スイッチング電源装置及びその初期設定方法
【課題】インテリジェント性に優れ、比較的低コストで高速応答性を有し、かつ高精度な過電流保護特性を備えたデジタル制御によるスイッチング電源装置及びその初期設定方法を提供する。
【解決手段】出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部３２ａ、目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部３２ｂ、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部３２ｃから成る電流制御パルス発生手段３２を備える。出力電流又はスイッチング素子ＴＲ１に流れる電流を検出する電流検出回路３８と、検出された電流が、電流制御パルス発生手段３２の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路３６を備える。
【解決手段】出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部３２ａ、目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部３２ｂ、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部３２ｃから成る電流制御パルス発生手段３２を備える。出力電流又はスイッチング素子ＴＲ１に流れる電流を検出する電流検出回路３８と、検出された電流が、電流制御パルス発生手段３２の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路３６を備える。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、パルス幅変調信号によりスイッチング動作の制御を行って直流電圧を所望の電圧に変換して、電子機器等に電力供給するスイッチング電源装置に関し、特にデジタル制御により出力電流を制御するスイッチング電源装置及びその制御特性の初期設定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なスイッチング電源装置は、所定の値を超える出力電流が流れないよう、その供給能力を制限する過電流保護回路が設けられている。これは、出力に接続された負荷である電子機器等が低インピーダンス故障したとき、過大な電流が流れ続けることによってその電子機器等が発熱・焼損するのを防止するとともに、スイッチング電源装置自体の故障や発熱・焼損を防止することを目的としている。
【０００３】
一方、スイッチング電源装置の負荷となる各種電子機器においては、モーター、リレー等の電磁駆動系部品を備えた機器や、ＣＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ等のディジタル素子を備えた電子回路であって、同一タイミングで電流が流れる機器など、当該機器の故障ではなくとも、ごく短時間の大電流（以下、ピーク電流）が流れるものがある。このような場合、短時間であれば、小型・小容量のパワー部品で構成したスイッチング電源装置であってもこのようなピーク電流を安全に供給することが可能である。そして、例えば、負荷の正常動作に必要なピーク電流値を超える値であって、出力電流の上限値として許容可能な所定の設定値（以下、過電流設定値）が設定され、コンデンサと抵抗等で構成したタイマー回路によってピーク電流の継続時間をモニタし、その時間が所定の設定時間を超えると、過電流設定値を小さな値に変更するという動作を行うピーク過電流保護回路等が実用化されている。
【０００４】
上記のような過電流保護回路は、一般的にはディスクリート部品で構成されたアナログ制御のものであることが多い。従って、例えば、過電流設定値等の制御特性に電子機器等の動作状態に合わせて制御特性を調整する機能を持たせるためには、種々の信号処理を行う複雑な回路が必要で、それらを多くのディスクリート部品で構成しなければならず、その回路動作の評価やその他管理の面で煩雑さがあるだけでなく、部品点数の増大によってスイッチング電源装置の小型化や低コスト化を妨げる要因の一つになっている。
【０００５】
一方、デジタル制御による過電流保護回路は、複雑な信号処理を演算プログラムに組み込むことによって制御特性を容易に調整又は切替えを行うことが可能で、インテリジェント性に優れている。例えば特許文献１に開示されているように、負荷に供給される出力電流を電圧信号に変換する電流検出抵抗と、この電圧信号をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）と、出力電流が過電流設定値を超える過電流状態であるか否かを上記デジタル値を基に判断する演算手段と、過電流状態と判断されたときに、スイッチング素子のパルス幅を強制的に短くする処理を行うパルス幅可変手段とを備えた過電流保護回路が提案されている。なお、上記演算手段及びパルス幅可変手段は、デジタルプロセッサを用いて構成されている。このデジタルプロセッサは、加減算機能、乗除算機能、比較機能、タイマー機能、記憶機能等を含むものであり、メモリやレジスタ等の記憶機能により、外部から設定した各設定値又は目標値を記憶しておくことができるものである。
【０００６】
さらに、上記スイッチング電源装置は、過電流設定値として第一の設定値と、第一の設定値よりも低い第二の設定値が与えられており、出力電流は、過電流状態になった当初は第一の設定値に基づいて制限され、所定時間経過後には第二の設定値に基づいて制限される。具体的には、デジタルプロセッサの比較機能によって上記出力電流のデジタル値と第一の設定値及び第二の設定値とを比較演算し、演算の結果、デジタル値が第一の設定値を超えていると判断した時にパルス幅を強制的に狭くし、また、このデジタル値が第一の設定値を超えていないときでも、第二の設定値を超えている状態が所定時間以上継続したと判断した時にパルス幅を強制的に狭くするよう制御するものである。
【特許文献１】特開２００１−１１９９３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献１に開示された過電流保護回路にあっては、現在の実用的なスイッチング電源装置に搭載する場合は、出力電流の急峻な増加に対して高速応答が可能な制御特性を得るために、高速クロックで動作する高価なデジタルプロセッサが必要になるという問題がある。
【０００８】
一般的に、スイッチング電源装置の内部のパワー半導体等の故障を回避するためには、過電流保護回路の制御は、スイッチング動作の１周期に対して短時間で応答するものでなければならない。現在の汎用的なスイッチング電源装置は、磁性部品等の小型化等の観点から、スイッチング周波数５００ｋＨｚ以上に設定される場合が多い。例えばスイッチング周波数を５００ｋＨｚに設定した場合、代表的なアナログ制御用ＩＣの過電流保護回路の応答遅れ時間は１３０ｎｓｅｃに設定されており、これと同等の応答速度を得るためには、スイッチング動作の１周期である２μｓｅｃに対して、１３０ｎｓｅｃ以下で応答可能な制御特性が求められる。
【０００９】
ところが、特許文献１に開示された過電流保護回路のデジタル制御の流れにおいては、電流検出抵抗及びＡ／Ｄ変換器を介して得られた出力電流のデジタル値をデジタルプロセッサ内部に取り込む処理に５０クロック程度、過電流設定値を超える過電流状態であるか否かを、上記デジタル値を基にした演算処理によって判断し、過電流状態と判断してスイッチング素子を制御して強制的にオフさせる処理に５０クロック程度、合わせて１００クロック程度の処理工数が必要であると考えられる。上記のように１３０ｎｓｅｃの期間でこの１００クロックの処理を完了させるためには、デジタルプロセッサのクロック周波数は、処理工数１００クロックを１３０ｎｓｅｃで除した値の約７６９ＭＨｚが必要である。また、デジタルプロセッサは、上記の過電流保護の制御以外にもいろいろな演算処理を行うため、実際にはさらに高いクロック周波数が必要となる。すなわち、アナログ制御と同等の高速応答性を備えた過電流保護回路を得るためには、スイッチング電源回路のスイッチング周波数に対して数桁以上大きなクロック周波数を備えた高速信号処理が可能なデジタルプロセッサが必要になる。
【００１０】
このように高速で動作する高性能なデジタルプロセッサは非常に高価なものである。従って、デジタル制御を汎用スイッチング電源装置に採用することはコスト的な問題があり、インテリジェント性に優れたデジタル制御のスイッチング電源装置が普及するのを妨げている。
【００１１】
また、過電流設定値やピーク過電流保護回路の設定時間等の制御特性は、電源回路を構成する各部品がもつ特性の個体差、温度による部品特性の変動、入力電圧や出力電圧の変動による出力電流の検出精度の変化、などに起因して変動する。
【００１２】
過電流設定値（出力電流の制限値）が高めに、又は制限時間が長めに設定されていると、負荷の電子機器等の故障によって過電流状態になったとき、電子機器等が発熱・焼損を防止する保護機能が十分に発揮できず、同時にスイッチング電源にも故障等が発生する危険性が増す。例えばスイッチング電源装置自体の安全性を確保するためには、出力電流の実際の制限値に対して、故障や発熱・焼損を回避するため、定格電流や定格温度に余裕のある大型のパワー部品を用いて電源回路を構成しなければならない。従って、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化を妨げる一因になっている。
【００１３】
この発明は、上記背景技術に鑑みてなされたもので、インテリジェント性に優れ、比較的低コストの汎用デジタルプロセッサ等を用いながらもアナログ制御と同等レベル以上の高速応答性を有し、かつ高精度な過電流保護特性を得ることが可能なデジタル制御の過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置及びその初期設定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願請求項１記載の発明は、所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路を備えたスイッチング電源装置であって、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部から成る電流制御パルス発生手段を備えるものである。さらに、前記整流平滑回路からの出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が、前記電流制御パルス発生手段の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路を備え、前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置である。
【００１５】
本願請求項２記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段は前記電流制御パルス電圧がパルス幅変調された信号として出力可能に構成されたデジタルプロセッサから成り、前記電流制御パルス電圧を平滑化して平滑化電圧を生成するパルス平滑化回路が接続され、前記電流検出回路は、前記出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出してそれに基づいて電流検出電圧を出力し、前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と前記電流検出電圧を比較する比較回路を有し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときに前記電流制限信号を出力し、前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置である。
【００１６】
本願請求項３記載の発明は、前記電流制限信号生成回路が、一端が前記パルス平滑化回路の出力に接続される第一の抵抗と、その第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の一端に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、前記第一・第二のＮＰＮトランジスタはいずれか一方のエミッタ端子がグランド電位に接続され、前記電流検出回路は、前記整流平滑回路の出力電流が流れたとき、若しくはスイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧が出力されるものである。
【００１７】
本願請求項４記載の発明は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態が所定の時間以上継続した場合に、時間超過信号を出力する電流制限動作時間監視手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の目標値設定部は、前記電流制限動作時間監視手段の前記時間超過信号に基づいて、前記電流制限信号生成回路の前記電流制限信号によって、前記電流検出回路により検出された電流をさらに制限するように、前記目標値を決定して前記演算部へ出力し、その目標値を基に前記演算部で演算された前記電流制御パルス電圧が前記パルス生成部から出力されるものである。
【００１８】
本願請求項５記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部が、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びローレベル電圧を有する一定周波数の矩形波を生成するように構成され、前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサとを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となるものである。
【００１９】
本願請求項６記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部が、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びフローティングレベルの出力状態を、一定周期の中で繰り返すよう構成され、前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路とを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となるものである。また、前記コンデンサに並列に接続された前記放電経路は、前記電流信号生成回路の入力インピーダンスである。
【００２０】
本願請求項７記載の発明は、前記パルス平滑化回路が、一端が前記電流制御パルス発生手段の出力に接続された第一の抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続され、両端にパルス平滑化回路の出力電圧が発生するコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路と、前記コンデンサと第一の抵抗との接続点から前記電流制御パルス発生手段の出力に向けて電流を流すことを可能に接続されたダイオードと第二の抵抗との直列回路とを備え、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記動作時間超過信号に基づいて決定された目標値が与えられると、前記パルス生成部の出力状態を所定の時間だけローレベルに制御し、前記パルス平滑化回路の前記コンデンサの電圧を前記ダイオードと第二の抵抗との直列回路を介して放電されるものである。
【００２１】
本願請求項８記載の発明は、スイッチング電源装置の出力電圧を所定の目標値と比較し、反転増幅された出力電圧制御信号を出力する誤差増幅回路を有し、前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と、前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときとそれ以外の場合で異なる電流制限信号を出力する比較回路を備え、前記駆動パルス生成回路は、前記スイッチング周波数で駆動されたのこぎり波電圧を発生するのこぎり波発生回路と、第一の入力端に前記のこぎり波電圧が入力され、第二の入力端に入力された前記出力電圧制御信号と前記のこぎり波電圧とを比較し、前記のこぎり波電圧の方が低い期間とそれ以外の期間とで異なる信号を出力する比較器と、前記電流制限信号が入力される信号選択回路を備え、前記信号選択回路は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態のときは、前記電流制限信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力され、前記電流制限信号が出力されていないときは、前記出力電圧制御信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力されるよう、出力信号を選択する動作を行うものである。
【００２２】
本願請求項９記載の発明は、感温素子によってスイッチング電源装置の環境温度を感知し、それに基づいた温度信号を出力する温度検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記温度信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に出力するものである。
【００２３】
本願請求項１０記載の発明は、スイッチング電源装置の入力電圧を検出し、それに基づいた入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記入力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えるものである。
【００２４】
本願請求項１１記載の発明は、スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、それに基づいた出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記出力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えるものである。
【００２５】
また本願請求項１２記載の発明は、所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路と、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部と、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部と、その演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部と、前記整流平滑回路の出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が基準値を超えたときにその電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、前記電流制限信号が出力されると、前記駆動パルス生成回路は、駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置の初期設定方法であって、前記スイッチング電源装置の入力に所定の直流電圧を供給して起動する電源起動ステップと、出力に負荷を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流を出力させる負荷設定ステップと、前記電流制御パルス発生手段が備える前記目標値設定部の演算プログラムに設定されている所定の固定係数を調整し、前記演算部に出力される目標値を連続的に変化させる目標値可変ステップと、前記出力電流が前記過電流設定値の状態で前記目標値の変化に対して、前記出力電圧が連続的に変化する状態と、前記出力電圧が一定値に保持される状態との境界点における固定係数境界値を抽出する境界値抽出ステップと、前記固定係数境界値を当該固定係数の設定値として前記演算プログラムに記憶させる境界値記憶ステップとを備えるスイッチング電源装置の初期設定方法である。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によるスイッチング電源装置によれば、インテリジェント性に優れ高速応答可能なデジタル制御の過電流保護回路を、比較的低速クロックで低コストのデジタルプロセッサで実現することができるものである。特に、外界の温度や入力電圧、出力電圧等の変動に対しても、最適な過電流保護制御を行うことができる。さらに、スイッチング電源装置を構成するディスクリート部品等の特性の個体差やスイッチング電源装置の使用状態に合わせて、自動的に過電流保護特性を調整することができ、負荷の電子機器やスイッチング電源装置自体の安全性を確保することができる。そして、小型で低コストのスイッチング電源装置を提供することができる。
【００２７】
また、この発明によるスイッチング電源装置の初期設定方法によれば、スイッチング電源装置を構成するディスクリート部品等の特性の個体差に合わせて、プログラム的に過電流保護特性を調整して最適な状態に設定することができ、抵抗値の調節や部品の取り替え等の工程を削減することができ、簡単な回路構成で負荷の電子機器やスイッチング電源装置自体の過電流保護及び安全性を確保することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１から図６に基づいて説明する。まず、図１に示す全体回路図に基づいて概要を説明する。スイッチング電源装置１０は、直流の入力電源Ｅｉｎが接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によって交流電圧Ｖ２を発生するインバータ回路１２と、その交流電圧Ｖ２を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑回路１４を有し、出力電圧Ｖｏｕｔ端子が、負荷２２に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅した出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅器から成る誤差増幅回路１６に接続されている。さらに誤差増幅回路１６から出力された制御電圧Ｖ（ｖｏｌ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に向けて駆動パルスＶｇを出力する駆動パルス生成回路１８を備えている。
【００２９】
また、スイッチング電源装置の環境温度を検知して温度信号を出力する温度検出手段２４と、入力電圧を検知して入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段２６と、出力電圧を検知して出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段２８とが、それぞれ電流制御パルス発生手段３２に接続されている。
【００３０】
電流制御パルス発生手段３２は、デジタルプロセッサ等から成り、上記温度信号、入力電圧信号及び出力電圧信号に基づいて目標値を決定する目標値設定部３２ａと、その目標値に基づいて演算処理を行なう演算部３２ｂと、その演算結果に基づいて、出力電流を制御するための電流制御パルス電圧Ｖｃを出力するパルス生成部３２ｃとを備えている。パルス生成部３２ｃの出力は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１で構成した積分回路であるパルス平滑化回路３４の入力に接続されている。そして、平滑化電圧Ｖｂが発生するコンデンサＣ１の両端は、パルス平滑化回路３４の出力として、後述する電流制限信号生成回路３６に接続されている。
【００３１】
また、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子と入力電源Ｅｉｎのマイナス端子間に電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８が挿入され、電流検出抵抗Ｒ０に流れるスイッチング電流Ｉｓｗに応じた電圧がその両端に発生する。そして電流検出抵抗Ｒ０の両端は、電流検出回路３８の出力として電流制限信号生成回路３６に接続されている。
【００３２】
電流制限信号生成回路３６は、スイッチング電源装置１０の過電流保護回路であり、平滑化電圧Ｖｂに基づいて決定される基準電圧Ｖｒと、その基準電圧Ｖｒと電流検出抵抗Ｒ０両端に発生する電圧Ｖ（Ｒ０）とを比較し、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）を出力する比較回路である比較器ＣＰ１とを備えている。比較器ＣＰ１の出力は、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０の電流に対応して検出された電圧が、電流制御パルス発生手段３２のパルス生成部３２ｃの出力に基づいて設定された基準値である基準電圧Ｖｒを超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号として出力される。その出力は、電流制限信号生成回路３６の出力として、駆動パルス生成回路１８に接続されている。駆動パルス生成回路１８は、入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）に基づいてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇを出力する回路であり、その出力はスイッチングＴＲ１の駆動端子に接続されている。
【００３３】
次に、図１から図６に基づいて、スイッチング電源装置１０の各回路ブロックごとの構成と動作を詳細に説明する。インバータ回路１２は、図１に示すように、入力電源Ｅｉｎと直列にトランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ａとスイッチング素子ＴＲ１が接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によってトランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂに交流電圧Ｖ２を発生させる。なお、トランスＴ１の各巻線の極性等は、周知のシングルフォワード方式に構成されている。
【００３４】
トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂには、整流平滑回路１４が接続されており、スイッチング素子ＴＲ１がオンのときに導通してパルス電流を流すフォワード側整流素子ＴＲ２と、フォワード側整流素子ＴＲ２と相補的にオン・オフするフライホイール側整流素子ＴＲ３と、スイッチ素子ＴＲ１のオン・オフ動作に同期をとって各整流素子ＴＲ２，ＴＲ３を駆動する同期整流駆動回路１４ａ、およびチョークコイルＬｏとコンデンサＣｏの平滑回路により構成されている。そして、整流平滑回路１４は、２次側巻線Ｔ１ｂに誘起された電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。コンデンサＣｏの両端には、負荷２２が接続され、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが供給されている。
【００３５】
誤差増幅回路１６は、図１に示すように、反転入力端子に出力電圧アナログ信号が入力されるオペアンプＯＰ１と、その非反転入力に接続される所定の基準電圧Ｖｒｅｆと、利得調整及び位相補償のための帰還素子Ｚｆとを備え、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅回路である。従って、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）は、出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が増幅されたものであって、出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、連続的に低下し、逆の場合には連続的に上昇する。
【００３６】
温度検出手段２４は、図２（ａ）に示すように、抵抗値変化型の感温素子であるサーミスタ２４ａと、サーミスタ２４ａの抵抗値をアナログ電圧信号に変換する増幅器２４ｂと、そのアナログ電圧信号をデジタル信号である温度信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２４ｃとを備えている。なお、サーミスタ２４ａは、スイッチング電源装置内部のプリント基板上に実装され、プリント基板上の温度を測定している。
【００３７】
入力電圧検出手段２６は、図２（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎを観測し、入力電圧Ｖｉｎを所定のアナログ電圧に変換する電圧変換回路２６ａと、そのアナログ電圧をデジタル信号である入力電圧信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２６ｂとを備えている。なお、電圧変換回路２６ａは、入力電圧Ｖｉｎを抵抗分圧する分圧回路や、トランスＴ１に設けた第３の巻線に発生する電圧を入力電圧に比例した電圧に変換する回路など、適宜設定したものである。ここでは、後者の例のように、入力電圧Ｖｉｎを間接的に観測するものでもよい。
【００３８】
出力電圧検出手段２８は、図２（ｃ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを観測し、出力電圧Ｖｏｕｔを所定のアナログ電圧に変換する電圧変換回路２８ａと、そのアナログ電圧をデジタル信号である出力電圧信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２８ｂとを備えている。なお、電圧変換回路２８ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧する分圧回路や、トランスＴ１に設けた第３の巻線に発生する電圧を出力電圧に比例した電圧に変換する回路など、適宜設定したものである。ここでは、後者の例のように、出力電圧Ｖｏｕｔを間接的に観測するものでもよい。
【００３９】
電流制御パルス発生手段３２は、例えば汎用のデジタルプロセッサ（マイコン）を用いて構成する。電流制御パルス発生手段３２は、図１に示すように目標値設定部３２ａ、演算部３２ｂ及びパルス生成部３２ｃを備えている。目標値設定部３２ａは、上述の温度信号、入力電圧信号及び出力電圧信号に基づいて、演算部３２ｂに向けて目標値Ｃを出力する。なお、温度信号、入力電圧信号、及び出力電圧信号などが外部からの入力がされないときは、あらかじめ固定的に記憶している温度信号既定値、入力電圧信号既定値、及び出力電圧信号に基づいて目標値Ｃを決定する。
【００４０】
演算部３２ｂは、目標値Ｃに基づいて演算処理を行いセット値Ｂを決定し、そのセット値Ｂと、あらかじめ固定的に設定されているセット値Ａとをパルス生成部３２ｃに向けて出力する。
【００４１】
パルス生成部３２ｃは、図３に示すように、クロック信号を発生するクロック回路ｃ１と、カウンタｃ２，ｃ３と、出力波形生成部ｃ４で構成されている。図４のタイムチャートに示すように、カウンタｃ２，ｃ３の初期値は共にゼロであって、クロック回路ｃ１のクロック信号に同期してカウントアップ動作を行う。カウンタｃ２は、セット値Ａが与えられ、カウント数がセット値Ａに達するとカウント数はゼロにリセットされ、再びゼロからカウントアップ動作を開始し、この一連の動作を繰り返す。カウンタｃ３は、セット値Ａよりも少ないセット値Ｂが与えられ、カウント数がセット値Ｂに達するとカウント数はゼロにリセットされカウントアップが停止する。そして、カウンタｃ２がリセットされるとそれに同期して再びゼロからカウントアップ動作を開始し、この一連の動作を繰り返す。出力波形生成部ｃ４は、カウンタｃ２，ｃ３の動作をモニタし、カウンタｃ３がカウントアップしているときはハイレベル電圧を、カウンタｃ３のカウントアップが停止しているときはローレベル電圧を出力して、パルス幅変調された波形を出力する。例えば、クロック回路ｃ１のクロック周波数をＦｃｋ、セット値Ａ＝１０００、セット値Ｂ＝５００とすると、出力波形生成部は、周期Ｔ＝１０００／Ｆｃｋ、ハイレベルの時比率０．５の矩形波を出力し、セット値Ａとセット値Ｂによってデジタル的にパルス幅が設定され、これを制御することによってパルス幅変調が行われる。
【００４２】
スイッチング電源装置１０においては、スイッチング周波数は５００ｋＨｚとし、電流制御パルス発生手段３２は、スイッチング周波数との周波数干渉の防止などの観点から、例えば約１０ｋＨｚの一定の周波数でパルス幅変調するよう設定する。従って、演算部３２ｂから、約１０ｋＨｚに相当する一定のセット値Ａが設定される。さらに、演算部３２ｂは、温度検出手段２４、入力電圧検出手段２６、出力電圧検出手段２８などからの情報によって変化する目標値Ｃに基づいてセット値Ｂを決定してパルス生成部３２ｃに出力し、パルス生成部３２ｃは、セット値Ｂに基づいてカウンタｃ３のリセットを行うカウント数を変化させる。このようにして、電流制御パルス発生手段３２はパルス幅変調された所定の電流制御パルス電圧Ｖｃを生成し、後段のパルス平滑化回路３４に向けて出力する。
【００４３】
パルス平滑化回路３４は、図１に示すように、電流制御パルス電圧Ｖｃがハイレベルのときには抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１に電荷を充電し、ローレベルのときには抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の電荷を放電する。それによって、コンデンサＣ１の両端に発生する平滑化電圧Ｖｂはほぼ直流電圧となり、電流制御パルス電圧Ｖｃのハイレベルの時比率（オン・デューティ）が大きくなると上昇し、ハイレベルの時比率が小さくなると低下する。
【００４４】
電流検出回路３８は、図１に示すように、スイッチング電流Ｉｓｗが流れる経路に挿入された電流検出抵抗Ｒ０である。スイッチング電源装置１０において、スイッチング電流Ｉｓｗは略台形状を繰り返すパルス電流であって、そのピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの関係は、トランスＴ１の１次側巻数Ｎ１及び２次側巻数Ｎ２を用いて表すと、Ｉｓｗｐ≒（Ｎ２／Ｎ１）×Ｉｏｕｔとなる。つまり、電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）のピーク値は、出力電流Ｉｏｕｔに略比例した値となる。このように、スイッチング電源装置１０では、スイッチング電流Ｉｓｗを電流検出回路３８を介して観測することによって、出力電流Ｉｏｕｔを検出している。なお、出力電流Ｉｏｕｔが流れたとき、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）は、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子に接続された側が高電位になる向きに発生する。電流検出回路３８の出力は、その高電位になる端子がパルス平均化回路３４のグランドに接続されている。
【００４５】
電流制限信号生成回路３６は、図１に示すように、平滑化電圧Ｖｂに応じて変化する基準電圧Ｖｒと電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）を比較器ＣＰ１で比較し、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより低いとき、すなわちスイッチング電流Ｉｓｗが所定の値よりも小さいときは、ハイレベルを出力する。逆に、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより高いとき、すなわちスイッチング電流Ｉｓｗが所定の値よりも大きいときは、ローレベルを出力する。また、平滑化電圧Ｖｂと基準電圧Ｖｒとの関係は、平滑化電圧Ｖｂが上昇すると基準電圧Ｖｒも上昇し、逆に、平滑化電圧Ｖｂが低下すると基準電圧Ｖｒも低下するよう構成されている。
【００４６】
駆動パルス生成回路１８は、図５に示すように、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）を生成するのこぎり波発生回路１８ｂと、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）が反転端子に入力され、誤差増幅回路１６の出力である端子ａ１から入力された出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が、非反転端子に入力される比較器ＣＰ１１とを備えている。さらに、比較器ＣＰ１１の出力信号と、端子ａ２から入力される電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）とが入力されるナンド回路ＮＡＮＤ１１と、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力信号がリセット端子Ｒに入力され、発信器ＯＳ１１が発生するトリガ信号がセット端子Ｓに入力され、出力端子Ｑが駆動パルス生成回路１８の端子ａ０に接続された周知のセット・リセット・フリップ・フロップＦＦ１１（以下、ＲＳ−ＦＦ１１という）とで構成する信号選択回路１８ａを備えている。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが出力する信号は、スイッチング素子ＴＲ１を駆動する駆動パルスＶｇとなり、端子ａ０を介してスイッチング素子ＴＲ１の駆動端子であるゲートに入力される。
【００４７】
のこぎり波発生回路１８ｂは、電圧一定の直流電源Ｖｃｃ１１と、一端が直流電源Ｖｃｃ１１に接続された充電抵抗Ｒ１１と、その充電抵抗Ｒ１１のもう一端とグランド間に接続されたタイマーコンデンサＣ１１と、タイマーコンデンサＣ１１の両端に接続されたリセット素子Ｓ１１と、リセット素子Ｓ１１を制御する発振器ＯＳ１１とを備えており、タイマーコンデンサＣ１１の両端に発生する電圧Ｖ(ｏｓｃ)が出力される。
【００４８】
発振器ＯＳ１１は、インパルス状のトリガパルスを発生する。このトリガパルスは周期一定の繰り返しパルスであって、スイッチング素子ＴＲ１のスイッチング周波数と、スイッチング素子ＴＲ１のターンオンのタイミングを決定するものである。また、リセット素子Ｓ１１は、トリガパルスが入力されるとタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、瞬時に開放状態となり、次のトリガパルスが入力されるまではその開放状態を継続する働きをする。
【００４９】
このように構成された駆動パルス生成回路１８は、以下のように動作する。まず、のこぎり波発生回路１８ｂは、発振器ＯＳ１１からトリガパルスが入力され、リセット素子Ｓ１１がタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、電荷が放電されてＶ(ｏｓｃ)≒０となる。さらに、リセット素子Ｓ１１は瞬時に開放状態となり、充電抵抗Ｒ１１を介して供給される充電電流によってタイマーコンデンサＣ１１が充電され、Ｖ(ｏｓｃ)が上昇する。このとき、充電抵抗Ｒ１１とタイマーコンデンサＣ１１の直列回路が有する時定数はトリガパルスの周期に比べて十分大きな値に設定されているので、Ｖ(ｏｓｃ)は、ほぼ一定の傾きをもって直線的に上昇する。その後、次のトリガパルスが入力されるとリセット素子Ｓ１１が短絡し、上記の動作を繰り返す。このような動作によって、タイマーコンデンサＣ１１の両端にのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)を発生させている。
【００５０】
比較器ＣＰ１１は、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高い場合にはハイレベルを、逆の場合にはローレベルを出力する。ナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、端子ａ２から入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力され、他方の入力端子に比較器ＣＰ１１の出力信号が入力されている。これにより、比較器ＣＰ１１からの信号がローレベル、又は電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）のいずれか一方がローレベルになると、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がハイレベルとなる。ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに入力される発振器ＯＳ１１のインパルス状のトリガパルスにより、出力端子Ｑの出力がハイレベルとなり、リセット端子Ｒにナンド回路ＮＡＮＤ１１からハイレベル信号が入力されことによって、出力端子Ｑの出力がローレベルに反転する。ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑから出力される信号は、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に入力される駆動パルスＶｇである。すなわち、出力端子Ｑがハイレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオンし、ローレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオフする動作を行う。
【００５１】
次に、上記のように構成されたスイッチング電源１０の一連の動作を、図６のタイムチャートに基づいて説明する。まず、期間１は、過電流保護回路が動作していない期間である。過電流設定値は、電流制御パルス発生手段３２の目標値設定部３２ａが決定する目標値によって制御される。目標値設定部３２ａは、温度検出手段２４が出力する温度信号と、入力電圧検出手段２６が出力する入力電圧信号と、出力電圧検出手段２８が出力する出力電圧信号とをパラメータとする演算式が設定されており、その演算式に基づいて目標値が決定される。例えば、回路部品の一つであるバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に発生する電圧ＶＢＥの温度依存性が過電流設定値に影響を与える場合、その温度係数（約−２ｍＶ／℃）が演算式に盛り込まれる。また、入力電圧Ｖｉｎの変動がスイッチング電流のピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの略比例関係に無視できない影響を及ぼす場合、入力電圧Ｖｉｎに関する係数が演算式に盛り込まれる。また、過電流保護回路が動作すると、後述するように出力電圧が低下する。そのような出力電圧の変動がスイッチング電流のピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの略比例関係に無視できない影響を及ぼす場合、出力電圧Ｖｏｕｔに関する係数が演算式に盛り込まれる。このようにして、スイッチング電源装置１０の使用状態や動作状態に基づいて、目標値は適宜変化し、それに基づいて電流制御パルス電圧Ｖｃ、平滑化電圧Ｖｂ、および基準電圧Ｖｒが変化する。その結果、過電流設定値が自動調整される。
【００５２】
期間１においては、出力電流Ｉｏｕｔは過電流設定値以下の小さな値であるため電流制限信号生成回路３６が出力する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）はハイレベルを維持し、駆動パルス生成回路１８のナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、継続的にハイレベルの信号が入力している。従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、比較器ＣＰ１１の出力信号と同一のロジックとなり、図６のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら誤差増幅回路１６が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）に基づいてパルス幅制御されることとなる。
【００５３】
このように、スイッチング電源１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差増幅回路１６内の基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるようスイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇのオン・デューティが制御なされ、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは式（１）のように決定される。
【数１】
【００５４】
ここで、Ｎ１：トランスＴ１の一次側巻数、Ｎ２：トランスＴ１の２次側巻数、Ｔ：スイッチング周期、ｄｕｔｙ：スイッチング素子ＴＲ１のオン・デューティである。
【００５５】
次の期間２は、例えば負荷の電子機器が低インピーダンスに故障して出力電流Ｉｏｕｔが増加して過電流保護回路が動作し、出力電流Ｉｏｕｔが過電流設定値を超えないようスイッチング電流Ｉｓｗを基にして制限されている状態である。
【００５６】
この状態は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が上昇する。これにより、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）よりも出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が高い期間が長くなり、常時出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高くなる。すると、比較器ＣＰ１１の出力は常時ローレベルにあり、スイッチング素子ＴＲ１が常時オンして、スイッチング電流Ｉｓｗが常時流れることが可能となる。
【００５７】
一方、スイッチング電流Ｉｓｗの増大により、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が増大し、電流制限信号生成回路３６の比較器ＣＰ１の出力である電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がローレベルになる。すると、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の入力がローレベルになり、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がローレベルからハイレベルになる。これにより、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がハイレベルからローレベルに反転するタイミングで、ナンド回路ＮＡＮＤ１１からリセット端子Ｒにリセット信号が出力される。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが発生させる駆動パルスＶｇは、そのリセット信号が入力されたタイミングで、ハイレベルからローレベルに反転し、スイッチング素子ＴＲ１をオフさせる。これによって、出力電流Ｉｏｕｔは過電流設定値を超えないよう制限され、また、スイッチング素子ＴＲ１のオン・デューティｄｕｔｙが小さくなるので、（１）式に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔも低下する。
【００５８】
なお、この状態にあっては、ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに次のセット信号が入力されるまで、出力端子Ｑの状態を保持する性質を有している。従って、出力端子Ｑがローレベルになってスイッチング素子ＴＲ１がオフすると、スイッチング電流Ｉｓｗが流れなくなり電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がハイレベルに反転するが、次の周期に移るまでの間、出力端子Ｑの状態（ローレベル）は保持され、スイッチングＴＲ１はオフ状態を維持する。一方、上記のように出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、反転増幅器である誤差増幅回路１６はハイレベルに飽和し、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）はそのハイレベルの飽和電圧値を維持する。
【００５９】
従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がローレベルに反転するタイミングに同期してローレベルに反転し、図６のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら電流制限信号生成回路３６が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｃｕｒ）に基づいてパルス幅制御されることとなる。
【００６０】
このように、スイッチング電源装置１０にあっては、電流発生手段３２を構成するデジタルプロセッサは、１０ｋＨｚ程度の低い周波数で動作するものであればよく、低速クロックで低コストの汎用デジタルプロセッサを用いてインテリジェント性の優れたスイッチング電源装置を実現することができる。
【００６１】
また、スイッチング電源装置１０が稼働している使用状態や動作状態（環境温度、入力電圧、出力電圧の状態）をリアルタイムに監視し、それに基づいて過電流設定値を常に所定の値に自動調整することによって、万一負荷の電子機器が異常状態になったときでも焼損事故などを防止し、高い安全性を提供することができる。さらに、電源回路を構成するパワー部品として、定格電流や定格温度に過剰に余裕のある大型部品を選定せずともスイッチング電源装置自体の安全性が確保できるので、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【００６２】
次に、この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図７から図９に基づいて説明する。なお、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。まず、図７の全体回路図に基づいて概要を説明する。スイッチング電源装置５０は、直流の入力電源Ｅｉｎが接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によって交流電圧Ｖ２を発生するインバータ回路１２と、その交流電圧Ｖ２を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを得る整流平滑回路１４を有し、出力電圧Ｖｏｕｔ端子が、負荷２２に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅した出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅器の誤差増幅回路１６に接続されている。さらに誤差増幅回路１６から出力された制御電圧Ｖ（ｖｏｌ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に向けて駆動パルスＶｇを出力する駆動パルス生成回路１８を備えている。
【００６３】
また、後述する電流制限動作時間監視手段５２から出力された動作時間超過信号に基づいて目標値を決定する目標値設定部３２ａと、その目標値に基づく演算処理を行なう演算部３２ｂと、その演算結果に基づいて、出力電流を制御するための電流制御パルス電圧Ｖｃを発生するパルス生成部５４ｃとを備えた電流制御パルス発生手段５４が設けられている。そして、電流制御パルス発生手段５４の出力は、パルス平滑化回路５６の入力に接続されている。パルス生成部５４ｃは、電源電圧Ｖｃｃ４１とグランドの間にスイッチ素子Ｓ４１とスイッチ素子Ｓ４２が直列に接続され、２つのスイッチ素子の中点がパルス平滑化回路５６に接続されている。そして、この２つのスイッチ素子は、演算部３２ｂが出力する信号によってそれぞれ制御される。なお、パルス生成部５４ｃは、上述のスイッチング電源装置１０におけるパルス生成部３２cと異なる動作を行う。詳細は後述する。
【００６４】
パルス平滑化回路５６は、第一の抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１で積分回路を構成し、さらに第一の抵抗Ｒ２１と並列にダイオードＤ２１と第二の抵抗Ｒ２２の直列回路が接続されている。その際、ダイオードＤ２１のカソードは、電流制御パルス発生手段５４の出力端ｅ０に接続されている。パルス平滑化回路５６の出力は、平滑化電圧Ｖｂが発生するコンデンサＣ２１の両端であり、後述する電流制限信号生成回路５８に接続されている。
【００６５】
また、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子と入力電源Ｅｉｎのマイナス端子間に電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８が挿入され、電流検出抵抗Ｒ０に流れるスイッチング電流Ｉｓｗに応じた電圧がその両端に発生する。その電流検出抵抗Ｒ０の両端は、電流検出回路３８の出力として電流制限信号生成回路５８に接続されている。
【００６６】
電流制限信号生成回路５８は、パルス平滑化回路５６の出力に一端が接続された抵抗Ｒ３１と、一端が抵抗Ｒ３１のもう一端に接続された抵抗Ｒ３２と、コレクタ端子が抵抗Ｒ３２のもう一端に接続され、エミッタ端子がパルス平滑化回路５６のグランドに接続されたトランジスタＴＲ３１を備え、トランジスタＴＲ３１のベース端子は、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２の中点の接続されている。さらに、ベース端子がトランジスタＴＲ３１のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子は電流検出抵抗Ｒ０の入力電源Ｅｉｎのマイナス端子側に接続されたトランジスタＴＲ３２が設けられ、コレクタ端子はオープン・コレクタとして電流制限信号生成回路５８の出力を形成している。なお、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２は、ＮＰＮトランジスタである。
【００６７】
駆動パルス生成回路１８は、入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇを出力する回路であり、その出力はスイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に接続されている。
【００６８】
電流制限動作時間監視手段５２は、誤差増幅器１６の出力と、電流制限信号生成回路５８の出力とが入力される比較器からなる第一の比較手段５２ａを備えている。さらに、その比較手段５２ａの出力信号によって動作が制御されるタイマー回路５２ｂと、比較器からなる第二の比較手段５２ｃとを備えている。比較手段５２ｃは、比較手段５２ａの出力がローレベルを所定時間継続すると、それ以前に出力していた信号に代えて動作時間超過信号を発生し、電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて出力するよう構成されている。
【００６９】
次に、図７から図９に基づいて、スイッチング電源装置５０の各回路ブロックの構成と動作の詳細を個別に説明する。インバータ回路１２は、整流平滑回路１４、誤差増幅回路１６、駆動パルス生成回路１８、電流検出回路３８は、上述のスイッチング電源装置１０と同様のため、説明を省略する。
【００７０】
電流制御パルス発生手段５４は、例えば汎用のデジタルプロセッサ（マイコン）を用いて構成されており、図７に示すように目標値設定部３２ａ、演算部３２ｂ及びパルス生成部５４ｃを備えている。目標値設定部３２ａは、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が入力されると、その動作時間超過信号に基づいて演算処理を行い、過電流設定値を所定の低い値に低下させるように目標値を決定して演算部３２ｂに出力する。なお、動作時間超過信号が外部から入力されないときは、あらかじめ固定的に記憶している所定の既定値に基づいて目標値を決定する。
【００７１】
演算部３２ｂは、目標値設定部３２ａから入力された目標値に基づいて演算処理を行い、パルス生成部５４ｃのスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２それぞれに制御信号を出力する。パルス生成部５４ｃのグランド側のスイッチ素子Ｓ４２は、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が出力された時から所定の期間だけオンし、それ以外の期間は常にオフ状態を示す。スイッチ素子Ｓ４２がオンしているときは、スイッチ素子S４１はオフしている。一方、スイッチ素子Ｓ４２がオフしているときは、スイッチ素子S４１がオン・オフを繰り返す動作をする。
【００７２】
従って、スイッチ素子Ｓ４２がオフの期間において、スイッチ素子Ｓ４１がオンのときは、出力端子ｅ０にハイレベルの電圧（Ｖｃｃ４１）が発生し、スイッチ素子Ｓ４１がオフのときは、出力端子ｅ０はフローティング状態となり、パルス生成部５４ｃから電気的に切り離される。また、スイッチ素子Ｓ４２がオンの期間において、スイッチ素子Ｓ４１はオフ状態であり、出力端子ｅ０はグランド電位（ローレベル）となる。
【００７３】
パルス平滑化回路５６は、パルス生成部５４ｃの出力端子ｅ０がハイレベルのときは、抵抗Ｒ２１を介してコンデンサＣ２１に緩やかに電荷が充電され、平滑化電圧Ｖｂは緩やかに上昇する。出力端子ｅ０がフローティングのときは、コンデンサＣ２１に並列に接続された回路部分の放電経路を介してコンデンサＣ２１の電荷が緩やかに放電し、平滑化電圧Ｖｂは緩やかに低下する。従って、電流制御パルス発生手段５４の出力端子ｅ０がハイレベルとなる時比率が大きくなると、平滑化電圧Ｖｂは上昇し、逆に出力端子ｅ０がハイレベルとなる時比率が小さくなると、平滑化電圧Ｖｂが低下する。なお、この実施形態のスイッチング電源装置５０においては、電流制限信号生成回路５８の入力側インピーダンスが、上記放電経路の役割を兼ねているため、特に放電経路を形成する専用抵抗などは接続していない。
【００７４】
一方、出力端子ｅ０がグランド電位のときは、抵抗Ｒ２１に加えてＲ２２とダイオードＤ２１の直列回路を介して、コンデンサＣ２１の電荷が急峻に放電され、平滑化電圧Ｖｂは急峻に低下する。すなわち、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が出力されると、平滑化電圧Ｖｂを急峻に低下させることができ、これによって、後述する過電流設定値の切替えを高速に行うことが可能になる。
【００７５】
電流制限信号生成回路５８動作について、図８に基づいて説明する。トランジスタＴＲ３１は能動状態で動作しており、ベース・エミッタ間には、ベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１が発生している。従って、抵抗Ｒ３１に流れる電流Ｉ３１は、式（２）のように表される。
【数２】
【００７６】
ここで、トランジスタＴＲ３１の電流増幅率ｈＦＥが十分大きいとすると、抵抗Ｒ３２に流れる電流Ｉ３２は、Ｉ３１と等しくなり、抵抗Ｒ３２に発生する電圧Ｖｒは、式（３）のように表される。
【数３】
【００７７】
式（３）から分かるように、電流制限信号生成回路５８において、抵抗Ｒ３２に発生する電圧Ｖｒは平滑化電圧Ｖｂによって制御することができ、上述の電流制限信号生成回路３６における基準電圧Ｖｒの役割を果たす。
【００７８】
また、トランジスタＴＲ３１のコレクタ・エミッタ間に発生する電圧Ｖｃｅ１は、式（４）のように表される。
【数４】
【００７９】
また、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加される電圧をＶｂｅ２、電流検出抵抗Ｒ０にスイッチング電流Ｉｓｗが流れ、Ｖ（Ｒ０）の電圧が発生しているとすると、Ｖｂｅ２に印加される電圧は、（５）式のように表される。
【数５】
【００８０】
ここで、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２のベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１とＶＢＥ２が同じ特性を示し、トランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２がオンできる電圧が等しくＶＢＥであるとした場合、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに等しい値になったときに、Ｖｂｅ２＝ＶＢＥとなり、トランジスタＴＲ３２がオンすることができる。例えば、スイッチング電流Ｉｓｗ＝０のとき、（５）式のように、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥよりも低いため、オンできない。しかし、スイッチング電流Ｉｓｗが増加し、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに達すると、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ＴＲ３２がオンできるベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥに達し、オンすることができる。
【００８１】
このように、電流制限信号生成回路５８は、平滑化電圧Ｖｂに応じて変化する基準電圧Ｖｒを備えている。さらに、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）と基準電圧Ｖｒは、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２がオンするときのベース・エミッタ間電圧を介して比較され、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより低いとき、すなわち出力電流Ｉｏｕｔが小さいときは、トランジスタＴＲ３２のコレクタ端子はハイレベルを出力する。逆に、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに達した場合、すなわち出力電流Ｉｏｕｔが所定の値に達すると、ローレベルを出力する。
【００８２】
また、平滑化電圧Ｖｂと基準電圧Ｖｒとの関係は、平滑化電圧Ｖｂが上昇すると基準電圧Ｖｒも上昇し、逆に平滑化電圧Ｖｂが低下すると基準電圧Ｖｒも低下するよう構成されている。なお、駆動パルス生成回路１８は、図５に示すように、電流制限信号生成回路５８の出力が接続される端子ａ２と電源電圧Ｖｃｃ１１の間にプルアップ抵抗Ｒ１２が接続され、トランジスタＴＲ３２によるオープンプンコレクタ式の出力に対応した構成としている。
【００８３】
電流制限動作時間監視手段５２に設けられた比較手段５２ａは、誤差増幅器１６が出力する出力電圧信号Ｖ（ｖｏｌ）と、電流制限信号生成回路５８が出力する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）とが入力され、通常動作では電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）の方が高くハイレベルを出力し、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）の方が低くなるとローレベルを出力する。
【００８４】
タイマー回路５２ｂは、比較手段５２ａがローレベルを出力した時にリセット素子ＴＲ５１がオフし、タイマーコンデンサＣ５１への充電が開始される。そして、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が所定の基準電圧Ｖｒｒよりも高くなると、比較手段５２ｃはそれ以前に出力していたハイレベル信号にからローレベルになり、それが動作時間超過信号として電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて出力する。
【００８５】
また、比較手段５２ａがハイレベルを出力しているときはリセット素子ＴＲ５１がオンしているので、タイマーコンデンサＣ５１への充電が行われず、タイマー回路５２ｂは動作しない。
【００８６】
次に、上記のように構成されたスイッチング電源５０の一連の動作を、図９のタイムチャートに基づいて説明する。期間１は、過電流保護回路が動作していない期間である。また、期間２は、第一の過電流設定値によって過電流保護回路が動作している期間である。期間３は、第二の過電流保護設定値によって過電流保護回路が動作している期間である。ここで、期間１及び期間２の動作は、前述のスイッチング電源装置１０の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００８７】
前述のとおり、期間２がスタートすると、電流信号生成回路５８の出力に発生する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）は、誤差増幅器１６の出力に発生する出力電圧信号Ｖ（ｖｏｌ）よりも低い状態が継続する。この２つの信号は、電流制限動作時間監視手段５２の比較手段５２ａに入力され、比較手段５２ａは継続してローレベルを出力する。すると、このリセット素子ＴＲ５１は、比較手段５２ａが出力するローレベルの信号によってオンからオフの状態に切り替わる。すると、直流電源Ｖｃｃ５１から充電抵抗Ｒ５１を介してタイマーコンデンサＣ５１に電荷が充電され、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が上昇する。タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧は、比較手段５２ｃによって所定の基準電圧Ｖｒｒと比較され、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が基準電圧Ｖｒｒよりも高くなると、比較手段５２ｃの出力には、それ以前に出力していたデジタル信号に代えて動作時間超過信号を発生する。期間２の長さは、スイッチング電源装置５０がピーク電流を負荷に供給することができる時間の許容上限値Ｔｍａｘに設定されるものであり、電源電圧Ｖｃｃ５１、充電抵抗Ｒ５１、タイマーコンデンサＣ５１および基準電圧Ｖｒｒによって適宜設定することができる。このようにして、電流制限動作時間監視手段５２は、電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて、第一過電流設定値による過電流保護の動作時間が許容上限値Ｔｍａｘに達したことを知らせる信号が出力される。
【００８８】
電流制御パルス発生手段５４は、目標値設定部３２ａが決定した目標値によって制御される。目標値設定部３２ａは、動作時間超過信号が入力されると、過電流設定値を第一の設定値から第二の設定値に変更するため、動作時間超過信号に基づいて第二の目標値を演算して決定する。第二の過電流設定値は、故障した電子機器などの安全性を考慮して設定されるものであるので、第二の設定値は第一の設定値よりも小さく設定してある。そして、第二の目標値が演算部３２ｂに入力されると、それに基づいて電流制御パルス電圧Ｖｃのハイレベルの時比率は小さくなり、平滑化電圧Ｖｂは低下し、基準電圧Ｖｒが低下し、その結果、過電流設定値は第一の設定値よりも小さな第二の設定値に変更され、出力電流Ｉｏｕｔは第二の設定値を超えないように制限される。
【００８９】
さらに、スイッチング電源装置５０の場合、第一の過電流設定値を第二の設定値に高速で切り換えるためには、平滑化電圧Ｖｂを急峻に低下させる必要がある。そこで、パルス生成部５４ｃのスイッチ素子Ｓ４２、パルス平滑化回路５６に抵抗Ｒ２２とダイオードＤ２１の直列回路を用いる。パルス生成部５４ｃにスイッチ素子Ｓ４２を用いない場合には、コンデンサＣ２１の放電経路の抵抗値が大きいため、平滑化電圧Ｖｂは、緩やかなスピードでしか低下しない。そこで、第一の過電流設定値を第二の設定値に切り換えるごく短い時間だけ、スイッチ素子Ｓ４２をオンし、抵抗値の小さな抵抗Ｒ２２とダイオードＤ２１による放電経路を設けている。これによって、図９に示すように、平滑化電圧Ｖｂが急峻に低下することができ、過電流設定値の切り換えが高速になされている。
【００９０】
以上説明したように、スイッチング電源装置５０の電流制御パルス発生手段５４は、低速クロックの汎用デジタルプロセッサにより構成しても、十分な性能を実現することができる。また、電流制限動作時間監視手段５２も、汎用デジタルプロセッサを用いて構成することによって時間監視の精度を向上させることができる。このように、この実施形態のスイッチング電源装置５０にあっては、高性能で高価なデジタルプロセッサを使用することなく、インテリジェント性に優れ、精度の高い過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置を安価に提供することができる。
【００９１】
また、ピーク電流が流れる機器に対応して、第一、第二の過電流設定値や過電流保護の動作時間を精度よく制御することによって、万一負荷の電子機器が異常状態になったときでも焼損事故などを防止する、高い安全性を提供することができる。さらに、電源回路を構成するパワー部品として、定格電流や定格温度に過剰に余裕のある大型部品を選定せずともスイッチング電源装置自体の安全性が確保できるので、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【００９２】
次に、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０の変形例について、図１０を基に説明する。ここでは、電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８を、整流平滑回路１４のコンデンサＣｏのマイナス側と負荷２２のマイナス側に挿入している。この変形例の場合、電流検出抵抗Ｒ０には出力電流Ｉｏｕｔが流れるので、スイッチング素子ＴＲ１に流れるスイッチング電流Ｉｓｗを代用特性として出力電流Ｉｏｕｔを検出する場合よりも、より正確に出力電流Ｉｏｕｔを検出することができる。なお、スイッチング電流Ｉｓｗは、スイッチング周波数で繰り返される略台形状のパルス電流であるのに対し、出力電流Ｉｏｕｔは直流電流又は比較的低速で変動する電流であるが、スイッチング電源装置全体としての動作については、スイッチング装置１０と同様であるため、説明を省略する。
【００９３】
なお、本変形例は、非絶縁型のスイッチング電源装置等に適した形態である。しかし、絶縁型のスイッチング電源装置であっても、電源装置の１次回路―２次回路間の絶縁が、過電流保護回路においても確保できれば本変形例を適用して何ら問題ない。
【００９４】
次に、第二の実施形態のスイッチング電源装置５０の変形例について、図１１を基に説明する。ここでは、電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８を、カレントトランスＴ２を用いてスイッチング電流Ｉｓｗを観測する電流検出回路６０に置き換えている。電流検出回路６０は、カレントトランスＴ２の１次側巻線Ｔ２ａはスイッチング素子ＴＲ１と直列に接続され、２次側巻線には整流ダイオードＤ６１と電流検出抵抗Ｒ０の直列回路が並列接続され、電流検出抵抗Ｒ０の両端が電流検出回路６０の出力として電流制限信号生成回路５８に接続されている。この場合、電流検出抵抗Ｒ０には、スイッチング電流ＩｓｗにカレントトランスＴ２の巻数比を乗じた電流が流れ、その電流にさらにＲ０を乗じた値の電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が出力される。なお、本変形例においては、平滑化電圧Ｖｂを出力するパルス平滑化回路のグランドがＴＲ３２のエミッタ端子側に接続されていても良い。その場合、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が平滑化電圧Ｖｂと比較して十分小さな値に設定することにより、上述のスイッチング電源装置５０と同様に動作する。また、カレントトランスＴ２を用いた回路でも、先の第二の実施形態のスイッチング電源装置と同様に、パルス平滑化回路のグランドをＴＲ３１のエミッタ端子側に接続した回路を構成することも可能である。
【００９５】
次に、駆動パルス生成回路１８の変形例について、図１２を基に説明する。この変形例の駆動パルス生成回路６２は、のこぎり波発生回路６２ｂの充電抵抗Ｒ１１が、入力電圧Ｖｉｎに接続されているので、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）が上昇する傾きが入力電圧に比例して変化する。これにより、出力電圧のフィードバック制御に、入力電圧の変動に応じたフィードフォワード制御が加わり、出力電圧安定化制御の高速応答性が向上する。
【００９６】
さらに、タイマーコンデンサＣ１１と充電抵抗の中点に、入力電圧に比例した電圧が発生する電圧発生素子Ｒｂを挿入し、タイマーコンデンサＣ１１に発生する電圧と電圧発生素子Ｒｂに発生する電圧の合計値をのこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）として比較器ＣＰ１１に入力している。これによって、入力電圧Ｖｉｎに応じた直流電圧がのこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）に重畳され、比較器ＣＰ１１の遅れ時間分が入力電圧Ｖｉｎに応じて補正され、上記フィードフォワード制御特性が改善され、出力電圧安定化制御の高速応答性がさらに向上する。
【００９７】
また、信号選択回路６２ａは、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が入力される端子ａ１と、電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力されるａ２端子とを直結し、回路構成を簡素化している。信号選択回路６２ａは、過電流検出時に電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）の動きに基づいて駆動パルスＶｇのパルス幅変調がなされるように信号を選択するものであればよい。信号選択回路６２ａを用いた場合も、上述した駆動パルス生成回路１８と同様の動作が行われる。
【００９８】
ただし、信号選択回路６２ａは、誤差増幅回路１６の出力と、第一実施形態の電流制限信号生成回路３６または第二実施形態の電流制限信号生成回路５８の出力を直結するものであるので、スイッチング電源装置５０の電流制限動作時間監視回路５２を備えた構成においては適用できない。それは、電流制限動作時間監視回路５２の比較手段５２ａが、過電流保護の動作状態を検知できないからである。従って、信号選択回路６２ａを用いる場合には、例えば、電流制限動作監視回路５２の比較手段５２ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを監視し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以下に低下したときにローレベルを出力するよう構成する方法を用いれば良い。これは、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧以下に低下した状態は、前記電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がスイッチング周波数ごとにローレベルが繰り返し発生している状態、又はローレベルが継続している状態であるものとみなすことができるので、代用特性として監視する方法である。
【００９９】
さらに、誤差増幅回路１６の変形例について、図１３を基に説明する。誤差増幅器６４は、出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６４ａと、そのデジタル信号に基づいて制御パルスを発生する制御パルス発生手段６４ｂと、その制御パルスを平滑化して出力制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力するパルス平滑化回路６４ｃを備えている。この誤差増幅器６４によれば、低速・低クロック周波数の低コストの汎用デジタルプロセッサを用いて、誤差増幅回路１６を構成することが可能であり、低コストでインテリジェント性に優れたスイッチング電源装置を実現することができる。
【０１００】
次に、本発明のスイッチング電源装置の初期設定方法の一実施形態について、図１４，図１５に基づいて説明する。まず、図１４のフローに示す各ステップについて説明する。
【０１０１】
ステップＳ８１は、スイッチング電源装置１０に入力電圧を供給して起動するステップである。これによって、スイッチング電源装置１０は、スイッチング素子がスイッチング動作を行って所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、出力電流Ｉｏｕｔを供給可能なスタンバイ状態に置かれる。
【０１０２】
ステップＳ８２は、スイッチング電源装置１０の出力に負荷装置を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流Ｉｏｕｔが出力されるように、その負荷装置の設定を行うステップである。ここで使用される負荷装置は、例えば電流制御型の電子負荷装置が好ましい。この電子負荷装置によれば、出力電圧Ｖｏｕｔの状態によらず、過電流設定値と等しい一定の出力電流Ｉｏｕｔ電流が出力されるよう負荷状態を制御することができる。
【０１０３】
ステップＳ８３は、電流制御パルス発生手段３２が備える目標値設定部３２ａの演算プログラムに設定されている所定の固定係数Ｋを可変し、演算部３２ｂに出力される目標値を連続的に変化させるステップである。なお、固定係数Ｋを連続的に可変すると、出力電圧Ｖｏｕｔが一定を維持する領域と、連続的に変化する領域が生じる。
【０１０４】
ステップＳ８４は、上記２つの領域の境界点である固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を抽出するステップである。
【０１０５】
ステップＳ８５は、抽出された固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を当該固定係数の設定値として演算プログラムに記憶させるステップである。
【０１０６】
以上説明した本実施形態の初期設定方法の動作について、図１５（ａ）（ｂ）に基づいて説明する。図１５（ａ）は、スイッチング電源装置１０の過電流保護特性の例である。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電流Ｉｏｕｔが小さいときは、誤差増幅回路１６によって所定の一定の値に制御される。出力電流Ｉｏｕｔが大きくなって過電流設定値に達すると、電流制限信号生成回路３６によって出力電流Ｉｏｕｔは制限され、出力電圧Ｖｏｕｔも同時に低下する。ここで、固定係数Ｋの変化は過電流設定値の変化となる。固定係数Ｋが変化すると目標値演算回路が決定する目標値が変化し、電流制限信号生成回路３６の基準電圧Ｖｒは変化し、その結果、過電流設定値が変化する。本実施形態の初期設定方法は、固定係数Ｋを利用し、過電流設定値を所望のＩｏｃｐに設定するための方法である。
【０１０７】
ステップＳ８１でスイッチング電源装置が出力電流供給可能なスタンバイ状態にする。次に、ステップＳ８２において、電子負荷装置の電流設定を所望の過電流設定値Ｉｏｃｐに設定する。このとき、固定係数Ｋは任意の値であるため、図１５（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔがどのような値を示すかは不定である。
目標値設定部に設定されている演算式は、例えば式（６）のように表すことができる。
【数６】
【０１０８】
Ｃは目標値、Ｔ２４は温度検出手段２４の出力信号、Ｖ２６は入力電圧検出手段２６の出力信号、Ｖ２８は出力電圧検出手段２８の出力信号、Ｋは固定係数、fはこれらをパラメータとする所定の関数である。固定係数Ｋは、通常スイッチング電源装置１０を使用するときは所定の値に固定されているものであるが、ステップＳ８３では、その固定係数Ｋを可変し、それによって目標値を連続的に変化させる手段として使用する。
【０１０９】
ステップＳ８３で固定係数Ｋが連続的に可変されると、図１５（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖoｕｔが一定値を維持する領域と、連続的に変化する領域が生じる。そして、その２つの領域の境界点である固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を抽出する処理が行われる。
【０１１０】
そして、ステップＳ８４で、目標設定部の演算式の固定係数Ｋは、Ｋ（ｌｉｍ）に固定的に設定・記憶される。これによって、スイッチング電源装置１０過電流特性は、図１５（ａ）に示すＫ＝Ｋ（ｌｉｎ）のときの特性に固定され、初期設定が完了する。
【０１１１】
以上説明したように、この制御特性の初期設定方法によれば、例えば、トランスＴ１のインダクタンス値、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０の抵抗値、電流制限信号生成回路の比較の精度など、回路を構成する電子部品の特性の個体差によって過電流設定値のばらつきが生じても、すべて所望の過電流設定値に調整することができる。その際、部品交換や半固定抵抗器の調整など、煩雑なハードウエア的な調整作業は必要なく、ソフトウエア的な処理だけで調整が可能であり、自動化することも容易である。
【０１１２】
なお本発明は、上記実施形態に限定するものではなく、プッシュプル方式、ブリッジ方式、フライバック方式、各種チョッパ方式等にも適用可能である。
【０１１３】
また、電流制限動作時間監視回路は、電流制御パルス発生手段を構成するデジタルプロセッサを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔを監視する方法としても良い。温度検出手段、入力電圧検出手段、出力電圧検出手段に用いられるＡ／Ｄ変換回路も、デジタルプロセッサに内臓の機能を用いても良い。その他、各演算処理のために設定される演算式等は、当該スイッチング電源装置が有する動作特性や性質等を的確に数式化されたものであればよく、工学的な回路網解析等によって導出した理論式、試験・実験等によって導出した実験式、又はそれらと経験則を複合した経験式などのいずれであってもよい。
【０１１４】
さらに、上記初期設定方法においては、複数の固定係数Ｋを設定し、一連のステップを異なる条件の下で複数回行ってもよい。例えば、第一の固定係数Ｋは周囲温度２５℃の環境で調整し、第二の固定係数Ｋは周囲温度５０℃の環境下で調整するなどしてもよい。また、第一の固定係数Ｋは入力電圧を許容範囲の最低値に設定して調整を行い、第二の固定係数Ｋは入力電圧を許容範囲の最高値に設定して調整するなどしてもよい。これによって、回路を構成する電子部品の特性の個体差の影響を、異なる条件下で多角的に排除することとなり、スイッチング電源装置の過電流特性をより正確に所望の特性に一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示すブロック図である。
【図２】この第一の実施形態が備える温度検出手段、入力電圧検出手段、及び出力電圧検出手段の実施形態を示す機能ブロック図である。
【図３】この第一の実施形態が備えるパルス生成部の機能ブロック図である。
【図４】この第一の実施形態が備えるパルス生成部の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図５】この第一の実施形態が備える駆動パルス生成回路を示す機能ブロック図である。
【図６】この第一の実施形態が備える駆動パルス生成回路の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図７】この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示すブロック図である。
【図８】この第二の実施形態が備える電流制限信号生成回路を示す回路図である。
【図９】この第二の実施形態が備える電流制限信号生成回路の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図１０】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図１１】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図１２】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える駆動パルス生成回路の他の実施形態を示す機能ブロック図である。
【図１３】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える誤差増幅回路の機能ブロック図である。
【図１４】この発明のスイッチング電源装置の初期設定方法の一実施形態に係る各ステップを示すフローチャートである。
【図１５】この一実施形態が備える目標値可変ステップ、及び境界値抽出ステップにおけるスイッチング電源装置の出力電圧の挙動を説明する図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１０，５０ スイッチング電源装置
１２ インバータ回路
１６，６４ 誤差増幅回路
１８，６２ 駆動パルス生成回路
２４ 温度検出手段
２６ 入力電圧検出手段
２８ 出力電圧検出手段
３２，５４ 電流制御パルス発生手段
３２ａ 目標値設定部
３２ｂ 演算部
３２ｃ，５４ｃ パルス生成部
３４，５６ パルス平滑化回路
３６，５８ 電流制限信号生成回路
３８，６０ 電流検出回路
【技術分野】
【０００１】
この発明は、パルス幅変調信号によりスイッチング動作の制御を行って直流電圧を所望の電圧に変換して、電子機器等に電力供給するスイッチング電源装置に関し、特にデジタル制御により出力電流を制御するスイッチング電源装置及びその制御特性の初期設定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なスイッチング電源装置は、所定の値を超える出力電流が流れないよう、その供給能力を制限する過電流保護回路が設けられている。これは、出力に接続された負荷である電子機器等が低インピーダンス故障したとき、過大な電流が流れ続けることによってその電子機器等が発熱・焼損するのを防止するとともに、スイッチング電源装置自体の故障や発熱・焼損を防止することを目的としている。
【０００３】
一方、スイッチング電源装置の負荷となる各種電子機器においては、モーター、リレー等の電磁駆動系部品を備えた機器や、ＣＰＵ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ等のディジタル素子を備えた電子回路であって、同一タイミングで電流が流れる機器など、当該機器の故障ではなくとも、ごく短時間の大電流（以下、ピーク電流）が流れるものがある。このような場合、短時間であれば、小型・小容量のパワー部品で構成したスイッチング電源装置であってもこのようなピーク電流を安全に供給することが可能である。そして、例えば、負荷の正常動作に必要なピーク電流値を超える値であって、出力電流の上限値として許容可能な所定の設定値（以下、過電流設定値）が設定され、コンデンサと抵抗等で構成したタイマー回路によってピーク電流の継続時間をモニタし、その時間が所定の設定時間を超えると、過電流設定値を小さな値に変更するという動作を行うピーク過電流保護回路等が実用化されている。
【０００４】
上記のような過電流保護回路は、一般的にはディスクリート部品で構成されたアナログ制御のものであることが多い。従って、例えば、過電流設定値等の制御特性に電子機器等の動作状態に合わせて制御特性を調整する機能を持たせるためには、種々の信号処理を行う複雑な回路が必要で、それらを多くのディスクリート部品で構成しなければならず、その回路動作の評価やその他管理の面で煩雑さがあるだけでなく、部品点数の増大によってスイッチング電源装置の小型化や低コスト化を妨げる要因の一つになっている。
【０００５】
一方、デジタル制御による過電流保護回路は、複雑な信号処理を演算プログラムに組み込むことによって制御特性を容易に調整又は切替えを行うことが可能で、インテリジェント性に優れている。例えば特許文献１に開示されているように、負荷に供給される出力電流を電圧信号に変換する電流検出抵抗と、この電圧信号をデジタル値に変換するアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）と、出力電流が過電流設定値を超える過電流状態であるか否かを上記デジタル値を基に判断する演算手段と、過電流状態と判断されたときに、スイッチング素子のパルス幅を強制的に短くする処理を行うパルス幅可変手段とを備えた過電流保護回路が提案されている。なお、上記演算手段及びパルス幅可変手段は、デジタルプロセッサを用いて構成されている。このデジタルプロセッサは、加減算機能、乗除算機能、比較機能、タイマー機能、記憶機能等を含むものであり、メモリやレジスタ等の記憶機能により、外部から設定した各設定値又は目標値を記憶しておくことができるものである。
【０００６】
さらに、上記スイッチング電源装置は、過電流設定値として第一の設定値と、第一の設定値よりも低い第二の設定値が与えられており、出力電流は、過電流状態になった当初は第一の設定値に基づいて制限され、所定時間経過後には第二の設定値に基づいて制限される。具体的には、デジタルプロセッサの比較機能によって上記出力電流のデジタル値と第一の設定値及び第二の設定値とを比較演算し、演算の結果、デジタル値が第一の設定値を超えていると判断した時にパルス幅を強制的に狭くし、また、このデジタル値が第一の設定値を超えていないときでも、第二の設定値を超えている状態が所定時間以上継続したと判断した時にパルス幅を強制的に狭くするよう制御するものである。
【特許文献１】特開２００１−１１９９３３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、特許文献１に開示された過電流保護回路にあっては、現在の実用的なスイッチング電源装置に搭載する場合は、出力電流の急峻な増加に対して高速応答が可能な制御特性を得るために、高速クロックで動作する高価なデジタルプロセッサが必要になるという問題がある。
【０００８】
一般的に、スイッチング電源装置の内部のパワー半導体等の故障を回避するためには、過電流保護回路の制御は、スイッチング動作の１周期に対して短時間で応答するものでなければならない。現在の汎用的なスイッチング電源装置は、磁性部品等の小型化等の観点から、スイッチング周波数５００ｋＨｚ以上に設定される場合が多い。例えばスイッチング周波数を５００ｋＨｚに設定した場合、代表的なアナログ制御用ＩＣの過電流保護回路の応答遅れ時間は１３０ｎｓｅｃに設定されており、これと同等の応答速度を得るためには、スイッチング動作の１周期である２μｓｅｃに対して、１３０ｎｓｅｃ以下で応答可能な制御特性が求められる。
【０００９】
ところが、特許文献１に開示された過電流保護回路のデジタル制御の流れにおいては、電流検出抵抗及びＡ／Ｄ変換器を介して得られた出力電流のデジタル値をデジタルプロセッサ内部に取り込む処理に５０クロック程度、過電流設定値を超える過電流状態であるか否かを、上記デジタル値を基にした演算処理によって判断し、過電流状態と判断してスイッチング素子を制御して強制的にオフさせる処理に５０クロック程度、合わせて１００クロック程度の処理工数が必要であると考えられる。上記のように１３０ｎｓｅｃの期間でこの１００クロックの処理を完了させるためには、デジタルプロセッサのクロック周波数は、処理工数１００クロックを１３０ｎｓｅｃで除した値の約７６９ＭＨｚが必要である。また、デジタルプロセッサは、上記の過電流保護の制御以外にもいろいろな演算処理を行うため、実際にはさらに高いクロック周波数が必要となる。すなわち、アナログ制御と同等の高速応答性を備えた過電流保護回路を得るためには、スイッチング電源回路のスイッチング周波数に対して数桁以上大きなクロック周波数を備えた高速信号処理が可能なデジタルプロセッサが必要になる。
【００１０】
このように高速で動作する高性能なデジタルプロセッサは非常に高価なものである。従って、デジタル制御を汎用スイッチング電源装置に採用することはコスト的な問題があり、インテリジェント性に優れたデジタル制御のスイッチング電源装置が普及するのを妨げている。
【００１１】
また、過電流設定値やピーク過電流保護回路の設定時間等の制御特性は、電源回路を構成する各部品がもつ特性の個体差、温度による部品特性の変動、入力電圧や出力電圧の変動による出力電流の検出精度の変化、などに起因して変動する。
【００１２】
過電流設定値（出力電流の制限値）が高めに、又は制限時間が長めに設定されていると、負荷の電子機器等の故障によって過電流状態になったとき、電子機器等が発熱・焼損を防止する保護機能が十分に発揮できず、同時にスイッチング電源にも故障等が発生する危険性が増す。例えばスイッチング電源装置自体の安全性を確保するためには、出力電流の実際の制限値に対して、故障や発熱・焼損を回避するため、定格電流や定格温度に余裕のある大型のパワー部品を用いて電源回路を構成しなければならない。従って、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化を妨げる一因になっている。
【００１３】
この発明は、上記背景技術に鑑みてなされたもので、インテリジェント性に優れ、比較的低コストの汎用デジタルプロセッサ等を用いながらもアナログ制御と同等レベル以上の高速応答性を有し、かつ高精度な過電流保護特性を得ることが可能なデジタル制御の過電流保護機能を備えたスイッチング電源装置及びその初期設定方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本願請求項１記載の発明は、所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるＭＯＳ−ＦＥＴ等のスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路を備えたスイッチング電源装置であって、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部から成る電流制御パルス発生手段を備えるものである。さらに、前記整流平滑回路からの出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が、前記電流制御パルス発生手段の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路を備え、前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置である。
【００１５】
本願請求項２記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段は前記電流制御パルス電圧がパルス幅変調された信号として出力可能に構成されたデジタルプロセッサから成り、前記電流制御パルス電圧を平滑化して平滑化電圧を生成するパルス平滑化回路が接続され、前記電流検出回路は、前記出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出してそれに基づいて電流検出電圧を出力し、前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と前記電流検出電圧を比較する比較回路を有し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときに前記電流制限信号を出力し、前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置である。
【００１６】
本願請求項３記載の発明は、前記電流制限信号生成回路が、一端が前記パルス平滑化回路の出力に接続される第一の抵抗と、その第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の一端に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、前記第一・第二のＮＰＮトランジスタはいずれか一方のエミッタ端子がグランド電位に接続され、前記電流検出回路は、前記整流平滑回路の出力電流が流れたとき、若しくはスイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧が出力されるものである。
【００１７】
本願請求項４記載の発明は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態が所定の時間以上継続した場合に、時間超過信号を出力する電流制限動作時間監視手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の目標値設定部は、前記電流制限動作時間監視手段の前記時間超過信号に基づいて、前記電流制限信号生成回路の前記電流制限信号によって、前記電流検出回路により検出された電流をさらに制限するように、前記目標値を決定して前記演算部へ出力し、その目標値を基に前記演算部で演算された前記電流制御パルス電圧が前記パルス生成部から出力されるものである。
【００１８】
本願請求項５記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部が、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びローレベル電圧を有する一定周波数の矩形波を生成するように構成され、前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサとを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となるものである。
【００１９】
本願請求項６記載の発明は、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部が、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びフローティングレベルの出力状態を、一定周期の中で繰り返すよう構成され、前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路とを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となるものである。また、前記コンデンサに並列に接続された前記放電経路は、前記電流信号生成回路の入力インピーダンスである。
【００２０】
本願請求項７記載の発明は、前記パルス平滑化回路が、一端が前記電流制御パルス発生手段の出力に接続された第一の抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続され、両端にパルス平滑化回路の出力電圧が発生するコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路と、前記コンデンサと第一の抵抗との接続点から前記電流制御パルス発生手段の出力に向けて電流を流すことを可能に接続されたダイオードと第二の抵抗との直列回路とを備え、前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記動作時間超過信号に基づいて決定された目標値が与えられると、前記パルス生成部の出力状態を所定の時間だけローレベルに制御し、前記パルス平滑化回路の前記コンデンサの電圧を前記ダイオードと第二の抵抗との直列回路を介して放電されるものである。
【００２１】
本願請求項８記載の発明は、スイッチング電源装置の出力電圧を所定の目標値と比較し、反転増幅された出力電圧制御信号を出力する誤差増幅回路を有し、前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と、前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときとそれ以外の場合で異なる電流制限信号を出力する比較回路を備え、前記駆動パルス生成回路は、前記スイッチング周波数で駆動されたのこぎり波電圧を発生するのこぎり波発生回路と、第一の入力端に前記のこぎり波電圧が入力され、第二の入力端に入力された前記出力電圧制御信号と前記のこぎり波電圧とを比較し、前記のこぎり波電圧の方が低い期間とそれ以外の期間とで異なる信号を出力する比較器と、前記電流制限信号が入力される信号選択回路を備え、前記信号選択回路は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態のときは、前記電流制限信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力され、前記電流制限信号が出力されていないときは、前記出力電圧制御信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力されるよう、出力信号を選択する動作を行うものである。
【００２２】
本願請求項９記載の発明は、感温素子によってスイッチング電源装置の環境温度を感知し、それに基づいた温度信号を出力する温度検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記温度信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に出力するものである。
【００２３】
本願請求項１０記載の発明は、スイッチング電源装置の入力電圧を検出し、それに基づいた入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記入力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えるものである。
【００２４】
本願請求項１１記載の発明は、スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、それに基づいた出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段を備え、前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記出力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えるものである。
【００２５】
また本願請求項１２記載の発明は、所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路と、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部と、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部と、その演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部と、前記整流平滑回路の出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が基準値を超えたときにその電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、前記電流制限信号が出力されると、前記駆動パルス生成回路は、駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置の初期設定方法であって、前記スイッチング電源装置の入力に所定の直流電圧を供給して起動する電源起動ステップと、出力に負荷を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流を出力させる負荷設定ステップと、前記電流制御パルス発生手段が備える前記目標値設定部の演算プログラムに設定されている所定の固定係数を調整し、前記演算部に出力される目標値を連続的に変化させる目標値可変ステップと、前記出力電流が前記過電流設定値の状態で前記目標値の変化に対して、前記出力電圧が連続的に変化する状態と、前記出力電圧が一定値に保持される状態との境界点における固定係数境界値を抽出する境界値抽出ステップと、前記固定係数境界値を当該固定係数の設定値として前記演算プログラムに記憶させる境界値記憶ステップとを備えるスイッチング電源装置の初期設定方法である。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によるスイッチング電源装置によれば、インテリジェント性に優れ高速応答可能なデジタル制御の過電流保護回路を、比較的低速クロックで低コストのデジタルプロセッサで実現することができるものである。特に、外界の温度や入力電圧、出力電圧等の変動に対しても、最適な過電流保護制御を行うことができる。さらに、スイッチング電源装置を構成するディスクリート部品等の特性の個体差やスイッチング電源装置の使用状態に合わせて、自動的に過電流保護特性を調整することができ、負荷の電子機器やスイッチング電源装置自体の安全性を確保することができる。そして、小型で低コストのスイッチング電源装置を提供することができる。
【００２７】
また、この発明によるスイッチング電源装置の初期設定方法によれば、スイッチング電源装置を構成するディスクリート部品等の特性の個体差に合わせて、プログラム的に過電流保護特性を調整して最適な状態に設定することができ、抵抗値の調節や部品の取り替え等の工程を削減することができ、簡単な回路構成で負荷の電子機器やスイッチング電源装置自体の過電流保護及び安全性を確保することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２８】
以下、この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態について、図１から図６に基づいて説明する。まず、図１に示す全体回路図に基づいて概要を説明する。スイッチング電源装置１０は、直流の入力電源Ｅｉｎが接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によって交流電圧Ｖ２を発生するインバータ回路１２と、その交流電圧Ｖ２を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑回路１４を有し、出力電圧Ｖｏｕｔ端子が、負荷２２に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅した出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅器から成る誤差増幅回路１６に接続されている。さらに誤差増幅回路１６から出力された制御電圧Ｖ（ｖｏｌ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に向けて駆動パルスＶｇを出力する駆動パルス生成回路１８を備えている。
【００２９】
また、スイッチング電源装置の環境温度を検知して温度信号を出力する温度検出手段２４と、入力電圧を検知して入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段２６と、出力電圧を検知して出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段２８とが、それぞれ電流制御パルス発生手段３２に接続されている。
【００３０】
電流制御パルス発生手段３２は、デジタルプロセッサ等から成り、上記温度信号、入力電圧信号及び出力電圧信号に基づいて目標値を決定する目標値設定部３２ａと、その目標値に基づいて演算処理を行なう演算部３２ｂと、その演算結果に基づいて、出力電流を制御するための電流制御パルス電圧Ｖｃを出力するパルス生成部３２ｃとを備えている。パルス生成部３２ｃの出力は、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１で構成した積分回路であるパルス平滑化回路３４の入力に接続されている。そして、平滑化電圧Ｖｂが発生するコンデンサＣ１の両端は、パルス平滑化回路３４の出力として、後述する電流制限信号生成回路３６に接続されている。
【００３１】
また、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子と入力電源Ｅｉｎのマイナス端子間に電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８が挿入され、電流検出抵抗Ｒ０に流れるスイッチング電流Ｉｓｗに応じた電圧がその両端に発生する。そして電流検出抵抗Ｒ０の両端は、電流検出回路３８の出力として電流制限信号生成回路３６に接続されている。
【００３２】
電流制限信号生成回路３６は、スイッチング電源装置１０の過電流保護回路であり、平滑化電圧Ｖｂに基づいて決定される基準電圧Ｖｒと、その基準電圧Ｖｒと電流検出抵抗Ｒ０両端に発生する電圧Ｖ（Ｒ０）とを比較し、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）を出力する比較回路である比較器ＣＰ１とを備えている。比較器ＣＰ１の出力は、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０の電流に対応して検出された電圧が、電流制御パルス発生手段３２のパルス生成部３２ｃの出力に基づいて設定された基準値である基準電圧Ｖｒを超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号として出力される。その出力は、電流制限信号生成回路３６の出力として、駆動パルス生成回路１８に接続されている。駆動パルス生成回路１８は、入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）に基づいてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇを出力する回路であり、その出力はスイッチングＴＲ１の駆動端子に接続されている。
【００３３】
次に、図１から図６に基づいて、スイッチング電源装置１０の各回路ブロックごとの構成と動作を詳細に説明する。インバータ回路１２は、図１に示すように、入力電源Ｅｉｎと直列にトランスＴ１の１次側巻線Ｔ１ａとスイッチング素子ＴＲ１が接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によってトランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂに交流電圧Ｖ２を発生させる。なお、トランスＴ１の各巻線の極性等は、周知のシングルフォワード方式に構成されている。
【００３４】
トランスＴ１の２次側巻線Ｔ１ｂには、整流平滑回路１４が接続されており、スイッチング素子ＴＲ１がオンのときに導通してパルス電流を流すフォワード側整流素子ＴＲ２と、フォワード側整流素子ＴＲ２と相補的にオン・オフするフライホイール側整流素子ＴＲ３と、スイッチ素子ＴＲ１のオン・オフ動作に同期をとって各整流素子ＴＲ２，ＴＲ３を駆動する同期整流駆動回路１４ａ、およびチョークコイルＬｏとコンデンサＣｏの平滑回路により構成されている。そして、整流平滑回路１４は、２次側巻線Ｔ１ｂに誘起された電圧を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。コンデンサＣｏの両端には、負荷２２が接続され、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔが供給されている。
【００３５】
誤差増幅回路１６は、図１に示すように、反転入力端子に出力電圧アナログ信号が入力されるオペアンプＯＰ１と、その非反転入力に接続される所定の基準電圧Ｖｒｅｆと、利得調整及び位相補償のための帰還素子Ｚｆとを備え、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅回路である。従って、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）は、出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差分が増幅されたものであって、出力電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも高くなると、連続的に低下し、逆の場合には連続的に上昇する。
【００３６】
温度検出手段２４は、図２（ａ）に示すように、抵抗値変化型の感温素子であるサーミスタ２４ａと、サーミスタ２４ａの抵抗値をアナログ電圧信号に変換する増幅器２４ｂと、そのアナログ電圧信号をデジタル信号である温度信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２４ｃとを備えている。なお、サーミスタ２４ａは、スイッチング電源装置内部のプリント基板上に実装され、プリント基板上の温度を測定している。
【００３７】
入力電圧検出手段２６は、図２（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎを観測し、入力電圧Ｖｉｎを所定のアナログ電圧に変換する電圧変換回路２６ａと、そのアナログ電圧をデジタル信号である入力電圧信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２６ｂとを備えている。なお、電圧変換回路２６ａは、入力電圧Ｖｉｎを抵抗分圧する分圧回路や、トランスＴ１に設けた第３の巻線に発生する電圧を入力電圧に比例した電圧に変換する回路など、適宜設定したものである。ここでは、後者の例のように、入力電圧Ｖｉｎを間接的に観測するものでもよい。
【００３８】
出力電圧検出手段２８は、図２（ｃ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔを観測し、出力電圧Ｖｏｕｔを所定のアナログ電圧に変換する電圧変換回路２８ａと、そのアナログ電圧をデジタル信号である出力電圧信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路２８ｂとを備えている。なお、電圧変換回路２８ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧する分圧回路や、トランスＴ１に設けた第３の巻線に発生する電圧を出力電圧に比例した電圧に変換する回路など、適宜設定したものである。ここでは、後者の例のように、出力電圧Ｖｏｕｔを間接的に観測するものでもよい。
【００３９】
電流制御パルス発生手段３２は、例えば汎用のデジタルプロセッサ（マイコン）を用いて構成する。電流制御パルス発生手段３２は、図１に示すように目標値設定部３２ａ、演算部３２ｂ及びパルス生成部３２ｃを備えている。目標値設定部３２ａは、上述の温度信号、入力電圧信号及び出力電圧信号に基づいて、演算部３２ｂに向けて目標値Ｃを出力する。なお、温度信号、入力電圧信号、及び出力電圧信号などが外部からの入力がされないときは、あらかじめ固定的に記憶している温度信号既定値、入力電圧信号既定値、及び出力電圧信号に基づいて目標値Ｃを決定する。
【００４０】
演算部３２ｂは、目標値Ｃに基づいて演算処理を行いセット値Ｂを決定し、そのセット値Ｂと、あらかじめ固定的に設定されているセット値Ａとをパルス生成部３２ｃに向けて出力する。
【００４１】
パルス生成部３２ｃは、図３に示すように、クロック信号を発生するクロック回路ｃ１と、カウンタｃ２，ｃ３と、出力波形生成部ｃ４で構成されている。図４のタイムチャートに示すように、カウンタｃ２，ｃ３の初期値は共にゼロであって、クロック回路ｃ１のクロック信号に同期してカウントアップ動作を行う。カウンタｃ２は、セット値Ａが与えられ、カウント数がセット値Ａに達するとカウント数はゼロにリセットされ、再びゼロからカウントアップ動作を開始し、この一連の動作を繰り返す。カウンタｃ３は、セット値Ａよりも少ないセット値Ｂが与えられ、カウント数がセット値Ｂに達するとカウント数はゼロにリセットされカウントアップが停止する。そして、カウンタｃ２がリセットされるとそれに同期して再びゼロからカウントアップ動作を開始し、この一連の動作を繰り返す。出力波形生成部ｃ４は、カウンタｃ２，ｃ３の動作をモニタし、カウンタｃ３がカウントアップしているときはハイレベル電圧を、カウンタｃ３のカウントアップが停止しているときはローレベル電圧を出力して、パルス幅変調された波形を出力する。例えば、クロック回路ｃ１のクロック周波数をＦｃｋ、セット値Ａ＝１０００、セット値Ｂ＝５００とすると、出力波形生成部は、周期Ｔ＝１０００／Ｆｃｋ、ハイレベルの時比率０．５の矩形波を出力し、セット値Ａとセット値Ｂによってデジタル的にパルス幅が設定され、これを制御することによってパルス幅変調が行われる。
【００４２】
スイッチング電源装置１０においては、スイッチング周波数は５００ｋＨｚとし、電流制御パルス発生手段３２は、スイッチング周波数との周波数干渉の防止などの観点から、例えば約１０ｋＨｚの一定の周波数でパルス幅変調するよう設定する。従って、演算部３２ｂから、約１０ｋＨｚに相当する一定のセット値Ａが設定される。さらに、演算部３２ｂは、温度検出手段２４、入力電圧検出手段２６、出力電圧検出手段２８などからの情報によって変化する目標値Ｃに基づいてセット値Ｂを決定してパルス生成部３２ｃに出力し、パルス生成部３２ｃは、セット値Ｂに基づいてカウンタｃ３のリセットを行うカウント数を変化させる。このようにして、電流制御パルス発生手段３２はパルス幅変調された所定の電流制御パルス電圧Ｖｃを生成し、後段のパルス平滑化回路３４に向けて出力する。
【００４３】
パルス平滑化回路３４は、図１に示すように、電流制御パルス電圧Ｖｃがハイレベルのときには抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１に電荷を充電し、ローレベルのときには抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１の電荷を放電する。それによって、コンデンサＣ１の両端に発生する平滑化電圧Ｖｂはほぼ直流電圧となり、電流制御パルス電圧Ｖｃのハイレベルの時比率（オン・デューティ）が大きくなると上昇し、ハイレベルの時比率が小さくなると低下する。
【００４４】
電流検出回路３８は、図１に示すように、スイッチング電流Ｉｓｗが流れる経路に挿入された電流検出抵抗Ｒ０である。スイッチング電源装置１０において、スイッチング電流Ｉｓｗは略台形状を繰り返すパルス電流であって、そのピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの関係は、トランスＴ１の１次側巻数Ｎ１及び２次側巻数Ｎ２を用いて表すと、Ｉｓｗｐ≒（Ｎ２／Ｎ１）×Ｉｏｕｔとなる。つまり、電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）のピーク値は、出力電流Ｉｏｕｔに略比例した値となる。このように、スイッチング電源装置１０では、スイッチング電流Ｉｓｗを電流検出回路３８を介して観測することによって、出力電流Ｉｏｕｔを検出している。なお、出力電流Ｉｏｕｔが流れたとき、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）は、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子に接続された側が高電位になる向きに発生する。電流検出回路３８の出力は、その高電位になる端子がパルス平均化回路３４のグランドに接続されている。
【００４５】
電流制限信号生成回路３６は、図１に示すように、平滑化電圧Ｖｂに応じて変化する基準電圧Ｖｒと電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）を比較器ＣＰ１で比較し、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより低いとき、すなわちスイッチング電流Ｉｓｗが所定の値よりも小さいときは、ハイレベルを出力する。逆に、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより高いとき、すなわちスイッチング電流Ｉｓｗが所定の値よりも大きいときは、ローレベルを出力する。また、平滑化電圧Ｖｂと基準電圧Ｖｒとの関係は、平滑化電圧Ｖｂが上昇すると基準電圧Ｖｒも上昇し、逆に、平滑化電圧Ｖｂが低下すると基準電圧Ｖｒも低下するよう構成されている。
【００４６】
駆動パルス生成回路１８は、図５に示すように、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）を生成するのこぎり波発生回路１８ｂと、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）が反転端子に入力され、誤差増幅回路１６の出力である端子ａ１から入力された出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が、非反転端子に入力される比較器ＣＰ１１とを備えている。さらに、比較器ＣＰ１１の出力信号と、端子ａ２から入力される電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）とが入力されるナンド回路ＮＡＮＤ１１と、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力信号がリセット端子Ｒに入力され、発信器ＯＳ１１が発生するトリガ信号がセット端子Ｓに入力され、出力端子Ｑが駆動パルス生成回路１８の端子ａ０に接続された周知のセット・リセット・フリップ・フロップＦＦ１１（以下、ＲＳ−ＦＦ１１という）とで構成する信号選択回路１８ａを備えている。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが出力する信号は、スイッチング素子ＴＲ１を駆動する駆動パルスＶｇとなり、端子ａ０を介してスイッチング素子ＴＲ１の駆動端子であるゲートに入力される。
【００４７】
のこぎり波発生回路１８ｂは、電圧一定の直流電源Ｖｃｃ１１と、一端が直流電源Ｖｃｃ１１に接続された充電抵抗Ｒ１１と、その充電抵抗Ｒ１１のもう一端とグランド間に接続されたタイマーコンデンサＣ１１と、タイマーコンデンサＣ１１の両端に接続されたリセット素子Ｓ１１と、リセット素子Ｓ１１を制御する発振器ＯＳ１１とを備えており、タイマーコンデンサＣ１１の両端に発生する電圧Ｖ(ｏｓｃ)が出力される。
【００４８】
発振器ＯＳ１１は、インパルス状のトリガパルスを発生する。このトリガパルスは周期一定の繰り返しパルスであって、スイッチング素子ＴＲ１のスイッチング周波数と、スイッチング素子ＴＲ１のターンオンのタイミングを決定するものである。また、リセット素子Ｓ１１は、トリガパルスが入力されるとタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、瞬時に開放状態となり、次のトリガパルスが入力されるまではその開放状態を継続する働きをする。
【００４９】
このように構成された駆動パルス生成回路１８は、以下のように動作する。まず、のこぎり波発生回路１８ｂは、発振器ＯＳ１１からトリガパルスが入力され、リセット素子Ｓ１１がタイマーコンデンサＣ１１の両端を短絡し、電荷が放電されてＶ(ｏｓｃ)≒０となる。さらに、リセット素子Ｓ１１は瞬時に開放状態となり、充電抵抗Ｒ１１を介して供給される充電電流によってタイマーコンデンサＣ１１が充電され、Ｖ(ｏｓｃ)が上昇する。このとき、充電抵抗Ｒ１１とタイマーコンデンサＣ１１の直列回路が有する時定数はトリガパルスの周期に比べて十分大きな値に設定されているので、Ｖ(ｏｓｃ)は、ほぼ一定の傾きをもって直線的に上昇する。その後、次のトリガパルスが入力されるとリセット素子Ｓ１１が短絡し、上記の動作を繰り返す。このような動作によって、タイマーコンデンサＣ１１の両端にのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)を発生させている。
【００５０】
比較器ＣＰ１１は、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高い場合にはハイレベルを、逆の場合にはローレベルを出力する。ナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、端子ａ２から入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力され、他方の入力端子に比較器ＣＰ１１の出力信号が入力されている。これにより、比較器ＣＰ１１からの信号がローレベル、又は電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）のいずれか一方がローレベルになると、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がハイレベルとなる。ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに入力される発振器ＯＳ１１のインパルス状のトリガパルスにより、出力端子Ｑの出力がハイレベルとなり、リセット端子Ｒにナンド回路ＮＡＮＤ１１からハイレベル信号が入力されことによって、出力端子Ｑの出力がローレベルに反転する。ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑから出力される信号は、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に入力される駆動パルスＶｇである。すなわち、出力端子Ｑがハイレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオンし、ローレベルを出力している期間はスイッチング素子ＴＲ１をオフする動作を行う。
【００５１】
次に、上記のように構成されたスイッチング電源１０の一連の動作を、図６のタイムチャートに基づいて説明する。まず、期間１は、過電流保護回路が動作していない期間である。過電流設定値は、電流制御パルス発生手段３２の目標値設定部３２ａが決定する目標値によって制御される。目標値設定部３２ａは、温度検出手段２４が出力する温度信号と、入力電圧検出手段２６が出力する入力電圧信号と、出力電圧検出手段２８が出力する出力電圧信号とをパラメータとする演算式が設定されており、その演算式に基づいて目標値が決定される。例えば、回路部品の一つであるバイポーラトランジスタのベース・エミッタ間に発生する電圧ＶＢＥの温度依存性が過電流設定値に影響を与える場合、その温度係数（約−２ｍＶ／℃）が演算式に盛り込まれる。また、入力電圧Ｖｉｎの変動がスイッチング電流のピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの略比例関係に無視できない影響を及ぼす場合、入力電圧Ｖｉｎに関する係数が演算式に盛り込まれる。また、過電流保護回路が動作すると、後述するように出力電圧が低下する。そのような出力電圧の変動がスイッチング電流のピーク値Ｉｓｗｐと出力電流Ｉｏｕｔとの略比例関係に無視できない影響を及ぼす場合、出力電圧Ｖｏｕｔに関する係数が演算式に盛り込まれる。このようにして、スイッチング電源装置１０の使用状態や動作状態に基づいて、目標値は適宜変化し、それに基づいて電流制御パルス電圧Ｖｃ、平滑化電圧Ｖｂ、および基準電圧Ｖｒが変化する。その結果、過電流設定値が自動調整される。
【００５２】
期間１においては、出力電流Ｉｏｕｔは過電流設定値以下の小さな値であるため電流制限信号生成回路３６が出力する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）はハイレベルを維持し、駆動パルス生成回路１８のナンド回路ＮＡＮＤ１１の一方の入力端子には、継続的にハイレベルの信号が入力している。従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、比較器ＣＰ１１の出力信号と同一のロジックとなり、図６のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら誤差増幅回路１６が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）に基づいてパルス幅制御されることとなる。
【００５３】
このように、スイッチング電源１０は、出力電圧Ｖｏｕｔが誤差増幅回路１６内の基準電圧Ｖｒｅｆと等しくなるようスイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇのオン・デューティが制御なされ、出力電圧Ｖｏｕｔが一定に保たれる。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔは式（１）のように決定される。
【数１】
【００５４】
ここで、Ｎ１：トランスＴ１の一次側巻数、Ｎ２：トランスＴ１の２次側巻数、Ｔ：スイッチング周期、ｄｕｔｙ：スイッチング素子ＴＲ１のオン・デューティである。
【００５５】
次の期間２は、例えば負荷の電子機器が低インピーダンスに故障して出力電流Ｉｏｕｔが増加して過電流保護回路が動作し、出力電流Ｉｏｕｔが過電流設定値を超えないようスイッチング電流Ｉｓｗを基にして制限されている状態である。
【００５６】
この状態は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が上昇する。これにより、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）よりも出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が高い期間が長くなり、常時出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）がのこぎり波電圧Ｖ(ｏｓｃ)よりも高くなる。すると、比較器ＣＰ１１の出力は常時ローレベルにあり、スイッチング素子ＴＲ１が常時オンして、スイッチング電流Ｉｓｗが常時流れることが可能となる。
【００５７】
一方、スイッチング電流Ｉｓｗの増大により、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０に発生する電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が増大し、電流制限信号生成回路３６の比較器ＣＰ１の出力である電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がローレベルになる。すると、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の入力がローレベルになり、ナンド回路ＮＡＮＤ１１の出力がローレベルからハイレベルになる。これにより、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がハイレベルからローレベルに反転するタイミングで、ナンド回路ＮＡＮＤ１１からリセット端子Ｒにリセット信号が出力される。そして、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑが発生させる駆動パルスＶｇは、そのリセット信号が入力されたタイミングで、ハイレベルからローレベルに反転し、スイッチング素子ＴＲ１をオフさせる。これによって、出力電流Ｉｏｕｔは過電流設定値を超えないよう制限され、また、スイッチング素子ＴＲ１のオン・デューティｄｕｔｙが小さくなるので、（１）式に基づいて出力電圧Ｖｏｕｔも低下する。
【００５８】
なお、この状態にあっては、ＲＳ−ＦＦ１１は、セット端子Ｓに次のセット信号が入力されるまで、出力端子Ｑの状態を保持する性質を有している。従って、出力端子Ｑがローレベルになってスイッチング素子ＴＲ１がオフすると、スイッチング電流Ｉｓｗが流れなくなり電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がハイレベルに反転するが、次の周期に移るまでの間、出力端子Ｑの状態（ローレベル）は保持され、スイッチングＴＲ１はオフ状態を維持する。一方、上記のように出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、反転増幅器である誤差増幅回路１６はハイレベルに飽和し、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）はそのハイレベルの飽和電圧値を維持する。
【００５９】
従って、ＲＳ−ＦＦ１１の出力端子Ｑに発生する駆動パルスＶｇは、電流制限信号Ｖ(ｃｕｒ)がローレベルに反転するタイミングに同期してローレベルに反転し、図６のタイムチャートに示すように、駆動パルスＶｇは、もっぱら電流制限信号生成回路３６が出力する出力電圧制御信号Ｖ（ｃｕｒ）に基づいてパルス幅制御されることとなる。
【００６０】
このように、スイッチング電源装置１０にあっては、電流発生手段３２を構成するデジタルプロセッサは、１０ｋＨｚ程度の低い周波数で動作するものであればよく、低速クロックで低コストの汎用デジタルプロセッサを用いてインテリジェント性の優れたスイッチング電源装置を実現することができる。
【００６１】
また、スイッチング電源装置１０が稼働している使用状態や動作状態（環境温度、入力電圧、出力電圧の状態）をリアルタイムに監視し、それに基づいて過電流設定値を常に所定の値に自動調整することによって、万一負荷の電子機器が異常状態になったときでも焼損事故などを防止し、高い安全性を提供することができる。さらに、電源回路を構成するパワー部品として、定格電流や定格温度に過剰に余裕のある大型部品を選定せずともスイッチング電源装置自体の安全性が確保できるので、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【００６２】
次に、この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態について、図７から図９に基づいて説明する。なお、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。まず、図７の全体回路図に基づいて概要を説明する。スイッチング電源装置５０は、直流の入力電源Ｅｉｎが接続され、スイッチング素子ＴＲ１のオン・オフ動作によって交流電圧Ｖ２を発生するインバータ回路１２と、その交流電圧Ｖ２を整流平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを得る整流平滑回路１４を有し、出力電圧Ｖｏｕｔ端子が、負荷２２に接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの差分を増幅した出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力する反転増幅器の誤差増幅回路１６に接続されている。さらに誤差増幅回路１６から出力された制御電圧Ｖ（ｖｏｌ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に向けて駆動パルスＶｇを出力する駆動パルス生成回路１８を備えている。
【００６３】
また、後述する電流制限動作時間監視手段５２から出力された動作時間超過信号に基づいて目標値を決定する目標値設定部３２ａと、その目標値に基づく演算処理を行なう演算部３２ｂと、その演算結果に基づいて、出力電流を制御するための電流制御パルス電圧Ｖｃを発生するパルス生成部５４ｃとを備えた電流制御パルス発生手段５４が設けられている。そして、電流制御パルス発生手段５４の出力は、パルス平滑化回路５６の入力に接続されている。パルス生成部５４ｃは、電源電圧Ｖｃｃ４１とグランドの間にスイッチ素子Ｓ４１とスイッチ素子Ｓ４２が直列に接続され、２つのスイッチ素子の中点がパルス平滑化回路５６に接続されている。そして、この２つのスイッチ素子は、演算部３２ｂが出力する信号によってそれぞれ制御される。なお、パルス生成部５４ｃは、上述のスイッチング電源装置１０におけるパルス生成部３２cと異なる動作を行う。詳細は後述する。
【００６４】
パルス平滑化回路５６は、第一の抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ２１で積分回路を構成し、さらに第一の抵抗Ｒ２１と並列にダイオードＤ２１と第二の抵抗Ｒ２２の直列回路が接続されている。その際、ダイオードＤ２１のカソードは、電流制御パルス発生手段５４の出力端ｅ０に接続されている。パルス平滑化回路５６の出力は、平滑化電圧Ｖｂが発生するコンデンサＣ２１の両端であり、後述する電流制限信号生成回路５８に接続されている。
【００６５】
また、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子と入力電源Ｅｉｎのマイナス端子間に電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８が挿入され、電流検出抵抗Ｒ０に流れるスイッチング電流Ｉｓｗに応じた電圧がその両端に発生する。その電流検出抵抗Ｒ０の両端は、電流検出回路３８の出力として電流制限信号生成回路５８に接続されている。
【００６６】
電流制限信号生成回路５８は、パルス平滑化回路５６の出力に一端が接続された抵抗Ｒ３１と、一端が抵抗Ｒ３１のもう一端に接続された抵抗Ｒ３２と、コレクタ端子が抵抗Ｒ３２のもう一端に接続され、エミッタ端子がパルス平滑化回路５６のグランドに接続されたトランジスタＴＲ３１を備え、トランジスタＴＲ３１のベース端子は、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２の中点の接続されている。さらに、ベース端子がトランジスタＴＲ３１のコレクタ端子に接続され、エミッタ端子は電流検出抵抗Ｒ０の入力電源Ｅｉｎのマイナス端子側に接続されたトランジスタＴＲ３２が設けられ、コレクタ端子はオープン・コレクタとして電流制限信号生成回路５８の出力を形成している。なお、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２は、ＮＰＮトランジスタである。
【００６７】
駆動パルス生成回路１８は、入力された電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）に応じてパルス幅変調を行い、スイッチング素子ＴＲ１の駆動パルスＶｇを出力する回路であり、その出力はスイッチング素子ＴＲ１の駆動端子に接続されている。
【００６８】
電流制限動作時間監視手段５２は、誤差増幅器１６の出力と、電流制限信号生成回路５８の出力とが入力される比較器からなる第一の比較手段５２ａを備えている。さらに、その比較手段５２ａの出力信号によって動作が制御されるタイマー回路５２ｂと、比較器からなる第二の比較手段５２ｃとを備えている。比較手段５２ｃは、比較手段５２ａの出力がローレベルを所定時間継続すると、それ以前に出力していた信号に代えて動作時間超過信号を発生し、電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて出力するよう構成されている。
【００６９】
次に、図７から図９に基づいて、スイッチング電源装置５０の各回路ブロックの構成と動作の詳細を個別に説明する。インバータ回路１２は、整流平滑回路１４、誤差増幅回路１６、駆動パルス生成回路１８、電流検出回路３８は、上述のスイッチング電源装置１０と同様のため、説明を省略する。
【００７０】
電流制御パルス発生手段５４は、例えば汎用のデジタルプロセッサ（マイコン）を用いて構成されており、図７に示すように目標値設定部３２ａ、演算部３２ｂ及びパルス生成部５４ｃを備えている。目標値設定部３２ａは、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が入力されると、その動作時間超過信号に基づいて演算処理を行い、過電流設定値を所定の低い値に低下させるように目標値を決定して演算部３２ｂに出力する。なお、動作時間超過信号が外部から入力されないときは、あらかじめ固定的に記憶している所定の既定値に基づいて目標値を決定する。
【００７１】
演算部３２ｂは、目標値設定部３２ａから入力された目標値に基づいて演算処理を行い、パルス生成部５４ｃのスイッチ素子Ｓ４１，Ｓ４２それぞれに制御信号を出力する。パルス生成部５４ｃのグランド側のスイッチ素子Ｓ４２は、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が出力された時から所定の期間だけオンし、それ以外の期間は常にオフ状態を示す。スイッチ素子Ｓ４２がオンしているときは、スイッチ素子S４１はオフしている。一方、スイッチ素子Ｓ４２がオフしているときは、スイッチ素子S４１がオン・オフを繰り返す動作をする。
【００７２】
従って、スイッチ素子Ｓ４２がオフの期間において、スイッチ素子Ｓ４１がオンのときは、出力端子ｅ０にハイレベルの電圧（Ｖｃｃ４１）が発生し、スイッチ素子Ｓ４１がオフのときは、出力端子ｅ０はフローティング状態となり、パルス生成部５４ｃから電気的に切り離される。また、スイッチ素子Ｓ４２がオンの期間において、スイッチ素子Ｓ４１はオフ状態であり、出力端子ｅ０はグランド電位（ローレベル）となる。
【００７３】
パルス平滑化回路５６は、パルス生成部５４ｃの出力端子ｅ０がハイレベルのときは、抵抗Ｒ２１を介してコンデンサＣ２１に緩やかに電荷が充電され、平滑化電圧Ｖｂは緩やかに上昇する。出力端子ｅ０がフローティングのときは、コンデンサＣ２１に並列に接続された回路部分の放電経路を介してコンデンサＣ２１の電荷が緩やかに放電し、平滑化電圧Ｖｂは緩やかに低下する。従って、電流制御パルス発生手段５４の出力端子ｅ０がハイレベルとなる時比率が大きくなると、平滑化電圧Ｖｂは上昇し、逆に出力端子ｅ０がハイレベルとなる時比率が小さくなると、平滑化電圧Ｖｂが低下する。なお、この実施形態のスイッチング電源装置５０においては、電流制限信号生成回路５８の入力側インピーダンスが、上記放電経路の役割を兼ねているため、特に放電経路を形成する専用抵抗などは接続していない。
【００７４】
一方、出力端子ｅ０がグランド電位のときは、抵抗Ｒ２１に加えてＲ２２とダイオードＤ２１の直列回路を介して、コンデンサＣ２１の電荷が急峻に放電され、平滑化電圧Ｖｂは急峻に低下する。すなわち、電流制限動作時間監視手段５２から動作時間超過信号が出力されると、平滑化電圧Ｖｂを急峻に低下させることができ、これによって、後述する過電流設定値の切替えを高速に行うことが可能になる。
【００７５】
電流制限信号生成回路５８動作について、図８に基づいて説明する。トランジスタＴＲ３１は能動状態で動作しており、ベース・エミッタ間には、ベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１が発生している。従って、抵抗Ｒ３１に流れる電流Ｉ３１は、式（２）のように表される。
【数２】
【００７６】
ここで、トランジスタＴＲ３１の電流増幅率ｈＦＥが十分大きいとすると、抵抗Ｒ３２に流れる電流Ｉ３２は、Ｉ３１と等しくなり、抵抗Ｒ３２に発生する電圧Ｖｒは、式（３）のように表される。
【数３】
【００７７】
式（３）から分かるように、電流制限信号生成回路５８において、抵抗Ｒ３２に発生する電圧Ｖｒは平滑化電圧Ｖｂによって制御することができ、上述の電流制限信号生成回路３６における基準電圧Ｖｒの役割を果たす。
【００７８】
また、トランジスタＴＲ３１のコレクタ・エミッタ間に発生する電圧Ｖｃｅ１は、式（４）のように表される。
【数４】
【００７９】
また、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加される電圧をＶｂｅ２、電流検出抵抗Ｒ０にスイッチング電流Ｉｓｗが流れ、Ｖ（Ｒ０）の電圧が発生しているとすると、Ｖｂｅ２に印加される電圧は、（５）式のように表される。
【数５】
【００８０】
ここで、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２のベース・エミッタ間電流によって発生する電圧ＶＢＥ１とＶＢＥ２が同じ特性を示し、トランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２がオンできる電圧が等しくＶＢＥであるとした場合、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに等しい値になったときに、Ｖｂｅ２＝ＶＢＥとなり、トランジスタＴＲ３２がオンすることができる。例えば、スイッチング電流Ｉｓｗ＝０のとき、（５）式のように、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥよりも低いため、オンできない。しかし、スイッチング電流Ｉｓｗが増加し、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに達すると、トランジスタＴＲ３２のベース・エミッタ間に印加されている電圧Ｖｂｅ２は、ＴＲ３２がオンできるベース・エミッタ間の電圧ＶＢＥに達し、オンすることができる。
【００８１】
このように、電流制限信号生成回路５８は、平滑化電圧Ｖｂに応じて変化する基準電圧Ｖｒを備えている。さらに、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）と基準電圧Ｖｒは、トランジスタＴＲ３１，ＴＲ３２がオンするときのベース・エミッタ間電圧を介して比較され、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒより低いとき、すなわち出力電流Ｉｏｕｔが小さいときは、トランジスタＴＲ３２のコレクタ端子はハイレベルを出力する。逆に、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が基準電圧Ｖｒに達した場合、すなわち出力電流Ｉｏｕｔが所定の値に達すると、ローレベルを出力する。
【００８２】
また、平滑化電圧Ｖｂと基準電圧Ｖｒとの関係は、平滑化電圧Ｖｂが上昇すると基準電圧Ｖｒも上昇し、逆に平滑化電圧Ｖｂが低下すると基準電圧Ｖｒも低下するよう構成されている。なお、駆動パルス生成回路１８は、図５に示すように、電流制限信号生成回路５８の出力が接続される端子ａ２と電源電圧Ｖｃｃ１１の間にプルアップ抵抗Ｒ１２が接続され、トランジスタＴＲ３２によるオープンプンコレクタ式の出力に対応した構成としている。
【００８３】
電流制限動作時間監視手段５２に設けられた比較手段５２ａは、誤差増幅器１６が出力する出力電圧信号Ｖ（ｖｏｌ）と、電流制限信号生成回路５８が出力する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）とが入力され、通常動作では電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）の方が高くハイレベルを出力し、電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）の方が低くなるとローレベルを出力する。
【００８４】
タイマー回路５２ｂは、比較手段５２ａがローレベルを出力した時にリセット素子ＴＲ５１がオフし、タイマーコンデンサＣ５１への充電が開始される。そして、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が所定の基準電圧Ｖｒｒよりも高くなると、比較手段５２ｃはそれ以前に出力していたハイレベル信号にからローレベルになり、それが動作時間超過信号として電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて出力する。
【００８５】
また、比較手段５２ａがハイレベルを出力しているときはリセット素子ＴＲ５１がオンしているので、タイマーコンデンサＣ５１への充電が行われず、タイマー回路５２ｂは動作しない。
【００８６】
次に、上記のように構成されたスイッチング電源５０の一連の動作を、図９のタイムチャートに基づいて説明する。期間１は、過電流保護回路が動作していない期間である。また、期間２は、第一の過電流設定値によって過電流保護回路が動作している期間である。期間３は、第二の過電流保護設定値によって過電流保護回路が動作している期間である。ここで、期間１及び期間２の動作は、前述のスイッチング電源装置１０の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００８７】
前述のとおり、期間２がスタートすると、電流信号生成回路５８の出力に発生する電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）は、誤差増幅器１６の出力に発生する出力電圧信号Ｖ（ｖｏｌ）よりも低い状態が継続する。この２つの信号は、電流制限動作時間監視手段５２の比較手段５２ａに入力され、比較手段５２ａは継続してローレベルを出力する。すると、このリセット素子ＴＲ５１は、比較手段５２ａが出力するローレベルの信号によってオンからオフの状態に切り替わる。すると、直流電源Ｖｃｃ５１から充電抵抗Ｒ５１を介してタイマーコンデンサＣ５１に電荷が充電され、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が上昇する。タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧は、比較手段５２ｃによって所定の基準電圧Ｖｒｒと比較され、タイマーコンデンサＣ５１両端の電圧が基準電圧Ｖｒｒよりも高くなると、比較手段５２ｃの出力には、それ以前に出力していたデジタル信号に代えて動作時間超過信号を発生する。期間２の長さは、スイッチング電源装置５０がピーク電流を負荷に供給することができる時間の許容上限値Ｔｍａｘに設定されるものであり、電源電圧Ｖｃｃ５１、充電抵抗Ｒ５１、タイマーコンデンサＣ５１および基準電圧Ｖｒｒによって適宜設定することができる。このようにして、電流制限動作時間監視手段５２は、電流制御パルス発生手段５４の目標値設定部３２ａに向けて、第一過電流設定値による過電流保護の動作時間が許容上限値Ｔｍａｘに達したことを知らせる信号が出力される。
【００８８】
電流制御パルス発生手段５４は、目標値設定部３２ａが決定した目標値によって制御される。目標値設定部３２ａは、動作時間超過信号が入力されると、過電流設定値を第一の設定値から第二の設定値に変更するため、動作時間超過信号に基づいて第二の目標値を演算して決定する。第二の過電流設定値は、故障した電子機器などの安全性を考慮して設定されるものであるので、第二の設定値は第一の設定値よりも小さく設定してある。そして、第二の目標値が演算部３２ｂに入力されると、それに基づいて電流制御パルス電圧Ｖｃのハイレベルの時比率は小さくなり、平滑化電圧Ｖｂは低下し、基準電圧Ｖｒが低下し、その結果、過電流設定値は第一の設定値よりも小さな第二の設定値に変更され、出力電流Ｉｏｕｔは第二の設定値を超えないように制限される。
【００８９】
さらに、スイッチング電源装置５０の場合、第一の過電流設定値を第二の設定値に高速で切り換えるためには、平滑化電圧Ｖｂを急峻に低下させる必要がある。そこで、パルス生成部５４ｃのスイッチ素子Ｓ４２、パルス平滑化回路５６に抵抗Ｒ２２とダイオードＤ２１の直列回路を用いる。パルス生成部５４ｃにスイッチ素子Ｓ４２を用いない場合には、コンデンサＣ２１の放電経路の抵抗値が大きいため、平滑化電圧Ｖｂは、緩やかなスピードでしか低下しない。そこで、第一の過電流設定値を第二の設定値に切り換えるごく短い時間だけ、スイッチ素子Ｓ４２をオンし、抵抗値の小さな抵抗Ｒ２２とダイオードＤ２１による放電経路を設けている。これによって、図９に示すように、平滑化電圧Ｖｂが急峻に低下することができ、過電流設定値の切り換えが高速になされている。
【００９０】
以上説明したように、スイッチング電源装置５０の電流制御パルス発生手段５４は、低速クロックの汎用デジタルプロセッサにより構成しても、十分な性能を実現することができる。また、電流制限動作時間監視手段５２も、汎用デジタルプロセッサを用いて構成することによって時間監視の精度を向上させることができる。このように、この実施形態のスイッチング電源装置５０にあっては、高性能で高価なデジタルプロセッサを使用することなく、インテリジェント性に優れ、精度の高い過電流保護回路を備えたスイッチング電源装置を安価に提供することができる。
【００９１】
また、ピーク電流が流れる機器に対応して、第一、第二の過電流設定値や過電流保護の動作時間を精度よく制御することによって、万一負荷の電子機器が異常状態になったときでも焼損事故などを防止する、高い安全性を提供することができる。さらに、電源回路を構成するパワー部品として、定格電流や定格温度に過剰に余裕のある大型部品を選定せずともスイッチング電源装置自体の安全性が確保できるので、スイッチング電源装置の小型化、低コスト化に寄与することができる。
【００９２】
次に、第一の実施形態のスイッチング電源装置１０の変形例について、図１０を基に説明する。ここでは、電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８を、整流平滑回路１４のコンデンサＣｏのマイナス側と負荷２２のマイナス側に挿入している。この変形例の場合、電流検出抵抗Ｒ０には出力電流Ｉｏｕｔが流れるので、スイッチング素子ＴＲ１に流れるスイッチング電流Ｉｓｗを代用特性として出力電流Ｉｏｕｔを検出する場合よりも、より正確に出力電流Ｉｏｕｔを検出することができる。なお、スイッチング電流Ｉｓｗは、スイッチング周波数で繰り返される略台形状のパルス電流であるのに対し、出力電流Ｉｏｕｔは直流電流又は比較的低速で変動する電流であるが、スイッチング電源装置全体としての動作については、スイッチング装置１０と同様であるため、説明を省略する。
【００９３】
なお、本変形例は、非絶縁型のスイッチング電源装置等に適した形態である。しかし、絶縁型のスイッチング電源装置であっても、電源装置の１次回路―２次回路間の絶縁が、過電流保護回路においても確保できれば本変形例を適用して何ら問題ない。
【００９４】
次に、第二の実施形態のスイッチング電源装置５０の変形例について、図１１を基に説明する。ここでは、電流検出抵抗Ｒ０である電流検出回路３８を、カレントトランスＴ２を用いてスイッチング電流Ｉｓｗを観測する電流検出回路６０に置き換えている。電流検出回路６０は、カレントトランスＴ２の１次側巻線Ｔ２ａはスイッチング素子ＴＲ１と直列に接続され、２次側巻線には整流ダイオードＤ６１と電流検出抵抗Ｒ０の直列回路が並列接続され、電流検出抵抗Ｒ０の両端が電流検出回路６０の出力として電流制限信号生成回路５８に接続されている。この場合、電流検出抵抗Ｒ０には、スイッチング電流ＩｓｗにカレントトランスＴ２の巻数比を乗じた電流が流れ、その電流にさらにＲ０を乗じた値の電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が出力される。なお、本変形例においては、平滑化電圧Ｖｂを出力するパルス平滑化回路のグランドがＴＲ３２のエミッタ端子側に接続されていても良い。その場合、電流検出電圧Ｖ（Ｒ０）が平滑化電圧Ｖｂと比較して十分小さな値に設定することにより、上述のスイッチング電源装置５０と同様に動作する。また、カレントトランスＴ２を用いた回路でも、先の第二の実施形態のスイッチング電源装置と同様に、パルス平滑化回路のグランドをＴＲ３１のエミッタ端子側に接続した回路を構成することも可能である。
【００９５】
次に、駆動パルス生成回路１８の変形例について、図１２を基に説明する。この変形例の駆動パルス生成回路６２は、のこぎり波発生回路６２ｂの充電抵抗Ｒ１１が、入力電圧Ｖｉｎに接続されているので、のこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）が上昇する傾きが入力電圧に比例して変化する。これにより、出力電圧のフィードバック制御に、入力電圧の変動に応じたフィードフォワード制御が加わり、出力電圧安定化制御の高速応答性が向上する。
【００９６】
さらに、タイマーコンデンサＣ１１と充電抵抗の中点に、入力電圧に比例した電圧が発生する電圧発生素子Ｒｂを挿入し、タイマーコンデンサＣ１１に発生する電圧と電圧発生素子Ｒｂに発生する電圧の合計値をのこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）として比較器ＣＰ１１に入力している。これによって、入力電圧Ｖｉｎに応じた直流電圧がのこぎり波電圧Ｖ（ｏｓｃ）に重畳され、比較器ＣＰ１１の遅れ時間分が入力電圧Ｖｉｎに応じて補正され、上記フィードフォワード制御特性が改善され、出力電圧安定化制御の高速応答性がさらに向上する。
【００９７】
また、信号選択回路６２ａは、出力電圧制御信号Ｖ（ｖｏｌ）が入力される端子ａ１と、電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）が入力されるａ２端子とを直結し、回路構成を簡素化している。信号選択回路６２ａは、過電流検出時に電流制御信号Ｖ（ｃｕｒ）の動きに基づいて駆動パルスＶｇのパルス幅変調がなされるように信号を選択するものであればよい。信号選択回路６２ａを用いた場合も、上述した駆動パルス生成回路１８と同様の動作が行われる。
【００９８】
ただし、信号選択回路６２ａは、誤差増幅回路１６の出力と、第一実施形態の電流制限信号生成回路３６または第二実施形態の電流制限信号生成回路５８の出力を直結するものであるので、スイッチング電源装置５０の電流制限動作時間監視回路５２を備えた構成においては適用できない。それは、電流制限動作時間監視回路５２の比較手段５２ａが、過電流保護の動作状態を検知できないからである。従って、信号選択回路６２ａを用いる場合には、例えば、電流制限動作監視回路５２の比較手段５２ａは、出力電圧Ｖｏｕｔを監視し、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以下に低下したときにローレベルを出力するよう構成する方法を用いれば良い。これは、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧以下に低下した状態は、前記電流制限信号Ｖ（ｃｕｒ）がスイッチング周波数ごとにローレベルが繰り返し発生している状態、又はローレベルが継続している状態であるものとみなすことができるので、代用特性として監視する方法である。
【００９９】
さらに、誤差増幅回路１６の変形例について、図１３を基に説明する。誤差増幅器６４は、出力電圧Ｖｏｕｔをデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器６４ａと、そのデジタル信号に基づいて制御パルスを発生する制御パルス発生手段６４ｂと、その制御パルスを平滑化して出力制御信号Ｖ（ｖｏｌ）を出力するパルス平滑化回路６４ｃを備えている。この誤差増幅器６４によれば、低速・低クロック周波数の低コストの汎用デジタルプロセッサを用いて、誤差増幅回路１６を構成することが可能であり、低コストでインテリジェント性に優れたスイッチング電源装置を実現することができる。
【０１００】
次に、本発明のスイッチング電源装置の初期設定方法の一実施形態について、図１４，図１５に基づいて説明する。まず、図１４のフローに示す各ステップについて説明する。
【０１０１】
ステップＳ８１は、スイッチング電源装置１０に入力電圧を供給して起動するステップである。これによって、スイッチング電源装置１０は、スイッチング素子がスイッチング動作を行って所定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力し、出力電流Ｉｏｕｔを供給可能なスタンバイ状態に置かれる。
【０１０２】
ステップＳ８２は、スイッチング電源装置１０の出力に負荷装置を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流Ｉｏｕｔが出力されるように、その負荷装置の設定を行うステップである。ここで使用される負荷装置は、例えば電流制御型の電子負荷装置が好ましい。この電子負荷装置によれば、出力電圧Ｖｏｕｔの状態によらず、過電流設定値と等しい一定の出力電流Ｉｏｕｔ電流が出力されるよう負荷状態を制御することができる。
【０１０３】
ステップＳ８３は、電流制御パルス発生手段３２が備える目標値設定部３２ａの演算プログラムに設定されている所定の固定係数Ｋを可変し、演算部３２ｂに出力される目標値を連続的に変化させるステップである。なお、固定係数Ｋを連続的に可変すると、出力電圧Ｖｏｕｔが一定を維持する領域と、連続的に変化する領域が生じる。
【０１０４】
ステップＳ８４は、上記２つの領域の境界点である固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を抽出するステップである。
【０１０５】
ステップＳ８５は、抽出された固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を当該固定係数の設定値として演算プログラムに記憶させるステップである。
【０１０６】
以上説明した本実施形態の初期設定方法の動作について、図１５（ａ）（ｂ）に基づいて説明する。図１５（ａ）は、スイッチング電源装置１０の過電流保護特性の例である。出力電圧Ｖｏｕｔは、出力電流Ｉｏｕｔが小さいときは、誤差増幅回路１６によって所定の一定の値に制御される。出力電流Ｉｏｕｔが大きくなって過電流設定値に達すると、電流制限信号生成回路３６によって出力電流Ｉｏｕｔは制限され、出力電圧Ｖｏｕｔも同時に低下する。ここで、固定係数Ｋの変化は過電流設定値の変化となる。固定係数Ｋが変化すると目標値演算回路が決定する目標値が変化し、電流制限信号生成回路３６の基準電圧Ｖｒは変化し、その結果、過電流設定値が変化する。本実施形態の初期設定方法は、固定係数Ｋを利用し、過電流設定値を所望のＩｏｃｐに設定するための方法である。
【０１０７】
ステップＳ８１でスイッチング電源装置が出力電流供給可能なスタンバイ状態にする。次に、ステップＳ８２において、電子負荷装置の電流設定を所望の過電流設定値Ｉｏｃｐに設定する。このとき、固定係数Ｋは任意の値であるため、図１５（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔがどのような値を示すかは不定である。
目標値設定部に設定されている演算式は、例えば式（６）のように表すことができる。
【数６】
【０１０８】
Ｃは目標値、Ｔ２４は温度検出手段２４の出力信号、Ｖ２６は入力電圧検出手段２６の出力信号、Ｖ２８は出力電圧検出手段２８の出力信号、Ｋは固定係数、fはこれらをパラメータとする所定の関数である。固定係数Ｋは、通常スイッチング電源装置１０を使用するときは所定の値に固定されているものであるが、ステップＳ８３では、その固定係数Ｋを可変し、それによって目標値を連続的に変化させる手段として使用する。
【０１０９】
ステップＳ８３で固定係数Ｋが連続的に可変されると、図１５（ｂ）に示すように、出力電圧Ｖoｕｔが一定値を維持する領域と、連続的に変化する領域が生じる。そして、その２つの領域の境界点である固定係数境界値Ｋ（ｌｉｍ）を抽出する処理が行われる。
【０１１０】
そして、ステップＳ８４で、目標設定部の演算式の固定係数Ｋは、Ｋ（ｌｉｍ）に固定的に設定・記憶される。これによって、スイッチング電源装置１０過電流特性は、図１５（ａ）に示すＫ＝Ｋ（ｌｉｎ）のときの特性に固定され、初期設定が完了する。
【０１１１】
以上説明したように、この制御特性の初期設定方法によれば、例えば、トランスＴ１のインダクタンス値、電流検出回路３８の電流検出抵抗Ｒ０の抵抗値、電流制限信号生成回路の比較の精度など、回路を構成する電子部品の特性の個体差によって過電流設定値のばらつきが生じても、すべて所望の過電流設定値に調整することができる。その際、部品交換や半固定抵抗器の調整など、煩雑なハードウエア的な調整作業は必要なく、ソフトウエア的な処理だけで調整が可能であり、自動化することも容易である。
【０１１２】
なお本発明は、上記実施形態に限定するものではなく、プッシュプル方式、ブリッジ方式、フライバック方式、各種チョッパ方式等にも適用可能である。
【０１１３】
また、電流制限動作時間監視回路は、電流制御パルス発生手段を構成するデジタルプロセッサを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔを監視する方法としても良い。温度検出手段、入力電圧検出手段、出力電圧検出手段に用いられるＡ／Ｄ変換回路も、デジタルプロセッサに内臓の機能を用いても良い。その他、各演算処理のために設定される演算式等は、当該スイッチング電源装置が有する動作特性や性質等を的確に数式化されたものであればよく、工学的な回路網解析等によって導出した理論式、試験・実験等によって導出した実験式、又はそれらと経験則を複合した経験式などのいずれであってもよい。
【０１１４】
さらに、上記初期設定方法においては、複数の固定係数Ｋを設定し、一連のステップを異なる条件の下で複数回行ってもよい。例えば、第一の固定係数Ｋは周囲温度２５℃の環境で調整し、第二の固定係数Ｋは周囲温度５０℃の環境下で調整するなどしてもよい。また、第一の固定係数Ｋは入力電圧を許容範囲の最低値に設定して調整を行い、第二の固定係数Ｋは入力電圧を許容範囲の最高値に設定して調整するなどしてもよい。これによって、回路を構成する電子部品の特性の個体差の影響を、異なる条件下で多角的に排除することとなり、スイッチング電源装置の過電流特性をより正確に所望の特性に一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】この発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示すブロック図である。
【図２】この第一の実施形態が備える温度検出手段、入力電圧検出手段、及び出力電圧検出手段の実施形態を示す機能ブロック図である。
【図３】この第一の実施形態が備えるパルス生成部の機能ブロック図である。
【図４】この第一の実施形態が備えるパルス生成部の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図５】この第一の実施形態が備える駆動パルス生成回路を示す機能ブロック図である。
【図６】この第一の実施形態が備える駆動パルス生成回路の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図７】この発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示すブロック図である。
【図８】この第二の実施形態が備える電流制限信号生成回路を示す回路図である。
【図９】この第二の実施形態が備える電流制限信号生成回路の実際の動作を示すタイムチャートである。
【図１０】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図１１】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図１２】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える駆動パルス生成回路の他の実施形態を示す機能ブロック図である。
【図１３】この発明のスイッチング電源装置の実施形態が備える誤差増幅回路の機能ブロック図である。
【図１４】この発明のスイッチング電源装置の初期設定方法の一実施形態に係る各ステップを示すフローチャートである。
【図１５】この一実施形態が備える目標値可変ステップ、及び境界値抽出ステップにおけるスイッチング電源装置の出力電圧の挙動を説明する図である。
【符号の説明】
【０１１６】
１０，５０ スイッチング電源装置
１２ インバータ回路
１６，６４ 誤差増幅回路
１８，６２ 駆動パルス生成回路
２４ 温度検出手段
２６ 入力電圧検出手段
２８ 出力電圧検出手段
３２，５４ 電流制御パルス発生手段
３２ａ 目標値設定部
３２ｂ 演算部
３２ｃ，５４ｃ パルス生成部
３４，５６ パルス平滑化回路
３６，５８ 電流制限信号生成回路
３８，６０ 電流検出回路
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部から成る電流制御パルス発生手段と、
前記整流平滑回路からの出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された電流が、前記電流制御パルス発生手段の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、
前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記電流制御パルス発生手段は、前記電流制御パルス電圧がパルス幅変調された信号として出力可能に構成されたデジタルプロセッサから成り、
前記電流制御パルス電圧を平滑化して平滑化電圧を生成するパルス平滑化回路が接続され、
前記電流検出回路は、前記出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出してそれに基づいて電流検出電圧を出力し、
前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と前記電流検出電圧を比較する比較回路を有し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときに前記電流制限信号を出力し、
前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電流制限信号生成回路は、一端が前記パルス平滑化回路の出力に接続される第一の抵抗と、その第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の一端に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、前記第一・第二のＮＰＮトランジスタはいずれか一方のエミッタ端子がグランド電位に接続され、
前記電流検出回路は、前記整流平滑回路の出力電流が流れたとき、若しくは前記スイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧が出力されることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態が所定の時間以上継続した場合に、時間超過信号を出力する電流制限動作時間監視手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の目標値設定部は、前記電流制限動作時間監視手段の前記時間超過信号に基づいて、前記電流制限信号生成回路の前記電流制限信号によって、前記電流検出回路により検出された電流をさらに制限するように、前記目標値を決定して前記演算部へ出力し、その目標値を基に前記演算部で演算された前記電流制御パルス電圧が前記パルス生成部から出力されることを特徴とする請求項１，２又は３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びローレベル電圧を有する一定周波数の矩形波を生成するように構成され、
前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサとを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となることを特徴とする請求項２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びフローティングレベルの出力状態を、一定周期の中で繰り返すよう構成され、
前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路とを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となることを特徴とする請求項２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記パルス平滑化回路は、一端が前記電流制御パルス発生手段の出力に接続された第一の抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続され、両端にパルス平滑化回路の出力電圧が発生するコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路と、前記コンデンサと第一の抵抗との接続点から前記電流制御パルス発生手段の出力に向けて電流を流すことを可能に接続されたダイオードと第二の抵抗との直列回路とを備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記動作時間超過信号に基づいて決定された目標値が与えられると、前記パルス生成部の出力状態を所定の時間だけローレベルに制御し、前記パルス平滑化回路の前記コンデンサの電圧を前記ダイオードと第二の抵抗との直列回路を介して放電すること特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
スイッチング電源装置の出力電圧を所定の目標値と比較し、反転増幅された出力電圧制御信号を出力する誤差増幅回路を有し、
前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と、前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときとそれ以外の場合で異なる電流制限信号を出力する比較回路を備え、
前記駆動パルス生成回路は、前記スイッチング周波数で駆動されたのこぎり波電圧を発生するのこぎり波発生回路と、第一の入力端に前記のこぎり波電圧が入力され、第二の入力端に入力された前記出力電圧制御信号と前記のこぎり波電圧とを比較し、前記のこぎり波電圧の方が低い期間とそれ以外の期間とで異なる信号を出力する比較器と、前記電流制限信号が入力される信号選択回路を備え、
前記信号選択回路は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態のときは、前記電流制限信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力され、前記電流制限信号が出力されていないときは、前記出力電圧制御信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力されるよう、出力信号を選択する動作を行うことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
感温素子によってスイッチング電源装置の環境温度を感知し、それに基づいた温度信号を出力する温度検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記温度信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に出力することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
スイッチング電源装置の入力電圧を検出し、それに基づいた入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記入力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えることを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、それに基づいた出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記出力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えることを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路と、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部と、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部と、その演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部と、前記整流平滑回路の出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が基準値を超えたときにその電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、前記電流制限信号が出力されると、前記駆動パルス生成回路は、駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置の初期設定方法において、
前記スイッチング電源装置の入力に所定の直流電圧を供給して起動する電源起動ステップと、出力に負荷を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流を出力させる負荷設定ステップと、前記電流制御パルス発生手段が備える前記目標値設定部の演算プログラムに設定されている所定の固定係数を調整し、前記演算部に出力される目標値を連続的に変化させる目標値可変ステップと、前記出力電流が前記過電流設定値の状態で前記目標値の変化に対して、前記出力電圧が連続的に変化する状態と、前記出力電圧が一定値に保持される状態との境界点における固定係数境界値を抽出する境界値抽出ステップと、前記固定係数境界値を当該固定係数の設定値として前記演算プログラムに記憶させる境界値記憶ステップとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置の初期設定方法。
【請求項１】
所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部、及びその演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部から成る電流制御パルス発生手段と、
前記整流平滑回路からの出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記電流検出回路により検出された電流が、前記電流制御パルス発生手段の出力に基づいて設定された基準値を超えたときに、その電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、
前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記電流制御パルス発生手段は、前記電流制御パルス電圧がパルス幅変調された信号として出力可能に構成されたデジタルプロセッサから成り、
前記電流制御パルス電圧を平滑化して平滑化電圧を生成するパルス平滑化回路が接続され、
前記電流検出回路は、前記出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出してそれに基づいて電流検出電圧を出力し、
前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と前記電流検出電圧を比較する比較回路を有し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときに前記電流制限信号を出力し、
前記駆動パルス生成回路は、前記電流制限信号が出力されると前記スイッチング素子を駆動する駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作することを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記電流制限信号生成回路は、一端が前記パルス平滑化回路の出力に接続される第一の抵抗と、その第一の抵抗の他端に一端が接続された第二の抵抗と、コレクタ端子が前記第二の抵抗の他端に接続され、ベース端子が前記第一の抵抗と第二の抵抗の中点に接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の一端に接続された第一のＮＰＮトランジスタと、ベース端子が前記第一のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続され、エミッタ端子が前記電流検出回路出力の他端に接続され、コレクタ端子が前記電流制限信号生成回路の出力である第二のＮＰＮトランジスタとを備え、前記第一・第二のＮＰＮトランジスタはいずれか一方のエミッタ端子がグランド電位に接続され、
前記電流検出回路は、前記整流平滑回路の出力電流が流れたとき、若しくは前記スイッチング素子に電流が流れたときに、前記第二のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子の方が前記第一のＮＰＮトランジスタのエミッタ端子よりも低い電位になる方向に前記電流検出電圧が出力されることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態が所定の時間以上継続した場合に、時間超過信号を出力する電流制限動作時間監視手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の目標値設定部は、前記電流制限動作時間監視手段の前記時間超過信号に基づいて、前記電流制限信号生成回路の前記電流制限信号によって、前記電流検出回路により検出された電流をさらに制限するように、前記目標値を決定して前記演算部へ出力し、その目標値を基に前記演算部で演算された前記電流制御パルス電圧が前記パルス生成部から出力されることを特徴とする請求項１，２又は３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びローレベル電圧を有する一定周波数の矩形波を生成するように構成され、
前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサとを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となることを特徴とする請求項２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記目標値設定部が出力する目標値に基づいて前記電流制御パルス電圧の時比率を算出し、前記パルス生成部は、前記演算部が算出した時比率のハイレベル及びフローティングレベルの出力状態を、一定周期の中で繰り返すよう構成され、
前記パルス平滑化回路は、一端が電流制御パルス発生手段の出力に接続される抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続されたコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路とを備え、前記コンデンサの両端電圧が前記パルス平滑化回路の出力となることを特徴とする請求項２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記パルス平滑化回路は、一端が前記電流制御パルス発生手段の出力に接続された第一の抵抗と、その抵抗の他端とグランドとの間に接続され、両端にパルス平滑化回路の出力電圧が発生するコンデンサと、前記コンデンサに並列接続された放電経路と、前記コンデンサと第一の抵抗との接続点から前記電流制御パルス発生手段の出力に向けて電流を流すことを可能に接続されたダイオードと第二の抵抗との直列回路とを備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記演算部は、前記動作時間超過信号に基づいて決定された目標値が与えられると、前記パルス生成部の出力状態を所定の時間だけローレベルに制御し、前記パルス平滑化回路の前記コンデンサの電圧を前記ダイオードと第二の抵抗との直列回路を介して放電すること特徴とする請求項６記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
スイッチング電源装置の出力電圧を所定の目標値と比較し、反転増幅された出力電圧制御信号を出力する誤差増幅回路を有し、
前記電流制限信号生成回路は、前記平滑化電圧に基づいて決定される基準電圧と、前記電流検出電圧とを比較し、前記電流検出電圧が前記基準電圧を超えたときとそれ以外の場合で異なる電流制限信号を出力する比較回路を備え、
前記駆動パルス生成回路は、前記スイッチング周波数で駆動されたのこぎり波電圧を発生するのこぎり波発生回路と、第一の入力端に前記のこぎり波電圧が入力され、第二の入力端に入力された前記出力電圧制御信号と前記のこぎり波電圧とを比較し、前記のこぎり波電圧の方が低い期間とそれ以外の期間とで異なる信号を出力する比較器と、前記電流制限信号が入力される信号選択回路を備え、
前記信号選択回路は、前記電流制限信号生成回路により前記電流制限信号が継続的に発生し又は前記スイッチング周波数毎に繰り返し発生している状態のときは、前記電流制限信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力され、前記電流制限信号が出力されていないときは、前記出力電圧制御信号に基づいて決定される時比率の駆動パルスが前記駆動パルス生成回路から出力されるよう、出力信号を選択する動作を行うことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
感温素子によってスイッチング電源装置の環境温度を感知し、それに基づいた温度信号を出力する温度検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記温度信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に出力することを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
スイッチング電源装置の入力電圧を検出し、それに基づいた入力電圧信号を出力する入力電圧検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記入力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えることを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
スイッチング電源装置の出力電圧を検出し、それに基づいた出力電圧信号を出力する出力電圧検出手段を備え、
前記電流制御パルス発生手段の前記目標値設定部は、前記出力電圧信号に基づいて前記目標値を決定し、その決定した目標値を前記演算部に与えることを特徴とする請求項１，２，３又は４記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
所定のスイッチング周波数でパルス幅変調された駆動パルスを出力する駆動パルス生成回路と、この駆動パルス生成回路からの駆動パルスによって直流の入力電圧を断続して交流電圧を発生させるスイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流電圧を整流平滑して出力電圧を生成し、負荷に出力電流を供給する整流平滑回路と、前記出力電流の制御に関する所定の目標値であって変更可能な値を出力する目標値設定部と、前記目標値に基づいて出力電流の制御に関する演算処理を行ない演算結果を出力する演算部と、その演算結果に基づいて出力電流を制御するための電流制御パルス電圧を発生するパルス生成部と、前記整流平滑回路の出力電流又は前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路により検出された電流が基準値を超えたときにその電流を制限するための電流制限信号を出力する電流制限信号生成回路とを備え、前記電流制限信号が出力されると、前記駆動パルス生成回路は、駆動パルスのオン・デューティが広くなるのを止め若しくは狭くするように動作するスイッチング電源装置の初期設定方法において、
前記スイッチング電源装置の入力に所定の直流電圧を供給して起動する電源起動ステップと、出力に負荷を接続し、所望の過電流設定値と等しい出力電流を出力させる負荷設定ステップと、前記電流制御パルス発生手段が備える前記目標値設定部の演算プログラムに設定されている所定の固定係数を調整し、前記演算部に出力される目標値を連続的に変化させる目標値可変ステップと、前記出力電流が前記過電流設定値の状態で前記目標値の変化に対して、前記出力電圧が連続的に変化する状態と、前記出力電圧が一定値に保持される状態との境界点における固定係数境界値を抽出する境界値抽出ステップと、前記固定係数境界値を当該固定係数の設定値として前記演算プログラムに記憶させる境界値記憶ステップとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置の初期設定方法。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図１２】
【図１３】
【図１４】
【図１５】
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【公開番号】特開２００９−１３６１０５（Ｐ２００９−１３６１０５Ａ）
【公開日】平成２１年６月１８日（２００９．６．１８）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２００７−３１０２０５（Ｐ２００７−３１０２０５）
【出願日】平成１９年１１月３０日（２００７．１１．３０）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２１年６月１８日（２００９．６．１８）
【国際特許分類】
【出願日】平成１９年１１月３０日（２００７．１１．３０）
【出願人】（０００１０３２０８）コーセル株式会社 (80)
【Ｆターム（参考）】
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