電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置
【課題】過大なサージ電圧から負荷や電源の絶縁劣化を防ぐことができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】直流電圧源１ａ，１ｂとの直列接続点を中性点端子Ｍとする直流電圧源直列回路の両端にスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘとの直列接続点を交流端子Ｕとするスイッチング素子直列回路を接続し、中性点端子Ｍと交流端子Ｕとの間に双方向スイッチＳｕｘを接続するとともに、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとを直列接続したフィルタ回路を接続する。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘのオン状態とオフ状態とが切り換わるとき、双方向スイッチＳｕｘをフィルタ回路が有する共振周期の１／２の時間オンして交流端子に中性点電位を出力する。
【解決手段】直流電圧源１ａ，１ｂとの直列接続点を中性点端子Ｍとする直流電圧源直列回路の両端にスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘとの直列接続点を交流端子Ｕとするスイッチング素子直列回路を接続し、中性点端子Ｍと交流端子Ｕとの間に双方向スイッチＳｕｘを接続するとともに、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとを直列接続したフィルタ回路を接続する。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘのオン状態とオフ状態とが切り換わるとき、双方向スイッチＳｕｘをフィルタ回路が有する共振周期の１／２の時間オンして交流端子に中性点電位を出力する。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のオンオフ動作に起因して生じるサージ電圧を抑制することを可能にする電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、交流電動機を駆動する場合、直流電圧源の電圧を電圧形ＰＷＭインバータで正弦波電圧と等価なパルス電圧列（スイッチング周波数以上の成分を取り除くと正弦波となる電圧波形）に変換し、このパルス幅変調された正弦波状の電圧が電動機に印加される。図１０は、このような方式で電動機を駆動するシステムの概略構成図である。図１０において、１は直流電圧源、２は直流電圧源１に接続された２レベル三相電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう。）、３はインバータ２を構成するスイッチング素子をオンオフさせるための信号を生成する制御装置、４はインバータ２で駆動される電動機である。
【０００３】
インバータ２は、スイッチング素子ＳｕとＳｘを直列に接続したＵ相スイッチングアーム、スイッチング素子ＳｖとＳｙを直列に接続したＶ相スイッチングアームおよびスイッチング素子ＳｗとＳｚを直列に接続したＷ相スイッチングアームとからなる三相のブリッジで構成されている。
【０００４】
インバータ２と電動機４とは配線で接続され、この配線には抵抗成分とインダクタンス成分とが存在する。さらに、インバータ２と電動機４との間の各相の配線間および各相の配線と大地との間には浮遊容量が存在する。Ｌｓはインバータ２と電動機４との間の配線のインダクタンスを示し、Ｃｓは各相の配線と大地または基準電位間の浮遊容量を示す。なお、各相の配線などが有する抵抗成分はその記載を省略している。
【０００５】
ここで、直流電圧源１の正側端子をＰ、負側端子をＮとする。また、インバータ２のスイッチング素子ＳｕとＳｘの接続中点を交流端子Ｕ、スイッチング素子ＳｖとＳｙの接続中点を交流端子Ｖ、スイッチング素子ＳｗとＳｚの接続中点を交流端子Ｗとする。また、電動機４の三相入力端子をそれぞれＵｍ，Ｖｍ，Ｗｍとする。
【０００６】
このような電動機駆動システムにおいて、インバータ２は、制御装置３で生成された制御信号に従ってスイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのオンオフ状態を切り換え、直流電圧源１の電圧をパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換する。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍに印加される。
【０００７】
パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列がインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加されると、インバータ２とＬＣ回路との間で共振現象が生じる。図１１は、インバータ２のスイッチング素子Ｓｕがオンオフ動作をしたときに、電動機４の入力端子Ｕｍ−Ｖｍ間に生じる共振電圧を示した図である。以下、各端子の電位基準点は、図１０のＮ点とする。
【０００８】
この共振電圧は、インバータ２と電動機４との間の配線などが有する抵抗成分（図示せず。）により時間とともに減衰振動するサージ電圧となる。このサージ電圧の最大値は、直流電圧源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］の約２倍に達する。そして、この過大なサージ電圧およびその時間変化率ｄｖ／ｄｔは、電動機４の絶縁破壊を引き起こすことが知られている。
【０００９】
なお、直流電圧源１の電圧を２分割して正、中性点、負の電位を出力することができる電力変換装置を用いて出力電圧に含まれる高調波成分を低減する３レベルインバータにおいても、上記サージ電圧が発生する原理は同様である。
【００１０】
このような過大なサージ電圧による電動機の絶縁破壊を防止する方策として、電動機の入力端子部にダイオードブリッジで構成された整流器とその直流端子の両端にコンデンサと抵抗を並列接続してなるサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。また、これを改良したものとして、整流器の直流端子に接続された抵抗に流れる電流をスイッチング素子で制御するサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献２参照。）。また、整流器の直流端子をインバータの入力端子に接続してサージ電圧のエネルギーを電源に回生するサージ電圧抑制方式などが提案されている（例えば特許文献３参照。）。また、インバータと電動機との間にリアクトルを接続し、このリアクトルに抵抗とコンデンサの直列体を並列接続するサージ電圧抑制方法が提案されている（例えば特許文献４参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−２３６８２号公報
【特許文献２】特開２００６−１１５６６７号公報
【特許文献３】特開２０１０−１３６５６４号公報
【特許文献４】特開２００７−１６６７０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。
【００１３】
本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機などの負荷に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明は、電力変換装置を、直列に接続された第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、前記の第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路とを備えるように構成する。
【００１５】
そして、前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第１の時間と、前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第２の時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２の時間にし、この時間の間前記双方向スイッチ回路を導通状態にする。
【００１６】
本発明により、第１または第２のスイッチング素子がオフして双方向スイッチ回路が導通したときと、双方向スイッチ回路が非導通となって第２または第１のスイッチング素子がオンしたときに、フィルタ回路に振幅がほぼ同じで逆位相の関係にある２つの共振電圧を発生させることができる。この２つの共振電圧は合成されて電動機等の負荷に印加されるので、電動機等の入力端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【００１７】
さらに、本発明は、第１の時間と第２の時間とをフィルタ回路の共振周期、リアクトルのインダクタンス値の平方根に正比例して調節するものである。または、第１の時間と第２の時間とを、リアクトルに流れる電流値に応じて変化させるものである。
【００１８】
本発明により、２つの共振電圧を確実に１８０［°］逆位相の電圧とすることができるので、電動機などの負荷の入力端子で発生するサージ電圧をより効果的に抑制することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る電力変換装置は、いわゆる３レベル電力変換回路の交流出力側に設けたフィルタ回路部において振幅がほぼ同じで逆位相の２つの共振電圧を発生させ、この２つの共振電圧を合成して振動成分を除去した電圧を電動機等の負荷に印加するものである。その結果、電動機などの負荷の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態を説明するための図である。
【図２】（ａ）スイッチ回路Ｓｕｘの他の構成例を説明するための図である。（ｂ）スイッチ回路Ｓｕｘの他の構成例を説明するための図である。
【図３】（ａ）制御信号ＧＱＵを説明するための図である。（ｂ）制御信号ＧＱＸを説明するための図である。（ｃ）制御信号ＧＳＵを説明するための図である。（ｄ）制御信号ＧＳＸを説明するための図である。
【図４】（ａ）Ｕ−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。（ｂ）各タイミングの電圧変化で生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｃ）Ｕ１−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。
【図５】（ａ）制御信号ＧＱＵを説明するための図である。（ｂ）制御信号ＧＱＸを説明するための図である。（ｃ）制御信号ＧＳＵを説明するための図である。（ｄ）制御信号ＧＳＸを説明するための図である。
【図６】（ａ）Ｕ−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。（ｂ）各タイミングの電圧変化で生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｃ）Ｕ１−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。
【図７】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図８】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図９】リアクトルのインダクタンス値と電流との関係を説明するための図である。
【図１０】従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図１１】図１０に示す電力変換装置で電動機を駆動したときの電動機入力端子に発生するサージ電圧を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図９に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る第１の実施形態を説明するための図である。図１において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ａはインバータ、３ａは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサである。以下において、リアクトルＬｆのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、コンデンサＣｆのキャパシタンス値をＣ［Ｆ］とする。
【００２２】
直流電圧源１ａと１ｂとは直列に接続されて直流電圧源直列回路を構成している。直流電圧源直列回路の一端は正側端子Ｐに接続され、他端は負側端子Ｎに接続され、直流電圧源１ａ，１ｂの直列接続点は中性点端子Ｍに接続されている。直流電圧源１ａと１ｂの電圧はそれぞれＥｄ／２［Ｖ］である。したがって、中性点端子Ｍの電位（０［Ｖ］）を基準とする正側端子Ｐおよび負側端子Ｎの電位は、それぞれＥｄ／２［Ｖ］，−Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００２３】
インバータ２ａはダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなるスイッチング素子直列回路と、スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｘを逆並列接続してなる双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されたスイッチングアームである。双方向スイッチ回路Ｓｕｘは、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、ダイオードをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓｕ，Ｓｘを逆直列接続することにより構成しても良い。
【００２４】
なお、図１のインバータ２ａは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００２５】
スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕに接続されている。スイッチング素子直列回路の一端は直流電圧源直列回路の正側端子Ｐに接続され、他端は負側端子Ｎに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は中性点端子Ｍに接続され、他端は交流端子Ｕに接続されている。
【００２６】
リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとは直列に接続されてフィルタ回路を構成している。リアクトルの一端は交流端子Ｕに接続され、コンデンサの一端は中性点端子Ｍに接続されている。リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの接続点は交流端子Ｕ１に接続されている。
【００２７】
図１において図示を省略しているが、交流端子Ｕ１は図１０に示した電動機等の負荷に接続される。また、交流端子Ｕ１と電動機の入力端子との間の配線には、図示しない配線インダクタンスＬｓ、浮遊容量Ｃｓが存在する。リアクトルＬｆのインダクタンス値とコンデンサＣｆのキャパシタンス値は、配線インダクタンスＬｓ、浮遊容量Ｃｓに対して十分大きい値、例えばそれぞれの値が１０倍程度またはそれよりも大きい値である。
【００２８】
制御装置３ａはインバータ２ａ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘを選択的にオンオフ動作させるための信号を生成する。例えば、制御装置３ａは、インバータ２ａの出力電圧指令を直流電圧源直列回路の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と所定の三角波信号（キャリア信号）との大小比較をするパルス幅変調演算を行って、パルス幅変調された信号（以下、ＰＷＭ信号という。）を生成する。次に、生成したＰＷＭ信号に基づいて、インバータ２ａ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘを選択的にオンオフ動作させるための制御信号を生成する。
【００２９】
インバータ２ａは、制御装置３ａで生成された制御信号に従って、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘのオンオフ状態を選択的に切り換える。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧はパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換される。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２ａの交流端子Ｕに出力される。交流端子Ｕに出力されたパルス電圧列はフィルタ回路で整流されて正弦波状となり、交流端子Ｕ１から電動機等の負荷に向けて出力される。
【００３０】
ここで、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位が負側端子Ｎの電位から正側端子Ｐの電位に切り換わる第１のモードについて説明する。なお、以下において、インバータ２ａの各部の電位は中性点端子Ｍの電位を基準とする。
【００３１】
図３（ａ）〜（ｄ）は、第１のモードにおけるスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの制御信号の関係を説明するための図である。
本図において、それぞれの制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸがＨｉｇｈのとき、対応するスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘがオン状態にある。一方、それぞれの制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸがＬｏｗのとき、対応するスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘがオフ状態にある。また、スイッチング素子ＱｕとＳｘの制御信号ＧＱＵ，ＧＳＸの間には、スイッチング素子ＱｕとＳｘとが同時にオンしないように休止時間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子ＱｘとＳｕの制御信号ＧＱＸ，ＧＳＵの間にも休止時間Ｔｄが設けられている。
【００３２】
まず、制御信号ＧＱＵと制御信号ＧＳＵとがＬｏｗであるため、スイッチング素子Ｑｕ，Ｓｕのいずれもがオフしている。また、制御信号ＧＱＸと制御信号ＧＳＸとがＨｉｇｈであるため、スイッチング素子Ｑｘ，Ｓｘのいずれもがオンしている。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕには負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］が出力されている。
【００３３】
この状態から制御信号ＧＱＸがＬｏｗになる（図３（ｂ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｘがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第１タイミングとする。
【００３４】
続いて、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＳＵがＨｉｇｈになる（図３（ｃ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｕがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、０［Ｖ］のままである。
【００３５】
続いて、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから時間Ｔ１１経過後に制御信号ＧＳＸがＬｏｗになる（図３（ｄ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｘがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第２タイミングとする。
【００３６】
続いて、制御信号ＧＳＸがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＱＵがＨｉｇｈになる（図３（ａ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｕがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］のままである。なお、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから制御信号ＧＱＵがＨｉｇｈになるまでの時間Ｔ１２はＴ１２＝Ｔ１１＋Ｔｄである。
【００３７】
図４（ａ）は、第１のモードにおけるインバータ２ａの交流端子Ｕの電位の変化を説明するための図である。交流端子Ｕの電位は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの上記動作によって、負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］→中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］→正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］と変化する。第１タイミングから第２タイミングまでの時間Ｔ１は、図３（ｄ）の時間Ｔ１１に対応し、この間、交流端子Ｕには０［Ｖ］が出力されている。
【００３８】
図４（ｂ）は、第１タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ１と、第２タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ２とを説明するための図である。
【００３９】
共振電圧Ｖｒ１は、０［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動をする電圧である。共振周期Ｔｆは、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。また、共振電圧の初期値は、第１タイミングのときの値−Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００４０】
共振電圧Ｖｒ２は、Ｅｄ／２［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第２タイミングのときの値０［Ｖ］である。共振電圧Ｖｒ２は共振電圧Ｖｒ１に対して逆位相の関係にある。
【００４１】
共振電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２の角周波数をω（＝２π／Ｔｆ）［ｒａｄ／ｓ］とすると、時間ｔ［ｓ］に対する共振電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２の大きさは、それぞれ（Ｅｄ／２）ｓｉｎ（ωｔ−π／２）［Ｖ］、Ｅｄ／２｛１＋ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）｝［Ｖ］で表される。
【００４２】
図４（ｃ）は、フィルタ回路の交流端子Ｕ１に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子Ｕ１には、図４（ｂ）に示したフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とが合成された電圧が出力される。共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とは位相がπ［ｒａｄ］ずれた関係にあるため、共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子Ｕ１の電圧は、時間Ｔ１の間で−Ｅｄ／２［Ｖ］からＥｄ／２［Ｖ］に変化した後、Ｅｄ／２［Ｖ］一定の電圧となる。
【００４３】
共振電圧Ｖｒ１の共振周期Ｔｆは、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで定まるＬＣ回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間Ｔ１の間に生じる交流端子Ｕ１の電圧変化率は、ＬＣ回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に印加されても、ＬＣ回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００４４】
次に、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位が正側端子Ｐの電位から負側端子Ｎの電位に切り換わる第２のモードについて説明する。
図５（ａ）〜（ｄ）は、第２のモードにおけるスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの制御信号の関係を説明するための図である。
【００４５】
まず、制御信号ＧＱＵと制御信号ＧＳＵとがＨｉｇｈであるため、スイッチング素子Ｑｕ，Ｓｕのいずれもがオンしている。また、制御信号ＧＱＸと制御信号ＧＳＸとがＬｏｗであるため、スイッチング素子Ｑｘ，Ｓｘのいずれもがオフしている。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕには正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］が出力されている。
【００４６】
この状態から制御信号ＧＱＵがＬｏｗになる（図５（ａ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｕがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第３タイミングとする。
【００４７】
続いて、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＳＸがＨｉｇｈになる（図５（ｄ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｘがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］のままである。
【００４８】
続いて、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから時間Ｔ２１経過後に制御信号ＧＳＵがＬｏｗになる（図５（ｃ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｕがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第４タイミングとする。
【００４９】
続いて、制御信号ＧＳＵがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＱＸがＨｉｇｈになる（図５（ｂ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｘがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］のままである。なお、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから制御信号ＧＱＸがＨｉｇｈになるまでの時間Ｔ２２はＴ２２＝Ｔ２１＋Ｔｄである。
【００５０】
図６（ａ）は、第２のモードにおけるインバータ２ａの交流端子Ｕの電位の変化を説明するための図である。交流端子Ｕの電位は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの上記動作によって、正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］→中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］→負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］と変化する。第３タイミングから第４タイミングまでの時間Ｔ２は、図５（ｃ）の時間Ｔ２１に対応し、この間、交流端子Ｕには０［Ｖ］が出力されている。
【００５１】
図６（ｂ）は、第３タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ３と、第４タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ４とを説明するための図である。
【００５２】
共振電圧Ｖｒ３は、０［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動をする電圧である。共振周期Ｔｆは、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。また、共振電圧の初期値は、第３タイミングのときの値Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００５３】
共振電圧Ｖｒ４は、−Ｅｄ／２［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第４タイミングのときの値０［Ｖ］である。共振電圧Ｖｒ４は共振電圧Ｖｒ３に対して逆位相の関係にある。
【００５４】
共振電圧Ｖｒ３，Ｖｒ４の角周波数をω（＝２π／Ｔｆ）［ｒａｄ／ｓ］とすると、時間ｔ［ｓ］に対する共振電圧Ｖｒ３，Ｖｒ４の大きさは、それぞれ（Ｅｄ／２）ｓｉｎ（ωｔ−π／２）［Ｖ］、−Ｅｄ／２｛１＋ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）｝［Ｖ］で表される。
【００５５】
図６（ｃ）は、フィルタ回路の交流端子Ｕ１に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子Ｕ１には、図６（ｂ）に示したフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とが合成された電圧が出力される。共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とは位相がπ［ｒａｄ］ずれた関係にあるため、共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子Ｕ１の電圧は、時間Ｔ２の間にＥｄ／２［Ｖ］から−Ｅｄ／２［Ｖ］に変化した後、−Ｅｄ／２［Ｖ］一定の電圧となる。
【００５６】
共振電圧Ｖｒ３の共振周期Ｔｆは、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで定まるＬＣ回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間Ｔ２の間に生じる交流端子Ｕ１の電圧変化率は、ＬＣ回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に印加されても、ＬＣ回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００５７】
図７は、第２の実施形態を説明するための図である。この第２の実施形態は、第１の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を単相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。
【００５８】
図７において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ｂは単相インバータ、３ｂは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサ、Ｌｓは配線インダクタンス、Ｃｓは浮遊容量、４ｂは電動機、５ｂは電流検出器である。
【００５９】
直流電圧源１ａと１ｂとで構成される直流電圧源直列回路は、第１の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。
単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機４ｂに印加される。
【００６０】
電流検出器５ｂは電動機４ｂに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。
制御装置３ｂは、単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置３ｂで生成される制御信号は、電流検出器５ｂから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機４ｂに供給される電流が所定値となるように調整されている。
【００６１】
次に、単相インバータ２ｂの詳細な構成と電動機４ｂの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。
単相インバータ２ｂは、第１の実施形態で示したインバータ２ａを１相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム２つを用いて２相のスイッチングアームを構成した単相インバータである。
【００６２】
第１相スイッチングアームは、ダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなる第１スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されている。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕである。
【００６３】
第２相スイッチングアームは、ダイオードＤｖ，Ｄｙをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙを直列に接続してなる第２スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｖｙとで構成されている。スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの直列接続点は交流端子Ｖである。
【００６４】
第１相スイッチングアームと第２相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Ｐに接続され、それぞれの他端は負側端子Ｎに接続されている。
双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は交流端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｖｙの一端は、交流端子Ｖに接続されている。また、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙのそれぞれの他端は、中性点端子Ｍに接続されている。
【００６５】
なお、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙは、図１に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図２（ａ）、（ｂ）に示す双方向スイッチ回路であっても良い。
また、図７の単相インバータ２ｂは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００６６】
単相インバータ２ｂの交流端子Ｕ，Ｖと中性点端子Ｍとの間には、それぞれリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子Ｕ１，Ｖ１である。
【００６７】
交流端子Ｕ１，Ｖ１は負荷である電動機４ｂに接続される。交流端子Ｕ１，Ｖ１と電動機４ｂとの配線には配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。
制御装置３ｂは単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｓｕ，Ｓｘ，Ｓｖ，Ｓｙを選択的にオンオフ動作させるための制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸ，ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹを生成する。制御装置３ｂが生成する制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸの間の関係と、制御信号ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹの間の関係は、それぞれ図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示す制御信号の関係と同じである。
【００６８】
したがって、交流端子Ｕ，Ｖに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子Ｕ１，Ｖ１に出力される電圧は、それぞれ図４（ａ）〜（ｃ）、図６（ａ）〜（ｃ）に示した電圧と同様となる。
【００６９】
すなわち、交流端子Ｕ，Ｖの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度０［Ｖ］となる期間を経由する。交流端子Ｕ，Ｖの電位が０［Ｖ］となる期間は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの１／２の時間である。これにより、交流端子Ｕ１，Ｖ１の電位変化は、共振周期Ｔｆの１／２の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子Ｕ１，Ｖ１に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。
【００７０】
その結果、電動機４ｂの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
図８は、第３の実施形態を説明するための図である。この第３の実施形態は、第１の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を三相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。
【００７１】
図８において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ｃは三相インバータ、３ｃは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサ、Ｌｓは配線インダクタンス、Ｃｓは浮遊容量、４ｃは電動機、５ｃは電流検出器である。
【００７２】
直流電圧源１ａと１ｂとで構成される直流電圧源直列回路は、第１の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。
三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機４ｃに印加される。
【００７３】
電流検出器５ｃは電動機４ｃに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。
制御装置３ｃは、三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置３ｃで生成される制御信号は、電流検出器５ｃから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機４ｃに供給される電流が所定値となるように調整されている。
【００７４】
次に、三相インバータ２ｃの詳細な構成と電動機４ｃの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。
三相インバータ２ｃは、第１の実施形態で示したインバータ２ａを１相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム３つを用いて三相のスイッチングアームを構成した三相インバータである。
【００７５】
第１相スイッチングアームは、ダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなる第１スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されている。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕである。
【００７６】
第２相スイッチングアームは、ダイオードＤｖ，Ｄｙをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙを直列に接続してなる第２スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｖｙとで構成されている。スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの直列接続点は交流端子Ｖである。
【００７７】
第３相スイッチングアームは、ダイオードＤｗ，Ｄｚをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚを直列に接続してなる第３スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｗｚとで構成されている。スイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚの直列接続点は交流端子Ｗである。
【００７８】
第１相スイッチングアーム，第２相スイッチングアームおよび第３相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Ｐに接続され、それぞれの他端は負側端子Ｎに接続されている。
【００７９】
双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は交流端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｖｙの一端は、交流端子Ｖに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｗｚの一端は、交流端子Ｗに接続されている。また、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚのそれぞれの他端は、中性点端子Ｍに接続されている。
【００８０】
なお、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚは、図１に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図２（ａ）、（ｂ）に示す双方向スイッチ回路であっても良い。
【００８１】
また、図８の三相インバータ２ｃは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００８２】
三相インバータ２ｃの交流端子Ｕ，ＶおよびＷと中性点端子Ｍとの間には、それぞれリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１である。
【００８３】
交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は負荷である電動機４ｃに接続される。交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電動機４ｃとの配線には配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。
制御装置３ｃは三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚ，Ｓｕ，Ｓｘ，Ｓｖ，Ｓｙ，Ｓｗ，Ｓｚを選択的にオンオフ動作させるための制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸ，ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹ，ＧＱＷ，ＧＱＺ，ＧＳＷ，ＧＳＺを生成する。制御装置３ｃが生成する制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸの間の関係、制御信号ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹの間の関係およびＧＱＷ，ＧＱＺ，ＧＳＷ，ＧＳＺの間の関係は、それぞれ図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示す制御信号の関係と同じである。
【００８４】
したがって、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に出力される電圧は、それぞれ図４（ａ）〜（ｃ）、図６（ａ）〜（ｃ）に示した電圧と同様となる。
【００８５】
すなわち、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度０［Ｖ］となる期間を経由する。交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位が０［Ｖ］となる期間は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの１／２の時間である。これにより、交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の電位変化は、共振周期Ｔｆの１／２の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。
【００８６】
その結果、電動機４ｃの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
なお、三相を超える多相インバータであっても、第３の実施形態と同様に各相のスイッチングアームおよびフィルタ回路を構成し、各スイッチング素子の制御信号を図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示すように生成して各スイッチング素子のオンオフ動作を行えば、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００８７】
ところで、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの時間は、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。すなわち、共振周期Ｔｆの時間は、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例する。
【００８８】
また、リアクトルＬｆの鉄心材料にはフェライト磁石やアモルファス合金に代表される磁性材料が用いられている。このような磁性材料を鉄心に用いたリアクトルは、図９に示すように、コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるとインダクタンス値Ｌ［Ｈ］が低下するという特性を有する。
【００８９】
したがって、フィルタ回路の共振周期ＴｆをリアクトルＬｆとコンデンサＣｆの仕様値等から一義的に定めると、共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２および共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４の交流成分を打消す効果が十分に発揮されない場合がある。すなわち、コイルに流れる電流Ｉｆ［Ａ］の値が大きくなるにしたがってインダクタンス値Ｌ［Ｈ］が低下すると、予め設定されているフィルタ回路の共振周期Ｔｆと実際に発生する共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ４の共振周期との間にずれが生じる。その結果、共振電圧が十分に打消されず、サージ電圧の抑制効果が低減する。
【００９０】
そこで、フィルタ回路の共振周期Ｔｆに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２の長さを調節し、共振電圧が確実に打消されるようにする必要がある。
フィルタ回路の共振周期Ｔｆは、上記のとおりリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例する。したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例するように時間Ｔ１，Ｔ２を調節すれば、共振電圧が効果的に打消される。また、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］に時間Ｔ１，Ｔ２の二乗値が正比例するように調節しても、共振電圧が効果的に打消される。
【００９１】
リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］は、例えば、制御装置３ａ，３ｂ，３ｃ内に図９に示すリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］とコイルに流れる電流Ｉｆ［Ａ］の値との関係を示すデータテーブルを備えることにより、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいて求めることができる。
【００９２】
また、上記により求めたリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］とコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃ［Ｆ］とからフィルタ回路の共振周期Ｔｆを算出し、この算出した共振周期Ｔｆに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。
【００９３】
さらに、上記により求めたフィルタ回路の共振周期Ｔｆとリアクトルに流れる電流値との相間を示すデータテーブルを予め作成して制御装置３ａ内に備え、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいてこのテーブルを参照し、テーブルを参照することにより得られた共振周期に正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。
【００９４】
なお、リアクトルＬｆに流れる電流は、図７，図８に示した電流検出器５ｂ，５ｃで検出した電流を使用することができる。電流検出器５ｂ，５ｃが検出する電流は電動機４ｂ，４ｃに流れる電流であるが、コンデンサＣｆに流れる電流を無視すれば、ほぼリアクトルＬｆに流れる電流とすることができる。より正確にリアクトルＬｆに流れる電流を検出する場合には、電流検出器５ｂ，５ｃをインバータ２ｂ，２ｃとリアクトルＬｆとの間またはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの間に設ければ良い。
【００９５】
なお、上述した実施形態において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、リアクトルＬｆおよびコンデンサＣｆであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。
【００９６】
また、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとからなる共振回路の共振周期の１／２の時間がインバータで制御可能な時間であれば、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の代わりに配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとからなる共振回路を対象として、本発明を実施することができる。
【００９７】
また、上述した実施形態では、三相および単相のインバータによって電動機を駆動する例を参照して本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするものであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。
【００９８】
また、インバータを発電機との間で電力の授受を行うコンバータに置き換えても良い。この場合、本発明を適用することにより、発電機の交流端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【符号の説明】
【００９９】
１，１ａ，１ｂ・・・直流電圧源、２，２ａ，２ｂ，２ｃ・・・インバータ、３，３ａ，３ｂ，３ｃ・・・制御装置、４，４ａ，４ｂ,４ｃ・・・電動機、５ｂ,５ｃ・・・電流検出器、Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚ・・・スイッチング素子、Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ・・・スイッチング素子、Ｌｓ・・・配線のインダクタンス、Ｃｓ・・・配線の浮遊容量、Ｌｆ・・・リアクトル、Ｃｆ・・・コンデンサ
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子のオンオフ動作に起因して生じるサージ電圧を抑制することを可能にする電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、交流電動機を駆動する場合、直流電圧源の電圧を電圧形ＰＷＭインバータで正弦波電圧と等価なパルス電圧列（スイッチング周波数以上の成分を取り除くと正弦波となる電圧波形）に変換し、このパルス幅変調された正弦波状の電圧が電動機に印加される。図１０は、このような方式で電動機を駆動するシステムの概略構成図である。図１０において、１は直流電圧源、２は直流電圧源１に接続された２レベル三相電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう。）、３はインバータ２を構成するスイッチング素子をオンオフさせるための信号を生成する制御装置、４はインバータ２で駆動される電動機である。
【０００３】
インバータ２は、スイッチング素子ＳｕとＳｘを直列に接続したＵ相スイッチングアーム、スイッチング素子ＳｖとＳｙを直列に接続したＶ相スイッチングアームおよびスイッチング素子ＳｗとＳｚを直列に接続したＷ相スイッチングアームとからなる三相のブリッジで構成されている。
【０００４】
インバータ２と電動機４とは配線で接続され、この配線には抵抗成分とインダクタンス成分とが存在する。さらに、インバータ２と電動機４との間の各相の配線間および各相の配線と大地との間には浮遊容量が存在する。Ｌｓはインバータ２と電動機４との間の配線のインダクタンスを示し、Ｃｓは各相の配線と大地または基準電位間の浮遊容量を示す。なお、各相の配線などが有する抵抗成分はその記載を省略している。
【０００５】
ここで、直流電圧源１の正側端子をＰ、負側端子をＮとする。また、インバータ２のスイッチング素子ＳｕとＳｘの接続中点を交流端子Ｕ、スイッチング素子ＳｖとＳｙの接続中点を交流端子Ｖ、スイッチング素子ＳｗとＳｚの接続中点を交流端子Ｗとする。また、電動機４の三相入力端子をそれぞれＵｍ，Ｖｍ，Ｗｍとする。
【０００６】
このような電動機駆動システムにおいて、インバータ２は、制御装置３で生成された制御信号に従ってスイッチング素子Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚのオンオフ状態を切り換え、直流電圧源１の電圧をパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換する。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗ間に出力され、配線を介して電動機４の入力端子Ｕｍ，Ｖｍ，Ｗｍに印加される。
【０００７】
パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列がインダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで構成されるＬＣ回路に印加されると、インバータ２とＬＣ回路との間で共振現象が生じる。図１１は、インバータ２のスイッチング素子Ｓｕがオンオフ動作をしたときに、電動機４の入力端子Ｕｍ−Ｖｍ間に生じる共振電圧を示した図である。以下、各端子の電位基準点は、図１０のＮ点とする。
【０００８】
この共振電圧は、インバータ２と電動機４との間の配線などが有する抵抗成分（図示せず。）により時間とともに減衰振動するサージ電圧となる。このサージ電圧の最大値は、直流電圧源１の電圧Ｅｄ［Ｖ］の約２倍に達する。そして、この過大なサージ電圧およびその時間変化率ｄｖ／ｄｔは、電動機４の絶縁破壊を引き起こすことが知られている。
【０００９】
なお、直流電圧源１の電圧を２分割して正、中性点、負の電位を出力することができる電力変換装置を用いて出力電圧に含まれる高調波成分を低減する３レベルインバータにおいても、上記サージ電圧が発生する原理は同様である。
【００１０】
このような過大なサージ電圧による電動機の絶縁破壊を防止する方策として、電動機の入力端子部にダイオードブリッジで構成された整流器とその直流端子の両端にコンデンサと抵抗を並列接続してなるサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献１参照。）。また、これを改良したものとして、整流器の直流端子に接続された抵抗に流れる電流をスイッチング素子で制御するサージ電圧抑制装置が提案されている（例えば特許文献２参照。）。また、整流器の直流端子をインバータの入力端子に接続してサージ電圧のエネルギーを電源に回生するサージ電圧抑制方式などが提案されている（例えば特許文献３参照。）。また、インバータと電動機との間にリアクトルを接続し、このリアクトルに抵抗とコンデンサの直列体を並列接続するサージ電圧抑制方法が提案されている（例えば特許文献４参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平８−２３６８２号公報
【特許文献２】特開２００６−１１５６６７号公報
【特許文献３】特開２０１０−１３６５６４号公報
【特許文献４】特開２００７−１６６７０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。
【００１３】
本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機などの負荷に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、本発明は、電力変換装置を、直列に接続された第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、前記の第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路とを備えるように構成する。
【００１５】
そして、前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第１の時間と、前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第２の時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２の時間にし、この時間の間前記双方向スイッチ回路を導通状態にする。
【００１６】
本発明により、第１または第２のスイッチング素子がオフして双方向スイッチ回路が導通したときと、双方向スイッチ回路が非導通となって第２または第１のスイッチング素子がオンしたときに、フィルタ回路に振幅がほぼ同じで逆位相の関係にある２つの共振電圧を発生させることができる。この２つの共振電圧は合成されて電動機等の負荷に印加されるので、電動機等の入力端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【００１７】
さらに、本発明は、第１の時間と第２の時間とをフィルタ回路の共振周期、リアクトルのインダクタンス値の平方根に正比例して調節するものである。または、第１の時間と第２の時間とを、リアクトルに流れる電流値に応じて変化させるものである。
【００１８】
本発明により、２つの共振電圧を確実に１８０［°］逆位相の電圧とすることができるので、電動機などの負荷の入力端子で発生するサージ電圧をより効果的に抑制することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る電力変換装置は、いわゆる３レベル電力変換回路の交流出力側に設けたフィルタ回路部において振幅がほぼ同じで逆位相の２つの共振電圧を発生させ、この２つの共振電圧を合成して振動成分を除去した電圧を電動機等の負荷に印加するものである。その結果、電動機などの負荷の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施形態を説明するための図である。
【図２】（ａ）スイッチ回路Ｓｕｘの他の構成例を説明するための図である。（ｂ）スイッチ回路Ｓｕｘの他の構成例を説明するための図である。
【図３】（ａ）制御信号ＧＱＵを説明するための図である。（ｂ）制御信号ＧＱＸを説明するための図である。（ｃ）制御信号ＧＳＵを説明するための図である。（ｄ）制御信号ＧＳＸを説明するための図である。
【図４】（ａ）Ｕ−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。（ｂ）各タイミングの電圧変化で生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｃ）Ｕ１−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。
【図５】（ａ）制御信号ＧＱＵを説明するための図である。（ｂ）制御信号ＧＱＸを説明するための図である。（ｃ）制御信号ＧＳＵを説明するための図である。（ｄ）制御信号ＧＳＸを説明するための図である。
【図６】（ａ）Ｕ−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。（ｂ）各タイミングの電圧変化で生じる共振電圧波形を説明するための図である。（ｃ）Ｕ１−Ｍ間電圧波形を説明するための図である。
【図７】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図８】本発明の他の実施形態に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図９】リアクトルのインダクタンス値と電流との関係を説明するための図である。
【図１０】従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
【図１１】図１０に示す電力変換装置で電動機を駆動したときの電動機入力端子に発生するサージ電圧を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態を図１〜図９に基づいて詳細に説明する。
図１は本発明に係る第１の実施形態を説明するための図である。図１において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ａはインバータ、３ａは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサである。以下において、リアクトルＬｆのインダクタンス値をＬ［Ｈ］、コンデンサＣｆのキャパシタンス値をＣ［Ｆ］とする。
【００２２】
直流電圧源１ａと１ｂとは直列に接続されて直流電圧源直列回路を構成している。直流電圧源直列回路の一端は正側端子Ｐに接続され、他端は負側端子Ｎに接続され、直流電圧源１ａ，１ｂの直列接続点は中性点端子Ｍに接続されている。直流電圧源１ａと１ｂの電圧はそれぞれＥｄ／２［Ｖ］である。したがって、中性点端子Ｍの電位（０［Ｖ］）を基準とする正側端子Ｐおよび負側端子Ｎの電位は、それぞれＥｄ／２［Ｖ］，−Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００２３】
インバータ２ａはダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなるスイッチング素子直列回路と、スイッチング素子Ｓｕ，Ｓｘを逆並列接続してなる双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されたスイッチングアームである。双方向スイッチ回路Ｓｕｘは、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、ダイオードをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｓｕ，Ｓｘを逆直列接続することにより構成しても良い。
【００２４】
なお、図１のインバータ２ａは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００２５】
スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕに接続されている。スイッチング素子直列回路の一端は直流電圧源直列回路の正側端子Ｐに接続され、他端は負側端子Ｎに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は中性点端子Ｍに接続され、他端は交流端子Ｕに接続されている。
【００２６】
リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとは直列に接続されてフィルタ回路を構成している。リアクトルの一端は交流端子Ｕに接続され、コンデンサの一端は中性点端子Ｍに接続されている。リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの接続点は交流端子Ｕ１に接続されている。
【００２７】
図１において図示を省略しているが、交流端子Ｕ１は図１０に示した電動機等の負荷に接続される。また、交流端子Ｕ１と電動機の入力端子との間の配線には、図示しない配線インダクタンスＬｓ、浮遊容量Ｃｓが存在する。リアクトルＬｆのインダクタンス値とコンデンサＣｆのキャパシタンス値は、配線インダクタンスＬｓ、浮遊容量Ｃｓに対して十分大きい値、例えばそれぞれの値が１０倍程度またはそれよりも大きい値である。
【００２８】
制御装置３ａはインバータ２ａ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘを選択的にオンオフ動作させるための信号を生成する。例えば、制御装置３ａは、インバータ２ａの出力電圧指令を直流電圧源直列回路の電圧で正規化した正弦波信号（変調信号）と所定の三角波信号（キャリア信号）との大小比較をするパルス幅変調演算を行って、パルス幅変調された信号（以下、ＰＷＭ信号という。）を生成する。次に、生成したＰＷＭ信号に基づいて、インバータ２ａ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘを選択的にオンオフ動作させるための制御信号を生成する。
【００２９】
インバータ２ａは、制御装置３ａで生成された制御信号に従って、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘのオンオフ状態を選択的に切り換える。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧はパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換される。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ２ａの交流端子Ｕに出力される。交流端子Ｕに出力されたパルス電圧列はフィルタ回路で整流されて正弦波状となり、交流端子Ｕ１から電動機等の負荷に向けて出力される。
【００３０】
ここで、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位が負側端子Ｎの電位から正側端子Ｐの電位に切り換わる第１のモードについて説明する。なお、以下において、インバータ２ａの各部の電位は中性点端子Ｍの電位を基準とする。
【００３１】
図３（ａ）〜（ｄ）は、第１のモードにおけるスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの制御信号の関係を説明するための図である。
本図において、それぞれの制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸがＨｉｇｈのとき、対応するスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘがオン状態にある。一方、それぞれの制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸがＬｏｗのとき、対応するスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘがオフ状態にある。また、スイッチング素子ＱｕとＳｘの制御信号ＧＱＵ，ＧＳＸの間には、スイッチング素子ＱｕとＳｘとが同時にオンしないように休止時間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチング素子ＱｘとＳｕの制御信号ＧＱＸ，ＧＳＵの間にも休止時間Ｔｄが設けられている。
【００３２】
まず、制御信号ＧＱＵと制御信号ＧＳＵとがＬｏｗであるため、スイッチング素子Ｑｕ，Ｓｕのいずれもがオフしている。また、制御信号ＧＱＸと制御信号ＧＳＸとがＨｉｇｈであるため、スイッチング素子Ｑｘ，Ｓｘのいずれもがオンしている。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕには負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］が出力されている。
【００３３】
この状態から制御信号ＧＱＸがＬｏｗになる（図３（ｂ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｘがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第１タイミングとする。
【００３４】
続いて、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＳＵがＨｉｇｈになる（図３（ｃ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｕがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、０［Ｖ］のままである。
【００３５】
続いて、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから時間Ｔ１１経過後に制御信号ＧＳＸがＬｏｗになる（図３（ｄ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｘがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第２タイミングとする。
【００３６】
続いて、制御信号ＧＳＸがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＱＵがＨｉｇｈになる（図３（ａ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｕがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］のままである。なお、制御信号ＧＱＸがＬｏｗになってから制御信号ＧＱＵがＨｉｇｈになるまでの時間Ｔ１２はＴ１２＝Ｔ１１＋Ｔｄである。
【００３７】
図４（ａ）は、第１のモードにおけるインバータ２ａの交流端子Ｕの電位の変化を説明するための図である。交流端子Ｕの電位は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの上記動作によって、負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］→中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］→正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］と変化する。第１タイミングから第２タイミングまでの時間Ｔ１は、図３（ｄ）の時間Ｔ１１に対応し、この間、交流端子Ｕには０［Ｖ］が出力されている。
【００３８】
図４（ｂ）は、第１タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ１と、第２タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ２とを説明するための図である。
【００３９】
共振電圧Ｖｒ１は、０［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動をする電圧である。共振周期Ｔｆは、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。また、共振電圧の初期値は、第１タイミングのときの値−Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００４０】
共振電圧Ｖｒ２は、Ｅｄ／２［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第２タイミングのときの値０［Ｖ］である。共振電圧Ｖｒ２は共振電圧Ｖｒ１に対して逆位相の関係にある。
【００４１】
共振電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２の角周波数をω（＝２π／Ｔｆ）［ｒａｄ／ｓ］とすると、時間ｔ［ｓ］に対する共振電圧Ｖｒ１，Ｖｒ２の大きさは、それぞれ（Ｅｄ／２）ｓｉｎ（ωｔ−π／２）［Ｖ］、Ｅｄ／２｛１＋ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）｝［Ｖ］で表される。
【００４２】
図４（ｃ）は、フィルタ回路の交流端子Ｕ１に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子Ｕ１には、図４（ｂ）に示したフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とが合成された電圧が出力される。共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とは位相がπ［ｒａｄ］ずれた関係にあるため、共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子Ｕ１の電圧は、時間Ｔ１の間で−Ｅｄ／２［Ｖ］からＥｄ／２［Ｖ］に変化した後、Ｅｄ／２［Ｖ］一定の電圧となる。
【００４３】
共振電圧Ｖｒ１の共振周期Ｔｆは、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで定まるＬＣ回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間Ｔ１の間に生じる交流端子Ｕ１の電圧変化率は、ＬＣ回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に印加されても、ＬＣ回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００４４】
次に、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位が正側端子Ｐの電位から負側端子Ｎの電位に切り換わる第２のモードについて説明する。
図５（ａ）〜（ｄ）は、第２のモードにおけるスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの制御信号の関係を説明するための図である。
【００４５】
まず、制御信号ＧＱＵと制御信号ＧＳＵとがＨｉｇｈであるため、スイッチング素子Ｑｕ，Ｓｕのいずれもがオンしている。また、制御信号ＧＱＸと制御信号ＧＳＸとがＬｏｗであるため、スイッチング素子Ｑｘ，Ｓｘのいずれもがオフしている。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕには正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］が出力されている。
【００４６】
この状態から制御信号ＧＱＵがＬｏｗになる（図５（ａ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｕがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第３タイミングとする。
【００４７】
続いて、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＳＸがＨｉｇｈになる（図５（ｄ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｘがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］のままである。
【００４８】
続いて、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから時間Ｔ２１経過後に制御信号ＧＳＵがＬｏｗになる（図５（ｃ）参照。）ため、スイッチング素子Ｓｕがオフする。その結果、インバータ２ａの交流端子Ｕには負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第４タイミングとする。
【００４９】
続いて、制御信号ＧＳＵがＬｏｗになってから休止時間Ｔｄ経過後に制御信号ＧＱＸがＨｉｇｈになる（図５（ｂ）参照。）ため、スイッチング素子Ｑｘがオンする。この場合、インバータ２ａの交流端子Ｕの電位は変化せず、負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］のままである。なお、制御信号ＧＱＵがＬｏｗになってから制御信号ＧＱＸがＨｉｇｈになるまでの時間Ｔ２２はＴ２２＝Ｔ２１＋Ｔｄである。
【００５０】
図６（ａ）は、第２のモードにおけるインバータ２ａの交流端子Ｕの電位の変化を説明するための図である。交流端子Ｕの電位は、スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｓｕ，Ｓｘの上記動作によって、正側端子Ｐの電位Ｅｄ／２［Ｖ］→中性点端子Ｍの電位０［Ｖ］→負側端子Ｎの電位−Ｅｄ／２［Ｖ］と変化する。第３タイミングから第４タイミングまでの時間Ｔ２は、図５（ｃ）の時間Ｔ２１に対応し、この間、交流端子Ｕには０［Ｖ］が出力されている。
【００５１】
図６（ｂ）は、第３タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ３と、第４タイミングで交流端子Ｕの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ４とを説明するための図である。
【００５２】
共振電圧Ｖｒ３は、０［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動をする電圧である。共振周期Ｔｆは、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。また、共振電圧の初期値は、第３タイミングのときの値Ｅｄ／２［Ｖ］である。
【００５３】
共振電圧Ｖｒ４は、−Ｅｄ／２［Ｖ］を中心にＥｄ／２［Ｖ］の振幅およびフィルタ回路の共振周期Ｔｆで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第４タイミングのときの値０［Ｖ］である。共振電圧Ｖｒ４は共振電圧Ｖｒ３に対して逆位相の関係にある。
【００５４】
共振電圧Ｖｒ３，Ｖｒ４の角周波数をω（＝２π／Ｔｆ）［ｒａｄ／ｓ］とすると、時間ｔ［ｓ］に対する共振電圧Ｖｒ３，Ｖｒ４の大きさは、それぞれ（Ｅｄ／２）ｓｉｎ（ωｔ−π／２）［Ｖ］、−Ｅｄ／２｛１＋ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）｝［Ｖ］で表される。
【００５５】
図６（ｃ）は、フィルタ回路の交流端子Ｕ１に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子Ｕ１には、図６（ｂ）に示したフィルタ回路の共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とが合成された電圧が出力される。共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とは位相がπ［ｒａｄ］ずれた関係にあるため、共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子Ｕ１の電圧は、時間Ｔ２の間にＥｄ／２［Ｖ］から−Ｅｄ／２［Ｖ］に変化した後、−Ｅｄ／２［Ｖ］一定の電圧となる。
【００５６】
共振電圧Ｖｒ３の共振周期Ｔｆは、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとで定まるＬＣ回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間Ｔ２の間に生じる交流端子Ｕ１の電圧変化率は、ＬＣ回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に印加されても、ＬＣ回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００５７】
図７は、第２の実施形態を説明するための図である。この第２の実施形態は、第１の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を単相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。
【００５８】
図７において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ｂは単相インバータ、３ｂは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサ、Ｌｓは配線インダクタンス、Ｃｓは浮遊容量、４ｂは電動機、５ｂは電流検出器である。
【００５９】
直流電圧源１ａと１ｂとで構成される直流電圧源直列回路は、第１の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。
単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機４ｂに印加される。
【００６０】
電流検出器５ｂは電動機４ｂに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。
制御装置３ｂは、単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置３ｂで生成される制御信号は、電流検出器５ｂから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機４ｂに供給される電流が所定値となるように調整されている。
【００６１】
次に、単相インバータ２ｂの詳細な構成と電動機４ｂの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。
単相インバータ２ｂは、第１の実施形態で示したインバータ２ａを１相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム２つを用いて２相のスイッチングアームを構成した単相インバータである。
【００６２】
第１相スイッチングアームは、ダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなる第１スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されている。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕである。
【００６３】
第２相スイッチングアームは、ダイオードＤｖ，Ｄｙをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙを直列に接続してなる第２スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｖｙとで構成されている。スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの直列接続点は交流端子Ｖである。
【００６４】
第１相スイッチングアームと第２相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Ｐに接続され、それぞれの他端は負側端子Ｎに接続されている。
双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は交流端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｖｙの一端は、交流端子Ｖに接続されている。また、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙのそれぞれの他端は、中性点端子Ｍに接続されている。
【００６５】
なお、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙは、図１に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図２（ａ）、（ｂ）に示す双方向スイッチ回路であっても良い。
また、図７の単相インバータ２ｂは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００６６】
単相インバータ２ｂの交流端子Ｕ，Ｖと中性点端子Ｍとの間には、それぞれリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子Ｕ１，Ｖ１である。
【００６７】
交流端子Ｕ１，Ｖ１は負荷である電動機４ｂに接続される。交流端子Ｕ１，Ｖ１と電動機４ｂとの配線には配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。
制御装置３ｂは単相インバータ２ｂ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｓｕ，Ｓｘ，Ｓｖ，Ｓｙを選択的にオンオフ動作させるための制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸ，ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹを生成する。制御装置３ｂが生成する制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸの間の関係と、制御信号ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹの間の関係は、それぞれ図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示す制御信号の関係と同じである。
【００６８】
したがって、交流端子Ｕ，Ｖに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子Ｕ１，Ｖ１に出力される電圧は、それぞれ図４（ａ）〜（ｃ）、図６（ａ）〜（ｃ）に示した電圧と同様となる。
【００６９】
すなわち、交流端子Ｕ，Ｖの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度０［Ｖ］となる期間を経由する。交流端子Ｕ，Ｖの電位が０［Ｖ］となる期間は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの１／２の時間である。これにより、交流端子Ｕ１，Ｖ１の電位変化は、共振周期Ｔｆの１／２の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子Ｕ１，Ｖ１に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。
【００７０】
その結果、電動機４ｂの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
図８は、第３の実施形態を説明するための図である。この第３の実施形態は、第１の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を三相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。
【００７１】
図８において、符号１ａ，１ｂは直流電圧源、２ｃは三相インバータ、３ｃは制御装置、Ｌｆはリアクトル、Ｃｆはコンデンサ、Ｌｓは配線インダクタンス、Ｃｓは浮遊容量、４ｃは電動機、５ｃは電流検出器である。
【００７２】
直流電圧源１ａと１ｂとで構成される直流電圧源直列回路は、第１の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。
三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機４ｃに印加される。
【００７３】
電流検出器５ｃは電動機４ｃに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。
制御装置３ｃは、三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置３ｃで生成される制御信号は、電流検出器５ｃから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機４ｃに供給される電流が所定値となるように調整されている。
【００７４】
次に、三相インバータ２ｃの詳細な構成と電動機４ｃの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。
三相インバータ２ｃは、第１の実施形態で示したインバータ２ａを１相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム３つを用いて三相のスイッチングアームを構成した三相インバータである。
【００７５】
第１相スイッチングアームは、ダイオードＤｕ，Ｄｘをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘを直列に接続してなる第１スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｕｘとで構成されている。スイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの直列接続点は交流端子Ｕである。
【００７６】
第２相スイッチングアームは、ダイオードＤｖ，Ｄｙをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙを直列に接続してなる第２スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｖｙとで構成されている。スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの直列接続点は交流端子Ｖである。
【００７７】
第３相スイッチングアームは、ダイオードＤｗ，Ｄｚをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚを直列に接続してなる第３スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Ｓｗｚとで構成されている。スイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚの直列接続点は交流端子Ｗである。
【００７８】
第１相スイッチングアーム，第２相スイッチングアームおよび第３相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Ｐに接続され、それぞれの他端は負側端子Ｎに接続されている。
【００７９】
双方向スイッチ回路Ｓｕｘの一端は交流端子Ｕに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｖｙの一端は、交流端子Ｖに接続されている。双方向スイッチ回路Ｓｗｚの一端は、交流端子Ｗに接続されている。また、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚのそれぞれの他端は、中性点端子Ｍに接続されている。
【００８０】
なお、双方向スイッチ回路Ｓｕｘ，Ｓｖｙ，Ｓｗｚは、図１に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図２（ａ）、（ｂ）に示す双方向スイッチ回路であっても良い。
【００８１】
また、図８の三相インバータ２ｃは、スイッチング素子の一つであるＩＧＢＴを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴまたはＳｉＣ半導体のいずれであっても良い。
【００８２】
三相インバータ２ｃの交流端子Ｕ，ＶおよびＷと中性点端子Ｍとの間には、それぞれリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１である。
【００８３】
交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は負荷である電動機４ｃに接続される。交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と電動機４ｃとの配線には配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓが存在する。
制御装置３ｃは三相インバータ２ｃ内のスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘ，Ｑｖ，Ｑｙ，Ｑｗ，Ｑｚ，Ｓｕ，Ｓｘ，Ｓｖ，Ｓｙ，Ｓｗ，Ｓｚを選択的にオンオフ動作させるための制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸ，ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹ，ＧＱＷ，ＧＱＺ，ＧＳＷ，ＧＳＺを生成する。制御装置３ｃが生成する制御信号ＧＱＵ，ＧＱＸ，ＧＳＵ，ＧＳＸの間の関係、制御信号ＧＱＶ，ＧＱＹ，ＧＳＶ，ＧＳＹの間の関係およびＧＱＷ，ＧＱＺ，ＧＳＷ，ＧＳＺの間の関係は、それぞれ図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示す制御信号の関係と同じである。
【００８４】
したがって、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に出力される電圧は、それぞれ図４（ａ）〜（ｃ）、図６（ａ）〜（ｃ）に示した電圧と同様となる。
【００８５】
すなわち、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度０［Ｖ］となる期間を経由する。交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位が０［Ｖ］となる期間は、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの１／２の時間である。これにより、交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の電位変化は、共振周期Ｔｆの１／２の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量ＣｓとからなるＬＣ回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。
【００８６】
その結果、電動機４ｃの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
なお、三相を超える多相インバータであっても、第３の実施形態と同様に各相のスイッチングアームおよびフィルタ回路を構成し、各スイッチング素子の制御信号を図３（ａ）〜（ｄ）、図５（ａ）〜（ｄ）に示すように生成して各スイッチング素子のオンオフ動作を行えば、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
【００８７】
ところで、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の共振周期Ｔｆの時間は、２π√（ＬＣ）［ｓ］である。すなわち、共振周期Ｔｆの時間は、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例する。
【００８８】
また、リアクトルＬｆの鉄心材料にはフェライト磁石やアモルファス合金に代表される磁性材料が用いられている。このような磁性材料を鉄心に用いたリアクトルは、図９に示すように、コイルに流れる電流Ｉｆの値が大きくなるとインダクタンス値Ｌ［Ｈ］が低下するという特性を有する。
【００８９】
したがって、フィルタ回路の共振周期ＴｆをリアクトルＬｆとコンデンサＣｆの仕様値等から一義的に定めると、共振電圧Ｖｒ１とＶｒ２および共振電圧Ｖｒ３とＶｒ４の交流成分を打消す効果が十分に発揮されない場合がある。すなわち、コイルに流れる電流Ｉｆ［Ａ］の値が大きくなるにしたがってインダクタンス値Ｌ［Ｈ］が低下すると、予め設定されているフィルタ回路の共振周期Ｔｆと実際に発生する共振電圧Ｖｒ１〜Ｖｒ４の共振周期との間にずれが生じる。その結果、共振電圧が十分に打消されず、サージ電圧の抑制効果が低減する。
【００９０】
そこで、フィルタ回路の共振周期Ｔｆに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２の長さを調節し、共振電圧が確実に打消されるようにする必要がある。
フィルタ回路の共振周期Ｔｆは、上記のとおりリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例する。したがって、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］の平方根に正比例するように時間Ｔ１，Ｔ２を調節すれば、共振電圧が効果的に打消される。また、リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］に時間Ｔ１，Ｔ２の二乗値が正比例するように調節しても、共振電圧が効果的に打消される。
【００９１】
リアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］は、例えば、制御装置３ａ，３ｂ，３ｃ内に図９に示すリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］とコイルに流れる電流Ｉｆ［Ａ］の値との関係を示すデータテーブルを備えることにより、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいて求めることができる。
【００９２】
また、上記により求めたリアクトルＬｆのインダクタンス値Ｌ［Ｈ］とコンデンサＣｆのキャパシタンス値Ｃ［Ｆ］とからフィルタ回路の共振周期Ｔｆを算出し、この算出した共振周期Ｔｆに正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。
【００９３】
さらに、上記により求めたフィルタ回路の共振周期Ｔｆとリアクトルに流れる電流値との相間を示すデータテーブルを予め作成して制御装置３ａ内に備え、リアクトルＬｆに流れる電流値に基づいてこのテーブルを参照し、テーブルを参照することにより得られた共振周期に正比例して時間Ｔ１，Ｔ２を調節することもできる。
【００９４】
なお、リアクトルＬｆに流れる電流は、図７，図８に示した電流検出器５ｂ，５ｃで検出した電流を使用することができる。電流検出器５ｂ，５ｃが検出する電流は電動機４ｂ，４ｃに流れる電流であるが、コンデンサＣｆに流れる電流を無視すれば、ほぼリアクトルＬｆに流れる電流とすることができる。より正確にリアクトルＬｆに流れる電流を検出する場合には、電流検出器５ｂ，５ｃをインバータ２ｂ，２ｃとリアクトルＬｆとの間またはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの間に設ければ良い。
【００９５】
なお、上述した実施形態において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、リアクトルＬｆおよびコンデンサＣｆであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。
【００９６】
また、配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとからなる共振回路の共振周期の１／２の時間がインバータで制御可能な時間であれば、リアクトルＬｆとコンデンサＣｆとからなるフィルタ回路の代わりに配線インダクタンスＬｓと浮遊容量Ｃｓとからなる共振回路を対象として、本発明を実施することができる。
【００９７】
また、上述した実施形態では、三相および単相のインバータによって電動機を駆動する例を参照して本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするものであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。
【００９８】
また、インバータを発電機との間で電力の授受を行うコンバータに置き換えても良い。この場合、本発明を適用することにより、発電機の交流端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。
【符号の説明】
【００９９】
１，１ａ，１ｂ・・・直流電圧源、２，２ａ，２ｂ，２ｃ・・・インバータ、３，３ａ，３ｂ，３ｃ・・・制御装置、４，４ａ，４ｂ,４ｃ・・・電動機、５ｂ,５ｃ・・・電流検出器、Ｑｕ〜Ｑｗ，Ｑｘ〜Ｑｚ・・・スイッチング素子、Ｓｕ〜Ｓｗ，Ｓｘ〜Ｓｚ・・・スイッチング素子、Ｌｓ・・・配線のインダクタンス、Ｃｓ・・・配線の浮遊容量、Ｌｆ・・・リアクトル、Ｃｆ・・・コンデンサ
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続された第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、
前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、
前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、
前記の第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、
前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、
リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流端子の電位が前記正側端子の電位から前記負側端子の電位に切り換わるとき、
前記交流端子の電位は、前記正側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第１の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記負側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記交流端子の電位が前記負側端子の電位から前記正側端子の電位に切り換わるとき、
前記交流端子の電位は、前記負側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第２の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記正側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、
前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第１の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、
前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第２の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第２の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１の時間および／または前記第２の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であって、前記フィルタ回路が有する共振周期または前記リアクトルのインダクタンス値の平方根のいずれかに比例して変化することを特徴とする請求項６または請求項７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１の時間および／または前記第２の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であって、前記フィルタ回路を構成する前記リアクトルに流れる電流値に応じて変化することを特徴とする請求項６または請求項７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記双方向スイッチ回路は、逆耐圧を有するスイッチング素子を逆並列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記双方向スイッチ回路は、ダイオードを逆並列接続されたスイッチング素子を逆直列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記スイッチング素子直列回路および前記双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子は、ＳiＣ半導体であることを特徴とする請求項１０または請求項１１のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて２相のスイッチングアームを構成してなる単相インバータ装置。
【請求項１４】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて２相のスイッチングアームを構成してなる単相コンバータ装置。
【請求項１５】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて３相以上のスイッチングアームを構成してなる多相インバータ装置。
【請求項１６】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて３相以上のスイッチングアームを構成してなる多相コンバータ装置。
【請求項１】
直列に接続された第１の直流電圧源と第２の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、
前記第１の直流電圧源と前記第２の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、
前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、
前記の第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、
前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、
リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記交流端子の電位が前記正側端子の電位から前記負側端子の電位に切り換わるとき、
前記交流端子の電位は、前記正側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第１の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記負側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記交流端子の電位が前記負側端子の電位から前記正側端子の電位に切り換わるとき、
前記交流端子の電位は、前記負側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第２の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記正側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、
前記第１のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第１の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第２のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、
前記第２のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第２の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第１のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第２の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であることを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１の時間および／または前記第２の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であって、前記フィルタ回路が有する共振周期または前記リアクトルのインダクタンス値の平方根のいずれかに比例して変化することを特徴とする請求項６または請求項７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１の時間および／または前記第２の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の１／２であって、前記フィルタ回路を構成する前記リアクトルに流れる電流値に応じて変化することを特徴とする請求項６または請求項７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記双方向スイッチ回路は、逆耐圧を有するスイッチング素子を逆並列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記双方向スイッチ回路は、ダイオードを逆並列接続されたスイッチング素子を逆直列に接続してなることを特徴とする請求項１乃至請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記スイッチング素子直列回路および前記双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子は、ＳiＣ半導体であることを特徴とする請求項１０または請求項１１のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて２相のスイッチングアームを構成してなる単相インバータ装置。
【請求項１４】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて２相のスイッチングアームを構成してなる単相コンバータ装置。
【請求項１５】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて３相以上のスイッチングアームを構成してなる多相インバータ装置。
【請求項１６】
請求項１乃至請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を用いて３相以上のスイッチングアームを構成してなる多相コンバータ装置。
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
【図１０】
【図１１】
【公開番号】特開２０１３−２１７６４（Ｐ２０１３−２１７６４Ａ）
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願番号】特願２０１１−１５１０３８（Ｐ２０１１−１５１０３８）
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
【公開日】平成２５年１月３１日（２０１３．１．３１）
【国際特許分類】
【出願日】平成２３年７月７日（２０１１．７．７）
【出願人】（０００００５２３４）富士電機株式会社 (3,146)
【Ｆターム（参考）】
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