に応じて、ゲート駆動回路４への指令出力を行う。
なお、スイッチング制御部IC2は、低電圧出力電圧が発生していない起動時には起動回路５からの供給電圧を端子sp_VからVcc端子に入力し、低電圧出力電圧が出力されるとダイオードＤ４を介してVcc端子に入力する。また、スイッチング制御部IC2は、その各端子に自身が動作するための供給電圧、入力信号、出力信号、基準電圧、グランド端子等の必要な接続を行う。
【０００９】
出力電圧検出抵抗３は、抵抗Ｒ２、Ｒ５を備え、低電圧出力を抵抗Ｒ２、Ｒ５で分圧して、分圧値を検出値として制御回路２へ出力する。
ゲート駆動回路４は、トランジスタＴＲ２、ＴＲ３、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ダイオードＤ３を備え、制御回路２からの指令に従って、トランジスタＴＲ１のゲート駆動信号を出力する。
トランジスタＴＲ２は２つのトランジスタのエミッタを共通の出力とする構成で、プッシュプル動作を行う。
トランジスタＴＲ３は、トランジスタＴＲ２を駆動するためのオンオフ動作を制御回路２からの出力により行う。
【００１０】
起動回路５は、起動制御部IC1、コンデンサＣ５、Ｃ６を備える。
起動制御部IC1は、制御回路２のスイッチング制御部IC2や、ゲート駆動回路４の起動時の電源供給を行う。
入力端子６は、高電圧が入力される端子である。
出力端子７は、低電圧が出力される端子である。
【００１１】
さらに、高電圧入力はインダクタンスＬ１を介して、低電圧出力となるようにし、インダクタンスＬ１の上流側には、スイッチ素子ＴＲ１のソース、ドレイン間を介するように設ける。
そして、スイッチ素子ＴＲ１のゲートを、カップリングコンデンサＣ３を介してゲート駆動回路４の出力に接続する。
【００１２】
またさらに、スイッチ素子ＴＲ１のゲートとカップリングコンデンサＣ３の間と高電圧入力側にバイアス抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を並列に接続するよう設ける。そして、カップリングコンデンサＣ３とバイアス抵抗Ｒ１で構成される時定数がゲート駆動回路４からの駆動パルス幅よりも大きく約１７０倍に設定する（図４参照）。
さらに、制御回路２からゲート駆動回路４への出力ラインには、抵抗Ｒ１１を介するようにし、グランドとの間に抵抗Ｒ１２を設ける。
また、低電圧出力ラインには、電圧リップルを平滑するために、グランドとの間にコンデンサＣ１、Ｃ２を設ける。
【００１３】
次に、作用を説明する。
［高電圧へのコストを抑制した対応作用］
図２はゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点、カップリングコンデンサの両端のゲート駆動波形の図である。図３はゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点のゲート駆動波形、低電圧出力波形の図である。図４はパルス幅設定を示す表図である。
【００１４】
実施例１のスイッチング電源では、入力端子６より高電圧電源が接続されると、バイアス抵抗Ｒ１を介してカップリングコンデンサＣ３に電荷が注入され、カップリングコンデンサＣ３に接続されたＰチャネル構成のスイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる。
すなわち電源投入時にはスイッチ素子ＴＲ１はオフ状態になり、下流（低電圧出力）に高電圧は印加されない。
【００１５】
また、電源投入時直後は起動回路５からの起動電源が供給されていないため、スイッチング制御部IC2の制御出力（PWM信号）からは、スイッチ素子ＴＲ１をオフさせる値（ローレベル）が出力される。
【００１６】
起動回路５が動作後、出力電圧検出抵抗３（抵抗Ｒ２、Ｒ５）により分圧された出力電圧は、スイッチング制御部IC2のエラーアンプに入力され、スイッチング制御部IC2の内部の基準電圧と比較される。
分圧値は、低電圧出力を示すので、内部基準電圧との差により、低電圧出力が所定の範囲の値で定常的に出力されるように、スイッチング制御部IC2のOUT端子からオンオフ制御信号が出力される。
電源投入後初期には低電圧出力が０Ｖであるため、その比較結果はスイッチ素子ＴＲ１をオンさせる制御出力(PWM信号）がスイッチング制御部IC2から出力される。
【００１７】
そのため、ゲート駆動回路４のトランジスタＴＲ２の出力は０Ｖとなり、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧が保持されたままスイッチ素子ＴＲ１のゲート電圧を引き下げる。
【００１８】
実施例１では、カップリングコンデンサＣ３とバイアス抵抗Ｒ１とで構成される時定数を、ゲート駆動回路４からの駆動パルス最大幅よりも大きく設定しているため（約１７０倍）、ゲート駆動回路４からのパルス幅では、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧は変化せずに３３５Ｖのままとなる（図１のＢ点−Ａ点の電圧波形である図２(c)参照）。
【００１９】
そして、ゲート駆動回路４からの０Ｖ基準の１５Ｖ振幅パルス信号レベルを３３５Ｖ基準の１５Ｖ振幅にレベルシフトした電圧波形がスイッチ素子ＴＲ１のゲート電圧に印加される（図１のＢ点の電圧波形である図２(a)参照）。その結果、スイッチ素子ＴＲ１はオン状態へと移行する。この一連の動作がPWM周期（実施例では１００kHz)ごとに繰り返され、図３に示すように低電圧側の出力が所定値を出力するよう立上り、維持されることになる。
【００２０】
このように、実施例１のスイッチング電源では、カップリングコンデンサＣ３とスイッチ素子ＴＲ１が高電圧対応部品となるが、他の高電圧側部品を１５Ｖ対応部品にすることができるため、低コスト、小型化を維持することになる。
【００２１】
次に、効果を説明する。
実施例１のスイッチング電源にあっては、下記に列挙する効果を得ることができる。
【００２２】
(1)スイッチ素子ＴＲ１の上流側に高電圧の入力を行い、スイッチ素子ＴＲ１の制御されたスイッチング駆動により、スイッチ素子ＴＲ１の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源１において、スイッチ素子ＴＲ１の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサＣ３を介する構成にしたため、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【００２３】
(2)上記(1)において、カップリングコンデンサＣ３へ高電圧の入力側から充電を行うバイアス抵抗Ｒ１を設け、バイアス抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ３で構成する時定数が、スイッチ素子ＴＲ１を駆動するパルス幅の制御上取り得る最大幅より大きく設定されているため、スイッチ素子ＴＲ１の制御パルスでは、カップリングコンデンサＣ３の両端電圧が変化しないようにして、高い電位差（実施例１では335V程度、必要に応じてこれより高い電圧を設定する）を維持し、他の構成部品が高い電圧に対応した部品でなくてよいようにして、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【００２４】
(3)上記(1)または(2)において、低電圧出力の値を検出する出力電圧検出抵抗３と、低電圧出力の検出値に基づいて、スイッチ素子ＴＲ１の制御指令を出力する制御回路２と、制御回路２の制御指令に従って、スイッチ素子ＴＲ１の駆動信号を出力するゲート駆動回路４と、高電圧入力を用いて、制御回路２及びゲート駆動回路４を起動させるための電源供給を行う起動回路５を備え、カップリングコンデンサＣ３は、ゲート駆動回路４の出力とスイッチ素子ＴＲ１のゲートの間に設けられたため、カップリングコンデンサＣ３が高電圧な電位差を維持したまま、制御パルス駆動を行なうため、他の回路構成部品が高電圧に対応せずに済むことにより、コストと大型化を抑制して、およそ４００ｖ〜６００ｖの高電圧に対応することができる。
【実施例２】
【００２５】
実施例２は、高電圧電源電圧が低電圧側に漏れるのを防止した例である。
構成を説明する。
図５は実施例２のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
実施例２では、スイッチ素子ＴＲ１、バイアス抵抗Ｒ１の上流側に漏れ防止回路８を設けている。
漏れ防止回路８は、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、コンデンサＣ４、トランジスタＴＲ４を備えている。
【００２６】
トランジスタＴＲ４は、スイッチ素子ＴＲ１のゲート端子とカップリングコンデンサＣ３の間と高電圧側ラインを接続するように設けられたバイアス抵抗Ｒ１と並列に、エミッタ端子を高電圧側ラインへ接続し、コレクタ端子をバイアス抵抗Ｒ１の下流側に接続する。
そして、ベースは、上流側から抵抗Ｒ１４、Ｒ１３の順に直列に配置された下流に接続する。さらに、抵抗Ｒ１４、Ｒ１３の中間は、コンデンサＣ４を介してグランドに接続する。抵抗Ｒ１４には、並列にダイオードＤ５を設ける。ダイオードＤ５はカソードを上流側とする。
【００２７】
作用を説明する。
[高電圧電源電圧の低電圧側への漏れを防止する作用]
図６は実施例２のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。図７は漏れ防止回路８を設けない場合のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【００２８】
実施例２のスイッチング電源１において、入力端子６から高電圧電源が接続されると、バイアス抵抗Ｒ１を介して、カップリングコンデンサＣ３に電荷が注入される。そして、カップリングコンデンサＣ３に接続されたＰチャネル構成のスイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる前に、スイッチ素子ＴＲ１のソースが高くなってしまうために、図７(c)に示すように、高電圧（図７では８０Ｖ程度）が低電圧出力に漏れ出してしまう。
【００２９】
これは、高電圧電源電圧の電圧上昇率が高いために発生する。言い換えると、立上りが早いために発生する。
実施例２では、漏れ防止回路８において、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位の上昇を遅らせているバイアス抵抗Ｒ１にトランジスタＴＲ４を導通させる。これにより、バイパス（短絡）させて、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位をソース電位の上昇に遅れること無く上昇させている。
【００３０】
入力端子６より供給される高電圧電源の電圧上昇が大きい場合には、抵抗Ｒ１４を介してコンデンサＣ４に電荷が注入され、ＰＮＰ接続構成のバイパス用のトランジスタＴＲ４のベース電位を上昇させる。これにより、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位がソース電位と同一となる前に、スイッチ素子ＴＲ１のソースが高くなってしまうことが防止され、低電圧側への漏れが防止される（図６参照）。しかし、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ４で構成される時定数が大きいため（遅れ要素）、コンデンサＣ４に電荷が注入され電位が上昇するのに時間がかかる。
【００３１】
その遅れ時間の間は、バイパス用のトランジスタＴＲ４のベース電圧がエミッタ電圧よりも低いため、トランジスタＴＲ４のエミッタ、コレクタ（図５のＢ点）は導通しバイアス抵抗Ｒ１の両端を短絡させ、スイッチ素子ＴＲ１のゲート電位を速やかに上昇させる。
なお、ダイオードＤ５は、高電圧電源が急速に電圧降下した場合にトランジスタＴＲ４のベース電位がエミッタ電位を超えることを防ぐ保護を行う。
【００３２】
次に、効果を説明する。
実施例２のスイッチング電源にあっては、実施例１の(1),(2)の効果に加え、下記の効果を得ることができる。
(4)上記(2)において、高電圧入力の電圧上昇率が大きい場合にのみバイアス抵抗Ｒ１をバイパスさせる漏れ防止回路８を設けたため、高電圧側の電圧上昇率が大きい場合に、変動分を吸収するようにして安定した低電圧出力を行うことができる。
【００３３】
(5)上記(4)において、漏れ防止回路８は、バイアス抵抗Ｒ１と並列にコレクタ、エミッタを接続したトランジスタＴＲ４と、高電圧入力側からトランジスタＴＲ４のベースへ接続するよう直列配置で設けられた抵抗Ｒ１４及び抵抗Ｒ１３と、抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１３の中間とグランドの間に設けられたコンデンサＣ４と、抵抗Ｒ１４と並列に配置されたダイオードＤ５を備えたため、変動分をコンデンサＣ４へ引き込むようにして吸収し、安定した低電圧出力を行うことができる。
また、バイアス抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ３によって構成される時定数を小さくすることなく、高電圧電源の変動に対応することができる。
【００３４】
以上、本発明のスイッチング電源を実施例１、実施例２に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
【００３５】
例えば、実施例１及び実施例２のスイッチング電源は、電気自動車やハイブリッド自動車において、高電圧の２次電池により、低電圧の装置、例えば電動コンプレッサ等を駆動する電源に適している。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】実施例１のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図２】ゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点、カップリングコンデンサの両端のゲート駆動波形の図である。
【図３】ゲート駆動回路のＡ点、Ｂ点のゲート駆動波形、低電圧出力波形の図である。
【図４】パルス幅設定を示す表図である。
【図５】実施例２のスイッチング電源の構成を示す回路図である。
【図６】実施例２のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【図７】漏れ防止回路を設けない場合のスイッチング電源における高電圧入力波形、Ｂ点のゲート駆動パルスの電圧波形、低電圧側の出力電圧波形のタイムチャートである。
【符号の説明】
【００３７】
１ スイッチング電源
２ 制御回路
３ 出力電圧検出抵抗
４ ゲート駆動回路
５ 起動回路
６ 入力端子
７ 出力端子
８ 漏れ防止回路
Ｃ３ カップリングコンデンサ
IC1 起動制御部
IC2 スイッチング制御部
Ｒ１ バイアス抵抗
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４〜Ｃ１０ コンデンサ
Ｒ２〜Ｒ７、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１２〜Ｒ１４ 抵抗
Ｒ８、Ｒ１１ 欠番
Ｌ１ インダクタンス
ＴＲ１ スイッチ素子
ＴＲ２〜ＴＲ４ トランジスタ
Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチ素子の上流側に高電圧の入力を行い、前記スイッチ素子の制御されたスイッチング駆動により、前記スイッチ素子の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源において、
前記スイッチ素子の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサを介する構成にした、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源において、
前記カップリングコンデンサへ高電圧の入力側から充電を行うバイアス抵抗を設け、前記バイアス抵抗と前記カップリングコンデンサで構成する時定数が、前記スイッチ素子を駆動するパルス幅の制御上取り得る最大幅より大きく設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源において、
低電圧出力の値を検出する出力電圧検出手段と、
低電圧出力の検出値に基づいて、前記スイッチ素子の制御指令を出力する制御手段と、
前記制御手段の制御指令に従って、前記スイッチ素子の駆動信号を出力するスイッチ素子駆動手段と、
高電圧入力を用いて、前記制御手段及び前記スイッチ素子駆動手段を起動させるための電源供給を行う起動手段と、
を備え、
前記カップリングコンデンサは、前記スイッチ素子駆動手段と前記スイッチ素子の制御端子の間に設けられた、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項４】
請求項２に記載のスイッチング電源において、
高電圧入力の電圧上昇率が大きい場合にのみ前記バイアス抵抗をバイパスさせる漏れ防止手段を設けた、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項５】
請求項４に記載のスイッチング電源において、
前記漏れ防止手段は、
前記バイアス抵抗と並列にコレクタ、エミッタを接続したトランジスタと、
高電圧入力側から前記トランジスタのベースへ接続するよう直列配置で設けられた第１抵抗及び第２抵抗と、
前記第１抵抗と第２抵抗の中間とグランドの間に設けられたコンデンサと、
前記第１抵抗と並列に配置されたダイオードと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項１】
スイッチ素子の上流側に高電圧の入力を行い、前記スイッチ素子の制御されたスイッチング駆動により、前記スイッチ素子の下流側に安定した低電圧の出力を行うスイッチング電源において、
前記スイッチ素子の制御端子に両端電圧を高電圧に応じた高い電位差に設定されたカップリングコンデンサを介する構成にした、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源において、
前記カップリングコンデンサへ高電圧の入力側から充電を行うバイアス抵抗を設け、前記バイアス抵抗と前記カップリングコンデンサで構成する時定数が、前記スイッチ素子を駆動するパルス幅の制御上取り得る最大幅より大きく設定されている、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源において、
低電圧出力の値を検出する出力電圧検出手段と、
低電圧出力の検出値に基づいて、前記スイッチ素子の制御指令を出力する制御手段と、
前記制御手段の制御指令に従って、前記スイッチ素子の駆動信号を出力するスイッチ素子駆動手段と、
高電圧入力を用いて、前記制御手段及び前記スイッチ素子駆動手段を起動させるための電源供給を行う起動手段と、
を備え、
前記カップリングコンデンサは、前記スイッチ素子駆動手段と前記スイッチ素子の制御端子の間に設けられた、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項４】
請求項２に記載のスイッチング電源において、
高電圧入力の電圧上昇率が大きい場合にのみ前記バイアス抵抗をバイパスさせる漏れ防止手段を設けた、
ことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項５】
請求項４に記載のスイッチング電源において、
前記漏れ防止手段は、
前記バイアス抵抗と並列にコレクタ、エミッタを接続したトランジスタと、
高電圧入力側から前記トランジスタのベースへ接続するよう直列配置で設けられた第１抵抗及び第２抵抗と、
前記第１抵抗と第２抵抗の中間とグランドの間に設けられたコンデンサと、
前記第１抵抗と並列に配置されたダイオードと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【公開番号】特開２００９−２９１０５８（Ｐ２００９−２９１０５８Ａ）
【公開日】平成２１年１２月１０日（２００９．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００８−１４４１９５（Ｐ２００８−１４４１９５）
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（０００００４７６５）カルソニックカンセイ株式会社 (3,404)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年１２月１０日（２００９．１２．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２０年６月２日（２００８．６．２）
【出願人】（０００００４７６５）カルソニックカンセイ株式会社 (3,404)
【Ｆターム（参考）】
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