アクチュエータの駆動装置ならびにそれを用いる平行移動機構、干渉計および分光器
【課題】被駆動部材となる可動部とそれを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータをＰＬＬ回路で駆動し、機械共振駆動を行わせる駆動装置において、短時間でかつ確実な位相引き込み動作を可能にし、さらに回路規模の増大やコストアップを抑える。
【解決手段】ＰＬＬ回路のループフィルタ部１４ａを、位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄを平滑化してＶＣＯ１１へ制御電圧Ｖｃとして与えるＬＰＦとしての機能を実現する積分回路２１に、基準電圧源２２とリセット手段としての短絡スイッチ２３とを設ける。したがって、前記制御電圧Ｖｃは、積分動作に伴い、基準電圧Ｖｒｅｆから共振周波数の目標電圧付近に滑らかに移行するので、オーバーシュートやリンギングの発生がなく、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設ける必要もない。
【解決手段】ＰＬＬ回路のループフィルタ部１４ａを、位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄを平滑化してＶＣＯ１１へ制御電圧Ｖｃとして与えるＬＰＦとしての機能を実現する積分回路２１に、基準電圧源２２とリセット手段としての短絡スイッチ２３とを設ける。したがって、前記制御電圧Ｖｃは、積分動作に伴い、基準電圧Ｖｒｅｆから共振周波数の目標電圧付近に滑らかに移行するので、オーバーシュートやリンギングの発生がなく、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設ける必要もない。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、機械共振駆動を行うアクチュエータの駆動装置ならびにそれを用いる平行移動機構、干渉計および分光器に関し、特に駆動装置にはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いるものに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、可動部と、これに結合された駆動部（ＰＺＴ圧電振動子やＶＣＭ等の電磁力発生機構）とを備えて成るアクチュエータを交流駆動してその機械出力を得る場合、一般的にある特定の周波数で、可動部において大きい機械出力（機械振動振幅）が得られる機械共振現象が生じる。図１５は、駆動周波数ｆｄに対する機械出力（変位Ｖｍ）および駆動信号に対する前記変位Ｖｍの位相θｍの特性を示すグラフである。なお、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の機械共振周波数ｆｏ付近での拡大図である。この図１５から明らかなように、前記機械共振周波数ｆｏにおいて大きい機械出力と急激な位相の変化が現れる。
【０００３】
これは、前記アクチュエータの固定部から見た可動部素材の等価的な質量Ｍ、弾性係数ｋと、素材の内部損失や摩擦、空気摩擦等で生じる損失係数μとによる機械的な共振現象と簡易的に理解されるものである。この機械共振時の機械出力の特徴は、共振のＱ（クオリティーファクタ）による一種の外乱フィルタリングによる歪の少ない単振動と、大きな機械振動振幅とが得られることである。そこで、このような機械的特徴を利用して、多種多様のアクチュエータが考案されている。
【０００４】
そして、そのような共振駆動型アクチュエータの駆動装置は、前記の機械共振周波数ｆｏに相当する交流信号で駆動（駆動信号Ｖｄ）を行う必要がある。また、その機械共振周波数ｆｏは環境変化や経時変化等により変動することが想定されるので、前記駆動装置には、駆動中は常に前記駆動信号Ｖｄの周波数（駆動周波数ｆｄ）を前記機械共振周波数ｆｏに追尾させ、安定な機械出力を得る機能がさらに必要となる。
【０００５】
そのような機能を有する駆動方法の１つに、前記のＰＬＬ制御がある。これは、前述の図１５で示すように、共振周波数ｆｏ付近で、駆動信号Ｖｄの位相と機械出力Ｖｍの位相とが急激に大きく変化することを利用している。図１５（ｂ）から、機械出力Ｖｍとして振動の変位ｘを取れば、共振周波数ｆｏにて位相θｍが９０ｄｅｇだけ駆動信号Ｖｄから遅れることが理解される。更に高い周波数では、最大１８０ｄｅｇ近く遅れることになる。よって、駆動信号Ｖｄと機械出力Ｖｍ（変位ｘ）との位相θｍの差の検出を行い、それが常に９０ｄｅｇとなるように駆動周波数ｆｄを制御すれば、機械共振周波数ｆｏを追尾することができ、安定な機械出力が得られる。この点、前記ＰＬＬ制御は、２つの信号間の位相差を常に既定値に保つように、内蔵する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の発振周波数を負帰還制御する機能を有するので、上述のような共振駆動型アクチュエータの駆動制御に適合利用できる。
【０００６】
ところで、前記ＰＬＬによる駆動装置では、電源投入時のようなアクチュエータの起動時は、通常、前記ＶＣＯはフリーラン発振（未決の周波数での発振状態）を行う。一般的に、そのフリーラン発振周波数はアクチュエータの機械共振周波数ｆｏとは一致しておらず、駆動部は機械共振周波数ｆｏ以外で駆動を行うことになる。よって、位相比較器には一方の駆動信号（前記フリーラン発振周波数に相当する交流信号）は入力されるものの、他方の機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出信号は、機械出力が非常に小さいので、検出レベル以下となり、入力されない。このため、位相比較器が機能せず、ＰＬＬの制御において位相を引き込まず、アクチュエータは機械共振駆動されないままの状態が続く。
【０００７】
そこでこのような状態を回避するために、特許文献１においては、駆動装置の起動時には、ＰＬＬの負帰還ループをオープンにして、スイープ（掃引）回路によってＶＣＯの発振周波数制御端子を制御して、その発振周波数ｆｖｃｏを機械共振周波数ｆｏに向かってスイープさせ、同時に機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出を行い、前記発振周波数ｆｖｃｏが機械共振周波数ｆｏに近付くにつれて前記機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出レベルが上昇し、既定値に達すると、制御回路が、アクチュエータは機械共振駆動状態であると判定して、ＶＣＯの発振周波数制御端子を前記スイープ回路から位相比較器の出力に切り替えることで、前記負帰還ループをクローズして、位相の引き込みを達成している（位相ロックイン）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−７８３６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、上述した対策では、以下のような問題が存在している。先ず、アクチュエータが機械共振駆動状態と判断され、ＶＣＯの発振周波数制御端子がスイープ回路から位相比較器の出力に切換えられる際に、前記スイープ回路の出力電位と前記位相比較器の出力電位との差によって、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数制御端子に急激な電圧変化が発生する。これは、前記負帰還ループがクローズになると同時に一種のノイズが発振周波数制御端子に印加されたことと等価であり、ＰＬＬの位相引き込み動作が一瞬不安定となる。このため、負帰還ループのゲインの設計（ゲイン、位相余裕の設定等）やループフィルタの設計にもよるが、ＶＣＯの発振周波数の変化にオーバーシュートやリンギングが発生して、安定になるまでに時間を要する場合や、位相ロックインができない場合もありうる。
【００１０】
そこで、機械共振駆動状態の検出精度を上げることで、上記のような問題は改善すると考えられるが、そのための回路（ピークホールド回路）の増加や検出レベルの調整作業を要するという問題がある。
【００１１】
本発明の目的は、ＰＬＬの短時間でかつ確実な位相引き込み動作を行うことができるとともに、回路規模の増大やコストアップを抑えることができるアクチュエータの駆動装置ならびにそれを用いる平行移動機構、干渉計および分光器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のアクチュエータ駆動装置は、可動部とそれを駆動する駆動部とを備えるアクチュエータに機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備え、前記ループフィルタ部は、積分回路と、前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧を与える基準電圧源と、前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むリセット手段とを含むことを特徴とする。
【００１３】
上記の構成によれば、被駆動部材となる可動部と、それを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータを駆動するにあたって、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備えることで、ＰＬＬループを構成し、前記アクチュエータに機械共振駆動を行うアクチュエータの駆動装置において、前記ループフィルタ部を、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して直流電圧で前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるローパスフィルタとしての機能に加えて、前記制御信号のレベルを掃引できるようにしておく。具体的には、前記ローパスフィルタとしての機能を実現する積分回路に、基準電圧源とリセット手段とを設け、前記基準電圧源は、前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧、すなわち前記掃引の開始電圧を与え、前記リセット手段は、前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、リセット解除後、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせる。その掃引によって、前記電圧制御発振器からの駆動信号の周波数が、アクチュエータの個体毎にばらつきのある共振周波数に一致すると、前記位相比較器の位相比較信号も所定の状態（所定の電圧或いはオープン状態等）で安定し、前記可動部アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むことができる。
【００１４】
したがって、ＰＬＬループの外部に設けた前記制御信号を掃引する構成と、ループフィルタとの出力を切換えて前記電圧制御発振器に与える場合には、非連続な切換え時に一種のノイズが発生し、該ＰＬＬループの動作が不安定になるのに対して、本願発明では、前記電圧制御発振器に与える制御信号は、積分回路の積分動作に伴い、前記基準電圧から共振周波数の目標電圧付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該電圧制御発振器の発振周波数が安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部の積分回路に関連して基準電圧源とリセット手段とを設けるだけで制御信号を掃引し、さらに位相比較器の位相比較信号を用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００１５】
また、本発明のアクチュエータ駆動装置では、前記積分回路は、オペアンプと、その出力を負帰還するコンデンサと、入力抵抗とを備えて構成されるミラー積分回路から成り、前記リセット手段は、前記コンデンサの端子間を短絡するスイッチ素子から成ることを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、積分回路にミラー積分回路を用い、位相比較器からの出力を入力抵抗を介してオペアンプの非反転入力端に、該オペアンプの出力を前記短絡スイッチまたはコンデンサを介して該オペアンプの反転入力端にそれぞれ与え、短絡スイッチが“ＯＮ”から“ＯＦＦ”に切換えられると、帰還コンデンサに入出力の電位差と入力抵抗とによる定電流充電が行えるので、該積分回路の出力は直線状に変化（ランプ信号電圧）する。
【００１７】
したがって、該積分回路の出力電圧である電圧制御発振器に対する制御電圧もまたランプ信号電圧となり、電圧制御発振器の発振周波数の掃引動作が時間経過に対して直線的に滑らかに行え、掃引の速度設定が容易となる。これによって、機械出力の検出を精度良く行え、短時間で引込み動作を行うことができる。
【００１８】
さらにまた、本発明のアクチュエータ駆動装置では、前記積分回路は、ラグ・リードフィルタであることを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタは、前記位相比較器からの位相比較信号における不要高調波成分を減衰させる効果はあるものの、負帰還ループにおける安定化の効果が少ないのに対して、ラグ・リードフィルタは、位相を進ませる機能を有し、前記負帰還ループ内で発生する位相遅れを補償して安定化する効果（ゲイン余裕、位相余裕の確保）を有するので、ローパスフィルタとして、このラグ・リードフィルタを用いることは好ましい。
【００２０】
また、本発明の平行移動機構では、前記アクチュエータは、前記可動部として、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成され、一端側が固定されることで、他端側が前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能となり、前記駆動部は、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材から成り、前記駆動部材に前記のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号が与えられることで、前記可動部が機械共振駆動されることを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、マイケルソン干渉計などに用いられる平行移動機構を実現することができる。
【００２２】
さらにまた、本発明の平行移動機構では、前記板ばね部材は、ＳＯＩ基板から成ることを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、いわゆるＭＥＭＳ技術、すなわちフォトリソグラフィおよびエッチング等の半導体製造技術と、陽極接合などの接合技術とを複合した技術を用いて、平行移動機構を製造することができる。
【００２４】
したがって、板ばね部材の長さがばらつきを抑えることができ、該平行移動機構の組立時や平行移動時の傾きを抑えることができるとともに、個体差を無くすこともできる。
【００２５】
また、本発明の干渉計は、前記の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーが搭載されることを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、コーナーキューブの設置を不要として、干渉計を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。
【００２７】
さらにまた、本発明の分光器では、前記の干渉計を備えることを特徴とする。
【００２８】
上記の構成によれば、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明のアクチュエータ駆動装置は、以上のように、被駆動部材となる可動部とそれを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータをＰＬＬ回路で駆動し、機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記ＰＬＬ回路のループフィルタ部を、位相比較器の位相比較信号を平滑化して直流電圧で電圧制御発振器へ制御信号として与えるローパスフィルタとしての機能を実現する積分回路に、基準電圧源とリセット手段とを設け、前記基準電圧源が前記積分回路に対して掃引開始の電圧となる所定の基準電圧を与え、前記リセット手段が前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧からアクチュエータの共振周波数に対応した目標電圧へ向けて掃引を行わせる。
【００３０】
それゆえ、前記電圧制御発振器に与えられる制御信号は、積分回路の積分動作に伴い、前記基準電圧から共振周波数の目標電圧付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該電圧制御発振器の発振周波数が安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部の積分回路に関連して基準電圧源とリセット手段とを設けるだけで制御信号を掃引し、さらに位相比較器の位相比較信号を用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００３１】
また、本発明の平行移動機構は、以上のように、前記アクチュエータにおける前記可動部を、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成し、その一端側を固定することで、他端側を前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能とする一方、前記駆動部として、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材を用い、前記駆動部材に前記のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号を与えることで、前記可動部が機械共振駆動されるようにする。
【００３２】
それゆえ、マイケルソン干渉計などに用いられる平行移動機構を実現することができる。
【００３３】
また、本発明の干渉計は、以上のように、前記の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーを搭載して成る。
【００３４】
それゆえ、コーナーキューブの設置を不要として、干渉計を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。
【００３５】
さらにまた、本発明の分光器は、以上のように、前記の干渉計を備える。
【００３６】
それゆえ、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の一形態に係る駆動装置のブロック図である。
【図２】ＰＬＬのＶＣＯの制御電圧変化に対する発振周波数の変化を示すグラフである。
【図３】機械共振アクチュエータの駆動回路の一例を示し、矩形波を三角波に変換する変換回路のブロック図である。
【図４】図３で示す変換回路の動作を説明するための波形図である。
【図５】代表的な位相比較器の入出力信号波形の例を示す波形図である。
【図６】機械共振アクチュエータの駆動周波数の変化に対する機械出力およびその位相変化を説明するためのグラフである。
【図７】本実施の形態の駆動装置のＰＬＬにおけるループフィルタ部の一構成例のブロック図である。
【図８】前記ＰＬＬの動作を説明するための波形図である。
【図９】前記駆動装置を用いる分光器の概略の構成を示す図である。
【図１０】前記平行移動機構の概略構成を示す斜視図である。
【図１１】前記平行移動機構の概略構成を示す断面図である。
【図１２】前記平行移動機構の構成および動作を模式的に示す断面図である。
【図１３】本発明の実施の他の形態に係る駆動装置におけるループフィルタ部のブロック図である。
【図１４】ラグフィルタおよびラグ・リードフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。
【図１５】機械共振アクチュエータの駆動周波数の変化に対する機械出力およびその位相変化を説明するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の一形態に係る駆動装置１のブロック図である。この駆動装置１は、被駆動部材となる可動部と、それを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータ２を機械共振駆動するもので、大略的に、ＰＬＬ回路３に、そのＰＬＬ回路３からの発振信号Ｖｎを、アクチュエータ２の駆動に適した波形および振幅に変換して、期待する機械出力Ｖｍを得るための駆動信号Ｖｄとして出力する駆動回路４と、前記可動部の機械出力Ｖｍ（変位ｘ）を検出して検出信号Ｖｓを得る検出部５とを備えて構成される。
【００３９】
前記ＰＬＬ回路３の主要構成要素は、既存のＰＬＬ回路の構成に類似しており、ＶＣＯ１１と、分周器１２と、位相比較器１３と、ループフィルタ部１４とを備え、負帰還ループを構成する。ただし、本実施の形態では、前記アクチュエータ２を駆動する駆動信号Ｖｄの周波数ｆｄ、すなわち前記機械共振周波数ｆｏが比較的低く、前記ＶＣＯ１１からの発振信号Ｖｖｃｏは、その周波数ｆｖｃｏが分周器１２で１／Ｎに分周されて前記駆動回路４に与えられる発振信号Ｖｎとなり、また位相比較器１３に入力される。したがって、前記アクチュエータ２を駆動する周波数（機械共振周波数ｆｏ）によっては、この分周器１２が設けられずにＶＣＯ１１からの発振信号Ｖｖｃｏがそのまま発振信号Ｖｎとして駆動回路４に与えられてもよく、或いは位相比較器１３の入力側に分周器１２が設けられてもよい。
【００４０】
前記ＶＣＯ１１は、制御端子Ｖｃｎｔに印加された制御電圧Ｖｃに応じて、発振周波数ｆｖｃｏを可変できる信号発生器である。図２に、前記制御電圧Ｖｃと発振周波数ｆｖｃｏとの関係を示す。このようにＶＣＯ１１では、直流の制御電圧Ｖｃと発振周波数ｆｖｃｏとは、単調増加の関係にある。
【００４１】
前記駆動回路４としては、入力信号（発振信号Ｖｎ）は通常は矩形波であるが、アクチュエータ２の有する機械共振周波数ｆｏよりも高次の機械共振周波数での応答による悪影響を考慮すれば、高調波成分の少ない駆動信号ｆｄが望ましいので、該入力信号（発振信号Ｖｎ）を、三角波や正弦波の波形に変換し、電力増幅する回路から成る。図３に、前記駆動回路４として、ミラー積分回路を用いた三角波への変換回路４ａの例を示す。この変換回路４ａは、反転アンプ４１に、入力抵抗４２および帰還コンデンサ４３を備えて構成される。ここで、入力信号（発振信号Ｖｎ）として、図４（ａ）で示すような矩形波が入力され、入力抵抗４２に流れる電流Ｉｔの方向が、発振信号Ｖｎの立上り、立下りのタイミングで変わると、反転アンプ４１によって、帰還コンデンサ４３に対して前記電流Ｉｔを定電流で充放電することになり、その出力に三角波Ｖｏを得ることができる（図４（ｃ））。この三角波Ｖｏを基に、その振幅を適切に変えて駆動信号Ｖｄとする。前記変換によって、駆動信号Ｖｄの基本波成分Ｖｄｆ（図４（ｄ））の位相は、発振信号Ｖｎの基本波成分Ｖｎｆ（図４（ｂ））の位相に対し、９０ｄｅｇ位相が進むことになる。
【００４２】
アクチュエータ２は、前記のようにして作成された前記駆動信号Ｖｄに応じた機械出力Ｖｍを出力する。検出部５は、前記アクチュエータ２の可動部付近に結合された圧電振動センサ等を用いて前記機械出力Ｖｍを検出し、増幅後波形整形を行い、矩形波信号を出力する（検出信号Ｖｓ、本例では変位ｘを検出）。
【００４３】
前記位相比較器１３は、前記発振信号Ｖｎの位相と前記検出信号Ｖｓの位相との差を検出してその位相差に相当する位相比較信号Ｖｐｄを出力する。図５に、代表的な位相比較器（４０４６番のＰＬＬ ＩＣにおける）の入出力信号波形の例を示す。前記発振信号Ｖｎと前記検出信号Ｖｓとの位相差Δθには、３種の状態がある。すなわち、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相より進んだ場合は（同図（Ａ））、位相比較信号Ｖｐｄは電源電圧Ｖｃｃ値を出力する。また、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相と一致した場合は（同図（Ｂ））、前記位相比較器１３の出力回路はハイインピーダンス状態となる。さらにまた、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相より遅れた場合は（同図（Ｃ））、位相比較信号Ｖｐｄはグランド電位値（０Ｖ）を出力する。また、発振信号Ｖｎのみが入力され、検出信号Ｖｓの入力がない（“Ｈ”または“Ｌ”の信号が入力され、変化しない）場合も、グランド電位値（０Ｖ）を出力する回路構成となっている（同図（Ｄ））。
【００４４】
前記ループフィルタ部１４は、前記位相比較信号Ｖｐｄ（図５）に含まれる不必要な高域の周波数成分を除去し（ＬＰＦ機能）、位相差Δθの変化成分の信号（制御電圧Ｖｃ）をＶＣＯ１１の制御端子Ｖｃｎｔに出力する。このループフィルタ部２は、以下に述べるＰＬＬループの帰還量の設定や安定性（ゲイン余裕、位相余裕）を確保するための位相補償機能をも有している。
【００４５】
ここで、図６で示すように、機械共振駆動状態（機械共振周波数ｆｏ１、駆動周波数ｆｄ１）にあるアクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏが環境温度等によって高く変化したとすると（ｆｏ１→ｆｏ２）、アクチュエータ２の機械共振特性によって、駆動信号Ｖｄ（駆動周波数ｆｄ１）に対する機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の位相遅れは、９０ｄｅｇより小さくなる（同図θｍ１）。したがって、前記検出信号Ｖｓの位相は前記発振信号Ｖｎの位相より、位相差０ｄｅｇの状態から進む（同図Δθｍ）。これによって、位相比較信号Ｖｐｄは図５の（Ｂ）の状態から（Ａ）の状態に移動して、位相比較器１３は、Ｖｃｃの電圧を周期的にループフィルタ部１４へ出力することとなる。これによって、ループフィルタ部１４の出力（制御信号Ｖｃ）は上昇するので、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏも高くなる。前記発振周波数ｆｖｃｏが上昇すれば、その分周信号である駆動信号Ｖｎの駆動周波数ｆｄ１はｆｄ２へ高く変化する。そして検出信号Ｖｓの位相は９０ｄｅｇに戻り再び安定状態に戻ることとなる（負帰還動作）。一連のこれらの動作は、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏの変動に追尾していると理解できる。
【００４６】
注目すべきは、本実施の形態では、前記ループフィルタ部１４が、上述のようなＬＰＦ機能に加えて、ＶＣＯ１１の周波数掃引機能を備えていることである。具体的には、図７は、前記ループフィルタ部１４の一構成例であるループフィルタ部１４ａのブロック図である。このループフィルタ部１４ａは、前記ＬＰＦとしての機能を発揮する積分回路２１と、前記積分回路２１に対して、前記アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに略一致した制御電圧Ｖｃのレベルである目標電圧Ｖｃｔから所定電圧ΔＶｃだけ離間した基準電圧Ｖｒｅｆ、すなわち後述する掃引の開始電圧を与える基準電圧源２２と、前記積分回路２１を、その積分動作の開始時にリセットし、リセット解除後、前記制御電圧Ｖｃのレベルを前記基準電圧Ｖｒｅｆから前記目標電圧Ｖｃｔへ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータ２を前記機械共振の状態に引込む短絡スイッチ２３とを備えて構成される。
【００４７】
前記積分回路２１は、アンプ２４と、入力抵抗Ｒと、帰還コンデンサＣとを備えて構成されるミラー積分回路から成る。前記位相比較器１３の出力（位相比較信号Ｖｐｄ）は、抵抗Ｒを介してアンプ２４の負入力端子に接続される。アンプ２４は、差動入力構成の増幅器で、その出力Ｖａは、帰還コンデンサＣで前記負入力端子に帰還され、正入力端子には前記基準電圧源２２から基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、動作バイアスとなる。アンプ２４の出力Ｖａは、後段のアンプ２５で反転されて、前記ＶＣＯ１１の制御電圧Ｖｃとなる。前記反転の理由は、前記ミラー積分回路で位相が反転するので、正相に戻すためである。
【００４８】
前記積分回路２１は、後述する位相ロックイン状態においては、ＬＰＦとして機能して、先述した不必要な高域の周波数成分の除去、ならびに負帰還ループの帰還量の設定や安定性（ゲイン余裕、位相余裕）を確保するための位相補償を行うものである。そして、リセット手段として、前記帰還コンデンサＣの端子間には前記短絡スイッチ２３が設けられており、これを“ＯＮ”に設定することで、前記帰還コンデンサＣの電荷を放電（リセット）させて、積分動作の待機の設定を可能としている。
【００４９】
図８は、上述のように構成される駆動装置１の動作を説明するための波形図である。先ず待機状態の期間Ｗ１において、前記短絡スイッチ２３をＯＮにして、積分動作を待機させておく。このとき、積分回路２１の出力Ｖａは、基準電圧Ｖｒｅｆと同電圧を保持する。またこのとき、アンプ２５からの制御電圧Ｖｃが所定の開始電圧Ｖｃ１となるように、オフセット調整しておく。これによって、ＶＣＯ１１からは、前記開始電圧Ｖｃ１に相当する周波数ｆｖｃｏ１の発振信号が出力され、分周器１２にて周波数が１／Ｎ倍された発振信号Ｖｎによって、駆動回路４からアクチュエータ２には、周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ１／Ｎの駆動信号Ｖｄが印加されている。前記基準電圧Ｖｒｅｆおよび開始電圧Ｖｃ１は、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏを所定の開始周波数ｆｖｃｏ１に設定するための電圧であり、前記機械共振周波数ｆｏと分周比Ｎとから設定される目標周波数ｆｔ＝ｆｏ×Ｎから充分離れた周波数（高低のいずれでもよいが、図８では高周波側で示している）で発振を行わせられる電圧であればよい。
【００５０】
したがって、この待機状態の期間Ｗ１では、アクチュエータ２は機械共振駆動状態でないので、位相比較器１３の入力は、検出部５からの検出信号Ｖｓが検出レベル以下のために未入力となって、分周器１２からの発振信号Ｖｎのみとなり、該位相比較器１３は、位相比較信号Ｖｐｄに“Ｌ（＝０Ｖ）”を出力している。このため、積分回路２１の入力抵抗Ｒには、アンプ２４の出力端から、短絡スイッチ２３を経由して、電流Ｉ（＝Ｖｒｅｆ／Ｒ）が流れている（図７参照）。
【００５１】
次に、起動状態の期間Ｗ２では、短絡スイッチ２３が“ＯＮ”から“ＯＦＦ”に切換えられ、これによって前記電流Ｉは、短絡スイッチ２３の経由（図７のＩ１）から、帰還コンデンサＣの経由（同図のＩ２）に切換わり、該帰還コンデンサＣに充電電流として流れる。したがって、前記アンプ２４の出力Ｖａは、帰還コンデンサＣの定電流充電によるランプ信号電圧（Ｖａ＝Ｉ／Ｃ・ｔ＋Ｖｒｅｆ、ｔ：経過時間）を示す。同時に、制御電圧Ｖｃは、前記開始電圧Ｖｃ１から時間と共に低下するので、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏも低下してゆく。こうして、発振信号Ｖｎ（駆動信号Ｖｄ）の周波数は、掃引動作を行いながら機械共振周波数ｆｏに近付いてゆく。前記ランプ信号電圧の傾きＩ／Ｃは、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏの掃引速度に対応するが、この大きさは、掃引する駆動信号Ｖｄの周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎが機械共振周波数ｆｏを横切る際に、検出部５にて機械出力Ｖｍが成長して充分検出できる速度に設定してあるものとする。
【００５２】
続いて、過渡状態の期間Ｗ３では、前記駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎの掃引動作が進み、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに近付き、徐々に機械出力Ｖｍが成長してゆく。そして、位相引き込み動作（位相ロックイン）の期間Ｗ４となると、その機械出力Ｖｍの成長が検出部５の検出レベルを超え、波形整形された検出信号Ｖｓが位相比較器１３へ入力されるので、該位相比較器１３は、前記検出信号Ｖｓと発振信号Ｖｎとの位相の比較動作を行い、結果を出力し始める。つまり、位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄは、“Ｌ”の出力状態から、繰り返しパルスの出力状態（“Ｌ”⇔“ハイインピーダンス”）に移行する。この移行に伴い以下の動作が始まる。
【００５３】
すなわち、先ず積分回路２１の入力（位相比較信号Ｖｐｄ）に変化が生じて、ハイインピーダンス時には充電電流Ｉは０となるので、前記充電電流Ｉの平均値は低減する。これによって、制御電圧Ｖｃの低下速度は低下し、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎの掃引速度も低下する。そして、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎは機械共振周波数ｆｏに漸近してゆき、前記検出信号Ｖｓと分周信号Ｖｎとの位相差が小さくなり、位相比較信号Ｖｐｄのハイインピーダンス期間が増加する。以上の動作を繰返すことで、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎが、そのときのアクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに一致し、位相引き込み（ロックイン）状態となる。
【００５４】
そして、最終的に、ロック状態の期間Ｗ５では、検出信号Ｖｓと分周信号Ｖｎとの位相差は０ｄｅｇとなる（駆動信号Ｖｄと検出信号Ｖｓとの位相差は９０ｄｅｇ）。これによって、位相比較信号Ｖｐｄは“ハイインピーダンス”状態に移行して、前記充電電流Ｉも０となり、積分回路２１の出力Ｖａは前記目標電圧Ｖｃｔである一定値Ｖａ２（アンプ２５からの制御電圧ＶｃはＶｃ２）を保持する。つまり、位相比較信号Ｖｐｄによって、積分回路２１による掃引信号の発生動作が停止したと言える。よって、負帰還ループは安定し、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎは、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏとほぼ一致して、位相ロックインの動作は完了する。
【００５５】
したがって、従来のようにＰＬＬループの外部に設けた前記制御信号を掃引する構成と、ループフィルタとの出力を切換えてＶＣＯに与える場合には、非連続な切換え時に一種のノイズが発生し、該ＰＬＬループの動作が不安定になるのに対して、本実施の形態では、前記ＶＣＯ１１に与える制御電圧Ｖｃ（Ｖａ）は、積分回路２１の積分動作に伴い、基準電圧Ｖｒｅｆから共振周波数ｆｏの目標電圧Ｖｃｔ（＝Ｖｃｔ２（Ｖａｔ２））付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏが安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部１４の積分回路２１に関連して基準電圧源２２とリセット手段である短絡スイッチ２３とを設けるだけで制御電圧Ｖｃ（Ｖａ）を掃引し、さらに位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄを用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００５６】
また、積分回路２１にミラー積分回路を用いることで、帰還コンデンサＣに定電流充電（電流値Ｉ＝（Ｖｒｅf−Ｖｐｄ）／Ｒ，本実施の形態では、Ｖｐｄ＝０Ｖ）が行えるので、該積分回路２１の出力Ｖａは、直線状に変化（ランプ信号電圧）する。よって、制御電圧Ｖｃもまたランプ信号電圧となり、図２で示すように、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏの掃引動作が時間経過に対して直線的に滑らかに行えるので、掃引の速度設定が容易となる。これによって、起動状態の期間Ｗ２における掃引速度の設定が容易となるので、位相引き込み動作の期間Ｗ４における機械出力Ｖｍの検出を精度良く行え、短時間で引込み動作を行うことができる。
【００５７】
なお、位相比較器１３の構成には、本例以外にも種々あるが、比較する２信号の内、一方の信号（発振信号Ｖｎ）のみの入力時の位相比較信号Ｖｐｄと、２信号が入力して目的の位相差にＰＬＬ制御がロックした場合の位相比較信号Ｖｐｄとに、信号差（電位差）があるような構成の位相比較器なら何でもよい。また、本例において、検出部５では、機械出力Ｖｍの変位を検出しているので、機械共振駆動時の駆動信号Ｖｄ（ｆｄ＝ｆｏ）と、検出信号Ｖｓとの位相差は９０ｄｅｇとした。これに対して、検出部５が前記機械出力Ｖｍの速度を検出する構成の場合には、前記位相差は０ｄｅｇとなるので、ＰＬＬ制御のロック位相は前記０ｄｅｇにすればよい。
【００５８】
図９は、上述のように構成される駆動装置１を用いる分光器１０１の概略の構成を示す図である。前記駆動装置１は、アクチュエータ２として、この分光器１０１の後述する平行移動機構１２１を機械共振駆動するために用いられる。その他、本実施形態の平行移動機構１２１は、高精度な並進駆動が求められる分野に適用可能であり、干渉計や分光器のみならず、屈折率測定器、光ピックアップの対物レンズアクチュエータ、小型カメラのＡＦ（オートフォーカス）機構などにも適用することができる。
【００５９】
この分光器１０１は、干渉計１０２にマイケルソン干渉計を用いた時間的フーリエ変換分光器であり、前記干渉計１０２に、演算部１０３および出力部１０４を備えて構成される。前記干渉計１０２は、光源１１１と、コリメータレンズ１１２と、ビームスプリッタ（例えばハーフミラー）１１３と、固定ミラー１１４と、移動ミラー１１５と、集光レンズ１１６と、検出器１１７とを備えている。なお、移動ミラー１１５は、移動しながら入射光を反射させる反射部を構成しているとともに、平行移動機構１２１の一部を構成しているが、この平行移動機構１２１の詳細については後述する。
【００６０】
上記の構成において、光源１１１から出射された光は、コリメータレンズ１１２によって平行光に変換された後、ビームスプリッタ１１３によって２つの光路に分岐される。各光束は、固定ミラー１１４および移動ミラー１１５でそれぞれ反射され、元の光路を逆戻りしてビームスプリッタ１１３で重ね合わせられ、干渉光として試料Ｓに照射される。このとき、移動ミラー１１５を連続的に移動させながら試料Ｓに光が照射されるが、ビームスプリッタ１１３から各ミラー（固定ミラー１１４および移動ミラー１１５）までの光路が相互に等しい場合には、重ね合わされた光の強度は最大となる。一方、移動ミラー１１５の移動によって２つの光路に差が生じている場合には、重ね合わされた光の強度に変化が生じる。試料Ｓを透過した光は、集光レンズ１１６を介して検出器１１７に入射し、そこで時間的インターフェログラムとして検出される。
【００６１】
干渉計１０２の検出器１１７から出力される信号は、演算部１０３にて、Ａ／Ｄ変換およびフーリエ変換され、この結果、スペクトルが生成される。このスペクトルは、出力部４によって表示出力される。出力されたスペクトルから、各波長（波数（＝１／波長））の光の強度を知ることができるので、これによって試料Ｓの特性（材料、構造、成分量など）を知ることができる。
【００６２】
図１０は平行移動機構１２１の概略構成を示す斜視図であり、図１１はその断面図である。この平行移動機構１２１は、帯状に形成される一対の板ばね部材１３１，１３２と、それらの板ばね部材１３１，１３２の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材１３１，１３２を相互に平行に支持する一対の剛体１３３，１３４と、一方の板ばね部材（図１０および図１１では１３１）を、後述するようにその厚み方向に湾曲駆動する駆動部材１３５と、上記の移動ミラー１１５とを有している。
【００６３】
前記板ばね部材１３１，１３２は、たとえばＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板を用いて形成され、シリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと、酸化シリコンから成る絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂと、シリコンから成る活性層１３１ｃ，１３２ｃとが積層された後、支持層１３１ａ，１３２ａおよび絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂにおいて、前記剛体１３３，１３４に対応した両端部分を残して、中間部分がフォトリソおよびドライエッチングなどの技術を用いて除去されて形成される。この板ばね部材１３１，１３２を、前記支持層１３１ａ，１３２ａおよび絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂが形成された面側を対向させて、前記支持層１３１ａ，１３２ａと剛体１３３，１３４とを接合することで、中空で相互に平行な平板部１３１ｐ，１３２ｐが形成される。
【００６４】
前記剛体１３３，１３４は、板ばね部１３１，１３２の平板部１３１ｐ，１３２ｐよりも厚いガラスで形成されている。そのガラスとしては、酸化ナトリウム（Ｎａ２Ｏ）や酸化カリウム（Ｋ２Ｏ）を含むアルカリガラスを用いることができる。その場合、前述のようにシリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと該剛体１３３，１３４とを、陽極接合により連結することができる。前記陽極接合とは、シリコンおよびガラスに数百℃の温度下で数百Ｖの直流電圧を印加し、Ｓｉ−Ｏの共有結合を生じさせることによって、両者を直接接合する手法である。
【００６５】
そして、剛体１３３，１３４の内の一方（図１０および図１１では１３４）は、干渉計１０２の内壁に固定されており、他方（同１３３）は、駆動部材１３５による板ばね部材１３１の変形によって変位することが可能となっている。前記駆動部材１３５は、板ばね部材１３１を曲げ変形させることによって、固定されている剛体１３４に対して、剛体１３３を、２枚の板ばね部材１３１，１３２によって、該板ばね部材１３１，１３２の対向方向に平行移動させるものである。本実施の形態では、駆動部材１３５は、板ばね部材１３１における剛体１３４の上方で、かつ剛体１３４とは反対側の表面に設けられている。また、上記の移動ミラー１１５は、板ばね部材１３１における剛体１３３の上方で、かつ剛体１３３とは反対側の表面に設けられている。駆動部材１３５および移動ミラー１１５は、板ばね部材１３２側に設けられていてもよい。また、駆動部材１３５および移動ミラー１１５の大きさは、適宜設定されればよい。
【００６６】
移動ミラー１１５は、シリコンから成る活性層１３１ｃに対して、たとえばＡｕをスパッタすることによって形成される。あるいは、ＡｌやＰｔなどの金属材料を蒸着法や接着によって活性層１３１ｃ上に形成することで、該移動ミラー１１５を形成してもよい。
【００６７】
前記駆動部材１３５は、ＰＺＴ素子などで構成されている。ＰＺＴ素子は、図１２に示すように、圧電材料であるＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）１４１の両表面に、電極１４２，１４３を貼付けた構造となっている。その駆動部材１３５は、接着剤を用いて板ばね部材１３１に接着される。板ばね部材１３１には、引き出し電極１５３と固定電極１５４とが金属材料のスパッタ等によって予め形成されており、上面の電極１４２は、この固定電極１５４を介して、下面の電極１４３は引き出し電極１５３を介して、駆動回路４からの電極パッドとワイヤーボンディングによって接続される。
【００６８】
ＰＺＴ４１は、電極１４２，１４３間に電圧を印加することで、その長手方向に伸縮し、板ばね部材１３１を曲げ変形させ、剛体１３３と共に、移動ミラー１１５を変位させることができるようになっている。たとえば、電極１４２，１４３間に正方向の電圧を印加することによってＰＺＴ１４１が伸びた場合には、図１２（ａ）で示すように、板ばね部材１３１が上に凸となるように変形し、剛体１３３と共に移動ミラー１１５は下方に変位する。これに対して、電極１４２，１４３間に負方向の電圧を印加によってＰＺＴ４１が縮んだ場合には、図１２（ｂ）で示すように、板ばね部材１３１が下に凸となるように変形し、剛体１３３と共に移動ミラー１１５は上方に変位する。このように、駆動部材１３５によって板ばね部材１３１を曲げ変形させることで、図１２（ｃ）で示すように、固定された剛体１３４に対して、剛体１３３と共に移動ミラー１１５を平行移動させる平行移動機構１２１を実現することができる。
【００６９】
このように、ＳＯＩ基板を用いて板ばね部材１３１，１３２を構成することにより、上述したように、いわゆるＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術、すなわちフォトリソグラフィおよびエッチング等の半導体製造技術と、陽極接合などの接合技術とを複合した技術を用いて、平行移動機構１２１を製造することができる。したがって、リソグラフィのマスク精度さえ高精度に確保しておけば、１個の平行移動機構１２１においては２つの平板部１３１ｐ，１３２ｐの長さがばらつくのを回避することができる。その結果、該平行移動機構１２１の組立時や平行移動時の可動部（剛体１３３および移動ミラー１１５）の傾きを抑えることができる。また、個体差を無くす、すなわち複数の平行移動機構１２１の個体毎に平板部１３１ｐ，１３２ｐの長さがばらつくことも回避できるので、複数の平行移動機構１２１を安定して作製することができる。
【００７０】
また、シリコンの熱膨張係数は、約３×１０−６（／Ｋ）であり、アルカリガラスの熱膨張係数は、約３．２×１０−６（／Ｋ）である。シリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと、ガラスから成る剛体１３３，１３４とが連結されることにより、互いに連結される２部材の熱膨張係数が近いので、温度変化による平行移動機構１２１の変形を抑えることができる。これにより、温度変化に起因して可動部（剛体１３３および移動ミラー１１５）が傾くのを抑えることができる。
【００７１】
また、板ばね部材１３１，１３２と、剛体１３３，１３４との連結は、接合（上記の例では陽極接合）によって行われている。つまり、上記両者は、接着剤を介さずに直接、接合されている。これにより、接着剤使用時に生じる製造誤差（接着剤の収縮による剛体１３３，１３４の傾きや位置ズレ）を確実に排除することができ、高精度の平行移動機構を実現することができる。
【００７２】
また、板ばね部材１３１，１３２の一方（本実施形態では板ばね部材１３１）に移動ミラー１１５が設けられているので、駆動部材１３５による板ばね部材１３１の曲げ変形により、剛体１３３と共に移動ミラー１１５を平行移動させることができる。したがって、本実施形態の平行移動機構１２１を図９で示した干渉計２、つまりマイケルソン干渉計に容易に適用することが可能となる。
【００７３】
また、本実施形態の干渉計１０２は、上述した平行移動機構１２１を備えているので、コーナーキューブの設置を不要として、該干渉計１０２を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。そして、本実施形態の分光器１０１は、上述した干渉計１０２を備えているので、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【００７４】
（実施の形態２）
図１３は、本発明の実施の他の形態に係る駆動装置におけるループフィルタ部１４ｂのブロック図である。このループフィルタ部１４ｂは、前述のループフィルタ部１４ａに類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。前述のループフィルタ部１４ａは、ＬＰＦ機能を、ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタで実現しているのに対して、注目すべきは、このループフィルタ部１４ｂでは、ラグ・リードフィルタで実現していることである。
【００７５】
図１４（ａ）は前記ラグフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフであり、図１４（ｂ）は前記ラグ・リードフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタには、図１４（ａ）で示すように、前記位相比較器１３からの位相比較信号Ｖｐｄにおける不要高調波成分を減衰させる効果はあるものの、負帰還ループにおける安定化の効果が少ないのに対して、ラグ・リードフィルタは、図１４（ｂ）で示すように、位相を進ませる機能を有し、前記負帰還ループ内で発生する位相遅れを補償して安定化する効果（ゲイン余裕、位相余裕の確保）を有するので、ローパスフィルタとして、このラグ・リードフィルタを用いることは好ましい。
【００７６】
そこで本実施の形態のループフィルタ部１４ｂでは、前記帰還コンデンサＣ（図１４（ｂ）のｃ１）と直列に、抵抗Ｒｃ（図１４（ｂ）のｒ２）を挿入することで、ラグ・リードフィルタを実現している。これによって、前記ゲイン余裕および位相余裕を確保することができる。
【００７７】
なお、前記ループフィルタ部１４ａ，１４ｂでは、積分回路２１は、帰還コンデンサＣに電荷を蓄積することで積分動作を行ったけれども、電荷を引抜くことで積分動作を行うようにしてもよい。その場合、リセット手段は初期電荷を与える手段となる。またリセット手段としての短絡スイッチ２３は、単体のトランジスタに限らず、多段のスイッチ素子に、その駆動回路などを備えて構成されてもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１ 駆動装置
２ アクチュエータ
３ ＰＬＬ回路
４ 駆動回路
４ａ 変換回路
４１ 反転アンプ
４２ 入力抵抗
４３ 帰還コンデンサ
５ 検出部
１１ ＶＣＯ
１２ 分周器
１３ 位相比較器
１４，１４ａ，１４ｂ ループフィルタ部
２１ 積分回路
２２ 基準電圧源
２３ 短絡スイッチ
２４ アンプ
１０１ 分光器
１０２ 干渉計
１０３ 演算部
１０４ 出力部
１１１ 光源
１１２ コリメータレンズ
１１３ ビームスプリッタ
１１４ 固定ミラー
１１５ 移動ミラー
１１６ 集光レンズ
１１７ 検出器
１２１ 平行移動機構
１３１，１３２ 板ばね部材
１３３，１３４ 剛体
１３５ 駆動部材
１３１ａ，１３２ａ 支持層
１３１ｂ，１３２ｂ 絶縁酸化膜層
１３１ｃ，１３２ｃ 活性層
１３１ｐ，１３２ｐ 平板部
Ｃ 帰還コンデンサ
Ｒ 入力抵抗
Ｒｃ 抵抗
Ｓ 試料
【技術分野】
【０００１】
本発明は、機械共振駆動を行うアクチュエータの駆動装置ならびにそれを用いる平行移動機構、干渉計および分光器に関し、特に駆動装置にはＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いるものに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、可動部と、これに結合された駆動部（ＰＺＴ圧電振動子やＶＣＭ等の電磁力発生機構）とを備えて成るアクチュエータを交流駆動してその機械出力を得る場合、一般的にある特定の周波数で、可動部において大きい機械出力（機械振動振幅）が得られる機械共振現象が生じる。図１５は、駆動周波数ｆｄに対する機械出力（変位Ｖｍ）および駆動信号に対する前記変位Ｖｍの位相θｍの特性を示すグラフである。なお、図１５（ｂ）は、図１５（ａ）の機械共振周波数ｆｏ付近での拡大図である。この図１５から明らかなように、前記機械共振周波数ｆｏにおいて大きい機械出力と急激な位相の変化が現れる。
【０００３】
これは、前記アクチュエータの固定部から見た可動部素材の等価的な質量Ｍ、弾性係数ｋと、素材の内部損失や摩擦、空気摩擦等で生じる損失係数μとによる機械的な共振現象と簡易的に理解されるものである。この機械共振時の機械出力の特徴は、共振のＱ（クオリティーファクタ）による一種の外乱フィルタリングによる歪の少ない単振動と、大きな機械振動振幅とが得られることである。そこで、このような機械的特徴を利用して、多種多様のアクチュエータが考案されている。
【０００４】
そして、そのような共振駆動型アクチュエータの駆動装置は、前記の機械共振周波数ｆｏに相当する交流信号で駆動（駆動信号Ｖｄ）を行う必要がある。また、その機械共振周波数ｆｏは環境変化や経時変化等により変動することが想定されるので、前記駆動装置には、駆動中は常に前記駆動信号Ｖｄの周波数（駆動周波数ｆｄ）を前記機械共振周波数ｆｏに追尾させ、安定な機械出力を得る機能がさらに必要となる。
【０００５】
そのような機能を有する駆動方法の１つに、前記のＰＬＬ制御がある。これは、前述の図１５で示すように、共振周波数ｆｏ付近で、駆動信号Ｖｄの位相と機械出力Ｖｍの位相とが急激に大きく変化することを利用している。図１５（ｂ）から、機械出力Ｖｍとして振動の変位ｘを取れば、共振周波数ｆｏにて位相θｍが９０ｄｅｇだけ駆動信号Ｖｄから遅れることが理解される。更に高い周波数では、最大１８０ｄｅｇ近く遅れることになる。よって、駆動信号Ｖｄと機械出力Ｖｍ（変位ｘ）との位相θｍの差の検出を行い、それが常に９０ｄｅｇとなるように駆動周波数ｆｄを制御すれば、機械共振周波数ｆｏを追尾することができ、安定な機械出力が得られる。この点、前記ＰＬＬ制御は、２つの信号間の位相差を常に既定値に保つように、内蔵する電圧制御発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）の発振周波数を負帰還制御する機能を有するので、上述のような共振駆動型アクチュエータの駆動制御に適合利用できる。
【０００６】
ところで、前記ＰＬＬによる駆動装置では、電源投入時のようなアクチュエータの起動時は、通常、前記ＶＣＯはフリーラン発振（未決の周波数での発振状態）を行う。一般的に、そのフリーラン発振周波数はアクチュエータの機械共振周波数ｆｏとは一致しておらず、駆動部は機械共振周波数ｆｏ以外で駆動を行うことになる。よって、位相比較器には一方の駆動信号（前記フリーラン発振周波数に相当する交流信号）は入力されるものの、他方の機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出信号は、機械出力が非常に小さいので、検出レベル以下となり、入力されない。このため、位相比較器が機能せず、ＰＬＬの制御において位相を引き込まず、アクチュエータは機械共振駆動されないままの状態が続く。
【０００７】
そこでこのような状態を回避するために、特許文献１においては、駆動装置の起動時には、ＰＬＬの負帰還ループをオープンにして、スイープ（掃引）回路によってＶＣＯの発振周波数制御端子を制御して、その発振周波数ｆｖｃｏを機械共振周波数ｆｏに向かってスイープさせ、同時に機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出を行い、前記発振周波数ｆｖｃｏが機械共振周波数ｆｏに近付くにつれて前記機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の検出レベルが上昇し、既定値に達すると、制御回路が、アクチュエータは機械共振駆動状態であると判定して、ＶＣＯの発振周波数制御端子を前記スイープ回路から位相比較器の出力に切り替えることで、前記負帰還ループをクローズして、位相の引き込みを達成している（位相ロックイン）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−７８３６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、上述した対策では、以下のような問題が存在している。先ず、アクチュエータが機械共振駆動状態と判断され、ＶＣＯの発振周波数制御端子がスイープ回路から位相比較器の出力に切換えられる際に、前記スイープ回路の出力電位と前記位相比較器の出力電位との差によって、電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数制御端子に急激な電圧変化が発生する。これは、前記負帰還ループがクローズになると同時に一種のノイズが発振周波数制御端子に印加されたことと等価であり、ＰＬＬの位相引き込み動作が一瞬不安定となる。このため、負帰還ループのゲインの設計（ゲイン、位相余裕の設定等）やループフィルタの設計にもよるが、ＶＣＯの発振周波数の変化にオーバーシュートやリンギングが発生して、安定になるまでに時間を要する場合や、位相ロックインができない場合もありうる。
【００１０】
そこで、機械共振駆動状態の検出精度を上げることで、上記のような問題は改善すると考えられるが、そのための回路（ピークホールド回路）の増加や検出レベルの調整作業を要するという問題がある。
【００１１】
本発明の目的は、ＰＬＬの短時間でかつ確実な位相引き込み動作を行うことができるとともに、回路規模の増大やコストアップを抑えることができるアクチュエータの駆動装置ならびにそれを用いる平行移動機構、干渉計および分光器を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のアクチュエータ駆動装置は、可動部とそれを駆動する駆動部とを備えるアクチュエータに機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備え、前記ループフィルタ部は、積分回路と、前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧を与える基準電圧源と、前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むリセット手段とを含むことを特徴とする。
【００１３】
上記の構成によれば、被駆動部材となる可動部と、それを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータを駆動するにあたって、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備えることで、ＰＬＬループを構成し、前記アクチュエータに機械共振駆動を行うアクチュエータの駆動装置において、前記ループフィルタ部を、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して直流電圧で前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるローパスフィルタとしての機能に加えて、前記制御信号のレベルを掃引できるようにしておく。具体的には、前記ローパスフィルタとしての機能を実現する積分回路に、基準電圧源とリセット手段とを設け、前記基準電圧源は、前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧、すなわち前記掃引の開始電圧を与え、前記リセット手段は、前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、リセット解除後、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせる。その掃引によって、前記電圧制御発振器からの駆動信号の周波数が、アクチュエータの個体毎にばらつきのある共振周波数に一致すると、前記位相比較器の位相比較信号も所定の状態（所定の電圧或いはオープン状態等）で安定し、前記可動部アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むことができる。
【００１４】
したがって、ＰＬＬループの外部に設けた前記制御信号を掃引する構成と、ループフィルタとの出力を切換えて前記電圧制御発振器に与える場合には、非連続な切換え時に一種のノイズが発生し、該ＰＬＬループの動作が不安定になるのに対して、本願発明では、前記電圧制御発振器に与える制御信号は、積分回路の積分動作に伴い、前記基準電圧から共振周波数の目標電圧付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該電圧制御発振器の発振周波数が安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部の積分回路に関連して基準電圧源とリセット手段とを設けるだけで制御信号を掃引し、さらに位相比較器の位相比較信号を用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００１５】
また、本発明のアクチュエータ駆動装置では、前記積分回路は、オペアンプと、その出力を負帰還するコンデンサと、入力抵抗とを備えて構成されるミラー積分回路から成り、前記リセット手段は、前記コンデンサの端子間を短絡するスイッチ素子から成ることを特徴とする。
【００１６】
上記の構成によれば、積分回路にミラー積分回路を用い、位相比較器からの出力を入力抵抗を介してオペアンプの非反転入力端に、該オペアンプの出力を前記短絡スイッチまたはコンデンサを介して該オペアンプの反転入力端にそれぞれ与え、短絡スイッチが“ＯＮ”から“ＯＦＦ”に切換えられると、帰還コンデンサに入出力の電位差と入力抵抗とによる定電流充電が行えるので、該積分回路の出力は直線状に変化（ランプ信号電圧）する。
【００１７】
したがって、該積分回路の出力電圧である電圧制御発振器に対する制御電圧もまたランプ信号電圧となり、電圧制御発振器の発振周波数の掃引動作が時間経過に対して直線的に滑らかに行え、掃引の速度設定が容易となる。これによって、機械出力の検出を精度良く行え、短時間で引込み動作を行うことができる。
【００１８】
さらにまた、本発明のアクチュエータ駆動装置では、前記積分回路は、ラグ・リードフィルタであることを特徴とする。
【００１９】
上記の構成によれば、ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタは、前記位相比較器からの位相比較信号における不要高調波成分を減衰させる効果はあるものの、負帰還ループにおける安定化の効果が少ないのに対して、ラグ・リードフィルタは、位相を進ませる機能を有し、前記負帰還ループ内で発生する位相遅れを補償して安定化する効果（ゲイン余裕、位相余裕の確保）を有するので、ローパスフィルタとして、このラグ・リードフィルタを用いることは好ましい。
【００２０】
また、本発明の平行移動機構では、前記アクチュエータは、前記可動部として、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成され、一端側が固定されることで、他端側が前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能となり、前記駆動部は、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材から成り、前記駆動部材に前記のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号が与えられることで、前記可動部が機械共振駆動されることを特徴とする。
【００２１】
上記の構成によれば、マイケルソン干渉計などに用いられる平行移動機構を実現することができる。
【００２２】
さらにまた、本発明の平行移動機構では、前記板ばね部材は、ＳＯＩ基板から成ることを特徴とする。
【００２３】
上記の構成によれば、いわゆるＭＥＭＳ技術、すなわちフォトリソグラフィおよびエッチング等の半導体製造技術と、陽極接合などの接合技術とを複合した技術を用いて、平行移動機構を製造することができる。
【００２４】
したがって、板ばね部材の長さがばらつきを抑えることができ、該平行移動機構の組立時や平行移動時の傾きを抑えることができるとともに、個体差を無くすこともできる。
【００２５】
また、本発明の干渉計は、前記の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーが搭載されることを特徴とする。
【００２６】
上記の構成によれば、コーナーキューブの設置を不要として、干渉計を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。
【００２７】
さらにまた、本発明の分光器では、前記の干渉計を備えることを特徴とする。
【００２８】
上記の構成によれば、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【発明の効果】
【００２９】
本発明のアクチュエータ駆動装置は、以上のように、被駆動部材となる可動部とそれを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータをＰＬＬ回路で駆動し、機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記ＰＬＬ回路のループフィルタ部を、位相比較器の位相比較信号を平滑化して直流電圧で電圧制御発振器へ制御信号として与えるローパスフィルタとしての機能を実現する積分回路に、基準電圧源とリセット手段とを設け、前記基準電圧源が前記積分回路に対して掃引開始の電圧となる所定の基準電圧を与え、前記リセット手段が前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧からアクチュエータの共振周波数に対応した目標電圧へ向けて掃引を行わせる。
【００３０】
それゆえ、前記電圧制御発振器に与えられる制御信号は、積分回路の積分動作に伴い、前記基準電圧から共振周波数の目標電圧付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該電圧制御発振器の発振周波数が安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部の積分回路に関連して基準電圧源とリセット手段とを設けるだけで制御信号を掃引し、さらに位相比較器の位相比較信号を用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００３１】
また、本発明の平行移動機構は、以上のように、前記アクチュエータにおける前記可動部を、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成し、その一端側を固定することで、他端側を前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能とする一方、前記駆動部として、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材を用い、前記駆動部材に前記のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号を与えることで、前記可動部が機械共振駆動されるようにする。
【００３２】
それゆえ、マイケルソン干渉計などに用いられる平行移動機構を実現することができる。
【００３３】
また、本発明の干渉計は、以上のように、前記の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーを搭載して成る。
【００３４】
それゆえ、コーナーキューブの設置を不要として、干渉計を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。
【００３５】
さらにまた、本発明の分光器は、以上のように、前記の干渉計を備える。
【００３６】
それゆえ、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３７】
【図１】本発明の実施の一形態に係る駆動装置のブロック図である。
【図２】ＰＬＬのＶＣＯの制御電圧変化に対する発振周波数の変化を示すグラフである。
【図３】機械共振アクチュエータの駆動回路の一例を示し、矩形波を三角波に変換する変換回路のブロック図である。
【図４】図３で示す変換回路の動作を説明するための波形図である。
【図５】代表的な位相比較器の入出力信号波形の例を示す波形図である。
【図６】機械共振アクチュエータの駆動周波数の変化に対する機械出力およびその位相変化を説明するためのグラフである。
【図７】本実施の形態の駆動装置のＰＬＬにおけるループフィルタ部の一構成例のブロック図である。
【図８】前記ＰＬＬの動作を説明するための波形図である。
【図９】前記駆動装置を用いる分光器の概略の構成を示す図である。
【図１０】前記平行移動機構の概略構成を示す斜視図である。
【図１１】前記平行移動機構の概略構成を示す断面図である。
【図１２】前記平行移動機構の構成および動作を模式的に示す断面図である。
【図１３】本発明の実施の他の形態に係る駆動装置におけるループフィルタ部のブロック図である。
【図１４】ラグフィルタおよびラグ・リードフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。
【図１５】機械共振アクチュエータの駆動周波数の変化に対する機械出力およびその位相変化を説明するためのグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００３８】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の一形態に係る駆動装置１のブロック図である。この駆動装置１は、被駆動部材となる可動部と、それを駆動する駆動部とを備えて成るアクチュエータ２を機械共振駆動するもので、大略的に、ＰＬＬ回路３に、そのＰＬＬ回路３からの発振信号Ｖｎを、アクチュエータ２の駆動に適した波形および振幅に変換して、期待する機械出力Ｖｍを得るための駆動信号Ｖｄとして出力する駆動回路４と、前記可動部の機械出力Ｖｍ（変位ｘ）を検出して検出信号Ｖｓを得る検出部５とを備えて構成される。
【００３９】
前記ＰＬＬ回路３の主要構成要素は、既存のＰＬＬ回路の構成に類似しており、ＶＣＯ１１と、分周器１２と、位相比較器１３と、ループフィルタ部１４とを備え、負帰還ループを構成する。ただし、本実施の形態では、前記アクチュエータ２を駆動する駆動信号Ｖｄの周波数ｆｄ、すなわち前記機械共振周波数ｆｏが比較的低く、前記ＶＣＯ１１からの発振信号Ｖｖｃｏは、その周波数ｆｖｃｏが分周器１２で１／Ｎに分周されて前記駆動回路４に与えられる発振信号Ｖｎとなり、また位相比較器１３に入力される。したがって、前記アクチュエータ２を駆動する周波数（機械共振周波数ｆｏ）によっては、この分周器１２が設けられずにＶＣＯ１１からの発振信号Ｖｖｃｏがそのまま発振信号Ｖｎとして駆動回路４に与えられてもよく、或いは位相比較器１３の入力側に分周器１２が設けられてもよい。
【００４０】
前記ＶＣＯ１１は、制御端子Ｖｃｎｔに印加された制御電圧Ｖｃに応じて、発振周波数ｆｖｃｏを可変できる信号発生器である。図２に、前記制御電圧Ｖｃと発振周波数ｆｖｃｏとの関係を示す。このようにＶＣＯ１１では、直流の制御電圧Ｖｃと発振周波数ｆｖｃｏとは、単調増加の関係にある。
【００４１】
前記駆動回路４としては、入力信号（発振信号Ｖｎ）は通常は矩形波であるが、アクチュエータ２の有する機械共振周波数ｆｏよりも高次の機械共振周波数での応答による悪影響を考慮すれば、高調波成分の少ない駆動信号ｆｄが望ましいので、該入力信号（発振信号Ｖｎ）を、三角波や正弦波の波形に変換し、電力増幅する回路から成る。図３に、前記駆動回路４として、ミラー積分回路を用いた三角波への変換回路４ａの例を示す。この変換回路４ａは、反転アンプ４１に、入力抵抗４２および帰還コンデンサ４３を備えて構成される。ここで、入力信号（発振信号Ｖｎ）として、図４（ａ）で示すような矩形波が入力され、入力抵抗４２に流れる電流Ｉｔの方向が、発振信号Ｖｎの立上り、立下りのタイミングで変わると、反転アンプ４１によって、帰還コンデンサ４３に対して前記電流Ｉｔを定電流で充放電することになり、その出力に三角波Ｖｏを得ることができる（図４（ｃ））。この三角波Ｖｏを基に、その振幅を適切に変えて駆動信号Ｖｄとする。前記変換によって、駆動信号Ｖｄの基本波成分Ｖｄｆ（図４（ｄ））の位相は、発振信号Ｖｎの基本波成分Ｖｎｆ（図４（ｂ））の位相に対し、９０ｄｅｇ位相が進むことになる。
【００４２】
アクチュエータ２は、前記のようにして作成された前記駆動信号Ｖｄに応じた機械出力Ｖｍを出力する。検出部５は、前記アクチュエータ２の可動部付近に結合された圧電振動センサ等を用いて前記機械出力Ｖｍを検出し、増幅後波形整形を行い、矩形波信号を出力する（検出信号Ｖｓ、本例では変位ｘを検出）。
【００４３】
前記位相比較器１３は、前記発振信号Ｖｎの位相と前記検出信号Ｖｓの位相との差を検出してその位相差に相当する位相比較信号Ｖｐｄを出力する。図５に、代表的な位相比較器（４０４６番のＰＬＬ ＩＣにおける）の入出力信号波形の例を示す。前記発振信号Ｖｎと前記検出信号Ｖｓとの位相差Δθには、３種の状態がある。すなわち、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相より進んだ場合は（同図（Ａ））、位相比較信号Ｖｐｄは電源電圧Ｖｃｃ値を出力する。また、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相と一致した場合は（同図（Ｂ））、前記位相比較器１３の出力回路はハイインピーダンス状態となる。さらにまた、検出信号Ｖｓの位相が発振信号Ｖｎの位相より遅れた場合は（同図（Ｃ））、位相比較信号Ｖｐｄはグランド電位値（０Ｖ）を出力する。また、発振信号Ｖｎのみが入力され、検出信号Ｖｓの入力がない（“Ｈ”または“Ｌ”の信号が入力され、変化しない）場合も、グランド電位値（０Ｖ）を出力する回路構成となっている（同図（Ｄ））。
【００４４】
前記ループフィルタ部１４は、前記位相比較信号Ｖｐｄ（図５）に含まれる不必要な高域の周波数成分を除去し（ＬＰＦ機能）、位相差Δθの変化成分の信号（制御電圧Ｖｃ）をＶＣＯ１１の制御端子Ｖｃｎｔに出力する。このループフィルタ部２は、以下に述べるＰＬＬループの帰還量の設定や安定性（ゲイン余裕、位相余裕）を確保するための位相補償機能をも有している。
【００４５】
ここで、図６で示すように、機械共振駆動状態（機械共振周波数ｆｏ１、駆動周波数ｆｄ１）にあるアクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏが環境温度等によって高く変化したとすると（ｆｏ１→ｆｏ２）、アクチュエータ２の機械共振特性によって、駆動信号Ｖｄ（駆動周波数ｆｄ１）に対する機械出力Ｖｍ（変位ｘ）の位相遅れは、９０ｄｅｇより小さくなる（同図θｍ１）。したがって、前記検出信号Ｖｓの位相は前記発振信号Ｖｎの位相より、位相差０ｄｅｇの状態から進む（同図Δθｍ）。これによって、位相比較信号Ｖｐｄは図５の（Ｂ）の状態から（Ａ）の状態に移動して、位相比較器１３は、Ｖｃｃの電圧を周期的にループフィルタ部１４へ出力することとなる。これによって、ループフィルタ部１４の出力（制御信号Ｖｃ）は上昇するので、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏも高くなる。前記発振周波数ｆｖｃｏが上昇すれば、その分周信号である駆動信号Ｖｎの駆動周波数ｆｄ１はｆｄ２へ高く変化する。そして検出信号Ｖｓの位相は９０ｄｅｇに戻り再び安定状態に戻ることとなる（負帰還動作）。一連のこれらの動作は、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏの変動に追尾していると理解できる。
【００４６】
注目すべきは、本実施の形態では、前記ループフィルタ部１４が、上述のようなＬＰＦ機能に加えて、ＶＣＯ１１の周波数掃引機能を備えていることである。具体的には、図７は、前記ループフィルタ部１４の一構成例であるループフィルタ部１４ａのブロック図である。このループフィルタ部１４ａは、前記ＬＰＦとしての機能を発揮する積分回路２１と、前記積分回路２１に対して、前記アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに略一致した制御電圧Ｖｃのレベルである目標電圧Ｖｃｔから所定電圧ΔＶｃだけ離間した基準電圧Ｖｒｅｆ、すなわち後述する掃引の開始電圧を与える基準電圧源２２と、前記積分回路２１を、その積分動作の開始時にリセットし、リセット解除後、前記制御電圧Ｖｃのレベルを前記基準電圧Ｖｒｅｆから前記目標電圧Ｖｃｔへ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータ２を前記機械共振の状態に引込む短絡スイッチ２３とを備えて構成される。
【００４７】
前記積分回路２１は、アンプ２４と、入力抵抗Ｒと、帰還コンデンサＣとを備えて構成されるミラー積分回路から成る。前記位相比較器１３の出力（位相比較信号Ｖｐｄ）は、抵抗Ｒを介してアンプ２４の負入力端子に接続される。アンプ２４は、差動入力構成の増幅器で、その出力Ｖａは、帰還コンデンサＣで前記負入力端子に帰還され、正入力端子には前記基準電圧源２２から基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、動作バイアスとなる。アンプ２４の出力Ｖａは、後段のアンプ２５で反転されて、前記ＶＣＯ１１の制御電圧Ｖｃとなる。前記反転の理由は、前記ミラー積分回路で位相が反転するので、正相に戻すためである。
【００４８】
前記積分回路２１は、後述する位相ロックイン状態においては、ＬＰＦとして機能して、先述した不必要な高域の周波数成分の除去、ならびに負帰還ループの帰還量の設定や安定性（ゲイン余裕、位相余裕）を確保するための位相補償を行うものである。そして、リセット手段として、前記帰還コンデンサＣの端子間には前記短絡スイッチ２３が設けられており、これを“ＯＮ”に設定することで、前記帰還コンデンサＣの電荷を放電（リセット）させて、積分動作の待機の設定を可能としている。
【００４９】
図８は、上述のように構成される駆動装置１の動作を説明するための波形図である。先ず待機状態の期間Ｗ１において、前記短絡スイッチ２３をＯＮにして、積分動作を待機させておく。このとき、積分回路２１の出力Ｖａは、基準電圧Ｖｒｅｆと同電圧を保持する。またこのとき、アンプ２５からの制御電圧Ｖｃが所定の開始電圧Ｖｃ１となるように、オフセット調整しておく。これによって、ＶＣＯ１１からは、前記開始電圧Ｖｃ１に相当する周波数ｆｖｃｏ１の発振信号が出力され、分周器１２にて周波数が１／Ｎ倍された発振信号Ｖｎによって、駆動回路４からアクチュエータ２には、周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ１／Ｎの駆動信号Ｖｄが印加されている。前記基準電圧Ｖｒｅｆおよび開始電圧Ｖｃ１は、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏを所定の開始周波数ｆｖｃｏ１に設定するための電圧であり、前記機械共振周波数ｆｏと分周比Ｎとから設定される目標周波数ｆｔ＝ｆｏ×Ｎから充分離れた周波数（高低のいずれでもよいが、図８では高周波側で示している）で発振を行わせられる電圧であればよい。
【００５０】
したがって、この待機状態の期間Ｗ１では、アクチュエータ２は機械共振駆動状態でないので、位相比較器１３の入力は、検出部５からの検出信号Ｖｓが検出レベル以下のために未入力となって、分周器１２からの発振信号Ｖｎのみとなり、該位相比較器１３は、位相比較信号Ｖｐｄに“Ｌ（＝０Ｖ）”を出力している。このため、積分回路２１の入力抵抗Ｒには、アンプ２４の出力端から、短絡スイッチ２３を経由して、電流Ｉ（＝Ｖｒｅｆ／Ｒ）が流れている（図７参照）。
【００５１】
次に、起動状態の期間Ｗ２では、短絡スイッチ２３が“ＯＮ”から“ＯＦＦ”に切換えられ、これによって前記電流Ｉは、短絡スイッチ２３の経由（図７のＩ１）から、帰還コンデンサＣの経由（同図のＩ２）に切換わり、該帰還コンデンサＣに充電電流として流れる。したがって、前記アンプ２４の出力Ｖａは、帰還コンデンサＣの定電流充電によるランプ信号電圧（Ｖａ＝Ｉ／Ｃ・ｔ＋Ｖｒｅｆ、ｔ：経過時間）を示す。同時に、制御電圧Ｖｃは、前記開始電圧Ｖｃ１から時間と共に低下するので、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏも低下してゆく。こうして、発振信号Ｖｎ（駆動信号Ｖｄ）の周波数は、掃引動作を行いながら機械共振周波数ｆｏに近付いてゆく。前記ランプ信号電圧の傾きＩ／Ｃは、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏの掃引速度に対応するが、この大きさは、掃引する駆動信号Ｖｄの周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎが機械共振周波数ｆｏを横切る際に、検出部５にて機械出力Ｖｍが成長して充分検出できる速度に設定してあるものとする。
【００５２】
続いて、過渡状態の期間Ｗ３では、前記駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎの掃引動作が進み、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに近付き、徐々に機械出力Ｖｍが成長してゆく。そして、位相引き込み動作（位相ロックイン）の期間Ｗ４となると、その機械出力Ｖｍの成長が検出部５の検出レベルを超え、波形整形された検出信号Ｖｓが位相比較器１３へ入力されるので、該位相比較器１３は、前記検出信号Ｖｓと発振信号Ｖｎとの位相の比較動作を行い、結果を出力し始める。つまり、位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄは、“Ｌ”の出力状態から、繰り返しパルスの出力状態（“Ｌ”⇔“ハイインピーダンス”）に移行する。この移行に伴い以下の動作が始まる。
【００５３】
すなわち、先ず積分回路２１の入力（位相比較信号Ｖｐｄ）に変化が生じて、ハイインピーダンス時には充電電流Ｉは０となるので、前記充電電流Ｉの平均値は低減する。これによって、制御電圧Ｖｃの低下速度は低下し、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎの掃引速度も低下する。そして、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎは機械共振周波数ｆｏに漸近してゆき、前記検出信号Ｖｓと分周信号Ｖｎとの位相差が小さくなり、位相比較信号Ｖｐｄのハイインピーダンス期間が増加する。以上の動作を繰返すことで、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎが、そのときのアクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏに一致し、位相引き込み（ロックイン）状態となる。
【００５４】
そして、最終的に、ロック状態の期間Ｗ５では、検出信号Ｖｓと分周信号Ｖｎとの位相差は０ｄｅｇとなる（駆動信号Ｖｄと検出信号Ｖｓとの位相差は９０ｄｅｇ）。これによって、位相比較信号Ｖｐｄは“ハイインピーダンス”状態に移行して、前記充電電流Ｉも０となり、積分回路２１の出力Ｖａは前記目標電圧Ｖｃｔである一定値Ｖａ２（アンプ２５からの制御電圧ＶｃはＶｃ２）を保持する。つまり、位相比較信号Ｖｐｄによって、積分回路２１による掃引信号の発生動作が停止したと言える。よって、負帰還ループは安定し、駆動周波数ｆｄ＝ｆｖｃｏ／Ｎは、アクチュエータ２の機械共振周波数ｆｏとほぼ一致して、位相ロックインの動作は完了する。
【００５５】
したがって、従来のようにＰＬＬループの外部に設けた前記制御信号を掃引する構成と、ループフィルタとの出力を切換えてＶＣＯに与える場合には、非連続な切換え時に一種のノイズが発生し、該ＰＬＬループの動作が不安定になるのに対して、本実施の形態では、前記ＶＣＯ１１に与える制御電圧Ｖｃ（Ｖａ）は、積分回路２１の積分動作に伴い、基準電圧Ｖｒｅｆから共振周波数ｆｏの目標電圧Ｖｃｔ（＝Ｖｃｔ２（Ｖａｔ２））付近に滑らかに（連続して）移行するので、移行時にオーバーシュートやリンギングの発生がなく、該ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏが安定し、短時間でかつ確実な位相引き込み動作（位相ロックイン）を行うことができるようになる。また、ＰＬＬループの外部に、制御信号を掃引するための特別な構成を設けることなく、ループフィルタ部１４の積分回路２１に関連して基準電圧源２２とリセット手段である短絡スイッチ２３とを設けるだけで制御電圧Ｖｃ（Ｖａ）を掃引し、さらに位相比較器１３の位相比較信号Ｖｐｄを用いて前記掃引の停止動作を行うので、機械共振駆動状態の判定に専用の回路を用いる必要はなく、回路規模の増大やコストアップを抑えることができる。
【００５６】
また、積分回路２１にミラー積分回路を用いることで、帰還コンデンサＣに定電流充電（電流値Ｉ＝（Ｖｒｅf−Ｖｐｄ）／Ｒ，本実施の形態では、Ｖｐｄ＝０Ｖ）が行えるので、該積分回路２１の出力Ｖａは、直線状に変化（ランプ信号電圧）する。よって、制御電圧Ｖｃもまたランプ信号電圧となり、図２で示すように、ＶＣＯ１１の発振周波数ｆｖｃｏの掃引動作が時間経過に対して直線的に滑らかに行えるので、掃引の速度設定が容易となる。これによって、起動状態の期間Ｗ２における掃引速度の設定が容易となるので、位相引き込み動作の期間Ｗ４における機械出力Ｖｍの検出を精度良く行え、短時間で引込み動作を行うことができる。
【００５７】
なお、位相比較器１３の構成には、本例以外にも種々あるが、比較する２信号の内、一方の信号（発振信号Ｖｎ）のみの入力時の位相比較信号Ｖｐｄと、２信号が入力して目的の位相差にＰＬＬ制御がロックした場合の位相比較信号Ｖｐｄとに、信号差（電位差）があるような構成の位相比較器なら何でもよい。また、本例において、検出部５では、機械出力Ｖｍの変位を検出しているので、機械共振駆動時の駆動信号Ｖｄ（ｆｄ＝ｆｏ）と、検出信号Ｖｓとの位相差は９０ｄｅｇとした。これに対して、検出部５が前記機械出力Ｖｍの速度を検出する構成の場合には、前記位相差は０ｄｅｇとなるので、ＰＬＬ制御のロック位相は前記０ｄｅｇにすればよい。
【００５８】
図９は、上述のように構成される駆動装置１を用いる分光器１０１の概略の構成を示す図である。前記駆動装置１は、アクチュエータ２として、この分光器１０１の後述する平行移動機構１２１を機械共振駆動するために用いられる。その他、本実施形態の平行移動機構１２１は、高精度な並進駆動が求められる分野に適用可能であり、干渉計や分光器のみならず、屈折率測定器、光ピックアップの対物レンズアクチュエータ、小型カメラのＡＦ（オートフォーカス）機構などにも適用することができる。
【００５９】
この分光器１０１は、干渉計１０２にマイケルソン干渉計を用いた時間的フーリエ変換分光器であり、前記干渉計１０２に、演算部１０３および出力部１０４を備えて構成される。前記干渉計１０２は、光源１１１と、コリメータレンズ１１２と、ビームスプリッタ（例えばハーフミラー）１１３と、固定ミラー１１４と、移動ミラー１１５と、集光レンズ１１６と、検出器１１７とを備えている。なお、移動ミラー１１５は、移動しながら入射光を反射させる反射部を構成しているとともに、平行移動機構１２１の一部を構成しているが、この平行移動機構１２１の詳細については後述する。
【００６０】
上記の構成において、光源１１１から出射された光は、コリメータレンズ１１２によって平行光に変換された後、ビームスプリッタ１１３によって２つの光路に分岐される。各光束は、固定ミラー１１４および移動ミラー１１５でそれぞれ反射され、元の光路を逆戻りしてビームスプリッタ１１３で重ね合わせられ、干渉光として試料Ｓに照射される。このとき、移動ミラー１１５を連続的に移動させながら試料Ｓに光が照射されるが、ビームスプリッタ１１３から各ミラー（固定ミラー１１４および移動ミラー１１５）までの光路が相互に等しい場合には、重ね合わされた光の強度は最大となる。一方、移動ミラー１１５の移動によって２つの光路に差が生じている場合には、重ね合わされた光の強度に変化が生じる。試料Ｓを透過した光は、集光レンズ１１６を介して検出器１１７に入射し、そこで時間的インターフェログラムとして検出される。
【００６１】
干渉計１０２の検出器１１７から出力される信号は、演算部１０３にて、Ａ／Ｄ変換およびフーリエ変換され、この結果、スペクトルが生成される。このスペクトルは、出力部４によって表示出力される。出力されたスペクトルから、各波長（波数（＝１／波長））の光の強度を知ることができるので、これによって試料Ｓの特性（材料、構造、成分量など）を知ることができる。
【００６２】
図１０は平行移動機構１２１の概略構成を示す斜視図であり、図１１はその断面図である。この平行移動機構１２１は、帯状に形成される一対の板ばね部材１３１，１３２と、それらの板ばね部材１３１，１３２の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材１３１，１３２を相互に平行に支持する一対の剛体１３３，１３４と、一方の板ばね部材（図１０および図１１では１３１）を、後述するようにその厚み方向に湾曲駆動する駆動部材１３５と、上記の移動ミラー１１５とを有している。
【００６３】
前記板ばね部材１３１，１３２は、たとえばＳＯＩ（Ｓｉｌｉｃｏｎ ｏｎ Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ）基板を用いて形成され、シリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと、酸化シリコンから成る絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂと、シリコンから成る活性層１３１ｃ，１３２ｃとが積層された後、支持層１３１ａ，１３２ａおよび絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂにおいて、前記剛体１３３，１３４に対応した両端部分を残して、中間部分がフォトリソおよびドライエッチングなどの技術を用いて除去されて形成される。この板ばね部材１３１，１３２を、前記支持層１３１ａ，１３２ａおよび絶縁酸化膜層（ＢＯＸ層）１３１ｂ，１３２ｂが形成された面側を対向させて、前記支持層１３１ａ，１３２ａと剛体１３３，１３４とを接合することで、中空で相互に平行な平板部１３１ｐ，１３２ｐが形成される。
【００６４】
前記剛体１３３，１３４は、板ばね部１３１，１３２の平板部１３１ｐ，１３２ｐよりも厚いガラスで形成されている。そのガラスとしては、酸化ナトリウム（Ｎａ２Ｏ）や酸化カリウム（Ｋ２Ｏ）を含むアルカリガラスを用いることができる。その場合、前述のようにシリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと該剛体１３３，１３４とを、陽極接合により連結することができる。前記陽極接合とは、シリコンおよびガラスに数百℃の温度下で数百Ｖの直流電圧を印加し、Ｓｉ−Ｏの共有結合を生じさせることによって、両者を直接接合する手法である。
【００６５】
そして、剛体１３３，１３４の内の一方（図１０および図１１では１３４）は、干渉計１０２の内壁に固定されており、他方（同１３３）は、駆動部材１３５による板ばね部材１３１の変形によって変位することが可能となっている。前記駆動部材１３５は、板ばね部材１３１を曲げ変形させることによって、固定されている剛体１３４に対して、剛体１３３を、２枚の板ばね部材１３１，１３２によって、該板ばね部材１３１，１３２の対向方向に平行移動させるものである。本実施の形態では、駆動部材１３５は、板ばね部材１３１における剛体１３４の上方で、かつ剛体１３４とは反対側の表面に設けられている。また、上記の移動ミラー１１５は、板ばね部材１３１における剛体１３３の上方で、かつ剛体１３３とは反対側の表面に設けられている。駆動部材１３５および移動ミラー１１５は、板ばね部材１３２側に設けられていてもよい。また、駆動部材１３５および移動ミラー１１５の大きさは、適宜設定されればよい。
【００６６】
移動ミラー１１５は、シリコンから成る活性層１３１ｃに対して、たとえばＡｕをスパッタすることによって形成される。あるいは、ＡｌやＰｔなどの金属材料を蒸着法や接着によって活性層１３１ｃ上に形成することで、該移動ミラー１１５を形成してもよい。
【００６７】
前記駆動部材１３５は、ＰＺＴ素子などで構成されている。ＰＺＴ素子は、図１２に示すように、圧電材料であるＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）１４１の両表面に、電極１４２，１４３を貼付けた構造となっている。その駆動部材１３５は、接着剤を用いて板ばね部材１３１に接着される。板ばね部材１３１には、引き出し電極１５３と固定電極１５４とが金属材料のスパッタ等によって予め形成されており、上面の電極１４２は、この固定電極１５４を介して、下面の電極１４３は引き出し電極１５３を介して、駆動回路４からの電極パッドとワイヤーボンディングによって接続される。
【００６８】
ＰＺＴ４１は、電極１４２，１４３間に電圧を印加することで、その長手方向に伸縮し、板ばね部材１３１を曲げ変形させ、剛体１３３と共に、移動ミラー１１５を変位させることができるようになっている。たとえば、電極１４２，１４３間に正方向の電圧を印加することによってＰＺＴ１４１が伸びた場合には、図１２（ａ）で示すように、板ばね部材１３１が上に凸となるように変形し、剛体１３３と共に移動ミラー１１５は下方に変位する。これに対して、電極１４２，１４３間に負方向の電圧を印加によってＰＺＴ４１が縮んだ場合には、図１２（ｂ）で示すように、板ばね部材１３１が下に凸となるように変形し、剛体１３３と共に移動ミラー１１５は上方に変位する。このように、駆動部材１３５によって板ばね部材１３１を曲げ変形させることで、図１２（ｃ）で示すように、固定された剛体１３４に対して、剛体１３３と共に移動ミラー１１５を平行移動させる平行移動機構１２１を実現することができる。
【００６９】
このように、ＳＯＩ基板を用いて板ばね部材１３１，１３２を構成することにより、上述したように、いわゆるＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術、すなわちフォトリソグラフィおよびエッチング等の半導体製造技術と、陽極接合などの接合技術とを複合した技術を用いて、平行移動機構１２１を製造することができる。したがって、リソグラフィのマスク精度さえ高精度に確保しておけば、１個の平行移動機構１２１においては２つの平板部１３１ｐ，１３２ｐの長さがばらつくのを回避することができる。その結果、該平行移動機構１２１の組立時や平行移動時の可動部（剛体１３３および移動ミラー１１５）の傾きを抑えることができる。また、個体差を無くす、すなわち複数の平行移動機構１２１の個体毎に平板部１３１ｐ，１３２ｐの長さがばらつくことも回避できるので、複数の平行移動機構１２１を安定して作製することができる。
【００７０】
また、シリコンの熱膨張係数は、約３×１０−６（／Ｋ）であり、アルカリガラスの熱膨張係数は、約３．２×１０−６（／Ｋ）である。シリコンから成る支持層１３１ａ，１３２ａと、ガラスから成る剛体１３３，１３４とが連結されることにより、互いに連結される２部材の熱膨張係数が近いので、温度変化による平行移動機構１２１の変形を抑えることができる。これにより、温度変化に起因して可動部（剛体１３３および移動ミラー１１５）が傾くのを抑えることができる。
【００７１】
また、板ばね部材１３１，１３２と、剛体１３３，１３４との連結は、接合（上記の例では陽極接合）によって行われている。つまり、上記両者は、接着剤を介さずに直接、接合されている。これにより、接着剤使用時に生じる製造誤差（接着剤の収縮による剛体１３３，１３４の傾きや位置ズレ）を確実に排除することができ、高精度の平行移動機構を実現することができる。
【００７２】
また、板ばね部材１３１，１３２の一方（本実施形態では板ばね部材１３１）に移動ミラー１１５が設けられているので、駆動部材１３５による板ばね部材１３１の曲げ変形により、剛体１３３と共に移動ミラー１１５を平行移動させることができる。したがって、本実施形態の平行移動機構１２１を図９で示した干渉計２、つまりマイケルソン干渉計に容易に適用することが可能となる。
【００７３】
また、本実施形態の干渉計１０２は、上述した平行移動機構１２１を備えているので、コーナーキューブの設置を不要として、該干渉計１０２を小型化できるとともに、高精度な干渉を実現することができる。そして、本実施形態の分光器１０１は、上述した干渉計１０２を備えているので、小型で高分解能の分光器を実現することができる。
【００７４】
（実施の形態２）
図１３は、本発明の実施の他の形態に係る駆動装置におけるループフィルタ部１４ｂのブロック図である。このループフィルタ部１４ｂは、前述のループフィルタ部１４ａに類似し、対応する部分には同一の参照符号を付して示し、その説明を省略する。前述のループフィルタ部１４ａは、ＬＰＦ機能を、ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタで実現しているのに対して、注目すべきは、このループフィルタ部１４ｂでは、ラグ・リードフィルタで実現していることである。
【００７５】
図１４（ａ）は前記ラグフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフであり、図１４（ｂ）は前記ラグ・リードフィルタの構成ならびにゲインおよび位相の周波数特性を示すグラフである。ＲＣの１次遅れ要素から成るラグフィルタには、図１４（ａ）で示すように、前記位相比較器１３からの位相比較信号Ｖｐｄにおける不要高調波成分を減衰させる効果はあるものの、負帰還ループにおける安定化の効果が少ないのに対して、ラグ・リードフィルタは、図１４（ｂ）で示すように、位相を進ませる機能を有し、前記負帰還ループ内で発生する位相遅れを補償して安定化する効果（ゲイン余裕、位相余裕の確保）を有するので、ローパスフィルタとして、このラグ・リードフィルタを用いることは好ましい。
【００７６】
そこで本実施の形態のループフィルタ部１４ｂでは、前記帰還コンデンサＣ（図１４（ｂ）のｃ１）と直列に、抵抗Ｒｃ（図１４（ｂ）のｒ２）を挿入することで、ラグ・リードフィルタを実現している。これによって、前記ゲイン余裕および位相余裕を確保することができる。
【００７７】
なお、前記ループフィルタ部１４ａ，１４ｂでは、積分回路２１は、帰還コンデンサＣに電荷を蓄積することで積分動作を行ったけれども、電荷を引抜くことで積分動作を行うようにしてもよい。その場合、リセット手段は初期電荷を与える手段となる。またリセット手段としての短絡スイッチ２３は、単体のトランジスタに限らず、多段のスイッチ素子に、その駆動回路などを備えて構成されてもよい。
【符号の説明】
【００７８】
１ 駆動装置
２ アクチュエータ
３ ＰＬＬ回路
４ 駆動回路
４ａ 変換回路
４１ 反転アンプ
４２ 入力抵抗
４３ 帰還コンデンサ
５ 検出部
１１ ＶＣＯ
１２ 分周器
１３ 位相比較器
１４，１４ａ，１４ｂ ループフィルタ部
２１ 積分回路
２２ 基準電圧源
２３ 短絡スイッチ
２４ アンプ
１０１ 分光器
１０２ 干渉計
１０３ 演算部
１０４ 出力部
１１１ 光源
１１２ コリメータレンズ
１１３ ビームスプリッタ
１１４ 固定ミラー
１１５ 移動ミラー
１１６ 集光レンズ
１１７ 検出器
１２１ 平行移動機構
１３１，１３２ 板ばね部材
１３３，１３４ 剛体
１３５ 駆動部材
１３１ａ，１３２ａ 支持層
１３１ｂ，１３２ｂ 絶縁酸化膜層
１３１ｃ，１３２ｃ 活性層
１３１ｐ，１３２ｐ 平板部
Ｃ 帰還コンデンサ
Ｒ 入力抵抗
Ｒｃ 抵抗
Ｓ 試料
【特許請求の範囲】
【請求項１】
可動部とそれを駆動する駆動部とを備えるアクチュエータに機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備え、
前記ループフィルタ部は、
積分回路と、
前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧を与える基準電圧源と、
前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むリセット手段とを含むことを特徴とするアクチュエータ駆動装置。
【請求項２】
前記積分回路は、オペアンプと、その出力を負帰還するコンデンサと、入力抵抗とを備えて構成されるミラー積分回路から成り、前記リセット手段は、前記コンデンサの端子間を短絡するスイッチ素子から成ることを特徴とする請求項１記載のアクチュエータ駆動装置。
【請求項３】
前記積分回路は、ラグ・リードフィルタであることを特徴とする請求項１記載のアクチュエータ駆動装置。
【請求項４】
前記アクチュエータは、
前記可動部として、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成され、一端側が固定されることで、他端側が前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能となり、
前記駆動部は、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材から成り、
前記駆動部材に前記請求項１〜３のいずれか１項に記載のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号が与えられることで、前記可動部が機械共振駆動されることを特徴とする平行移動機構。
【請求項５】
前記板ばね部材は、ＳＯＩ基板から成ることを特徴とする請求項４記載の平行移動機構。
【請求項６】
前記請求項４または５記載の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーが搭載されることを特徴とする干渉計。
【請求項７】
前記請求項６記載の干渉計を備えることを特徴とする分光器。
【請求項１】
可動部とそれを駆動する駆動部とを備えるアクチュエータに機械共振駆動を行わせるアクチュエータの駆動装置において、前記駆動部を駆動するための駆動信号の周波数を制御信号に応じて可変生成する電圧制御発振器と、前記アクチュエータの機械出力を検出する検出部と、前記駆動信号の位相と前記検出部の検出信号の位相との差を検出する位相比較器と、前記位相比較器の位相比較信号を平滑化して前記電圧制御発振器へ前記制御信号として与えるループフィルタ部とを備え、
前記ループフィルタ部は、
積分回路と、
前記積分回路に対して、前記アクチュエータの共振周波数に略一致した制御信号のレベルである目標電圧から所定電圧だけ離間した基準電圧を与える基準電圧源と、
前記積分回路を、その積分動作の開始時にリセットし、前記制御信号のレベルを前記基準電圧から前記目標電圧へ向けて掃引を行わせることで、前記アクチュエータを前記機械共振の状態に引込むリセット手段とを含むことを特徴とするアクチュエータ駆動装置。
【請求項２】
前記積分回路は、オペアンプと、その出力を負帰還するコンデンサと、入力抵抗とを備えて構成されるミラー積分回路から成り、前記リセット手段は、前記コンデンサの端子間を短絡するスイッチ素子から成ることを特徴とする請求項１記載のアクチュエータ駆動装置。
【請求項３】
前記積分回路は、ラグ・リードフィルタであることを特徴とする請求項１記載のアクチュエータ駆動装置。
【請求項４】
前記アクチュエータは、
前記可動部として、帯状に形成される一対の板ばね部材と、前記板ばね部材の対向面側で、両端部間を連結することで該板ばね部材を相互に平行に支持する一対の剛体とを備えて構成され、一端側が固定されることで、他端側が前記板ばね部材の厚み方向に平行移動可能となり、
前記駆動部は、前記板ばね部材の一方を、その厚み方向に湾曲駆動する駆動部材から成り、
前記駆動部材に前記請求項１〜３のいずれか１項に記載のアクチュエータ駆動装置からの駆動信号が与えられることで、前記可動部が機械共振駆動されることを特徴とする平行移動機構。
【請求項５】
前記板ばね部材は、ＳＯＩ基板から成ることを特徴とする請求項４記載の平行移動機構。
【請求項６】
前記請求項４または５記載の平行移動機構を備え、前記板ばね部材の他端側に移動ミラーが搭載されることを特徴とする干渉計。
【請求項７】
前記請求項６記載の干渉計を備えることを特徴とする分光器。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
【公開番号】特開２０１１−２５０５７２（Ｐ２０１１−２５０５７２Ａ）
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１０−１２０７８９（Ｐ２０１０−１２０７８９）
【出願日】平成２２年５月２６日（２０１０．５．２６）
【出願人】（０００００１２７０）コニカミノルタホールディングス株式会社 (4,463)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２３年１２月８日（２０１１．１２．８）
【国際特許分類】
【出願日】平成２２年５月２６日（２０１０．５．２６）
【出願人】（０００００１２７０）コニカミノルタホールディングス株式会社 (4,463)
【Ｆターム（参考）】
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