線電流推定装置および電力変換システム
【課題】たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、その期間において線電流を得ることができる線電流推定装置を提供する。
【解決手段】線電流取得部３２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンが変化する第１タイミングの前後において電流検出部４によって検出される直流電流を、スイッチパターンによって決定される第１相及び第２相の線電流として推定する。分解部３４は第１相及び第２相の線電流をそれぞれ基本波成分と高調波成分とに分解する。基本波成分推定部３５はこの基本波成分に基づいて、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流の基本波成分を推定する。高調波成分推定部３６はこの高調波成分に基づいて、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流の高調波成分を推定する。合成部３７は推定した基本波成分と推定した高調波成分とを加算して、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流を推定する。
【解決手段】線電流取得部３２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンが変化する第１タイミングの前後において電流検出部４によって検出される直流電流を、スイッチパターンによって決定される第１相及び第２相の線電流として推定する。分解部３４は第１相及び第２相の線電流をそれぞれ基本波成分と高調波成分とに分解する。基本波成分推定部３５はこの基本波成分に基づいて、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流の基本波成分を推定する。高調波成分推定部３６はこの高調波成分に基づいて、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流の高調波成分を推定する。合成部３７は推定した基本波成分と推定した高調波成分とを加算して、第２タイミングでの第１相及び第２相の線電流を推定する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線電流推定装置および電力変換システムに関し、特に直流電流を検出して線電流を推定する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。三相インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換する。この変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の相電流を検出する。この検出は、インバータが採用する通電パターンに基づいて母線電流と相電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、異なる２つの通電パターンが採用される期間の各々で母線電流を検出し、これらを当該２つの通電パターンに基づいて決定される２相の相電流として検出する。そして、３相の相電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の相電流を算出している。
【０００４】
本発明に関連する技術として特許文献２〜７が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４４２９３３８号公報
【特許文献２】特許第４５７８５００号公報
【特許文献３】特開２００４−４８８６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−６７０２３号公報
【特許文献５】特開２００４−６４０９３号公報
【特許文献６】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献７】特許第３６１１４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
三相インバータの相電圧がその１周期当たりに例えば１パルスを有するように三相インバータを制御する場合、一つのスイッチグパターンが維持される期間が比較的長い。この場合、特許文献１に記載の技術では、直流電流から３相の線電流を得ることは困難であった。
【０００７】
そこで、本発明は、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、その期間において線電流を得ることができる線電流推定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明にかかる線電流推定装置の第１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)の各々と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を推定する推定装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点(t2)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と、前記線電流取得部から受け取った前記第１相及び前記第２相の線電流を、それぞれ基本波成分(iu0,iv0,iw0)と高調波成分(iuh,ivh,iwh)とに分解する分解部(34)と、前記分解部から受け取った前記基本波成分に基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミング(t(1),t(n))での前記第１及び前記第２相の線電流の前記基本波成分を推定する基本波成分推定部(35)と、前記分解部から受け取った前記高調波成分に基づいて、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流の前記高調波成分を推定する高調波成分推定部(36)と、推定した前記基本波成分と、推定した前記高調波成分とを加算して、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流を推定する合成部(37)とを備える。
【０００９】
本発明にかかる線電流推定装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流推定装置であって、前記高調波成分推定部(36)は、前記分解部(34)からの前記高調波成分(iuh,ivh,iwh)と、前記高調波成分についての前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式とを用いて、前記第２タイミング(t(0),t(n))での前記高調波成分を推定する。
【００１０】
本発明にかかる線電流推定装置の第３の態様は、第２の態様にかかる線電流推定装置であって、前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧の高調波成分による電圧源(E1)と直列に接続される。
【００１１】
本発明にかかる線電流推定装置の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記基本波成分推定部(35)は、前記分解部(34)からの前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)と、前記基本波成分についての波形の式とを用いて、前記第２タイミング(t(1),t(n))での前記基本波成分を推定する。
【００１２】
本発明にかかる線電流推定装置の第５の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する。
【００１３】
本発明にかかる線電流推定装置の第６の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する。
【００１４】
本発明にかかる線電流推定装置の第７の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)と、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)とを更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１５】
本発明にかかる線電流推定装置の第８の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１６】
本発明にかかる線電流推定装置の第９の態様は、第６又は第８の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの期間と前記角速度との積として算出する。
【００１７】
本発明にかかる線電流推定装置の第１０の態様は、第６又は第８の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミングにおける前記電圧位相の差として算出する。
【００１８】
本発明にかかる線電流推定装置の第１１の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記１相の線電流の前記基本波成分と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１９】
本発明にかかる線電流推定装置の第１２の態様は、第１から第１１の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記電流検出部が前記直流電流の値をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい。
【００２０】
本発明にかかる線電流推定装置の第１３の態様は、第１から第１２の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい。
【００２１】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流を検出する電流検出部(4)と、第１から第１３の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置(3)とを備える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明にかかる線電流推定装置の第１の態様によれば、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、その期間において第１相及び第２相の線電流を推定することができる。しかも、基本波成分と、高調波成分とを分解してそれぞれ推定しているので、それぞれに適した推定方法を採用することができる。これにより、線電流の推定精度を向上できる。
【００２３】
本発明にかかる線電流推定装置の第２の態様によれば、高調波成分についての等価回路による式を用いているので、適切に高調波成分を推定することができる。
【００２４】
本発明にかかる線電流推定装置の第３の態様によれば、簡易な等価回路を用いているので、比較的簡易な演算で高調波成分を推定できる。
【００２５】
本発明にかかる線電流推定装置の第４の態様によれば、基本波成分についての等価回路を用いるよりも簡易な演算で基本波成分を推定することができる。
【００２６】
本発明にかかる線電流推定装置の第５及び第６の態様によれば、第４の態様にかかる基本波成分推定部の実現に資する。
【００２７】
本発明にかかる線電流推定装置の第７及び第８の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第５及び第６の態様のいずれかにかかる基本波成分推定部に比して、推定精度が高い。
【００２８】
本発明にかかる線電流検出装置の第９及び第１０の態様によれば、第６又は第８の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２９】
本発明にかかる線電流推定装置の第１１の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第５及び第６の態様のいずれかにかかる基本波成分推定部に比して、推定精度が高い。しかも、第２タイミングにおける電流位相の算出が容易である。
【００３０】
本発明にかかる線電流推定装置の第１２及び第１３の態様によれば、より適切に直流電流を検出できる。
【００３１】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様によれば、基本波成分と高調波成分とのそれぞれに適した推定方法を採用することができる電力変換システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図３】インバータを流れる電流を示す図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１０】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１１】直流電流の検出タイミングおよび相電流の推定タイミングの一例を模式的に示す図である。
【図１２】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１３】線電流についての等価回路を模式的に示す図である。
【図１４】高調波成分についての等価回路を模式的に示す図である。
【図１５】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１６】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１７】分解部の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１８】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図１９】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
＜構成＞
図１に示すように、電力変換システムは電力変換装置１と制御部３と電流検出部４とを備えている。電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また図１の例示では平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑する。ただし平滑コンデンサＣ１が設けられていなくても構わない。
【００３４】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。
【００３５】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＭＯＳ電界効果トランジスタなどのように寄生ダイオードを有する場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。
【００３６】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００３７】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータである。インバータ１によって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには略正弦波状の交流電圧が印加される。ここでいう略正弦波状の交流電圧とは、例えばパルス幅を異ならせて近似的に略正弦波の形状を実現するパルス状の交流電圧を含む。そして、誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００３８】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。
【００３９】
電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用され得る。例えばホールＣＴなどの電流センサーを用いても良い。
【００４０】
制御部３はスイッチング制御部３１と線電流取得部３２と線電流推定部３３とを備えている。スイッチング制御部３１はスイッチング信号Ｓをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へと出力してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御する。このスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を線電流取得部３２及び線電流推定部３３からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。
【００４１】
線電流取得部３２および線電流推定部３３は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出あるいは推定するものの、より詳細な動作については後に詳述する。
【００４２】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００４３】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって例えば以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００４４】
一例として交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが図２に例示する波形を採るように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。図２の例示では、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々はその１周期当たりに１パルスを有している。また図２の例示では、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが高電圧値を採る高電圧期間と低電圧値を採る低電圧期間とが互いにほぼ等しく、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの高電圧期間が電気角においてほぼ１２０度互いにずれている。
【００４５】
なお相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は理想的には矩形波であって、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通に対応した二値をとる。なぜなら、例えばスイッチング素子Ｓ１が導通すれば直流線ＬＨが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが高電圧値を採り、スイッチング素子Ｓ１が非導通すればスイッチング素子Ｓ４が導通するので、直流線ＬＬが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが低電圧値を採るからである。図２では「Ｖｕ（Ｓ１）」と記載して、相電圧Ｖｕの高電圧値／低電圧値が、それぞれスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通であることをも示している。
【００４６】
よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の各々において導通期間と非導通期間とを互いにほぼ等しくし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間を互いに１２０度ずつずらすことで、インバータ１は図２の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力することができる。
【００４７】
また、このような制御によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は次の６つのスイッチパターンのいずれかを採用する。ここで、上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、上述の制御で採用されるスイッチングパターンは次の６種類である。即ち、スイッチングパターンは、（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用されている（図２の電気角３００度から３６０度の期間を参照）。
【００４８】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と表す。かかる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図２にも付記されている。
【００４９】
なお、本実施の形態でのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御方法は上述の例に限らず任意の制御方法が採用され得る。例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして、上述の６種類に次の２種類を加えて８種類のスイッチングパターンを採用しても良い。この２種類のスイッチングパターンとは、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが非導通する（０００）と、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する（１１１）とである。よって、この２種類のスイッチングパターンにおいて、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのいずれもが同じように直流線ＬＨ又は直流線ＬＬと導通する。そしてインバータ１が出力する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの近似が例えばより正弦波に近付くように、８種類のスイッチングパターンを適宜に採用してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御してもよい。このような制御は従来公知であるので詳細な説明は省略する。
【００５０】
＜線電流の取得方法＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルをも用いて説明する。図３〜図１０はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときにインバータ１に流れる電流を示している。図３，１０に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。
【００５１】
図４に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００５２】
また図６に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、値が負である線電流ｉｕの絶対値−ｉｕと等しい。以下では、線電流の値が負であるときにその絶対値を表現すべく負号を付記することもある。
【００５３】
図５、図７〜図９に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図２には各非零電圧ベクトルに対応して直流電流Ｉｄｃとして流れる線電流が付記されている。
【００５４】
図２の例示では、任意の時点において非零電圧ベクトルが採用されるので、任意の時点において直流電流Ｉｄｃは正負を無視すれば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、このときの直流電流Ｉｄｃを、スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定することができる。例えばスイッチングパターン（１００）が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出することができる（図７も参照）。
【００５５】
さて図２及び図１１に例示するように、スイッチングパターンは電気角６０度毎に切り替わる。そして、このスイッチングパターンが切り替わる前後の２つの時点ｔ１，ｔ２において検出される線電流の相は互いに相違する。そこで、線電流取得部３２は、時点ｔ１において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ１におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定し、時点ｔ２において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ２におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定する。例えば図１１を参照して、スイッチングパターンに採用される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ５から電圧ベクトルＶ４に切り替わるタイミングｔ（０）に対してそれぞれ前後となる時点ｔ１，ｔ２において、電流検出部４は直流電流Ｉｄｃとして、それぞれ線電流−ｉｖ，ｉｕを検出する。
【００５６】
例えば時点ｔ１において、スイッチングパターン（１０１）（電圧ベクトルＶ５）が採用されている。このとき、時点ｔ１において直流電流Ｉｄｃを、負の値をとるｖ相の線電流ｉｖの絶対値−ｉｖとして推定する。線電流ｉｖの値は直流電流Ｉｄｃの符号を負にして得られる値である。また時点ｔ２において、スイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される。したがって、時点ｔ２において直流電流Ｉｄｃを、ｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【００５７】
この２相の線電流は、ほぼ同じタイミングで検出された線電流であると近似することができる。この近似は２つの時点ｔ１，ｔ２の間の期間が短いほど妥当である。実質的には当該期間は相電圧の周期の数十分の１程度以下であれば妥当である。そして、同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるので、線電流取得部３２はこの関係に基づいて当該２相の線電流から残りの１相の線電流を算出する。例えば上述のようにして検出された線電流ｉｕ，ｉｖに基づいて線電流ｉｗを算出する。なお、線電流ｉｗの算出は必須要件ではない。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能であるからである。
【００５８】
なお図１に例示するように、線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号Ｓとが入力されている。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓによって、現時点で採用されているスイッチングパターンを認識し、スイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃあるいはその値に負号を付した電流を線電流として推定する。また線電流取得部３２は、直流電流Ｉｄｃを検出する時点ｔ１，ｔ２を例えば次のようにして認識することができる。すなわち、線電流取得部３２は相電圧指令値をスイッチング制御部３１から受け取ってスイッチングパターンの変化の予定を認識し、スイッチングパターンの変化の予定から例えば予め設定された期間前及び期間後に時点ｔ１，ｔ２を設定する。そして現在時点が時点ｔ１，ｔ２に至ったと判断したときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。この判断は例えば公知のタイマ回路やカウンタ回路などを用いて実現できる。
【００５９】
また、スイッチングパターンが変化すると、例えば図３〜図１０に示すとおり、電流の流れる経路が変化する。このように電流の経路が変化することは転流と呼ばれる。したがってスイッチングパターンが変化するタイミングとは、インバータ１に転流が生じるタイミング、と見なすことができる。
【００６０】
以上の線電流検出方法によって、スイッチパターンが変化する毎に、即ち電気角６０度毎に、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流を検出することができる。
【００６１】
次に、時点ｔ１，ｔ２の各々と、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）との間の期間をどの程度の期間にするのか、について考慮する。スイッチングパターンが変化した直後では、直流電流Ｉｄｃは当該変化に伴って過渡的に変動する。このような過渡的な変動が収まる、即ち直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まった状態で、直流電流Ｉｄｃを検出することが望ましい。よって、スイッチングパターンが変化してから時点ｔ２までの期間ｔｓ２は、直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも長いことが望ましい。この過渡期間は電力変換装置１及び誘導性負荷２、さらにコンデンサＣ１の静電容量及びコンデンサＣ１に直流電圧を供給する電源の電力容量等の回路条件によって決定されるので、予め設計或いは実験によって決定することができる。
【００６２】
また例えば電流検出部４が、検出した直流電流Ｉｄｃのアナログ値をデジタル値に変換する必要がある場合、当該変換に要する期間が経過するまでスイッチングパターンが変化しないことが望ましい。よって時点ｔ１からスイッチングパターンが変化するまでの期間ｔｓ１は、電流検出部４がこの変換に要する期間よりも長いことが望ましい。
【００６３】
さて、線電流取得部３２によってスイッチングパターンが変化する度に、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相の線電流を検出することができる。しかしながら、スイッチングパターンが維持される期間では、直流電流Ｉｄｃに基づいて１相の線電流を検出できるものの、直流電流Ｉｄｃに基づいて２相の線電流を検出することは困難である。そこで、線電流推定部３３は、スイッチパターンが変化するタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相を用いて、他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相を推定する。以下では、主として、３相の線電流の全てを用いて３相の線電流の全てを推定する場合について説明する。
【００６４】
図１２に示すように、線電流推定部３３は分解部３４と基本波成分推定部３５と高調波成分推定部３６と合成部３７とを備えている。分解部３４は、線電流取得部３２から受け取った３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれ基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈとに分解する。基本波成分推定部３５は分解部３４から受け取った基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０に基づいて、他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を推定する。高調波成分推定部３６は分解部３４から受け取った高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに基づいて当該他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを推定する。そして、合成部３７は、基本波成分推定部３５によって推定された基本波成分と、高調波成分推定部３６によって推定された高調波成分とを加算して、当該他のタイミングにおける線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００６５】
これによって、スイッチングパターンが維持される比較的長い期間が存在していたとしても、当該期間において３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定することができる。しかも本線電流の推定方法によれば、線電流を基本波成分と高調波成分とに分解してそれぞれ他のタイミングにおける基本波成分と高調波成分とを推定している。よって、それぞれに適した推定方法を採用することができる。以下、具体的な例を詳細に説明する。
【００６６】
＜高調波成分の推定の一例＞
高調波成分推定部３６は、分解部３４からの高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈと、高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈについての誘導性負荷２の等価回路の電圧方程式とを用いて、他のタイミングにおける高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを推定する。図１３はｘ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下、同様）相の線電流ｉｘについての、誘導性負荷２の簡易的な等価回路を示している。ここでは誘導性負荷２として例えば永久磁石モータを含む同期モータを採用して説明する。当該等価回路において、誘導性負荷２の抵抗成分Ｒ２及び誘導成分Ｌ２と、相電圧Ｖｘである交流電圧源Ｅ１と、誘導性負荷２の誘起電圧を表す交流電圧源Ｅ２とが直列に接続される。
【００６７】
さて、誘導性負荷２の誘起電圧は、線電流ｉｘの基本波成分ｉｘ０の角速度ωと、永久磁石によるｘ相電機子鎖交磁束（以下、鎖交磁束と呼ぶ）φｘとの乗算値で表される。この鎖交磁束φｘは基本波成分ｉｘ０と同じ周期を有する正弦波形状を有すると近似することができる。よって重ね合わせの定理により、図１３の等価回路から、線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈについての等価回路を導くと、図１４に例示する等価回路を得ることができる。本等価回路において、誘導性負荷２の抵抗成分Ｒ２及び誘導成分Ｌ２が、相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｈｘを表す交流電圧源Ｅ３と直列に接続される。図１４の等価回路では交流電圧源Ｅ２が設けられていない。これは、上述のとおり、交流電圧源Ｅ２が基本波成分ｉｘ０と同じ周期を有する正弦波形状と近似しているため、高調波成分を含まないからである。また交流電圧源Ｅ１の代わりに、相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｘｈを表す交流電圧源Ｅ３が設けられる。これは、交流電圧源Ｅ１が基本波成分Ｖｘ０を含んだ相電圧Ｖｘによる電圧源であるからである。なお、必ずしも図１４に例示する簡易的な等価回路を用いる必要はないが、これを用いることで演算量を低減することができる。
【００６８】
図１４の等価回路に基づいて、高調波成分ｉｘｈについて次式が成立する。
【００６９】
【数１】
【００７０】
ここで、Ｒは抵抗成分Ｒ２の抵抗値を示し、Ｌは誘導成分Ｌ２のインダクタンスを示す。式（１）について例えば前方差分により差分方程式を求めると次式が導かれる。
【００７１】
【数２】
【００７２】
ここで、Ｖｘｈ（ｔｎ）は時点ｔ（ｎ）における相電圧Ｖｘの高調波成分であり、Δｔは時点ｔ（ｎ＋１）から時点ｔ（ｎ）までの時間であり、Δｉｕｈは時点ｔ（ｎ＋１）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｎ＋１）から時点ｔ（ｎ）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｎ）を減算した値である。なお、差分方程式は、例えば後方差分や中央差分によって求められても構わない。
【００７３】
さて、抵抗値ＲおよびインダクタンスＬは誘導性負荷２に固有の値であるので既知である。時間Δｔは予め任意に決定すればよく既知である。例えばより短時間毎に高調波成分を推定する必要があれば時間Δｔをより小さい値に設定すればよい。ｘ相の相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｈｘ（ｔｎ）は例えば次のようにして取得することができる。例えば相電圧Ｖｘを検出する電圧検出部を設け、ハイパスフィルタなどを用いて各相電圧Ｖｘから高調波成分を抽出する。或いは相電圧Ｖｘについての相電圧指令値と、交流線Ｐｘに印加される相電圧Ｖｘとが互いに等しいと見なして、相電圧指令値を用いても良い。より詳細には相電圧指令値の基本波成分と、相電圧指令値とを減算して高調波成分Ｖｈｘ（ｔｎ）を算出してもよい。
【００７４】
そして、時点ｔ（０）における高調波成分ｉｘｈ（ｔ０）として、スイッチングパターンが変化する前後で検出した線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈを採用する。これにより、式（２）に基づいて、線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈ（ｔ０）から時間Δｔ経過後の高調波成分ｉｘｈ（ｔ１）を求めることができる。さらに時間Δｔ経過後の高調波成分ｉｘｈ（ｔ２）を、高調波成分ｉｘｈ（ｔ１）を用いて求めることができ、以後、順次に時点ｔ（ｋ）（ｋは自然数、以下同様）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｋ）を、時点ｔ（ｋ−１）における高調波成分ｉｘｈ（ｋ−１）を用いて求めることができる。
【００７５】
＜基本波成分の推定＞
線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０は次式を満たす。
【００７６】
ｉｕ０＝Ｉｍ・ｓｉｎθｉ ・・・（３）
ｉｖ０＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ−２π／３） ・・・（４）
ｉｗ０＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ＋２π／３） ・・・（５）
【００７７】
ここで、Ｉｍは基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０の振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）であり、θｉは基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０の位相（以下、電流位相と呼ぶ）である。これらの式（３）から式（５）は基本波成分ｉｘ０の波形の式である。
【００７８】
基本波成分推定部３５は、分解部３４からの基本波成分ｉｘ０と、基本波成分ｉｘ０についての波形の式とを用いて、他のタイミングでの基本波成分ｉｘ０を推定する。すなわち、電流振幅Ｉｍと電流位相θｉを算出することにより、式（３）から式（５）に基づいて、他の時点における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出することを企図する。
【００７９】
まずその概要について説明する。基本波成分推定部３５は、スイッチングパターンが変化する時点ｔ（０）における３相の基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から電流振幅Ｉｍおよび時点ｔ（０）における電流位相θｉを算出する。次に、基本波成分推定部３５は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、基本波成分推定部３５は電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。以下、詳細に説明する。
【００８０】
まず電流振幅Ｉｍの算出の一例について説明する。電流振幅Ｉｍは時点ｔ（０）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から例えば次のように算出することが可能である。即ち、まず基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を２相の固定座標系におけるα軸の電流ｉα及びβ軸の電流ｉβへと変換する。かかる変換として、例えば公知の絶対変換を採用する。そして、電流ｉα，ｉβを用いて次式に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【００８１】
Ｉｍ＝ｓｑｒｔ（２／３）×ｓｑｒｔ（ｉα＾２＋ｉβ＾２） ・・・（６）
【００８２】
ここで、ｓｑｒｔ（）は括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。なお、電流振幅Ｉｍは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の電流振幅Ｉｍの平均値であってもよく、或いは算出された電流振幅Ｉｍをローパスフィルタに入力し、その出力を電流振幅Ｉｍとして用いても良い。
【００８３】
次に時点ｔ（０）における電流位相θｉの算出の一例について説明する。時点ｔ（０）における電流位相θｉは時点ｔ（０）において検出された基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から算出することが可能である。例えば次式に基づいて時点ｔ（０）における電流位相θｉたる電流位相θｉ（ｔ０）を算出する。
【００８４】
θｉ（ｔ０）＝ａｒｃｔａｎ（ｉα／ｉβ） ・・・（７）
ここでａｒｃｔａｎ（）は、括弧内の値の逆正接を示す。
【００８５】
以上のように、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（０）においける電流位相θｉ（ｔ（０））とが算出される。
【００８６】
時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉは例えば以下で説明するように算出することが可能である。即ち、電流位相θｉは次式を満たす。
【００８７】
θｉ＝θｖ＋Δθ ・・・（８）
【００８８】
ここで、θｖは相電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）であり、Δθは電流位相θｉと電圧位相θｖとの間の位相差である。時点ｔ（０）における電流位相θｉは上述のようにして得ることができるので、時点ｔ（０）における電圧位相θｖを得ることで位相差Δθを算出することができる。
【００８９】
この時点ｔ（０）における電圧位相θｖは次のように取得することができる。即ち、図１に示すように制御部３は電圧位相取得部３８を備えている。電圧位相取得部３８は例えばスイッチング制御部３１から相電圧指令値を受け取り、相電圧指令値に基づいて電圧位相θｖを取得する。なお、図２に例示する相電圧Ｖｘを出力するための相電圧指令値は矩形波であるので、その基本波成分を抽出し、電流位相θｉと同様にして電圧位相θｖを算出しても良い。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧を検出する電圧検出部を設け、電圧位相取得部３８が検出された相電圧から電圧位相θｖを算出しても構わない。
【００９０】
そして基本波成分推定部３５は、時点（ｔ０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いて時点ｔ（０）における位相差Δθ算出する（式（８）参照）。なお、位相差Δθは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の位相差Δθの平均値であっても良く、また算出された位相差Δをローパスフィルタに入力し、その出力を位相差Δθとして用いても良い。
【００９１】
この時点ｔ（０）における位相差Δθは時点ｔ（ｋ）における位相差Δθとほぼ等しい。これは、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。
【００９２】
そして基本波成分推定部３５は、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖに位相差Δθを加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する（式（８）参照）。なお、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖの取得方法は、時点ｔ（０）における電圧位相θｖの取得方法と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００９３】
そして、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｘ０（ｔｋ）を算出する。これにより、スイッチングパターンが維持される期間の任意の時点においても基本波成分ｉｘ０を推定することができる。
【００９４】
しかも、基本波成分についての等価回路を用いるよりも簡易な演算で基本波成分を推定することができる。
【００９５】
次に時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉの算出の他の一例について説明する。電流位相θｉは次式を満たす。
【００９６】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋ωΔｔ’ ・・・（９）
【００９７】
ここで、θｉ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを示し、θｉ（ｔ０）は時点ｔ（０）における電流位相θｉを示し、ωは線電流ｉｘの基本波成分ｉｘ０の角速度を示し、Δｔ’は時点ｔ（０）からの経過時間を示す。時点ｔ（０）における電流位相θｉ（ｔ０）は上述のように算出できるので、角速度ωおよび時間Δｔ’を取得できれば時点ｔｋにおける電流位相θｉ（ｔｋ）を算出できる。
【００９８】
角速度ωは例えば図１５に示すように制御部３に属する角速度取得部３８１によって取得される。以下、角速度ωの算出について詳述する。なお相電圧Ｖｘの角速度と線電流ｉｘの角速度とは互いに等しいので、角速度ωは相電圧Ｖｘの角速度である、とも把握できる。よって、角速度ωは電流位相θｉから算出しても良く、電圧位相θｖから算出しても良い。ここでは、まず電流位相θｉから角速度ωを算出する場合について説明する。角速度ωは次式で表される。
【００９９】
ω＝（θｉ１−θｉ２）／ΔＴ ・・・（１０）
【０１００】
ここで、θｉ１，θｉ２は、それぞれ電気角６０度毎に検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流位相θｉのうち、異なる２つの時点における電流位相θｉである。例えば電気角６０度毎の時点ｔ（０）のうち、時点ｔ（ｋ）に最も近い２つの時点ｔ（０）における電流位相θｉである。ΔＴは当該２つの時点同士の間の期間である。時間ΔＴは任意の計時手段（例えばタイマ回路）を用いて取得することができる。よって、この２つの時点の間の期間における角速度ω、を式（１０）に基づいて算出することができる。
【０１０１】
そして、角速度ωはほぼ一定であると見なして、この２つの時点の間の期間における角速度ωが時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間における角速度ωと等しいと仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを一定速度で回転させる定常状態において妥当である。
【０１０２】
よって、基本波成分推定部３５は、角速度ωと、時点ｔ（０）から経過した時間Δｔ’と、時点ｔ（０）における電流位相θｉとを用いて、式（９）に基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。言い換えれば、基本波成分推定部３５は、角速度ωと時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの時間Δｔ’とに基づく電流位相θｉの進みを、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１０３】
また上述のとおり、角速度ωは相電圧Ｖｘについての角速度でもある。よって、電圧位相θｖを用いて角速度ωを算出することができる。例えば任意の２つの時点における電圧位相θｖたる電圧位相θｖ１，θｖ２と、これらの２つの時点の間の期間ΔＴ’とを用いて、次式に基づいて角速度ωを算出することができる。
【０１０４】
ω＝（θｖ２−θｖ１）／ΔＴ’ ・・・（１１）
したがって、電圧位相θｖに基づいて算出した角速度ωを用いて、式（９）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出し、続いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出してもよい。
【０１０５】
なお、角速度ωを任意の複数の時点（例えばスイッチングパターンが変化するたびに）で算出し、その平均値を角速度ωとして用いても良く、或いはその角速度ωをローパスフィルタに入力し、その出力を角速度ωとして用いても良い。
【０１０６】
なお当該２つの時点として時点ｔ（０），ｔ（ｋ）を採用すれば、式（１１）における期間ΔＴ’は期間Δｔ’と一致する。このときの式（１１）を式（１０）に代入すれば次式が導かれる。
【０１０７】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０） ・・・（１２）
基本波成分推定部３５は式（１２）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出しても良い。換言すれば、時点ｔ（ｋ）及び時点ｔ（０）における電圧位相θｖ同士の差を、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出てもよい。これによれば、角速度ωを算出することなく電流位相θｉを算出することができる。よってこの場合、角速度取得部３８１の代わりに電圧位相取得部３８が設けられる。なおこの技術において、角速度ωに基づく電流位相の進みω・Δｔ’として、電圧位相の差（θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０））を採用している、とも把握できる。
【０１０８】
なお誘導性負荷２がモータであれば、モータの回転速度を検出する回転速度検出センサーを設け、角速度取得部３８１が回転速度に基づいて角速度ωを算出しても良い。回転速度をモータの回転子の極対数で除算した値が角速度ωである。またモータの回転速度を公知のセンサレス技術によって算出してもよい。
【０１０９】
さて、上述の例のいずれもが、時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を推定している。以下では、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出し、１相の線電流の基本波成分を検出する場合について説明する。
【０１１０】
図１６の例示では、制御部３は一相基本波成分抽出部３９を更に備えている。一相基本波成分抽出部３９は、時点ｔ（ｋ）における直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定する。例えば時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンが（１００）である場合には、直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕとして推定する。そして、一相基本波成分抽出部３９は、この１相の線電流の基本波成分を抽出する。かかる基本波成分の抽出の一例については後述する分解部３４の一例と同様である。
【０１１１】
以上のように、一相基本波成分抽出部３９によって、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち１相の線電流の基本波成分が検出される。
【０１１２】
基本波成分推定部３５は上述したいずれかの方法に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、基本波成分推定部３５は、時点ｔ（ｋ）における１相の基本波成分と、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉと、基本波成分の波形の式（式（３）〜式（５））とに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。例えば時点ｔ（ｋ）における１相の基本波成分としてｕ相の基本波成分ｉｕ０が検出される場合、式（３）に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１１３】
次に、基本波成分推定部３５は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、基本波成分の波形の式に基づいて、残りの２相の線電流の基本波成分を算出する。例えば式（４）及び式（５）に基づいて基本波成分ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。
【０１１４】
この推定方法によれば、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流の基本波成分を検出しているので、推定精度を向上することができる。
【０１１５】
また基本波成分推定部３５は以下のようにして残りの２相の線電流の基本波成分を算出しても良い。即ち、まず基本波成分推定部３５は時点ｔ（０）において検出された基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。電流振幅Ｉｍは例えば式（６）に基づいて算出される。そして、時点ｔ（ｋ）において検出された１相の基本波成分と、電流振幅Ｉｍと、基本波成分の波形の式とに基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。例えば１相の基本波成分として基本波成分ｉｕ０が検出された場合には、式（３）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１１６】
次に、基本波成分推定部３５は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、基本波成分の波形の式（式（３）〜（５））に基づいて、残りの２相の線電流の基本波成分を算出する。例えば式（４）及び式（５）に基づいて基本波成分ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。
【０１１７】
この推定方法であっても、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。しかも時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを簡易な演算で算出することができる。
【０１１８】
＜基本波成分と高調波成分の合成＞
上述のようにして推定した時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｘ０と、高調波成分ｉｘｈとを加算して、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを推定する。これによってより適切な線電流ｉｘを推定できる。言い換えれば、線電流ｉｘの推定精度を向上できる。
【０１１９】
なお、例えば次のような線電流の推定方法の推定精度は低い。即ち、例えば電気角６０度毎に検出される線電流ｉｘを用いて式（３）から式（５）に基づいて線電流ｉｘを推定すれば、その推定精度は低い。なぜなら、線電流ｉｘに含まれる高調波成分ｉｘｈは式（３）から式（５）を満足しないからである。他方、本実施の形態では、線電流ｉｘを基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとに分解しているので、基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとをそれぞれに適した方法で推定することができる。これにより、推定精度を向上することができる。
【０１２０】
なお、必ずしも線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する必要はなく、いずれか二相の線電流を推定してもよい。例えば線電流取得部３１が２相の線電流ｉｕ，ｉｖを取得した場合、これらをそれぞれ基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０と、高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈに分解し、それぞれ所定の時点における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈとを推定してから、これらを合成すればよい。また、例えば線電流取得部３１によって取得される２相の線電流のいずれか一方と、一相基本波成分抽出部３９によって取得される１相の線電流とが同じ場合、分解部３４は２相の線電流の他方のみを基本波成分と高調波成分とに分解し、基本波成分推定部３５および高調波成分推定部３６は２相の線電流の他方のみをそれぞれ推定し、合成部３６がこれらを合成して２相の線電流の他方のみを推定してもよい。もちろん、２相の線電流の両方を推定しても良い。
【０１２１】
＜線電流の基本波成分及び高調波成分への分解＞
分解部３４は、線電流取得部３２によって検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを受け取る。なおここでは、一例として、３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを受け取る場合について説明する。分解部３４は線電流ｉｘを基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとに分解する。この分解は任意の方法によって実行されてよいものの、より詳細な一例について説明する。図１７に例示するように、分解部３４は第一変換部３４１と抽出部３４２と第二変換部３４３と減算部３４４とを備えている。
【０１２２】
第一変換部３４１は線電流取得部３２から受け取った線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して座標変換を施す。より詳細には線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の回転座標系におけるγ軸の電流ｉγとδ軸の電流ｉδへと変換する。かかる回転座標は、線電流ｉｘ（或いは相電圧Ｖｘ）の位相と同期した座標である。つまり、γ軸とδ軸とが角速度ωと同じ速度で回転する。かかる変換によって、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０は直流成分となる。よって、基本波成分を抽出しやすい。そして、抽出部３４２は例えばローパスフィルタを用いて当該直流成分を抽出する。第二変換部３４３は抽出部３４２からの直流成分を３相の固定座標系に変換して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。減算部３４４は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を減算して高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを算出する。
【０１２３】
なお、抽出部３４２が例えばハイパスフィルタを用いて電流ｉγ，ｉδの高調波成分を抽出し、第二変換部３４３がこれを３相の固定座標系へと変換して高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを算出し、減算部３４４が線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを減算して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出しても良い。或いは、抽出部３４２が例えばローパスフィルタとハイパスフィルタを用いて、電流ｉγ，ｉδの直流成分と高調波成分を抽出し、第二変換部３４３がこれらを３相の固定座標系へと変換して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈとを算出してもよい。なお、分割部３４への線電流の入力は必ずしも３相分必要ではなく、２相分でもよい。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能だからである。
【０１２４】
＜インバータの制御の具体的な他の例＞
上述したように、本線電流推定方法は、任意の制御に適用することができる。例えば図１８に示すように、相電圧Ｖｘはその１周期当たりに複数のパルスを含んでいても良い。図１８の例示では、各相電圧Ｖｘは５つのパルスを有している。この場合であっても、スイッチングパターンが切り替わるタイミングにおいて上述の通り線電流取得部３２によって３相の線電流を検出することができる。また、スイッチングパターンが維持される期間においては、上述のように線電流推定部３３によって３相の線電流を推定することができる。
【０１２５】
また図１９に例示するように、相電圧Ｖｘの近似が略正弦波となるように制御されてもよい。なお図１９の例示では、近似された正弦波を示しているものの、実際には相電圧Ｖｘは複数のパルスを含む。例えば図１９に拡大して示すように、所定期間（例えば相電圧Ｖｘの周期の数十分の１）内において、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれパルス幅の相違するパルスを有している。
【０１２６】
図１９の例示では、この所定期間において、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７と２つの非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３とが採用される。この２つの非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が採用される期間が十分に長ければ、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを用いて線電流を推定することができる。例えば図１９において、電気角が２４０度付近の所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が採用される期間は十分に長い。したがって、これらの期間において線電流ｉｕ，−ｉｗを検出し、残りの線電流ｉｖを算出することができる。このように３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出することができる。以下では、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流が検出可能な所定期間を検出可能所定期間と呼ぶ。
【０１２７】
一方、電気角２７０度付近の所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ２が採用される期間は非常に短い。よって、この所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ４に対応した１相の線電流−ｉｗしか検出できない。したがって、この所定期間における線電流ｉｕ，ｉｖについては、上述のように推定してもよい。なお、この推定で用いられる時点ｔ（０）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、検出可能所定期間で検出された３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを採用すればよい。
【符号の説明】
【０１２８】
１ インバータ
４ 電流検出部
３１ スイッチング制御部
３２ 線電流取得部
３４ 分解部
３５ 基本波成分推定部
３６ 高調波成分推定部
３７ 合成部
３８ 電圧位相取得部
３８１ 角速度取得部
３９ 一相基本波成分取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、線電流推定装置および電力変換システムに関し、特に直流電流を検出して線電流を推定する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には三相インバータが記載されている。三相インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換する。この変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。
【０００３】
また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の相電流を検出する。この検出は、インバータが採用する通電パターンに基づいて母線電流と相電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、異なる２つの通電パターンが採用される期間の各々で母線電流を検出し、これらを当該２つの通電パターンに基づいて決定される２相の相電流として検出する。そして、３相の相電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の相電流を算出している。
【０００４】
本発明に関連する技術として特許文献２〜７が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第４４２９３３８号公報
【特許文献２】特許第４５７８５００号公報
【特許文献３】特開２００４−４８８６８号公報
【特許文献４】特開２０１１−６７０２３号公報
【特許文献５】特開２００４−６４０９３号公報
【特許文献６】特開２００７−３１２５１１号公報
【特許文献７】特許第３６１１４９２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
三相インバータの相電圧がその１周期当たりに例えば１パルスを有するように三相インバータを制御する場合、一つのスイッチグパターンが維持される期間が比較的長い。この場合、特許文献１に記載の技術では、直流電流から３相の線電流を得ることは困難であった。
【０００７】
そこで、本発明は、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、その期間において線電流を得ることができる線電流推定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明にかかる線電流推定装置の第１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)の各々と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を推定する推定装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点(t2)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と、前記線電流取得部から受け取った前記第１相及び前記第２相の線電流を、それぞれ基本波成分(iu0,iv0,iw0)と高調波成分(iuh,ivh,iwh)とに分解する分解部(34)と、前記分解部から受け取った前記基本波成分に基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミング(t(1),t(n))での前記第１及び前記第２相の線電流の前記基本波成分を推定する基本波成分推定部(35)と、前記分解部から受け取った前記高調波成分に基づいて、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流の前記高調波成分を推定する高調波成分推定部(36)と、推定した前記基本波成分と、推定した前記高調波成分とを加算して、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流を推定する合成部(37)とを備える。
【０００９】
本発明にかかる線電流推定装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流推定装置であって、前記高調波成分推定部(36)は、前記分解部(34)からの前記高調波成分(iuh,ivh,iwh)と、前記高調波成分についての前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式とを用いて、前記第２タイミング(t(0),t(n))での前記高調波成分を推定する。
【００１０】
本発明にかかる線電流推定装置の第３の態様は、第２の態様にかかる線電流推定装置であって、前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧の高調波成分による電圧源(E1)と直列に接続される。
【００１１】
本発明にかかる線電流推定装置の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記基本波成分推定部(35)は、前記分解部(34)からの前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)と、前記基本波成分についての波形の式とを用いて、前記第２タイミング(t(1),t(n))での前記基本波成分を推定する。
【００１２】
本発明にかかる線電流推定装置の第５の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する。
【００１３】
本発明にかかる線電流推定装置の第６の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する。
【００１４】
本発明にかかる線電流推定装置の第７の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)と、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)とを更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１５】
本発明にかかる線電流推定装置の第８の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流位相(θi)を算出し、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１６】
本発明にかかる線電流推定装置の第９の態様は、第６又は第８の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの期間と前記角速度との積として算出する。
【００１７】
本発明にかかる線電流推定装置の第１０の態様は、第６又は第８の態様にかかる線電流推定装置であって、前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミングにおける前記電圧位相の差として算出する。
【００１８】
本発明にかかる線電流推定装置の第１１の態様は、第４の態様にかかる線電流推定装置であって、前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)を算出し、前記電流振幅と前記１相の線電流の前記基本波成分と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する。
【００１９】
本発明にかかる線電流推定装置の第１２の態様は、第１から第１１の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記電流検出部が前記直流電流の値をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい。
【００２０】
本発明にかかる線電流推定装置の第１３の態様は、第１から第１２の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置であって、前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい。
【００２１】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流を検出する電流検出部(4)と、第１から第１３の何れか一つの態様にかかる線電流推定装置(3)とを備える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明にかかる線電流推定装置の第１の態様によれば、たとえスイッチングパターンが長期間に渡って維持されるとしても、その期間において第１相及び第２相の線電流を推定することができる。しかも、基本波成分と、高調波成分とを分解してそれぞれ推定しているので、それぞれに適した推定方法を採用することができる。これにより、線電流の推定精度を向上できる。
【００２３】
本発明にかかる線電流推定装置の第２の態様によれば、高調波成分についての等価回路による式を用いているので、適切に高調波成分を推定することができる。
【００２４】
本発明にかかる線電流推定装置の第３の態様によれば、簡易な等価回路を用いているので、比較的簡易な演算で高調波成分を推定できる。
【００２５】
本発明にかかる線電流推定装置の第４の態様によれば、基本波成分についての等価回路を用いるよりも簡易な演算で基本波成分を推定することができる。
【００２６】
本発明にかかる線電流推定装置の第５及び第６の態様によれば、第４の態様にかかる基本波成分推定部の実現に資する。
【００２７】
本発明にかかる線電流推定装置の第７及び第８の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第５及び第６の態様のいずれかにかかる基本波成分推定部に比して、推定精度が高い。
【００２８】
本発明にかかる線電流検出装置の第９及び第１０の態様によれば、第６又は第８の態様にかかる線電流推定部の実現に資する。
【００２９】
本発明にかかる線電流推定装置の第１１の態様によれば、第２タイミングにおける１相の線電流を検出しているので、第５及び第６の態様のいずれかにかかる基本波成分推定部に比して、推定精度が高い。しかも、第２タイミングにおける電流位相の算出が容易である。
【００３０】
本発明にかかる線電流推定装置の第１２及び第１３の態様によれば、より適切に直流電流を検出できる。
【００３１】
本発明にかかる電力変換システムの第１の態様によれば、基本波成分と高調波成分とのそれぞれに適した推定方法を採用することができる電力変換システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。
【図２】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図３】インバータを流れる電流を示す図である。
【図４】インバータを流れる電流を示す図である。
【図５】インバータを流れる電流を示す図である。
【図６】インバータを流れる電流を示す図である。
【図７】インバータを流れる電流を示す図である。
【図８】インバータを流れる電流を示す図である。
【図９】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１０】インバータを流れる電流を示す図である。
【図１１】直流電流の検出タイミングおよび相電流の推定タイミングの一例を模式的に示す図である。
【図１２】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１３】線電流についての等価回路を模式的に示す図である。
【図１４】高調波成分についての等価回路を模式的に示す図である。
【図１５】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１６】線電流推定部の概念的な構成の一例を例示する図である。
【図１７】分解部の概念的な構成の一例を示す図である。
【図１８】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【図１９】相電圧の一例を模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
＜構成＞
図１に示すように、電力変換システムは電力変換装置１と制御部３と電流検出部４とを備えている。電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また図１の例示では平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑する。ただし平滑コンデンサＣ１が設けられていなくても構わない。
【００３４】
インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。
【００３５】
各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＭＯＳ電界効果トランジスタなどのように寄生ダイオードを有する場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。
【００３６】
かかるスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。かかるスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。
【００３７】
インバータ１は例えば誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。誘導性負荷２は例えばモータである。インバータ１によって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには略正弦波状の交流電圧が印加される。ここでいう略正弦波状の交流電圧とは、例えばパルス幅を異ならせて近似的に略正弦波の形状を実現するパルス状の交流電圧を含む。そして、誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。
【００３８】
直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。
【００３９】
電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用され得る。例えばホールＣＴなどの電流センサーを用いても良い。
【００４０】
制御部３はスイッチング制御部３１と線電流取得部３２と線電流推定部３３とを備えている。スイッチング制御部３１はスイッチング信号Ｓをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へと出力してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御する。このスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値を線電流取得部３２及び線電流推定部３３からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。
【００４１】
線電流取得部３２および線電流推定部３３は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出あるいは推定するものの、より詳細な動作については後に詳述する。
【００４２】
またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００４３】
＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって例えば以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。
【００４４】
一例として交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが図２に例示する波形を採るように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。図２の例示では、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々はその１周期当たりに１パルスを有している。また図２の例示では、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが高電圧値を採る高電圧期間と低電圧値を採る低電圧期間とが互いにほぼ等しく、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの高電圧期間が電気角においてほぼ１２０度互いにずれている。
【００４５】
なお相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は理想的には矩形波であって、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通に対応した二値をとる。なぜなら、例えばスイッチング素子Ｓ１が導通すれば直流線ＬＨが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが高電圧値を採り、スイッチング素子Ｓ１が非導通すればスイッチング素子Ｓ４が導通するので、直流線ＬＬが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが低電圧値を採るからである。図２では「Ｖｕ（Ｓ１）」と記載して、相電圧Ｖｕの高電圧値／低電圧値が、それぞれスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通であることをも示している。
【００４６】
よって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の各々において導通期間と非導通期間とを互いにほぼ等しくし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間を互いに１２０度ずつずらすことで、インバータ１は図２の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力することができる。
【００４７】
また、このような制御によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は次の６つのスイッチパターンのいずれかを採用する。ここで、上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、上述の制御で採用されるスイッチングパターンは次の６種類である。即ち、スイッチングパターンは、（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用されている（図２の電気角３００度から３６０度の期間を参照）。
【００４８】
また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と表す。かかる電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図２にも付記されている。
【００４９】
なお、本実施の形態でのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御方法は上述の例に限らず任意の制御方法が採用され得る。例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして、上述の６種類に次の２種類を加えて８種類のスイッチングパターンを採用しても良い。この２種類のスイッチングパターンとは、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが非導通する（０００）と、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する（１１１）とである。よって、この２種類のスイッチングパターンにおいて、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのいずれもが同じように直流線ＬＨ又は直流線ＬＬと導通する。そしてインバータ１が出力する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの近似が例えばより正弦波に近付くように、８種類のスイッチングパターンを適宜に採用してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御してもよい。このような制御は従来公知であるので詳細な説明は省略する。
【００５０】
＜線電流の取得方法＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルをも用いて説明する。図３〜図１０はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときにインバータ１に流れる電流を示している。図３，１０に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。
【００５１】
図４に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。
【００５２】
また図６に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、値が負である線電流ｉｕの絶対値−ｉｕと等しい。以下では、線電流の値が負であるときにその絶対値を表現すべく負号を付記することもある。
【００５３】
図５、図７〜図９に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図２には各非零電圧ベクトルに対応して直流電流Ｉｄｃとして流れる線電流が付記されている。
【００５４】
図２の例示では、任意の時点において非零電圧ベクトルが採用されるので、任意の時点において直流電流Ｉｄｃは正負を無視すれば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、このときの直流電流Ｉｄｃを、スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定することができる。例えばスイッチングパターン（１００）が採用される期間において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出することができる（図７も参照）。
【００５５】
さて図２及び図１１に例示するように、スイッチングパターンは電気角６０度毎に切り替わる。そして、このスイッチングパターンが切り替わる前後の２つの時点ｔ１，ｔ２において検出される線電流の相は互いに相違する。そこで、線電流取得部３２は、時点ｔ１において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ１におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定し、時点ｔ２において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを時点ｔ２におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定する。例えば図１１を参照して、スイッチングパターンに採用される電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ５から電圧ベクトルＶ４に切り替わるタイミングｔ（０）に対してそれぞれ前後となる時点ｔ１，ｔ２において、電流検出部４は直流電流Ｉｄｃとして、それぞれ線電流−ｉｖ，ｉｕを検出する。
【００５６】
例えば時点ｔ１において、スイッチングパターン（１０１）（電圧ベクトルＶ５）が採用されている。このとき、時点ｔ１において直流電流Ｉｄｃを、負の値をとるｖ相の線電流ｉｖの絶対値−ｉｖとして推定する。線電流ｉｖの値は直流電流Ｉｄｃの符号を負にして得られる値である。また時点ｔ２において、スイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される。したがって、時点ｔ２において直流電流Ｉｄｃを、ｕ相の線電流ｉｕとして推定する。
【００５７】
この２相の線電流は、ほぼ同じタイミングで検出された線電流であると近似することができる。この近似は２つの時点ｔ１，ｔ２の間の期間が短いほど妥当である。実質的には当該期間は相電圧の周期の数十分の１程度以下であれば妥当である。そして、同じタイミングでの３相の線電流の和は零であるので、線電流取得部３２はこの関係に基づいて当該２相の線電流から残りの１相の線電流を算出する。例えば上述のようにして検出された線電流ｉｕ，ｉｖに基づいて線電流ｉｗを算出する。なお、線電流ｉｗの算出は必須要件ではない。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能であるからである。
【００５８】
なお図１に例示するように、線電流取得部３２には直流電流Ｉｄｃとスイッチング信号Ｓとが入力されている。線電流取得部３２はスイッチング信号Ｓによって、現時点で採用されているスイッチングパターンを認識し、スイッチングパターンに基づいて直流電流Ｉｄｃあるいはその値に負号を付した電流を線電流として推定する。また線電流取得部３２は、直流電流Ｉｄｃを検出する時点ｔ１，ｔ２を例えば次のようにして認識することができる。すなわち、線電流取得部３２は相電圧指令値をスイッチング制御部３１から受け取ってスイッチングパターンの変化の予定を認識し、スイッチングパターンの変化の予定から例えば予め設定された期間前及び期間後に時点ｔ１，ｔ２を設定する。そして現在時点が時点ｔ１，ｔ２に至ったと判断したときに、直流電流Ｉｄｃを線電流として検出する。この判断は例えば公知のタイマ回路やカウンタ回路などを用いて実現できる。
【００５９】
また、スイッチングパターンが変化すると、例えば図３〜図１０に示すとおり、電流の流れる経路が変化する。このように電流の経路が変化することは転流と呼ばれる。したがってスイッチングパターンが変化するタイミングとは、インバータ１に転流が生じるタイミング、と見なすことができる。
【００６０】
以上の線電流検出方法によって、スイッチパターンが変化する毎に、即ち電気角６０度毎に、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流を検出することができる。
【００６１】
次に、時点ｔ１，ｔ２の各々と、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ（０）との間の期間をどの程度の期間にするのか、について考慮する。スイッチングパターンが変化した直後では、直流電流Ｉｄｃは当該変化に伴って過渡的に変動する。このような過渡的な変動が収まる、即ち直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まった状態で、直流電流Ｉｄｃを検出することが望ましい。よって、スイッチングパターンが変化してから時点ｔ２までの期間ｔｓ２は、直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも長いことが望ましい。この過渡期間は電力変換装置１及び誘導性負荷２、さらにコンデンサＣ１の静電容量及びコンデンサＣ１に直流電圧を供給する電源の電力容量等の回路条件によって決定されるので、予め設計或いは実験によって決定することができる。
【００６２】
また例えば電流検出部４が、検出した直流電流Ｉｄｃのアナログ値をデジタル値に変換する必要がある場合、当該変換に要する期間が経過するまでスイッチングパターンが変化しないことが望ましい。よって時点ｔ１からスイッチングパターンが変化するまでの期間ｔｓ１は、電流検出部４がこの変換に要する期間よりも長いことが望ましい。
【００６３】
さて、線電流取得部３２によってスイッチングパターンが変化する度に、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相の線電流を検出することができる。しかしながら、スイッチングパターンが維持される期間では、直流電流Ｉｄｃに基づいて１相の線電流を検出できるものの、直流電流Ｉｄｃに基づいて２相の線電流を検出することは困難である。そこで、線電流推定部３３は、スイッチパターンが変化するタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相を用いて、他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち少なくとも２相を推定する。以下では、主として、３相の線電流の全てを用いて３相の線電流の全てを推定する場合について説明する。
【００６４】
図１２に示すように、線電流推定部３３は分解部３４と基本波成分推定部３５と高調波成分推定部３６と合成部３７とを備えている。分解部３４は、線電流取得部３２から受け取った３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれ基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈとに分解する。基本波成分推定部３５は分解部３４から受け取った基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０に基づいて、他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を推定する。高調波成分推定部３６は分解部３４から受け取った高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈに基づいて当該他のタイミングにおける３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを推定する。そして、合成部３７は、基本波成分推定部３５によって推定された基本波成分と、高調波成分推定部３６によって推定された高調波成分とを加算して、当該他のタイミングにおける線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する。
【００６５】
これによって、スイッチングパターンが維持される比較的長い期間が存在していたとしても、当該期間において３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定することができる。しかも本線電流の推定方法によれば、線電流を基本波成分と高調波成分とに分解してそれぞれ他のタイミングにおける基本波成分と高調波成分とを推定している。よって、それぞれに適した推定方法を採用することができる。以下、具体的な例を詳細に説明する。
【００６６】
＜高調波成分の推定の一例＞
高調波成分推定部３６は、分解部３４からの高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈと、高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈについての誘導性負荷２の等価回路の電圧方程式とを用いて、他のタイミングにおける高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを推定する。図１３はｘ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下、同様）相の線電流ｉｘについての、誘導性負荷２の簡易的な等価回路を示している。ここでは誘導性負荷２として例えば永久磁石モータを含む同期モータを採用して説明する。当該等価回路において、誘導性負荷２の抵抗成分Ｒ２及び誘導成分Ｌ２と、相電圧Ｖｘである交流電圧源Ｅ１と、誘導性負荷２の誘起電圧を表す交流電圧源Ｅ２とが直列に接続される。
【００６７】
さて、誘導性負荷２の誘起電圧は、線電流ｉｘの基本波成分ｉｘ０の角速度ωと、永久磁石によるｘ相電機子鎖交磁束（以下、鎖交磁束と呼ぶ）φｘとの乗算値で表される。この鎖交磁束φｘは基本波成分ｉｘ０と同じ周期を有する正弦波形状を有すると近似することができる。よって重ね合わせの定理により、図１３の等価回路から、線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈについての等価回路を導くと、図１４に例示する等価回路を得ることができる。本等価回路において、誘導性負荷２の抵抗成分Ｒ２及び誘導成分Ｌ２が、相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｈｘを表す交流電圧源Ｅ３と直列に接続される。図１４の等価回路では交流電圧源Ｅ２が設けられていない。これは、上述のとおり、交流電圧源Ｅ２が基本波成分ｉｘ０と同じ周期を有する正弦波形状と近似しているため、高調波成分を含まないからである。また交流電圧源Ｅ１の代わりに、相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｘｈを表す交流電圧源Ｅ３が設けられる。これは、交流電圧源Ｅ１が基本波成分Ｖｘ０を含んだ相電圧Ｖｘによる電圧源であるからである。なお、必ずしも図１４に例示する簡易的な等価回路を用いる必要はないが、これを用いることで演算量を低減することができる。
【００６８】
図１４の等価回路に基づいて、高調波成分ｉｘｈについて次式が成立する。
【００６９】
【数１】
【００７０】
ここで、Ｒは抵抗成分Ｒ２の抵抗値を示し、Ｌは誘導成分Ｌ２のインダクタンスを示す。式（１）について例えば前方差分により差分方程式を求めると次式が導かれる。
【００７１】
【数２】
【００７２】
ここで、Ｖｘｈ（ｔｎ）は時点ｔ（ｎ）における相電圧Ｖｘの高調波成分であり、Δｔは時点ｔ（ｎ＋１）から時点ｔ（ｎ）までの時間であり、Δｉｕｈは時点ｔ（ｎ＋１）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｎ＋１）から時点ｔ（ｎ）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｎ）を減算した値である。なお、差分方程式は、例えば後方差分や中央差分によって求められても構わない。
【００７３】
さて、抵抗値ＲおよびインダクタンスＬは誘導性負荷２に固有の値であるので既知である。時間Δｔは予め任意に決定すればよく既知である。例えばより短時間毎に高調波成分を推定する必要があれば時間Δｔをより小さい値に設定すればよい。ｘ相の相電圧Ｖｘの高調波成分Ｖｈｘ（ｔｎ）は例えば次のようにして取得することができる。例えば相電圧Ｖｘを検出する電圧検出部を設け、ハイパスフィルタなどを用いて各相電圧Ｖｘから高調波成分を抽出する。或いは相電圧Ｖｘについての相電圧指令値と、交流線Ｐｘに印加される相電圧Ｖｘとが互いに等しいと見なして、相電圧指令値を用いても良い。より詳細には相電圧指令値の基本波成分と、相電圧指令値とを減算して高調波成分Ｖｈｘ（ｔｎ）を算出してもよい。
【００７４】
そして、時点ｔ（０）における高調波成分ｉｘｈ（ｔ０）として、スイッチングパターンが変化する前後で検出した線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈを採用する。これにより、式（２）に基づいて、線電流ｉｘの高調波成分ｉｘｈ（ｔ０）から時間Δｔ経過後の高調波成分ｉｘｈ（ｔ１）を求めることができる。さらに時間Δｔ経過後の高調波成分ｉｘｈ（ｔ２）を、高調波成分ｉｘｈ（ｔ１）を用いて求めることができ、以後、順次に時点ｔ（ｋ）（ｋは自然数、以下同様）における高調波成分ｉｘｈ（ｔｋ）を、時点ｔ（ｋ−１）における高調波成分ｉｘｈ（ｋ−１）を用いて求めることができる。
【００７５】
＜基本波成分の推定＞
線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０は次式を満たす。
【００７６】
ｉｕ０＝Ｉｍ・ｓｉｎθｉ ・・・（３）
ｉｖ０＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ−２π／３） ・・・（４）
ｉｗ０＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ＋２π／３） ・・・（５）
【００７７】
ここで、Ｉｍは基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０の振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）であり、θｉは基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０の位相（以下、電流位相と呼ぶ）である。これらの式（３）から式（５）は基本波成分ｉｘ０の波形の式である。
【００７８】
基本波成分推定部３５は、分解部３４からの基本波成分ｉｘ０と、基本波成分ｉｘ０についての波形の式とを用いて、他のタイミングでの基本波成分ｉｘ０を推定する。すなわち、電流振幅Ｉｍと電流位相θｉを算出することにより、式（３）から式（５）に基づいて、他の時点における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出することを企図する。
【００７９】
まずその概要について説明する。基本波成分推定部３５は、スイッチングパターンが変化する時点ｔ（０）における３相の基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から電流振幅Ｉｍおよび時点ｔ（０）における電流位相θｉを算出する。次に、基本波成分推定部３５は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、基本波成分推定部３５は電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。以下、詳細に説明する。
【００８０】
まず電流振幅Ｉｍの算出の一例について説明する。電流振幅Ｉｍは時点ｔ（０）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から例えば次のように算出することが可能である。即ち、まず基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を２相の固定座標系におけるα軸の電流ｉα及びβ軸の電流ｉβへと変換する。かかる変換として、例えば公知の絶対変換を採用する。そして、電流ｉα，ｉβを用いて次式に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【００８１】
Ｉｍ＝ｓｑｒｔ（２／３）×ｓｑｒｔ（ｉα＾２＋ｉβ＾２） ・・・（６）
【００８２】
ここで、ｓｑｒｔ（）は括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。なお、電流振幅Ｉｍは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の電流振幅Ｉｍの平均値であってもよく、或いは算出された電流振幅Ｉｍをローパスフィルタに入力し、その出力を電流振幅Ｉｍとして用いても良い。
【００８３】
次に時点ｔ（０）における電流位相θｉの算出の一例について説明する。時点ｔ（０）における電流位相θｉは時点ｔ（０）において検出された基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０から算出することが可能である。例えば次式に基づいて時点ｔ（０）における電流位相θｉたる電流位相θｉ（ｔ０）を算出する。
【００８４】
θｉ（ｔ０）＝ａｒｃｔａｎ（ｉα／ｉβ） ・・・（７）
ここでａｒｃｔａｎ（）は、括弧内の値の逆正接を示す。
【００８５】
以上のように、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（０）においける電流位相θｉ（ｔ（０））とが算出される。
【００８６】
時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉは例えば以下で説明するように算出することが可能である。即ち、電流位相θｉは次式を満たす。
【００８７】
θｉ＝θｖ＋Δθ ・・・（８）
【００８８】
ここで、θｖは相電圧の位相（以下、電圧位相と呼ぶ）であり、Δθは電流位相θｉと電圧位相θｖとの間の位相差である。時点ｔ（０）における電流位相θｉは上述のようにして得ることができるので、時点ｔ（０）における電圧位相θｖを得ることで位相差Δθを算出することができる。
【００８９】
この時点ｔ（０）における電圧位相θｖは次のように取得することができる。即ち、図１に示すように制御部３は電圧位相取得部３８を備えている。電圧位相取得部３８は例えばスイッチング制御部３１から相電圧指令値を受け取り、相電圧指令値に基づいて電圧位相θｖを取得する。なお、図２に例示する相電圧Ｖｘを出力するための相電圧指令値は矩形波であるので、その基本波成分を抽出し、電流位相θｉと同様にして電圧位相θｖを算出しても良い。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧を検出する電圧検出部を設け、電圧位相取得部３８が検出された相電圧から電圧位相θｖを算出しても構わない。
【００９０】
そして基本波成分推定部３５は、時点（ｔ０）における電流位相θｉと電圧位相θｖとを用いて時点ｔ（０）における位相差Δθ算出する（式（８）参照）。なお、位相差Δθは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の位相差Δθの平均値であっても良く、また算出された位相差Δをローパスフィルタに入力し、その出力を位相差Δθとして用いても良い。
【００９１】
この時点ｔ（０）における位相差Δθは時点ｔ（ｋ）における位相差Δθとほぼ等しい。これは、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。
【００９２】
そして基本波成分推定部３５は、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖに位相差Δθを加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する（式（８）参照）。なお、時点ｔ（ｋ）における電圧位相θｖの取得方法は、時点ｔ（０）における電圧位相θｖの取得方法と同様であるので、繰り返しの説明を避ける。
【００９３】
そして、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｘ０（ｔｋ）を算出する。これにより、スイッチングパターンが維持される期間の任意の時点においても基本波成分ｉｘ０を推定することができる。
【００９４】
しかも、基本波成分についての等価回路を用いるよりも簡易な演算で基本波成分を推定することができる。
【００９５】
次に時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉの算出の他の一例について説明する。電流位相θｉは次式を満たす。
【００９６】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋ωΔｔ’ ・・・（９）
【００９７】
ここで、θｉ（ｔｋ）は時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを示し、θｉ（ｔ０）は時点ｔ（０）における電流位相θｉを示し、ωは線電流ｉｘの基本波成分ｉｘ０の角速度を示し、Δｔ’は時点ｔ（０）からの経過時間を示す。時点ｔ（０）における電流位相θｉ（ｔ０）は上述のように算出できるので、角速度ωおよび時間Δｔ’を取得できれば時点ｔｋにおける電流位相θｉ（ｔｋ）を算出できる。
【００９８】
角速度ωは例えば図１５に示すように制御部３に属する角速度取得部３８１によって取得される。以下、角速度ωの算出について詳述する。なお相電圧Ｖｘの角速度と線電流ｉｘの角速度とは互いに等しいので、角速度ωは相電圧Ｖｘの角速度である、とも把握できる。よって、角速度ωは電流位相θｉから算出しても良く、電圧位相θｖから算出しても良い。ここでは、まず電流位相θｉから角速度ωを算出する場合について説明する。角速度ωは次式で表される。
【００９９】
ω＝（θｉ１−θｉ２）／ΔＴ ・・・（１０）
【０１００】
ここで、θｉ１，θｉ２は、それぞれ電気角６０度毎に検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流位相θｉのうち、異なる２つの時点における電流位相θｉである。例えば電気角６０度毎の時点ｔ（０）のうち、時点ｔ（ｋ）に最も近い２つの時点ｔ（０）における電流位相θｉである。ΔＴは当該２つの時点同士の間の期間である。時間ΔＴは任意の計時手段（例えばタイマ回路）を用いて取得することができる。よって、この２つの時点の間の期間における角速度ω、を式（１０）に基づいて算出することができる。
【０１０１】
そして、角速度ωはほぼ一定であると見なして、この２つの時点の間の期間における角速度ωが時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの期間における角速度ωと等しいと仮定する。この仮定は、誘導性負荷２が例えばモータであれば特にモータを一定速度で回転させる定常状態において妥当である。
【０１０２】
よって、基本波成分推定部３５は、角速度ωと、時点ｔ（０）から経過した時間Δｔ’と、時点ｔ（０）における電流位相θｉとを用いて、式（９）に基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出することができる。言い換えれば、基本波成分推定部３５は、角速度ωと時点ｔ（０）から時点ｔ（ｋ）までの時間Δｔ’とに基づく電流位相θｉの進みを、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１０３】
また上述のとおり、角速度ωは相電圧Ｖｘについての角速度でもある。よって、電圧位相θｖを用いて角速度ωを算出することができる。例えば任意の２つの時点における電圧位相θｖたる電圧位相θｖ１，θｖ２と、これらの２つの時点の間の期間ΔＴ’とを用いて、次式に基づいて角速度ωを算出することができる。
【０１０４】
ω＝（θｖ２−θｖ１）／ΔＴ’ ・・・（１１）
したがって、電圧位相θｖに基づいて算出した角速度ωを用いて、式（９）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出し、続いて式（３）から式（５）に基づいて時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出してもよい。
【０１０５】
なお、角速度ωを任意の複数の時点（例えばスイッチングパターンが変化するたびに）で算出し、その平均値を角速度ωとして用いても良く、或いはその角速度ωをローパスフィルタに入力し、その出力を角速度ωとして用いても良い。
【０１０６】
なお当該２つの時点として時点ｔ（０），ｔ（ｋ）を採用すれば、式（１１）における期間ΔＴ’は期間Δｔ’と一致する。このときの式（１１）を式（１０）に代入すれば次式が導かれる。
【０１０７】
θｉ（ｔｋ）＝θｉ（ｔ０）＋θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０） ・・・（１２）
基本波成分推定部３５は式（１２）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出しても良い。換言すれば、時点ｔ（ｋ）及び時点ｔ（０）における電圧位相θｖ同士の差を、時点ｔ（０）における電流位相θｉに加算して時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出てもよい。これによれば、角速度ωを算出することなく電流位相θｉを算出することができる。よってこの場合、角速度取得部３８１の代わりに電圧位相取得部３８が設けられる。なおこの技術において、角速度ωに基づく電流位相の進みω・Δｔ’として、電圧位相の差（θｖ（ｔｋ）−θｖ（ｔ０））を採用している、とも把握できる。
【０１０８】
なお誘導性負荷２がモータであれば、モータの回転速度を検出する回転速度検出センサーを設け、角速度取得部３８１が回転速度に基づいて角速度ωを算出しても良い。回転速度をモータの回転子の極対数で除算した値が角速度ωである。またモータの回転速度を公知のセンサレス技術によって算出してもよい。
【０１０９】
さて、上述の例のいずれもが、時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を推定している。以下では、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出し、１相の線電流の基本波成分を検出する場合について説明する。
【０１１０】
図１６の例示では、制御部３は一相基本波成分抽出部３９を更に備えている。一相基本波成分抽出部３９は、時点ｔ（ｋ）における直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定する。例えば時点ｔ（ｋ）におけるスイッチングパターンが（１００）である場合には、直流電流Ｉｄｃをｕ相の線電流ｉｕとして推定する。そして、一相基本波成分抽出部３９は、この１相の線電流の基本波成分を抽出する。かかる基本波成分の抽出の一例については後述する分解部３４の一例と同様である。
【０１１１】
以上のように、一相基本波成分抽出部３９によって、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち１相の線電流の基本波成分が検出される。
【０１１２】
基本波成分推定部３５は上述したいずれかの方法に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。そして、基本波成分推定部３５は、時点ｔ（ｋ）における１相の基本波成分と、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉと、基本波成分の波形の式（式（３）〜式（５））とに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。例えば時点ｔ（ｋ）における１相の基本波成分としてｕ相の基本波成分ｉｕ０が検出される場合、式（３）に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。
【０１１３】
次に、基本波成分推定部３５は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、基本波成分の波形の式に基づいて、残りの２相の線電流の基本波成分を算出する。例えば式（４）及び式（５）に基づいて基本波成分ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。
【０１１４】
この推定方法によれば、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流の基本波成分を検出しているので、推定精度を向上することができる。
【０１１５】
また基本波成分推定部３５は以下のようにして残りの２相の線電流の基本波成分を算出しても良い。即ち、まず基本波成分推定部３５は時点ｔ（０）において検出された基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。電流振幅Ｉｍは例えば式（６）に基づいて算出される。そして、時点ｔ（ｋ）において検出された１相の基本波成分と、電流振幅Ｉｍと、基本波成分の波形の式とに基づいて、時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。例えば１相の基本波成分として基本波成分ｉｕ０が検出された場合には、式（３）に基づいて時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを算出する。
【０１１６】
次に、基本波成分推定部３５は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉとを用いて、基本波成分の波形の式（式（３）〜（５））に基づいて、残りの２相の線電流の基本波成分を算出する。例えば式（４）及び式（５）に基づいて基本波成分ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。
【０１１７】
この推定方法であっても、時点ｔ（ｋ）における１相の線電流を検出しているので、推定精度を向上することができる。しかも時点ｔ（ｋ）における電流位相θｉを簡易な演算で算出することができる。
【０１１８】
＜基本波成分と高調波成分の合成＞
上述のようにして推定した時点ｔ（ｋ）における基本波成分ｉｘ０と、高調波成分ｉｘｈとを加算して、時点ｔ（ｋ）における線電流ｉｘを推定する。これによってより適切な線電流ｉｘを推定できる。言い換えれば、線電流ｉｘの推定精度を向上できる。
【０１１９】
なお、例えば次のような線電流の推定方法の推定精度は低い。即ち、例えば電気角６０度毎に検出される線電流ｉｘを用いて式（３）から式（５）に基づいて線電流ｉｘを推定すれば、その推定精度は低い。なぜなら、線電流ｉｘに含まれる高調波成分ｉｘｈは式（３）から式（５）を満足しないからである。他方、本実施の形態では、線電流ｉｘを基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとに分解しているので、基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとをそれぞれに適した方法で推定することができる。これにより、推定精度を向上することができる。
【０１２０】
なお、必ずしも線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを推定する必要はなく、いずれか二相の線電流を推定してもよい。例えば線電流取得部３１が２相の線電流ｉｕ，ｉｖを取得した場合、これらをそれぞれ基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０と、高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈに分解し、それぞれ所定の時点における基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈとを推定してから、これらを合成すればよい。また、例えば線電流取得部３１によって取得される２相の線電流のいずれか一方と、一相基本波成分抽出部３９によって取得される１相の線電流とが同じ場合、分解部３４は２相の線電流の他方のみを基本波成分と高調波成分とに分解し、基本波成分推定部３５および高調波成分推定部３６は２相の線電流の他方のみをそれぞれ推定し、合成部３６がこれらを合成して２相の線電流の他方のみを推定してもよい。もちろん、２相の線電流の両方を推定しても良い。
【０１２１】
＜線電流の基本波成分及び高調波成分への分解＞
分解部３４は、線電流取得部３２によって検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを受け取る。なおここでは、一例として、３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを受け取る場合について説明する。分解部３４は線電流ｉｘを基本波成分ｉｘ０と高調波成分ｉｘｈとに分解する。この分解は任意の方法によって実行されてよいものの、より詳細な一例について説明する。図１７に例示するように、分解部３４は第一変換部３４１と抽出部３４２と第二変換部３４３と減算部３４４とを備えている。
【０１２２】
第一変換部３４１は線電流取得部３２から受け取った線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して座標変換を施す。より詳細には線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを２相の回転座標系におけるγ軸の電流ｉγとδ軸の電流ｉδへと変換する。かかる回転座標は、線電流ｉｘ（或いは相電圧Ｖｘ）の位相と同期した座標である。つまり、γ軸とδ軸とが角速度ωと同じ速度で回転する。かかる変換によって、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０は直流成分となる。よって、基本波成分を抽出しやすい。そして、抽出部３４２は例えばローパスフィルタを用いて当該直流成分を抽出する。第二変換部３４３は抽出部３４２からの直流成分を３相の固定座標系に変換して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出する。減算部３４４は線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を減算して高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを算出する。
【０１２３】
なお、抽出部３４２が例えばハイパスフィルタを用いて電流ｉγ，ｉδの高調波成分を抽出し、第二変換部３４３がこれを３相の固定座標系へと変換して高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを算出し、減算部３４４が線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈを減算して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０を算出しても良い。或いは、抽出部３４２が例えばローパスフィルタとハイパスフィルタを用いて、電流ｉγ，ｉδの直流成分と高調波成分を抽出し、第二変換部３４３がこれらを３相の固定座標系へと変換して基本波成分ｉｕ０，ｉｖ０，ｉｗ０と高調波成分ｉｕｈ，ｉｖｈ，ｉｗｈとを算出してもよい。なお、分割部３４への線電流の入力は必ずしも３相分必要ではなく、２相分でもよい。たとえば線電流ｉｕ，ｉｖを二相の固定座標系に変換するときには、線電流ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖであることに鑑みて線電流ｉｕ，ｉｖのみを用いて変換することが可能だからである。
【０１２４】
＜インバータの制御の具体的な他の例＞
上述したように、本線電流推定方法は、任意の制御に適用することができる。例えば図１８に示すように、相電圧Ｖｘはその１周期当たりに複数のパルスを含んでいても良い。図１８の例示では、各相電圧Ｖｘは５つのパルスを有している。この場合であっても、スイッチングパターンが切り替わるタイミングにおいて上述の通り線電流取得部３２によって３相の線電流を検出することができる。また、スイッチングパターンが維持される期間においては、上述のように線電流推定部３３によって３相の線電流を推定することができる。
【０１２５】
また図１９に例示するように、相電圧Ｖｘの近似が略正弦波となるように制御されてもよい。なお図１９の例示では、近似された正弦波を示しているものの、実際には相電圧Ｖｘは複数のパルスを含む。例えば図１９に拡大して示すように、所定期間（例えば相電圧Ｖｘの周期の数十分の１）内において、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗはそれぞれパルス幅の相違するパルスを有している。
【０１２６】
図１９の例示では、この所定期間において、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７と２つの非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３とが採用される。この２つの非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が採用される期間が十分に長ければ、適切な精度で直流電流Ｉｄｃを用いて線電流を推定することができる。例えば図１９において、電気角が２４０度付近の所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ３が採用される期間は十分に長い。したがって、これらの期間において線電流ｉｕ，−ｉｗを検出し、残りの線電流ｉｖを算出することができる。このように３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出することができる。以下では、直流電流Ｉｄｃを用いて３相の線電流が検出可能な所定期間を検出可能所定期間と呼ぶ。
【０１２７】
一方、電気角２７０度付近の所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ２が採用される期間は非常に短い。よって、この所定期間においては、非零電圧ベクトルＶ４に対応した１相の線電流−ｉｗしか検出できない。したがって、この所定期間における線電流ｉｕ，ｉｖについては、上述のように推定してもよい。なお、この推定で用いられる時点ｔ（０）における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、検出可能所定期間で検出された３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを採用すればよい。
【符号の説明】
【０１２８】
１ インバータ
４ 電流検出部
３１ スイッチング制御部
３２ 線電流取得部
３４ 分解部
３５ 基本波成分推定部
３６ 高調波成分推定部
３７ 合成部
３８ 電圧位相取得部
３８１ 角速度取得部
３９ 一相基本波成分取得部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)の各々と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を推定する推定装置であって、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、
前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点(t2)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と、
前記線電流取得部から受け取った前記第１相及び前記第２相の線電流を、それぞれ基本波成分(iu0,iv0,iw0)と高調波成分(iuh,ivh,iwh)とに分解する分解部(34)と、
前記分解部から受け取った前記基本波成分に基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミング(t(1),t(n))での前記第１及び前記第２相の線電流の前記基本波成分を推定する基本波成分推定部(35)と、
前記分解部から受け取った前記高調波成分に基づいて、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流の前記高調波成分を推定する高調波成分推定部(36)と、
推定した前記基本波成分と、推定した前記高調波成分とを加算して、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流を推定する合成部(37)と
を備える、線電流推定装置。
【請求項２】
前記高調波成分推定部(36)は、前記分解部(34)からの前記高調波成分(iuh,ivh,iwh)と、前記高調波成分についての前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式とを用いて、前記第２タイミング(t(0),t(n))での前記高調波成分を推定する、請求項１に記載の線電流推定装置。
【請求項３】
前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧の高調波成分による電圧源(E1)と直列に接続される、請求項２に記載の線電流推定装置。
【請求項４】
前記基本波成分推定部(35)は、前記分解部(34)からの前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)と、前記基本波成分についての波形の式とを用いて、前記第２タイミング(t(1),t(n))での前記基本波成分を推定する、請求項１から３の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項５】
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項６】
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項７】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)と、
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)と
を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項８】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項９】
前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの期間と前記角速度との積として算出する、請求項６又は８に記載の線電流推定装置。
【請求項１０】
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミングにおける前記電圧位相の差として算出する、請求項６又は８に記載の線電流推定装置。
【請求項１１】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記１相の線電流の前記基本波成分と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項１２】
前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記電流検出部が前記直流電流の値をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい、請求項１から１１の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項１３】
前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい、請求項１から１２の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項１４】
相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、
前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、
請求項１から１３の何れか一つに記載の線電流推定装置(3)と
を備える、電力変換システム。
【請求項１】
誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)の各々と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を推定する推定装置であって、
前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、
前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
前記スイッチングパターンが変化する第１タイミング(t(0))の前の第１の時点(t1)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第１の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第１相の線電流として推定し、前記第１タイミングの後の第２の時点(t2)において前記電流検出部から検出された前記直流電流を前記第２の時点での前記スイッチパターンによって一つ決定される第２相の線電流として推定する線電流取得部(32)と、
前記線電流取得部から受け取った前記第１相及び前記第２相の線電流を、それぞれ基本波成分(iu0,iv0,iw0)と高調波成分(iuh,ivh,iwh)とに分解する分解部(34)と、
前記分解部から受け取った前記基本波成分に基づいて、前記第１タイミングとは異なる第２タイミング(t(1),t(n))での前記第１及び前記第２相の線電流の前記基本波成分を推定する基本波成分推定部(35)と、
前記分解部から受け取った前記高調波成分に基づいて、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流の前記高調波成分を推定する高調波成分推定部(36)と、
推定した前記基本波成分と、推定した前記高調波成分とを加算して、前記第２タイミングでの前記第１及び前記第２相の線電流を推定する合成部(37)と
を備える、線電流推定装置。
【請求項２】
前記高調波成分推定部(36)は、前記分解部(34)からの前記高調波成分(iuh,ivh,iwh)と、前記高調波成分についての前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式とを用いて、前記第２タイミング(t(0),t(n))での前記高調波成分を推定する、請求項１に記載の線電流推定装置。
【請求項３】
前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧の高調波成分による電圧源(E1)と直列に接続される、請求項２に記載の線電流推定装置。
【請求項４】
前記基本波成分推定部(35)は、前記分解部(34)からの前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)と、前記基本波成分についての波形の式とを用いて、前記第２タイミング(t(1),t(n))での前記基本波成分を推定する、請求項１から３の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項５】
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項６】
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流振幅(Im)および電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミング(t(1),t(0))までの前記電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とを用いて前記第２タイミングにおける前記基本波成分を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項７】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)と、
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)と
を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングにおける前記電流位相と前記電圧位相との位相差(Δθ)を算出し、
前記第２タイミングにおける前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項８】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分から電流位相(θi)を算出し、
前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの電流位相の進みを、前記第１タイミングにおける前記電流位相に加算して前記第２タイミングにおける前記電流位相を算出し、
前記１相の線電流の前記基本波成分と、前記第２タイミングにおける前記電流位相と、前記波形の式とに基づいて、前記１相の線電流の前記基本波成分の電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項９】
前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)を取得する角速度取得部(381)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの期間と前記角速度との積として算出する、請求項６又は８に記載の線電流推定装置。
【請求項１０】
前記３つの交流線に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(38)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、前記第１タイミングから前記第２タイミングまでの前記電流位相の進みを、前記第１タイミング及び前記第２タイミングにおける前記電圧位相の差として算出する、請求項６又は８に記載の線電流推定装置。
【請求項１１】
前記第２タイミング(t(1),t(n))における前記直流電流(Idc)を、前記第２タイミングにおける前記スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流(iu)として推定し、前記１相の線電流の前記基本波成分(iu0)を抽出する１相基本波成分抽出部(39)を更に備え、
前記基本波成分推定部(35)は、
前記第１タイミング(t(0))における前記第１及び前記第２相の線電流(iu,iv,iw)の前記基本波成分(iu0,iv0,iw0)から電流振幅(Im)を算出し、
前記電流振幅と前記１相の線電流の前記基本波成分と前記波形の式とに基づいて、前記第２タイミングにおける電流位相(θi)を算出し、
前記電流振幅と前記第２タイミングにおける前記電流位相と前記波形の式とに基づいて前記１相以外の２相の線電流(iv,iw)のうち少なくとも１相の線電流の前記基本波成分(iv0,iw0)を推定する、請求項４に記載の線電流推定装置。
【請求項１２】
前記第１時点(t1)から前記第１タイミング(t(0))までの期間(ts1)は、前記電流検出部が前記直流電流の値をアナログ値からデジタル値へ変換するのに要する期間よりも大きい、請求項１から１１の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項１３】
前記第１タイミング(t(0))から前記第２時点(t2)までの期間(ts2)は、前記スイッチングパターンの変化に伴う前記直流電流の過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する期間よりも大きい、請求項１から１２の何れか一つに記載の線電流推定装置。
【請求項１４】
相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、
前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子（S4〜S6）と、
請求項１から１３の何れか一つに記載の線電流推定装置(3)と
を備える、電力変換システム。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【公開番号】特開２０１３−１１５８８３（Ｐ２０１３−１１５８８３Ａ）
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−２５８５１０（Ｐ２０１１−２５８５１０）
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年６月１０日（２０１３．６．１０）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年１１月２８日（２０１１．１１．２８）
【出願人】（０００００２８５３）ダイキン工業株式会社 (7,604)
【Ｆターム（参考）】
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