電源装置
【課題】大きさやコストの増大を抑制しつつ、昇圧比が小さい場合にも、入力電流の歪みを的確に改善することができる電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置１は、三相交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路２と、直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置３とを備える。主回路は、ダイオード整流回路９の出力に接続されたスイッチング素子Ｔｒ１を有して整流電圧を上昇させ、直流電圧として出力する昇圧回路８を備える。制御装置は、入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、入力電流に含まれる高調波成分に応じ、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御する。
【解決手段】電源装置１は、三相交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路２と、直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置３とを備える。主回路は、ダイオード整流回路９の出力に接続されたスイッチング素子Ｔｒ１を有して整流電圧を上昇させ、直流電圧として出力する昇圧回路８を備える。制御装置は、入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、入力電流に含まれる高調波成分に応じ、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源を入力として負荷に直流電圧を供給する主回路と、この直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備える電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より電気機器の電源に用いられる電源装置は、ダイオード整流回路と昇圧回路から主回路が構成される。ダイオード整流回路は、三相交流電源によって供給される相電圧を整流することにより、整流電圧を出力する。また、昇圧回路は、ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有し、整流電圧を上昇させて直流電圧を出力するものである。
【０００３】
このような電源装置において、昇圧比（主回路の入力電圧に対する出力電圧の比率）が小さい場合、次のような問題が発生する。即ち、図２６に示すように相電圧の正及び負のピーク値付近、即ち、整流電圧の落ち込み部分に対応する期間において入力電流（相電流）が大きく歪み（ピークが落ち込む）、正弦波にならなくなる。この入力電流の歪みは、主に三相交流電源における線間電圧の位相差の影響によって生じる。そして、このような歪みにより、入力電流には大きな高調波成分が含まれることになる。この高調波電流は、電気設備及び機器の焼損、振動、異音の発生などの問題を引き起こすため、例えばＩＥＣ６１０００−３−２などによって規制されている。
【０００４】
ここで、家庭用エアコンなどの単相入力機器では、従来より高調波電流を抑制するためにアクティブフィルタが機器一台毎に搭載されている。一方、業務用機器などの三相入力機器では、受電設備内のアクティブフィルタで高調波電流を抑制するため、機器一台毎にアクティブフィルタを搭載することが無かった。この受電設備内に設置するアクティブフィルタでは、６個のスイッチング素子を用いるなどの比較的大型で高コストのものが許容されているが、機器一台毎に組み込むアクティブフィルタは、小型、低コストのものが要求される。そのため、三相入力用のアクティブフィルタを機器一台毎に組み込むためには、スイッチング素子の数を減らした回路構成で高調波電流を規制値以下に抑制できる電源装置の開発が必要となる。
【０００５】
従来、スイッチング素子を一個で三相交流電源を昇圧することにより、高調波電流を抑制する回路構成が開発されているが、昇圧比を高くしないと高調波電流の抑制効果が少ないという問題があった（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また、係る回路に共振コンデンサ及び共振リアクトルを設けることにより、昇圧比を低くして高調波電流を抑制する回路構成も開発されているが、共振コンデンサや共振リアクトルとして大電力に対応可能なものが要求されるため、電源装置の大きさやコストが増大する問題があった（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
そこで、昇圧比を高くしないで、高調波電流の抑制効果を発揮させるために、整流電圧の波形が落ち込む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くして、入力電流の波形を改善する方法が考えられる。例えば、図２７の中段に示すように整流電圧の波形と相似で、位相を９０°ずらした補正信号をスイッチングの制御を行う電圧に重畳することにより、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くすれば、図２７の上段に示すように歪んだ入力電流（相電流）波形の落ち込みを、下段に示すように改善できる。
【０００８】
そして、このスイッチング素子のＯＮ期間の比率を適切に増加させれば、図２８に示すように高調波電流に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を規制値（図２８の（３））以下に抑えることが可能である。ここで、図２８の（１）は補正を行わない基本回路の場合であり、（２）は上述のように補正信号を追加した場合を示している。
【特許文献１】特開平０２−１０６１７１号公報
【特許文献２】特許第３５０９４９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、スイッチング素子のＯＮ期間の比率を高くすると、高調波電流のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる（三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路では５次成分と７次成分の高調波電流が大きい）。そして、入力電流の歪みは負荷の状況によって逐次変化する。
【００１０】
そのため、図２９に示すようにスイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げて入力電流（相電流）の落ち込み部分を持ち上げる場合、負荷の状況などによっては、５次成分は規制値をクリアするものの、７次成分が規制値を超え、入力電流は逆にピークが突出するかたちで歪んでしまう場合が発生する（図１６最上段参照）。逆に、ＯＮ期間の比率が足りなければ、図３０に示すように５次成分は下がるものの、規制値以下までは低下しない場合も出てくる。
【００１１】
また、ＯＮ期間比率の変更は高周波電流の次数が低いか高いかによってもその影響の出方が異なるため、例えば、図３１に示すように５次成分や７次成分などの低次数の高調波電流は規制値に収まるものの、１３次や１９次などの高次数の高調波電流は規制値を超えてしまう場合も出てくる。
【００１２】
即ち、スイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げる方法では、規制値を超えた次数の高調波電流を的確に低下させることができなかった。
【００１３】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、大きさやコストの増大を抑制しつつ、昇圧比が小さい場合にも、入力電流の歪みを的確に改善することができる電源装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の電源装置は、三相交流電源からの交流電圧を入力し、この交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路と、直流電圧を検出すると共に、検出した直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備えたものであって、主回路は、交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、このダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して整流電圧を上昇させ、直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、制御装置は、スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流電圧を目標値に上昇させると共に、入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、この入力電流に含まれる高調波成分に応じ、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明の電源装置は、上記において制御装置は、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いてＯＮ期間比率を増減させることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、直流電圧と、この直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される誤差信号に対して補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じて補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凹み度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項９の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５又は請求項８の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば制御装置が、入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させるので、例えば請求項２の如く、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることにより、入力電流の歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。
【００２４】
特に、制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子の前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。
【００２５】
また、請求項３の発明の如く交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いて前記ＯＮ期間比率を増減させるようにすれば、入力電流が歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。
【００２６】
また、請求項４の発明の如く制御装置を、直流電圧と、直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、前記補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される前記誤差信号に対して前記補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えるようにすれば、直流電圧を一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流の歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置を大幅に変更すること無く、入力電流の歪みを改善することができるようになる。
【００２７】
また、請求項５の発明の如く制御装置により、入力電流に含まれる高調波成分に応じて前記補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更すれば、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
【００２８】
更に、請求項６の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凹み度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
【００２９】
この場合、請求項７の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、平滑又は凹み部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。
【００３０】
更にまた、請求項８の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
【００３１】
この場合、請求項９の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、凸部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。
【００３３】
（１）電源装置の構成
図１は、本発明を適用した電源装置１の電気回路のブロック図を示している。実施例の電源装置１は、主回路２と制御装置３とから構成されている。主回路２は三相交流電源４及び負荷６に接続される。制御装置３は主回路２に接続されている。
【００３４】
三相交流電源４は、位相がそれぞれ１２０°異なる相電圧Ｖ１〜Ｖ３を三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ印加する。この実施例では主回路２への入力電圧（線間電圧）は例えば４００Ｖである。
【００３５】
（１−２）主回路の構成
主回路２は、三相交流電源４を入力として、負荷６に直流電圧ＶＯを供給する。実施例では主回路２が出力する直流電圧ＶＯは例えば６５０Ｖである。即ち、主回路２においては、入力電圧（線間電圧）が４００Ｖに対して出力電圧（直流電圧ＶＯ）が６５０Ｖであり、昇圧比は小さい。
【００３６】
制御装置３は、直流電圧ＶＯを検出すると共に、検出した直流電圧ＶＯに応じて主回路２を制御する。具体的には、制御装置３は直流電圧ＶＯが予め設定された目標値となるように主回路２を制御する。
【００３７】
主回路２は、ローパスフィルタ７、昇圧回路８及びダイオード整流回路９を含む。ローパスフィルタ７は、リアクトルＬ１〜Ｌ３及びコンデンサＣ１〜Ｃ３を含む。リアクトルＬ１〜Ｌ３のそれぞれの一端は三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端に接続されている。
【００３８】
昇圧回路８は、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６、スイッチング素子Ｔｒ１、逆流阻止ダイオードＤ７、及び、平滑コンデンサＣ４を含む。交流リアクトルＬ４〜Ｌ６の一端は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端にそれぞれ接続されている。
【００３９】
スイッチング素子Ｔｒ１は、電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続されている。実施例ではスイッチング素子Ｔｒ１として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。平滑コンデンサＣ４は、負荷６に並列接続されている。尚、スイッチング素子Ｔｒ１は、ＯＮすると導通し、ＯＦＦすると遮断（非導通）される。また、スイッチング素子Ｔｒ１はＩＧＢＴに限らず、電界効果とトランジスタ（ＦＥＴ）などの他のトランジスタでも良い。
【００４０】
昇圧回路８は、スイッチング素子Ｔｒ１を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、ＯＮ／ＯＦＦ動作とは、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮとＯＦＦとを交互に繰り返すことである。尚、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作は制御装置３によって制御される。
【００４１】
逆流阻止ダイオードＤ７は、電源ラインＬ１０上においてスイッチング素子Ｔｒ１と平滑コンデンサＣ４との間に接続される。ダイオード整流回路９は、ダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ダイオードＤ１及びＤ２は電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ１及びＤ２の間には、交流リアクトルＬ４の他端が接続されている。ダイオードＤ３及びＤ４も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ３、Ｄ４間には交流リアクトルＬ５の他端が接続されている。同様に、ダイオードＤ５及びＤ６も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ５、Ｄ６間には交流リアクトルＬ６の他端が接続されている。
【００４２】
ダイオード整流回路９は、三相交流電源４から供給される相電圧Ｖ１〜Ｖ３を整流することにより、整流電圧ＶＰＱを出力する。昇圧回路８は、整流電圧ＶＰＱを上昇させ、昇圧された直流電圧ＶＯを出力する。
【００４３】
（１−３）制御装置の構成
次に、制御装置３は、補正信号作成回路１２と、電圧検出回路１３と、目標電圧生成回路１４と、エラーアンプ１６、乗算器（重畳回路）１７及びスイッチング制御回路１８とを含む。
【００４４】
補正信号作成回路１２はマイクロコンピュータ（マイコン制御部）により構成され、交流電源端子Ｕ（Ｖ又はＷでもよい）に接続される。補正信号作成回路１２は、先ず、相電圧Ｖ１が零となるタイミングを検出し、検出したタイミングに同期した同期信号ＳＹＮを生成する。次に、この同期信号ＳＹＮを基準として、相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳを生成する。
【００４５】
更に、補正信号作成回路１２は、電流センサを用いて相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）の値を検出し、更に、当該相電流Ｉｕ１に含まれる高調波電流値を検出する。そして、相電流Ｉｕ１に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を監視し、当該５次成分と７次成分に応じて補正信号ＣＳの形状を変更する。詳細は後述する。
【００４６】
電圧検出回路１３は、電源ラインＬ１０に接続される。電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを検出して、検出信号ＤＳをエラーアンプ１６に入力する。具体的には、電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを抵抗分圧することによって検出信号ＤＳを生成する。
【００４７】
目標電圧生成回路１４は、検出信号ＤＳの目標値となる目標電圧ＴＶＯを生成する。
【００４８】
エラーアンプ１６は、電圧検出回路１３及び目標電圧生成回路１４に接続される。エラーアンプ１６は、検出信号ＤＳと目標電圧ＴＶＯとの差に応じた誤差信号ＥＳを出力する。
【００４９】
乗算器１７は、補正信号作成回路１２及びエラーアンプ１６に接続される。乗算器１７は、補正信号作成回路１２が出力する補正信号ＣＳと、誤差信号ＥＳとを乗算する。
【００５０】
スイッチング制御回路１８は、乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する。具体的には、スイッチング制御回路１８は、ノコギリ波生成回路１９及びコンパレータ２１を含む。
【００５１】
ノコギリ波生成回路１９は、相電圧Ｖ１〜Ｖ３の各周波数と比較して、周波数が高いノコギリ波（又は三角波）Ｓ１を生成する。また、ノコギリ波生成回路１９によって生成されるのこぎり波Ｓ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周波数を決定する。
【００５２】
コンパレータ２１は、のこぎり波Ｓ１と、乗算器１７の出力信号Ｓ２との比較結果に応じて、スイッチング制御信号（ＰＷＭ信号）Ｇ１を出力する。スイッチング制御信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のゲートに入力される。
【００５３】
具体的には、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい期間で、コンパレータ２１はＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力し、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮする。一方、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも小さい期間では、Ｌレベルのスイッチング制御信号Ｇ１が出力され、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦする。
【００５４】
このようなフィードバック構成により、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が変化し、直流電圧ＶＯが一定値となるように制御される。
【００５５】
（２）電源装置の動作
次に、実施例の電源装置１の動作を説明する。
【００５６】
（２−１）主回路の動作
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＨレベルである期間においてＯＮする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、三相交流電源４が交流リアクトルＬ４〜Ｌ６を介して短絡される。これにより、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に流れる電流、即ち、相電流Ｉｕ１〜Ｉｕ３が急激に増加する。また、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６には、相電圧Ｖ１〜Ｖ３に比例したエネルギーが蓄えられる。
【００５７】
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＬレベルである期間においてＯＦＦする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に蓄えられたエネルギーは、ダイオード整流回路９及び逆流阻止ダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ４に移動する。これにより、平滑コンデンサＣ４が充電される。
【００５８】
平滑コンデンサＣ４が充電される期間がスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作によって制御されるので、平滑コンデンサＣ４の電圧、即ち、直流電圧ＶＯもスイッチング素子Ｔｒ１で制御されることになる。尚、ローパスフィルタ７はスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴う高調波を除去する。
【００５９】
（２−２）制御装置の動作
ここで、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）には図２の最上段に示すように、整流電圧ＶＰＱの落ち込み部分に対応する期間において歪みが生じる。
【００６０】
制御装置３の補正信号作成回路１２は、図２の上から三段目に示す補正信号ＣＳを生成する。補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミングに同期している。
【００６１】
補正信号ＣＳは乗算器１７にてエラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに乗算される。この結果、乗算器１７の出力信号Ｓ２は図３の上段に示すようにエラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳに補正信号ＣＳが重畳された波形となる。即ち、エラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳが補正信号ＣＳにより変調される。
【００６２】
この乗算器１７の出力信号Ｓ２は、コンパレータ２１においてのこぎり波Ｓ１と比較される。コンパレータ２１は、乗算器１７の出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい場合にＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力する（図３下段）。
【００６３】
図３からも明らかな如く、補正信号ＣＳの電圧が高い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が増加する。これにより、整流電圧ＶＰＱが落ち込む部分に対応する期間（入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）のピーク値付近）において落ち込む入力電流Ｉｕ（図２最上段）を持ち上げ、図２最下段に示すように、その歪みを低減することができるようになる。逆に、補正信号Ｃ２の電圧が低い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティが減少する。これにより、入力電流Ｉｕがそのピーク値付近で逆に突出する場合に、その部分の入力電流Ｉｕを引き下げることもできるようになる。
【００６４】
（２−２−１）補正信号の形状変更手法１
次に、図２〜図５を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の一実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミング、即ち、入力電流Ｉｕが歪むタイミングに同期している。
【００６５】
更に、補正信号作成回路１２は、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。このＡＣ／ＤＣ比は、補正信号ＣＳのＤＣ成分に対するＡＣ成分の比率のことであり、この比率が高くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．５２）、図４の半波の山の高さが高くなり、比率が低くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．１５）、図４の半波の山の高さは低くなる。図４ではＡＣ／ＤＣ比を０．１５、０．２０、０．３０、０．５２と変化させたときの波形の様子を上から順に重ねて示している。ＡＣ／ＤＣ比を変更する方法は、先ず補正信号からＤＣ成分を除去し、次にＡＣ／ＤＣ比を大きくする場合はＡＣ成分に１より大きい値をかける。逆にＡＣ／ＤＣ比を小さくする場合はＡＣ成分に１より小さい値をかける。次に、ＡＣ成分の増減分を考慮したＤＣ成分を加算するものである。
【００６６】
この補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が大きいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
【００６７】
逆に、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が小さいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低下する。同様に補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少するが、その減少度合いは低くなる。
【００６８】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を調整することで、図５に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図５の例ではＡＣ／ＤＣ比＝０．２５（図５の（３））で規制値をクリアできていることが分かる。
【００６９】
（２−２−２）補正信号の形状変更手法２
次に、図６〜図９を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませる。補正信号のピークに相当する箇所を凹ませる方法は、ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返すものである。
【００７０】
図８は補正信号ＣＳのＡＣ成分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。この場合、ＡＣ／ＤＣ比率は０．３０一定で、凹ＡＣ成分が２０％の場合、４０％の場合、６０％の場合を重ねて示している。
【００７１】
この補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
【００７２】
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
【００７３】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることが分かる。
【００７４】
（２−２−３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御１
次に、図１０を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の一実施例を説明する。図１０はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００７５】
前述した如く補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１０のステップＳ１１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１〜Ｓ１２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００７６】
次に、ステップＳ１１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１、ステップＳ１３、Ｓ１４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００７７】
そして、ステップＳ１３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【００７８】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ１６に進み、ステップＳ１５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ１７に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ１６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ１８に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【００７９】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００８０】
（２−２−４）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御２
次に、図１１を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の他の実施例を説明する。この場合、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。
【００８１】
図１１は負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示しており、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方が規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７内に収まるＡＣ／ＤＣ比の値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
【００８２】
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図１１のマトリックス中のＡＣ／ＤＣ比の値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００８３】
以上のように、制御装置３の補正信号作成回路１２が整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込みにより入力電流Ｉｕが歪む部分に相当する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増減させ、入力電流Ｉｕを増減させるので、入力電流Ｉｕの歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。特に、制御装置３は、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。
【００８４】
また、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成すると共に、生成した補正信号ＣＳを用いてＯＮ期間比率を増減させるようにしているので、入力電流Ｉｕが歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。
【００８５】
また、制御装置３を、直流電圧ＶＯとその目標値（目標電圧ＴＶＯ）との差に応じた誤差信号ＥＳを出力するエラーアンプ１６と、エラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに対して補正信号ＣＳを重畳する乗算器１７と、この乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路１８とを備えているので、直流電圧ＶＯを一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流Ｉｕの歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置３を大幅に変更すること無く、入力電流Ｉｕの歪みを改善することができるようになる。
【００８６】
特に、制御１や制御２の実施例のように入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の５次成分及び７次成分に応じて補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更するようにすれば、ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
【００８７】
尚、実施例では三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路で特に大きくなる５次成分と７次成分に着目して制御したが、他の奇数次成分を監視し、それらの性状（ＯＮ期間比率の増加で高くなるか低くなるか）に基づいて補正信号ＣＳの形状を変化させてもよい（以下、同じ）。
【００８８】
（２−２−５）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御３
次に、図１２を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１２はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００８９】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１２のステップＳ２１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１〜Ｓ２２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００９０】
次に、ステップＳ２１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１、ステップＳ２３、Ｓ２４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００９１】
そして、ステップＳ２３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【００９２】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ２６に進み、ステップＳ２５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ２７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ２６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ２８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【００９３】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００９４】
（２−２−６）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御４
尚、図１１に示した増減の度合い制御２のように、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておいて適切な凹み度合いを選択することで、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するようにしてもよい。
【００９５】
この制御３、制御４の実施例のように、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５及び７次成分Ｉ７に応じて、補正信号ＣＳの凹み度合いを変更することでもＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御して高調波成分を規制値内に納めることができる。
【００９６】
（２−２−７）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御５
次に、図１３を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１３はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００９７】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１３のステップＳ３１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１〜Ｓ３２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００９８】
次に、ステップＳ３１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１、ステップＳ３３、Ｓ３４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００９９】
そして、ステップＳ３３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【０１００】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ３６に進み、ステップＳ３５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ３７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ３６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ３８に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【０１０１】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【０１０２】
（２−２−８）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御６
次に、図１４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図１４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【０１０３】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１４のステップＳ４１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１〜Ｓ４２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【０１０４】
次に、ステップＳ４１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１、ステップＳ４３、Ｓ４４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【０１０５】
そして、ステップＳ４３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【０１０６】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ４６に進み、ステップＳ４５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ４７に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ４６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ４８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【０１０７】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。上記制御５や制御６の実施例のように、制御手法１と２を組み合わせて高調波成分を規制値内に納めてもよい。
【０１０８】
（２−２−９）補正信号の形状変更手法３
次に、図１５〜図２１を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法のもう一つの他の実施例を説明する。図１５に示すこの場合の電源装置１の電気回路のブロック図は図１と同一であるが、補正信号作成回路１２における制御方式のみが異なる。
【０１０９】
図８に示した形状変更手法２では、前述した如く制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませ（ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返す）、且つ、この凹ませる度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法３では、この凹み部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法２と組み合わせて実行する。
【０１１０】
図１８は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を狭くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。また、図２０は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を広くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。各図において、ＡＣ／ＤＣ比率は前述同様に０．３０一定で、凹ＡＣ成分が５％の場合、１０％の場合、２０％の場合、４０％の場合を重ねて示している。
【０１１１】
前述した形状変更手法２で説明した如く、補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
【０１１２】
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
【０１１３】
特に、入力電流Ｉｕに含まれる７次成分や１３次成分が高い場合、入力電流Ｉｕの波形のピークに相当する箇所は、図１６の最上限に示すように逆に突出するかたちで歪むようになる。この突出部分に対応する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を減少させれば、入力電流Ｉｕの突出部分を引き下げることができる。
【０１１４】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。逆に、ＯＮ期間比率を低くすると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることは前述した。
【０１１５】
ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凹み部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスの間隔）が狭くなる（図１６の最下段実線で示す）。
【０１１６】
逆に、補正信号ＣＳの凹み部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広くなる（図１６の最下段破線で示す）。
【０１１７】
ここで、５次や７次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１３次、１９次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。
【０１１８】
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次、７次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１３次、１９次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を狭くする方向で変更する。
【０１１９】
図１９は図１８の如く凹み部分の幅を狭くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、１１次、１３次、１７次、１９次などの高い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（１１次は全て、１３次は（２）、（３）で示す５％、１０％、１７次は全て、１９次は（２）で示す５％）できることが分かる。
【０１２０】
他方、図２１は図２０の如く凹み部分の幅を広くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、５次、７次などの低い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（５次は（６）で示す５％、７次は全て）できることが分かる。
【０１２１】
（２−２−１０）補正信号の形状変更手法４
次に、図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成する。
【０１２２】
この補正信号ＣＳの凸部分の凸度合いが大きい（凸ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２２の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
【０１２３】
逆に、補正信号ＣＳの凸度合いが小さい（凸ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは低下する。
【０１２４】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを変更する。
【０１２５】
ここで、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、５次、１１次、１７次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図２２の最上段に示すような凹形状（落ち込み部分）となる。そのため、５次成分などを抑える場合には当該５次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを調整することで、５次成分を規制値（限界値）内に納める易くなる（この形状変更手法４及び後述する形状変更手法５）。
【０１２６】
逆に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、７次、１３次、１９次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図１６の最上段に示すような凸形状（突出部分）となる。そのため、７次成分などを抑える場合には当該７次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、７次成分を規制値（限界値）内に納め易くなる（前述した形状変更手法２及び形状変更手法３）。
【０１２７】
（２−２−１１）補正信号の形状変更手法５
次に、同じく図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。上述した形状変更手法４では、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成し、且つ、この凸度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法５では、この凸部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法４と組み合わせて実行する。
【０１２８】
前述した形状変更手法４で説明した如く、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凸部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスが存在する範囲）が狭くなる（図２２の最下段実線で示す）。
【０１２９】
逆に、補正信号ＣＳの凸部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広くなる（図２２の最下段破線で示す）。
【０１３０】
ここで、５次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１７次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。
【０１３１】
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次など）の高調波成分を抑えたいときには凸部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１７次など）の高調波成分を抑えたいときには取る部分の幅を狭くする方向で変更する。
【０１３２】
（２−２−１２）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御７
次に、図２４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図２４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【０１３３】
この場合のＯＮ期間比率の増減の度合い制御は、前述した補正信号ＣＳの凹み部分の幅の変更に関する形状変更手法３と、補正信号ＣＳの凸部分の幅の変更に関する形状変更手法５を組み合わせて実行する例である。但し、後述するステップＳ５７、ステップＳ６３では、前述した如く補正信号ＣＳの凹み部分の凹み度合い変更に関する形状変更手法２、凸部分の凸度合い変更に関する形状変更手法４を組み合わせて実行すれば更に効果的であることは云うまでもない。
【０１３４】
以下、図２４に沿って説明する。この場合の補正信号作成回路１２（図１５）は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの全ての次数を監視することになる。即ち、補正信号作成回路１２は、図２４のステップＳ５１で補正信号作成回路１２はＮに１を足す（インクリメント）。尚、Ｎは０及び正の整数である（０，１，２，３・・・）。次に、ステップＳ５２で監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ−１を計算する。制御スタート当初のステップＳ５１ではＮは１となるので、ステップＳ５２では高調波成分ｎの次数は５となる。即ち、スタートして最初は５次の高調波成分を監視することになる。
【０１３５】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５３で前述した補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算する。この場合のｔは所定の常数であり、これを次数ｎで除するため、次数ｎが小さい、即ち、低い次数の高調波成分を監視する場合ほど、幅Ｗは広くなり、高い次数の場合ほど、幅Ｗは狭くなることになる。
【０１３６】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ５５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の５次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の５次成分Ｉｎとの差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の７次成分Ｉｎ+2に対する規制値Ｉｒｎ+2と現在の７次成分Ｉｎ+2との差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎ+2となる。
【０１３７】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５６に進み、ステップＳ５５で算出した余裕度ＭｎとＭｎ+2を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍｎの方が７次成分の余裕度Ｍｎ+2より大きかった場合にはステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合（或いは値）αの凸部を形成する。
【０１３８】
前述した如く高調波成分のうちの５次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって５次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１３９】
一方、ステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎ以下であった場合、ステップＳ５８に進んで監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ＋１を計算する。この場合Ｎは１なので次数ｎは７となる。即ち、５次成分が規制値内にある場合には、今度は７次成分の高調波を監視することになる。次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５９で同様に補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算し直す。この場合のｎは７であるので、ステップＳ５３におけるｎが５の場合の次に広い幅Ｗが算出されることになる。
【０１４０】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６０で高調波成分のうちの７次成分Ｉｎが、当該７次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ６１に進んで７次成分と５次成分の余裕度を算出する。この場合、７次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の７次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の７次成分Ｉｎとの差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の５次成分Ｉｎ-2に対する規制値Ｉｒｎ-2と現在の５次成分Ｉｎ-2との差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎ-2となる。
【０１４１】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６２に進み、ステップＳ６１で算出した余裕度ＭｎとＭｎ-2を比較する。そして、７次成分の余裕度Ｍｎの方が５次成分の余裕度Ｍｎ-2より大きかった場合にはステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合（或いは値）βの凹みを形成する。
【０１４２】
前述した如く高調波成分のうちの７次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹みを形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって７次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４３】
ここで、ステップＳ５６において余裕度Ｍｎ+2（この場合の７次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の５次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６４に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ+2を算出した後、ステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹みを形成する。これによって、余裕度の小さい７次成分の高調波を低下させる。
【０１４４】
また、ステップＳ６２において余裕度Ｍｎ-2（この場合の５次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の７次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６５に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ-2を算出した後、ステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部を形成する。これによって、余裕度の小さい５次成分の高調波を低下させる。
【０１４５】
即ち、この場合の補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
【０１４６】
このように５次と７次について監視した後、補正信号作成回路１２は次にステップＳ５１に戻り、Ｎを２とする（インクリメント）。これにより、ステップＳ５２において監視する高調波成分は１１次成分となり、ステップＳ５８で監視する高調波成分は１３次成分となって前述した制御が実行される。この場合、ステップＳ５３やステップＳ５９において決定される変化幅Ｗにおいてはｎが１１や１３と、前述した５や７より大きくなるため、変化幅Ｗは５次成分や７次成分の場合よりも狭くなる。また、１１次成分ではステップＳ５７で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部が形成されることになる。
【０１４７】
前述した如く高調波成分のうちの１１次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１１次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４８】
一方、１３次成分ではステップＳ６３で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹み部を形成されることになる。前述した如く高調波成分のうちの１３次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１３次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４９】
即ち、この場合も補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの１１次成分と１３次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
【０１５０】
これが終了した後、補正信号作成回路１２はステップＳ５１に戻り、Ｎをインクリメントして３とし、今度は１７次成分（より狭い幅Ｗの凸部を形成）と１９次成分（より狭い幅Ｗの凹みを形成）を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行し、以後これを繰り返していくものである。
【０１５１】
（２−２−１３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御８
次に、図２５を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。この場合は図１１の場合と同様に、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの各次数の成分についてそれらが規制値以下に収まる補正信号ＣＳの例えば形状変化幅Ｗを予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。凸或いは凹み度合いについても同様である。
【０１５２】
図２５は同様に負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示し、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して各次数の成分について当該次数の成分が規制値内に収まる変化幅Ｗの値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
【０１５３】
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図２５のマトリックス中の変化幅Ｗの値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分の各次数成分をそれぞれ規制値以下に維持するものである。
【０１５４】
尚、上記実施例では交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成したが、それに限らず、整流電圧のリプル成分に基づいて補正信号を生成するようにしてもよい。
【０１５５】
また、実施例では冷凍サイクルのコンプレッサモータを負荷とする例を述べたが、本発明は電源装置は他のあらゆる電気機器に適用可能であることは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【０１５６】
【図１】本発明を適用した実施例としての電源装置の電気回路のブロック図である。
【図２】図１の電源装置の制御装置の動作を説明するための波形図である（手法１）。
【図３】図２の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するための波形図である（手法１）。
【図４】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を説明するための波形図である。
【図５】図４の手法によって高調波成分のうちの５次成分と７次成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図６】図１の電源装置の制御装置の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法２）。
【図７】図１の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法２）。
【図８】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２を説明するための波形図である。
【図９】図８の手法によって高調波成分のうちの５次成分と７次成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図１０】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御１を説明するためのフローチャートである。
【図１１】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御２を説明するための図である。
【図１２】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御３を説明するためのフローチャートである。
【図１３】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１と２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御５を説明するためのフローチャートである。
【図１４】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１と２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御６を説明するためのフローチャートである。
【図１５】本発明を適用した実施例としての電源装置の電気回路のもう一つのブロック図である。
【図１６】図１５の電源装置の制御装置の動作を説明するための波形図である（手法３）。
【図１７】図１５の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するための波形図である（手法３）。
【図１８】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法３を説明するための波形図である。
【図１９】図１８の手法によって高い次数の高調波成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図２０】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法３を説明するためのもう一つの波形図である。
【図２１】図２０の手法によって低い次数の高調波成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図２２】図１５の電源装置の制御装置の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法４、手法５）。
【図２３】図１５の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法４、手法５）。
【図２４】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２乃至５を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御７を説明するためのフローチャートである。
【図２５】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２乃至５を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御８を説明するための図である。
【図２６】本発明の背景を説明するための波形図である。
【図２７】スイッチング素子のＯＮ期間比率を増加させた場合を説明するための波形図である。
【図２８】図２７の制御で変化する高調波成分のうちの５次成分と７次成分の様子を説明する図である。
【図２９】スイッチング素子のＯＮ期間比率を増加させた場合に生ずる問題を説明するための波形図である。
【図３０】図２９の制御で変化する高調波成分のうちの５次成分と７次成分の様子を説明する図である。
【図３１】図２９の制御で変化する高調波成分のうちの各次数成分の様子を説明する図である。
【符号の説明】
【０１５７】
１ 電源装置
２ 主回路
３ 制御装置
４ 三相交流電源
６ 負荷
８ 昇圧回路
９ ダイオード整流回路
１２ 補正信号作成回路
１３ 電圧検出回路
１４ 目標電圧生成回路
１６ エラーアンプ
１７ 乗算器
１８ スイッチング制御回路
１９ のこぎり波生成回路
Ｃ４ 平滑コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル
Ｌ４〜Ｌ６ 交流リアクトル
Ｔｒ１ スイッチング素子
【技術分野】
【０００１】
本発明は、三相交流電源を入力として負荷に直流電圧を供給する主回路と、この直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備える電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より電気機器の電源に用いられる電源装置は、ダイオード整流回路と昇圧回路から主回路が構成される。ダイオード整流回路は、三相交流電源によって供給される相電圧を整流することにより、整流電圧を出力する。また、昇圧回路は、ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有し、整流電圧を上昇させて直流電圧を出力するものである。
【０００３】
このような電源装置において、昇圧比（主回路の入力電圧に対する出力電圧の比率）が小さい場合、次のような問題が発生する。即ち、図２６に示すように相電圧の正及び負のピーク値付近、即ち、整流電圧の落ち込み部分に対応する期間において入力電流（相電流）が大きく歪み（ピークが落ち込む）、正弦波にならなくなる。この入力電流の歪みは、主に三相交流電源における線間電圧の位相差の影響によって生じる。そして、このような歪みにより、入力電流には大きな高調波成分が含まれることになる。この高調波電流は、電気設備及び機器の焼損、振動、異音の発生などの問題を引き起こすため、例えばＩＥＣ６１０００−３−２などによって規制されている。
【０００４】
ここで、家庭用エアコンなどの単相入力機器では、従来より高調波電流を抑制するためにアクティブフィルタが機器一台毎に搭載されている。一方、業務用機器などの三相入力機器では、受電設備内のアクティブフィルタで高調波電流を抑制するため、機器一台毎にアクティブフィルタを搭載することが無かった。この受電設備内に設置するアクティブフィルタでは、６個のスイッチング素子を用いるなどの比較的大型で高コストのものが許容されているが、機器一台毎に組み込むアクティブフィルタは、小型、低コストのものが要求される。そのため、三相入力用のアクティブフィルタを機器一台毎に組み込むためには、スイッチング素子の数を減らした回路構成で高調波電流を規制値以下に抑制できる電源装置の開発が必要となる。
【０００５】
従来、スイッチング素子を一個で三相交流電源を昇圧することにより、高調波電流を抑制する回路構成が開発されているが、昇圧比を高くしないと高調波電流の抑制効果が少ないという問題があった（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また、係る回路に共振コンデンサ及び共振リアクトルを設けることにより、昇圧比を低くして高調波電流を抑制する回路構成も開発されているが、共振コンデンサや共振リアクトルとして大電力に対応可能なものが要求されるため、電源装置の大きさやコストが増大する問題があった（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
そこで、昇圧比を高くしないで、高調波電流の抑制効果を発揮させるために、整流電圧の波形が落ち込む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くして、入力電流の波形を改善する方法が考えられる。例えば、図２７の中段に示すように整流電圧の波形と相似で、位相を９０°ずらした補正信号をスイッチングの制御を行う電圧に重畳することにより、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間の比率を高くすれば、図２７の上段に示すように歪んだ入力電流（相電流）波形の落ち込みを、下段に示すように改善できる。
【０００８】
そして、このスイッチング素子のＯＮ期間の比率を適切に増加させれば、図２８に示すように高調波電流に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を規制値（図２８の（３））以下に抑えることが可能である。ここで、図２８の（１）は補正を行わない基本回路の場合であり、（２）は上述のように補正信号を追加した場合を示している。
【特許文献１】特開平０２−１０６１７１号公報
【特許文献２】特許第３５０９４９５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、スイッチング素子のＯＮ期間の比率を高くすると、高調波電流のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる（三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路では５次成分と７次成分の高調波電流が大きい）。そして、入力電流の歪みは負荷の状況によって逐次変化する。
【００１０】
そのため、図２９に示すようにスイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げて入力電流（相電流）の落ち込み部分を持ち上げる場合、負荷の状況などによっては、５次成分は規制値をクリアするものの、７次成分が規制値を超え、入力電流は逆にピークが突出するかたちで歪んでしまう場合が発生する（図１６最上段参照）。逆に、ＯＮ期間の比率が足りなければ、図３０に示すように５次成分は下がるものの、規制値以下までは低下しない場合も出てくる。
【００１１】
また、ＯＮ期間比率の変更は高周波電流の次数が低いか高いかによってもその影響の出方が異なるため、例えば、図３１に示すように５次成分や７次成分などの低次数の高調波電流は規制値に収まるものの、１３次や１９次などの高次数の高調波電流は規制値を超えてしまう場合も出てくる。
【００１２】
即ち、スイッチング素子のＯＮ期間を一定の比率で上げる方法では、規制値を超えた次数の高調波電流を的確に低下させることができなかった。
【００１３】
本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、大きさやコストの増大を抑制しつつ、昇圧比が小さい場合にも、入力電流の歪みを的確に改善することができる電源装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明の電源装置は、三相交流電源からの交流電圧を入力し、この交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路と、直流電圧を検出すると共に、検出した直流電圧に応じて主回路を制御する制御装置とを備えたものであって、主回路は、交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、このダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して整流電圧を上昇させ、直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、制御装置は、スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、直流電圧を目標値に上昇させると共に、入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、この入力電流に含まれる高調波成分に応じ、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明の電源装置は、上記において制御装置は、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いてＯＮ期間比率を増減させることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、直流電圧と、この直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される誤差信号に対して補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じて補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凹み度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明の電源装置は、上記各発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項９の発明の電源装置は、請求項１乃至請求項５又は請求項８の何れかの発明において制御装置は、補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することにより、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば制御装置が、入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させるので、例えば請求項２の如く、入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を増加させると共に、入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、ＯＮ期間比率を減少させることにより、入力電流の歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。
【００２４】
特に、制御装置は、入力電流に含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子の前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。
【００２５】
また、請求項３の発明の如く交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いて前記ＯＮ期間比率を増減させるようにすれば、入力電流が歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。
【００２６】
また、請求項４の発明の如く制御装置を、直流電圧と、直流電圧の目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、前記補正信号を生成する補正信号作成回路と、エラーアンプから出力される前記誤差信号に対して前記補正信号を重畳する重畳回路と、この重畳回路の出力信号に応じて、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えるようにすれば、直流電圧を一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流の歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置を大幅に変更すること無く、入力電流の歪みを改善することができるようになる。
【００２７】
また、請求項５の発明の如く制御装置により、入力電流に含まれる高調波成分に応じて前記補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更すれば、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
【００２８】
更に、請求項６の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凹み度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
【００２９】
この場合、請求項７の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、平滑又は凹み部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。
【００３０】
更にまた、請求項８の発明の如く補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度合いを変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。
【００３１】
この場合、請求項９の発明の如く入力電流に含まれる高調波成分に応じて、補正信号の凸度部分の幅を変更することでも前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することが可能である。即ち、凸部分の幅を狭くすれば、高い次数の高調波成分に有効であり、逆に広くすれば、低い次数の高調波成分に有効となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。
【００３３】
（１）電源装置の構成
図１は、本発明を適用した電源装置１の電気回路のブロック図を示している。実施例の電源装置１は、主回路２と制御装置３とから構成されている。主回路２は三相交流電源４及び負荷６に接続される。制御装置３は主回路２に接続されている。
【００３４】
三相交流電源４は、位相がそれぞれ１２０°異なる相電圧Ｖ１〜Ｖ３を三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ印加する。この実施例では主回路２への入力電圧（線間電圧）は例えば４００Ｖである。
【００３５】
（１−２）主回路の構成
主回路２は、三相交流電源４を入力として、負荷６に直流電圧ＶＯを供給する。実施例では主回路２が出力する直流電圧ＶＯは例えば６５０Ｖである。即ち、主回路２においては、入力電圧（線間電圧）が４００Ｖに対して出力電圧（直流電圧ＶＯ）が６５０Ｖであり、昇圧比は小さい。
【００３６】
制御装置３は、直流電圧ＶＯを検出すると共に、検出した直流電圧ＶＯに応じて主回路２を制御する。具体的には、制御装置３は直流電圧ＶＯが予め設定された目標値となるように主回路２を制御する。
【００３７】
主回路２は、ローパスフィルタ７、昇圧回路８及びダイオード整流回路９を含む。ローパスフィルタ７は、リアクトルＬ１〜Ｌ３及びコンデンサＣ１〜Ｃ３を含む。リアクトルＬ１〜Ｌ３のそれぞれの一端は三相交流電源端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続されている。コンデンサＣ１〜Ｃ３は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端に接続されている。
【００３８】
昇圧回路８は、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６、スイッチング素子Ｔｒ１、逆流阻止ダイオードＤ７、及び、平滑コンデンサＣ４を含む。交流リアクトルＬ４〜Ｌ６の一端は、リアクトルＬ１〜Ｌ３の他端にそれぞれ接続されている。
【００３９】
スイッチング素子Ｔｒ１は、電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続されている。実施例ではスイッチング素子Ｔｒ１として絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用されている。平滑コンデンサＣ４は、負荷６に並列接続されている。尚、スイッチング素子Ｔｒ１は、ＯＮすると導通し、ＯＦＦすると遮断（非導通）される。また、スイッチング素子Ｔｒ１はＩＧＢＴに限らず、電界効果とトランジスタ（ＦＥＴ）などの他のトランジスタでも良い。
【００４０】
昇圧回路８は、スイッチング素子Ｔｒ１を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、ＯＮ／ＯＦＦ動作とは、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮとＯＦＦとを交互に繰り返すことである。尚、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作は制御装置３によって制御される。
【００４１】
逆流阻止ダイオードＤ７は、電源ラインＬ１０上においてスイッチング素子Ｔｒ１と平滑コンデンサＣ４との間に接続される。ダイオード整流回路９は、ダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ダイオードＤ１及びＤ２は電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ１及びＤ２の間には、交流リアクトルＬ４の他端が接続されている。ダイオードＤ３及びＤ４も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ３、Ｄ４間には交流リアクトルＬ５の他端が接続されている。同様に、ダイオードＤ５及びＤ６も電源ラインＬ１０、Ｌ２０間に接続され、ダイオードＤ５、Ｄ６間には交流リアクトルＬ６の他端が接続されている。
【００４２】
ダイオード整流回路９は、三相交流電源４から供給される相電圧Ｖ１〜Ｖ３を整流することにより、整流電圧ＶＰＱを出力する。昇圧回路８は、整流電圧ＶＰＱを上昇させ、昇圧された直流電圧ＶＯを出力する。
【００４３】
（１−３）制御装置の構成
次に、制御装置３は、補正信号作成回路１２と、電圧検出回路１３と、目標電圧生成回路１４と、エラーアンプ１６、乗算器（重畳回路）１７及びスイッチング制御回路１８とを含む。
【００４４】
補正信号作成回路１２はマイクロコンピュータ（マイコン制御部）により構成され、交流電源端子Ｕ（Ｖ又はＷでもよい）に接続される。補正信号作成回路１２は、先ず、相電圧Ｖ１が零となるタイミングを検出し、検出したタイミングに同期した同期信号ＳＹＮを生成する。次に、この同期信号ＳＹＮを基準として、相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳを生成する。
【００４５】
更に、補正信号作成回路１２は、電流センサを用いて相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）の値を検出し、更に、当該相電流Ｉｕ１に含まれる高調波電流値を検出する。そして、相電流Ｉｕ１に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を監視し、当該５次成分と７次成分に応じて補正信号ＣＳの形状を変更する。詳細は後述する。
【００４６】
電圧検出回路１３は、電源ラインＬ１０に接続される。電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを検出して、検出信号ＤＳをエラーアンプ１６に入力する。具体的には、電圧検出回路１３は、直流電圧ＶＯを抵抗分圧することによって検出信号ＤＳを生成する。
【００４７】
目標電圧生成回路１４は、検出信号ＤＳの目標値となる目標電圧ＴＶＯを生成する。
【００４８】
エラーアンプ１６は、電圧検出回路１３及び目標電圧生成回路１４に接続される。エラーアンプ１６は、検出信号ＤＳと目標電圧ＴＶＯとの差に応じた誤差信号ＥＳを出力する。
【００４９】
乗算器１７は、補正信号作成回路１２及びエラーアンプ１６に接続される。乗算器１７は、補正信号作成回路１２が出力する補正信号ＣＳと、誤差信号ＥＳとを乗算する。
【００５０】
スイッチング制御回路１８は、乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する。具体的には、スイッチング制御回路１８は、ノコギリ波生成回路１９及びコンパレータ２１を含む。
【００５１】
ノコギリ波生成回路１９は、相電圧Ｖ１〜Ｖ３の各周波数と比較して、周波数が高いノコギリ波（又は三角波）Ｓ１を生成する。また、ノコギリ波生成回路１９によって生成されるのこぎり波Ｓ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周波数を決定する。
【００５２】
コンパレータ２１は、のこぎり波Ｓ１と、乗算器１７の出力信号Ｓ２との比較結果に応じて、スイッチング制御信号（ＰＷＭ信号）Ｇ１を出力する。スイッチング制御信号Ｇ１は、スイッチング素子Ｔｒ１のゲートに入力される。
【００５３】
具体的には、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい期間で、コンパレータ２１はＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力し、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮする。一方、出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも小さい期間では、Ｌレベルのスイッチング制御信号Ｇ１が出力され、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦする。
【００５４】
このようなフィードバック構成により、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が変化し、直流電圧ＶＯが一定値となるように制御される。
【００５５】
（２）電源装置の動作
次に、実施例の電源装置１の動作を説明する。
【００５６】
（２−１）主回路の動作
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＨレベルである期間においてＯＮする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、三相交流電源４が交流リアクトルＬ４〜Ｌ６を介して短絡される。これにより、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に流れる電流、即ち、相電流Ｉｕ１〜Ｉｕ３が急激に増加する。また、スイッチング素子Ｔｒ１がＯＮすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６には、相電圧Ｖ１〜Ｖ３に比例したエネルギーが蓄えられる。
【００５７】
スイッチング素子Ｔｒ１は、スイッチング制御信号Ｇ１がＬレベルである期間においてＯＦＦする。スイッチング素子Ｔｒ１がＯＦＦすると、交流リアクトルＬ４〜Ｌ６に蓄えられたエネルギーは、ダイオード整流回路９及び逆流阻止ダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ４に移動する。これにより、平滑コンデンサＣ４が充電される。
【００５８】
平滑コンデンサＣ４が充電される期間がスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作によって制御されるので、平滑コンデンサＣ４の電圧、即ち、直流電圧ＶＯもスイッチング素子Ｔｒ１で制御されることになる。尚、ローパスフィルタ７はスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作に伴う高調波を除去する。
【００５９】
（２−２）制御装置の動作
ここで、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）には図２の最上段に示すように、整流電圧ＶＰＱの落ち込み部分に対応する期間において歪みが生じる。
【００６０】
制御装置３の補正信号作成回路１２は、図２の上から三段目に示す補正信号ＣＳを生成する。補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミングに同期している。
【００６１】
補正信号ＣＳは乗算器１７にてエラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに乗算される。この結果、乗算器１７の出力信号Ｓ２は図３の上段に示すようにエラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳに補正信号ＣＳが重畳された波形となる。即ち、エラーアンプ１６からの誤差信号ＥＳが補正信号ＣＳにより変調される。
【００６２】
この乗算器１７の出力信号Ｓ２は、コンパレータ２１においてのこぎり波Ｓ１と比較される。コンパレータ２１は、乗算器１７の出力信号Ｓ２がのこぎり波Ｓ１よりも大きい場合にＨレベルのスイッチング制御信号Ｇ１を出力する（図３下段）。
【００６３】
図３からも明らかな如く、補正信号ＣＳの電圧が高い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティ（スイッチング周期に対するＯＮ期間比率（ＯＮ期間の比率））が増加する。これにより、整流電圧ＶＰＱが落ち込む部分に対応する期間（入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）のピーク値付近）において落ち込む入力電流Ｉｕ（図２最上段）を持ち上げ、図２最下段に示すように、その歪みを低減することができるようになる。逆に、補正信号Ｃ２の電圧が低い程、スイッチング制御信号Ｇ１のＯＮデューティが減少する。これにより、入力電流Ｉｕがそのピーク値付近で逆に突出する場合に、その部分の入力電流Ｉｕを引き下げることもできるようになる。
【００６４】
（２−２−１）補正信号の形状変更手法１
次に、図２〜図５を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の一実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は図４に示すようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となる。この補正信号ＣＳがピーク値となるタイミングは、整流電圧ＶＰＱが落ち込むタイミング、即ち、入力電流Ｉｕが歪むタイミングに同期している。
【００６５】
更に、補正信号作成回路１２は、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。このＡＣ／ＤＣ比は、補正信号ＣＳのＤＣ成分に対するＡＣ成分の比率のことであり、この比率が高くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．５２）、図４の半波の山の高さが高くなり、比率が低くなる程（図４のＡＣ／ＤＣ＝０．１５）、図４の半波の山の高さは低くなる。図４ではＡＣ／ＤＣ比を０．１５、０．２０、０．３０、０．５２と変化させたときの波形の様子を上から順に重ねて示している。ＡＣ／ＤＣ比を変更する方法は、先ず補正信号からＤＣ成分を除去し、次にＡＣ／ＤＣ比を大きくする場合はＡＣ成分に１より大きい値をかける。逆にＡＣ／ＤＣ比を小さくする場合はＡＣ成分に１より小さい値をかける。次に、ＡＣ成分の増減分を考慮したＤＣ成分を加算するものである。
【００６６】
この補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が大きいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
【００６７】
逆に、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比が小さいと、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低下する。同様に補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少するが、その減少度合いは低くなる。
【００６８】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を調整することで、図５に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図５の例ではＡＣ／ＤＣ比＝０．２５（図５の（３））で規制値をクリアできていることが分かる。
【００６９】
（２−２−２）補正信号の形状変更手法２
次に、図６〜図９を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませる。補正信号のピークに相当する箇所を凹ませる方法は、ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返すものである。
【００７０】
図８は補正信号ＣＳのＡＣ成分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。この場合、ＡＣ／ＤＣ比率は０．３０一定で、凹ＡＣ成分が２０％の場合、４０％の場合、６０％の場合を重ねて示している。
【００７１】
この補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
【００７２】
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
【００７３】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。また、ＯＮ期間比率が低くなると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることが分かる。
【００７４】
（２−２−３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御１
次に、図１０を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の一実施例を説明する。図１０はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００７５】
前述した如く補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１０のステップＳ１１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１〜Ｓ１２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００７６】
次に、ステップＳ１１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ１４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、ＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ１１、ステップＳ１３、Ｓ１４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００７７】
そして、ステップＳ１３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ１５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【００７８】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ１６に進み、ステップＳ１５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ１７に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ１６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ１８に進んでＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【００７９】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００８０】
（２−２−４）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御２
次に、図１１を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の他の実施例を説明する。この場合、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。
【００８１】
図１１は負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示しており、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方が規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７内に収まるＡＣ／ＤＣ比の値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
【００８２】
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図１１のマトリックス中のＡＣ／ＤＣ比の値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００８３】
以上のように、制御装置３の補正信号作成回路１２が整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込みにより入力電流Ｉｕが歪む部分に相当する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増減させ、入力電流Ｉｕを増減させるので、入力電流Ｉｕの歪みを改善して高調波成分の抑制を図ることが可能となる。このとき、装置の大きさやコストの高騰も抑えることができる。特に、制御装置３は、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分に応じてスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するので、高調波成分中の５次成分や７次成分を的確に規制値内に抑えることが可能となる。
【００８４】
また、交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成すると共に、生成した補正信号ＣＳを用いてＯＮ期間比率を増減させるようにしているので、入力電流Ｉｕが歪む期間を正確に検出してＯＮ期間比率を適切なタイミングで増減させることができるようになる。
【００８５】
また、制御装置３を、直流電圧ＶＯとその目標値（目標電圧ＴＶＯ）との差に応じた誤差信号ＥＳを出力するエラーアンプ１６と、エラーアンプ１６から出力される誤差信号ＥＳに対して補正信号ＣＳを重畳する乗算器１７と、この乗算器１７の出力信号Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路１８とを備えているので、直流電圧ＶＯを一定に保つためのフィードバック構成を利用して、入力電流Ｉｕの歪みを改善する制御を実現することが可能となり、制御装置３を大幅に変更すること無く、入力電流Ｉｕの歪みを改善することができるようになる。
【００８６】
特に、制御１や制御２の実施例のように入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の５次成分及び７次成分に応じて補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を変更するようにすれば、ＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御することができるようになる。
【００８７】
尚、実施例では三相交流電源を用いたコンデンサ入力型の整流回路で特に大きくなる５次成分と７次成分に着目して制御したが、他の奇数次成分を監視し、それらの性状（ＯＮ期間比率の増加で高くなるか低くなるか）に基づいて補正信号ＣＳの形状を変化させてもよい（以下、同じ）。
【００８８】
（２−２−５）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御３
次に、図１２を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１２はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００８９】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１２のステップＳ２１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１〜Ｓ２２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００９０】
次に、ステップＳ２１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ２４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ２１、ステップＳ２３、Ｓ２４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００９１】
そして、ステップＳ２３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ２５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【００９２】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ２６に進み、ステップＳ２５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ２７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ２６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ２８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【００９３】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【００９４】
（２−２−６）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御４
尚、図１１に示した増減の度合い制御２のように、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方がそれぞれの規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に収まる補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておいて適切な凹み度合いを選択することで、ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御するようにしてもよい。
【００９５】
この制御３、制御４の実施例のように、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５及び７次成分Ｉ７に応じて、補正信号ＣＳの凹み度合いを変更することでもＯＮ期間比率の増減の度合いを容易に制御して高調波成分を規制値内に納めることができる。
【００９６】
（２−２−７）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御５
次に、図１３を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更に他の実施例を説明する。図１３はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【００９７】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１３のステップＳ３１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α１だけ上げる。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１〜Ｓ３２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【００９８】
次に、ステップＳ３１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ３４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α２だけ大きくする。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ３１、ステップＳ３３、Ｓ３４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【００９９】
そして、ステップＳ３３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ３５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【０１００】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ３６に進み、ステップＳ３５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ３７に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β２だけ大きくする（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ３６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ３８に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β１だけ上げる（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【０１０１】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。
【０１０２】
（２−２−８）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御６
次に、図１４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図１４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【０１０３】
前述同様に補正信号作成回路１２は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７を監視している。そして、補正信号作成回路１２は、図１４のステップＳ４１で５次成分Ｉ５が、当該５次成分の規制値Ｉｒ５より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４２で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法２を用い、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）α１だけ小さくする。これにより、５次成分Ｉ５は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１〜Ｓ４２を繰り返して５次成分Ｉ５を規制値Ｉｒ５以下まで低下させる。
【０１０４】
次に、ステップＳ４１で５次成分Ｉ５が規制値Ｉｒ５以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４３に進んで今度は７次成分Ｉ７が、当該７次成分の規制値Ｉｒ７より大きいか否か判断し、大きい場合にはステップＳ４４で前述した補正信号ＣＳの形状変更手法１を用い、補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）α２だけ下げる。これにより、７次成分Ｉ７は下がる。補正信号作成回路１２はこのステップＳ４１、ステップＳ４３、Ｓ４４を繰り返して７次成分Ｉ７を規制値Ｉｒ７以下まで低下させる。
【０１０５】
そして、ステップＳ４３で７次成分が規制値Ｉｒ７以下であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ４５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍ５は、（Ｉｒ５−Ｉ５）／Ｉ５で算出される。即ち、現在の５次成分Ｉ５に対する規制値Ｉｒ５と現在の５次成分Ｉ５との差の比率が５次成分の余裕度Ｍ５となり、現在の７次成分Ｉ７に対する規制値Ｉｒ７と現在の７次成分Ｉ７との差の比率が７次成分の余裕度Ｍ７となる。
【０１０６】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ４６に進み、ステップＳ４５で算出した余裕度Ｍ５とＭ７を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍ５の方が７次成分の余裕度Ｍ７より大きかった場合にはステップＳ４７に進んで補正信号ＣＳのＡＣ／ＤＣ比を所定の割合（或いは値）β２だけ下げる（β２はα２より小さい）。これにより、７次成分の余裕度Ｍ７を大きくする。一方、ステップＳ４６で５次成分の余裕度Ｍ５が７次成分の余裕度Ｍ７以下であった場合にはステップＳ４８に進んで補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを所定の割合（或いは値）β１だけ小さくする（β１はα１より小さい）。これにより、５次成分の余裕度Ｍ５を大きくする。
【０１０７】
このようにして、補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分Ｉ５と７次成分Ｉ７の双方を規制値Ｉｒ５、Ｉｒ７以下に維持するものである。上記制御５や制御６の実施例のように、制御手法１と２を組み合わせて高調波成分を規制値内に納めてもよい。
【０１０８】
（２−２−９）補正信号の形状変更手法３
次に、図１５〜図２１を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法のもう一つの他の実施例を説明する。図１５に示すこの場合の電源装置１の電気回路のブロック図は図１と同一であるが、補正信号作成回路１２における制御方式のみが異なる。
【０１０９】
図８に示した形状変更手法２では、前述した如く制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所を凹ませ（ＡＣ成分のピーク部分を「−」方向に折り返す）、且つ、この凹ませる度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法３では、この凹み部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法２と組み合わせて実行する。
【０１１０】
図１８は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を狭くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。また、図２０は補正信号ＣＳのＡＣ成分の凹み部分の幅を広くし、その状態で、当該凹み部分を凹ませる度合いを変化させたときの様子を示している。各図において、ＡＣ／ＤＣ比率は前述同様に０．３０一定で、凹ＡＣ成分が５％の場合、１０％の場合、２０％の場合、４０％の場合を重ねて示している。
【０１１１】
前述した形状変更手法２で説明した如く、補正信号ＣＳの凹み度合いが小さい（凹ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図６の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピークの凹み部分の前後の部分ではＯＮ期間比率が増加し、その増加の度合いも小さくなる。
【０１１２】
逆に、補正信号ＣＳの凹み度合いが大きい（凹ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、ＯＮ期間比率は減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは、低くなる。
【０１１３】
特に、入力電流Ｉｕに含まれる７次成分や１３次成分が高い場合、入力電流Ｉｕの波形のピークに相当する箇所は、図１６の最上限に示すように逆に突出するかたちで歪むようになる。この突出部分に対応する期間において、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を減少させれば、入力電流Ｉｕの突出部分を引き下げることができる。
【０１１４】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み度合い（ピーク凹％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを変更する。前述した如く、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率を高くすると、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうちの５次成分は下がるものの、７次成分は上がる傾向となる。逆に、ＯＮ期間比率を低くすると、７次成分は下がるものの、５次成分は上がる傾向となる。そして、入力電流Ｉｕの歪みは負荷の状況によって逐次変化するが、５次成分と７次成分を監視して補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、図９に示すように５次成分と７次成分の双方を規制値内に納めることが可能となる。図９の例では補正信号ピーク凹２０％（図９の（２））で規制値をクリアできていることは前述した。
【０１１５】
ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凹み部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスの間隔）が狭くなる（図１６の最下段実線で示す）。
【０１１６】
逆に、補正信号ＣＳの凹み部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図１７の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広くなる（図１６の最下段破線で示す）。
【０１１７】
ここで、５次や７次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１３次、１９次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凹み部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスの間隔が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。
【０１１８】
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凹み部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次、７次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１３次、１９次など）の高調波成分を抑えたいときには凹み部分の幅を狭くする方向で変更する。
【０１１９】
図１９は図１８の如く凹み部分の幅を狭くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、１１次、１３次、１７次、１９次などの高い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（１１次は全て、１３次は（２）、（３）で示す５％、１０％、１７次は全て、１９次は（２）で示す５％）できることが分かる。
【０１２０】
他方、図２１は図２０の如く凹み部分の幅を広くして凹ませる度合いを変化（５％、１０％、２０％、４０％）させた場合の各高調波成分の変化の様子を示しているが、この図からも明らかな如く、５次、７次などの低い次数の高調波成分がより大きく変化し、限界値（（１）で示す前述した規制値）をクリア（５次は（６）で示す５％、７次は全て）できることが分かる。
【０１２１】
（２−２−１０）補正信号の形状変更手法４
次に、図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。前述した如く、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形は、本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるが、この場合、補正信号作成回路１２は、この補正信号ＣＳの波形のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成する。
【０１２２】
この補正信号ＣＳの凸部分の凸度合いが大きい（凸ＡＣ成分の％が大きい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなる。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなることに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、より上がることになる（図２２の最下段）。尚、前述同様に入力電流Ｉｕの実効値は変化しないので、補正信号ＣＳのピーク値とピーク値の間の部分ではＯＮ期間比率が減少し、その減少度合いも高くなる。
【０１２３】
逆に、補正信号ＣＳの凸度合いが小さい（凸ＡＣ成分の％が小さい）と、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形において、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が短くなって整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは、減少する。スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが低くなり、或いは減少することに伴い、入力電流Ｉｕのピークは、余り上がらなくなり、或いは低下する。
【０１２４】
即ち、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分に基づき、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを変更する。
【０１２５】
ここで、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、５次、１１次、１７次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図２２の最上段に示すような凹形状（落ち込み部分）となる。そのため、５次成分などを抑える場合には当該５次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凸度合いを調整することで、５次成分を規制値（限界値）内に納める易くなる（この形状変更手法４及び後述する形状変更手法５）。
【０１２６】
逆に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分のうち、７次、１３次、１９次成分が大きい場合、入力電流Ｉｕの歪みは図１６の最上段に示すような凸形状（突出部分）となる。そのため、７次成分などを抑える場合には当該７次成分を監視して、補正信号ＣＳの波形の凹み度合いを調整することで、７次成分を規制値（限界値）内に納め易くなる（前述した形状変更手法２及び形状変更手法３）。
【０１２７】
（２−２−１１）補正信号の形状変更手法５
次に、同じく図２２、図２３を参照して、制御装置３の補正信号作成回路１２による補正信号ＣＳの形状を変更する手法の更にもう一つの他の実施例を説明する。上述した形状変更手法４では、制御装置３の補正信号作成回路１２が生成する相電圧Ｖ１の６倍の周波数成分（６次高調波）を有する補正信号ＣＳの波形（本来図４に示したようなＤＣ成分とＡＣ成分から成る正弦半波となるもの）のピーク（頂上）に相当する箇所に凸部分を形成し、且つ、この凸度合いを変化させることによって、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを調整したが、この場合の形状変更手法５では、この凸部分の幅を変化させる。尚、この手法は単独で、或いは、前記形状変更手法４と組み合わせて実行する。
【０１２８】
前述した形状変更手法４で説明した如く、制御装置３は補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸度合い（ピーク凸％）を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いを制御できる。そして、ここでは更に、入力電流Ｉｕに含まれる高調波成分の次数にも着目する。補正信号ＣＳの凸部分の幅が狭い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の実線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲（整流電圧ＶＰＱの波形の落ち込み部分に対応する期間におけるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなり、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増加度合いが高くなって、入力電流Ｉｕのピークが、より上がることになるパルスが存在する範囲）が狭くなる（図２２の最下段実線で示す）。
【０１２９】
逆に、補正信号ＣＳの凸部分の幅が広い場合、乗算器１７の出力信号Ｓ２の波形は図２３の破線で示すものとなり、入力電流Ｉｕのピーク時のスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広くなる（図２２の最下段破線で示す）。
【０１３０】
ここで、５次などの低次数の高調波成分は周期が大きいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を広くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が広い方が、補正の影響がより大きくでる。一方、１１次、１７次などの高次数の高調波成分は周期が小さいため、補正信号ＣＳの凸部分の幅を狭くし、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ時間が長くなるパルスが存在する範囲が狭い方が、補正の影響がより大きくでる。
【０１３１】
このことは、制御装置３によって補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所の凸部分の幅を変更することにより、スイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合いの制御をより強く影響させる高調波成分の次数を制御できることを意味している。即ち、制御装置３の補正信号作成回路１２は、相電流Ｉｕ１（入力電流Ｉｕ）に含まれる高調波成分の次数に基づき、当該高調波成分のうちの低い次数（５次など）の高調波成分を抑えたいときには凸部分の幅を広くし、高い次数（１１次、１７次など）の高調波成分を抑えたいときには取る部分の幅を狭くする方向で変更する。
【０１３２】
（２−２−１２）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御７
次に、図２４を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。図２４はマイクロコンピュータにより構成される補正信号作成回路１２の動作を示すフローチャートである。
【０１３３】
この場合のＯＮ期間比率の増減の度合い制御は、前述した補正信号ＣＳの凹み部分の幅の変更に関する形状変更手法３と、補正信号ＣＳの凸部分の幅の変更に関する形状変更手法５を組み合わせて実行する例である。但し、後述するステップＳ５７、ステップＳ６３では、前述した如く補正信号ＣＳの凹み部分の凹み度合い変更に関する形状変更手法２、凸部分の凸度合い変更に関する形状変更手法４を組み合わせて実行すれば更に効果的であることは云うまでもない。
【０１３４】
以下、図２４に沿って説明する。この場合の補正信号作成回路１２（図１５）は、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの全ての次数を監視することになる。即ち、補正信号作成回路１２は、図２４のステップＳ５１で補正信号作成回路１２はＮに１を足す（インクリメント）。尚、Ｎは０及び正の整数である（０，１，２，３・・・）。次に、ステップＳ５２で監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ−１を計算する。制御スタート当初のステップＳ５１ではＮは１となるので、ステップＳ５２では高調波成分ｎの次数は５となる。即ち、スタートして最初は５次の高調波成分を監視することになる。
【０１３５】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５３で前述した補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算する。この場合のｔは所定の常数であり、これを次数ｎで除するため、次数ｎが小さい、即ち、低い次数の高調波成分を監視する場合ほど、幅Ｗは広くなり、高い次数の場合ほど、幅Ｗは狭くなることになる。
【０１３６】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ５５に進んで５次成分と７次成分の余裕度を算出する。この場合、５次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の５次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の５次成分Ｉｎとの差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の７次成分Ｉｎ+2に対する規制値Ｉｒｎ+2と現在の７次成分Ｉｎ+2との差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎ+2となる。
【０１３７】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５６に進み、ステップＳ５５で算出した余裕度ＭｎとＭｎ+2を比較する。そして、５次成分の余裕度Ｍｎの方が７次成分の余裕度Ｍｎ+2より大きかった場合にはステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合（或いは値）αの凸部を形成する。
【０１３８】
前述した如く高調波成分のうちの５次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって５次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１３９】
一方、ステップＳ５４で高調波成分のうちの５次成分Ｉｎが、当該５次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎ以下であった場合、ステップＳ５８に進んで監視する高調波成分の次数ｎ＝６Ｎ＋１を計算する。この場合Ｎは１なので次数ｎは７となる。即ち、５次成分が規制値内にある場合には、今度は７次成分の高調波を監視することになる。次に、補正信号作成回路１２はステップＳ５９で同様に補正信号ＣＳの凹み部分及び凸部分の幅Ｗ＝ｔ／ｎを計算し直す。この場合のｎは７であるので、ステップＳ５３におけるｎが５の場合の次に広い幅Ｗが算出されることになる。
【０１４０】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６０で高調波成分のうちの７次成分Ｉｎが、当該７次成分の規制値（限界値）Ｉｒｎより大きいか否か判断し、大きい場合には補正信号作成回路１２はステップＳ６１に進んで７次成分と５次成分の余裕度を算出する。この場合、７次成分の余裕度Ｍｎは、（Ｉｒｎ−Ｉｎ）／Ｉｎで算出される。即ち、現在の７次成分Ｉｎに対する規制値Ｉｒｎと現在の７次成分Ｉｎとの差の比率が７次成分の余裕度Ｍｎとなり、現在の５次成分Ｉｎ-2に対する規制値Ｉｒｎ-2と現在の５次成分Ｉｎ-2との差の比率が５次成分の余裕度Ｍｎ-2となる。
【０１４１】
次に、補正信号作成回路１２はステップＳ６２に進み、ステップＳ６１で算出した余裕度ＭｎとＭｎ-2を比較する。そして、７次成分の余裕度Ｍｎの方が５次成分の余裕度Ｍｎ-2より大きかった場合にはステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合（或いは値）βの凹みを形成する。
【０１４２】
前述した如く高調波成分のうちの７次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹みを形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは広いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって７次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４３】
ここで、ステップＳ５６において余裕度Ｍｎ+2（この場合の７次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の５次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６４に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ+2を算出した後、ステップＳ６３に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹みを形成する。これによって、余裕度の小さい７次成分の高調波を低下させる。
【０１４４】
また、ステップＳ６２において余裕度Ｍｎ-2（この場合の５次成分の余裕度）がＭｎ（この場合の７次成分の余裕度）以上であった場合、補正信号作成回路１２はステップＳ６５に進んで変化幅Ｗ＝ｔ／ｎ-2を算出した後、ステップＳ５７に進んで補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部を形成する。これによって、余裕度の小さい５次成分の高調波を低下させる。
【０１４５】
即ち、この場合の補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの５次成分と７次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
【０１４６】
このように５次と７次について監視した後、補正信号作成回路１２は次にステップＳ５１に戻り、Ｎを２とする（インクリメント）。これにより、ステップＳ５２において監視する高調波成分は１１次成分となり、ステップＳ５８で監視する高調波成分は１３次成分となって前述した制御が実行される。この場合、ステップＳ５３やステップＳ５９において決定される変化幅Ｗにおいてはｎが１１や１３と、前述した５や７より大きくなるため、変化幅Ｗは５次成分や７次成分の場合よりも狭くなる。また、１１次成分ではステップＳ５７で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凸度合いが所定の割合αの凸部が形成されることになる。
【０１４７】
前述した如く高調波成分のうちの１１次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成することが効果的であり、且つ、この凸部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１１次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４８】
一方、１３次成分ではステップＳ６３で補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に狭い幅Ｗであって凹み度合いが所定の割合βの凹み部を形成されることになる。前述した如く高調波成分のうちの１３次成分を抑制する場合、補正信号ＣＳの波形のピークに相当する箇所に凹み部分を形成することが効果的であり、且つ、この凹み部分の幅Ｗは狭いほうが補正の影響が出やすくなるので、係る補正信号ＣＳの形状変更によって１３次成分を効果的に規制値以下に低下させることができるようになる。
【０１４９】
即ち、この場合も補正信号作成回路１２は入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分のうちの１１次成分と１３次成分を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行する。
【０１５０】
これが終了した後、補正信号作成回路１２はステップＳ５１に戻り、Ｎをインクリメントして３とし、今度は１７次成分（より狭い幅Ｗの凸部を形成）と１９次成分（より狭い幅Ｗの凹みを形成）を一つのセットとして規制値以下に維持する制御を実行し、以後これを繰り返していくものである。
【０１５１】
（２−２−１３）スイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御８
次に、図２５を参照して、制御装置３によるスイッチング素子Ｔｒ１のＯＮ期間比率の増減の度合い制御の更にもう一つの他の実施例を説明する。この場合は図１１の場合と同様に、負荷６の状態に応じて、高調波成分のうちの各次数の成分についてそれらが規制値以下に収まる補正信号ＣＳの例えば形状変化幅Ｗを予め実験により把握しておき、補正信号作成回路１２に保持させておく。凸或いは凹み度合いについても同様である。
【０１５２】
図２５は同様に負荷６がモータ（例えば冷凍サイクルのコンプレッサモータ）を駆動するインバータである場合を示し、インバータの周波数と出力をパラメータとし、それぞれの値に対して各次数の成分について当該次数の成分が規制値内に収まる変化幅Ｗの値（ａ１〜ａｎ、ｂ１〜ｂｎ・・・ｘ１〜ｘｎ）のマトリックスが構成され、このデータテーブルが補正信号作成回路１２に予め記憶される。
【０１５３】
そして、制御装置３の補正信号作成回路１２は、負荷６（この場合インバータ）の周波数と出力を監視し、それらの値から図２５のマトリックス中の変化幅Ｗの値を選択して補正信号ＣＳの形状を変更し、入力電流Ｉｕ（相電流Ｉｕ１）に含まれる高調波成分の各次数成分をそれぞれ規制値以下に維持するものである。
【０１５４】
尚、上記実施例では交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号ＣＳを生成したが、それに限らず、整流電圧のリプル成分に基づいて補正信号を生成するようにしてもよい。
【０１５５】
また、実施例では冷凍サイクルのコンプレッサモータを負荷とする例を述べたが、本発明は電源装置は他のあらゆる電気機器に適用可能であることは云うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【０１５６】
【図１】本発明を適用した実施例としての電源装置の電気回路のブロック図である。
【図２】図１の電源装置の制御装置の動作を説明するための波形図である（手法１）。
【図３】図２の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するための波形図である（手法１）。
【図４】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を説明するための波形図である。
【図５】図４の手法によって高調波成分のうちの５次成分と７次成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図６】図１の電源装置の制御装置の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法２）。
【図７】図１の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法２）。
【図８】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２を説明するための波形図である。
【図９】図８の手法によって高調波成分のうちの５次成分と７次成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図１０】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御１を説明するためのフローチャートである。
【図１１】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御２を説明するための図である。
【図１２】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御３を説明するためのフローチャートである。
【図１３】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１と２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御５を説明するためのフローチャートである。
【図１４】図１の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法１と２を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御６を説明するためのフローチャートである。
【図１５】本発明を適用した実施例としての電源装置の電気回路のもう一つのブロック図である。
【図１６】図１５の電源装置の制御装置の動作を説明するための波形図である（手法３）。
【図１７】図１５の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するための波形図である（手法３）。
【図１８】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法３を説明するための波形図である。
【図１９】図１８の手法によって高い次数の高調波成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図２０】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法３を説明するためのもう一つの波形図である。
【図２１】図２０の手法によって低い次数の高調波成分が抑制される様子を説明するための図である。
【図２２】図１５の電源装置の制御装置の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法４、手法５）。
【図２３】図１５の乗算器とスイッチング制御回路の動作を説明するためのもう一つの波形図である（手法４、手法５）。
【図２４】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２乃至５を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御７を説明するためのフローチャートである。
【図２５】図１５の補正信号作成回路による補正信号の形状変更手法２乃至５を用いたスイッチング素子のＯＮ期間比率の増減の度合い制御８を説明するための図である。
【図２６】本発明の背景を説明するための波形図である。
【図２７】スイッチング素子のＯＮ期間比率を増加させた場合を説明するための波形図である。
【図２８】図２７の制御で変化する高調波成分のうちの５次成分と７次成分の様子を説明する図である。
【図２９】スイッチング素子のＯＮ期間比率を増加させた場合に生ずる問題を説明するための波形図である。
【図３０】図２９の制御で変化する高調波成分のうちの５次成分と７次成分の様子を説明する図である。
【図３１】図２９の制御で変化する高調波成分のうちの各次数成分の様子を説明する図である。
【符号の説明】
【０１５７】
１ 電源装置
２ 主回路
３ 制御装置
４ 三相交流電源
６ 負荷
８ 昇圧回路
９ ダイオード整流回路
１２ 補正信号作成回路
１３ 電圧検出回路
１４ 目標電圧生成回路
１６ エラーアンプ
１７ 乗算器
１８ スイッチング制御回路
１９ のこぎり波生成回路
Ｃ４ 平滑コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ３ リアクトル
Ｌ４〜Ｌ６ 交流リアクトル
Ｔｒ１ スイッチング素子
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流電源からの交流電圧を入力し、該交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路と、前記直流電圧を検出すると共に、検出した直流電圧に応じて前記主回路を制御する制御装置とを備えた電源装置であって、
前記主回路は、前記交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、該ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して前記整流電圧を上昇させ、前記直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、
前記制御装置は、前記スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、前記直流電圧を目標値に上昇させると共に、
入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、該入力電流に含まれる高調波成分に応じ、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御装置は、前記入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、前記ＯＮ期間比率を増加させると共に、前記入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、前記ＯＮ期間比率を減少させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いて前記ＯＮ期間比率を増減させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記直流電圧と、該直流電圧の前記目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、前記補正信号を生成する補正信号作成回路と、前記エラーアンプから出力される前記誤差信号に対して前記補正信号を重畳する重畳回路と、該重畳回路の出力信号に応じて、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御装置は、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて前記補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凹み度合いを変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凸度合いを変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凸度部分の幅を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５又は請求項８の何れかに記載の電源装置。
【請求項１】
三相交流電源からの交流電圧を入力し、該交流電圧を直流電圧に変換して負荷に印加する主回路と、前記直流電圧を検出すると共に、検出した直流電圧に応じて前記主回路を制御する制御装置とを備えた電源装置であって、
前記主回路は、前記交流電圧を整流することによって整流電圧を出力するダイオード整流回路と、該ダイオード整流回路の出力に接続されたスイッチング素子を有して前記整流電圧を上昇させ、前記直流電圧として出力する昇圧回路とを備え、
前記制御装置は、前記スイッチング素子を所定のスイッチング周期でＯＮ／ＯＦＦすることにより、前記直流電圧を目標値に上昇させると共に、
入力電流を検出し、当該入力電流の波形が歪む部分に対応する期間において、該入力電流に含まれる高調波成分に応じ、前記スイッチング素子のスイッチング周期に対するＯＮ期間比率を増加、若しくは、減少させ、且つ、その増減の度合いを制御することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記制御装置は、前記入力電流の波形の落ち込み部分に対応する期間において、前記ＯＮ期間比率を増加させると共に、前記入力電流の波形の突出部分に対応する期間において、前記ＯＮ期間比率を減少させることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御装置は、前記交流電圧の６倍の周波数成分を有する補正信号を生成すると共に、生成した補正信号を用いて前記ＯＮ期間比率を増減させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記直流電圧と、該直流電圧の前記目標値との差に応じた誤差信号を出力するエラーアンプと、前記補正信号を生成する補正信号作成回路と、前記エラーアンプから出力される前記誤差信号に対して前記補正信号を重畳する重畳回路と、該重畳回路の出力信号に応じて、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するスイッチング制御回路とを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御装置は、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて前記補正信号のＡＣ／ＤＣ比を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凹み度合いを変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電源装置。
【請求項７】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に平滑又は凹み部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の平滑又は凹み部分の幅を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項６の何れかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凸度合いを変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記補正信号の波形のピークに相当する箇所に凸部分を形成し、前記入力電流に含まれる高調波成分に応じて、前記補正信号の凸度部分の幅を変更することにより、前記ＯＮ期間比率の増減の度合いを制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５又は請求項８の何れかに記載の電源装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
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【図１１】
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【図１４】
【図１５】
【図１６】
【図１７】
【図１８】
【図１９】
【図２０】
【図２１】
【図２２】
【図２３】
【図２４】
【図２５】
【図２６】
【図２７】
【図２８】
【図２９】
【図３０】
【図３１】
【公開番号】特開２００９−９５２１７（Ｐ２００９−９５２１７Ａ）
【公開日】平成２１年４月３０日（２００９．４．３０）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３２９９２８（Ｐ２００７−３２９９２８）
【出願日】平成１９年１２月２１日（２００７．１２．２１）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年４月３０日（２００９．４．３０）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１２月２１日（２００７．１２．２１）
【出願人】（０００００１８８９）三洋電機株式会社 (18,308)
【Ｆターム（参考）】
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